6-1
第六章 PWM控制技术引言
6.1 PWM控制的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小结
6-2
第六章 PWM控制技术? 引言
PWM (Pulse Width Modulation)控制就是脉宽调制技术,即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值 )。
第 3,4章已涉及到 PWM控制，第 3章 直流斩波电路采用的就 PWM技术；第 4章的 4.1斩控式调压电路 和
4.4矩阵式变频电路 都涉及到了。
6-3
第六章 PWM控制技术? 引言
PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使得实现 PWM控制变得十分容易。
PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装臵的性能大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。
PWM控制技术正是有赖于在 逆变电路 中的成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。现在使用的各种逆变电路都采用了 PWM技术，因此，本章和第 5章（逆变电路）相结合，才能使我们对逆变电路有完整地认识。
6-4
6.1 PWM控制的基本思想
1） 重要理论基础 —— 面积等效原理冲量 相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其 效果基本相同 。
冲量 窄脉冲的面积效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
d)单位脉冲函数
f (t)
d (t)
tO
a)矩形脉冲 b)三角形脉冲 c)正弦半波脉冲
tOtOtO
f (t)f (t)f (t)
6-5
6.1 PWM控制的基本思想
b)
图 6-2 冲量相等的各种窄脉冲的响应波形具体的实例说明
,面积等效原理,
a）
u (t)－电压窄脉冲，
是电路的输入 。
i (t)－输出电流，是电路的响应。
6-6
O
u
ωt>
SPWM波
6.1 PWM控制的基本思想
O
u
ωt>
如何用一系列 等幅不等宽的脉冲 来代替一个正弦半波
O
u
ωt>
6-7
6.1 PWM控制的基本思想
O
u
ω t
>
若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。
O
u
ωt>
SPWM波
O
u
ωt>
如何用一系列 等幅不等宽的脉冲 来代替一个正弦半波
O
u
ωt>
6-8
6.1 PWM控制的基本思想
O w t
U d
-U d
对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到 PWM
波形，因此正弦波一个完整周期的等效 PWM波为：
O w t
U d
- U d
根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的 PWM
波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。
6-9
6.1 PWM控制的基本思想等 幅 PWM波输入电源是恒定直流第 3章的直流斩波电路
6.2节的 PWM逆变电路
6.4节的 PWM整流电路不等幅 PWM波输入电源是交流或不是恒定的直流
4.1节的斩控式交流调压电路
4.4节的矩阵式变频电路
O w t
Ud
-Ud
U
o ω t
6-10
6.1 PWM控制的基本思想
2） PWM电流波电流型逆变电路进行 PWM控制,得到的就是 PWM
电流波 。
PWM波可等效的各种波形直流斩波电路 直流波形
SPWM波 正弦波形等效成其他所需波形，如,
所需波形? 等效的 PWM波
0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms
-20V
0V
20V
6-11
6.2 PWM逆变电路及其控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用 PWM技术 。
逆变电路是 PWM控制技术最为重要的应用场合 。
本节内容构成了本章的主体 。
PWM逆变电路也可分为 电压型 和 电流型 两种，目前实用的 PWM逆变电路几乎都是电压型电路。
6-12
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调制法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路得谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路的多重化
6-13
6.2.1 计算法和调制法
1） 计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算 PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需 PWM波形。
本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。
6-14
6.2.1 计算法和调制法工作时 V1和 V2通断互补，
V3和 V4通断也互补。
以 uo正半周为例,V1通，
V2断,V3和 V4交替通断。
负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。
负载电流为正的区间,V1
和 V4导通时,uo等于 Ud 。
2） 调制法图 6－ 4 单相桥式 PWM逆变电路结合 IGBT单 相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明
6-15
6.2.1 计算法和调制法
2） 调制法图 6－ 4 单相桥式 PWM逆变电路
V4关断时，负载电流通过 V1和
VD3续流,uo=0
负载电流为负的区间,V1和
V4仍导通,io为负，实际上 io
从 VD1和 VD4流过，仍有
uo=Ud 。
V4关断 V3开通后,io从 V3和
VD1续流,uo=0。
uo总可得到 Ud和零两种电平。
uo负半周，让 V2保持通,V1保持断,V3和 V4交替通断,uo可得 -Ud和零两种电平。
6-16
6.2.1 计算法和调制法
3） 单极性 PWM控制 方式 （单相桥逆变）
ur正半周,V1保持 通,
V2保持 断 。
当 ur>uc时使 V4通,
V3断,uo=Ud 。
当 ur<uc时使 V4断,
V3通,uo=0 。
ur负半周,请同学们自己分析 。
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud表示 uo的基波分量在 ur和 uc的交点时刻控制 IGBT的通断 。
6-17
6.2.1 计算法和调制法
3） 双 极性 PWM控制方式 （单相桥逆变）
在 ur的半个周期内，三角波载波有正有负，
所得 PWM波也有正有负，其幅值只有 ± Ud
两种电平。
同样在调制信号 ur和载波信号 uc的交点时刻控制器件的通断。
ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同。
当 ur >uc时,给 V1和 V4导通信号，给
V2和 V3关断信号。
如 io>0,V1和 V4通，如 io<0,VD1和
VD4通,uo=Ud 。
当 ur<uc时,给 V2和 V3导通信号，给
V1和 V4关断信号。
如 io<0,V2和 V3通，如 io>0,VD2和
VD3通,uo=-Ud 。 图 6-6 双极性 PWM控制方式波形
ur ucu
O wt
O wt
uouofuo
Ud
-Ud
在 ur和 uc的交点时刻控制 IGBT的通断 。
6-18
6.2.1 计算法和调制法图 6-5 双极性 PWM控制方式波形
u r u cu
O wt
O wt
u ou ofu
oU
d
-U d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud
对照上述两图可以看出,单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制,由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。
6-19
6.2.1 计算法和调制法
4） 双极性 PWM控制 方式 （三相桥逆变）
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路三相 的 PWM控制公用三角波载波 uc
三相的调制信号 urU、
urV和 urW依次相差
120°
6-20
6.2.1 计算法和调制法
u cu rU u rV u rW
u
u UN'
u VN'
u WN'
u UN
u UV
U d
- U d
O? t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U d
2U d
2
U d
2U d
2
U d
3
U d
3
2 U d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形下面以 U相为例分析 控制规律,
当 urU>uc时，给 V1导通信号，
给 V4关断信号,uUN’=Ud/2。
当 urU<uc时，给 V4导通信号，
给 V1关断信号,uUN’=-Ud/2。
当给 V1(V4)加导通信号时，可能是 V1(V4)导通，也可能是
VD1(VD4)导通。
uUN’,uVN’和 uWN’ 的 PWM波形只有 ± Ud/2两种电平。
uUV波形可由 uUN’-uVN’得出，
当 1和 6通时,uUV=Ud，当 3和 4
通时,uUV=－ Ud，当 1和 3或 4
和 6通时,uUV=0。
6-21
6.2.1 计算法和调制法输出线电压 PWM波由 ± Ud和 0三种电平构成负载相电压 PWM波由 (± 2/3)Ud、
(± 1/3)Ud和 0共 5种电平组成。
防直通的死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。
死区时间会给输出的 PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。
