2-2-4 PWM控制与驱动电路
2-2-4-1
TL494 PWM控制器
特性：
?内置校准器提供稳定的 5V参考电压。
?TR输出可提供 200mA的电流。
?输出可控制推挽式或单端式操作。
?多任务的死区控制（ Pin4）和 PWM控制单元。
?片上晶振的主从操作。
?每个输出口有内置双倍脉冲禁止回路。
内部原理图：
2-2-4-2 三脚 PWM/MOSFET复合单片 TOPSwitch-2电路
TOPSwitch-II性能
1 功率范围明显扩大：在宽值输入交流电压（ 85－ 265V）时，最大输出功率由 50W扩大到 90W ;
在单值交流输入电压（ 110/115/230V)时，输出功率范围由 100W扩大到 150W；应用领域拓宽到小型
电视机和显示器，音响放大器等。
2 电路设计新特点,AC/DC变换效率提高到 90％只有三个引脚的单片 IC综合了控制系统，驱动电路，
功率 MOSFET,脉宽调制，高压启动电路，环路补偿调节，故障保护电路等功能； TOP器件的
线性控制特性，在低成本上具有竞争力。
3 TOPSwitch-2有二种封装形式。除三脚 TOP-220外，还有 8脚 DIP封装中有 6个引脚接地，用于增大
散热功能，特别有利于微型电器设备的电源安装设计。
4引脚最少 (DIP也只有三个有效接点） TOPSwitch,却集成了 100KHZ脉宽调制稳压电源所需所有功能：
自设高压偏置电流源，偏分流调节器 /误差电压放大器、振荡器、带隙参考基准、恒频的 PWM、
受控导通的栅极驱动器、前沿消隐和自动保护功能。
5.该 TOPSwitch输出极是可控导通速度的高压 N沟道、低输出电容 MOSFET,从功率管漏源低导通电阻
取样来控制导通时间。受控导通减少了开关电压的变化速率，它同连接散热片的源极一起，明
显减少了电磁干扰和系统噪声，使滤波器成本降到最低。
6,TOPSwitch具有完善的多种自动保护功能电路：过流限制、过压切断、欠压锁定、过热关闭、短路
保护等、
7,TOPSwitch－ II的外围电路很简单，只需要十几只器件，就能制作高性能的小型电源。它的集成度
高，电路设计简化，比分立元件电路减少 15～ 20只元件，并允许采用单面 PCB板，可用于离线
反馈式、正向激励式和升压式功率因数校正等电源。
图 2－ 1 TOPSwitch-II简化外围电路与两种封装的外形图
TOPSwitch器件三个引脚的功能简要如下：
漏极脚（ DRAIN）,接输出管 MOSFET漏极，在启动工作时，经过内
部开关电流源提供内部偏置电流。该脚还是内部电流检测点。
控制脚（ CONTROL）,是误差放大器和反馈电流输入脚，以控制占空
系数。正常工作时内部分流调节器接通，提供内部偏置电流。该脚也接
电源旁路和自动再启动 /补偿电容器。
源极脚（ SOURCE）,再 TO-220封装中，它是输出级 MOSFET的源极连
线，接直流高压和主变压器原边电路的公共端与参考点；在 DIP封装中，
它是原边控制电路公共端和参考点，并且有 6个引出脚接地。
TOPSwitch-II器件是一种具有自身偏置和保护功能的变换器，它用
线性控制电流来改变占空比，能断开漏极输出端。它利用 CMOS和集成
尽可能多的功能来实现高效率。与双极管和分立元件电路相比，重要的
是 CMOS减少了偏置电流，集成化使其省略了几个外部功率电阻器。它
们原设计用于电流采样或提供初始启动电流。
如图 2-3所示，在正常工作期间，内部输出级 MOSFET的占空比，
使随着控制脚电流的增大而线性地减小。为了执行所有必要的控制、偏
置和保护功能，漏极脚和控制脚分别完成下面所述的几项功能（可参见
