高压变频器教程
第一节 前言
随着电气传动技术，尤其是变频调速技术的发展，作为大容量传动的高压变频调速技术也得到了广泛的应用。高压电机利用高压变频器可以实现无级调速，满足生产工艺过程对电机调速控制的要求，以提高产品的产量和质量，又可大幅度节约能源，降低生产成本。近年来，各种高压变频器不断出现，高压变频器到目前为止还没有像低压变频器那样近乎统一的拓扑结构。根据高压组成方式可分为直接高压型和高 -
低 -高型，根据有无中间直流环节来分，可以分为交 -交变频器和交 -直 -交变频器，在交 -直 -交变频器中，按中间直流滤波环节的不同，可分为电压源型和电流源型。高 -低 -高型变频器采用变压器实行输入降压，输出升压的方式，其实质上还是低压变频器，只不过从电网和电机两端来看是高压的，是受到功率器件电压等级技术条件的限制而采取的变通办法，需要输入，输出变压器，存在中间低压环节电流大，效率低下，
可靠性下降，占地面积大等缺点，只用于一些小容量高压电机的简单调速。常规的交 -交变频器由于受到输出最高频率的限制，只用在一些低速，大容量的特殊场合。直接高压交 -直 -交变频器直接高压输出，无需输出变压器，效率高，输出频率范围宽，应用较为广泛。我们将对目前使用较为广泛的几种直接高压输出交 -直 -交型变频器及其派生方案进行分析，指出各自的优缺点。评价高压变频器的指标主要有：成本，可靠性，对电网的谐波污染，输入功率因数，输出谐波,dv/dt，共模电压，系统效率，能否四象限运行等。
顺便指出，我们习惯称作的高压变频器，实际上电压一般为 2.3-10KV，国内主要为 3KV,6KV 和 10KV，
和电网电压相比，只能算作中压，故国外常成为 Medium Voltage Drive。
高压变频器正向着高可靠性，低成本，高输入功率因数，高效率，低输入输出谐波，低共模电压，
低 dv/dt 等方向发展。电流源型变频器技术成熟，且可四象限运行，但由于高压时器件串联的均压问题，输入谐波对电网的影响和输出谐波对电机的影响等问题，使其应用受到限制。对风机和水泵等一般不要求四象限运行的设备，单元串联多电平 PWM 电压源型变频器在输入，输出谐波，效率和输入功率因数等方面有明显的优势,具有较大的应用前景。 对于轧机,卷扬机等要求四象限运行和动态性能较高的场合,双 PWM
结构的三电平电压源型变频器会得到广泛的应用。
第二节 电流源型变频器
电流源型变频器 (CSI,Current Source Inverter)采用大电感作为中间直流滤波环节。整流电路一般采用晶闸管作为功率器件，少数也有采用 GTO 的，主要目的是采取电流 PWM 控制，以改善输入电流波形。逆变部分一般采用晶闸管或 GTO 作为功率器件。由于存在着大的平波电抗器和快速电流调节器，所以过电流保护比较容易。当逆变侧出现短路等故障时，由于电抗器存在，电流不会突变，而电流调节器则会迅速响应，使整流电路晶闸管的触发角迅速后移，电流能控制在安全范围内。为了对接地短路也实现保护，通常把滤波电抗器分为两半，上下直流母线各串一半。电流源型变频器的一大优点是能量可以回馈电网，系统可以四象限运行。虽然直流环节电流的方向不能改变，但整流电压可以反向 (当整流电路工作在有源逆变状态时 )，能量可以回馈到电网。
晶闸管目前工业应用的最高电压为 8000V 左右，当电网电压较高时，可采用晶闸管串联的办法。
比如，当电网电压为交流 4160V 时，需要 2 个耐压为 5KV 的晶闸管串联，才能满足 5900V 峰值电压时的耐压要求。考虑到器件串联时的均压问题和器件耐压使用安全裕量，在工业应用中，一般使用到器件额定电压的 50-60%。 晶闸管串联存在静态均压和动态均压问题。 均压电阻会消耗一部分功率,影响系统的效率。
晶闸管的通态压降一般较低，门极触发电路比较简单，驱动功率较低。以 6500V,4200A 的晶闸管为例，
通态压降可做到 1.73V，门极触发电流仅需 400mA，触发功率仅为 3W，该晶闸管的断态电压临界上升率达 2000V/us，通态电流临界上升率达 250A/us(连续 )。
由于电源侧采用三相桥式晶闸管整流电路，输入电流的谐波成份较大，为了降低谐波，可采取多重化，有的还必须加输入滤波装置。电流源型变频器输入功率因数一般较低，且会随着转速的下降而降低，
通常要附加功率因数补偿装置。另外，电流源型变频器还会产生较大的共模电压，当没有输入变压器时，
共模电压会施加到电机定子绕组中心点和地之间，影响电机绝缘。电流源型变频器的输出电流谐波较高，
会引起电机的额外发热和转矩脉动，必要时也可采取输出 12 脉冲方式或设置输出滤波器，当然系统的复杂中国设计师网自控频道
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性和成本也会增加。由于均压电路等固定损耗较大，以及输入功率因数较低，导致无功电流较大等原因，
系统效率会随着负载的降低而降低。
电流源型变频器种类较多，主要有串联二极管式，输出滤波器换相式，负载换相式和 GTO-PWM
式等。其中，前三种电流源型变频器的逆变功率器件都采用晶闸管，输出采用 120°导通方式。 GTO-PWM
式电流源型变频器采用 GTO 作为功率器件，逆变器一般采取电流 PWM 控制方式。在系统控制上，电流源型变频器在一般应用时采取电压 -频率协调控制。与电压源型变频器可以直接控制输出电压不同，电流源型变频器的输出电压是由输出电流及负载决定的，所以为了实现电压频率协调控制，必须设置电压环以实现输出电压的闭环控制。高性能时，通常采取磁场定向矢量控制，采用常见的转速电流双闭环，通过速度和磁通闭环调节器分别得到定子电流的转矩分量和励磁分量，经过极坐标变换，得到定子电流幅值和负载角，
定子电流的幅值作为电流环的给定值，控制晶闸管整流电路实现定子电流的闭环控制，负载角和同步旋转坐标系的位置角迭加在一起，用于逆变侧晶闸管的触发脉冲分配。
电流源型变频器对电网电压的波动较为敏感，一般电网电压下降 15%，变频器就会跳闸停机。
第三节 晶闸管电流源型变频器
1 串联二极管式电流源型变频器
是串联二极管式电流源型变频器的逆变电路结构图。图中 C13,C35,C51 和 C46,C62,C24 是换相电容器，利用换相电容和电机电感之间的谐振实现晶闸管的强迫换流，二极管 VD1-VD6 在换流过程中隔离电机反电势，使它不影响换相电容的放电过程。变频器运行与电机参数 (主要是漏感 )的关系较大，换相电容的容量要与电机电感和负载电流相匹配。在实际应用中，通常要根据所带电机的不同，相应地配置换相电容的数量。
2 输出滤波器换相式电流源型变频器
输出滤波器换相式电流源型变频器利用输出滤波器对晶闸管进行换相，组成结构如图 2 所示。滤波器大概在 50%转速时提供电机所需的全部励磁电流,
在这点以上，负载 (包括电机和滤波器 )维持超前的功率因数。所以逆变器的晶闸管可以实现自然换流，滤波器的容量基本和变频器容量相当，除了庞大的滤波电容外，滤波器还必须串联一定量的电感，
以防止产生过大的 di/dt，影响晶闸管的安全。由于滤波器容量较大，足以让电机自激发电，所以在滤波器输出和电机之间必须附加一个接触器，以防止变频器跳闸或自由停车时，电机自激发电。庞大的滤波器的优点是对输出 120°方波电流起到了很好的滤波作用，所以速度较高时，电机电流波形有所改善。当输出频率降低时，滤波器的滤波作用下降，电机电流波形的质量也有所下降。在变频调速过程中，由于输出电压随着频率的上升正比上升，电容的阻抗与频率成反比关系，所以，随着输出频率的上升，流入滤波器的基波电流幅值按照频率的平方关系上升，直到额定值。因此，这种变频器运行的最高频率一般不会超过额定频率的 1.1 倍，否则，当频率过高时，变频器无法提供滤波电容所需的无功电流。
在起动和低速时，由于输出电压较低，滤波电容基本上起不到换相作用，一般采取电流断续换相法。每当逆变侧晶闸管要换相时，设法使流入到逆变器的直流电流下降到零，使逆变侧晶闸管暂时关断，
然后给换向后应该导通的晶闸管加上触发脉冲。重新恢复直流电流时，电流将根据触发顺序流入新导通的晶闸管，从而实现从一相到另一相的换相。断流的办法很多，其中一种方法是在直流环节设置一直流电流旁路电路，当要关断逆变侧晶闸管时，直流环节电流被此电路所旁路，而不会流过逆变侧晶闸管，晶闸管自然关断。当下一对晶闸管需要导通时，再切断旁路电路，恢复直流电流继续流向逆变器 (图 2)。此辅助断流电路要能承受全部直流环节电压，并能通过全部直流电流，时间大约几百微秒，以保证晶闸管恢复阻断。
高压晶闸管要求较高的阻断电压，带来的负面影响是需要较长的关断时间，因此，辅助断流电路需要相当的容量。当然，辅助断流电路不是设计成为连续运行的，只是在起动和低速时工作，使速度达到一定值，
让滤波电容能正常工作，变频器要求能在两种模式之间自动切换。另一种方法是封锁电源，或让电源侧整流入逆变状态，直流环节电流迅速衰减，以达到短时间内断流的目的。触发新的晶闸管时再让电源恢复。
直流回路的平波电抗器对电流断续换相是十分不利的，因此必须在电抗器两端并联一个续流晶闸管，当电流衰减时，触发此晶闸管使之导通，使电抗器的能量得以释放，以便不影响逆变器的断流 (图 3)。
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输出 滤波器换相式电流源型变频器在一些调速范围不大 (比如 60-100%)的场合还是应用比较成功的。
3 负载换相式电流源型变频器（ LCI）
负载换相式电流源型变频器 (LCI,Load Commutated Inverter)，负载为
同步电机，变频器工作原理与输出滤波器换相式电流源型变频器有些类似，组成结构见图 3。