u cu rU u rV u rW
u
u UN'
u VN'
u WN'
u UN
u UV
U d
- U d
O? t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U d
2U d
2
U d
2U d
2
U d
3
U d
3
2 U d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
6-22
6.2.1 计算法和调制法
5） 特定谐波消去法
(Selected Harmonic Elimination PWM— SHEPWM)
这是计算法中一种较有代表性的方法。
输出电压 半 周期内，器件通、断各 3次（不包括 0和 π），共 6个开关时刻可控。
为减少谐波并简化 控制，
要尽量使波形对称。 图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
O wt
uo
Ud
-Ud
2pp
a1
a2
a3
6-23
6.2.1 计算法和调制法首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，
即 (6-1)
)()( pww tutu
其次,为消除谐波中余弦项,应使波形在正半周期内前后 1/4周期以 π/2为轴线对称
(6-2))()( tutu wpw
同时满足式 （ 6-1）,（ 6-2） 的波形称为四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为
(6-3)
式中,an为
,5,3,1
s i n)(
n
n tnatu ww
20 ds i n)(4
p
wwwp ttntua n
6-24
6.2.1 计算法和调制法图 6-9，能独立控制 a1,a 2和 a 3共 3个时刻。该波形的 an
为式中 n=1,3,5,…
)c os2c os2c os21(
2
d)s i n
2
(ds i n
2
d)s i n
2
(ds i n
2
4
321
2
0
3
3
2
2
1
1
aaa
p
wwww
wwww
p
p
a
a
a
a
a
a
nnn
n
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
a
d
dd
dd
n
O wt
uo
Ud
-Ud
2pp
a1
a2
a3
确定 a1的值，再令两个不同的
an=0(n=1,3,5… )，
就可建三个方程，
求得 a1,a2和 a3 。
图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
6-25
消去两种特定频率的谐波
6.2.1 计算法和调制法在三相对称电路的线电压中,相电压所含的 3次谐波相互抵消 。
可考虑消去 5次和 7次谐波,得如下联立方程：
给定 a1,解方程可得 a1,a2和 a3。 a1变,a1,a2和 a3也相应改变 。
0)7c os27c os27c os21(
7
2
0)5c os25c os25c os21(
5
2
)c os2c os2c os21(
2
321
d
7
321
d
5
321
d
1
aaa
p
aaa
p
aaa
p
U
a
U
a
U
a
（ 6－ 5）
6-26
6.2.1 计算法和调制法一般在输出电压半周期内，器件通、断各 k次，考虑到
PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值外，可消去 k－ 1个频率的特定谐波。
k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。
除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在 6.3节介绍。
6-27
6.2.2 异步调制和同步调制根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，
PWM调制方式分为 异步调制 和 同步调制 。
通常保持 fc固定不变，当 fr变化时，载波比 N是变化的在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称当 fr较低时,N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当 fr增高时,N减小，一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不对称的影响就变大载波比 载波频率 fc与调制信号频率 fr之比,N= fc / fr
1） 异步调制 载波信号和调制信号不同步的调制方式
6-28
6.2.2 异步调制和同步调制
2） 同步调制
—— 载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即 N等于常数。
ucurU urV urWu
uUN'
uVN'
O t
t
t
tO
O
O
uWN'
2
Ud
2Ud
图 6-10 同步调制三相 PWM波形基本同步调制方式,fr变化时 N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。
三相电路中公用一个三角波载波，且取 N为 3的整数倍，使三相输出对称。
为使一相的 PWM波正负半周镜对称,N应取奇数。
fr很低时,fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。
fr很高时,fc会过高，使开关器件难以承受。
6-29
6.2.2 异步调制和同步调制
3） 分段同步调制 ——
异步调制和同步调制的综合应用。
把整个 fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持 N恒定，
不同频段的 N不同。
在 fr高的频段采用较低的 N,使载波频率不致过高；在 fr低的频段采用较高的 N,使载波频率不致过低 。
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
2,4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
9
9
6
9
4
5
3
3
2
1
图6-11
f
r
/Hz
f
c
/
k
H
z
为防止 fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。
图 6-11 分段同步调制方式举例
6-30
6.2.3 规则采样法
1）自然采样法：
按照 SPWM控制的基本原理产生的 PWM波的方法，其求解复杂，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。
ucu
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
2）规则采样法工程实用方法，效果接近自然采 样法，计算 量小得多。
6-31
6.2.3 规则采样法三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc 。
自然采样法中，脉冲中点不和三角波 (负峰点 )重合。
规则采样法使两者重合，使计算大为减化。
如图所示确定 A,B点，在 tA和 tB时刻控制开关器件的通断。
脉冲宽度 d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。
规则采样法 原理 u
c
u
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
6-32
6.2.3 规则采样法规则采样法计算公式推导正弦调制信号波 tau rs inr w?
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度
)s i n1(421' Drcc taTT wdd (6-7)
a称为 调制度,0≤a<1；
wr为信号波角频率从图 6-12得,
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta
d
w
)s i n1(2 Drc taT wd (6-6)
ucu
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
6-33
6.2.3 规则采样法
3） 三相桥逆变电路 的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120°
同一三角波周期内三相的脉宽分别为 dU,dV和 dW，脉冲两边的间隙宽度分别为 d′U,d′ V和 d′ W，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式 (6-6)得由式 (6-7)得
2
3 c
WVU
T ddd
4
3''' c
W V U
T ddd
利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
(6-8)
(6-9)
6-34
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量。
谐波 频率和幅值 是衡量 PWM逆变电路性能的重要指标之一。
分析以 双极性 SPWM波形为准。
同步调制可看成异步调制的 特殊 情况，只分析异步调制方式。
分析方法以载波周期为基础，再利用 贝塞尔函数 推导出
PWM波的 傅里叶级数 表达式。
尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。
6-35
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
c +k r)角频率 (nw w
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
谐波振幅
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
k
n
a=1.0a=0.8
a=0.5a=0
图 6-13，不同 a时单相桥式 PWM逆变电路输出电压频谱图。
1） 单相的分析结果谐波角频率为,
10)-(6rc ww kn?