图 2-2和图 2-5中的 TOPSwitch集成电路之定时脉冲波形与电压波形）。
图 2－ 2 内部功能方框图
图 2－ 3 专空比与控制脚电流的关系曲线
图 2－ 4TOPS witch-2电路的起始工作波形
图 2－ 5 TOPSwitch-2在三种工作状态下的典型波形
? （ 1）控制脚电压 Vc的供给 控制脚电压 Vc是控制脚与源极脚之间的电源或者
偏置电压。一只外部旁路电容器紧接在控制脚与源极脚之间，以提供所需的 栅极驱动电流。接到该脚的总电容量 CT又设置了自动再启动功能，也同样控
制回路的补偿。 Vc被调整在两钟状态之一模式。滞后调整用于初始启动和过
载工作。分流调整则用于分离占空比误差信号，它来自控制电路的电源电流。 在启动期间，控制脚电流由高压开关电流源提供，该开关在 IC内部接于漏极
脚和控制脚之间。电流源提供足够的电流供给控制电路，它也对总的外部电 容 CT进行充电。
? 首先 Vc升到较高的门限电压值（ 5.7V），此时高压电流源被关断，而脉
宽调制器和输出级晶体管则被激活，如图 2-4(a)所示。在正常工作期间（即当
输出电压可调节时），反馈控制电流提供了 Vc电源电流。分流调节器可维持
Vc在典型值（ 5.7V），它是通过分流控制脚上的反馈电流实现的。该电流超
过流经 PWM误差信号采样电阻器 RE上的所需直流电源电流。当用于初级反
馈接法时，该脚的动态阻抗与外部电阻值和电容器数值，共同确定了电源系 统的控制回路补偿量。
? TOPSwitch-II电路的起始工作波形如图 2-4所示，图中给出了正常工作时
和自动再启动时的两种不同波形。
? 如果让控制脚的外部电容 CT放电到较低的门限电平，那么输出级
MOSFET将被关断截止，此时控制电路进入一个低电流的准备状态。而高压
电流源则被接通，并向外部电容再次充电。在图 2-5中可看到，充电电流具有
图示的负极性，而放电电流则具有正极性。在图 2-4(b)中，通过接通和关断
高压电流源，滞后的自动再启动比较器可维持 Vc值介于典型的 4.7~5.7V窗口
范围内。自动再启动电路具有一个八分频计数器，它能阻止输出级 MOSFET
再次导通，知道八个放电－充电周期已经过去为止。通过把自动再启动占空 比减小到典型的 5％，计数器能有效地限制 TOPSwitch的功率损耗。自动再启
动作用连续进行到输出电压再次变为可调节为止，如图 2-5所示。
（ 2）带隙参考基准 所有临界的 TOPSwitch内部电压，都由一个温度补偿的带隙
参考基准得出。该参考基准也用于产生一个温度补偿的电流源，它被微调节
在精确设置的振荡频率和调节 MOSFET栅极的驱动电流。
（ 3）振荡器 内部振荡器对内部电容器线性地进行充电和放电，它在两个电压电
平之间产生锯齿波形，并送往脉冲宽度调制器。该振荡器在每个周期开始时，
置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。在电源应用中选择 100kHz额定频率，
可使电磁干扰最小，并使效率最高。微调电流基准可改进振荡频率精度。
（ 4）脉冲宽度调制器 脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级
MOSFET，其占空比与流入控制脚的电流成反比例。该脚在 RE两端产生一个
电压误差信号。 RE两端的误差信号由一个典型角频率为 7kHz的 RC网络加以滤
波，以减少开关噪声的作用。该滤波误差信号与内部振荡器锯齿波相比较，
产生一定占空比的波形。当控制电流增加时，占空比则减小。由振荡器产生
的时钟信号置位一个寄存器，它使输出级功率管 MOSFET变为截止。