晶闸管的关断主要靠同步电机定子交流反电势自然完成，不需要强迫换相，逆变器晶闸管的换流与整流桥晶闸管的换流极其相似。变频器的输出频率一般不是独立调节的，而是依靠转子位置检测器得到的转子位置信号按一定顺序周期性地触发逆变器中相应的晶闸管,LCI 这种,自控式,功能，保证变频器的输出频率和电机转速始终保持同步，不存在失步和振荡现象。同步电机在整个调速范围内都必须提供超前的功率因数，以保证逆变器晶闸管的正常换相。电机必须有足够的漏电感，以限制晶闸管的 di/dt，电机也要能够承受变频器输出的谐波电流，除了需要特殊的同步电机之外,LCI 应用是较为成功的。尤其是在一些超大容量的传动系统中，因为 LCI 无须强迫换流电路，结构简单，在大容量时只有晶闸管能够提供所需的电压和电流耐量，从电机角度来说，同步电机在大容量时，相对异步电机也有不少优势。现在，随着大容量自关断器件的应用越来越广泛,LCI 应用逐渐减少。
变频器输出电流波形和输入电流波形极为相似,呈 120°方波状,输出电流中含有丰富的谐波成分，
谐波电流会产生电机的附加发热，也会产生转矩脉动。图 4 为该变频的输出电压，电流和转矩。
在起动和低速时，电机反电势很小，不足以保证安全换相，因此，一般也采取电流断续换相法。
LCI 的一个主要缺点就是转矩过载能量不强。过载能力不强是因为换相造成的，为了保证利用反电势换相的安全，要设置一定的换相提前角，比如空载换相提前角设为 60°，这样一来就导致平均转矩下降且转矩脉动增加。
第四节 GTO－ PWM 式电流源型变频器
GTO-PWM 式电流源型变频器采用 GTO 作为逆变部分功率器件,见图 5。 GTO 可以通过门极进行关断，
所以它不象晶闸管那样需要用于强迫关断的换流电路，可使主电路结构简化。对于额定电压为交流 6KV 的变频器，逆变器侧可采用每三个 6000V 的 GTO 串联，作为一个开关使用，一共由 18 个 GTO 组成,GTO
串联时，同样存在稳态和动态均压问题。
GTO 是在晶闸管基础上发展起来的全控型电力电子器件，目前的电压电流等级可达 6000V，
6000A。 GTO 开关速度较低，损耗大，需要庞大的缓冲电路和门极驱动电路，增加系统的复杂性和成本，
使其应用受到限制。 GTO 中数千只独立的开关单元做在一个硅片上，由于开关不均匀，需要缓冲电路来维持工作，以限制器件承受的 dv/dt，缓冲电路一般采用 RCD 型结构，二极管和电容必须有与 GTO 相同的耐压等级，二极管要求用快恢复二极管。缓冲电路的损耗产生热量，影响器件的可靠运行，并且影响变频器的效率。为了降低损耗，也有采取能量回馈型缓冲电路的方案，通过 DC/DC 变换电路把缓冲电容中储存的能量返回到中间直流环节，但增加了装置的复杂性。 GTO 的开关频率较低，一般在几百赫兹，比如 300HZ。
以 6000V,3000A(最大可关断阳极电流值 )的 GTO 为例，通态平均电流为 1030A，通态压降 3.5V，
门极开通触发电流 1A，通态阳极电流上升率 400A/us(f=200HZ 条件下 )，滞后时间 2.5us，上升时间 5us，
存储时间 25us,下降时间 3us,最小通态维持时间 100us,最小断态维持时间 100us,开通每脉冲能耗 2.5Ws，
关断每脉冲能耗 16Ws。 GTO 的门极驱动，除了需要晶闸管一样的导通触发脉冲外，还需要提供相当大的的反向关断电流，上述 GTO 的门极峰值关断电流就达 900A，所以 GTO 的门极驱动峰值功率非常大。
与输出滤波器换相式电流源型变频器相比,GTO-PWM 式电流源型变频器输出滤波电容的容量可以大大降低，但不能省去。因为电机可近看作漏电感再加一个旋转反电势组成。电流源型变频器的输出电流幅值是由整流电路的电流环决定的。在换流过程中，由于流过电机电感的电流不能突变，所以必须有电容缓冲变频器输出电流和电机绕组电流的差值。电容容量的选择取决于换流过程中允许产生尖峰电压的大小。由于输出电容的容量比起输出滤波器换相式电流源型变频器大大下降了,电容的滤波效果也跟着下降，
输出电流波形的质量也会下降。 电机电流质量的提高可以通过 GTO 采用谐波消除的电流 PWM 开关模式来实现。在低频时，输出电流每个周期内相应的 PWM 波形个数较多，谐波消除会比较有效。但是，由于受中国设计师网自控频道
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到 GTO 开关频率的限制，高速时谐波消除效果大大下降，图 6 为该变频器满载时输出电压电流波形。若整流电路也采用 GTO 作电流 PWM 控制，可以得到较低的输入谐波电流和较高的输入功率因数，当然系统的复杂性和成本也会相应增加，一般很少采用。
第五节 三电平 PWM 电压源型变频器
在 PWM 电压源型变频器中，当输出电压较高时，为了避免器件串联引起的动态均压问题，同时降低输出谐波和 dv/dt，逆变器部分可以采用三电平方式，也称 NPC(Netural Point Clamped 中心点箝位 )方式，如图 7。逆变部分功率器件
可采用 GTO,IGBT 或 IGCT。
IGBT 广泛应用在各种电压源型 PWM 变频器中，具有开关快，损耗小，缓冲及门极驱动电路简单等优点，但电压电流等级受到导通压降限制。 IGBT 目前做到 3300V,1200A。 3300V 的 IGBT 组成三电平变频器，输出交流电压最高为 2.3KV，若要求更高等级输出电压，必须采取器件直接串联，比如用 2 个
3300V 的 IGBT 串联作为一个开关使用,一共使用 24 个 3300V 的 IGBT,组成三电平变频器,可做成 4160V
输出电压等级的变频器。器件直接串联就带来稳态和动态的均压问题，这样就失去了三电平变频器本身不存在动态均压问题的优点，所以一般很少采用。
以 3300V,1200A 的 IGBT 模块为例，其饱和压降为 3.4V 左右，开通延迟时间 370ns，上升时间
250ns，关断延迟时间 1550ns，下降时间 200ns，开通每脉冲损耗 2880mWs，关断每脉冲损耗 1530mWs。
集成在模块内的反并联续流二极管，正向压降 2.8V，峰值反向恢复电流 1320A，反向恢复电荷 740uAs。
集成门极换流晶闸管 IGCT(integrated gate-commutated thyristor)是由 GCT(gate commutated turn-off
thyristor)和其门极控制电路集中成一体化的组件。
GCT 是在 GTO 基础上发展起来的新器件，它保留了 GTO 高电压，大电流，低导通压降的优点，
又改善了其开关性能。 GCT 采用了缓冲层设计，它使器件的通态和开关损耗可减少到原来的 1/2-1/2.5，但缓冲层会导致关断时不能尽快抽走器件
在通态时存储的电荷，常规的 GTO 采用阳极短路技术，为存储电荷的抽走提供一条通路，但阳极短路和缓冲层的结合会导致极高的触发电流和维持电流。 GCT 取消阳极短路，而将阳极做成可穿透型，
这样，电荷存储时间减少至 1/20，后沿拖尾电流减小 20 倍。同时还能在同样阻断电压条件下，减少芯片厚度 30%，使得导通压降进一步降低。 GTO 有两个稳定工作状态,通,和,断,，在它们之间 (开断过程中 )是不稳定状态。 GCT 采用一种新的低电感的驱动电路，在门极?20V 偏置情况下，可获得 4000A/us 电流变化率，
使得在大约 1us 时间内,阳极电压开始上升前,将全部阳极电流经门极流出,不通过阴极,晶闸管的 p?n?p?n
四层结构暂时变为 p?n?p 晶体管的三层结构，有了稳定的中间状态，一致性好，据称可以无缓冲电路运行。
由于 GCT 硅片厚度减少，允许在同一 GCT 片上做出高效的反并联续流二极管。 GCT 的门极关断峰值电流非常大，驱动电路需要相当容量的 MOSFET 和相当数量的电解电容及其它元件组成，电路非常复杂，要求很高，所以一般由 GCT 生产厂家把门极触发及状态监视电路和 GCT 管芯，甚至反并联续流二极管做成一个整体，成为 IGCT，通过光纤输入触发信号，输出工作状态信号。
IGCT 作为一种新的电力电子器件，刚刚开始工业应用，其实际性能如何，还有待于现场应用的考验。
目前 IGCT 最大容量为：反向阻断型,4500V,4000A，逆导型,5500V,1800A。用于三电平逆变器时，输出最高交流电压为 4160V，如要求更高的输出电压，比如 6KV 交流输出，只能采取器件直接串联。
以 5500V,1800A(最大可关断阳极电流值 )的逆导型 IGCT 为例，通态平均电流为 700A，通态压降为 3V,通态阳极电流上升率 530A/us,导通延迟时间小于 2us,上升时间小于 1us,关断延迟时间小于 6us，
下降时间小于 1us，最小通态维持时间 10us，最小断态维持时间 10us，导通每脉冲能耗小于 1J，关断每脉冲能耗小于 10J。内部集成的反并联续流二极管 (快恢复二极管 )，通态平均电流 290A，通态压降 5.2V，反向恢复电流变化率小于 530A/us，反向恢复电流小于 780A。
与普通的二电平 PWM 变频器相比，由于输出相电压电平数由 2 个增加到 3 个，线电压电平数则中国设计师网自控频道
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由 3 个增加到 5 个，每个电平幅值相对降低，由整个直流母线电压变为一半的直流母线电压，在同等开关频率的前提下，可使输出波形质量有较大的改善，输出 dv/dt 也相应下降。与二电平变频器相比，在相同输出电压条件下，这种结构还可使功率器件所需耐压降低一半。为了减少输出谐波，希望有较高的开关频率，
但受到器件开关过程的限制，还会导致变频器损耗增加，效率下降，所以功率器件开关频率一般为几百赫兹。三电平变频器若不设置输出滤波器，一般需采用特殊电机，或普通电机降额使用。
若输入也采用对称的三电平 PWM 整流结构，可以做到输入功率因数可调，输入谐波很低，且可四象限运行，系统具有较高的动态性能，当然成本和复杂性也大大增加了。
第六节 三电平变频器原理
图 8 为三电平逆变器一相的基本结构,V1-V4 代表一相桥臂中的 4 个功率开关,DF1-DF4 为反并联的续流二极管,DC1,DC2 为箝位二极管，所有的二极管要求有与功率开关相同的耐压等级。 Ed 为一组电容二端电压,C 为中心点。