式中,n=1,3,5,… 时,k=0,2,4,… ；
n=2,4,6,… 时,k=1,3,5,…
PWM波中不含低次谐波，只含 wc及其附近的谐波以及 2wc,3wc等及其附近的谐波。
图 6-13 单相 PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
6-36
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
2） 三相的分析结果公用载波信号时的情况输出线电压中的谐波角频率为
11)-(6rc ww kn?
式中,n=1,3,5,… 时,k=3(2m－ 1)± 1，
m=1,2,… ；
n=2,4,6,… 时,
。
,2,116
,1,016
mm
mmk
图 6-14，不同 a时三相桥式 PWM逆变电路输出电压频谱图。
公用载波信号时的情况。
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
k
n
a=1.0a=0.8
a=0.5a=0
角频率 (nwc + kwr)
图 6-14 三相桥式 PWM逆变电路输出线电压频谱图谐波振幅
6-37
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率 wc整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的 是 wc± 2wr和 2wc± wr。
SPWM波中谐波主要是角频率为 wc,2wc及其附近的谐波，很容易滤除。
当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和 SPWM波的谐波分析一致。
谐波分析小结
6-38
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数直流电压利用率 —— 逆变电路输出交流电压基波最大幅值 U1m和直流电压 Ud之比 。
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力 。
减少器件的开关次数可以降低开关损耗 。
正弦波调制的三相 PWM逆变电路,调制度 a为 1时,输出线电压的基波幅值为,直流电压利用率为
0.866,实际还更低 。
梯形波调制方法的思路采用梯形波作为调制信号,可有效提高直流电压利用率 。
当梯形波幅值和三角波幅值相等时,梯形波所含的基波分量幅值更大 。
dU)2/3(
6-39
uc urU urV urWu
uUN'
O wt
O wt
O wt
O wt
uVN'
uUV
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数图 6-15 梯形波为调制信号的 PWM控制
1）梯形波调制方法的原理及波形梯形波的形状用 三角化率
s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底时梯形波的高,Uto为以 横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。
s =0时梯形波变为矩形波,s =1
时梯形波变为三角波 。
梯形波含低次谐波,PWM波含同样的低次谐波 。
低次谐波 （ 不包括由载波引起的谐波 ） 产生的波形畸变率为 d 。
6-40
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数图 6-16,d 和 U1m /Ud随
s 变化的情况。
图 6-17,s 变化时各次谐波分量幅值 Unm和基波幅值 U1m之比。
U
,d
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
d
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1m U d
Ud
U1m
图 6-16 s 变化时的 d 和直流电压利用率
s
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0s
5wr
0
0.1
0.2
7wr
11wr
13wr
U1mU mn
图 6-17 s 变化时的各次谐波含量梯形波调制的缺点,输出波形中含 5次,7次等低次谐波
s = 0.4时，谐波含量也较少,约为 3.6%，直流电压利用率为 1.03,综合效果较好。 d
6-41
2） 线电压控制方式
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
u
uc
r1u
O wt
urur1
u
O wt
ur3
图 6-18 叠加 3次谐波的调制信号对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。
目标 —— 使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。
直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为 相电压控制方式 。
鞍形波的基波分量幅值大。
除叠加 3次谐波外，还可叠加其他 3倍频的信号，也可叠加直流分量，
都不会影响线电压。
叠加三次谐波在相电压调制信号中叠加 3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含 3次谐波，
且三相的三次谐波相位相同。合成线电压时,3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。
6-42
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
3） 线电压控制方式举例
（叠加 3倍次谐波和直流分量）
叠加 up,既包含 3倍次谐波,也包含直流分量,up大小随正弦信号的大小而变化 。
设三角波载波幅值为 1,三相调制信号的正弦分别为 urU1,urV1和 urW1,并令
(6-12)
则三相的调制信号分别为
pr W 1rW
pr V 1rV
pr U 1rU
uuu
uuu
uuu
1),,m i n ( r W 1r V 1r U 1p uuuu
图6- 19
u
c
u
r U 1
u
r V 1
u
r W 1
u
u
UN'
U
d
- U
d
O
t
O
u
rU
u
rV
u
rW
u
c
O
t
O
O
O
O
t
t
t
t
t
u
VN'
u
W N '
u
UV
u
1
- 1
1
- 1
- 0,5
u
P
2
U
d
2
U
d
图 6-19 线电压控制方式举例
6-43
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数不论 urU1,urV1和 urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有
1/3周期的值和三角波负峰值相等 。 在这 1/3周期中,不对调制信号值为 -1的相进行控制,只对其他两相进行控制,
这种控制方式称为 两相控制方式 。
优点
（ 1） 在 1/3周期内器件不动作,开关损耗减少 1/3。
（ 2） 最大输出线电压基波幅值为 Ud,直流电压利用率提高 。
（ 3） 输出线电压不含低次谐波,优于梯形波调制方式 。
6-44
6.2.6 PWM逆变电路的多重化
PWM多重化逆变电路,一般目的：提高等效开关频率,
减少开关损耗,减少和载波有关的谐波分量
PWM逆变电路 多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路（图 6-20，图 6-21)
图 6-20 二重 PWM型逆变电路两个单元逆变电路的载波信号相互错开 180°
输出端相对于直流电源中点 N’
的电压 uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,
已变为单极性 PWM波
6-45
6.2.6 PWM逆变电路的多重化输出线电压共有 0,(± 1/2)Ud、
± Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。
电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了。
输出电压所含谐波角频率仍可表示为 nwc+kwr，但其中 n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在 2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍。
图6-21
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
w t
u
UV
u
O
w t
O
w t
O
w t
O
w t
O
w t
u
U 1N '
u
U 2N '
u
UN'
u
VN'
2
U
d
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
6-46
6.3 PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法 —— 跟踪控制方法 。