占空比是由内部振荡器的对称性能来调节。调制器导通时间最短，可保持
TOPSwitch的电流消隐不受误差信号的影响。注意到在占空比开始变化之前，
必须使注入控制脚的电流为最小值。
（ 5）栅极驱动器 设计栅极驱动器是在一个受控的速率时使输出级 MOSFET导通，
从而使共模电磁干扰减到最小。栅极驱动电流可微调节以改进精度。
? （ 6）误差放大器 在初级反馈应用时，分流调节器也能完成一个误差放大器的功能。
该分流调节器的电压，是由温度补偿的带隙参考基准电压精确地加以提供的。误差放大器的增益，则由控制脚的动态电阻来设定。控制脚把外部电率信号箝位在 Vc电压电
平上。超过电源电流的控制脚电流，则由分流调节器加以分离，并作为误差信号流过RE。
? （ 7）逐个周期式电流限制 逐个周期式峰值漏极电流限制电路，是利用输出级
MOSFET的导通电阻作为采样电阻器。电流限制比较器把输出级 MOSFET导通状态是
的漏－源电压与门限电压相比较。高的漏极电流使 VDS超过门限电压，并使输出级的
MOSFET截止，直到下一个时钟周期开始之前。电流限制比较器的门限电压是受温度
补偿的，由于温度影响改变输出级 MOSFET的导通电阻 RDS(ON)值，它使有效峰值电
流限制的变化减到最小。
? 在输出级 MOSFET导通之后的一个短时间里，前沿消隐电路将阻止电流限制比较
器工作。因前沿消隐时间已被确定，故由原边电容和副边整流器反向恢复引起的电流尖峰，将不会造成开关脉冲过早地结束。
? （ 8）关闭与自动再启动 为了使 TOPSwitch的功耗降到最低，如果维持输出可调节的条
件，则关闭与自动再启动电路，是在占空比为 5％典型值时使电源导通和截止。当丧失
调节能力时，将中断外部电流进入控制脚。 Vc地调节可使分流状态变为滞后的自动再
启动状态。当故障条件消除、电源输出变为可调节时,Vc的调节再次变为分流状态，
则电源的正常工作又重新开始。
? （ 9）过热保护 温度保护是由一个精密的模拟电路提供的，当结点温度超过热关闭温
度时（典型值为 135摄氏度），该电路将使输出级 MOSFET截止。激活加电复位电路，
可通过消除和恢复输入电源来进行，或者瞬间进入控制脚的、低于加电的复位门限电压，可是阀门复位，并且让 TOPSwitch恢复正常的电源工作状态。当电源被关闭时,Vc
则被调节在滞后状态，并且在控制脚出现一个 4.7~5.7V(典型值 )的锯齿波电压。
? （ 10）高压偏置电流源 该电流源从漏极脚对 TOPSwitch提供偏置，并在启动或者滞
? 后工作期间对控制脚外部电容 CT进行充电。滞后工作出现在自动再启动和过热封锁关
闭期间。该电流源是按近似 35％的有效占空比被开通和切断。这一占空比是由控制脚
充电电流 Ic与放电电流（ ICD1＋ ICD2）之比来确定的。当输出级 MOSFET被开通时，
在正常工作期间该电流源则被切断。
2-2-5取样与误差控制电路
T L 4 3 1
T L 4 9 4
4 N 3 5
R4
3,3K
R3
R7
R8
0,1u
R1
W1
R2
7,6k
+ 15 V
+ 15 V
1 5
42
9
2
1
10
14
3
TL431功能方框图与内部等效电路
一,4N35,TL431的工作特性与主要电气参数
要正确计算 TL431光电耦合控制系统 4N35/TL431的外围电路元件值，需要首先了解 4N35
和 TL431的 工作特性与主要电气参数。从图看出,4N35光电耦合器件的控制端（又称
一次侧）是一只二极管，上方（正极）接正电压，下方（负极）接 TL431的阴极（实际
上是接 TL431内的一只三极管集电极脚，并通过导通的三极管对地构成回路）。 4N35