对于每相桥臂通过控制功率器件 V1-V4 的开通，关断，在桥臂输出点可获得三种不同电平 +Ed，
0,-Ed，见表 1。
由表 1 看出，功率开关 V1 和 V3 状态是互反的,V2 与 V4 也是互反。同时规定，输出电压只能是 +Ed 到 0,0 到 -Ed，或相反地变化，不允许在 +Ed 和 -Ed 之间直接变化。所以不存在二个器件同时导通或同时关断，也就不存在动态均压问题。
对于由三个桥臂组成的三相逆变器，根据三相桥臂 U,V,W 的不同开关组合，最终可得到三电平变频器的 33=27 种开关模式
采用中心点箝位方式使输出增加了一个电平，输出电压的台阶降低了一半，而且很重要的一点是增加了输出 PWM 控制的自由度，使输出波形质量在同等开关频率条件下有较大的提高。
整流电路采用 12 脉冲二极管整流结构。逆变部分功率器件可以采用 IGCT，反并联续流二极管集成在 IGCT 中。由于受到器件开关损耗，尤其是关断损耗的限制,IGCT 的开关频率为 600HZ 左右。直流环节用二组电容分压，得到中心点。直流环节还有 di/dt 限制电路，共模电抗器，保护用 IGCT 等。 di/dt 限制电路主要由 di/dt 限制电抗器,与之反并联的续流二极管和电阻组成,因为 IGCT 器件本身不能控制 di/dt，
所以必须通过外加 di/dt 限制电路，使逆变器 IGCT 反并联续流二极管的反向恢复控制在安全运行范围内，
同时该电路也用于限制短路时的电流上升率。共模电抗器一般在变压器与变频器分开安置，且变压器副边和整流桥输入之间电缆较长时采用，当变压器和变频器一起放置时，可以省去。其作用主要是承担共模电压和限制高频漏电流，因为当输出设置滤波器时，由于滤波电容的低阻抗，电机承受的共模电压极小，共模电压由输入变压器和逆变器共同承担，当变压器与变频器之间电缆较长，线路分布电容较大，容抗下降，
导致变压器承受的共模电压下降，逆变器必须承受较高的共模电压，影响功率器件安全，共模电抗器就是设计用来承受共模电压的。另外高频的共模电压还会通过输出滤波电容，变压器分布电容，电缆分布电容形成通路，产生高频漏电流，影响器件安全，共模电抗器也起到抑制高频漏电流的作用。保护用 IGCT 的作用是当逆变器发生短路等故障时，切断短路电流，起到相当于快熔的作用。由于逆变电路采用 IGCT 作为功率器件，而 IGCT 本身不象 IGBT 那样存在过电流退饱和效应，可以通过检测集电极电压上升来进行短路检测，并通过门极关断进行保护，所以必须通过霍尔电流传感器，检测到过电流，然后通过串联在上下直流母线的二个保护用 IGCT 进行关断。由于直流环节存在共模电抗器和 di/dt 限制电抗器，导致整流桥输出和滤波电容之间存在较大阻抗，这样电网的浪涌电压要通过整流桥形成浪涌电流，再通过滤波电容吸收的效果大大降低，为了保护整流二极管免受浪涌电压的影响，在整流桥输出并联了阻容吸收电路。箝位二极管保证了桥臂中最外侧的两个 IGCT 承受的电压不会超过一半的直流母线电压，确切地说，应该是对应侧滤波电容的电压，所以最外侧的两个 IGCT 不存在过压问题。内侧的两个器件仍要并联电阻，以防止产生过压。因为在同侧二个器件同时处于阻断状态时，内侧的器件承受的电压可能超过一半的直流母线电压，具体电压取决于同侧二个器件的漏电流匹配关系。
如果不加输出滤波器，三电平变频器输出时电机电流总谐波失真可以达到 17%左右，会引起电机谐波发热，转矩脉动。输出电压跳变台阶为一半直流母线电压,dv/dt 也较大，会影响电机绝缘，所以一般中国设计师网自控频道
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需配特殊电机。 若要使用普通电机,必须附加输出滤波器。 输出滤波器有 dv/dt 滤波器和正弦波滤波器二种，
dv/dt 滤波器容量较小，只对电压变化率起抑制作用，使电机绝缘不受 dv/dt 的影响，对电机运行动态性能的影响较小，如果系统动态性能要求较高时，适合采用，而且成本较低。正弦波滤波器容量较大，输出电压波形可大大改善，接近正弦波，由于滤波器的阻抗较低，而且滤波器中点接地，使电机承受的共模电压很小，电机绝缘不受影响。正弦波滤波器的滞后作用会影响系统的动态相应，同时由于滤波器对输出电压的衰减作用，也会限制变频器的最低运行频率。由于滤波器采取低通设计，还限制了变频器的输出上限频率。滤波器在满载时的损耗会降低变频系统效率 0.5%左右。
图 10 为三电平变频器输出电压和经滤波器后输出至电机的电压波形。图 11a 和 11b 分别显示了未经滤波和经滤波后电压的谐波分布图。滤波前，输出总电压谐波失真为 29%，经过滤波后，可降低到 4%
左右，电机的电流谐波失真可从 17%降低到 2%左右。
a) 变频器输出电压谐波 b) 滤波后电压谐波
第七节
二．三电平电压空间矢量控制
空间电压矢量并不代表某个实际存在的物理量，它仅仅是一种数学上处理，以
便于控制和分析。
若 UU,UV,UW 为三相对称正弦波,
U U cos( t) U m = ω
)
3
U =U cos(ωt? 2π V m
)
3
U =U cos(ωt + 2π W m
在复数坐标系中定义空间电压矢量 ri U V W V U αU α 2U
ρ ρ ρ
= + +
)
3
) cos( 2
3
cos cos( 2 =U ωt + e 1200U ωt? π + e? 1200U ωt + π m
j
m
j
m
j t
mU e ω
可见三相合成空间电压矢量为一旋转矢量，旋转角速度为 ω,等于相电压的角
频率，幅值为 m U
3,即相电压幅值的 1.5 倍，当某相电压达到最大值时，合成空间
矢量即处于该相电压对应的位置上。
这样，空间电压矢量就和三相电压建立了一一对应关系。
在分析三电平变频器空间电压矢量控制时，以直流母线电压的一半 Ed 为单位
长度，画出变频器不同输出状态时的电压矢量图，图 13a 是变频器输出 PNN
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状态时的空间电压矢量图，合成空间电压矢量 V = 2E∠ 00 A 频器在输出 PCN 状态时的空间电压矢量图，合成空间电压矢量 V = 3E∠ 300 B a) PNN 状态时矢量 b) PCN 状态时矢量
依次可以画出对应表 2 中 27 种开关模式的 27 个空间矢量，把这些空间矢量
综合为一体，就得到图 14 所示的菱形空间电压矢量图 (图中括弧内依次为
U,V,W 相的输出状态 )。其中,PCC 和 CNN,PPC 和 CCN,CPC 和 NCN,CPP
和 NCC,CCP 和 NNC,PCP 和 CNC 分别对应的空间矢量是一样的,PPP,NNN,
CCC 都对应零矢量，所以菱形空间电压矢量图中有 19 个独立的空间电压矢量，其
中一个为零矢量。除了零矢量外,18 个空间矢量把圆周 360 度分为 12 个小区
间，每个区间占 30 度空间角度。
图 14 菱形空间电压矢量图
电压空间矢量控制的基本原理就是用三电平变频器所具有的菱形矢量图中矢
量组合去逼近系统所需要的电压矢量轨迹 (稳态时为圆形 )。三电平 PWM 的控制指令
是主控系统根据 V/f 控制或者矢量控制等控制策略得到的空间电压矢量给定值
V r(θ ) ri =,它以某一角速度在空间旋转，其幅值正比于输出电压幅值，其旋转角频
率正比于输出电压频率。
对三电平变频器而言，一般在高速区采取三电平控制方式，其组合空间矢量由
图 14 中 19 个空间矢量中的不同空间矢量组成；低速区采取二电平控制方式,
其组合空间矢量是由图 14 中里面的内六角形矢量 (CNN,PCC 等 )和零矢量组合
而成。
由于每种内六角形矢量都对应二种开关状态，零矢量对应三种开关状态。在这
些矢量的开关状态选择时，有二个原则：一是矢量切换时，每相的状态只能从 P 到
C,C 到 N，或反着变换，不能直接从 P 到 N，或 N 到 P。二是尽量使矢量切换时
状态变换次数少，以减少开关次数，降低开关损耗。
图 15 三电平变频器输出波形
1) 低速运行时电压矢量合成的数学表达式,
在低速运行的控制方式下，变频器输出电压空间矢量是由菱形中的内六角形矢
量 CNN(PCC),CCN(PPC),NCN(CPC),NCC(CPP),NNC(CCP),CNC(PCP)中的 2
个相邻矢量与零矢量组成的，上述内六角形矢量有一个共同特征，即在每个矢量的
开关模式中,P,N 状态不会同时出现，所以输出线电压电平只能为 0 或 ±Ed，不会
出现 ±2Ed，变频器输出线电压为 3 电平 (图 15)。现只要分析从矢量
1 V
ρ
(CNN)位置开始到逆时针方向运行 60 度至矢量 2 V
ρ
(CCN)位置的区间内 (见图 16),
任意位置的空间矢量的数学表达式，就可以类推其余 300 度区间电压矢量合成的数
学表达式。
图 16 低速时空间电压矢量合成
取 T 为一微小时间间隔，如一周期分为 6n 个时间间隔，则 T=1/6nf1 (f1 为变频
器输出频率 )。现分析在 1 V
ρ
到 2 V
ρ
位置 60 度弧度内任意位置的矢量 ri V
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ρ
的合成表达式。
定义电压利用率 m 为输出线电压峰值与直流母线电压一半的比值
d
m
E
m 3U = ( 0 < m < 1) d E 为一半的直流母线电压,Um 为输出相电压峰值
所以 ri m d V U mE
2
3
2
= 3 =
ρ
当 m=1 时，合成空间矢量幅值达到最大值，为 d E
2
3,输出相电压峰值为
3 d E,输出线电压峰值为 d E 。
ri V
ρ
是由 1 V
ρ
(CNN)在 T 时间段内作用 1 T 和 2 V
ρ
(CCN)作用 2 T,和零矢量 (可选 CCC
或 NNN)作用 0 T 合成的,
则可得,2
2
1
1 V
T
V T
T
V T ri
ρ ρ ρ
= +,将 ri V
ρ
沿 α 轴及 β 轴分解可得,