把希望输出的波形作为指令信号,把实际波形作为反馈信号,通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各开关器件的通断,使实际的输出跟踪指令信号变化 。
常用的有 滞环比较方式 和 三角波比较方式 。
6-47
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角形比较方式
6-48
6.3.1 滞环比较方式
1) 跟踪型 PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。
tO
i i i*
+D Ii*
-D Ii*
图 6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例基本原理把指令电流 i*和实际输出电流 i的偏差 i*-i作为滞环比较器的输入。
V1（ 或 VD1） 通时,i增大
V2（ 或 VD2） 通时,i减小通过环宽为 2DI的滞环比较器的控制,i就在 i*+DI和 i*-DI的范围内，
呈锯齿状地跟踪指令电流 i*。
参数的影响环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大。
L大时,i的变化率小,跟踪慢；
L小时,i的变化率大,开关频率过高 。
滞环环宽电抗器 L的作用
6-49
6.3.1 滞环比较方式
2) 三相的情况图 6-25 三相电流跟踪型 PWM
逆变电路输出波形图 6-24 三相电流跟踪型
PWM逆变电路
6-50
6.3.1 滞环比较方式
3) 采用滞环比较方式的电流跟踪型 PWM变流电路有如下 特点 。
（ 1）硬件电路简单。
（ 2）实时控制，电流响应快。
（ 3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。
（ 4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多。
（ 5） 闭环控制，是各种跟踪型 PWM变流电路的共同特点。
6-51
6.3.1 滞环比较方式
4) 采用滞环比较方式实现电压跟踪控制把指令电压 u*和输出电压 u进行比较,滤除偏差信号中的谐波,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输出控制开关器件的通断,从而实现电压跟踪控制 。
图 6-26 电压跟踪控制电路举例
6-52
6.3.1 滞环比较方式和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈信号从电流变为电压 。
输出电压 PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当的滤波器滤除 。
u*=0时,输出电压 u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路 。
u*为直流信号时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽的矩形波 。
u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和 u* 相同,从而实现电压跟踪控制 。
6-53
6.3.2 三角形比较方式负载
+
- iU i*
U
+
- iV i*
V
+
- iW i*
W
Ud
C+-
C+-
C+-
三相三角波发生电路
A
A
A
(1) 基本原理不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通过闭环来进行控制。
把指令电流 i*U,i*V和 i*W和实际输出电流 iU,iV,iW进行比较，求出偏差，
通过放大器 A放大后，再去和三角波进行比较，产生 PWM波形。
放大器 A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。
(2) 特点开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。
为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波。
和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。
图 6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
6-54
6.3.2 三角形比较方式不用滞环比较器,而是设臵一个固定的时钟 。
以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样,根据偏差的极性来控制开关器件通断 。
在时钟信号到来的时刻,
如 i < i*,V1通,V2断,使 I 增大 。
如 i > i*,V1断,V2通,使 I 减小 。
每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小 。
采用定时比较方式时,器件的最高开关频率为时钟频率的
1/2。
和滞环比较方式相比,电流控制误差没有一定的环宽,控制的精度低一些 。
(3) 除上述两种比较方式外，还有 定时比较方式 。
6-55
6.4 PWM整流电路及其控制方法实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流 。
晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压,且其中谐波分量大,因此功率因数很低 。
二极管整流电路：虽位移因数接近 1,但输入电流中谐波分量很大,所以功率因数也很低 。
把逆变电路中的 SPWM控制技术用于整流电路,就形成了 PWM整流电路 。
控制 PWM整流电路,使其输入电流非常接近正弦波,且和输入电压同相位,功率因数近似为 1,也称 单位功率因数变流器,或 高功率因数整流器 。
6-56
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
6-57
1．单相 PWM整流电路图 6-28 单相 PWM整流电路
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前电压型的较多。
半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接。
单相半桥电路交流侧电感 Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的。
全桥电路直流侧电容只要一个就可以。 单相全桥电路
6-58
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
(1)单相全桥 PWM整流电路 的工作原理正弦信号波和三角波相比较的方法对图 6-28b中的 V1~V4进行
SPWM控制，就可以在桥的交流输入端 AB产生一个 SPWM波
uAB。
uAB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波。
由于 Ls的滤波作用，谐波电压只使 is产生很小的脉动。
当正弦信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的正弦波。
us一定时,is幅值和相位仅由 uAB中基波 uABf的幅值及其与 us的相位差决定。
改变 uABf的幅值和相位，可使 is和 us同相或反相,is比 us超前 90°,
或使 is与 us相位差为所需角度。
6-59
6.4.1 PWM整流电路的工作原理图 6-29 PWM整流电路的运行方式向量图
a)整流运行 b)逆变运行
c)无功补偿运行 d) 超前角为 j
d
j
·U
s
·U
L
·U
R
·U
AB
·I
s
d
·U
s
·U
R
·U
AB·I
s
·U
L
d
·U
s
·U
R
·U
AB
·I
s
·U
L
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s ·UL
Is
6-60
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
b)逆变运行
d
·U
s
·U
R
·U
AB·I
s
·U
L
a)整流运行
d
·U
s
·U
L
·U
R
·U
AB
·I
s a,滞后 相角 d,
和 同相,整流状态,
功率因数为 1。 PWM整流电路最基本的工作状态。
UAB sUIs
sU?
b,超前 相角 d,
和 反相，逆变状态，
说明 PWM整流电路可实现能量正反两个方向的流动，
这一特点对于需再生制动的交流电动机调速系统很重要
UAB sUIs
sU?
6-61
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
c)无功补偿运行
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s ·UL
d) 超前角为 j
j
d
·U
s
·U
R
·U
AB
Is
·U
L
c,滞后 相角 d，
超前 90°,电路向交流电源送出无功功率，
这时称为 静止无功功率发生器 （ Static Var
Generator— SVG） 。
UAB sUI
s
sU?
