2-1
第 2章 整流电路
2.1 单相可控整流电路
2.2 三相可控整流电路
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
2.4 电容滤波的不可控整流电路
2.5 整流电路的谐波和功率因数
2.6 大功率可控整流电路
2.7 整流电路的有源逆变工作状态
2.8 晶闸管直流电动机系统
2.9 相控电路的驱动控制
本章小结
2-2
第 2章 整流电路 ·引言
整流电路的分类,
按组成的器件可分为 不可控, 半控, 全控 三种。
按电路结构可分为 桥式电路 和 零式电路 。
按交流输入相数分为 单相电路 和 多相电路 。
按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为
单拍电路 和 双拍电路 。
整流电路,
出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。
2-3
2.1 单相可控整流电路
2.1.1 单相半波可控整流电路
2.1.2 单相桥式全控整流电路
2.1.3 单相全波可控整流电路
2.1.4 单相桥式半控整流电路
2-4
2.1.1 单相半波可控整流电路
图 2-1 单相半波可控整流电路及波形
1）带电阻负载的工作情况
变压器 T起变换电压和
电气隔离的作用 。
电阻负载的特点,电压
与电流成正比, 两者波
形相同 。
w
w
w
w t
T VT
R
0
a) u 1 u 2
u VT
u d
i d
w t 1 p 2 p
t
t
t
u 2
u g
u d
u VT
a q
0
b)
c)
d)
e)
0
0
单相半波可控整流电路 (Single Phase Half Wave
Controlled Rectifier)
2-5
2.1.1 单相半波可控整流电路
VT的 a 移相范围为 180?
通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的
方式称为 相位控制方式, 简称 相控方式 。
首先, 引入两个重要的基本概念,
触发延迟角, 从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施加触发脉冲
止的电角度,用 a表示,也称 触发角 或 控制角 。
导通角,晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度，用 θ表示 。
基本数量关系
直流输出电压平均值为
? ????? pa aapwwp 2c o s145.0)c o s1(22)(s i n22 1 222d UUttdUU (2-1)
2-6
2.1.1 单相半波可控整流电路
2) 带阻感负载的工作情况
图 2-2 带阻感负载的
单相半波电路及其波形
阻感负载的特点,电感
对电流变化有抗拒作用,
使得流过电感的电流不
发生突变 。
讨论负载阻抗角 j,触发
角 a,晶闸管导通角 θ的
关系 。
w t
t w
w t
w t
w
u 2
0 w t 1 p 2 p t
u g
0
u d
0
i d
0
u VT
0
q
a
b)
c)
d)
e)
f)
+ +
2-7
2.1.1 单相半波可控整流电路
对单相半波电路的分析
可基于上述方法进行,
当 VT处于 断态 时, 相当于
电路在 VT处断开, id=0。
当 VT处于 通态 时, 相当于
VT短路 。
图 2-3 单相半波可控整流
电路的分段线性等效电路
a)VT处于关断状态
b)VT处于导通状态
a) b)
VT
R
L
VT
R
L
u
2
u
2
电力电子电路的一种基本分析方法
通过器件的理想化, 将电路简化为 分段线性电路 。
器件的每种状态对应于一种 线性电路 拓扑 。
2-8
2.1.1 单相半波可控整流电路
当 VT处于通态时，如下方程成立,VT
b)
R
L
u 2
b) VT处于导通状态
tURitiL ws i n2dd 2dd ?? （ 2-2）
)s i n ()s i n ( t a n jaqja jq ???? ?e （ 2-4）
初始条件,ωt= a, id=0。 求解式 （ 2-2） 并
将初始条件代入可得
当 ωt=θ+a 时, id=0,代入式 （ 2-3） 并整理得
)s i n (2)s i n (2 2)(2d jwja aww ????? ?? tZ UeZ Ui tLR（ 2-3）
22 )( LRZ w?? RLwj a r c ta n?? 其中,
2-9
2.1.1 单相半波可控整流电路
续流二极管
u 2
u d
i d
u VT
i VT I
d
I d
w t 1 w t
w t
w t
w t
w t
w t O
O
O
O
O
O
p - a p + a
b)
c)
d)
e)
f)
g)
i VD R
a)
图 2-4 单相半波带阻感负载
有续流二极管的电路及波形
当 u2过零变负时, VDR导通,
ud为零, VT承受反压关断 。
L储存的能量保证了电流 id在
L-R-VDR回路中流通, 此过程
通常称为 续流 。
数量关系 (id近似恒为 Id）
dd V T 2 II pap ?? （ 2-5）
d2dVT 2)(2
1 ItdII
p
apw
p
p
a
??? ?（ 2-6）
dd V D R II p
ap 2?? （ 2-7）
d
2 2
dVD 2)(2
1
R ItdII p
apw
p
ap
p
??? ? ?（ 2-8）
2-10
2.1.1 单相半波可控整流电路
VT的 a 移相范围为 180?。
简单, 但输出脉动大, 变压器二次侧电流中含直流
分量, 造成变压器铁芯 直流磁化 。
实际上很少应用此种电路 。
分析该电路的主要目的建立起整流电路的基本概念 。
单相半波可控整流电路的特点
2-11
2.1.2 单相桥式全控整流电路
1) 带电阻负载的工作情况 a)
u ( i )
p w t
w t
w t 0
0
0
i 2
u d
i d
b)
c)
d)
d d
a a
u VT
1,4
图 2-5 单相全控桥式
带电阻负载时的电路及波形
工作原理及波形分析
VT1和 VT4组成一对桥臂, 在
u2正半周承受电压 u2,得到
触发脉冲即导通, 当 u2过零
时关断 。
VT2和 VT3组成另一对桥臂,
在 u2正半周承受电压 -u2,得
到触发脉冲即导通, 当 u2过
零时关断 。
电路结构
单相桥式全控整流电路 (Single Phase
Bridge Contrelled Rectifier)
2-12
2.1.2 单相桥式全控整流电路
数量关系
? ????? pa aapwwp 2c o s19.02c o s122)(ds i n21 222d UUttUU （ 2-9）
a 角的移相范围为 180?。
向负载输出的平均电流值为,
流过晶闸管的电流平均值只有
输出直流平均值的一半，即,
2
c o s145.0
2
1 2
dd V T
a???
R
UII
（ 2-10）
2
c o s19.0
2
c o s122 22d
d
aa
p
?????
R
U
R
U
R
UI (2-11)
p w t
w t
w t 0
0
0
i 2
u d
i d
b)
c)
d)
d d
a a
u VT
1,4
2-13
2.1.2 单相桥式全控整流电路
流过晶闸管的电流有效值,
变压器二次测电流有效值 I2与输出直流电流 I有效值相等,
由式（ 2-12）和式（ 2-13）得,
不考虑变压器的损耗时，要
求变压器的容量 S=U2I2。
p
apa
pwwp
p
a
???? ? 2s i n
2
1
2)(d)s i n
2(
2
1 222
VT R
Utt
R
UI （ 2-12）
p
apa
pwwp
p
a
????? ? 2s i n
2
1)()s i n2(1 222
2 R
Utdt
R
UII （ 2-13）
II 21VT ? （ 2-14）
p w t
w t
w t 0
0
0
i 2
u d
i d
b)
c)
d)
d d
a a
u VT
1,4
2-14
2.1.2 单相桥式全控整流电路
2）带阻感负载的工作情况
u
2
O w t
O w t
O w t
u d
i d
i 2
b)
O w t
O w t
u VT
1,4
O w t
O w t
I d
I d
I d
I d
I d
i VT
2,3
i VT 1,4
图 2-6 单相全控桥带
阻感负载时的电路及波形
假设电路已工作于稳态, id的平
均值不变 。
假设负载电感很大, 负载电流 id
连续且波形近似为一水平线 。
u2过零变负时, 晶闸管 VT1和 VT4
并不关断 。
至 ωt=π+a 时刻, 晶闸管 VT1和
VT4关断, VT2和 VT3两管导通 。
VT2和 VT3导通后, VT1和 VT4承
受反压关断, 流过 VT1和 VT4的电
流迅速转移到 VT2和 VT3上, 此过
程称 换相, 亦称 换流 。
2-15
2.1.2 单相桥式全控整流电路
数量关系
? ? ??? ap
a aapwwp c o s9.0c o s
22)(ds i n21
222d UUttUU
（ 2-15）
晶闸管移相范围为 90?。
晶闸管导通角 θ与 a无关, 均为 180?。
电流的平均值和有效值,
变压器二次侧电流 i2的波形为正负各 180?的矩形波，其相
位由 a角决定，有效值 I2=Id。
ddT 2
1 II ?
ddT 707.02
1 III ??
晶闸管承受的最大正反向电压均为 。
22U
2
O w t
O w t
O w t
u d
i d
i 2
b)
O w t
O w t
u VT
1,4
O w t
O w t
I d
I d
I d
I d
I d
i VT
2,3
i VT 1,4
2-16
2.1.2 单相桥式全控整流电路
3） 带反电动势负载时的工作情况
图 2-7 单相桥式全控整流电路接反
电动势 — 电阻负载时的电路及波形
在 |u2|>E时，才有晶闸管承
受正电压，有导通的可能。
在 a 角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。
导通之后,
ud=u2，,
直至 |u2|=E,id即降至 0使得
晶闸管关断，此后 ud=E 。
R
Eui ?? d
d
与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度 δ停止导电,
δ称为停止导电角,
2
1
2s in U
E??? （ 2-16）
b)
i
d
O
E
u d
w t
I d
O w t
a q ?
2-17
2.1.2 单相桥式全控整流电路
当 α < ?时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。
图 2-7b 单相桥式全控整流电路接反电动势 —电阻 负载时的波形
电流断续
触发脉冲有足够的宽度，保证当 wt=?时刻有晶闸管开始承受正电
压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于 触发角被推迟为 ?。
如图 2-7b所示 id波形所示,
电流连
续
u
b)
i
d
O
E
d
w t
I
d
O w t
α q ?
2-18
2.1.2 单相桥式全控整流电路
负载为直流电动机时，如
果出现电流断续，则电动
机 的机械特性将很软 。
为了克 服此 缺点, 一般
在主电 路中 直流 输出侧
串联 一个 平波电抗器 。
这时整流电压 ud的波形和负载电流 id的波形与阻感负载电流连
续时的波形相同,ud的计算公式也一样。
为保证电流连续所需的电感量 L可由下式求出,
d m i n
23
d m i n
2 1087.222
I
U
I
UL ????
pw
（ 2-17）
图 2-8 单相桥式全控整流电路带反电动势负
载串平波电抗器，电流连续的临界情况
t w
w O
u d
0
E
i d
t
p
?
a q = p
2-19
2.1.3 单相全波可控整流电路
单相全波可控整流电路（ Single Phase Full Wave
Controlled Rectifier)，又称单相双半波可控整流电路。
单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入
端看均是基本一致的 。
变压器不存在直流磁化的问题 。
图 2-9 单相全波可控整流电路及波形
a)
w t
w a
b)
u d
i 1
O
O
t
2-20
2.1.3 单相全波可控整流电路
单相全波与单相全控桥的区别,
单相全波中变压器结构较复杂, 材料的消耗多 。
单相全波只用 2个晶闸管, 比单相全控桥少 2个, 相
应地, 门极驱动电路也少 2个；但是晶闸管承受的最
大电压是单相全控桥的 2倍 。
单相全波导电回路只含 1个晶闸管, 比单相桥少 1个,
因而管压降也少 1个 。
从上述后两点考虑, 单相全波电路有利于在 低输出电
压的场合 应用 。
2-21
2.1.4 单相桥式半控整流电路
电路结构
单相全控桥中，每个导电
回路中有 2个晶闸管,1个
晶闸管可以用二极管代替，
从而简化整个电路。
如此即成为 单相桥式半控
整流电路 （先不考虑
VDR）。
u
d
O b)
2
O
u d
i d I d
O
O
O
O
O i
2
I d
I d
I d
I
I d a
w t
w t
w t
w t
w t
w t
w t
a
p ? a
p ? a
i VT 1 i
VD 4
i VT 2 i
VD 3
i VD R
图 2-10 单相桥式半控整流电路，有续
流二极管，阻感负载时的电路及波形
电阻负载
半控电路与全控电路在
电阻负载 时的工作情况
相同 。
2-22
2.1.4 单相桥式半控整流电路
单相半控桥带 阻感负载 的情况
图 2-10 单相桥式半控整流电路，有续流
二极管，阻感负载时的电路及波形
在 u2正半周, u2经 VT1和 VD4
向负载供电 。
u2过零变负时, 因电感作用
电流不再流经变压器二次绕组,
而是由 VT1和 VD2续流 。
在 u2负半周触发角 a时刻触发
VT3, VT3 导通, u2 经 VT3 和
VD2向负载供电 。
u2 过零变正时, VD4 导通,
VD2关断 。 VT3和 VD4续流,
ud又为零 。
O b)
2
O
u d
i d I d
O
O
O
O
O i
2
I d
I d
I d
I
I d a
w t
w t
w t
w t
w t
w t
w t
a
p ? a
p ? a
i VT 1 i
VD 4
i VT 2 i
VD 3
i VD R
2-23
2.1.4 单相桥式半控整流电路
续流二极管的作用
避免可能发生的失控现象 。
若无续流二极管, 则当 a 突然增大至 180?或触发脉冲
丢失时, 会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导
通的情况, 这使 ud成为正弦半波, 其平均值保持恒定, 称
为 失控 。
有续流二极管 VDR时, 续流过程由 VDR完成, 避免了失控
的现象 。
续流期间导电回路中只有一个管压降, 有利于降低损耗 。
2-24
2.1.4 单相桥式半控整流电路
单相桥式半控整流电路的另一种接法
相当于把图 2-5a中的 VT3和 VT4换为二极管 VD3和
VD4，这样可以省去续流二极管 VDR，续流由 VD3和
VD4来实现。
图 2-5 单相全控桥式
带电阻负载时的电路及波形
图 2-11 单相桥式半控整流
电路的另一接法
2-25
2.2 三相可控整流电路
2.2.1 三相半波可控整流电路
2.2.2 三相桥式全控整流电路
2-26
2.2 三相可控整流电路 ·引言
交流测由三相电源供电 。
负载容量较大, 或要求直流电压脉动较小,
容易滤波 。
基本的是三相半波可控整流电路, 三相桥
式全控整流电路应用最广 。
2-27
2.2.1 三相半波可控整流电路
电路的特点,
变压器二次侧接成星形得到
零线, 而一次侧接成三角形
避免 3次谐波流入电网 。
三个晶闸管分别接入 a,b,c
三相电源, 其阴极连接在一
起 —— 共阴极接法 。
图 2-12 三相半波可控整流电路共阴极接
法电阻负载时的电路及 a =0?时的波形
1)电阻负载
自然换相点,
二极管换相时刻为 自然换相点,
是各相晶闸管能触发导通的最早
时刻，将其作为计算各晶闸管触
发角 a的起点，即 a =0?。
b)
c)
d)
e)
f)
u 2
R
i d u
a u b u c a =0
O w t 1 w t 2 w t 3
u G
O u
d
O
O
u ab u ac
O
i VT
1
u VT
1
w t
w t
w t
w t
w t
a)
动画演示
2-28
2.2.1 三相半波可控整流电路
a =0?时的工作原理分析
变压器二次侧 a相绕组和晶闸管
VT1的电流波形, 变压器二次绕
组电流有直流分量 。
晶闸管的电压波形, 由 3段组成 。
图 2-12 三相半波可控整流电路共
阴极接法电阻负载时的电路及 a
=0?时的波形
a=30?的波形 （ 图 2-13）
特点：负载电流处于连续和断续
之间的临界状态 。
a>30?的情况 （ 图 2-14 ）
特点：负载电流断续，晶闸管导
通角小于 120? 。
b)
c)
d)
e)
f)
u 2
u a u b u c a =0
O w t 1 w t 2 w t 3
u G
O u
d
O
O
u ab u ac
O
i VT
1
u VT
1
w t
w t
w t
w t
w t
a)
R
动画演示
2-29
2.2.1 三相半波可控整流电路
aa
p
wwp a
p
ap
c o s17.1c o s
2
63)(s i n2
3
2
1
22
6
5
6
2d UUttdUU ??? ?
?
?
（ 2-18）
当 a=0时,Ud最大，为 。
2d0d 17.1 UUU ??
??
?
??
? ???
??
?
??
? ???? ?
?
)6c o s (1675.0)6c o s (12 23)(s i n2
3
2
1
2
6
2d a
pap
pwwp
p
ap
UttdUU
(2-19)
整流电压平均值的计算
a≤30?时，负载电流连续，有,
a>30?时，负载电流断续，晶闸管导通角减小，此
时有,
2-30
2.2.1 三相半波可控整流电路
Ud/U2随 a变化的规律如图 2-15中的曲线 1所示。
0 30 60 90 1 2 0 1 5 0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 1 7
3
2
1
a / ( ° )
U
d
/
U
2
图 2-15 三相半波可控整流电路 Ud/U2随 a变化的关系
1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载
2-31
2.2.1 三相半波可控整流电路
负载电流平均值为
晶闸管承受的最大反向电压，为变压器二次线电压峰值，
即
晶闸管阳极与阴极间的最大正向电压等于变压器二
次相电压的峰值，即
R
UI d
d ?
（ 2-20）
222RM 45.2632 UUUU ????
（ 2-21）
22 UU ?FM （ 2-22）
2-32
2.2.1 三相半波可控整流电路
2）阻感负载
图 2-16 三相半波可控整流电路，阻
感负载时的电路及 a =60?时的波形
特点：阻感负载, L值很大,
id波形基本平直 。
a≤30?时：整流电压波形与
电阻负载时相同 。
a>30?时 （ 如 a=60?时的波
形如图 2-16所示 ） 。
u2过零时, VT1不关断, 直到
VT2的脉冲到来, 才换流, —
— ud波形中出现负的部分 。
id波形有一定的脉动, 但为简
化分析及定量计算, 可将 id近
似为一条水平线 。
阻 感 负 载时 的 移相 范 围 为
90?。
u d
i a
u a u b u c
i b
i c
i d
u ac O
w t
O
w t
O
O
w tO
O w t a
w t
w t
动画演示
2-33
2.2.1 三相半波可控整流电路
数量关系
由于负载电流连续,Ud可由式（ 2-18）求出，即
2d0d 17.1 UUU ??