ri ri
T V T V cos60o T V cosθ 1 1 2 2
ρ ρ ρ
+ =
ri ri
T V sin 60o T V sinθ 2 2
ρ ρ
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=
d V = V = E 1 2
ρ ρ
解得 1 V
ρ
(CNN)作用时间 sin(60 ) 1 ri
T = mT o?θ
2 V
ρ
(CCN)作用时间 ri T mT sinθ 2 =
零矢量 (CCC 或 NNN)作用时间 [1 sin( 60 )] 0 1 2
o
ri T = T? T?T = T? m θ +
或者取 1 V
ρ
(PCC),2 V
ρ
(PPC)和零矢量 (CCC 或 PPP)按上述时间进行组合，结果一
样。
2) 高速运行时电压矢量合成的数学表达式,
在高速运行的控制方式下，电机在三电平控制方式下运行。只要分析从矢量
1 V
ρ
(PNN)位置开始到逆时针方向运行 30 度至矢量 2 V
ρ
(PCN)位置的区间内，任意位置
空间矢量的数学表达式，就可以类推其余 330 度区间电压矢量合成的数学表达式。
高速运行时组成矢量对应的开关模式中,P,N 状态会在一个矢量中同时出现，说明
输出线电压的电平除了 0,±Ed 外，还会出现 ±2Ed，输出线电压为 5 电平 (图 15)。
取 T 为一微小时间间隔，如一周期分为 12n 个时间间隔，则 T=1/12nf1 (f1 为变
频器输出频率 )。
图 17 高速时空间电压矢量合成
定义电压利用率 m 为输出线电压峰值与直流母线电压比值
d
m
E
m U
2
3 = ( 0.5 < m < 1)
所以 ri m d V U 3mE
2
= 3 =
ρ
当 m=1 时，合成空间矢量幅值达到最大值，为 d 3E,输出相电压峰值为
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2 3 d E,输出线电压峰值为 d 2E 。
作 FE 平行 OD，在 ΔOFE 中,用正弦定律可得,
sin sin1500 sin(300 )
ri
ri
ri
FE V OF
θ?θ
= =
→ ρ →
则 d ri FE = 2 3mE sinθ
→
2 3 sin(300 )
d ri OF = mE?θ
→
→
FE 是 2 V
ρ
(PCN)在 T 时间间隔内作用 2 T 时间段形成的,d V 3E 2 =
ρ
所以 d E
T
V T
T
FE T 2 3
2
= 2 =
→ ρ
可解得 2 V
ρ
的作用时间 ri T 2mT sinθ 2 =
→
OF 是 1 V
ρ
(PNN)与 3 V
ρ
(CNN 或 PCC)和零矢量共同作用的结果。
d V 2E 1 =
ρ
,d V = E 3
ρ
当 OF V3
ρ
<
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→
即 2 3 sin(300? ) < 1 ri m θ 时,
→
OF 可以由 3 V
ρ
(选 PCC)与零矢量合成，即
d E
T
V T
T
OF T 3
3
= 3 =
→ ρ
,解得 3 V
ρ
矢量作用时间 2 3 sin(300 )
3 ri T = mT?θ
零矢量 (选 CCC)作用时间 [1 2 sin(600 )]
0 2 3 ri T = T?T? T = T? m?θ
当 3 OF V
ρ
>
→
即 2 3 sin(300? ) > 1 ri m θ 时,
→
OF 可由 1 V
ρ
与零矢量合成，也可由 1 V
ρ
与 3 V
ρ
合成，但相比之下，后者的开关次数
更少，所以选择 1 V
ρ
与 3 V
ρ
合成。
d d E
T
E T
T
V T
T
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V T
T
OF T 1 3
3
3
1
= 1 + = 2 +
→ ρ ρ
又 (1 2 sin ) 1 3 2 ri T + T = T? T = T? m θ
解得 1 V
ρ
矢量作用时间 [2 sin(600 ) 1]
1 = ri T T m θ
3 V
ρ
矢量作用时间 2 [1 sin( 600 )]
3 =? + ri T T m θ
综合得,
当 2 3 sin(300? ) < 1 ri m θ,空间矢量由 2 V
ρ
,3 V
ρ
和零矢量合成,
2 V
ρ
(PCN)作用时间 ri T 2mT sinθ 2 =
3 V
ρ
(PCC)作用时间 2 3 sin(300 )
3 ri T = mT?θ
零矢量 (选 CCC)作用时间 [1 2 sin(600 )]
0 ri T = T? m?θ
当 2 3 sin(300? ) > 1 ri m θ,空间矢量由 2 V
ρ
,1 V
ρ
和 3 V
ρ
合成,
2 V
ρ
(PCN)作用时间 ri T 2mT sinθ 2 =
1 V
ρ
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(PNN)作用时间 [2 sin(600 ) 1]
1 = ri T T m θ
3 V
ρ
(PCC 或 CNN)作用时间 2 [1 sin( 600 )]
3 =? + ri T T m θ
三电平变频器的中点电位是通过两组容量较大且相等的滤波电容分压得到的,
在实际运行过程中，两组电容电压很难保证绝对相等，导致中心点电位偏移，这样
会影响输出电压的对称性，且提高对功率器件耐压的要求。为此，在控制时要采取
措施抑制中心点电位的偏移，在此由于篇幅所限，不再赘述。
6.2.3 PWM 整流器
目前，大多数 PWM 电压源型变频器都采用二极管整流电路，存在较大的输入
谐波电流，除非采用多重化 (比如 12 脉冲以上 )，否则必须采取谐波滤波器等措施。
如果整流部分也采用由全控型电力电子器件构成 PWM 型整流电路，其结构与逆变
电路基本对称，如图 18 所示，这样整流器输出直流电压连续可调，输入电流
谐波失真低，电流波形接近正弦波，输入功率因数可调，也可等于 1，且能量可双
向流动。但相对于二极管整流电路而言，这种结构比较复杂，成本较高，而且效率
也低于普通二极管整流电路，所以一般只用在轧机，卷扬机等要求四象限运行和较
高动态性能等二极管整流结构无法实现的场合，取代传统的交交变频器。对风机,
水泵等普通负载，还是适合采用多重化的二极管整流电路。
图 18 三电平 PWM 整流器
能量可以回馈电网，则系统可以四象限运行。输入谐波低，可不必使用外加谐
波吸收装置。功率因数可调，可以调节到 1，节省无功补偿电路，也可调节成超前
的功率因数，对电网起到部分无功补偿的作用。
功率因数 cos? =ν cosα,其中 ν 为基波因数，是基波电流有效值和总电流有效
值之比,cosα 为位移因数，或基波功率因数，取决于基波电流相对于基波电压的相
移。在工业场合，前者主要是由于采用各种变流器后产生的谐波电流失真引起的,
后者主要是由于采用大量电感性负载，如异步电机引起的。所以功率因数的控制要
从上述二方面入手。
由于采用了三电平 PWM 整流电路，整流器三相输入端和三电平变频器三相输
出端具有相似的电压波形，输入侧的电感 (也有用高阻抗输入变压器的漏感代替的,
比如变压器设计为 20%的漏感 )能起到很好的滤波作用，对高次谐波电流的抑制作用
尤为明显，输入电流谐波失真为 3%左右。有些方案，除了电感，还加上电容，组成
LC 滤波电路，输入谐波电流失真可达 1%以下。在降低输入谐波同时，还解决了由
于输入电流畸变引起的功率因数下降问题。
对于位移功率因数的控制，则是通过图 19 所示的功率因数控制电路
实现的。通过锁相环电路 PLL，得到电网三相电压合成空间矢量 s V
ρ
的位置角信号 θ,
采取类似矢量控制中磁场定向的办法，将输入电流空间矢量按电网电压空间矢量位
置 (参考坐标 )进行定向，在电网电压矢量同步旋转坐标系上，将输入电流矢量 s I
ρ
分
解为与电网电压矢量同向和与之垂直的二个分量，前者代表输入电流的有功分量,
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后者代表无功分量。在图中，直流母线电压给定信号 *
d E 与直流母线电压反馈信号
d E,经过直流母线电压调节器 AV R，输出电流有功分量的给定值 *
p I (通过调节输入
电流的有功分量，即可调节直流母线电压 )，该给定值与根据实际检测得到的电流经
坐标变换得到的电流有功分量反馈值 p I 进行比较，经过电流调节器 ACR，输出 p V 。
电流无功分量的给定值 *
q I 与根据实际检测电流经过坐标变换得到的电流无功分量
反馈值 q I 进行比较，经电流调节器 ACR，得到 q V 。 p V 和 q V,经过电压矢量计算,
得到整流器输入的空间电压矢量 c V
ρ
,控制整流器功率开关的动作。
当 *
q I =0 时，控制输入功率因数为 1；当 *
q I 为恒定值时，为恒无功功率控制模
式；当 *
q I 跟随 *
p I 正比变换，其比值保持恒定时，可实现恒功率因数控制方式。
图 19 输入功率因数控制原理
6.2.4 三电平变频器的派生方案
三电平变频器的概念还可扩展到多电平，比如图 20 所示的即为采用二极管
箝位结构的五电平变频器，其原理与三电平变频器大同小异，输出电压台阶数更多,
波形更好，在相同器件耐压下，可输出更高的交流电压，适合做成更高电压等级的
变频器，但器件的数量和系统的复杂性也大大增加了。
图 20 二极管箝位式五电平变频器
除了前面提到的采用二极管箝位式的三电平或多电平变频器，还有采用电容飞
跨箝位式的多电平变频器，如图 21 所示，限于篇幅，详细原理不再介绍。
图 21 电容飞跨箝位式五电平变频器
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第一节 前言