d：通过对 幅值和相位的控制，可以使 比超前或滞后任一角度 j 。
UAB
sUIs
6-62
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
(2)对 单相全桥 PWM整流电路 工作原理的进一步说明整流状态下,
us > 0时,（ V2,VD4,VD1,Ls） 和 （ V3,VD1,VD4,Ls） 分别组成两个升压斩波电路,以 （ V2,VD4,VD1,Ls） 为例 。
V2通时,us通过 V2,VD4向 Ls储能 。
V2关断时,Ls 中的储能 通过
VD1,VD4向 C充电 。
us < 0时,（ V1,VD3,VD2、
Ls）和（ V4,VD2,VD3,Ls）
分别组成两个升压斩波电路。
6-63
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
2．三相 PWM整流电路三相桥式 PWM整流电路，是最基本的 PWM整流电路之一，应用最广。
工作原理和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相。
进行 SPWM控制，在交流输入端 A,B和 C可得
SPWM电压，按图 6-29a
的相量图控制，可使 ia,ib、
ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为 1。
和单相相同，该电路也可工作在逆变运行状态及图 c
或 d的状态。
图 6-30 三相桥式 PWM整流电路负载
6-64
6.4.2 PWM整流电路的控制方法图 6-31 间接电流控制系统结构
1) 间接电流控制间接电流控制也称为 相位和幅值控制 。
按图 6-29a（ 逆变时为图 6-29b） 的相量关系来控制整流桥交流输入端电压,使得输入电流和电压同相位,从而得到功率因数为 1的控制效果 。
图 6-31,间接电流控制的系统结构图图中的 PWM整流电路为图 6-30 的三相桥式电路控制系 统的 闭环是整 流器 直流 侧电压控制环 。
有多种控制方法,根据有没有 引入电流反馈 可分为两种间接电流控制,直接电流控制 。
6-65
6.4.2 PWM整流电路的控制方法从整流运行向逆变运行转换首先负载电流反向而向 C充电,ud抬高,PI调节器出现负偏差,
id减小后变为负值,使交流输入电流相位和电压相位反相,实现逆变运行 。
稳态时,ud和 仍然相等,PI调节器输入恢复到零,id为负值,
并与逆变电流的大小对应 。
控制原理和实际的直流电压 ud比较后送入 PI调节器,PI调节器的输出为一直流电流信号 id,id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比。
稳态时,ud=,PI调节器输入为零,PI调节器的输出 id和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应。
*du
负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。
负载电流增大时,C放电而使 ud下降,PI的输入端出现正偏差，使其输出 id增大，进而使交流输入电流增大，也使 ud回升。达到新的稳态时,ud和 相等,PI调节器输入仍恢复到零，而 id则稳定为新的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应。
*du
*du
*du
6-66
6.4.2 PWM整流电路的控制方法控制系统中其余部分的工作原理图中上面的乘法器是 id分别乘以和 a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,再乘以电阻 R,得到各相电流在 Rs上的压降 uRa,uRb和 uRc。
图中下面的乘法器是 id分别乘以比 a,b,c三相相电压相位超前 π/2的余弦信号,再乘以电感 L的感抗,得到各相电流在电感 Ls上的压降
uLa,uLb和 uLc。
各相电源相电压 ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在电阻 R和电感 L上的压降,就可得到所需要的交流输入端各相的相电压 uA、
uB和 uC的信号,用该信号对三角波载波进行调制,得到 PWM开关信号去控制整流桥,就可以得到需要的控制效果 。
存在的问题在信号运算过程中用到电路参数 Ls和 Rs,当 Ls和 Rs的运算值和实际值有误差时,会影响到控制效果 。
是基于系统的静态模型设计的,其动态特性较差 。
间接电流控制的系统应用较少 。
6-67
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
2) 直接电流控制有不同的电流跟踪控制方法，图 6-32给出一种最常用的采用电流滞环比较方式的控制系统结构图。
图 6-32 直接电流控制系统结构图通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。
6-68
6.4.2 PWM整流电路的控制方法控制系统组成双闭环控制系统,外环是直流电压控制环,内环是交流电流控制环 。
外环的结构,工作原理和图 6-31间接电流控制系统相同 。
外环 PI调节器的输出为 id,id分别乘以和 a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,得到三相交流电流的正弦指令信号,和 。
,和 分别和各自的电源电压同相位,其幅值和反映负载电流大小的直流信号 id成正比,这是整流器运行时所需的交流电流指令信号 。
指令信号和实际交流电流信号比较后,通过滞环对器件进行控制,便可使实际交流输入电流跟踪指令值 。
*ai *
bi
*ci
*ai *bi *ci
6-69
6.4.2 PWM整流电路的控制方法图 6-32 直接电流控制系统结构图优点控制系统结构简单,电流响应速度快,系统鲁棒性好 。
获得了较多的应用
6-70
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术的地位
PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛的应用,并对电力电子技术产生了十分深远影响的一项技术 。
器件与 PWM技术的关系
IGBT,电力 MOSFET等为代表的全控型器件的不断完善给 PWM控制技术提供了强大的物质基础 。
PWM控制技术用于直流斩波电路直流斩波电路实际上就是直流 PWM电路,是 PWM控制技术应用较早也成熟较早的一类电路,应用于直流电动机调速系统就构成广泛应用的 直流脉宽调速系统 。
6-71
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术用于交流 — 交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是 PWM控制技术在这类电路中应用的代表 。
目前其应用都还不多 。
但矩阵式变频电路因其容易实现集成化,可望有良好的发展前景 。
6-72
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术用于 逆变电路
PWM控制技术在逆变电路中的应用最具代表性 。
正是由于在逆变电路中广泛而成功的应用,才奠定了
PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位 。
除功率很大的逆变装臵外,不用 PWM控制的逆变电路已十分少见 。
第 5章因尚未涉及到 PWM控制技术,因此对逆变电路的介绍是不完整的 。 学完本章才能对逆变电路有较完整的认识 。
6-73
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术用于 整流电路
PWM控制技术用于整流电路即构成 PWM整流电路 。
可看成逆变电路中的 PWM技术向整流电路的延伸 。
PWM整流电路已获得了一些应用,并有良好的应用前景 。
PWM整流电路作为对第 2章的补充,可使我们对整流电路有更全面的认识 。
6-74
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术与 相位控制技术以第 2章相控整流电路和第 4章交流调压电路为代表的相位控制技术 至今在电力电子电路中仍占据着 重要 地位 。
以 PWM控制技术为代表的 斩波控制技术 正在越来越占据着 主导 地位 。
相位控制和斩波控制分别简称 相控 和 斩控 。
把两种技术对照学习,对电力电子电路的控制技术会有更明晰的认识 。
第六章 PWM控制技术引言
6.1 PWM控制的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小结
6-2
第六章 PWM控制技术? 引言
PWM (Pulse Width Modulation)控制就是脉宽调制技术,即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值 )。
第 3,4章已涉及到 PWM控制，第 3章 直流斩波电路采用的就 PWM技术；第 4章的 4.1斩控式调压电路 和
4.4矩阵式变频电路 都涉及到了。
6-3
第六章 PWM控制技术? 引言
PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使得实现 PWM控制变得十分容易。
PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装臵的性能大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。
PWM控制技术正是有赖于在 逆变电路 中的成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。现在使用的各种逆变电路都采用了 PWM技术，因此，本章和第 5章（逆变电路）相结合，才能使我们对逆变电路有完整地认识。