Ud/U2与 a成余弦关系, 如图
2-15中的曲线 2所示 。 如果
负载中的电感量不是很大,
Ud/U2与 a的关系将介于曲线
1和 2之间, 曲线 3给出了这
种情况的一个例子 。
0 30 60 90 1 2 0 1 5 0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 1 7
3
2
1
a / ( ° )
U
d
/
U
2
图 2-15 三相半波可控整流电路
Ud/U2随 a变化的关系
1－电阻负载
2－电感负载
3－电阻电感负载
2-34
2.2.1 三相半波可控整流电路
变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为
晶闸管的额定电流为
晶闸管最大正、反向电压峰值均为变压器二次线
电压峰值
三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流
中含有 直流分量,为此其应用较少。
ddVT2 5 7 7.03
1 IIII ??? （ 2-23）
d
VT
V T ( A V ) 3 6 8.057.1 I
II ?? （ 2-24）
2RMFM 45.2 UUU ?? （ 2-25）
2-35
2.2.2 三相桥式全控整流电路
三相桥是应用最为广泛的整流电路
共阴极组 —— 阴
极连接在一起的
3个晶闸管 （ VT1，
VT3,VT5）
共阳极组 —— 阳
极连接在一起的
3个晶闸管 （ VT4，
VT6,VT2）
图 2-17 三相桥式
全控整流电路原理图
导通顺序,
VT1－ VT2
－ VT3－ VT4
－ VT5－ VT6
2-36
2.2.2 三相桥式全控整流电路
1） 带电阻负载时的工作情况
当 a≤60?时, ud波形均连续, 对于电阻负载, id波形
与 ud波形形状一样, 也连续
波形图,a =0 （ 图 2－ 18 ）
a =30? （ 图 2－ 19）
a =60? （ 图 2－ 20）
当 a>60?时, ud波形每 60?中有一段为零, ud波形不
能出现负值
波形图,a =90? （ 图 2－ 21）
带电阻负载时三相桥式全控整流电路 a角的移相范
围是 120?
2-37
2.2.2 三相桥式全控整流电路
晶闸管及输出整流电压的情况如表 2－ 1所示
时 段 I II III IV V VI
共阴极组中导通
的晶闸管
VT1
VT1
VT3
VT3
VT5
VT5
共阳极组中导通
的晶闸管
VT6 VT2 VT2 VT4 VT4 VT6
整流输出电压 ud
ua-ub
=uab
ua-uc =u
ac
ub-uc =u
bc
ub-ua =u
ba
uc-ua =u
ca
uc-ub =u
cb
请参照图 2－ 18
2-38
2.2.2 三相桥式全控整流电路
（ 2） 对触发脉冲的要求,
按 VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序, 相位依次差 60?。
共阴极组 VT1,VT3,VT5的脉冲依次差 120?,共阳极组
VT4,VT6,VT2也依次差 120?。
同一相的上下两个桥臂, 即 VT1与 VT4,VT3与 VT6，
VT5与 VT2,脉冲相差 180?。
三相桥式全控整流电路的 特点
（ 1） 2管同时通形成供电回路，其中
共阴极组和共阳极组各 1，且不
能为同 1相器件。
2-39
2.2.2 三相桥式全控整流电路
（ 3） ud一周期脉动 6次, 每次脉动的波形都一样, 故该
电路为 6脉波整流电路 。
（ 4） 需保证同时导通的 2个晶闸管均有脉冲
可采用两种方法：一种是 宽脉冲 触发
一种是 双脉冲 触发 （ 常用 ）
(5） 晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同, 晶闸管
承受最大正, 反向电压的关系也相同 。
三相桥式全控整流电路的 特点
2-40
a≤60?时 （ a =0? 图 2－ 22； a =30? 图 2－ 23）
ud波形连续, 工作情况与带电阻负载时十分相似 。
各晶闸管的通断情况
输出整流电压 ud波形
晶闸管承受的电压波形
2.2.2 三相桥式全控整流电路
2) 阻感负载时的工作情况
主要 包括
a >60?时 （ a =90?图 2－ 24）
阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同 。
电阻负载时, ud波形不会出现负的部分 。
阻感负载时, ud波形会出现负的部分 。
带阻感负载时, 三相桥式全控整流电路的 a角移相
范围为 90? 。
区别在于：得到的负载电流 id波形不同 。
当电感足够大的时候, id的波形可近似为一条水平线 。
2-41
2.2.2 三相桥式全控整流电路
3) 定量分析
当整流输出电压连续时 （ 即带阻感负载时, 或带电阻
负载 a≤60?时 ） 的平均值为,
带电阻负载且 a >60?时，整流电压平均值为,
输出电流平均值为, Id=Ud /R
awwp
ap
ap
c o s34.2)(s i n6
3
1
2
3
2
3
2d UttdUU ?? ?
?
?
（ 2-26）
?????? ???? ? ? )3c o s (134.2)(s i n63 23 2d apwwp
p
ap UttdUU
（ 2-27）
2-42
2.2.2 三相桥式全控整流电路
当整流变压器为图 2-17中所示采用星形接法, 带阻感负
载时, 变压器二次侧电流波形如图 2-23中所示, 其有效
值为,
dddd IIIII 816.03
2
3
2)(
3
2
2
1 22
2 ????
??
?
? ????? pp
p
（ 2-28）
晶闸管电压, 电流等的定量分析与三相半波时一致 。
接反电势阻感负载时, 在负载电流连续的情况下, 电路
工作情况与电感性负载时相似, 电路中各处 电压, 电流
波形均相同 。
仅在 计算 Id时有所不同, 接反电势阻感负载时的 Id为,
R
EUI ?? d
d
（ 2-29）
式中 R和 E分别 为负载中的电阻值和反电动势的值 。
2-43
ik=ib是逐渐增大的,
而 ia=Id-ik是逐渐减小的。
当 ik增大到等于 Id时,ia=0,VT1
关断,换流过程结束。
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响,
该漏感可用一个集中的电感 LB表示 。
现以三相半波为例, 然后将其结论推广 。
VT1换相至 VT2的过程,
因 a,b两相均有漏感，故 ia、
ib均不能突变。于是 VT1和 VT2
同时导通，相当于将 a,b两相
短路，在两相组成的回路中产
生环流 ik。
图 2-25 考虑变压器漏感时的
三相半波可控整流电路及波形
u d
i d
w t O
w t O g
i c i a ib i c i a I d
u a u b u c a
2-44
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
换相重叠角 —— 换相过程持续的时间, 用电角度 g表示 。
换相过程中, 整流电压 ud为同时导通的两个晶闸管所对
应的两个相电压的平均值 。
换相压降 —— 与不考虑变压器漏感时相比, ud平均值
降低的多少 。
2d
d
d
d bak
Bb
k
Bad
uu
t
iLu
t
iLuu ?????? （ 2-30）
dB
0
B
6
5
6
5 B
6
5
6
5 Bbb
6
5
6
5 dbd
2
3
d
2
3
)(d
d
d
2
3
)(d)]
d
d
([
2
3
)(d)(
3/2
1
IXiLt
t
i
L
t
t
i
LuutuuU
I
p
w
p
w
p
w
p
w
p
p
ga
p
a
p
ga
p
a
p
ga
p
a
???
??????
??
??
??
?
??
?
??
?
d
k
k
k
（ 2-31）
2-45
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
换相重叠角 g的计算
B
2
Bab 2
)65s i n (6
2)(
d
d
L
tU
Luu
t
i
pw ?
???k
由上式得,
)65s in (2 6dd
B
2 pw
w ?? tX
U
t
i k
进而得出,
)]65c o s ([ c o s2 6)(d)65s i n (2 6
B
2
6
5
B
2 pwawpww
pa ????? ? ? tX
Utt
X
Ui t
k
（ 2-32）
（ 2-33）
（ 2-34）
2-46
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
由上述推导过程，已经求得,
)]65c o s ([ c o s2 6)(d)65s i n (2 6
B
2
6
5
B
2 pwawpww
pa ????? ? ? tX
Utt
X
Ui t
k
当 时，,于是
6
5 pgaw ???t
dk Ii ?
g 随其它参数变化的规律,
（ 1） Id越大则 g 越大；
（ 2） XB越大 g 越大；
（ 3） 当 a≤90?时,a 越小 g 越大。
)]c o s ([ c o s2 6
B
2
d gaa ??? X
UI （ 2-35）
2
dB
6
2)c o s (c o s
U
IX??? gaa （ 2-36）
2-47
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
变压器漏抗对各种整流电路的影响
②
dU? dB IXp dB2 IXp dB2
3 IX
p dB3 IXp dB2 I
mXp
)c o s (c o s gaa ?? 2Bd2UXI 2Bd22 UXI
2
dB
6
2
U
IX
2
dB62 UIX
mU
XI
psin2
2
Bd
电路形式
单相
全波
单相全
控桥
三相
半波
三相全
控桥
m脉波
整流电路
①
表 2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算
23U
23U
注：①单相全控桥电路中，环流 ik是从 -Id变为 Id。 本表所
列通用公式不适用 ；
② 三相桥等效为相电压等于 的 6脉波整流电路，
故其 m=6，相电压按 代入。 23U
23U
2-48
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
变压器漏感对整流电路影响的一些结论,
出现 换相重叠角 g,整流输出电压平均值 Ud降低。
整流电路的 工作状态增多 。
晶闸管 的 di/dt 减小，有利于晶闸管的安全开通。
有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的 di/dt。
换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的 du/dt，可
能使晶闸管误导通，为此必须 加吸收电路 。
换相使电网电压出现 缺口,成为干扰源。
2-49
2.4 电容滤波的不可控整流电路
2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路
2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路
2-50
2.4 电容滤波的不可控整流电路
在交 —直 —交变频器, 不间断电源, 开关电源等应
用场合中, 大量应用 。
最常用的是 单相桥 和 三相桥 两种接法 。
由于电路中的电力电子器件采用整流二极管, 故也
称这类电路为 二极管整流电路 。
2-51
2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路
常用于小功率单相交流输入的场合, 如目前大量普及
的微机, 电视机等家电产品中 。
1） 工作原理及波形分析
图 2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a) 电路 b) 波形
基本工作过程,
在 u2正半周过零点至 wt=0期间，因 u2<ud，故二极管均不
导通，电容 C向 R放电,提供负载所需电流。
至 wt=0之后,u2将要超过 ud，使得 VD1和 VD4开通, ud=u2，
交流电源向电容充电，同时向负载 R供电。
b)
0
i
u d
q
?
p 2 p w t
i,u d
a)
+ R C
u 1 u 2
i 2 VD 1 VD 3
VD 2 VD 4
i d
i C i R
u d
2-52
2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路
2) 主要的数量关系
输出电压平均值
电流平均值
输出电流平均值 IR为,IR = Ud /R
Id =IR
二极管电流 iD平均值为,ID = Id / 2=IR/ 2
二极管承受的电压
（ 2-47）
（ 2-48）
（ 2-49）
22U
空载时, 。
重载时, Ud逐渐趋近于 0.9U2,即趋近于接近电阻负载时的特性 。
在设计时根据负载的情况选择电容 C值, 使,此
时输出电压为,Ud≈1.2 U2。
2d 2UU ?
2/)5~3( TRC ?（ 2-46）
2-53
2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路
感容滤波的二极管整流电路
实际应用为此情况, 但分析复杂 。
ud波形更平直, 电流 i2的上升段平缓了许多, 这
对于电路的工作是有利的 。
图 2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a） 电路图 b）波形
a) b)
u 2 u d
i 2
0
? q p w t
i 2,u 2,u d
2-54
2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路
1） 基本原理
某一对二极管导通时,输出电压等于交流侧线电压中最
大的一个,该线电压既向电容供电，也向负载供电。
当没有二极管导通时，由电容向负载放电,ud按指数规
律下降。
图 2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形
a) b)
O
i a
u d
i d
u d u ab u ac
0 ? q w t p p 3
w t
2-55
3
2
=+t
)]-
3
2
(-t[
RC
1
2
3
2
=+t
2
t)(d
3
2
s i n6d
)(d
)]+ts i n (6[d
p
?w
?
p
w
w
p
?w
w
p
w
qw ?
?
?
?
?
?
?
?
eU
t
U
电流 id 断续和连续的 临界条件 wRC= 33
在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，
分界点就是 R= /wC。 3
2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路
由, 电压下降速度相等, 的原则，可以确定临界条件。假设在 wt+d
=2p/3的时刻, 速度相等, 恰好发生，则有
图 2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当 wRC等于和小于 时的电流波形
a） wRC= b） wRC<
3
3 3
由上式可得
（ 2-50）
a) b)
w t
w t
w t w t
a
i d
a
i d
O
O
O
O
2-56
2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路
考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击
电流而串联的电感时的工作情况,
电流波形的前沿平缓了许多, 有利于电路的正常工作 。 随
着负载的加重, 电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形
逐渐接近 。
图 2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形
a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形
c）重载时的交流侧电流波形
b)
c)
i a
i a
O
O w t
w t
2-57
2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路
2) 主要数量关系
（ 1） 输出电压平均值
Ud在 （ 2.34U2 ~2.45U2） 之间变化
（ 2） 电流平均值
输出电流平均值 IR为,
IR = Ud /R （ 2-51）
与单相电路情况一样, 电容电流 iC平均值为零,
因此,Id =IR （ 2-52）
二极管电流平均值为 Id的 1/3,即,
ID = Id / 3=IR/ 3 （ 2-53）
（ 3） 二极管承受的电压
二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 。 26U
2-58
2.5 整流电路的谐波和功率因数
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析
2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
2-59
2.5 整流电路的谐波和功率因数 ·引言
随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带
来的 谐波 (harmonics)和 无功 (reactive power)问题日益
严重，引起了关注。
无功的危害,
导致设备容量增加 。
使设备和线路的损耗增
加 。
线路压降增大, 冲击性
负载使电压剧烈波动 。
谐波的危害,
降低设备的效率 。
影响用电设备的正常工作 。
引起电网局部的谐振, 使谐
波放大, 加剧危害 。
导致继电保护和自动装臵的
误动作 。
对通信系统造成干扰 。
2-60
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
1） 谐波
对于非正弦波电压, 满足狄里赫利条件, 可分解
为 傅里叶级数,
n次谐波电流含有率以 HRIn（ Harmonic Ratio for In） 表示
（ 2-57）
电流谐波总畸变率 THDi（ Total Harmonic distortion） 定义为
（ 2-58）
%100
1
?? IIH R I nn
%10 0
1
?? IIT H D hi
正弦波电压可表示为,)s i n (2)(
utUtu jw ??
基波 （ fundamental） ——频率与工频相同的分量
谐波 ——频率为基波频率大于 1整数倍的分量
谐波次数 ——谐波频率和基波频率的整数比
2-61
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
2） 功率因数
正弦电路中的情况
电路的 有功功率 就是其 平均功率,
? ?? p jwp 20 c o s)(2 1 UItu i dP （ 2-59）
视在功率 为电压、电流有效值的乘积，即 S=UI （ 2-60）
无功功率 定义为,Q=U I sinj （ 2-61）
功率因数 l 定义为有功功率 P和视在功率 S的比值,
S
P?l （ 2-62）
此时无功功率 Q与有功功率 P、视在功率 S之间有如下关
系,222 QPS ?? （ 2-63）
功率因数是由电压和电流的相位差 j 决定的, l =cos j （ 2-64）
2-62
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
非正弦电路中的情况
有功功率, 视在功率, 功率因数的定义均和正弦电路相同, 功
率因数仍由式 定义 。
不考虑电压畸变, 研究电压为正弦波, 电流为非正弦波的情况
有很大的实际意义 。
S
P?l
非正弦电路的有功功率, P=U I1 cosj1 （ 2-65）
功率因数 为,
11
111 c o sc o sc o s j?jjl ????
I
I
UI
UI
S
P （ 2-66）
基波因数 —— n =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比
位移因数 （基波功率因数） ——cosj 1
功率因数由 基波电流相移 和 电流波形畸变 这两个因素共
同决定的。
2-63
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
非正弦电路的无功功率
定义很多, 但尚无被广泛接受的科学而权威的定义 。
一种简单的定义是仿照式 （ 2-63） 给出的,
（ 2-67）
22 PSQ ??
无功功率 Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。
也可仿照式（ 2-61）定义无功功率，为和式（ 2-67）区别，采用符
号 Qf，忽略电压中的谐波时有,Q f =U I 1 sinj 1 (2-68）
在非正弦情况下，,因此引入 畸变功率 D，使得,
（ 2-69）
222 fQPS ??
2222 DQPS f ???
Q f为由基波电流所产生的无功功率,D是谐波电流产生的无
功功率。
2-64
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
1) 单相桥式全控整流电路
忽略换相过程和电流脉动, 带阻感负载, 直流
电感 L为足够大 （ 电流 i2的波形见图 2-6）
i
2
O w t
d
??
??
??
????
LL
L
,5,3,1,5,3,1
2
s i n2s i n
14
)5s i n
5
1
3s i n
3
1
( s i n
4
n
n
n
tnItn
n
I
tttIi
ww
p
www
p
d
d
（ 2-72）
变压器二次侧电流谐波分析,
pn
II
n
d22? n=1,3,5,… （ 2-73）
? 电流中仅含奇次谐波 。
? 各次谐波有效值与谐波次数成反比, 且与基波有效值的
比值为谐波次数的倒数 。
2-65
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
基波电流有效值为 （ 2-74）
i2的有效值 I= Id,结合式 （ 2-74） 可得基波因数为
（ 2-75）
电流基波与电压的相位差就等于控制角 a, 故位移因数为
（ 2-76）
所以，功率因数为
d1
22 II
p?
? p? ? ?II1 2 2 0 9.
aapj?ll c o s9.0c o s22c o s 111 ???? II
ajl c o sc o s 11 ??
（ 2-77）
功率因数计算
2-66
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
2） 三相桥式全控整流电路
图 2-23 三相桥式全控整流电路
带阻感负载 a=30?时的波形
阻感负载, 忽略换相
过程和电流脉动, 直
流电感 L为足够大 。
以 a =30?为例, 此时,
电 流 为 正 负 半 周 各
120?的方波, 其有效
值与直流电流的关系
为,
d3
2 II ? （ 2-78）
t
u d1 a = 30°
u d2
u d u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
w tO
wO
w tO
w tO
i d
i a
w t1
u a u b u c
d3
2 II ? （ 2-78）
2-67
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
变压器二次侧电流谐波分析,
电流基波和各次谐波有效值分别为
?
?
?
??
?
?
????
?
?,3,2,1,16,6
6
d
d1
kknI
n
I
II
n p
p
（ 2-80）
电流中仅含 6k?1（ k为正整数 ） 次谐波 。
各次谐波有效值与谐波次数成反比, 且与基波有效值的比值为
谐波次数的倒数 。
功率因数计算
基波因数,955.031 ???
p? I
I （ 2-81）
位移因数仍为,ajl c o sc o s
11 ??
（ 2-82）
功率因数为,aa
pj?ll c o s955.0c o s
3c o s
111 ???? I
I（ 2-83）
2-68
2.5.3 电容滤波的不可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
1) 单相桥式不可控整流电路
实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。
电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下
规律,
谐波次数为奇次。
谐波次数越高，谐波幅值越小。
谐波与基波的关系是不固定的。
越大，则谐波越小。 LCw
关于功率因数的结论如下,
位移因数接近 1，轻载超前，重载滞后。
谐波大小受负载和滤波电感的影响。
2-69
2.5.3 电容滤波的不可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
2) 三相桥式不可控整流电路
实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感 。
交流侧谐波组成有如下规律,
谐波次数为 6k± 1次, k =1,2,3… 。
谐波次数越高, 谐波幅值越小 。
谐波与基波的关系是不固定的 。
关于功率因数的结论如下,
位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近 1。
随负载加重 （ wRC的减小 ）, 总的功率因数提高；同时, 随
滤波电感加大, 总功率因数也提高 。
2-70
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
整流电路的输出电压中主要成分为直流, 同时包含各
种频率的谐波, 这些谐波对于负载的工作是不利的 。
图 2-33 a =0?时,m脉波
整流电路的整流电压波形
a =0?时, m脉波整流电路的整
流电压和整流电流的谐波分析 。
整流输出电压谐波分析
整流输出电流谐波分析
详见书 P72
0
.