随着电气传动技术，尤其是变频调速技术的发展，作为大容量传动的高压变频调速技术也得到了广泛的应用。高压电机利用高压变频器可以实现无级调速，满足生产工艺过程对电机调速控制的要求，以提高产品的产量和质量，又可大幅度节约能源，降低生产成本。近年来，各种高压变频器不断出现，高压变频器到目前为止还没有像低压变频器那样近乎统一的拓扑结构。根据高压组成方式可分为直接高压型和高 -
低 -高型，根据有无中间直流环节来分，可以分为交 -交变频器和交 -直 -交变频器，在交 -直 -交变频器中，按中间直流滤波环节的不同，可分为电压源型和电流源型。高 -低 -高型变频器采用变压器实行输入降压，输出升压的方式，其实质上还是低压变频器，只不过从电网和电机两端来看是高压的，是受到功率器件电压等级技术条件的限制而采取的变通办法，需要输入，输出变压器，存在中间低压环节电流大，效率低下，
可靠性下降，占地面积大等缺点，只用于一些小容量高压电机的简单调速。常规的交 -交变频器由于受到输出最高频率的限制，只用在一些低速，大容量的特殊场合。直接高压交 -直 -交变频器直接高压输出，无需输出变压器，效率高，输出频率范围宽，应用较为广泛。我们将对目前使用较为广泛的几种直接高压输出交 -直 -交型变频器及其派生方案进行分析，指出各自的优缺点。评价高压变频器的指标主要有：成本，可靠性，对电网的谐波污染，输入功率因数，输出谐波,dv/dt，共模电压，系统效率，能否四象限运行等。
顺便指出，我们习惯称作的高压变频器，实际上电压一般为 2.3-10KV，国内主要为 3KV,6KV 和 10KV，
和电网电压相比，只能算作中压，故国外常成为 Medium Voltage Drive。
高压变频器正向着高可靠性，低成本，高输入功率因数，高效率，低输入输出谐波，低共模电压，
低 dv/dt 等方向发展。电流源型变频器技术成熟，且可四象限运行，但由于高压时器件串联的均压问题，输入谐波对电网的影响和输出谐波对电机的影响等问题，使其应用受到限制。对风机和水泵等一般不要求四象限运行的设备，单元串联多电平 PWM 电压源型变频器在输入，输出谐波，效率和输入功率因数等方面有明显的优势,具有较大的应用前景。 对于轧机,卷扬机等要求四象限运行和动态性能较高的场合,双 PWM
结构的三电平电压源型变频器会得到广泛的应用。
第二节 电流源型变频器
电流源型变频器 (CSI,Current Source Inverter)采用大电感作为中间直流滤波环节。整流电路一般采用晶闸管作为功率器件，少数也有采用 GTO 的，主要目的是采取电流 PWM 控制，以改善输入电流波形。逆变部分一般采用晶闸管或 GTO 作为功率器件。由于存在着大的平波电抗器和快速电流调节器，所以过电流保护比较容易。当逆变侧出现短路等故障时，由于电抗器存在，电流不会突变，而电流调节器则会迅速响应，使整流电路晶闸管的触发角迅速后移，电流能控制在安全范围内。为了对接地短路也实现保护，通常把滤波电抗器分为两半，上下直流母线各串一半。电流源型变频器的一大优点是能量可以回馈电网，系统可以四象限运行。虽然直流环节电流的方向不能改变，但整流电压可以反向 (当整流电路工作在有源逆变状态时 )，能量可以回馈到电网。
晶闸管目前工业应用的最高电压为 8000V 左右，当电网电压较高时，可采用晶闸管串联的办法。
比如，当电网电压为交流 4160V 时，需要 2 个耐压为 5KV 的晶闸管串联，才能满足 5900V 峰值电压时的耐压要求。考虑到器件串联时的均压问题和器件耐压使用安全裕量，在工业应用中，一般使用到器件额定电压的 50-60%。 晶闸管串联存在静态均压和动态均压问题。 均压电阻会消耗一部分功率,影响系统的效率。
晶闸管的通态压降一般较低，门极触发电路比较简单，驱动功率较低。以 6500V,4200A 的晶闸管为例，
通态压降可做到 1.73V，门极触发电流仅需 400mA，触发功率仅为 3W，该晶闸管的断态电压临界上升率达 2000V/us，通态电流临界上升率达 250A/us(连续 )。
由于电源侧采用三相桥式晶闸管整流电路，输入电流的谐波成份较大，为了降低谐波，可采取多重化，有的还必须加输入滤波装置。电流源型变频器输入功率因数一般较低，且会随着转速的下降而降低，
通常要附加功率因数补偿装置。另外，电流源型变频器还会产生较大的共模电压，当没有输入变压器时，
共模电压会施加到电机定子绕组中心点和地之间，影响电机绝缘。电流源型变频器的输出电流谐波较高，
会引起电机的额外发热和转矩脉动，必要时也可采取输出 12 脉冲方式或设置输出滤波器，当然系统的复杂中国设计师网自控频道
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性和成本也会增加。由于均压电路等固定损耗较大，以及输入功率因数较低，导致无功电流较大等原因，
系统效率会随着负载的降低而降低。
电流源型变频器种类较多，主要有串联二极管式，输出滤波器换相式，负载换相式和 GTO-PWM
式等。其中，前三种电流源型变频器的逆变功率器件都采用晶闸管，输出采用 120°导通方式。 GTO-PWM
式电流源型变频器采用 GTO 作为功率器件，逆变器一般采取电流 PWM 控制方式。在系统控制上，电流源型变频器在一般应用时采取电压 -频率协调控制。与电压源型变频器可以直接控制输出电压不同，电流源型变频器的输出电压是由输出电流及负载决定的，所以为了实现电压频率协调控制，必须设置电压环以实现输出电压的闭环控制。高性能时，通常采取磁场定向矢量控制，采用常见的转速电流双闭环，通过速度和磁通闭环调节器分别得到定子电流的转矩分量和励磁分量，经过极坐标变换，得到定子电流幅值和负载角，
定子电流的幅值作为电流环的给定值，控制晶闸管整流电路实现定子电流的闭环控制，负载角和同步旋转坐标系的位置角迭加在一起，用于逆变侧晶闸管的触发脉冲分配。
电流源型变频器对电网电压的波动较为敏感，一般电网电压下降 15%，变频器就会跳闸停机。
第三节 晶闸管电流源型变频器
1 串联二极管式电流源型变频器
是串联二极管式电流源型变频器的逆变电路结构图。图中 C13,C35,C51 和 C46,C62,C24 是换相电容器，利用换相电容和电机电感之间的谐振实现晶闸管的强迫换流，二极管 VD1-VD6 在换流过程中隔离电机反电势，使它不影响换相电容的放电过程。变频器运行与电机参数 (主要是漏感 )的关系较大，换相电容的容量要与电机电感和负载电流相匹配。在实际应用中，通常要根据所带电机的不同，相应地配置换相电容的数量。
2 输出滤波器换相式电流源型变频器
输出滤波器换相式电流源型变频器利用输出滤波器对晶闸管进行换相，组成结构如图 2 所示。滤波器大概在 50%转速时提供电机所需的全部励磁电流,
在这点以上，负载 (包括电机和滤波器 )维持超前的功率因数。所以逆变器的晶闸管可以实现自然换流，滤波器的容量基本和变频器容量相当，除了庞大的滤波电容外，滤波器还必须串联一定量的电感，
以防止产生过大的 di/dt，影响晶闸管的安全。由于滤波器容量较大，足以让电机自激发电，所以在滤波器输出和电机之间必须附加一个接触器，以防止变频器跳闸或自由停车时，电机自激发电。庞大的滤波器的优点是对输出 120°方波电流起到了很好的滤波作用，所以速度较高时，电机电流波形有所改善。当输出频率降低时，滤波器的滤波作用下降，电机电流波形的质量也有所下降。在变频调速过程中，由于输出电压随着频率的上升正比上升，电容的阻抗与频率成反比关系，所以，随着输出频率的上升，流入滤波器的基波电流幅值按照频率的平方关系上升，直到额定值。因此，这种变频器运行的最高频率一般不会超过额定频率的 1.1 倍，否则，当频率过高时，变频器无法提供滤波电容所需的无功电流。
在起动和低速时，由于输出电压较低，滤波电容基本上起不到换相作用，一般采取电流断续换相法。每当逆变侧晶闸管要换相时，设法使流入到逆变器的直流电流下降到零，使逆变侧晶闸管暂时关断，
然后给换向后应该导通的晶闸管加上触发脉冲。重新恢复直流电流时，电流将根据触发顺序流入新导通的晶闸管，从而实现从一相到另一相的换相。断流的办法很多，其中一种方法是在直流环节设置一直流电流旁路电路，当要关断逆变侧晶闸管时，直流环节电流被此电路所旁路，而不会流过逆变侧晶闸管，晶闸管自然关断。当下一对晶闸管需要导通时，再切断旁路电路，恢复直流电流继续流向逆变器 (图 2)。此辅助断流电路要能承受全部直流环节电压，并能通过全部直流电流，时间大约几百微秒，以保证晶闸管恢复阻断。
高压晶闸管要求较高的阻断电压，带来的负面影响是需要较长的关断时间，因此，辅助断流电路需要相当的容量。当然，辅助断流电路不是设计成为连续运行的，只是在起动和低速时工作，使速度达到一定值，
让滤波电容能正常工作，变频器要求能在两种模式之间自动切换。另一种方法是封锁电源，或让电源侧整流入逆变状态，直流环节电流迅速衰减，以达到短时间内断流的目的。触发新的晶闸管时再让电源恢复。
直流回路的平波电抗器对电流断续换相是十分不利的，因此必须在电抗器两端并联一个续流晶闸管，当电流衰减时，触发此晶闸管使之导通，使电抗器的能量得以释放，以便不影响逆变器的断流 (图 3)。
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输出 滤波器换相式电流源型变频器在一些调速范围不大 (比如 60-100%)的场合还是应用比较成功的。
3 负载换相式电流源型变频器（ LCI）
负载换相式电流源型变频器 (LCI,Load Commutated Inverter)，负载为
同步电机，变频器工作原理与输出滤波器换相式电流源型变频器有些类似，组成结构见图 3。