6-4
6.1 PWM控制的基本思想
1） 重要理论基础 —— 面积等效原理冲量 相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其 效果基本相同 。
冲量 窄脉冲的面积效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
d)单位脉冲函数
f (t)
d (t)
tO
a)矩形脉冲 b)三角形脉冲 c)正弦半波脉冲
tOtOtO
f (t)f (t)f (t)
6-5
6.1 PWM控制的基本思想
b)
图 6-2 冲量相等的各种窄脉冲的响应波形具体的实例说明
,面积等效原理,
a）
u (t)－电压窄脉冲，
是电路的输入 。
i (t)－输出电流，是电路的响应。
6-6
O
u
ωt>
SPWM波
6.1 PWM控制的基本思想
O
u
ωt>
如何用一系列 等幅不等宽的脉冲 来代替一个正弦半波
O
u
ωt>
6-7
6.1 PWM控制的基本思想
O
u
ω t
>
若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。
O
u
ωt>
SPWM波
O
u
ωt>
如何用一系列 等幅不等宽的脉冲 来代替一个正弦半波
O
u
ωt>
6-8
6.1 PWM控制的基本思想
O w t
U d
-U d
对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到 PWM
波形，因此正弦波一个完整周期的等效 PWM波为：
O w t
U d
- U d
根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的 PWM
波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。
6-9
6.1 PWM控制的基本思想等 幅 PWM波输入电源是恒定直流第 3章的直流斩波电路
6.2节的 PWM逆变电路
6.4节的 PWM整流电路不等幅 PWM波输入电源是交流或不是恒定的直流
4.1节的斩控式交流调压电路
4.4节的矩阵式变频电路
O w t
Ud
-Ud
U
o ω t
6-10
6.1 PWM控制的基本思想
2） PWM电流波电流型逆变电路进行 PWM控制,得到的就是 PWM
电流波 。
PWM波可等效的各种波形直流斩波电路 直流波形
SPWM波 正弦波形等效成其他所需波形，如,
所需波形? 等效的 PWM波
0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms
-20V
0V
20V
6-11
6.2 PWM逆变电路及其控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用 PWM技术 。
逆变电路是 PWM控制技术最为重要的应用场合 。
本节内容构成了本章的主体 。
PWM逆变电路也可分为 电压型 和 电流型 两种，目前实用的 PWM逆变电路几乎都是电压型电路。
6-12
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调制法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路得谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路的多重化
6-13
6.2.1 计算法和调制法
1） 计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算 PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需 PWM波形。
本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。
6-14
6.2.1 计算法和调制法工作时 V1和 V2通断互补，
V3和 V4通断也互补。
以 uo正半周为例,V1通，
V2断,V3和 V4交替通断。
负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。
负载电流为正的区间,V1
和 V4导通时,uo等于 Ud 。
2） 调制法图 6－ 4 单相桥式 PWM逆变电路结合 IGBT单 相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明
6-15
6.2.1 计算法和调制法
2） 调制法图 6－ 4 单相桥式 PWM逆变电路
V4关断时，负载电流通过 V1和
VD3续流,uo=0
负载电流为负的区间,V1和
V4仍导通,io为负，实际上 io
从 VD1和 VD4流过，仍有
uo=Ud 。
V4关断 V3开通后,io从 V3和
VD1续流,uo=0。
uo总可得到 Ud和零两种电平。
uo负半周，让 V2保持通,V1保持断,V3和 V4交替通断,uo可得 -Ud和零两种电平。
6-16
6.2.1 计算法和调制法
3） 单极性 PWM控制 方式 （单相桥逆变）
ur正半周,V1保持 通,
V2保持 断 。
当 ur>uc时使 V4通,
V3断,uo=Ud 。
当 ur<uc时使 V4断,
V3通,uo=0 。
ur负半周,请同学们自己分析 。
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud表示 uo的基波分量在 ur和 uc的交点时刻控制 IGBT的通断 。
6-17
6.2.1 计算法和调制法
3） 双 极性 PWM控制方式 （单相桥逆变）
在 ur的半个周期内，三角波载波有正有负，
所得 PWM波也有正有负，其幅值只有 ± Ud
两种电平。
同样在调制信号 ur和载波信号 uc的交点时刻控制器件的通断。
ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同。
当 ur >uc时,给 V1和 V4导通信号，给
V2和 V3关断信号。
如 io>0,V1和 V4通，如 io<0,VD1和
VD4通,uo=Ud 。
当 ur<uc时,给 V2和 V3导通信号，给
V1和 V4关断信号。
如 io<0,V2和 V3通，如 io>0,VD2和
VD3通,uo=-Ud 。 图 6-6 双极性 PWM控制方式波形
ur ucu
O wt
O wt
uouofuo
Ud
-Ud
在 ur和 uc的交点时刻控制 IGBT的通断 。
6-18
6.2.1 计算法和调制法图 6-5 双极性 PWM控制方式波形
u r u cu
O wt
O wt
u ou ofu
oU
d
-U d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud
对照上述两图可以看出,单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制,由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。
6-19
6.2.1 计算法和调制法
4） 双极性 PWM控制 方式 （三相桥逆变）
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路三相 的 PWM控制公用三角波载波 uc
三相的调制信号 urU、
urV和 urW依次相差
120°
6-20
6.2.1 计算法和调制法
u cu rU u rV u rW
u
u UN'
u VN'
u WN'
u UN
u UV
U d
- U d
O? t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U d
2U d
2
U d
2U d
2
U d
3
U d
3
2 U d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形下面以 U相为例分析 控制规律,
当 urU>uc时，给 V1导通信号，
给 V4关断信号,uUN’=Ud/2。
当 urU<uc时，给 V4导通信号，
给 V1关断信号,uUN’=-Ud/2。
当给 V1(V4)加导通信号时，可能是 V1(V4)导通，也可能是
VD1(VD4)导通。
uUN’,uVN’和 uWN’ 的 PWM波形只有 ± Ud/2两种电平。
uUV波形可由 uUN’-uVN’得出，
当 1和 6通时,uUV=Ud，当 3和 4
通时,uUV=－ Ud，当 1和 3或 4
和 6通时,uUV=0。
6-21
6.2.1 计算法和调制法输出线电压 PWM波由 ± Ud和 0三种电平构成负载相电压 PWM波由 (± 2/3)Ud、
(± 1/3)Ud和 0共 5种电平组成。
防直通的死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。
死区时间会给输出的 PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。
u cu rU u rV u rW
u
u UN'
u VN'
u WN'
u UN
u UV
U d
- U d
O? t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U d
2U d
2
U d
2U d
2
U d
3
U d
3
2 U d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
6-22
6.2.1 计算法和调制法
5） 特定谐波消去法
(Selected Harmonic Elimination PWM— SHEPWM)
这是计算法中一种较有代表性的方法。
输出电压 半 周期内，器件通、断各 3次（不包括 0和 π），共 6个开关时刻可控。
为减少谐波并简化 控制，
要尽量使波形对称。 图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