的受控端是一只三极管（又称二次侧），它的集电极接 +15V供电电压，它的发射极经
两个分压电阻器接地，控制电压从分压器中点引出加到 TL494的输入端。正常工作时，
二极管电流引起的光电效应，使三极管也出现工作电流。查找光电器件手册得到如下电气参数：
1,4N35的主要工作特性与极限参数值
（ 1）极限值：一次侧 IFmax=60mA,PD1(max)=100Mw;
VRmax=6V
二次侧 VCEmax=30V(Vcc),PD2max=300mW;
IOLmax=100Ma;
全体（两侧间）：最小直流冲击隔离电压值为 3500V（ -55~+100T℃ ）。
（ 2）工作特性：
一次侧 VFmax/IF=1.5V/10mA(发射体最大正向电压 )；
CJmax(典型值 )=100pF;
二次侧 trmax(典型值 )=10us(上升时间 )
tfmax(典型值 )=10us(上升时间 );hfemin=100;
一次侧与二次侧之间
CTRmin/IF=100%/10mA(最小电流传送速率 )，
VCESmax/ IF,IC=0.3V/10mA,0.5A(检测器最大 VCE)，
C1-2max(典型值 )=2.5p F。
4N35的工作速率（或带宽）,150kHz 。
2,TL431的电气参数
TL431外形见图，它相当于一只性能优良的稳压二极管。
? ·阴极工作电压 VKA,2.5V（基准值） ~37V（最大值）
? ·阴极工作电流 IK,1~100 m A (连续使用极限范围,-100~150 m A ) ;
? ·连续使用功耗,775mW(25℃ );
·具有低动态输出电阻,0.22Ω
·基准输入电流范围,-50u A~ 10 m A ;
·参考电压源误差,± 1.0%;
·TL431的工作温度范围,0~70℃,全范围内温度特性平坦,50pptm/℃ 。
二、低压光耦控制电路试验，初步确定几个电阻值
由图电路结构，将 TL494的 1脚接地,2脚和 15脚均接一半的参考基准电压
Vr/2=2.5V,它的 16脚接过流检测电路。假定死区时间控制电路设计，已经确保
TL494的最大输出脉宽，不超过 40%的振荡周期，即 τmax≤0.4T（最大占空比为
0.5）。在 TL494的工作频率为 80kHz 时，其振荡周期为 12.5us,死区控制使 IC 最
大输出脉宽为 5us。根据 4N35和 TL431的工作参数，在正常工作条件下设光耦
合控制器一次侧与二次侧两端电流为 5~10 mA,TL494的 3脚控制电压值低于
2.5V时输出脉宽最大，当 3脚电压值高于 3.6V时，则输出脉宽缩小到 0（消失），
见图所示。
R7+R8=15V/（ 5~10mA） =3~1.5(kΩ)
假若光耦控制器在 5 mA工作电流时，使分压器 R7,R8的中点电压值，应高于、等于 2.5V，
即让 TL494的 3脚电压值处于最佳敏感可调控制区内。因此，分压器下端电阻 R8的阻值
约为：
R8=2.5V/5mA=500Ω
取 R8为 510Ω标准值，可推测 R7的阻值为 R7=1~2.5(kΩ)，先取 R7=1.2kΩ，再估算光电耦
合器一次侧控制电路的几个电阻值。
由于 4N35的最小电流传送速率为 100%/10 mA,为了让一次侧的最大工作电流能达到
IDMAX=15~20mA，控制端的限流电阻值大致为：
R4为 R4=15V/20~15mA=750Ω~1kΩ
先取 750Ω。
? 又因 TL431的控制端输入电流值明显减少，约为输出电流的十分之一左右，也就是说
IR=1.5~2.0Ma：
? R1+W1+R2=15V/2.0~1.5mA=7.5 ~10 kΩ
?