晶闸管的关断主要靠同步电机定子交流反电势自然完成，不需要强迫换相，逆变器晶闸管的换流与整流桥晶闸管的换流极其相似。变频器的输出频率一般不是独立调节的，而是依靠转子位置检测器得到的转子位置信号按一定顺序周期性地触发逆变器中相应的晶闸管,LCI 这种,自控式,功能，保证变频器的输出频率和电机转速始终保持同步，不存在失步和振荡现象。同步电机在整个调速范围内都必须提供超前的功率因数，以保证逆变器晶闸管的正常换相。电机必须有足够的漏电感，以限制晶闸管的 di/dt，电机也要能够承受变频器输出的谐波电流，除了需要特殊的同步电机之外,LCI 应用是较为成功的。尤其是在一些超大容量的传动系统中，因为 LCI 无须强迫换流电路，结构简单，在大容量时只有晶闸管能够提供所需的电压和电流耐量，从电机角度来说，同步电机在大容量时，相对异步电机也有不少优势。现在，随着大容量自关断器件的应用越来越广泛,LCI 应用逐渐减少。
变频器输出电流波形和输入电流波形极为相似,呈 120°方波状,输出电流中含有丰富的谐波成分，
谐波电流会产生电机的附加发热，也会产生转矩脉动。图 4 为该变频的输出电压，电流和转矩。
在起动和低速时，电机反电势很小，不足以保证安全换相，因此，一般也采取电流断续换相法。
LCI 的一个主要缺点就是转矩过载能量不强。过载能力不强是因为换相造成的，为了保证利用反电势换相的安全，要设置一定的换相提前角，比如空载换相提前角设为 60°，这样一来就导致平均转矩下降且转矩脉动增加。
第四节 GTO－ PWM 式电流源型变频器
GTO-PWM 式电流源型变频器采用 GTO 作为逆变部分功率器件,见图 5。 GTO 可以通过门极进行关断，
所以它不象晶闸管那样需要用于强迫关断的换流电路，可使主电路结构简化。对于额定电压为交流 6KV 的变频器，逆变器侧可采用每三个 6000V 的 GTO 串联，作为一个开关使用，一共由 18 个 GTO 组成,GTO
串联时，同样存在稳态和动态均压问题。
GTO 是在晶闸管基础上发展起来的全控型电力电子器件，目前的电压电流等级可达 6000V，
6000A。 GTO 开关速度较低，损耗大，需要庞大的缓冲电路和门极驱动电路，增加系统的复杂性和成本，
使其应用受到限制。 GTO 中数千只独立的开关单元做在一个硅片上，由于开关不均匀，需要缓冲电路来维持工作，以限制器件承受的 dv/dt，缓冲电路一般采用 RCD 型结构，二极管和电容必须有与 GTO 相同的耐压等级，二极管要求用快恢复二极管。缓冲电路的损耗产生热量，影响器件的可靠运行，并且影响变频器的效率。为了降低损耗，也有采取能量回馈型缓冲电路的方案，通过 DC/DC 变换电路把缓冲电容中储存的能量返回到中间直流环节，但增加了装置的复杂性。 GTO 的开关频率较低，一般在几百赫兹，比如 300HZ。
以 6000V,3000A(最大可关断阳极电流值 )的 GTO 为例，通态平均电流为 1030A，通态压降 3.5V，
门极开通触发电流 1A，通态阳极电流上升率 400A/us(f=200HZ 条件下 )，滞后时间 2.5us，上升时间 5us，
存储时间 25us,下降时间 3us,最小通态维持时间 100us,最小断态维持时间 100us,开通每脉冲能耗 2.5Ws，
关断每脉冲能耗 16Ws。 GTO 的门极驱动，除了需要晶闸管一样的导通触发脉冲外，还需要提供相当大的的反向关断电流，上述 GTO 的门极峰值关断电流就达 900A，所以 GTO 的门极驱动峰值功率非常大。
与输出滤波器换相式电流源型变频器相比,GTO-PWM 式电流源型变频器输出滤波电容的容量可以大大降低，但不能省去。因为电机可近看作漏电感再加一个旋转反电势组成。电流源型变频器的输出电流幅值是由整流电路的电流环决定的。在换流过程中，由于流过电机电感的电流不能突变，所以必须有电容缓冲变频器输出电流和电机绕组电流的差值。电容容量的选择取决于换流过程中允许产生尖峰电压的大小。由于输出电容的容量比起输出滤波器换相式电流源型变频器大大下降了,电容的滤波效果也跟着下降，
输出电流波形的质量也会下降。 电机电流质量的提高可以通过 GTO 采用谐波消除的电流 PWM 开关模式来实现。在低频时，输出电流每个周期内相应的 PWM 波形个数较多，谐波消除会比较有效。但是，由于受中国设计师网自控频道
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到 GTO 开关频率的限制，高速时谐波消除效果大大下降，图 6 为该变频器满载时输出电压电流波形。若整流电路也采用 GTO 作电流 PWM 控制，可以得到较低的输入谐波电流和较高的输入功率因数，当然系统的复杂性和成本也会相应增加，一般很少采用。
第五节 三电平 PWM 电压源型变频器
在 PWM 电压源型变频器中，当输出电压较高时，为了避免器件串联引起的动态均压问题，同时降低输出谐波和 dv/dt，逆变器部分可以采用三电平方式，也称 NPC(Netural Point Clamped 中心点箝位 )方式，如图 7。逆变部分功率器件
可采用 GTO,IGBT 或 IGCT。
IGBT 广泛应用在各种电压源型 PWM 变频器中，具有开关快，损耗小，缓冲及门极驱动电路简单等优点，但电压电流等级受到导通压降限制。 IGBT 目前做到 3300V,1200A。 3300V 的 IGBT 组成三电平变频器，输出交流电压最高为 2.3KV，若要求更高等级输出电压，必须采取器件直接串联，比如用 2 个
3300V 的 IGBT 串联作为一个开关使用,一共使用 24 个 3300V 的 IGBT,组成三电平变频器,可做成 4160V
输出电压等级的变频器。器件直接串联就带来稳态和动态的均压问题，这样就失去了三电平变频器本身不存在动态均压问题的优点，所以一般很少采用。
以 3300V,1200A 的 IGBT 模块为例，其饱和压降为 3.4V 左右，开通延迟时间 370ns，上升时间
250ns，关断延迟时间 1550ns，下降时间 200ns，开通每脉冲损耗 2880mWs，关断每脉冲损耗 1530mWs。
集成在模块内的反并联续流二极管，正向压降 2.8V，峰值反向恢复电流 1320A，反向恢复电荷 740uAs。
集成门极换流晶闸管 IGCT(integrated gate-commutated thyristor)是由 GCT(gate commutated turn-off
thyristor)和其门极控制电路集中成一体化的组件。
GCT 是在 GTO 基础上发展起来的新器件，它保留了 GTO 高电压，大电流，低导通压降的优点，
又改善了其开关性能。 GCT 采用了缓冲层设计，它使器件的通态和开关损耗可减少到原来的 1/2-1/2.5，但缓冲层会导致关断时不能尽快抽走器件
在通态时存储的电荷，常规的 GTO 采用阳极短路技术，为存储电荷的抽走提供一条通路，但阳极短路和缓冲层的结合会导致极高的触发电流和维持电流。 GCT 取消阳极短路，而将阳极做成可穿透型，
这样，电荷存储时间减少至 1/20，后沿拖尾电流减小 20 倍。同时还能在同样阻断电压条件下，减少芯片厚度 30%，使得导通压降进一步降低。 GTO 有两个稳定工作状态,通,和,断,，在它们之间 (开断过程中 )是不稳定状态。 GCT 采用一种新的低电感的驱动电路，在门极?20V 偏置情况下，可获得 4000A/us 电流变化率，
使得在大约 1us 时间内,阳极电压开始上升前,将全部阳极电流经门极流出,不通过阴极,晶闸管的 p?n?p?n
四层结构暂时变为 p?n?p 晶体管的三层结构，有了稳定的中间状态，一致性好，据称可以无缓冲电路运行。
由于 GCT 硅片厚度减少，允许在同一 GCT 片上做出高效的反并联续流二极管。 GCT 的门极关断峰值电流非常大，驱动电路需要相当容量的 MOSFET 和相当数量的电解电容及其它元件组成，电路非常复杂，要求很高，所以一般由 GCT 生产厂家把门极触发及状态监视电路和 GCT 管芯，甚至反并联续流二极管做成一个整体，成为 IGCT，通过光纤输入触发信号，输出工作状态信号。
IGCT 作为一种新的电力电子器件，刚刚开始工业应用，其实际性能如何，还有待于现场应用的考验。
目前 IGCT 最大容量为：反向阻断型,4500V,4000A，逆导型,5500V,1800A。用于三电平逆变器时，输出最高交流电压为 4160V，如要求更高的输出电压，比如 6KV 交流输出，只能采取器件直接串联。
以 5500V,1800A(最大可关断阳极电流值 )的逆导型 IGCT 为例，通态平均电流为 700A，通态压降为 3V,通态阳极电流上升率 530A/us,导通延迟时间小于 2us,上升时间小于 1us,关断延迟时间小于 6us，
下降时间小于 1us，最小通态维持时间 10us，最小断态维持时间 10us，导通每脉冲能耗小于 1J，关断每脉冲能耗小于 10J。内部集成的反并联续流二极管 (快恢复二极管 )，通态平均电流 290A，通态压降 5.2V，反向恢复电流变化率小于 530A/us，反向恢复电流小于 780A。
与普通的二电平 PWM 变频器相比，由于输出相电压电平数由 2 个增加到 3 个，线电压电平数则中国设计师网自控频道
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由 3 个增加到 5 个，每个电平幅值相对降低，由整个直流母线电压变为一半的直流母线电压，在同等开关频率的前提下，可使输出波形质量有较大的改善，输出 dv/dt 也相应下降。与二电平变频器相比，在相同输出电压条件下，这种结构还可使功率器件所需耐压降低一半。为了减少输出谐波，希望有较高的开关频率，
但受到器件开关过程的限制，还会导致变频器损耗增加，效率下降，所以功率器件开关频率一般为几百赫兹。三电平变频器若不设置输出滤波器，一般需采用特殊电机，或普通电机降额使用。
若输入也采用对称的三电平 PWM 整流结构，可以做到输入功率因数可调，输入谐波很低，且可四象限运行，系统具有较高的动态性能，当然成本和复杂性也大大增加了。
第六节 三电平变频器原理
图 8 为三电平逆变器一相的基本结构,V1-V4 代表一相桥臂中的 4 个功率开关,DF1-DF4 为反并联的续流二极管,DC1,DC2 为箝位二极管，所有的二极管要求有与功率开关相同的耐压等级。 Ed 为一组电容二端电压,C 为中心点。