8
0
.
9
1
图2 - 3 3
0
.
8
1
u
d
w tO
p
m
p
m
2 p
m
U
2
2
2-71
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
a =0?时整流电压、电流中的谐波有如下规律,
m脉波整流电压 ud0的谐波次数为 mk（ k=1,2,3...） 次,
即 m的倍数次； 整流电流的谐波由整流电压的谐波决定,
也为 mk次 。
当 m一定时, 随谐波次数增大, 谐波幅值迅速减小, 表明
最低次 （ m次 ） 谐波是最主要的, 其它次数的谐波相对
较少；当负载中有电感时, 负载电流谐波幅值 dn的减小
更为迅速 。
m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压
纹波因数迅速下降。
2-72
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
a 不为 0?时的情况,
整流电压谐波的一般表达式十分复杂，
下面只说明谐波电压与 a 角的关系。
0 30 1 2 0 1 5 0 1 8 060
0, 1
0, 2
0, 3
90
n =6
n = 1 2
n = 1 8
a / ( °)
U
2L
c
n
2
图 2-34 三相全控桥电流连续时，
以 n为参变量的与 a 的关系
以 n为参变量,n次谐波幅值对 a
的关系如图 2-34所示,
当 a 从 0?~ 90?变化时, ud的谐波
幅值随 a 增大而增大, a =90?时
谐波幅值最大 。
a 从 90?~ 180?之间电路工作于有
源逆变工作状态, ud的谐波幅值
随 a 增大而减小 。
2-73
2.6 大功率可控整流电路
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
2.6.2 多重化整流电路
2-74
2.6 大功率可控整流电路 ·引言
带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点,
适用于 低电压, 大电流 的场合。
多重化整流电路的特点,
在采用相同器件时可达到更大的功率。
可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而
减小对供电电网的干扰。
2-75
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
电路结构的特点
图 2-35 带平衡电抗器的
双反星形可控整流电路
二次侧为两组 匝数相同极性相
反 的绕阻, 分别接成两组三相
半波电路 。
二次侧两绕组的极性相反可 消
除铁芯的直流磁化 。
平衡电抗器 是为保证两组三相
半波整流电路能同时导电 。
与三相桥式电路相比, 双反星
形电路的输出电流可 大一倍 。
2-76
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
绕组的极性相反的目的,消除直流磁通势
如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是 平均电流相
等 而 绕组的极性相反,所以直流安匝互相抵消。
图 2-36 双反星形电路,a =0?时两组整流电压、电流波形
t w
w t
u d1 u a u b u c
i a
u d2
i a '
u c ' u a ' u b ' u c '
O w t
O
O w t
O
I d 1 2
I d 1 6
I d 1 2
I d 1 6
2-77
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
接平衡电抗器的原因,
当电压平均值和瞬时值均相等时, 才能使负载 均流 。
两组整流电压 平均值相等, 但 瞬时值不等 。
两个星形的中点 n1和 n2间的电压等于 ud1和 ud2之差 。
该电压加在 Lp上, 产生电流 ip,它通过两组星形自成
回路, 不流到负载中去, 称为 环流 或 平衡电流 。
为了使两组电流尽可能 平均分配,一般使 Lp值足够大，
以便限制环流在负载额定电流的 1%～ 2%以内。
2-78
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为
六相半波整流电路,
只能有一个晶闸管导电, 其余五管均阻断, 每管最大导通
角为 60o,平均电流为 Id/6。
当 α=0o 时, Ud为 1.35U2,比三相半波时的 1.17U2略大些 。
因晶闸管导电时间短, 变压器利用率低, 极少采用 。
平衡电抗器的作用,
使得两组三相半波整流电路同时导电 。
对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路
原理的关键 。
2-79
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的
原理分析,
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压
的波形和平衡电抗器上电压的波形
图 2-38 平衡电抗器作用下
两个晶闸管同时导电的情况
平衡 电抗器 Lp承担了 n1,n2间的
电位差, 它补偿了 ub′和 ua的电动
势差, 使得 ub′和 ua两相的晶闸管
能同时导电 。
d1d2p uuu ??
)(212121 d2d1pd1pd2d uuUuuuu ??????
（ 2-97）
（ 2-98）
时, ub′>ua,VT6导通, 此电流
在流经 LP时, LP上要感应一电动势
up,其方向是要阻止电流增大 。 可
导出 Lp两端电压, 整流输出电压的
数学表达式如下,
1tw
w
u p
u d1,u d2
O
O
60 °
360 °
w t1 w t
tb)
a)
u a u b u c u c ' u a ' u b ' u b '
2-80
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
原理分析 (续 ),
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压
的波形和平衡电抗器上电压的波形
图 2-38 平衡电抗器作用下
两个晶闸管同时导电的情况
虽然, 但由于 Lp的平衡作
用, 使得晶闸管 VT6和 VT1同时导
通 。
时间推迟至 ub′与 ua的交点时, ub′
= ua, 。
之后 ub′ < ua, 则流经 ub′相的电流
要减小, 但 Lp有阻止此电流减小的
作用, up的极性反向, Lp仍起平衡
的作用, 使 VT6继续导电 。
直到 uc′ > ub′, 电流才从 VT6换至
VT2。 此时 VT1,VT2同时导电 。
每一组中的每一个晶闸管仍按三相
半波的导电规律而各轮流导电 。
21 dd uu ?
0p ?u
w
u p
u d1,u d2
O
O
60 °
360 °
w t1 w t
tb)
a)
u a u b u c u c ' u a ' u b ' u b '
2-81
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
由上述分析以可得,
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压
的波形和平衡电抗器上电压的波形
平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时
值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图 2-37 a。
)(212121 d2d1pd1pd2d uuUuuuu ?????? （ 2-98）
谐波分析
分析详见 P75-P76。
ud中的谐波分量比直流分量
要小得多，且最低次谐波为
六次谐波。
直流平均电压为,
20 17.1 UU d ?
u,u
w
u p
d1 d2
O
O
60 °
360 °
w t 1 w t
t b)
a)
u a u b u c u c ' u a ' u b ' u b '
2-82
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
a =30?,a =60?和 a =90?时输出电压的波形分析
图 2-39 当 a =30?,60?,90?时，
双反星形电路的输出电压波形
分析输出波形时, 可先求出 ud1
和 ud2波形, 然后根据式 （ 2-98）
做出波形 ( ud1+ud2 ) / 2。
输出电压波形与三相半波电路
比较, 脉动程度减小了, 脉动
频率加大一倍, f=300Hz。
电感负载 情况下, 移相范围是
90?。
电阻负载 情况下, 移相范围为
120?。
。 90 ? a
。 60 ? a
。 30 ? a
u d
u d
u d
w t O
w t O
w t O
u a u b u c u c ' u a ' u b '
u b u c u c ' u a ' u b '
u b u c u c ' u a ' u b '
2-83
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为,
Ud=1.17 U2 cos a
将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得
出以下结论,
三相桥为两组三相半波 串联,而双反星形为两组三相
半波 并联,且后者需用平衡电抗器。
当 U2相等时，双反星形的 Ud是三相桥的 1/2，而 Id是
单相桥的 2倍。
两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一
样,ud和 id的 波形形状一样 。
2-84
2.6.2 多重化整流电路
概述,
整流装臵功率进一步加大时, 所产生的谐波, 无功功率等对电
网的干扰也随之加大, 为减轻干扰, 可采用 多重化整流电路 。
原理,
按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路 进行
组合得到。
目标,
移项多重联结 减少交流侧输入电流谐波,串联多重整流电路 采用
顺序控制 可提高功率因数。
2-85
2.6.2 多重化整流电路
1) 移相多重联结
图 2-40 并联多重联结的 12脉波
整流电路
有 并联多重联结 和 串联多
重联结 。
可减少输入电流谐波，减
小输出电压中的谐波并提
高纹波频率，因而可减小
平波电抗器。
使用 平衡电抗器 来平衡 2
组整流器的电流。
2个三相桥并联而成的 12
脉波整流电路 。
2-86
2.6.2 多重化整流电路
移相 30?构成的串联 2重联结电路
图 2-41 移相 30?串联 2重联结电路 图 2-42 移相 30?串联 2重联结
电路电流波形
整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差
30?、大小相等的两组电压。
该电路为 12脉波整流电路。
星形
三角形
0
a)
b)
c)
d)
i a1
I d
180° 360°
i a2
i ab2 '
i A
I d i ab2
w t
w t
w t
w t
0
0
0
I d 2 3
3
3 I
d
3
3 I
d
I d 3
2
3
(1+ ) I d 3
2
3
(1+ ) I d 3
3
I d 1 3
2-87
2.6.2 多重化整流电路
iA基波幅值 Im1和 n次谐波幅值 Imn分别如下,
)32(34 dd1 III m pp 单桥时为? （ 2-103）
（ 2-104） ?,3,2,1,112341
d ???? kknInI mn p
即输入电流谐波次数为 12k± 1,其幅值与次数成反
比而降低 。
该电路的其他特性如下,
直流输出电压
位移因数 cosj1=cosa （ 单桥时相同 ）
功率因数 l=? cosj1 =0.9886cosa
αUU d c o s266 p?
2-88
2.6.2 多重化整流电路
利用变压器二次绕阻接法的不同, 互相错开 20?，
可将三组桥构成 串联 3重联结电路,
整流变压器采用星形三角形组合无法移相 20?,需采用 曲折
接法 。
整流电压 ud在每个电源周期内脉动 18次, 故此电路为 18脉
波整流电路 。
交流侧输入电流谐波更少, 为 18k± 1次 （ k=1,2,3… ）, ud
的脉动也更小 。
输入位移因数和功率因数分别为,
cosj1=cosa
l=0.9949cosa
2-89
2.6.2 多重化整流电路
将整流变压器的二次绕组移相 15?,可构成 串联 4
重联结电路,
为 24脉波整流电路 。
其交流侧输入电流谐波次为 24k± 1,k=1,2,3… 。
输入位移因数功率因数分别为,
cosj1=cosa
l=0.9971cosa
采用多重联结的方法并不能提高位移因数, 但可使输
入电流谐波大幅减小, 从而也可以在一定程度上提高
功率因数 。
2-90
2.6.2 多重化整流电路
2) 多重联结电路的顺序控制
只对一个桥的 a角进行控制, 其余各桥的工作状态则
根据需要输出的整流电压而定 。
或者不工作而使该桥输出直流电压为零 。
或者 a =0而使该桥输出电压最大 。
根据所需总直流输出电压 从低到高 的变化, 按顺序依
次对各桥进行控制, 因而被称为 顺序控制 。
不能降低输入电流谐波, 但是 总功率因数可以提高 。
我国电气机车的整流器大多为这种方式 。
2-91
2.6.2 多重化整流电路
3重晶闸管整流桥顺序控制
图 2-43 单相串联 3重联结电路及顺序控制时的波形
控制过程可详见教材 P78。
从电流 i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波
分量比电压的滞后少，因而 位移因数高,从而 提高了总的
功率因数 。
a)
d
b)
c)
i I d
2 I d
u
O a p + a
2-92
2.7 整流电路的有源逆变工作状态
2.7.1 逆变的概念
2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
2-93
2.7.1 逆变的概念
1) 什么是逆变？ 为什么要逆变？
逆变 （ Invertion） ——把直流电转变成交流电, 整流
的逆过程 。
逆变电路 ——把直流电逆变成交流电的电路 。
有源逆变电路 ——交流侧和电网连结 。
应用：直流可逆调速系统, 交流绕线转子异步电动机串级调速
以及高压直流输电等 。
无源逆变电路 ——变流电路的交流侧不与电网联接, 而直接接到负
载, 将在第 5章介绍 。
对于可控整流电路, 满足一定条件就可工作于有源逆
变, 其电路形式未变, 只是电路工作条件转变 。 既工
作在整流状态又工作在逆变状态, 称为 变流电路 。
2-94
2.7.1 逆变的概念
2) 直流发电机 — 电动机系统电能的流转
图 2-44 直流发电机 — 电动机之间电能的流转
a）两电动势同极性 EG >EM
b）两电动势同极性 EM >EG c）两电动势反极性，形成短路
电路过程分析。
两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路
电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。
2-95
2.7.1 逆变的概念
3) 逆变产生的条件
单相全波电路代替上述发电机
图 2-45 单相全波电路的整流和逆变
交
流
电
网
输
出
电
功
率
电
动
机
输
出
电
功
率
a) b)
u 10 u d u 20 u 10
a
O
O w t
w t
I d i d
U d > E M
u 10 u d u 20 u 10
O
O w t
w t
I d
i d
U d < E M
a
i VT 1 i VT 2 iVT 2
i d = i VT + i VT
1 2
i d = i VT + i VT
1 2
i VT 1 i VT 2 i VT 1
2-96
2.7.1 逆变的概念
从上述分析中, 可以归纳出产生逆变的条件
有二,
有 直流电动势, 其极性和晶闸管导通方向一致,
其值 大于 变流器直流侧平均电压 。
晶闸管的控制角 a > /2,使 Ud为 负值 。 p
半控桥或有续流二极管的电路, 因其整流电压 ud
不能出现负值, 也不允许直流侧出现负极性的电
动势, 故不能实现有源逆变 。
欲实现有源逆变, 只能采用 全控 电路 。
2-97
2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态
逆变和整流的区别, 控制角 a 不同
0<a <p /2 时, 电路工作在 整流 状态 。
p /2< a < p时, 电路工作在 逆变 状态 。
可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数
计算等各项问题 。
把 a > p /2时的控制角用 p? a = b表示, b 称为 逆变角 。
逆变角 b和控制角 a的计量方向相反, 其大小自 b =0的
起始点 向左方 计量 。
2-98
2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态
三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的
输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图 2-46所示。
图 2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形
u ab u ac u bc u ba uca u cb u ab u ac u bc u ba uca u cb u ab u ac u bc uba u ca u cb u ab u ac u bc
u a u b u c u a u b u c u a u b u c u a u b u 2
u d
w t O
w t O
b = p 4
b = p 3
b = p 6
b = p 4
b = p 3
b = p 6
w t 1 w t 3 w t 2
2-99
2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态
有源逆变状态时各电量的计算,
?
??
R
EUI
d
输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即
bb co s35.1co s34.2 22 UUU d ???? （ 2-105）
每个晶闸管导通 2p/3,故流过晶闸管的电流有效值为,
d
d
VT I
II 577.0
3 ??
（ 2-106）
从交流电源送到直流侧负载的有功功率为,
dMdd IEIRP ?? ? 2
（ 2-107）
当逆变工作时, 由于 EM为负值, 故 Pd一般为负值,
表示功率由直流电源输送到交流电源 。
（ 2-108）
在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为,
ddVT IIII 8 1 6.03
22
2 ???
2-100
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
逆变失败 （ 逆变颠覆 ）
逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸
管电路 短路,或使变流器的输出平均电压和直流电动势变
成 顺向串联,形成很大 短路电流 。
触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分
配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正
常换相。
晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。
交流电源缺相或突然消失。
换相的裕量角不足，引起换相失败。
1) 逆变失败的原因
2-101
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
换相重叠角的影响,
图 2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
当 b >g 时，换相结束时，晶
闸管能承受反压而关断。
如果 b <g 时（ 从图 2-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸
管（ VT2）会关断，而应关断的晶闸管（ VT1)不能关断，最终导致逆
变失败。
u d
O
O
i d
w t
w t
u a u b u c u a u b
p
b
g b ? g a g
b
b ? g
i VT
1
i VT i VT
3
i VT i VT 3
2 2
2-102
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
2) 确定 最小逆变角 bmin的依据
逆变时允许采用的最小逆变角 b 应等于
bmin=? +g+q′ （ 2-109）
? ——晶闸管的关断时间 tq折合的电角度
g —— 换相重叠角
q′——安全裕量角
tq大的可达 200~300ms，折算到电角度约 4?~5?。
随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。
主要针对 脉冲不对称程度（一般可达 5?）。 值约取为 10?。
2-103
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
g —— 换相重叠角的确定,
1) 查阅有关手册
举例如下,
整流电压 整流电流 变压器容量 短路电压比 Uk% g
220V 800A 240kV。 A 5% 15?~20?
2) 参照整流时 g 的计算方法
mU
XI Bd
pgaa s i n2)c o s (c o s
2
???
（ 2-110）
（ 2-111）
根据逆变工作时,并设,上式可改写成 bpa ?? gb?
mU
XI Bd
pg s i n21c o s
2
??
这样,bmin一般取 30?~35?。
2-104
2.8 晶闸管直流电动机系统
2.8.1 工作于整流状态时
2.8.2 工作于有源逆变状态时
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
2-105
2.8 晶闸管直流电动机系统 ·引言
晶闸管直流电动机系统 ——晶闸管可控整流装
臵带直流电动机负载组成的系统 。
是电力拖动系统中主要的一种。
是可控整流装臵的主要用途之一。
对该系统的研究包括两个方面,
其一是在带电动机负载时整流电路的工作情况。
其二是由整流电路供电时电动机的工作情况。本
节主要从第二个方面进行分析 。
2-106
2.8.1 工作于整流状态时
整流电路接反电动势
负载时, 负载电流断
续, 对整流电路和电
动机的工作都很不利 。
图 2-48 三相半波带电动机负载且
加平波电抗器时的电压电流波形
通常在电枢回路串联
一平波电抗器, 保证
整流电流在较大范围
内连续, 如图 2-48。
u d
O
i d
w t
u a u b u c
a
u d
O
i a i b i c i c
w t
E
U d
id R
2-107
2.8.1 工作于整流状态时
此时, 整流电路直流电压的平衡方程为
（ 2-112）
式中, 。
为电动机的反电动势
负载平均电流 Id所引起的各种电压降，包括,
– 变压器的电阻压降
– 电枢电阻压降
– 由重叠角引起的电压降
晶闸管本身的管压降，它基本上是一恒值。
系统的两种工作状态,电流连续工作状态
电流断续工作状态
UIREU dMd ???? ?
p2
3 B
MB
XRRR ???
?
ME
dIR?
BdRI
Md RI
)2(3 pdB IX
U?