? 分压电阻器 R1,W1,R2的阻值，应使 TL431的输入端电压值大于、等于它的基准参考
电压值 2.495V（标称值），则 TL431的输出电压可稳定在 2.0V，就能通过微小的电压变
化，来大范围调节其输出端的电流（即 ID）变化。又取 R3=150Ω。因此，
? W1+R2=2.5V/（ 2.0~1.5） mA=1.25~1.66 kΩ
? 先大致取可调节的 W1=1.0kΩ，取 R2=1.5kΩ，则取 R1=6.6~7.6kΩ。
? 现在微调节 W1改变光耦控制器 4N35的两侧电流，来调节 TL494-3脚的输入电压，从而
改变 TL494的输出脉冲宽度。同时监视 4N35的一侧电流 ID和二侧电流 IE，并记录光耦
4N35-1脚输入电压 V1值，测量 TL494-3脚控制电压值，以及 TL494输出脉冲宽度的变化。
2-2-4-1
TL494 PWM控制器
特性：
?内置校准器提供稳定的 5V参考电压。
?TR输出可提供 200mA的电流。
?输出可控制推挽式或单端式操作。
?多任务的死区控制（ Pin4）和 PWM控制单元。
?片上晶振的主从操作。
?每个输出口有内置双倍脉冲禁止回路。
内部原理图：
2-2-4-2 三脚 PWM/MOSFET复合单片 TOPSwitch-2电路
TOPSwitch-II性能
1 功率范围明显扩大：在宽值输入交流电压（ 85－ 265V）时，最大输出功率由 50W扩大到 90W ;
在单值交流输入电压（ 110/115/230V)时，输出功率范围由 100W扩大到 150W；应用领域拓宽到小型
电视机和显示器，音响放大器等。
2 电路设计新特点,AC/DC变换效率提高到 90％只有三个引脚的单片 IC综合了控制系统，驱动电路，
功率 MOSFET,脉宽调制，高压启动电路，环路补偿调节，故障保护电路等功能； TOP器件的
线性控制特性，在低成本上具有竞争力。
3 TOPSwitch-2有二种封装形式。除三脚 TOP-220外，还有 8脚 DIP封装中有 6个引脚接地，用于增大
散热功能，特别有利于微型电器设备的电源安装设计。
4引脚最少 (DIP也只有三个有效接点） TOPSwitch,却集成了 100KHZ脉宽调制稳压电源所需所有功能：
自设高压偏置电流源，偏分流调节器 /误差电压放大器、振荡器、带隙参考基准、恒频的 PWM、
受控导通的栅极驱动器、前沿消隐和自动保护功能。
5.该 TOPSwitch输出极是可控导通速度的高压 N沟道、低输出电容 MOSFET,从功率管漏源低导通电阻
取样来控制导通时间。受控导通减少了开关电压的变化速率，它同连接散热片的源极一起，明
显减少了电磁干扰和系统噪声，使滤波器成本降到最低。
6,TOPSwitch具有完善的多种自动保护功能电路：过流限制、过压切断、欠压锁定、过热关闭、短路
保护等、
7,TOPSwitch－ II的外围电路很简单，只需要十几只器件，就能制作高性能的小型电源。它的集成度
高，电路设计简化，比分立元件电路减少 15～ 20只元件，并允许采用单面 PCB板，可用于离线
反馈式、正向激励式和升压式功率因数校正等电源。
图 2－ 1 TOPSwitch-II简化外围电路与两种封装的外形图
TOPSwitch器件三个引脚的功能简要如下：
漏极脚（ DRAIN）,接输出管 MOSFET漏极，在启动工作时，经过内
部开关电流源提供内部偏置电流。该脚还是内部电流检测点。
控制脚（ CONTROL）,是误差放大器和反馈电流输入脚，以控制占空
系数。正常工作时内部分流调节器接通，提供内部偏置电流。该脚也接
电源旁路和自动再启动 /补偿电容器。
源极脚（ SOURCE）,再 TO-220封装中，它是输出级 MOSFET的源极连
线，接直流高压和主变压器原边电路的公共端与参考点；在 DIP封装中，
它是原边控制电路公共端和参考点，并且有 6个引出脚接地。
TOPSwitch-II器件是一种具有自身偏置和保护功能的变换器，它用
线性控制电流来改变占空比，能断开漏极输出端。它利用 CMOS和集成