对于每相桥臂通过控制功率器件 V1-V4 的开通，关断，在桥臂输出点可获得三种不同电平 +Ed，
0,-Ed，见表 1。
由表 1 看出，功率开关 V1 和 V3 状态是互反的,V2 与 V4 也是互反。同时规定，输出电压只能是 +Ed 到 0,0 到 -Ed，或相反地变化，不允许在 +Ed 和 -Ed 之间直接变化。所以不存在二个器件同时导通或同时关断，也就不存在动态均压问题。
对于由三个桥臂组成的三相逆变器，根据三相桥臂 U,V,W 的不同开关组合，最终可得到三电平变频器的 33=27 种开关模式
采用中心点箝位方式使输出增加了一个电平，输出电压的台阶降低了一半，而且很重要的一点是增加了输出 PWM 控制的自由度，使输出波形质量在同等开关频率条件下有较大的提高。
整流电路采用 12 脉冲二极管整流结构。逆变部分功率器件可以采用 IGCT，反并联续流二极管集成在 IGCT 中。由于受到器件开关损耗，尤其是关断损耗的限制,IGCT 的开关频率为 600HZ 左右。直流环节用二组电容分压，得到中心点。直流环节还有 di/dt 限制电路，共模电抗器，保护用 IGCT 等。 di/dt 限制电路主要由 di/dt 限制电抗器,与之反并联的续流二极管和电阻组成,因为 IGCT 器件本身不能控制 di/dt，
所以必须通过外加 di/dt 限制电路，使逆变器 IGCT 反并联续流二极管的反向恢复控制在安全运行范围内，
同时该电路也用于限制短路时的电流上升率。共模电抗器一般在变压器与变频器分开安置，且变压器副边和整流桥输入之间电缆较长时采用，当变压器和变频器一起放置时，可以省去。其作用主要是承担共模电压和限制高频漏电流，因为当输出设置滤波器时，由于滤波电容的低阻抗，电机承受的共模电压极小，共模电压由输入变压器和逆变器共同承担，当变压器与变频器之间电缆较长，线路分布电容较大，容抗下降，
导致变压器承受的共模电压下降，逆变器必须承受较高的共模电压，影响功率器件安全，共模电抗器就是设计用来承受共模电压的。另外高频的共模电压还会通过输出滤波电容，变压器分布电容，电缆分布电容形成通路，产生高频漏电流，影响器件安全，共模电抗器也起到抑制高频漏电流的作用。保护用 IGCT 的作用是当逆变器发生短路等故障时，切断短路电流，起到相当于快熔的作用。由于逆变电路采用 IGCT 作为功率器件，而 IGCT 本身不象 IGBT 那样存在过电流退饱和效应，可以通过检测集电极电压上升来进行短路检测，并通过门极关断进行保护，所以必须通过霍尔电流传感器，检测到过电流，然后通过串联在上下直流母线的二个保护用 IGCT 进行关断。由于直流环节存在共模电抗器和 di/dt 限制电抗器，导致整流桥输出和滤波电容之间存在较大阻抗，这样电网的浪涌电压要通过整流桥形成浪涌电流，再通过滤波电容吸收的效果大大降低，为了保护整流二极管免受浪涌电压的影响，在整流桥输出并联了阻容吸收电路。箝位二极管保证了桥臂中最外侧的两个 IGCT 承受的电压不会超过一半的直流母线电压，确切地说，应该是对应侧滤波电容的电压，所以最外侧的两个 IGCT 不存在过压问题。内侧的两个器件仍要并联电阻，以防止产生过压。因为在同侧二个器件同时处于阻断状态时，内侧的器件承受的电压可能超过一半的直流母线电压，具体电压取决于同侧二个器件的漏电流匹配关系。
如果不加输出滤波器，三电平变频器输出时电机电流总谐波失真可以达到 17%左右，会引起电机谐波发热，转矩脉动。输出电压跳变台阶为一半直流母线电压,dv/dt 也较大，会影响电机绝缘，所以一般中国设计师网自控频道
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需配特殊电机。 若要使用普通电机,必须附加输出滤波器。 输出滤波器有 dv/dt 滤波器和正弦波滤波器二种，
dv/dt 滤波器容量较小，只对电压变化率起抑制作用，使电机绝缘不受 dv/dt 的影响，对电机运行动态性能的影响较小，如果系统动态性能要求较高时，适合采用，而且成本较低。正弦波滤波器容量较大，输出电压波形可大大改善，接近正弦波，由于滤波器的阻抗较低，而且滤波器中点接地，使电机承受的共模电压很小，电机绝缘不受影响。正弦波滤波器的滞后作用会影响系统的动态相应，同时由于滤波器对输出电压的衰减作用，也会限制变频器的最低运行频率。由于滤波器采取低通设计，还限制了变频器的输出上限频率。滤波器在满载时的损耗会降低变频系统效率 0.5%左右。
图 10 为三电平变频器输出电压和经滤波器后输出至电机的电压波形。图 11a 和 11b 分别显示了未经滤波和经滤波后电压的谐波分布图。滤波前，输出总电压谐波失真为 29%，经过滤波后，可降低到 4%
左右，电机的电流谐波失真可从 17%降低到 2%左右。
a) 变频器输出电压谐波 b) 滤波后电压谐波
第七节
二．三电平电压空间矢量控制
空间电压矢量并不代表某个实际存在的物理量，它仅仅是一种数学上处理，以
便于控制和分析。
若 UU,UV,UW 为三相对称正弦波,
U U cos( t) U m = ω
)
3
U =U cos(ωt? 2π V m
)
3
U =U cos(ωt + 2π W m
在复数坐标系中定义空间电压矢量 ri U V W V U αU α 2U
ρ ρ ρ
= + +
)
3
) cos( 2
3
cos cos( 2 =U ωt + e 1200U ωt? π + e? 1200U ωt + π m
j
m
j
m
j t
mU e ω
可见三相合成空间电压矢量为一旋转矢量，旋转角速度为 ω,等于相电压的角
频率，幅值为 m U
3,即相电压幅值的 1.5 倍，当某相电压达到最大值时，合成空间
矢量即处于该相电压对应的位置上。
这样，空间电压矢量就和三相电压建立了一一对应关系。
在分析三电平变频器空间电压矢量控制时，以直流母线电压的一半 Ed 为单位
长度，画出变频器不同输出状态时的电压矢量图，图 13a 是变频器输出 PNN
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状态时的空间电压矢量图，合成空间电压矢量 V = 2E∠ 00 A 频器在输出 PCN 状态时的空间电压矢量图，合成空间电压矢量 V = 3E∠ 300 B a) PNN 状态时矢量 b) PCN 状态时矢量
依次可以画出对应表 2 中 27 种开关模式的 27 个空间矢量，把这些空间矢量
综合为一体，就得到图 14 所示的菱形空间电压矢量图 (图中括弧内依次为
U,V,W 相的输出状态 )。其中,PCC 和 CNN,PPC 和 CCN,CPC 和 NCN,CPP
和 NCC,CCP 和 NNC,PCP 和 CNC 分别对应的空间矢量是一样的,PPP,NNN,
CCC 都对应零矢量，所以菱形空间电压矢量图中有 19 个独立的空间电压矢量，其
中一个为零矢量。除了零矢量外,18 个空间矢量把圆周 360 度分为 12 个小区
间，每个区间占 30 度空间角度。
图 14 菱形空间电压矢量图
电压空间矢量控制的基本原理就是用三电平变频器所具有的菱形矢量图中矢
量组合去逼近系统所需要的电压矢量轨迹 (稳态时为圆形 )。三电平 PWM 的控制指令
是主控系统根据 V/f 控制或者矢量控制等控制策略得到的空间电压矢量给定值
V r(θ ) ri =,它以某一角速度在空间旋转，其幅值正比于输出电压幅值，其旋转角频
率正比于输出电压频率。
对三电平变频器而言，一般在高速区采取三电平控制方式，其组合空间矢量由
图 14 中 19 个空间矢量中的不同空间矢量组成；低速区采取二电平控制方式,
其组合空间矢量是由图 14 中里面的内六角形矢量 (CNN,PCC 等 )和零矢量组合
而成。
由于每种内六角形矢量都对应二种开关状态，零矢量对应三种开关状态。在这
些矢量的开关状态选择时，有二个原则：一是矢量切换时，每相的状态只能从 P 到
C,C 到 N，或反着变换，不能直接从 P 到 N，或 N 到 P。二是尽量使矢量切换时
状态变换次数少，以减少开关次数，降低开关损耗。
图 15 三电平变频器输出波形
1) 低速运行时电压矢量合成的数学表达式,
在低速运行的控制方式下，变频器输出电压空间矢量是由菱形中的内六角形矢
量 CNN(PCC),CCN(PPC),NCN(CPC),NCC(CPP),NNC(CCP),CNC(PCP)中的 2
个相邻矢量与零矢量组成的，上述内六角形矢量有一个共同特征，即在每个矢量的
开关模式中,P,N 状态不会同时出现，所以输出线电压电平只能为 0 或 ±Ed，不会
出现 ±2Ed，变频器输出线电压为 3 电平 (图 15)。现只要分析从矢量
1 V
ρ
(CNN)位置开始到逆时针方向运行 60 度至矢量 2 V
ρ
(CCN)位置的区间内 (见图 16),
任意位置的空间矢量的数学表达式，就可以类推其余 300 度区间电压矢量合成的数
学表达式。
图 16 低速时空间电压矢量合成
取 T 为一微小时间间隔，如一周期分为 6n 个时间间隔，则 T=1/6nf1 (f1 为变频
器输出频率 )。现分析在 1 V
ρ
到 2 V
ρ
位置 60 度弧度内任意位置的矢量 ri V
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ρ
的合成表达式。
定义电压利用率 m 为输出线电压峰值与直流母线电压一半的比值
d
m
E
m 3U = ( 0 < m < 1) d E 为一半的直流母线电压,Um 为输出相电压峰值
所以 ri m d V U mE
2
3
2
= 3 =
ρ
当 m=1 时，合成空间矢量幅值达到最大值，为 d E
2
3,输出相电压峰值为
3 d E,输出线电压峰值为 d E 。
ri V
ρ
是由 1 V
ρ
(CNN)在 T 时间段内作用 1 T 和 2 V
ρ
(CCN)作用 2 T,和零矢量 (可选 CCC
或 NNN)作用 0 T 合成的,
则可得,2
2
1
1 V
T
V T
T
V T ri
ρ ρ ρ
= +,将 ri V
ρ
沿 α 轴及 β 轴分解可得,