O wt
uo
Ud
-Ud
2pp
a1
a2
a3
6-23
6.2.1 计算法和调制法首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，
即 (6-1)
)()( pww tutu
其次,为消除谐波中余弦项,应使波形在正半周期内前后 1/4周期以 π/2为轴线对称
(6-2))()( tutu wpw
同时满足式 （ 6-1）,（ 6-2） 的波形称为四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为
(6-3)
式中,an为
,5,3,1
s i n)(
n
n tnatu ww
20 ds i n)(4
p
wwwp ttntua n
6-24
6.2.1 计算法和调制法图 6-9，能独立控制 a1,a 2和 a 3共 3个时刻。该波形的 an
为式中 n=1,3,5,…
)c os2c os2c os21(
2
d)s i n
2
(ds i n
2
d)s i n
2
(ds i n
2
4
321
2
0
3
3
2
2
1
1
aaa
p
wwww
wwww
p
p
a
a
a
a
a
a
nnn
n
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
a
d
dd
dd
n
O wt
uo
Ud
-Ud
2pp
a1
a2
a3
确定 a1的值，再令两个不同的
an=0(n=1,3,5… )，
就可建三个方程，
求得 a1,a2和 a3 。
图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
6-25
消去两种特定频率的谐波
6.2.1 计算法和调制法在三相对称电路的线电压中,相电压所含的 3次谐波相互抵消 。
可考虑消去 5次和 7次谐波,得如下联立方程：
给定 a1,解方程可得 a1,a2和 a3。 a1变,a1,a2和 a3也相应改变 。
0)7c os27c os27c os21(
7
2
0)5c os25c os25c os21(
5
2
)c os2c os2c os21(
2
321
d
7
321
d
5
321
d
1
aaa
p
aaa
p
aaa
p
U
a
U
a
U
a
（ 6－ 5）
6-26
6.2.1 计算法和调制法一般在输出电压半周期内，器件通、断各 k次，考虑到
PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值外，可消去 k－ 1个频率的特定谐波。
k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。
除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在 6.3节介绍。
6-27
6.2.2 异步调制和同步调制根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，
PWM调制方式分为 异步调制 和 同步调制 。
通常保持 fc固定不变，当 fr变化时，载波比 N是变化的在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称当 fr较低时,N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小当 fr增高时,N减小，一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不对称的影响就变大载波比 载波频率 fc与调制信号频率 fr之比,N= fc / fr
1） 异步调制 载波信号和调制信号不同步的调制方式
6-28
6.2.2 异步调制和同步调制
2） 同步调制
—— 载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即 N等于常数。
ucurU urV urWu
uUN'
uVN'
O t
t
t
tO
O
O
uWN'
2
Ud
2Ud
图 6-10 同步调制三相 PWM波形基本同步调制方式,fr变化时 N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。
三相电路中公用一个三角波载波，且取 N为 3的整数倍，使三相输出对称。
为使一相的 PWM波正负半周镜对称,N应取奇数。
fr很低时,fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。
fr很高时,fc会过高，使开关器件难以承受。
6-29
6.2.2 异步调制和同步调制
3） 分段同步调制 ——
异步调制和同步调制的综合应用。
把整个 fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持 N恒定，
不同频段的 N不同。
在 fr高的频段采用较低的 N,使载波频率不致过高；在 fr低的频段采用较高的 N,使载波频率不致过低 。
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
2,4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
9
9
6
9
4
5
3
3
2
1
图6-11
f
r
/Hz
f
c
/
k
H
z
为防止 fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。
图 6-11 分段同步调制方式举例
6-30
6.2.3 规则采样法
1）自然采样法：
按照 SPWM控制的基本原理产生的 PWM波的方法，其求解复杂，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。
ucu
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
2）规则采样法工程实用方法，效果接近自然采 样法，计算 量小得多。
6-31
6.2.3 规则采样法三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc 。
自然采样法中，脉冲中点不和三角波 (负峰点 )重合。
规则采样法使两者重合，使计算大为减化。
如图所示确定 A,B点，在 tA和 tB时刻控制开关器件的通断。
脉冲宽度 d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。
规则采样法 原理 u
c
u
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
6-32
6.2.3 规则采样法规则采样法计算公式推导正弦调制信号波 tau rs inr w?
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度
)s i n1(421' Drcc taTT wdd (6-7)
a称为 调制度,0≤a<1；
wr为信号波角频率从图 6-12得,
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta
d
w
)s i n1(2 Drc taT wd (6-6)
ucu
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
6-33
6.2.3 规则采样法
3） 三相桥逆变电路 的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120°
同一三角波周期内三相的脉宽分别为 dU,dV和 dW，脉冲两边的间隙宽度分别为 d′U,d′ V和 d′ W，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式 (6-6)得由式 (6-7)得
2
3 c
WVU
T ddd
4
3''' c
W V U
T ddd
利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
(6-8)
(6-9)
6-34
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量。
谐波 频率和幅值 是衡量 PWM逆变电路性能的重要指标之一。
分析以 双极性 SPWM波形为准。
同步调制可看成异步调制的 特殊 情况，只分析异步调制方式。
分析方法以载波周期为基础，再利用 贝塞尔函数 推导出
PWM波的 傅里叶级数 表达式。
尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。
6-35
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
c +k r)角频率 (nw w
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
谐波振幅
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
k
n
a=1.0a=0.8
a=0.5a=0
图 6-13，不同 a时单相桥式 PWM逆变电路输出电压频谱图。
1） 单相的分析结果谐波角频率为,
10)-(6rc ww kn?
式中,n=1,3,5,… 时,k=0,2,4,… ；
n=2,4,6,… 时,k=1,3,5,…
PWM波中不含低次谐波，只含 wc及其附近的谐波以及 2wc,3wc等及其附近的谐波。
图 6-13 单相 PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
6-36
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
2） 三相的分析结果公用载波信号时的情况输出线电压中的谐波角频率为
11)-(6rc ww kn?