尽可能多的功能来实现高效率。与双极管和分立元件电路相比，重要的
是 CMOS减少了偏置电流，集成化使其省略了几个外部功率电阻器。它
们原设计用于电流采样或提供初始启动电流。
如图 2-3所示，在正常工作期间，内部输出级 MOSFET的占空比，
使随着控制脚电流的增大而线性地减小。为了执行所有必要的控制、偏
置和保护功能，漏极脚和控制脚分别完成下面所述的几项功能（可参见
图 2-2和图 2-5中的 TOPSwitch集成电路之定时脉冲波形与电压波形）。
图 2－ 2 内部功能方框图
图 2－ 3 专空比与控制脚电流的关系曲线
图 2－ 4TOPS witch-2电路的起始工作波形
图 2－ 5 TOPSwitch-2在三种工作状态下的典型波形
? （ 1）控制脚电压 Vc的供给 控制脚电压 Vc是控制脚与源极脚之间的电源或者
偏置电压。一只外部旁路电容器紧接在控制脚与源极脚之间，以提供所需的 栅极驱动电流。接到该脚的总电容量 CT又设置了自动再启动功能，也同样控
制回路的补偿。 Vc被调整在两钟状态之一模式。滞后调整用于初始启动和过
载工作。分流调整则用于分离占空比误差信号，它来自控制电路的电源电流。 在启动期间，控制脚电流由高压开关电流源提供，该开关在 IC内部接于漏极
脚和控制脚之间。电流源提供足够的电流供给控制电路，它也对总的外部电 容 CT进行充电。
? 首先 Vc升到较高的门限电压值（ 5.7V），此时高压电流源被关断，而脉
宽调制器和输出级晶体管则被激活，如图 2-4(a)所示。在正常工作期间（即当
输出电压可调节时），反馈控制电流提供了 Vc电源电流。分流调节器可维持
Vc在典型值（ 5.7V），它是通过分流控制脚上的反馈电流实现的。该电流超
过流经 PWM误差信号采样电阻器 RE上的所需直流电源电流。当用于初级反
馈接法时，该脚的动态阻抗与外部电阻值和电容器数值，共同确定了电源系 统的控制回路补偿量。
? TOPSwitch-II电路的起始工作波形如图 2-4所示，图中给出了正常工作时
和自动再启动时的两种不同波形。
? 如果让控制脚的外部电容 CT放电到较低的门限电平，那么输出级
MOSFET将被关断截止，此时控制电路进入一个低电流的准备状态。而高压
电流源则被接通，并向外部电容再次充电。在图 2-5中可看到，充电电流具有
图示的负极性，而放电电流则具有正极性。在图 2-4(b)中，通过接通和关断
高压电流源，滞后的自动再启动比较器可维持 Vc值介于典型的 4.7~5.7V窗口
范围内。自动再启动电路具有一个八分频计数器，它能阻止输出级 MOSFET
再次导通，知道八个放电－充电周期已经过去为止。通过把自动再启动占空 比减小到典型的 5％，计数器能有效地限制 TOPSwitch的功率损耗。自动再启
动作用连续进行到输出电压再次变为可调节为止，如图 2-5所示。
（ 2）带隙参考基准 所有临界的 TOPSwitch内部电压，都由一个温度补偿的带隙
参考基准得出。该参考基准也用于产生一个温度补偿的电流源，它被微调节
在精确设置的振荡频率和调节 MOSFET栅极的驱动电流。
（ 3）振荡器 内部振荡器对内部电容器线性地进行充电和放电，它在两个电压电
平之间产生锯齿波形，并送往脉冲宽度调制器。该振荡器在每个周期开始时，
置位脉冲宽度调制器和电流限制闭锁器。在电源应用中选择 100kHz额定频率，
可使电磁干扰最小，并使效率最高。微调电流基准可改进振荡频率精度。
（ 4）脉冲宽度调制器 脉冲宽度调制器提供电压型控制环，以驱动输出级
MOSFET，其占空比与流入控制脚的电流成反比例。该脚在 RE两端产生一个
电压误差信号。 RE两端的误差信号由一个典型角频率为 7kHz的 RC网络加以滤
波，以减少开关噪声的作用。该滤波误差信号与内部振荡器锯齿波相比较，
产生一定占空比的波形。当控制电流增加时，占空比则减小。由振荡器产生
的时钟信号置位一个寄存器，它使输出级功率管 MOSFET变为截止。
占空比是由内部振荡器的对称性能来调节。调制器导通时间最短，可保持