2-108
2.8.1 工作于整流状态时
转速与电流的机械特性关系式为
1) 电流连续时电动机的机械特性
在电机学中，已知直流电动机的反电动势为
nCE eM ? （ 2-113） 可根据整流电路电压平衡方程式（ 2-112），得
UIRUE dM ???? ?aco s17.1 2 （ 2-114）
e
d
e C
UIR
C
Un ???? ?ac o s17.1 2
（ 2-115）
图 2-49 三相半波电流连续时以
电流表示的电动机机械特性
其机械特性是一组 平行的直线, 其斜
率由于内阻不一定相同而稍有差异 。
调节 a 角, 即可调节电动机的转速 。
O
n
a 1 < a 2 < a 3 a 3
a 2
a 1
I d
( R B + R M + )
I d
C e
3 X B
2 p
2-109
2.8.1 工作于整流状态时
2) 电流断续时电动机的机械特性
当负载减小时，平波电抗器中的电感储能减小，致使电流不
再连续，此时其机械特性也就呈现出非线性。
电动机的实际空载反电动势都
是 。
时为,。
主电路电感足够大，可以只考虑电流连续
段，完全按线性处理。
当低速轻载时，可改用另一段较陡的特性
来近似处理，等效电阻要大一个数量级。
?? 60a
22U
?? 60a )3c o s (2 2 pa ?U
当 Id减小至某一定值 Id min以后，电流变为断续，这个 是不存在
的，真正的理想空载点远大于此值。
0E?
图 2-50 电流断续时电动势的特性曲线
断续区特性的近似直线
断续区 连续区
E
E 0
E 0 '
O
I dmin
I d
(0.585 U 2 )
( U 2 )
2
2-110
2.8.1 工作于整流状态时
电流断续时电动机机械特性
的特点,
图 2-50 电流断续时电动势的特性曲线
电流断续时理想空载转速抬高。
机械特性变软，即负载电流变化
很小也可引起很大的转速变化。
随着 a 的增加，进入断续区的电
流值加大。
断续区特性的近似直线
断续区 连续区
E
E 0
E 0 '
O
I dmin
I d
(0.585 U 2 )
( U 2 ) 2
O
a 3
a 2
a 1
I d
分界线
断续区 连续区
a 5
a 4
E 0
E
图 2-51 考虑电流断续时
不同 a 时反电动势的特性曲线
a 1 < a 2 <a 3 <60?,a 5> a 4>60?
2-111
2.8.2 工作于有源逆变状态时
1) 电流连续时电动机的机械特性
电流连续时的机械特性由 决定的。
逆变时由于, 反接，得
因为 EM=Cen，可求得电动机的机械特性方程式
??? RIEU dMd
bco s0dd UU ?? ME
)co s( 0 ???? RIUE ddM b（ 2-122)
)c o s(1 0 ???? RIUCn dd
e
b（ 2-123)
图 2-52 电动机在四象限中的机械特性
正组变流器 反组变流器 n
a 3
a 2
a 1
I d
a 4
b 2
b 3
b 4
b 1
a = b = p 2
a ' = b '= p 2
b ' 3
b ' 2
b ' 1
b ' 4
a ' 2
a ' 3
a ' 4
a ' 1
a 1 = b ' 1 ; a ' 1 = b 1
a 2 = b ' 2 ; a ' 2 = b 2
a 增大方向
'
b 增大方向
' a 增大方向
b 增大方向
2-112
2.8.2 工作于有源逆变状态时
2) 电流断续时电动机的机械特性
可沿用整流时电流断续的机械特性表达式，把 代
入式（ 2-117）、式（ 2-118）和式（ 2-119），便可得 EM、
n与 Id的表达式。三相半波电路为例,
bpa ??
jq
jqjbpjqbp
j t a n
t a n
2 1
)67s i n ()67s i n (
c o s2 c
c
M e
e
UE ?
?
?
??????
? (2-124)
jq
jqjbpjqbp
j
t a n
t a n
2
)67s i n ()67s i n (c o s2
c
c
ee
M
e
e
C
U
C
En
?
???????
??? (2-125)
]2)67c o s ()67[ c o s (c o s2 23
2
2 n
U
C
Z
UI e
d qqb
pbp
jp ?????? (2-126)
2-113
2.8.2 工作于有源逆变状态时
逆变电流断续时电动机的机械特
性，与整流时十分相似,
图 2-52 电动机在四象限中的
机械特性
理想空载转速上翘很多, 机械特
性变软, 且呈现 非线性 。
逆变状态的机械特性是整流状态
的 延续 。
纵观控制角 变化时, 机械特性得
变化 。
a
第 1,4象限中和第 3,2象限中的特
性是分别属于两组变流器的，它们
输出整流电压的极性彼此相反，故
分别标以 正组 和 反组 变流器。
正组变流器 反组变流器 n
a 3
a 2
a 1
I d
a 4
b 2
b 3
b 4
b 1
a = b = p 2
a ' = b '= p 2
b ' 3
b ' 2
b ' 1
b ' 4
a ' 2
a ' 3
a ' 4
a ' 1
a 1 = b ' 1 ; a ' 1 = b 1
a 2 = b ' 2 ; a ' 2 = b 2
a 增大方向
'
b 增大方向
' a 增大方向
b 增大方向
2-114
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
图 2-53 两组变流器的反并联可逆线路
图 2-53a与 b是两组反并联的可逆电路
a三相半波有环流接
线
b三相全控桥无环流
接线
c对应电动机四象限
运行时两组变流器
工作情况
2-115
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
两套变流装臵反并联 连接的可逆电路的相关概念
和结论,
环流 是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流 。
正向运行时由正组变流器供电；反向运行时, 则由反组变
流器供电 。
根据对环流的处理方法, 反并联可逆电路又可分为不同的
控制方案, 如配合控制有环流 （ ）, 可控环流, 逻
辑控制无环流和错位控制无环流等 。
电动机都可 四象限运行 。
可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其
工作状态：整流或逆变 。
ba ?
2-116
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
直流可逆拖动系统，除能方便地实现正反转外，
还能实现电动机的回馈制动。
电动机反向过程分析, 详见 P89
a?b 配合控制的有环流可逆系统
对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证 a=b
的配合控制关系 。
假设正组为整流，反组为逆变，即有 a P?b N, UdaP=UdbN，
且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。
但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。
串入环流电抗器 LC限制环流。
2-117
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
逻辑无环流可逆系统
工程上使用较广泛, 不需设臵环流电抗器 。
只有一组桥投入工作 （ 另一组关断 ）, 两组桥之间
不存在环流 。
两组桥之间的切换 过程,
首先应使已导通桥的晶闸管断流，要妥当处理使主回路
电流变为零，使原导通晶闸管恢复阻断能力。
随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通。
这种无环流可逆系统中，变流器之间的切换过程由逻辑
单元控制，称为 逻辑控制无环流 系统。
直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电力拖动
自动控制系统”中进一步分析讨论。
2-118
2.9 相控电路的驱动控制
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
2.9.2 集成触发器
2.9.3 触发电路的定相
2-119
2.9 相控电路的驱动控制 ·引言
相控电路,
晶闸管可控整流电路, 通过控制触发角 a的大小即控制触发
脉冲起始相位来控制输出电压大小 。
采用晶闸管相控方式时的交流电力变换电路和交交变频电路
（ 第 4章 ） 。
相控电路的驱动控制
为保证相控电路正常工作, 很重要的是应保证按触发角 a的大
小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲 。
晶闸管相控电路, 习惯称为 触发电路 。
大, 中功率的变流器广泛应用的是 晶体管触发电路,
其中以 同步信号为锯齿波的触发电路 应用最多 。
2-120
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
输出可为双窄脉冲 （ 适用于有两个晶闸管同时导通
的电路 ）, 也可为单窄脉冲 。
三个基本环节,脉冲的形成与放大, 锯齿波的形成
和脉冲移相, 同步环节 。 此外, 还有强触发和双窄
脉冲形成环节 。
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
2-121
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
1) 脉冲形成环节
V4,V5 — 脉冲形成
V7,V8 — 脉冲放大
控制电压 uco加在 V4
基极上
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
2 2 0 V 3 6 V
+
B
TP
+ 15 V
A
VS
+ 15 V
- 15 V - 15 VX Y
接封锁信号
R
Q
u
ts
VD
1
VD
2
C
1
R
2
R
4
T
S
V
2
R
5
R
8
R
6
R
7
R
3
R
9
R
10
R
11
R
12
R
13
R
14
R
16
R
15
R
18
R
17
RP
1
u
co
u
p
C
2
C
3
C
3
C
5
C
6
C
7
R
1
RP
2
V
1
I
1c
V
3
V
4
V
6
V
5
V
7
V
8
VD
4
VD
10
VD
5
VD
6
VD
7
VD
9
VD
8
VD
15
VD
11
~ V D
14
脉冲前沿由 V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间
常数 R11C3有关。
电路的触发脉冲由脉冲变压器 TP二次侧输出，其一次绕组接
在 V8集电极电路中。
2-122
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
2) 锯齿波的形成和脉冲移相环节
锯齿波电压形成的方案较多, 如采用 自举式电
路, 恒流源电路 等；本电路采用恒流源电路 。
恒流源电路方案, 由 V1,V2,V3和 C2等元件组成
V1,VS,RP2和 R3为一恒流源电路
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
2-123
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
3) 同步环节
同步 —— 要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相
同且相位关系确定 。
锯齿波是由开关 V2管来控制的 。
V2开关的频率就是 锯齿波的频率 —— 由同步变压器所接的交流
电压决定 。
V2由导通变截止期间产生锯齿波 —— 锯齿波起点 基本就是同步
电压由正变负的过零点 。
V2截止状态持续的时间就是 锯齿波的宽度 —— 取决于充电时间
常数 R1C1。
2-124
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
4) 双窄脉冲形成环节
内双脉冲电路
V5,V6构成, 或, 门
当 V5,V6都导通时, V7,V8都截止, 没有脉冲输出 。
只要 V5,V6有一个截止, 都会使 V7,V8导通, 有脉冲输出 。
第一个脉冲由本相触发单元的 uco对应的控制角 a 产生 。
隔 60?的第二个脉冲是由滞后 60?相位的后一相触发单元产生
（ 通过 V6） 。
三相桥式全控整流电路的情况 (自学 )
2-125
2.9.2 集成触发器
可靠性高, 技术性能好, 体积小, 功耗低, 调试方便 。
晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及, 已逐步取代分立式电
路 。
KJ004
与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步, 锯齿波形
成, 移相, 脉冲形成, 脉冲分选及脉冲放大几个环节 。
图 2-56 KJ004电路原理图
11 12
16
1
15
1413943
5
7
8
R
23
+ 15 V + 15 V
+ 15 V
RP
1
R
24
R
2
R
20
RP
4 R
5
R
1
R
3
R
4
R
6
R
7
R
8
R
12
R
10
R
11
R
14
R
19
R
13
R
25R
26
R
27
R
28
R
20
R
22
R
16
R
17
R
21
R
18
R
15
V
3
V
2
V
1
V
18
V
19
V
20
V
4
V
5
V
6
V
12
V
13
V
14
V
15
V
16
V
9
V
10 V 11
V
8
V
7
V
17
VS
5
VS
1
VS
2
VS
3
VS
4
VS
6
VS
7
VS
8
VS
9
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
VD
7
C
1 C
2
u
b
u
co
u
s
2-126
2.9.2 集成触发器
完整的三相全控桥触发电路
3个 KJ004集成块和 1个 KJ041集成块, 可形成六路双脉冲,
再由六个晶体管进行脉冲放大即可 。
u
sa
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
KJ
004
KJ
004
- 1 5 V
+ 15 V
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
KJ
004
RP
6 RP
3
( 1~ 6 脚为 6 路单脉冲输入)
1 2 3 4 5 6 7
11 10
9
14 13 12
8
16 15
KJ 0 4 1
( 1 5 ~ 1 0 脚为 6 路双脉冲输出)
至 VT
1
u
sb
u
sc
u
p
u
co
R
19
R
13
R
20
R
14
R
21
R
15
R
9
R
3
R
6R
18
R
8
R
2
R
5R
17
R
7
R
1
R
4R
16
R
10
R
11
R
12C
7
C
4
C
1
C
8
C
5
C
2
C
9
C
6
C
3
RP
4
RP
1 RP
5
RP
2
至 VT
2
至 VT
3
至 VT
4
至 VT
5
至 VT
6
图 2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路
2-127
2.9.2 集成触发器
模拟与数字触发电路
以上触发电路为 模拟 的, 优点,结构简单, 可靠；
缺点,易受电网电压影响, 触发脉冲不对称度较高,
可达 3?~4?,精度低 。
数字 触发电路：脉冲对称度很好, 如基于 8位单片机的
数字触发器精度可达 0.7?~1.5?。
KJ041内部是由 12个二极管构成的 6个或门 。
也有厂家生产了将图 2-57全部电路集成的集成块,
但目前应用还不多 。
2-128
2.9.3 触发电路的定相
触发电路的定相 ——触发电路应保证每个晶闸管触
发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定, 正确
的相位关系 。
措施,
同步变压器原边接入为主电路供电的电网, 保证频率一致 。
触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的
关系 。
图 2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图
O w t w t 1
w t 2
u a u b u c u 2
u a -
2-129
2.9.3 触发电路的定相
变压器接法：主电路整流变压器为 D,y-11联结, 同
步变压器为 D,y-11,5联结 。
D,y 11
D,y 5 - 1 1
TR
TS
u
A
u
B
u
C
u
a
u
b
u
c
- u
sa
- u
sb
- u
sc
- u
sa
- u
sb
- u
sc
U
c
U
sc - U
sa
U
b
U
sb
- U
sc
- U
sb
U
a
U
sa
U
AB
图 2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图
2-130
2.9.3 触发电路的定相
表 2-4 三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用图 2-59变压器接法时）
晶闸管
VT1
VT2
VT3
VT4
VT5
VT6
主电路电压
+ua
-uc
+ub
-ua
+uc
-ub
同步电压
-usa
+usc
-usb
+usa
-usc
+usb
为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰, 可对同
步电压进行 R-C滤波, 当 R-C滤波器滞后角为 60?时, 同
步电压选取结果如表 2-5所示 。
表 2-5 三相桥各晶闸管的同步电压（有 R-C滤波滞后 60?）
晶闸管
VT1
VT2
VT3
VT4
VT5
VT6
主电路电压
+ua
-uc
+ub
-ua
+uc
-ub
同步电压
+usb
-usa
+usc
-usb
+usa
-usc
2-131
本章小结
1) 可控整流电路, 重点掌握：电力电子电路作为分段线
性电路进行分析的基本思想, 单相全控桥式整流电路
和三相全控桥式整流电路的原理分析与计算, 各种负
载对整流电路工作情况的影响；
2) 电容滤波的不可控整流电路的工作情况, 重点了解其
工作特点；
3) 与整流电路相关的一些问题, 包括,
(1)变压器漏抗对整流电路的影响, 重点建立换相压降, 重叠角等概
念, 并掌握相关的计算, 熟悉漏抗对整流电路工作情况的影响 。
(2)整流电路的谐波和功率因数分析, 重点掌握谐波的概念, 各种整
流电路产生谐波情况的定性分析, 功率因数分析的特点, 各种整
流电路的功率因数分析 。
2-132
本章小结
4) 大功率可控整流电路的接线形式及特点，熟悉双反星
形可控整流电路的工作情况，建立整流电路多重化的
概念。
5) 可控整流电路的有源逆变工作状态, 重点掌握产生有
源逆变的条件, 三相可控整流电路有源逆变工作状态
的分析计算, 逆变失败及最小逆变角的限制等 。
6) 晶闸管直流电动机系统的工作情况, 重点掌握各种状
态时系统的特性, 包括变流器的特性和电机的机械特
性等, 了解可逆电力拖动系统的工作情况, 建立环流
的概念 。
7) 用于晶闸管的触发电路。重点熟悉锯齿波移相的触发
电路的原理，了解集成触发芯片及其组成的三相桥式
全控整流电路的触发电路，建立同步的概念，掌握同
步电压信号的选取方法 。
2-133
图 2-13 三相半波可控整流电路，电阻负载,
a=30?时的波形
a =30° u 2 u
a u b u c
O w t
O w t
O w t
O w t
O w t
u G
u d
u ab u ac
w t 1 i
VT 1
u VT
1 u ac
2-134
图 2-14 三相半波可控整流电路，电阻负载,
a=60?时的波形
w
w
t
t
w t
w t
a =60° u
2 u a u b u c
O
O
O
O
u G
u d
i VT
1
2-135
图 2-18 三相桥式全控整流电路带电阻负载
a=0?时的波形
w
w
w
w
u 2
u d1
u d2
u 2L
u d
u ab u ac
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u a u c u b
w t 1 O t
O t
O t
O t
a = 0°
i VT
1
u VT
1
2-136
图 2-19 三相桥式全控整流电路带电阻负载
a= 30 ?时的波形
w
w
w
w
u d1
u d2
a = 30°
i a
O t
O t
O t
O t
u d
u ab u ac
u a u b u c
w t 1
u ab u ac u bc u ba u ca u cb uab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u ab u ac ubc u ba u ca u cb uab u ac u VT 1
2-137
图 2-20 三相桥式全控整流电路带电阻负
载 a= 60 ?时的波形
w
w
w
a = 60°
u d1
u d2
u d
u ac u ac
u ab
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac
u a
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u b u c
O t
w t 1
O t
O t
u VT
1
2-138
图 2-21 三相桥式全控整流电路带电阻负载
a= 90 ?时的波形
u d1
u d2
u d
u a u b u c u a u b
w t O
w t O
w t O
w t O
w t O
i a
i d
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u bc u ba
i VT
1
2-139
图 2-22 三相桥式全控整流电路带阻感负载
a= 0 ?时的波形
u d1 u 2
u d2
u 2L
u d
id
w t O
w t O
w t O
w t O
u a a = 0° u b u c
w t 1
u ab u ac ubc u ba uca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
i VT
1
2-140
图 2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载
a= 30 ?时的波形
u d1
a = 30°
u d2
u d u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
w t O
w t O
w t O
w t O
i d
i a
w t 1
u a u b u c
2-141
图 2-24 三相桥式全控整流电路带阻感负载
a= 90 ?时的波形
a = 90° u d1
u d2
u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u ab Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ u
d
u ac
u ab
u ac
w t O
w t O
w t O
u b u c u a
w t 1
u VT
1
第 2章 整流电路
2.1 单相可控整流电路
2.2 三相可控整流电路
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
2.4 电容滤波的不可控整流电路
2.5 整流电路的谐波和功率因数
2.6 大功率可控整流电路
2.7 整流电路的有源逆变工作状态
2.8 晶闸管直流电动机系统
2.9 相控电路的驱动控制
本章小结
2-2
第 2章 整流电路 ·引言
整流电路的分类,
按组成的器件可分为 不可控, 半控, 全控 三种。
按电路结构可分为 桥式电路 和 零式电路 。
按交流输入相数分为 单相电路 和 多相电路 。
按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为
单拍电路 和 双拍电路 。
整流电路,
出现最早的电力电子电路，将交流电变为直流电。
2-3
2.1 单相可控整流电路
2.1.1 单相半波可控整流电路
2.1.2 单相桥式全控整流电路
2.1.3 单相全波可控整流电路
2.1.4 单相桥式半控整流电路
2-4
2.1.1 单相半波可控整流电路
图 2-1 单相半波可控整流电路及波形
1）带电阻负载的工作情况
变压器 T起变换电压和
电气隔离的作用 。
电阻负载的特点,电压
与电流成正比, 两者波
形相同 。
w
w
w
w t
T VT
R
0
a) u 1 u 2
u VT
u d
i d
w t 1 p 2 p
t
t
t
u 2
u g
u d
u VT
a q
0
b)
c)
d)
e)
0
0
单相半波可控整流电路 (Single Phase Half Wave
Controlled Rectifier)
2-5
2.1.1 单相半波可控整流电路
VT的 a 移相范围为 180?