ri ri
T V T V cos60o T V cosθ 1 1 2 2
ρ ρ ρ
+ =
ri ri
T V sin 60o T V sinθ 2 2
ρ ρ
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=
d V = V = E 1 2
ρ ρ
解得 1 V
ρ
(CNN)作用时间 sin(60 ) 1 ri
T = mT o?θ
2 V
ρ
(CCN)作用时间 ri T mT sinθ 2 =
零矢量 (CCC 或 NNN)作用时间 [1 sin( 60 )] 0 1 2
o
ri T = T? T?T = T? m θ +
或者取 1 V
ρ
(PCC),2 V
ρ
(PPC)和零矢量 (CCC 或 PPP)按上述时间进行组合，结果一
样。
2) 高速运行时电压矢量合成的数学表达式,
在高速运行的控制方式下，电机在三电平控制方式下运行。只要分析从矢量
1 V
ρ
(PNN)位置开始到逆时针方向运行 30 度至矢量 2 V
ρ
(PCN)位置的区间内，任意位置
空间矢量的数学表达式，就可以类推其余 330 度区间电压矢量合成的数学表达式。
高速运行时组成矢量对应的开关模式中,P,N 状态会在一个矢量中同时出现，说明
输出线电压的电平除了 0,±Ed 外，还会出现 ±2Ed，输出线电压为 5 电平 (图 15)。
取 T 为一微小时间间隔，如一周期分为 12n 个时间间隔，则 T=1/12nf1 (f1 为变
频器输出频率 )。
图 17 高速时空间电压矢量合成
定义电压利用率 m 为输出线电压峰值与直流母线电压比值
d
m
E
m U
2
3 = ( 0.5 < m < 1)
所以 ri m d V U 3mE
2
= 3 =
ρ
当 m=1 时，合成空间矢量幅值达到最大值，为 d 3E,输出相电压峰值为
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2 3 d E,输出线电压峰值为 d 2E 。
作 FE 平行 OD，在 ΔOFE 中,用正弦定律可得,
sin sin1500 sin(300 )
ri
ri
ri
FE V OF
θ?θ
= =
→ ρ →
则 d ri FE = 2 3mE sinθ
→
2 3 sin(300 )
d ri OF = mE?θ
→
→
FE 是 2 V
ρ
(PCN)在 T 时间间隔内作用 2 T 时间段形成的,d V 3E 2 =
ρ
所以 d E
T
V T
T
FE T 2 3
2
= 2 =
→ ρ
可解得 2 V
ρ
的作用时间 ri T 2mT sinθ 2 =
→
OF 是 1 V
ρ
(PNN)与 3 V
ρ
(CNN 或 PCC)和零矢量共同作用的结果。
d V 2E 1 =
ρ
,d V = E 3
ρ
当 OF V3
ρ
<
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→
即 2 3 sin(300? ) < 1 ri m θ 时,
→
OF 可以由 3 V
ρ
(选 PCC)与零矢量合成，即
d E
T
V T
T
OF T 3
3
= 3 =
→ ρ
,解得 3 V
ρ
矢量作用时间 2 3 sin(300 )
3 ri T = mT?θ
零矢量 (选 CCC)作用时间 [1 2 sin(600 )]
0 2 3 ri T = T?T? T = T? m?θ
当 3 OF V
ρ
>
→
即 2 3 sin(300? ) > 1 ri m θ 时,
→
OF 可由 1 V
ρ
与零矢量合成，也可由 1 V
ρ
与 3 V
ρ
合成，但相比之下，后者的开关次数
更少，所以选择 1 V
ρ
与 3 V
ρ
合成。
d d E
T
E T
T
V T
T
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V T
T
OF T 1 3
3
3
1
= 1 + = 2 +
→ ρ ρ
又 (1 2 sin ) 1 3 2 ri T + T = T? T = T? m θ
解得 1 V
ρ
矢量作用时间 [2 sin(600 ) 1]
1 = ri T T m θ
3 V
ρ
矢量作用时间 2 [1 sin( 600 )]
3 =? + ri T T m θ
综合得,
当 2 3 sin(300? ) < 1 ri m θ,空间矢量由 2 V
ρ
,3 V
ρ
和零矢量合成,
2 V
ρ
(PCN)作用时间 ri T 2mT sinθ 2 =
3 V
ρ
(PCC)作用时间 2 3 sin(300 )
3 ri T = mT?θ
零矢量 (选 CCC)作用时间 [1 2 sin(600 )]
0 ri T = T? m?θ
当 2 3 sin(300? ) > 1 ri m θ,空间矢量由 2 V
ρ
,1 V
ρ
和 3 V
ρ
合成,
2 V
ρ
(PCN)作用时间 ri T 2mT sinθ 2 =
1 V
ρ
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(PNN)作用时间 [2 sin(600 ) 1]
1 = ri T T m θ
3 V
ρ
(PCC 或 CNN)作用时间 2 [1 sin( 600 )]
3 =? + ri T T m θ
三电平变频器的中点电位是通过两组容量较大且相等的滤波电容分压得到的,
在实际运行过程中，两组电容电压很难保证绝对相等，导致中心点电位偏移，这样
会影响输出电压的对称性，且提高对功率器件耐压的要求。为此，在控制时要采取
措施抑制中心点电位的偏移，在此由于篇幅所限，不再赘述。
6.2.3 PWM 整流器
目前，大多数 PWM 电压源型变频器都采用二极管整流电路，存在较大的输入
谐波电流，除非采用多重化 (比如 12 脉冲以上 )，否则必须采取谐波滤波器等措施。
如果整流部分也采用由全控型电力电子器件构成 PWM 型整流电路，其结构与逆变
电路基本对称，如图 18 所示，这样整流器输出直流电压连续可调，输入电流
谐波失真低，电流波形接近正弦波，输入功率因数可调，也可等于 1，且能量可双
向流动。但相对于二极管整流电路而言，这种结构比较复杂，成本较高，而且效率
也低于普通二极管整流电路，所以一般只用在轧机，卷扬机等要求四象限运行和较
高动态性能等二极管整流结构无法实现的场合，取代传统的交交变频器。对风机,
水泵等普通负载，还是适合采用多重化的二极管整流电路。
图 18 三电平 PWM 整流器
能量可以回馈电网，则系统可以四象限运行。输入谐波低，可不必使用外加谐
波吸收装置。功率因数可调，可以调节到 1，节省无功补偿电路，也可调节成超前
的功率因数，对电网起到部分无功补偿的作用。
功率因数 cos? =ν cosα,其中 ν 为基波因数，是基波电流有效值和总电流有效
值之比,cosα 为位移因数，或基波功率因数，取决于基波电流相对于基波电压的相
移。在工业场合，前者主要是由于采用各种变流器后产生的谐波电流失真引起的,
后者主要是由于采用大量电感性负载，如异步电机引起的。所以功率因数的控制要
从上述二方面入手。
由于采用了三电平 PWM 整流电路，整流器三相输入端和三电平变频器三相输
出端具有相似的电压波形，输入侧的电感 (也有用高阻抗输入变压器的漏感代替的,
比如变压器设计为 20%的漏感 )能起到很好的滤波作用，对高次谐波电流的抑制作用
尤为明显，输入电流谐波失真为 3%左右。有些方案，除了电感，还加上电容，组成
LC 滤波电路，输入谐波电流失真可达 1%以下。在降低输入谐波同时，还解决了由
于输入电流畸变引起的功率因数下降问题。
对于位移功率因数的控制，则是通过图 19 所示的功率因数控制电路
实现的。通过锁相环电路 PLL，得到电网三相电压合成空间矢量 s V
ρ
的位置角信号 θ,
采取类似矢量控制中磁场定向的办法，将输入电流空间矢量按电网电压空间矢量位
置 (参考坐标 )进行定向，在电网电压矢量同步旋转坐标系上，将输入电流矢量 s I
ρ
分
解为与电网电压矢量同向和与之垂直的二个分量，前者代表输入电流的有功分量,
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后者代表无功分量。在图中，直流母线电压给定信号 *
d E 与直流母线电压反馈信号
d E,经过直流母线电压调节器 AV R，输出电流有功分量的给定值 *
p I (通过调节输入
电流的有功分量，即可调节直流母线电压 )，该给定值与根据实际检测得到的电流经
坐标变换得到的电流有功分量反馈值 p I 进行比较，经过电流调节器 ACR，输出 p V 。
电流无功分量的给定值 *
q I 与根据实际检测电流经过坐标变换得到的电流无功分量
反馈值 q I 进行比较，经电流调节器 ACR，得到 q V 。 p V 和 q V,经过电压矢量计算,
得到整流器输入的空间电压矢量 c V
ρ
,控制整流器功率开关的动作。
当 *
q I =0 时，控制输入功率因数为 1；当 *
q I 为恒定值时，为恒无功功率控制模
式；当 *
q I 跟随 *
p I 正比变换，其比值保持恒定时，可实现恒功率因数控制方式。
图 19 输入功率因数控制原理
6.2.4 三电平变频器的派生方案
三电平变频器的概念还可扩展到多电平，比如图 20 所示的即为采用二极管
箝位结构的五电平变频器，其原理与三电平变频器大同小异，输出电压台阶数更多,
波形更好，在相同器件耐压下，可输出更高的交流电压，适合做成更高电压等级的
变频器，但器件的数量和系统的复杂性也大大增加了。
图 20 二极管箝位式五电平变频器
除了前面提到的采用二极管箝位式的三电平或多电平变频器，还有采用电容飞
跨箝位式的多电平变频器，如图 21 所示，限于篇幅，详细原理不再介绍。
图 21 电容飞跨箝位式五电平变频器
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