TOPSwitch的电流消隐不受误差信号的影响。注意到在占空比开始变化之前，
必须使注入控制脚的电流为最小值。
（ 5）栅极驱动器 设计栅极驱动器是在一个受控的速率时使输出级 MOSFET导通，
从而使共模电磁干扰减到最小。栅极驱动电流可微调节以改进精度。
? （ 6）误差放大器 在初级反馈应用时，分流调节器也能完成一个误差放大器的功能。
该分流调节器的电压，是由温度补偿的带隙参考基准电压精确地加以提供的。误差放大器的增益，则由控制脚的动态电阻来设定。控制脚把外部电率信号箝位在 Vc电压电
平上。超过电源电流的控制脚电流，则由分流调节器加以分离，并作为误差信号流过RE。
? （ 7）逐个周期式电流限制 逐个周期式峰值漏极电流限制电路，是利用输出级
MOSFET的导通电阻作为采样电阻器。电流限制比较器把输出级 MOSFET导通状态是
的漏－源电压与门限电压相比较。高的漏极电流使 VDS超过门限电压，并使输出级的
MOSFET截止，直到下一个时钟周期开始之前。电流限制比较器的门限电压是受温度
补偿的，由于温度影响改变输出级 MOSFET的导通电阻 RDS(ON)值，它使有效峰值电
流限制的变化减到最小。
? 在输出级 MOSFET导通之后的一个短时间里，前沿消隐电路将阻止电流限制比较
器工作。因前沿消隐时间已被确定，故由原边电容和副边整流器反向恢复引起的电流尖峰，将不会造成开关脉冲过早地结束。
? （ 8）关闭与自动再启动 为了使 TOPSwitch的功耗降到最低，如果维持输出可调节的条
件，则关闭与自动再启动电路，是在占空比为 5％典型值时使电源导通和截止。当丧失
调节能力时，将中断外部电流进入控制脚。 Vc地调节可使分流状态变为滞后的自动再
启动状态。当故障条件消除、电源输出变为可调节时,Vc的调节再次变为分流状态，
则电源的正常工作又重新开始。
? （ 9）过热保护 温度保护是由一个精密的模拟电路提供的，当结点温度超过热关闭温
度时（典型值为 135摄氏度），该电路将使输出级 MOSFET截止。激活加电复位电路，
可通过消除和恢复输入电源来进行，或者瞬间进入控制脚的、低于加电的复位门限电压，可是阀门复位，并且让 TOPSwitch恢复正常的电源工作状态。当电源被关闭时,Vc
则被调节在滞后状态，并且在控制脚出现一个 4.7~5.7V(典型值 )的锯齿波电压。
? （ 10）高压偏置电流源 该电流源从漏极脚对 TOPSwitch提供偏置，并在启动或者滞
? 后工作期间对控制脚外部电容 CT进行充电。滞后工作出现在自动再启动和过热封锁关
闭期间。该电流源是按近似 35％的有效占空比被开通和切断。这一占空比是由控制脚
充电电流 Ic与放电电流（ ICD1＋ ICD2）之比来确定的。当输出级 MOSFET被开通时，
在正常工作期间该电流源则被切断。
2-2-5取样与误差控制电路
T L 4 3 1
T L 4 9 4
4 N 3 5
R4
3,3K
R3
R7
R8
0,1u
R1
W1
R2
7,6k
+ 15 V
+ 15 V
1 5
42
9
2
1
10
14
3
TL431功能方框图与内部等效电路
一,4N35,TL431的工作特性与主要电气参数
要正确计算 TL431光电耦合控制系统 4N35/TL431的外围电路元件值，需要首先了解 4N35
和 TL431的 工作特性与主要电气参数。从图看出,4N35光电耦合器件的控制端（又称
一次侧）是一只二极管，上方（正极）接正电压，下方（负极）接 TL431的阴极（实际
上是接 TL431内的一只三极管集电极脚，并通过导通的三极管对地构成回路）。 4N35
的受控端是一只三极管（又称二次侧），它的集电极接 +15V供电电压，它的发射极经
两个分压电阻器接地，控制电压从分压器中点引出加到 TL494的输入端。正常工作时，
二极管电流引起的光电效应，使三极管也出现工作电流。查找光电器件手册得到如下电气参数：
1,4N35的主要工作特性与极限参数值
（ 1）极限值：一次侧 IFmax=60mA,PD1(max)=100Mw;
VRmax=6V