通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的
方式称为 相位控制方式, 简称 相控方式 。
首先, 引入两个重要的基本概念,
触发延迟角, 从晶闸管开始承受正向阳极电压起到施加触发脉冲
止的电角度,用 a表示,也称 触发角 或 控制角 。
导通角,晶闸管在一个电源周期中处于通态的电角度，用 θ表示 。
基本数量关系
直流输出电压平均值为
? ????? pa aapwwp 2c o s145.0)c o s1(22)(s i n22 1 222d UUttdUU (2-1)
2-6
2.1.1 单相半波可控整流电路
2) 带阻感负载的工作情况
图 2-2 带阻感负载的
单相半波电路及其波形
阻感负载的特点,电感
对电流变化有抗拒作用,
使得流过电感的电流不
发生突变 。
讨论负载阻抗角 j,触发
角 a,晶闸管导通角 θ的
关系 。
w t
t w
w t
w t
w
u 2
0 w t 1 p 2 p t
u g
0
u d
0
i d
0
u VT
0
q
a
b)
c)
d)
e)
f)
+ +
2-7
2.1.1 单相半波可控整流电路
对单相半波电路的分析
可基于上述方法进行,
当 VT处于 断态 时, 相当于
电路在 VT处断开, id=0。
当 VT处于 通态 时, 相当于
VT短路 。
图 2-3 单相半波可控整流
电路的分段线性等效电路
a)VT处于关断状态
b)VT处于导通状态
a) b)
VT
R
L
VT
R
L
u
2
u
2
电力电子电路的一种基本分析方法
通过器件的理想化, 将电路简化为 分段线性电路 。
器件的每种状态对应于一种 线性电路 拓扑 。
2-8
2.1.1 单相半波可控整流电路
当 VT处于通态时，如下方程成立,VT
b)
R
L
u 2
b) VT处于导通状态
tURitiL ws i n2dd 2dd ?? （ 2-2）
)s i n ()s i n ( t a n jaqja jq ???? ?e （ 2-4）
初始条件,ωt= a, id=0。 求解式 （ 2-2） 并
将初始条件代入可得
当 ωt=θ+a 时, id=0,代入式 （ 2-3） 并整理得
)s i n (2)s i n (2 2)(2d jwja aww ????? ?? tZ UeZ Ui tLR（ 2-3）
22 )( LRZ w?? RLwj a r c ta n?? 其中,
2-9
2.1.1 单相半波可控整流电路
续流二极管
u 2
u d
i d
u VT
i VT I
d
I d
w t 1 w t
w t
w t
w t
w t
w t O
O
O
O
O
O
p - a p + a
b)
c)
d)
e)
f)
g)
i VD R
a)
图 2-4 单相半波带阻感负载
有续流二极管的电路及波形
当 u2过零变负时, VDR导通,
ud为零, VT承受反压关断 。
L储存的能量保证了电流 id在
L-R-VDR回路中流通, 此过程
通常称为 续流 。
数量关系 (id近似恒为 Id）
dd V T 2 II pap ?? （ 2-5）
d2dVT 2)(2
1 ItdII
p
apw
p
p
a
??? ?（ 2-6）
dd V D R II p
ap 2?? （ 2-7）
d
2 2
dVD 2)(2
1
R ItdII p
apw
p
ap
p
??? ? ?（ 2-8）
2-10
2.1.1 单相半波可控整流电路
VT的 a 移相范围为 180?。
简单, 但输出脉动大, 变压器二次侧电流中含直流
分量, 造成变压器铁芯 直流磁化 。
实际上很少应用此种电路 。
分析该电路的主要目的建立起整流电路的基本概念 。
单相半波可控整流电路的特点
2-11
2.1.2 单相桥式全控整流电路
1) 带电阻负载的工作情况 a)
u ( i )
p w t
w t
w t 0
0
0
i 2
u d
i d
b)
c)
d)
d d
a a
u VT
1,4
图 2-5 单相全控桥式
带电阻负载时的电路及波形
工作原理及波形分析
VT1和 VT4组成一对桥臂, 在
u2正半周承受电压 u2,得到
触发脉冲即导通, 当 u2过零
时关断 。
VT2和 VT3组成另一对桥臂,
在 u2正半周承受电压 -u2,得
到触发脉冲即导通, 当 u2过
零时关断 。
电路结构
单相桥式全控整流电路 (Single Phase
Bridge Contrelled Rectifier)
2-12
2.1.2 单相桥式全控整流电路
数量关系
? ????? pa aapwwp 2c o s19.02c o s122)(ds i n21 222d UUttUU （ 2-9）
a 角的移相范围为 180?。
向负载输出的平均电流值为,
流过晶闸管的电流平均值只有
输出直流平均值的一半，即,
2
c o s145.0
2
1 2
dd V T
a???
R
UII
（ 2-10）
2
c o s19.0
2
c o s122 22d
d
aa
p
?????
R
U
R
U
R
UI (2-11)
p w t
w t
w t 0
0
0
i 2
u d
i d
b)
c)
d)
d d
a a
u VT
1,4
2-13
2.1.2 单相桥式全控整流电路
流过晶闸管的电流有效值,
变压器二次测电流有效值 I2与输出直流电流 I有效值相等,
由式（ 2-12）和式（ 2-13）得,
不考虑变压器的损耗时，要
求变压器的容量 S=U2I2。
p
apa
pwwp
p
a
???? ? 2s i n
2
1
2)(d)s i n
2(
2
1 222
VT R
Utt
R
UI （ 2-12）
p
apa
pwwp
p
a
????? ? 2s i n
2
1)()s i n2(1 222
2 R
Utdt
R
UII （ 2-13）
II 21VT ? （ 2-14）
p w t
w t
w t 0
0
0
i 2
u d
i d
b)
c)
d)
d d
a a
u VT
1,4
2-14
2.1.2 单相桥式全控整流电路
2）带阻感负载的工作情况
u
2
O w t
O w t
O w t
u d
i d
i 2
b)
O w t
O w t
u VT
1,4
O w t
O w t
I d
I d
I d
I d
I d
i VT
2,3
i VT 1,4
图 2-6 单相全控桥带
阻感负载时的电路及波形
假设电路已工作于稳态, id的平
均值不变 。
假设负载电感很大, 负载电流 id
连续且波形近似为一水平线 。
u2过零变负时, 晶闸管 VT1和 VT4
并不关断 。
至 ωt=π+a 时刻, 晶闸管 VT1和
VT4关断, VT2和 VT3两管导通 。
VT2和 VT3导通后, VT1和 VT4承
受反压关断, 流过 VT1和 VT4的电
流迅速转移到 VT2和 VT3上, 此过
程称 换相, 亦称 换流 。
2-15
2.1.2 单相桥式全控整流电路
数量关系
? ? ??? ap
a aapwwp c o s9.0c o s
22)(ds i n21
222d UUttUU
（ 2-15）
晶闸管移相范围为 90?。
晶闸管导通角 θ与 a无关, 均为 180?。
电流的平均值和有效值,
变压器二次侧电流 i2的波形为正负各 180?的矩形波，其相
位由 a角决定，有效值 I2=Id。
ddT 2
1 II ?
ddT 707.02
1 III ??
晶闸管承受的最大正反向电压均为 。
22U
2
O w t
O w t
O w t
u d
i d
i 2
b)
O w t
O w t
u VT
1,4
O w t
O w t
I d
I d
I d
I d
I d
i VT
2,3
i VT 1,4
2-16
2.1.2 单相桥式全控整流电路
3） 带反电动势负载时的工作情况
图 2-7 单相桥式全控整流电路接反
电动势 — 电阻负载时的电路及波形
在 |u2|>E时，才有晶闸管承
受正电压，有导通的可能。
在 a 角相同时，整流输出电压比电阻负载时大。
导通之后,
ud=u2，,
直至 |u2|=E,id即降至 0使得
晶闸管关断，此后 ud=E 。
R
Eui ?? d
d
与电阻负载时相比，晶闸管提前了电角度 δ停止导电,
δ称为停止导电角,
2
1
2s in U
E??? （ 2-16）
b)
i
d
O
E
u d
w t
I d
O w t
a q ?
2-17
2.1.2 单相桥式全控整流电路
当 α < ?时，触发脉冲到来时，晶闸管承受负电压，不可能导通。
图 2-7b 单相桥式全控整流电路接反电动势 —电阻 负载时的波形
电流断续
触发脉冲有足够的宽度，保证当 wt=?时刻有晶闸管开始承受正电
压时，触发脉冲仍然存在。这样，相当于 触发角被推迟为 ?。
如图 2-7b所示 id波形所示,
电流连
续
u
b)
i
d
O
E
d
w t
I
d
O w t
α q ?
2-18
2.1.2 单相桥式全控整流电路
负载为直流电动机时，如
果出现电流断续，则电动
机 的机械特性将很软 。
为了克 服此 缺点, 一般
在主电 路中 直流 输出侧
串联 一个 平波电抗器 。
这时整流电压 ud的波形和负载电流 id的波形与阻感负载电流连
续时的波形相同,ud的计算公式也一样。
为保证电流连续所需的电感量 L可由下式求出,
d m i n
23
d m i n
2 1087.222
I
U
I
UL ????
pw
（ 2-17）
图 2-8 单相桥式全控整流电路带反电动势负
载串平波电抗器，电流连续的临界情况
t w
w O
u d
0
E
i d
t
p
?
a q = p
2-19
2.1.3 单相全波可控整流电路
单相全波可控整流电路（ Single Phase Full Wave
Controlled Rectifier)，又称单相双半波可控整流电路。
单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输入
端看均是基本一致的 。
变压器不存在直流磁化的问题 。
图 2-9 单相全波可控整流电路及波形
a)
w t
w a
b)
u d
i 1
O
O
t
2-20
2.1.3 单相全波可控整流电路
单相全波与单相全控桥的区别,
单相全波中变压器结构较复杂, 材料的消耗多 。
单相全波只用 2个晶闸管, 比单相全控桥少 2个, 相
应地, 门极驱动电路也少 2个；但是晶闸管承受的最
大电压是单相全控桥的 2倍 。
单相全波导电回路只含 1个晶闸管, 比单相桥少 1个,
因而管压降也少 1个 。
从上述后两点考虑, 单相全波电路有利于在 低输出电
压的场合 应用 。
2-21
2.1.4 单相桥式半控整流电路
电路结构
单相全控桥中，每个导电
回路中有 2个晶闸管,1个
晶闸管可以用二极管代替，
从而简化整个电路。
如此即成为 单相桥式半控
整流电路 （先不考虑
VDR）。
u
d
O b)
2
O
u d
i d I d
O
O
O
O
O i
2
I d
I d
I d
I
I d a
w t
w t
w t
w t
w t
w t
w t
a
p ? a
p ? a
i VT 1 i
VD 4
i VT 2 i
VD 3
i VD R
图 2-10 单相桥式半控整流电路，有续
流二极管，阻感负载时的电路及波形
电阻负载
半控电路与全控电路在
电阻负载 时的工作情况
相同 。
2-22
2.1.4 单相桥式半控整流电路
单相半控桥带 阻感负载 的情况
图 2-10 单相桥式半控整流电路，有续流
二极管，阻感负载时的电路及波形
在 u2正半周, u2经 VT1和 VD4
向负载供电 。
u2过零变负时, 因电感作用
电流不再流经变压器二次绕组,
而是由 VT1和 VD2续流 。
在 u2负半周触发角 a时刻触发
VT3, VT3 导通, u2 经 VT3 和
VD2向负载供电 。
u2 过零变正时, VD4 导通,
VD2关断 。 VT3和 VD4续流,
ud又为零 。
O b)
2
O
u d
i d I d
O
O
O
O
O i
2
I d
I d
I d
I
I d a
w t
w t
w t
w t
w t
w t
w t
a
p ? a
p ? a
i VT 1 i
VD 4
i VT 2 i
VD 3
i VD R
2-23
2.1.4 单相桥式半控整流电路
续流二极管的作用
避免可能发生的失控现象 。
若无续流二极管, 则当 a 突然增大至 180?或触发脉冲
丢失时, 会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导
通的情况, 这使 ud成为正弦半波, 其平均值保持恒定, 称
为 失控 。
有续流二极管 VDR时, 续流过程由 VDR完成, 避免了失控
的现象 。
续流期间导电回路中只有一个管压降, 有利于降低损耗 。
2-24
2.1.4 单相桥式半控整流电路
单相桥式半控整流电路的另一种接法
相当于把图 2-5a中的 VT3和 VT4换为二极管 VD3和
VD4，这样可以省去续流二极管 VDR，续流由 VD3和
VD4来实现。
图 2-5 单相全控桥式
带电阻负载时的电路及波形
图 2-11 单相桥式半控整流
电路的另一接法
2-25
2.2 三相可控整流电路
2.2.1 三相半波可控整流电路
2.2.2 三相桥式全控整流电路
2-26
2.2 三相可控整流电路 ·引言
交流测由三相电源供电 。
负载容量较大, 或要求直流电压脉动较小,
容易滤波 。
基本的是三相半波可控整流电路, 三相桥
式全控整流电路应用最广 。
2-27
2.2.1 三相半波可控整流电路
电路的特点,
变压器二次侧接成星形得到
零线, 而一次侧接成三角形
避免 3次谐波流入电网 。
三个晶闸管分别接入 a,b,c
三相电源, 其阴极连接在一
起 —— 共阴极接法 。
图 2-12 三相半波可控整流电路共阴极接
法电阻负载时的电路及 a =0?时的波形
1)电阻负载
自然换相点,
二极管换相时刻为 自然换相点,
是各相晶闸管能触发导通的最早
时刻，将其作为计算各晶闸管触
发角 a的起点，即 a =0?。
b)
c)
d)
e)
f)
u 2
R
i d u
a u b u c a =0
O w t 1 w t 2 w t 3
u G
O u
d
O
O
u ab u ac
O
i VT
1
u VT
1
w t
w t
w t
w t
w t
a)
动画演示
2-28
2.2.1 三相半波可控整流电路
a =0?时的工作原理分析
变压器二次侧 a相绕组和晶闸管
VT1的电流波形, 变压器二次绕
组电流有直流分量 。
晶闸管的电压波形, 由 3段组成 。
图 2-12 三相半波可控整流电路共
阴极接法电阻负载时的电路及 a
=0?时的波形
a=30?的波形 （ 图 2-13）
特点：负载电流处于连续和断续
之间的临界状态 。
a>30?的情况 （ 图 2-14 ）
特点：负载电流断续，晶闸管导
通角小于 120? 。
b)
c)
d)
e)
f)
u 2
u a u b u c a =0
O w t 1 w t 2 w t 3
u G
O u
d
O
O
u ab u ac
O
i VT
1
u VT
1
w t
w t
w t
w t
w t
a)
R
动画演示
2-29
2.2.1 三相半波可控整流电路
aa
p
wwp a
p
ap
c o s17.1c o s
2
63)(s i n2
3
2
1
22
6
5
6
2d UUttdUU ??? ?
?
?
（ 2-18）
当 a=0时,Ud最大，为 。
2d0d 17.1 UUU ??
??
?
??
? ???
??
?
??
? ???? ?
?
)6c o s (1675.0)6c o s (12 23)(s i n2
3
2
1
2
6
2d a
pap
pwwp
p
ap
UttdUU
(2-19)
整流电压平均值的计算
a≤30?时，负载电流连续，有,
a>30?时，负载电流断续，晶闸管导通角减小，此
时有,
2-30
2.2.1 三相半波可控整流电路
Ud/U2随 a变化的规律如图 2-15中的曲线 1所示。
0 30 60 90 1 2 0 1 5 0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 1 7
3
2
1
a / ( ° )
U
d
/
U
2
图 2-15 三相半波可控整流电路 Ud/U2随 a变化的关系
1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载
2-31
2.2.1 三相半波可控整流电路
负载电流平均值为
晶闸管承受的最大反向电压，为变压器二次线电压峰值，
即
晶闸管阳极与阴极间的最大正向电压等于变压器二
次相电压的峰值，即
R
UI d
d ?
（ 2-20）
222RM 45.2632 UUUU ????
（ 2-21）
22 UU ?FM （ 2-22）
2-32
2.2.1 三相半波可控整流电路
2）阻感负载
图 2-16 三相半波可控整流电路，阻
感负载时的电路及 a =60?时的波形
特点：阻感负载, L值很大,
id波形基本平直 。
a≤30?时：整流电压波形与
电阻负载时相同 。
a>30?时 （ 如 a=60?时的波
形如图 2-16所示 ） 。
u2过零时, VT1不关断, 直到
VT2的脉冲到来, 才换流, —
— ud波形中出现负的部分 。
id波形有一定的脉动, 但为简
化分析及定量计算, 可将 id近
似为一条水平线 。
阻 感 负 载时 的 移相 范 围 为
90?。
u d
i a
u a u b u c
i b
i c
i d
u ac O
w t
O
w t
O
O
w tO
O w t a
w t
w t
动画演示
2-33
2.2.1 三相半波可控整流电路
数量关系
由于负载电流连续,Ud可由式（ 2-18）求出，即
2d0d 17.1 UUU ??
Ud/U2与 a成余弦关系, 如图
2-15中的曲线 2所示 。 如果
负载中的电感量不是很大,
Ud/U2与 a的关系将介于曲线
1和 2之间, 曲线 3给出了这
种情况的一个例子 。
0 30 60 90 1 2 0 1 5 0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 1 7
3
2
1
a / ( ° )
U
d
/
U
2
图 2-15 三相半波可控整流电路
Ud/U2随 a变化的关系
1－电阻负载
2－电感负载
3－电阻电感负载
2-34
2.2.1 三相半波可控整流电路
变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为
晶闸管的额定电流为
晶闸管最大正、反向电压峰值均为变压器二次线
电压峰值
三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流
中含有 直流分量,为此其应用较少。
ddVT2 5 7 7.03
1 IIII ??? （ 2-23）
d
VT
V T ( A V ) 3 6 8.057.1 I
II ?? （ 2-24）
2RMFM 45.2 UUU ?? （ 2-25）
2-35
2.2.2 三相桥式全控整流电路
三相桥是应用最为广泛的整流电路
共阴极组 —— 阴
极连接在一起的
3个晶闸管 （ VT1，
VT3,VT5）
共阳极组 —— 阳
极连接在一起的
3个晶闸管 （ VT4，
VT6,VT2）
图 2-17 三相桥式
全控整流电路原理图
导通顺序,
VT1－ VT2
－ VT3－ VT4
－ VT5－ VT6
2-36
2.2.2 三相桥式全控整流电路
1） 带电阻负载时的工作情况
当 a≤60?时, ud波形均连续, 对于电阻负载, id波形
与 ud波形形状一样, 也连续
波形图,a =0 （ 图 2－ 18 ）
a =30? （ 图 2－ 19）
a =60? （ 图 2－ 20）
当 a>60?时, ud波形每 60?中有一段为零, ud波形不
能出现负值
波形图,a =90? （ 图 2－ 21）
带电阻负载时三相桥式全控整流电路 a角的移相范
围是 120?