二次侧 VCEmax=30V(Vcc),PD2max=300mW;
IOLmax=100Ma;
全体（两侧间）：最小直流冲击隔离电压值为 3500V（ -55~+100T℃ ）。
（ 2）工作特性：
一次侧 VFmax/IF=1.5V/10mA(发射体最大正向电压 )；
CJmax(典型值 )=100pF;
二次侧 trmax(典型值 )=10us(上升时间 )
tfmax(典型值 )=10us(上升时间 );hfemin=100;
一次侧与二次侧之间
CTRmin/IF=100%/10mA(最小电流传送速率 )，
VCESmax/ IF,IC=0.3V/10mA,0.5A(检测器最大 VCE)，
C1-2max(典型值 )=2.5p F。
4N35的工作速率（或带宽）,150kHz 。
2,TL431的电气参数
TL431外形见图，它相当于一只性能优良的稳压二极管。
? ·阴极工作电压 VKA,2.5V（基准值） ~37V（最大值）
? ·阴极工作电流 IK,1~100 m A (连续使用极限范围,-100~150 m A ) ;
? ·连续使用功耗,775mW(25℃ );
·具有低动态输出电阻,0.22Ω
·基准输入电流范围,-50u A~ 10 m A ;
·参考电压源误差,± 1.0%;
·TL431的工作温度范围,0~70℃,全范围内温度特性平坦,50pptm/℃ 。
二、低压光耦控制电路试验，初步确定几个电阻值
由图电路结构，将 TL494的 1脚接地,2脚和 15脚均接一半的参考基准电压
Vr/2=2.5V,它的 16脚接过流检测电路。假定死区时间控制电路设计，已经确保
TL494的最大输出脉宽，不超过 40%的振荡周期，即 τmax≤0.4T（最大占空比为
0.5）。在 TL494的工作频率为 80kHz 时，其振荡周期为 12.5us,死区控制使 IC 最
大输出脉宽为 5us。根据 4N35和 TL431的工作参数，在正常工作条件下设光耦
合控制器一次侧与二次侧两端电流为 5~10 mA,TL494的 3脚控制电压值低于
2.5V时输出脉宽最大，当 3脚电压值高于 3.6V时，则输出脉宽缩小到 0（消失），
见图所示。
R7+R8=15V/（ 5~10mA） =3~1.5(kΩ)
假若光耦控制器在 5 mA工作电流时，使分压器 R7,R8的中点电压值，应高于、等于 2.5V，
即让 TL494的 3脚电压值处于最佳敏感可调控制区内。因此，分压器下端电阻 R8的阻值
约为：
R8=2.5V/5mA=500Ω
取 R8为 510Ω标准值，可推测 R7的阻值为 R7=1~2.5(kΩ)，先取 R7=1.2kΩ，再估算光电耦
合器一次侧控制电路的几个电阻值。
由于 4N35的最小电流传送速率为 100%/10 mA,为了让一次侧的最大工作电流能达到
IDMAX=15~20mA，控制端的限流电阻值大致为：
R4为 R4=15V/20~15mA=750Ω~1kΩ
先取 750Ω。
? 又因 TL431的控制端输入电流值明显减少，约为输出电流的十分之一左右，也就是说
IR=1.5~2.0Ma：
? R1+W1+R2=15V/2.0~1.5mA=7.5 ~10 kΩ
?
? 分压电阻器 R1,W1,R2的阻值，应使 TL431的输入端电压值大于、等于它的基准参考
电压值 2.495V（标称值），则 TL431的输出电压可稳定在 2.0V，就能通过微小的电压变
化，来大范围调节其输出端的电流（即 ID）变化。又取 R3=150Ω。因此，
? W1+R2=2.5V/（ 2.0~1.5） mA=1.25~1.66 kΩ
? 先大致取可调节的 W1=1.0kΩ，取 R2=1.5kΩ，则取 R1=6.6~7.6kΩ。
? 现在微调节 W1改变光耦控制器 4N35的两侧电流，来调节 TL494-3脚的输入电压，从而
改变 TL494的输出脉冲宽度。同时监视 4N35的一侧电流 ID和二侧电流 IE，并记录光耦
4N35-1脚输入电压 V1值，测量 TL494-3脚控制电压值，以及 TL494输出脉冲宽度的变化。