2-37
2.2.2 三相桥式全控整流电路
晶闸管及输出整流电压的情况如表 2－ 1所示
时 段 I II III IV V VI
共阴极组中导通
的晶闸管
VT1
VT1
VT3
VT3
VT5
VT5
共阳极组中导通
的晶闸管
VT6 VT2 VT2 VT4 VT4 VT6
整流输出电压 ud
ua-ub
=uab
ua-uc =u
ac
ub-uc =u
bc
ub-ua =u
ba
uc-ua =u
ca
uc-ub =u
cb
请参照图 2－ 18
2-38
2.2.2 三相桥式全控整流电路
（ 2） 对触发脉冲的要求,
按 VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序, 相位依次差 60?。
共阴极组 VT1,VT3,VT5的脉冲依次差 120?,共阳极组
VT4,VT6,VT2也依次差 120?。
同一相的上下两个桥臂, 即 VT1与 VT4,VT3与 VT6，
VT5与 VT2,脉冲相差 180?。
三相桥式全控整流电路的 特点
（ 1） 2管同时通形成供电回路，其中
共阴极组和共阳极组各 1，且不
能为同 1相器件。
2-39
2.2.2 三相桥式全控整流电路
（ 3） ud一周期脉动 6次, 每次脉动的波形都一样, 故该
电路为 6脉波整流电路 。
（ 4） 需保证同时导通的 2个晶闸管均有脉冲
可采用两种方法：一种是 宽脉冲 触发
一种是 双脉冲 触发 （ 常用 ）
(5） 晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同, 晶闸管
承受最大正, 反向电压的关系也相同 。
三相桥式全控整流电路的 特点
2-40
a≤60?时 （ a =0? 图 2－ 22； a =30? 图 2－ 23）
ud波形连续, 工作情况与带电阻负载时十分相似 。
各晶闸管的通断情况
输出整流电压 ud波形
晶闸管承受的电压波形
2.2.2 三相桥式全控整流电路
2) 阻感负载时的工作情况
主要 包括
a >60?时 （ a =90?图 2－ 24）
阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同 。
电阻负载时, ud波形不会出现负的部分 。
阻感负载时, ud波形会出现负的部分 。
带阻感负载时, 三相桥式全控整流电路的 a角移相
范围为 90? 。
区别在于：得到的负载电流 id波形不同 。
当电感足够大的时候, id的波形可近似为一条水平线 。
2-41
2.2.2 三相桥式全控整流电路
3) 定量分析
当整流输出电压连续时 （ 即带阻感负载时, 或带电阻
负载 a≤60?时 ） 的平均值为,
带电阻负载且 a >60?时，整流电压平均值为,
输出电流平均值为, Id=Ud /R
awwp
ap
ap
c o s34.2)(s i n6
3
1
2
3
2
3
2d UttdUU ?? ?
?
?
（ 2-26）
?????? ???? ? ? )3c o s (134.2)(s i n63 23 2d apwwp
p
ap UttdUU
（ 2-27）
2-42
2.2.2 三相桥式全控整流电路
当整流变压器为图 2-17中所示采用星形接法, 带阻感负
载时, 变压器二次侧电流波形如图 2-23中所示, 其有效
值为,
dddd IIIII 816.03
2
3
2)(
3
2
2
1 22
2 ????
??
?
? ????? pp
p
（ 2-28）
晶闸管电压, 电流等的定量分析与三相半波时一致 。
接反电势阻感负载时, 在负载电流连续的情况下, 电路
工作情况与电感性负载时相似, 电路中各处 电压, 电流
波形均相同 。
仅在 计算 Id时有所不同, 接反电势阻感负载时的 Id为,
R
EUI ?? d
d
（ 2-29）
式中 R和 E分别 为负载中的电阻值和反电动势的值 。
2-43
ik=ib是逐渐增大的,
而 ia=Id-ik是逐渐减小的。
当 ik增大到等于 Id时,ia=0,VT1
关断,换流过程结束。
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响,
该漏感可用一个集中的电感 LB表示 。
现以三相半波为例, 然后将其结论推广 。
VT1换相至 VT2的过程,
因 a,b两相均有漏感，故 ia、
ib均不能突变。于是 VT1和 VT2
同时导通，相当于将 a,b两相
短路，在两相组成的回路中产
生环流 ik。
图 2-25 考虑变压器漏感时的
三相半波可控整流电路及波形
u d
i d
w t O
w t O g
i c i a ib i c i a I d
u a u b u c a
2-44
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
换相重叠角 —— 换相过程持续的时间, 用电角度 g表示 。
换相过程中, 整流电压 ud为同时导通的两个晶闸管所对
应的两个相电压的平均值 。
换相压降 —— 与不考虑变压器漏感时相比, ud平均值
降低的多少 。
2d
d
d
d bak
Bb
k
Bad
uu
t
iLu
t
iLuu ?????? （ 2-30）
dB
0
B
6
5
6
5 B
6
5
6
5 Bbb
6
5
6
5 dbd
2
3
d
2
3
)(d
d
d
2
3
)(d)]
d
d
([
2
3
)(d)(
3/2
1
IXiLt
t
i
L
t
t
i
LuutuuU
I
p
w
p
w
p
w
p
w
p
p
ga
p
a
p
ga
p
a
p
ga
p
a
???
??????
??
??
??
?
??
?
??
?
d
k
k
k
（ 2-31）
2-45
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
换相重叠角 g的计算
B
2
Bab 2
)65s i n (6
2)(
d
d
L
tU
Luu
t
i
pw ?
???k
由上式得,
)65s in (2 6dd
B
2 pw
w ?? tX
U
t
i k
进而得出,
)]65c o s ([ c o s2 6)(d)65s i n (2 6
B
2
6
5
B
2 pwawpww
pa ????? ? ? tX
Utt
X
Ui t
k
（ 2-32）
（ 2-33）
（ 2-34）
2-46
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
由上述推导过程，已经求得,
)]65c o s ([ c o s2 6)(d)65s i n (2 6
B
2
6
5
B
2 pwawpww
pa ????? ? ? tX
Utt
X
Ui t
k
当 时，,于是
6
5 pgaw ???t
dk Ii ?
g 随其它参数变化的规律,
（ 1） Id越大则 g 越大；
（ 2） XB越大 g 越大；
（ 3） 当 a≤90?时,a 越小 g 越大。
)]c o s ([ c o s2 6
B
2
d gaa ??? X
UI （ 2-35）
2
dB
6
2)c o s (c o s
U
IX??? gaa （ 2-36）
2-47
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
变压器漏抗对各种整流电路的影响
②
dU? dB IXp dB2 IXp dB2
3 IX
p dB3 IXp dB2 I
mXp
)c o s (c o s gaa ?? 2Bd2UXI 2Bd22 UXI
2
dB
6
2
U
IX
2
dB62 UIX
mU
XI
psin2
2
Bd
电路形式
单相
全波
单相全
控桥
三相
半波
三相全
控桥
m脉波
整流电路
①
表 2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算
23U
23U
注：①单相全控桥电路中，环流 ik是从 -Id变为 Id。 本表所
列通用公式不适用 ；
② 三相桥等效为相电压等于 的 6脉波整流电路，
故其 m=6，相电压按 代入。 23U
23U
2-48
2.3 变压器漏感对整流电路的影响
变压器漏感对整流电路影响的一些结论,
出现 换相重叠角 g,整流输出电压平均值 Ud降低。
整流电路的 工作状态增多 。
晶闸管 的 di/dt 减小，有利于晶闸管的安全开通。
有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的 di/dt。
换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的 du/dt，可
能使晶闸管误导通，为此必须 加吸收电路 。
换相使电网电压出现 缺口,成为干扰源。
2-49
2.4 电容滤波的不可控整流电路
2.4.1 电容滤波的单相不可控整流电路
2.4.2 电容滤波的三相不可控整流电路
2-50
2.4 电容滤波的不可控整流电路
在交 —直 —交变频器, 不间断电源, 开关电源等应
用场合中, 大量应用 。
最常用的是 单相桥 和 三相桥 两种接法 。
由于电路中的电力电子器件采用整流二极管, 故也
称这类电路为 二极管整流电路 。
2-51
2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路
常用于小功率单相交流输入的场合, 如目前大量普及
的微机, 电视机等家电产品中 。
1） 工作原理及波形分析
图 2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a) 电路 b) 波形
基本工作过程,
在 u2正半周过零点至 wt=0期间，因 u2<ud，故二极管均不
导通，电容 C向 R放电,提供负载所需电流。
至 wt=0之后,u2将要超过 ud，使得 VD1和 VD4开通, ud=u2，
交流电源向电容充电，同时向负载 R供电。
b)
0
i
u d
q
?
p 2 p w t
i,u d
a)
+ R C
u 1 u 2
i 2 VD 1 VD 3
VD 2 VD 4
i d
i C i R
u d
2-52
2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路
2) 主要的数量关系
输出电压平均值
电流平均值
输出电流平均值 IR为,IR = Ud /R
Id =IR
二极管电流 iD平均值为,ID = Id / 2=IR/ 2
二极管承受的电压
（ 2-47）
（ 2-48）
（ 2-49）
22U
空载时, 。
重载时, Ud逐渐趋近于 0.9U2,即趋近于接近电阻负载时的特性 。
在设计时根据负载的情况选择电容 C值, 使,此
时输出电压为,Ud≈1.2 U2。
2d 2UU ?
2/)5~3( TRC ?（ 2-46）
2-53
2.4.1电容滤波的单相不可控整流电路
感容滤波的二极管整流电路
实际应用为此情况, 但分析复杂 。
ud波形更平直, 电流 i2的上升段平缓了许多, 这
对于电路的工作是有利的 。
图 2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a） 电路图 b）波形
a) b)
u 2 u d
i 2
0
? q p w t
i 2,u 2,u d
2-54
2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路
1） 基本原理
某一对二极管导通时,输出电压等于交流侧线电压中最
大的一个,该线电压既向电容供电，也向负载供电。
当没有二极管导通时，由电容向负载放电,ud按指数规
律下降。
图 2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形
a) b)
O
i a
u d
i d
u d u ab u ac
0 ? q w t p p 3
w t
2-55
3
2
=+t
)]-
3
2
(-t[
RC
1
2
3
2
=+t
2
t)(d
3
2
s i n6d
)(d
)]+ts i n (6[d
p
?w
?
p
w
w
p
?w
w
p
w
qw ?
?
?
?
?
?
?
?
eU
t
U
电流 id 断续和连续的 临界条件 wRC= 33
在轻载时直流侧获得的充电电流是断续的，重载时是连续的，
分界点就是 R= /wC。 3
2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路
由, 电压下降速度相等, 的原则，可以确定临界条件。假设在 wt+d
=2p/3的时刻, 速度相等, 恰好发生，则有
图 2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当 wRC等于和小于 时的电流波形
a） wRC= b） wRC<
3
3 3
由上式可得
（ 2-50）
a) b)
w t
w t
w t w t
a
i d
a
i d
O
O
O
O
2-56
2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路
考虑实际电路中存在的交流侧电感以及为抑制冲击
电流而串联的电感时的工作情况,
电流波形的前沿平缓了许多, 有利于电路的正常工作 。 随
着负载的加重, 电流波形与电阻负载时的交流侧电流波形
逐渐接近 。
图 2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形
a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形
c）重载时的交流侧电流波形
b)
c)
i a
i a
O
O w t
w t
2-57
2.4.2电容滤波的三相不可控整流电路
2) 主要数量关系
（ 1） 输出电压平均值
Ud在 （ 2.34U2 ~2.45U2） 之间变化
（ 2） 电流平均值
输出电流平均值 IR为,
IR = Ud /R （ 2-51）
与单相电路情况一样, 电容电流 iC平均值为零,
因此,Id =IR （ 2-52）
二极管电流平均值为 Id的 1/3,即,
ID = Id / 3=IR/ 3 （ 2-53）
（ 3） 二极管承受的电压
二极管承受的最大反向电压为线电压的峰值，为 。 26U
2-58
2.5 整流电路的谐波和功率因数
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析
2.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
2-59
2.5 整流电路的谐波和功率因数 ·引言
随着电力电子技术的发展，其应用日益广泛，由此带
来的 谐波 (harmonics)和 无功 (reactive power)问题日益
严重，引起了关注。
无功的危害,
导致设备容量增加 。
使设备和线路的损耗增
加 。
线路压降增大, 冲击性
负载使电压剧烈波动 。
谐波的危害,
降低设备的效率 。
影响用电设备的正常工作 。
引起电网局部的谐振, 使谐
波放大, 加剧危害 。
导致继电保护和自动装臵的
误动作 。
对通信系统造成干扰 。
2-60
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
1） 谐波
对于非正弦波电压, 满足狄里赫利条件, 可分解
为 傅里叶级数,
n次谐波电流含有率以 HRIn（ Harmonic Ratio for In） 表示
（ 2-57）
电流谐波总畸变率 THDi（ Total Harmonic distortion） 定义为
（ 2-58）
%100
1
?? IIH R I nn
%10 0
1
?? IIT H D hi
正弦波电压可表示为,)s i n (2)(
utUtu jw ??
基波 （ fundamental） ——频率与工频相同的分量
谐波 ——频率为基波频率大于 1整数倍的分量
谐波次数 ——谐波频率和基波频率的整数比
2-61
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
2） 功率因数
正弦电路中的情况
电路的 有功功率 就是其 平均功率,
? ?? p jwp 20 c o s)(2 1 UItu i dP （ 2-59）
视在功率 为电压、电流有效值的乘积，即 S=UI （ 2-60）
无功功率 定义为,Q=U I sinj （ 2-61）
功率因数 l 定义为有功功率 P和视在功率 S的比值,
S
P?l （ 2-62）
此时无功功率 Q与有功功率 P、视在功率 S之间有如下关
系,222 QPS ?? （ 2-63）
功率因数是由电压和电流的相位差 j 决定的, l =cos j （ 2-64）
2-62
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
非正弦电路中的情况
有功功率, 视在功率, 功率因数的定义均和正弦电路相同, 功
率因数仍由式 定义 。
不考虑电压畸变, 研究电压为正弦波, 电流为非正弦波的情况
有很大的实际意义 。
S
P?l
非正弦电路的有功功率, P=U I1 cosj1 （ 2-65）
功率因数 为,
11
111 c o sc o sc o s j?jjl ????
I
I
UI
UI
S
P （ 2-66）
基波因数 —— n =I1 / I，即基波电流有效值和总电流有效值之比
位移因数 （基波功率因数） ——cosj 1
功率因数由 基波电流相移 和 电流波形畸变 这两个因素共
同决定的。
2-63
2.5.1 谐波和无功功率分析基础
非正弦电路的无功功率
定义很多, 但尚无被广泛接受的科学而权威的定义 。
一种简单的定义是仿照式 （ 2-63） 给出的,
（ 2-67）
22 PSQ ??
无功功率 Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受。
也可仿照式（ 2-61）定义无功功率，为和式（ 2-67）区别，采用符
号 Qf，忽略电压中的谐波时有,Q f =U I 1 sinj 1 (2-68）
在非正弦情况下，,因此引入 畸变功率 D，使得,
（ 2-69）
222 fQPS ??
2222 DQPS f ???
Q f为由基波电流所产生的无功功率,D是谐波电流产生的无
功功率。
2-64
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
1) 单相桥式全控整流电路
忽略换相过程和电流脉动, 带阻感负载, 直流
电感 L为足够大 （ 电流 i2的波形见图 2-6）
i
2
O w t
d
??
??
??
????
LL
L
,5,3,1,5,3,1
2
s i n2s i n
14
)5s i n
5
1
3s i n
3
1
( s i n
4
n
n
n
tnItn
n
I
tttIi
ww
p
www
p
d
d
（ 2-72）
变压器二次侧电流谐波分析,
pn
II
n
d22? n=1,3,5,… （ 2-73）
? 电流中仅含奇次谐波 。
? 各次谐波有效值与谐波次数成反比, 且与基波有效值的
比值为谐波次数的倒数 。
2-65
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
基波电流有效值为 （ 2-74）
i2的有效值 I= Id,结合式 （ 2-74） 可得基波因数为
（ 2-75）
电流基波与电压的相位差就等于控制角 a, 故位移因数为
（ 2-76）
所以，功率因数为
d1
22 II
p?
? p? ? ?II1 2 2 0 9.
aapj?ll c o s9.0c o s22c o s 111 ???? II
ajl c o sc o s 11 ??
（ 2-77）
功率因数计算
2-66
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
2） 三相桥式全控整流电路
图 2-23 三相桥式全控整流电路
带阻感负载 a=30?时的波形
阻感负载, 忽略换相
过程和电流脉动, 直
流电感 L为足够大 。
以 a =30?为例, 此时,
电 流 为 正 负 半 周 各
120?的方波, 其有效
值与直流电流的关系
为,
d3
2 II ? （ 2-78）
t
u d1 a = 30°
u d2
u d u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
w tO
wO
w tO
w tO
i d
i a
w t1
u a u b u c
d3
2 II ? （ 2-78）
2-67
2.5.2 带阻感负载时可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
变压器二次侧电流谐波分析,
电流基波和各次谐波有效值分别为
?
?
?
??
?
?
????
?
?,3,2,1,16,6
6
d
d1
kknI
n
I
II
n p
p
（ 2-80）
电流中仅含 6k?1（ k为正整数 ） 次谐波 。
各次谐波有效值与谐波次数成反比, 且与基波有效值的比值为
谐波次数的倒数 。
功率因数计算
基波因数,955.031 ???
p? I
I （ 2-81）
位移因数仍为,ajl c o sc o s
11 ??
（ 2-82）
功率因数为,aa
pj?ll c o s955.0c o s
3c o s
111 ???? I
I（ 2-83）
2-68
2.5.3 电容滤波的不可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
1) 单相桥式不可控整流电路
实用的单相不可控整流电路采用感容滤波。
电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下
规律,
谐波次数为奇次。
谐波次数越高，谐波幅值越小。
谐波与基波的关系是不固定的。
越大，则谐波越小。 LCw
关于功率因数的结论如下,
位移因数接近 1，轻载超前，重载滞后。
谐波大小受负载和滤波电感的影响。
2-69
2.5.3 电容滤波的不可控整流电路
交流侧谐波和功率因数分析
2) 三相桥式不可控整流电路
实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感 。
交流侧谐波组成有如下规律,
谐波次数为 6k± 1次, k =1,2,3… 。
谐波次数越高, 谐波幅值越小 。
谐波与基波的关系是不固定的 。
关于功率因数的结论如下,
位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近 1。
随负载加重 （ wRC的减小 ）, 总的功率因数提高；同时, 随
滤波电感加大, 总功率因数也提高 。
2-70
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
整流电路的输出电压中主要成分为直流, 同时包含各
种频率的谐波, 这些谐波对于负载的工作是不利的 。
图 2-33 a =0?时,m脉波
整流电路的整流电压波形
a =0?时, m脉波整流电路的整
流电压和整流电流的谐波分析 。
整流输出电压谐波分析
整流输出电流谐波分析
详见书 P72
0
.
8
0
.
9
1
图2 - 3 3
0
.
8
1
u
d
w tO
p
m
p
m
2 p
m
U
2
2
2-71
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
a =0?时整流电压、电流中的谐波有如下规律,
m脉波整流电压 ud0的谐波次数为 mk（ k=1,2,3...） 次,
即 m的倍数次； 整流电流的谐波由整流电压的谐波决定,
也为 mk次 。
当 m一定时, 随谐波次数增大, 谐波幅值迅速减小, 表明
最低次 （ m次 ） 谐波是最主要的, 其它次数的谐波相对
较少；当负载中有电感时, 负载电流谐波幅值 dn的减小
更为迅速 。
m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压
纹波因数迅速下降。
2-72
2.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析
a 不为 0?时的情况,
整流电压谐波的一般表达式十分复杂，
下面只说明谐波电压与 a 角的关系。
0 30 1 2 0 1 5 0 1 8 060
0, 1
0, 2
0, 3
90
n =6
n = 1 2
n = 1 8
a / ( °)
U
2L
c
n
2
图 2-34 三相全控桥电流连续时，
以 n为参变量的与 a 的关系
以 n为参变量,n次谐波幅值对 a
的关系如图 2-34所示,
当 a 从 0?~ 90?变化时, ud的谐波
幅值随 a 增大而增大, a =90?时
谐波幅值最大 。
a 从 90?~ 180?之间电路工作于有
源逆变工作状态, ud的谐波幅值
随 a 增大而减小 。
2-73
2.6 大功率可控整流电路
2.6.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
2.6.2 多重化整流电路
2-74
2.6 大功率可控整流电路 ·引言
带平衡电抗器的双反星形可控整流电路的特点,
适用于 低电压, 大电流 的场合。
多重化整流电路的特点,
在采用相同器件时可达到更大的功率。
可减少交流侧输入电流的谐波或提高功率因数，从而
减小对供电电网的干扰。
2-75
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
电路结构的特点
图 2-35 带平衡电抗器的
双反星形可控整流电路
二次侧为两组 匝数相同极性相
反 的绕阻, 分别接成两组三相
半波电路 。
二次侧两绕组的极性相反可 消
除铁芯的直流磁化 。
平衡电抗器 是为保证两组三相
半波整流电路能同时导电 。
与三相桥式电路相比, 双反星
形电路的输出电流可 大一倍 。
2-76
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
绕组的极性相反的目的,消除直流磁通势
如图可知，虽然两组相电流的瞬时值不同，但是 平均电流相
等 而 绕组的极性相反,所以直流安匝互相抵消。
图 2-36 双反星形电路,a =0?时两组整流电压、电流波形
t w
w t
u d1 u a u b u c
i a
u d2
i a '
u c ' u a ' u b ' u c '
O w t
O
O w t
O
I d 1 2
I d 1 6
I d 1 2
I d 1 6
2-77
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
接平衡电抗器的原因,
当电压平均值和瞬时值均相等时, 才能使负载 均流 。
两组整流电压 平均值相等, 但 瞬时值不等 。
两个星形的中点 n1和 n2间的电压等于 ud1和 ud2之差 。
该电压加在 Lp上, 产生电流 ip,它通过两组星形自成
回路, 不流到负载中去, 称为 环流 或 平衡电流 。
为了使两组电流尽可能 平均分配,一般使 Lp值足够大，
以便限制环流在负载额定电流的 1%～ 2%以内。
2-78
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为
六相半波整流电路,
只能有一个晶闸管导电, 其余五管均阻断, 每管最大导通
角为 60o,平均电流为 Id/6。
当 α=0o 时, Ud为 1.35U2,比三相半波时的 1.17U2略大些 。
因晶闸管导电时间短, 变压器利用率低, 极少采用 。
平衡电抗器的作用,
使得两组三相半波整流电路同时导电 。
对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路
原理的关键 。
2-79
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
平衡电抗器使得两组三相半波整流电路同时导电的
原理分析,
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压
的波形和平衡电抗器上电压的波形
图 2-38 平衡电抗器作用下
两个晶闸管同时导电的情况
平衡 电抗器 Lp承担了 n1,n2间的
电位差, 它补偿了 ub′和 ua的电动
势差, 使得 ub′和 ua两相的晶闸管
能同时导电 。
d1d2p uuu ??
)(212121 d2d1pd1pd2d uuUuuuu ??????
（ 2-97）
（ 2-98）
时, ub′>ua,VT6导通, 此电流
在流经 LP时, LP上要感应一电动势
up,其方向是要阻止电流增大 。 可
导出 Lp两端电压, 整流输出电压的
数学表达式如下,
1tw
w
u p
u d1,u d2
O
O
60 °
360 °
w t1 w t
tb)
a)
u a u b u c u c ' u a ' u b ' u b '
2-80
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
原理分析 (续 ),
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压
的波形和平衡电抗器上电压的波形
图 2-38 平衡电抗器作用下
两个晶闸管同时导电的情况
虽然, 但由于 Lp的平衡作
用, 使得晶闸管 VT6和 VT1同时导
通 。
时间推迟至 ub′与 ua的交点时, ub′
= ua, 。
之后 ub′ < ua, 则流经 ub′相的电流
要减小, 但 Lp有阻止此电流减小的
作用, up的极性反向, Lp仍起平衡
的作用, 使 VT6继续导电 。
直到 uc′ > ub′, 电流才从 VT6换至
VT2。 此时 VT1,VT2同时导电 。
每一组中的每一个晶闸管仍按三相
半波的导电规律而各轮流导电 。
21 dd uu ?
0p ?u
w
u p
u d1,u d2
O
O
60 °
360 °
w t1 w t
tb)
a)
u a u b u c u c ' u a ' u b ' u b '
2-81
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
由上述分析以可得,
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压
的波形和平衡电抗器上电压的波形
平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时
值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。波形如图 2-37 a。
)(212121 d2d1pd1pd2d uuUuuuu ?????? （ 2-98）
谐波分析
分析详见 P75-P76。
ud中的谐波分量比直流分量
要小得多，且最低次谐波为
六次谐波。
直流平均电压为,
20 17.1 UU d ?
u,u
w
u p
d1 d2
O
O
60 °
360 °
w t 1 w t
t b)
a)
u a u b u c u c ' u a ' u b ' u b '
2-82
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
a =30?,a =60?和 a =90?时输出电压的波形分析
图 2-39 当 a =30?,60?,90?时，
双反星形电路的输出电压波形
分析输出波形时, 可先求出 ud1
和 ud2波形, 然后根据式 （ 2-98）
做出波形 ( ud1+ud2 ) / 2。
输出电压波形与三相半波电路
比较, 脉动程度减小了, 脉动
频率加大一倍, f=300Hz。
电感负载 情况下, 移相范围是
90?。
电阻负载 情况下, 移相范围为
120?。
。 90 ? a
。 60 ? a
。 30 ? a
u d
u d
u d
w t O
w t O
w t O
u a u b u c u c ' u a ' u b '
u b u c u c ' u a ' u b '
u b u c u c ' u a ' u b '
2-83
2.6.1带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，为,
Ud=1.17 U2 cos a
将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得
出以下结论,
三相桥为两组三相半波 串联,而双反星形为两组三相
半波 并联,且后者需用平衡电抗器。
当 U2相等时，双反星形的 Ud是三相桥的 1/2，而 Id是
单相桥的 2倍。
两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一
样,ud和 id的 波形形状一样 。
2-84
2.6.2 多重化整流电路
概述,
整流装臵功率进一步加大时, 所产生的谐波, 无功功率等对电
网的干扰也随之加大, 为减轻干扰, 可采用 多重化整流电路 。
原理,
按照一定的规律将两个或更多的相同结构的整流电路 进行
组合得到。
目标,
移项多重联结 减少交流侧输入电流谐波,串联多重整流电路 采用
顺序控制 可提高功率因数。
2-85
2.6.2 多重化整流电路
1) 移相多重联结
图 2-40 并联多重联结的 12脉波
整流电路
有 并联多重联结 和 串联多
重联结 。
可减少输入电流谐波，减
小输出电压中的谐波并提
高纹波频率，因而可减小
平波电抗器。
使用 平衡电抗器 来平衡 2
组整流器的电流。
2个三相桥并联而成的 12
脉波整流电路 。
2-86
2.6.2 多重化整流电路
移相 30?构成的串联 2重联结电路
图 2-41 移相 30?串联 2重联结电路 图 2-42 移相 30?串联 2重联结
电路电流波形
整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差
30?、大小相等的两组电压。
该电路为 12脉波整流电路。
星形
三角形
0
a)
b)
c)
d)
i a1
I d
180° 360°
i a2
i ab2 '
i A
I d i ab2
w t
w t
w t
w t
0
0
0
I d 2 3
3
3 I
d
3
3 I
d
I d 3
2
3
(1+ ) I d 3
2
3
(1+ ) I d 3
3
I d 1 3
2-87
2.6.2 多重化整流电路
iA基波幅值 Im1和 n次谐波幅值 Imn分别如下,
)32(34 dd1 III m pp 单桥时为? （ 2-103）
（ 2-104） ?,3,2,1,112341
d ???? kknInI mn p
即输入电流谐波次数为 12k± 1,其幅值与次数成反
比而降低 。
该电路的其他特性如下,
直流输出电压
位移因数 cosj1=cosa （ 单桥时相同 ）
功率因数 l=? cosj1 =0.9886cosa
αUU d c o s266 p?
2-88
2.6.2 多重化整流电路
利用变压器二次绕阻接法的不同, 互相错开 20?，
可将三组桥构成 串联 3重联结电路,
整流变压器采用星形三角形组合无法移相 20?,需采用 曲折
接法 。
整流电压 ud在每个电源周期内脉动 18次, 故此电路为 18脉
波整流电路 。
交流侧输入电流谐波更少, 为 18k± 1次 （ k=1,2,3… ）, ud
的脉动也更小 。
输入位移因数和功率因数分别为,
cosj1=cosa
l=0.9949cosa
2-89
2.6.2 多重化整流电路
将整流变压器的二次绕组移相 15?,可构成 串联 4
重联结电路,
为 24脉波整流电路 。
其交流侧输入电流谐波次为 24k± 1,k=1,2,3… 。
输入位移因数功率因数分别为,
cosj1=cosa
l=0.9971cosa
采用多重联结的方法并不能提高位移因数, 但可使输
入电流谐波大幅减小, 从而也可以在一定程度上提高
功率因数 。
2-90
2.6.2 多重化整流电路
2) 多重联结电路的顺序控制
只对一个桥的 a角进行控制, 其余各桥的工作状态则
根据需要输出的整流电压而定 。
或者不工作而使该桥输出直流电压为零 。
或者 a =0而使该桥输出电压最大 。
根据所需总直流输出电压 从低到高 的变化, 按顺序依
次对各桥进行控制, 因而被称为 顺序控制 。
不能降低输入电流谐波, 但是 总功率因数可以提高 。
我国电气机车的整流器大多为这种方式 。
2-91
2.6.2 多重化整流电路
3重晶闸管整流桥顺序控制
图 2-43 单相串联 3重联结电路及顺序控制时的波形
控制过程可详见教材 P78。
从电流 i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波
分量比电压的滞后少，因而 位移因数高,从而 提高了总的
功率因数 。
a)
d
b)
c)
i I d
2 I d
u
O a p + a
2-92
2.7 整流电路的有源逆变工作状态
2.7.1 逆变的概念
2.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
2-93
2.7.1 逆变的概念
1) 什么是逆变？ 为什么要逆变？
逆变 （ Invertion） ——把直流电转变成交流电, 整流
的逆过程 。
逆变电路 ——把直流电逆变成交流电的电路 。
有源逆变电路 ——交流侧和电网连结 。
应用：直流可逆调速系统, 交流绕线转子异步电动机串级调速
以及高压直流输电等 。
无源逆变电路 ——变流电路的交流侧不与电网联接, 而直接接到负
载, 将在第 5章介绍 。
对于可控整流电路, 满足一定条件就可工作于有源逆
变, 其电路形式未变, 只是电路工作条件转变 。 既工
作在整流状态又工作在逆变状态, 称为 变流电路 。
2-94
2.7.1 逆变的概念
2) 直流发电机 — 电动机系统电能的流转
图 2-44 直流发电机 — 电动机之间电能的流转
a）两电动势同极性 EG >EM
b）两电动势同极性 EM >EG c）两电动势反极性，形成短路
电路过程分析。
两个电动势同极性相接时，电流总是从电动势高的流向低的，回路
电阻小，可在两个电动势间交换很大的功率。
2-95
2.7.1 逆变的概念
3) 逆变产生的条件
单相全波电路代替上述发电机
图 2-45 单相全波电路的整流和逆变
交
流
电
网
输
出
电
功
率
电
动
机
输
出
电
功
率
a) b)
u 10 u d u 20 u 10
a
O
O w t
w t
I d i d
U d > E M
u 10 u d u 20 u 10
O
O w t
w t
I d
i d
U d < E M
a
i VT 1 i VT 2 iVT 2
i d = i VT + i VT
1 2
i d = i VT + i VT
1 2
i VT 1 i VT 2 i VT 1
2-96
2.7.1 逆变的概念
从上述分析中, 可以归纳出产生逆变的条件
有二,
有 直流电动势, 其极性和晶闸管导通方向一致,
其值 大于 变流器直流侧平均电压 。
晶闸管的控制角 a > /2,使 Ud为 负值 。 p
半控桥或有续流二极管的电路, 因其整流电压 ud
不能出现负值, 也不允许直流侧出现负极性的电
动势, 故不能实现有源逆变 。
欲实现有源逆变, 只能采用 全控 电路 。
2-97
2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态
逆变和整流的区别, 控制角 a 不同
0<a <p /2 时, 电路工作在 整流 状态 。
p /2< a < p时, 电路工作在 逆变 状态 。
可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数
计算等各项问题 。
把 a > p /2时的控制角用 p? a = b表示, b 称为 逆变角 。
逆变角 b和控制角 a的计量方向相反, 其大小自 b =0的
起始点 向左方 计量 。
2-98
2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态
三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的
输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图 2-46所示。
图 2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形
u ab u ac u bc u ba uca u cb u ab u ac u bc u ba uca u cb u ab u ac u bc uba u ca u cb u ab u ac u bc
u a u b u c u a u b u c u a u b u c u a u b u 2
u d
w t O
w t O
b = p 4
b = p 3
b = p 6
b = p 4
b = p 3
b = p 6
w t 1 w t 3 w t 2
2-99
2.7.2三相桥整流电路的有源逆变工作状态
有源逆变状态时各电量的计算,
?
??
R
EUI
d
输出直流电流的平均值亦可用整流的公式，即
bb co s35.1co s34.2 22 UUU d ???? （ 2-105）
每个晶闸管导通 2p/3,故流过晶闸管的电流有效值为,
d
d
VT I
II 577.0
3 ??
（ 2-106）
从交流电源送到直流侧负载的有功功率为,
dMdd IEIRP ?? ? 2
（ 2-107）
当逆变工作时, 由于 EM为负值, 故 Pd一般为负值,
表示功率由直流电源输送到交流电源 。
（ 2-108）
在三相桥式电路中，变压器二次侧线电流的有效值为,
ddVT IIII 8 1 6.03
22
2 ???
2-100
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
逆变失败 （ 逆变颠覆 ）
逆变时，一旦换相失败，外接直流电源就会通过晶闸
管电路 短路,或使变流器的输出平均电压和直流电动势变
成 顺向串联,形成很大 短路电流 。
触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶闸管分
配脉冲，如脉冲丢失、脉冲延时等，致使晶闸管不能正
常换相。
晶闸管发生故障，该断时不断，或该通时不通。
交流电源缺相或突然消失。
换相的裕量角不足，引起换相失败。
1) 逆变失败的原因
2-101
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
换相重叠角的影响,
图 2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
当 b >g 时，换相结束时，晶
闸管能承受反压而关断。
如果 b <g 时（ 从图 2-47右下角的波形中可清楚地看到），该通的晶闸
管（ VT2）会关断，而应关断的晶闸管（ VT1)不能关断，最终导致逆
变失败。
u d
O
O
i d
w t
w t
u a u b u c u a u b
p
b
g b ? g a g
b
b ? g
i VT
1
i VT i VT
3
i VT i VT 3
2 2
2-102
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
2) 确定 最小逆变角 bmin的依据
逆变时允许采用的最小逆变角 b 应等于
bmin=? +g+q′ （ 2-109）
? ——晶闸管的关断时间 tq折合的电角度
g —— 换相重叠角
q′——安全裕量角
tq大的可达 200~300ms，折算到电角度约 4?~5?。
随直流平均电流和换相电抗的增加而增大。
主要针对 脉冲不对称程度（一般可达 5?）。 值约取为 10?。
2-103
2.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制
g —— 换相重叠角的确定,
1) 查阅有关手册
举例如下,
整流电压 整流电流 变压器容量 短路电压比 Uk% g
220V 800A 240kV。 A 5% 15?~20?
2) 参照整流时 g 的计算方法
mU
XI Bd
pgaa s i n2)c o s (c o s
2
???
（ 2-110）
（ 2-111）
根据逆变工作时,并设,上式可改写成 bpa ?? gb?
mU
XI Bd
pg s i n21c o s
2
??
这样,bmin一般取 30?~35?。
2-104
2.8 晶闸管直流电动机系统
2.8.1 工作于整流状态时
2.8.2 工作于有源逆变状态时
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
2-105
2.8 晶闸管直流电动机系统 ·引言
晶闸管直流电动机系统 ——晶闸管可控整流装
臵带直流电动机负载组成的系统 。
是电力拖动系统中主要的一种。
是可控整流装臵的主要用途之一。
对该系统的研究包括两个方面,
其一是在带电动机负载时整流电路的工作情况。
其二是由整流电路供电时电动机的工作情况。本
节主要从第二个方面进行分析 。
2-106
2.8.1 工作于整流状态时
整流电路接反电动势
负载时, 负载电流断
续, 对整流电路和电
动机的工作都很不利 。
图 2-48 三相半波带电动机负载且
加平波电抗器时的电压电流波形
通常在电枢回路串联
一平波电抗器, 保证
整流电流在较大范围
内连续, 如图 2-48。
u d
O
i d
w t
u a u b u c
a
u d
O
i a i b i c i c
w t
E
U d
id R
2-107
2.8.1 工作于整流状态时
此时, 整流电路直流电压的平衡方程为
（ 2-112）
式中, 。
为电动机的反电动势
负载平均电流 Id所引起的各种电压降，包括,
– 变压器的电阻压降
– 电枢电阻压降
– 由重叠角引起的电压降
晶闸管本身的管压降，它基本上是一恒值。
系统的两种工作状态,电流连续工作状态
电流断续工作状态
UIREU dMd ???? ?
p2
3 B
MB
XRRR ???
?
ME
dIR?
BdRI
Md RI
)2(3 pdB IX
U?
2-108
2.8.1 工作于整流状态时
转速与电流的机械特性关系式为
1) 电流连续时电动机的机械特性
在电机学中，已知直流电动机的反电动势为
nCE eM ? （ 2-113） 可根据整流电路电压平衡方程式（ 2-112），得
UIRUE dM ???? ?aco s17.1 2 （ 2-114）
e
d
e C
UIR
C
Un ???? ?ac o s17.1 2
（ 2-115）
图 2-49 三相半波电流连续时以
电流表示的电动机机械特性
其机械特性是一组 平行的直线, 其斜
率由于内阻不一定相同而稍有差异 。
调节 a 角, 即可调节电动机的转速 。
O
n
a 1 < a 2 < a 3 a 3
a 2
a 1
I d
( R B + R M + )
I d
C e
3 X B
2 p
2-109
2.8.1 工作于整流状态时
2) 电流断续时电动机的机械特性
当负载减小时，平波电抗器中的电感储能减小，致使电流不
再连续，此时其机械特性也就呈现出非线性。
电动机的实际空载反电动势都
是 。
时为,。
主电路电感足够大，可以只考虑电流连续
段，完全按线性处理。
当低速轻载时，可改用另一段较陡的特性
来近似处理，等效电阻要大一个数量级。
?? 60a
22U
?? 60a )3c o s (2 2 pa ?U
当 Id减小至某一定值 Id min以后，电流变为断续，这个 是不存在
的，真正的理想空载点远大于此值。
0E?
图 2-50 电流断续时电动势的特性曲线
断续区特性的近似直线
断续区 连续区
E
E 0
E 0 '
O
I dmin
I d
(0.585 U 2 )
( U 2 )
2
2-110
2.8.1 工作于整流状态时
电流断续时电动机机械特性
的特点,
图 2-50 电流断续时电动势的特性曲线
电流断续时理想空载转速抬高。
机械特性变软，即负载电流变化
很小也可引起很大的转速变化。
随着 a 的增加，进入断续区的电
流值加大。
断续区特性的近似直线
断续区 连续区
E
E 0
E 0 '
O
I dmin
I d
(0.585 U 2 )
( U 2 ) 2
O
a 3
a 2
a 1
I d
分界线
断续区 连续区
a 5
a 4
E 0
E
图 2-51 考虑电流断续时
不同 a 时反电动势的特性曲线
a 1 < a 2 <a 3 <60?,a 5> a 4>60?
2-111
2.8.2 工作于有源逆变状态时
1) 电流连续时电动机的机械特性
电流连续时的机械特性由 决定的。
逆变时由于, 反接，得
因为 EM=Cen，可求得电动机的机械特性方程式
??? RIEU dMd
bco s0dd UU ?? ME
)co s( 0 ???? RIUE ddM b（ 2-122)
)c o s(1 0 ???? RIUCn dd
e
b（ 2-123)
图 2-52 电动机在四象限中的机械特性
正组变流器 反组变流器 n
a 3
a 2
a 1
I d
a 4
b 2
b 3
b 4
b 1
a = b = p 2
a ' = b '= p 2
b ' 3
b ' 2
b ' 1
b ' 4
a ' 2
a ' 3
a ' 4
a ' 1
a 1 = b ' 1 ; a ' 1 = b 1
a 2 = b ' 2 ; a ' 2 = b 2
a 增大方向
'
b 增大方向
' a 增大方向
b 增大方向
2-112
2.8.2 工作于有源逆变状态时
2) 电流断续时电动机的机械特性
可沿用整流时电流断续的机械特性表达式，把 代
入式（ 2-117）、式（ 2-118）和式（ 2-119），便可得 EM、
n与 Id的表达式。三相半波电路为例,
bpa ??
jq
jqjbpjqbp
j t a n
t a n
2 1
)67s i n ()67s i n (
c o s2 c
c
M e
e
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? (2-124)
jq
jqjbpjqbp
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t a n
t a n
2
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c
ee
M
e
e
C
U
C
En
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2
2 n
U
C
Z
UI e
d qqb
pbp
jp ?????? (2-126)
2-113
2.8.2 工作于有源逆变状态时
逆变电流断续时电动机的机械特
性，与整流时十分相似,
图 2-52 电动机在四象限中的
机械特性
理想空载转速上翘很多, 机械特
性变软, 且呈现 非线性 。
逆变状态的机械特性是整流状态
的 延续 。
纵观控制角 变化时, 机械特性得
变化 。
a
第 1,4象限中和第 3,2象限中的特
性是分别属于两组变流器的，它们
输出整流电压的极性彼此相反，故
分别标以 正组 和 反组 变流器。
正组变流器 反组变流器 n
a 3
a 2
a 1
I d
a 4
b 2
b 3
b 4
b 1
a = b = p 2
a ' = b '= p 2
b ' 3
b ' 2
b ' 1
b ' 4
a ' 2
a ' 3
a ' 4
a ' 1
a 1 = b ' 1 ; a ' 1 = b 1
a 2 = b ' 2 ; a ' 2 = b 2
a 增大方向
'
b 增大方向
' a 增大方向
b 增大方向
2-114
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
图 2-53 两组变流器的反并联可逆线路
图 2-53a与 b是两组反并联的可逆电路
a三相半波有环流接
线
b三相全控桥无环流
接线
c对应电动机四象限
运行时两组变流器
工作情况
2-115
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
两套变流装臵反并联 连接的可逆电路的相关概念
和结论,
环流 是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流 。
正向运行时由正组变流器供电；反向运行时, 则由反组变
流器供电 。
根据对环流的处理方法, 反并联可逆电路又可分为不同的
控制方案, 如配合控制有环流 （ ）, 可控环流, 逻
辑控制无环流和错位控制无环流等 。
电动机都可 四象限运行 。
可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其
工作状态：整流或逆变 。
ba ?
2-116
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
直流可逆拖动系统，除能方便地实现正反转外，
还能实现电动机的回馈制动。
电动机反向过程分析, 详见 P89
a?b 配合控制的有环流可逆系统
对正、反两组变流器同时输入触发脉冲，并严格保证 a=b
的配合控制关系 。
假设正组为整流，反组为逆变，即有 a P?b N, UdaP=UdbN，
且极性相抵，两组变流器之间没有直流环流。
但两组变流器的输出电压瞬时值不等，会产生脉动环流。
串入环流电抗器 LC限制环流。
2-117
2.8.3 直流可逆电力拖动系统
逻辑无环流可逆系统
工程上使用较广泛, 不需设臵环流电抗器 。
只有一组桥投入工作 （ 另一组关断 ）, 两组桥之间
不存在环流 。
两组桥之间的切换 过程,
首先应使已导通桥的晶闸管断流，要妥当处理使主回路
电流变为零，使原导通晶闸管恢复阻断能力。
随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触发导通。
这种无环流可逆系统中，变流器之间的切换过程由逻辑
单元控制，称为 逻辑控制无环流 系统。
直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电力拖动
自动控制系统”中进一步分析讨论。
2-118
2.9 相控电路的驱动控制
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
2.9.2 集成触发器
2.9.3 触发电路的定相
2-119
2.9 相控电路的驱动控制 ·引言
相控电路,
晶闸管可控整流电路, 通过控制触发角 a的大小即控制触发
脉冲起始相位来控制输出电压大小 。
采用晶闸管相控方式时的交流电力变换电路和交交变频电路
（ 第 4章 ） 。
相控电路的驱动控制
为保证相控电路正常工作, 很重要的是应保证按触发角 a的大
小在正确的时刻向电路中的晶闸管施加有效的触发脉冲 。
晶闸管相控电路, 习惯称为 触发电路 。
大, 中功率的变流器广泛应用的是 晶体管触发电路,
其中以 同步信号为锯齿波的触发电路 应用最多 。
2-120
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
输出可为双窄脉冲 （ 适用于有两个晶闸管同时导通
的电路 ）, 也可为单窄脉冲 。
三个基本环节,脉冲的形成与放大, 锯齿波的形成
和脉冲移相, 同步环节 。 此外, 还有强触发和双窄
脉冲形成环节 。
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
2-121
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
1) 脉冲形成环节
V4,V5 — 脉冲形成
V7,V8 — 脉冲放大
控制电压 uco加在 V4
基极上
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
2 2 0 V 3 6 V
+
B
TP
+ 15 V
A
VS
+ 15 V
- 15 V - 15 VX Y
接封锁信号
R
Q
u
ts
VD
1
VD
2
C
1
R
2
R
4
T
S
V
2
R
5
R
8
R
6
R
7
R
3
R
9
R
10
R
11
R
12
R
13
R
14
R
16
R
15
R
18
R
17
RP
1
u
co
u
p
C
2
C
3
C
3
C
5
C
6
C
7
R
1
RP
2
V
1
I
1c
V
3
V
4
V
6
V
5
V
7
V
8
VD
4
VD
10
VD
5
VD
6
VD
7
VD
9
VD
8
VD
15
VD
11
~ V D
14
脉冲前沿由 V4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间
常数 R11C3有关。
电路的触发脉冲由脉冲变压器 TP二次侧输出，其一次绕组接
在 V8集电极电路中。
2-122
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
2) 锯齿波的形成和脉冲移相环节
锯齿波电压形成的方案较多, 如采用 自举式电
路, 恒流源电路 等；本电路采用恒流源电路 。
恒流源电路方案, 由 V1,V2,V3和 C2等元件组成
V1,VS,RP2和 R3为一恒流源电路
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
2-123
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
3) 同步环节
同步 —— 要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相
同且相位关系确定 。
锯齿波是由开关 V2管来控制的 。
V2开关的频率就是 锯齿波的频率 —— 由同步变压器所接的交流
电压决定 。
V2由导通变截止期间产生锯齿波 —— 锯齿波起点 基本就是同步
电压由正变负的过零点 。
V2截止状态持续的时间就是 锯齿波的宽度 —— 取决于充电时间
常数 R1C1。
2-124
2.9.1 同步信号为锯齿波的触发电路
4) 双窄脉冲形成环节
内双脉冲电路
V5,V6构成, 或, 门
当 V5,V6都导通时, V7,V8都截止, 没有脉冲输出 。
只要 V5,V6有一个截止, 都会使 V7,V8导通, 有脉冲输出 。
第一个脉冲由本相触发单元的 uco对应的控制角 a 产生 。
隔 60?的第二个脉冲是由滞后 60?相位的后一相触发单元产生
（ 通过 V6） 。
三相桥式全控整流电路的情况 (自学 )
2-125
2.9.2 集成触发器
可靠性高, 技术性能好, 体积小, 功耗低, 调试方便 。
晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及, 已逐步取代分立式电
路 。
KJ004
与分立元件的锯齿波移相触发电路相似,分为同步, 锯齿波形
成, 移相, 脉冲形成, 脉冲分选及脉冲放大几个环节 。
图 2-56 KJ004电路原理图
11 12
16
1
15
1413943
5
7
8
R
23
+ 15 V + 15 V
+ 15 V
RP
1
R
24
R
2
R
20
RP
4 R
5
R
1
R
3
R
4
R
6
R
7
R
8
R
12
R
10
R
11
R
14
R
19
R
13
R
25R
26
R
27
R
28
R
20
R
22
R
16
R
17
R
21
R
18
R
15
V
3
V
2
V
1
V
18
V
19
V
20
V
4
V
5
V
6
V
12
V
13
V
14
V
15
V
16
V
9
V
10 V 11
V
8
V
7
V
17
VS
5
VS
1
VS
2
VS
3
VS
4
VS
6
VS
7
VS
8
VS
9
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
VD
7
C
1 C
2
u
b
u
co
u
s
2-126
2.9.2 集成触发器
完整的三相全控桥触发电路
3个 KJ004集成块和 1个 KJ041集成块, 可形成六路双脉冲,
再由六个晶体管进行脉冲放大即可 。
u
sa
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
KJ
004
KJ
004
- 1 5 V
+ 15 V
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
KJ
004
RP
6 RP
3
( 1~ 6 脚为 6 路单脉冲输入)
1 2 3 4 5 6 7
11 10
9
14 13 12
8
16 15
KJ 0 4 1
( 1 5 ~ 1 0 脚为 6 路双脉冲输出)
至 VT
1
u
sb
u
sc
u
p
u
co
R
19
R
13
R
20
R
14
R
21
R
15
R
9
R
3
R
6R
18
R
8
R
2
R
5R
17
R
7
R
1
R
4R
16
R
10
R
11
R
12C
7
C
4
C
1
C
8
C
5
C
2
C
9
C
6
C
3
RP
4
RP
1 RP
5
RP
2
至 VT
2
至 VT
3
至 VT
4
至 VT
5
至 VT
6
图 2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路
2-127
2.9.2 集成触发器
模拟与数字触发电路
以上触发电路为 模拟 的, 优点,结构简单, 可靠；
缺点,易受电网电压影响, 触发脉冲不对称度较高,
可达 3?~4?,精度低 。
数字 触发电路：脉冲对称度很好, 如基于 8位单片机的
数字触发器精度可达 0.7?~1.5?。
KJ041内部是由 12个二极管构成的 6个或门 。
也有厂家生产了将图 2-57全部电路集成的集成块,
但目前应用还不多 。
2-128
2.9.3 触发电路的定相
触发电路的定相 ——触发电路应保证每个晶闸管触
发脉冲与施加于晶闸管的交流电压保持固定, 正确
的相位关系 。
措施,
同步变压器原边接入为主电路供电的电网, 保证频率一致 。
触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的
关系 。
图 2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图
O w t w t 1
w t 2
u a u b u c u 2
u a -
2-129
2.9.3 触发电路的定相
变压器接法：主电路整流变压器为 D,y-11联结, 同
步变压器为 D,y-11,5联结 。
D,y 11
D,y 5 - 1 1
TR
TS
u
A
u
B
u
C
u
a
u
b
u
c
- u
sa
- u
sb
- u
sc
- u
sa
- u
sb
- u
sc
U
c
U
sc - U
sa
U
b
U
sb
- U
sc
- U
sb
U
a
U
sa
U
AB
图 2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图
2-130
2.9.3 触发电路的定相
表 2-4 三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用图 2-59变压器接法时）
晶闸管
VT1
VT2
VT3
VT4
VT5
VT6
主电路电压
+ua
-uc
+ub
-ua
+uc
-ub
同步电压
-usa
+usc
-usb
+usa
-usc
+usb
为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰, 可对同
步电压进行 R-C滤波, 当 R-C滤波器滞后角为 60?时, 同
步电压选取结果如表 2-5所示 。
表 2-5 三相桥各晶闸管的同步电压（有 R-C滤波滞后 60?）
晶闸管
VT1
VT2
VT3
VT4
VT5
VT6
主电路电压
+ua
-uc
+ub
-ua
+uc
-ub
同步电压
+usb
-usa
+usc
-usb
+usa
-usc
2-131
本章小结
1) 可控整流电路, 重点掌握：电力电子电路作为分段线
性电路进行分析的基本思想, 单相全控桥式整流电路
和三相全控桥式整流电路的原理分析与计算, 各种负
载对整流电路工作情况的影响；
2) 电容滤波的不可控整流电路的工作情况, 重点了解其
工作特点；
3) 与整流电路相关的一些问题, 包括,
(1)变压器漏抗对整流电路的影响, 重点建立换相压降, 重叠角等概
念, 并掌握相关的计算, 熟悉漏抗对整流电路工作情况的影响 。
(2)整流电路的谐波和功率因数分析, 重点掌握谐波的概念, 各种整
流电路产生谐波情况的定性分析, 功率因数分析的特点, 各种整
流电路的功率因数分析 。
2-132
本章小结
4) 大功率可控整流电路的接线形式及特点，熟悉双反星
形可控整流电路的工作情况，建立整流电路多重化的
概念。
5) 可控整流电路的有源逆变工作状态, 重点掌握产生有
源逆变的条件, 三相可控整流电路有源逆变工作状态
的分析计算, 逆变失败及最小逆变角的限制等 。
6) 晶闸管直流电动机系统的工作情况, 重点掌握各种状
态时系统的特性, 包括变流器的特性和电机的机械特
性等, 了解可逆电力拖动系统的工作情况, 建立环流
的概念 。
7) 用于晶闸管的触发电路。重点熟悉锯齿波移相的触发
电路的原理，了解集成触发芯片及其组成的三相桥式
全控整流电路的触发电路，建立同步的概念，掌握同
步电压信号的选取方法 。
2-133
图 2-13 三相半波可控整流电路，电阻负载,
a=30?时的波形
a =30° u 2 u
a u b u c
O w t
O w t
O w t
O w t
O w t
u G
u d
u ab u ac
w t 1 i
VT 1
u VT
1 u ac
2-134
图 2-14 三相半波可控整流电路，电阻负载,
a=60?时的波形
w
w
t
t
w t
w t
a =60° u
2 u a u b u c
O
O
O
O
u G
u d
i VT
1
2-135
图 2-18 三相桥式全控整流电路带电阻负载
a=0?时的波形
w
w
w
w
u 2
u d1
u d2
u 2L
u d
u ab u ac
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u a u c u b
w t 1 O t
O t
O t
O t
a = 0°
i VT
1
u VT
1
2-136
图 2-19 三相桥式全控整流电路带电阻负载
a= 30 ?时的波形
w
w
w
w
u d1
u d2
a = 30°
i a
O t
O t
O t
O t
u d
u ab u ac
u a u b u c
w t 1
u ab u ac u bc u ba u ca u cb uab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u ab u ac ubc u ba u ca u cb uab u ac u VT 1
2-137
图 2-20 三相桥式全控整流电路带电阻负
载 a= 60 ?时的波形
w
w
w
a = 60°
u d1
u d2
u d
u ac u ac
u ab
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac
u a
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u b u c
O t
w t 1
O t
O t
u VT
1
2-138
图 2-21 三相桥式全控整流电路带电阻负载
a= 90 ?时的波形
u d1
u d2
u d
u a u b u c u a u b
w t O
w t O
w t O
w t O
w t O
i a
i d
u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u bc u ba
i VT
1
2-139
图 2-22 三相桥式全控整流电路带阻感负载
a= 0 ?时的波形
u d1 u 2
u d2
u 2L
u d
id
w t O
w t O
w t O
w t O
u a a = 0° u b u c
w t 1
u ab u ac ubc u ba uca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
i VT
1
2-140
图 2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载
a= 30 ?时的波形
u d1
a = 30°
u d2
u d u ab u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
w t O
w t O
w t O
w t O
i d
i a
w t 1
u a u b u c
2-141
图 2-24 三相桥式全控整流电路带阻感负载
a= 90 ?时的波形
a = 90° u d1
u d2
u ac u bc u ba u ca u cb u ab u ac u ab Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ u
d
u ac
u ab
u ac
w t O
w t O
w t O
u b u c u a
w t 1
u VT
1