式中,n=1,3,5,… 时,k=3(2m－ 1)± 1，
m=1,2,… ；
n=2,4,6,… 时,
。
,2,116
,1,016
mm
mmk
图 6-14，不同 a时三相桥式 PWM逆变电路输出电压频谱图。
公用载波信号时的情况。
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
k
n
a=1.0a=0.8
a=0.5a=0
角频率 (nwc + kwr)
图 6-14 三相桥式 PWM逆变电路输出线电压频谱图谐波振幅
6-37
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率 wc整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的 是 wc± 2wr和 2wc± wr。
SPWM波中谐波主要是角频率为 wc,2wc及其附近的谐波，很容易滤除。
当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和 SPWM波的谐波分析一致。
谐波分析小结
6-38
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数直流电压利用率 —— 逆变电路输出交流电压基波最大幅值 U1m和直流电压 Ud之比 。
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力 。
减少器件的开关次数可以降低开关损耗 。
正弦波调制的三相 PWM逆变电路,调制度 a为 1时,输出线电压的基波幅值为,直流电压利用率为
0.866,实际还更低 。
梯形波调制方法的思路采用梯形波作为调制信号,可有效提高直流电压利用率 。
当梯形波幅值和三角波幅值相等时,梯形波所含的基波分量幅值更大 。
dU)2/3(
6-39
uc urU urV urWu
uUN'
O wt
O wt
O wt
O wt
uVN'
uUV
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数图 6-15 梯形波为调制信号的 PWM控制
1）梯形波调制方法的原理及波形梯形波的形状用 三角化率
s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底时梯形波的高,Uto为以 横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。
s =0时梯形波变为矩形波,s =1
时梯形波变为三角波 。
梯形波含低次谐波,PWM波含同样的低次谐波 。
低次谐波 （ 不包括由载波引起的谐波 ） 产生的波形畸变率为 d 。
6-40
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数图 6-16,d 和 U1m /Ud随
s 变化的情况。
图 6-17,s 变化时各次谐波分量幅值 Unm和基波幅值 U1m之比。
U
,d
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
d
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1m U d
Ud
U1m
图 6-16 s 变化时的 d 和直流电压利用率
s
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0s
5wr
0
0.1
0.2
7wr
11wr
13wr
U1mU mn
图 6-17 s 变化时的各次谐波含量梯形波调制的缺点,输出波形中含 5次,7次等低次谐波
s = 0.4时，谐波含量也较少,约为 3.6%，直流电压利用率为 1.03,综合效果较好。 d
6-41
2） 线电压控制方式
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
u
uc
r1u
O wt
urur1
u
O wt
ur3
图 6-18 叠加 3次谐波的调制信号对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。
目标 —— 使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。
直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为 相电压控制方式 。
鞍形波的基波分量幅值大。
除叠加 3次谐波外，还可叠加其他 3倍频的信号，也可叠加直流分量，
都不会影响线电压。
叠加三次谐波在相电压调制信号中叠加 3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含 3次谐波，
且三相的三次谐波相位相同。合成线电压时,3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。
6-42
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
3） 线电压控制方式举例
（叠加 3倍次谐波和直流分量）
叠加 up,既包含 3倍次谐波,也包含直流分量,up大小随正弦信号的大小而变化 。
设三角波载波幅值为 1,三相调制信号的正弦分别为 urU1,urV1和 urW1,并令
(6-12)
则三相的调制信号分别为
pr W 1rW
pr V 1rV
pr U 1rU
uuu
uuu
uuu
1),,m i n ( r W 1r V 1r U 1p uuuu
图6- 19
u
c
u
r U 1
u
r V 1
u
r W 1
u
u
UN'
U
d
- U
d
O
t
O
u
rU
u
rV
u
rW
u
c
O
t
O
O
O
O
t
t
t
t
t
u
VN'
u
W N '
u
UV
u
1
- 1
1
- 1
- 0,5
u
P
2
U
d
2
U
d
图 6-19 线电压控制方式举例
6-43
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数不论 urU1,urV1和 urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有
1/3周期的值和三角波负峰值相等 。 在这 1/3周期中,不对调制信号值为 -1的相进行控制,只对其他两相进行控制,
这种控制方式称为 两相控制方式 。
优点
（ 1） 在 1/3周期内器件不动作,开关损耗减少 1/3。
（ 2） 最大输出线电压基波幅值为 Ud,直流电压利用率提高 。
（ 3） 输出线电压不含低次谐波,优于梯形波调制方式 。
6-44
6.2.6 PWM逆变电路的多重化
PWM多重化逆变电路,一般目的：提高等效开关频率,
减少开关损耗,减少和载波有关的谐波分量
PWM逆变电路 多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路（图 6-20，图 6-21)
图 6-20 二重 PWM型逆变电路两个单元逆变电路的载波信号相互错开 180°
输出端相对于直流电源中点 N’
的电压 uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,
已变为单极性 PWM波
6-45
6.2.6 PWM逆变电路的多重化输出线电压共有 0,(± 1/2)Ud、
± Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。
电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了。
输出电压所含谐波角频率仍可表示为 nwc+kwr，但其中 n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在 2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍。
图6-21
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
w t
u
UV
u
O
w t
O
w t
O
w t
O
w t
O
w t
u
U 1N '
u
U 2N '
u
UN'
u
VN'
2
U
d
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
6-46
6.3 PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法 —— 跟踪控制方法 。
把希望输出的波形作为指令信号,把实际波形作为反馈信号,通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各开关器件的通断,使实际的输出跟踪指令信号变化 。
常用的有 滞环比较方式 和 三角波比较方式 。
6-47
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角形比较方式
6-48
6.3.1 滞环比较方式
1) 跟踪型 PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。
tO
i i i*
+D Ii*
-D Ii*
图 6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例基本原理把指令电流 i*和实际输出电流 i的偏差 i*-i作为滞环比较器的输入。
V1（ 或 VD1） 通时,i增大
V2（ 或 VD2） 通时,i减小通过环宽为 2DI的滞环比较器的控制,i就在 i*+DI和 i*-DI的范围内，
呈锯齿状地跟踪指令电流 i*。
参数的影响环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大。
L大时,i的变化率小,跟踪慢；
L小时,i的变化率大,开关频率过高 。
滞环环宽电抗器 L的作用
6-49
6.3.1 滞环比较方式
2) 三相的情况图 6-25 三相电流跟踪型 PWM
逆变电路输出波形图 6-24 三相电流跟踪型
PWM逆变电路
6-50
6.3.1 滞环比较方式
3) 采用滞环比较方式的电流跟踪型 PWM变流电路有如下 特点 。
（ 1）硬件电路简单。
（ 2）实时控制，电流响应快。
（ 3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。
（ 4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多。
（ 5） 闭环控制，是各种跟踪型 PWM变流电路的共同特点。
6-51
6.3.1 滞环比较方式
4) 采用滞环比较方式实现电压跟踪控制把指令电压 u*和输出电压 u进行比较,滤除偏差信号中的谐波,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输出控制开关器件的通断,从而实现电压跟踪控制 。
图 6-26 电压跟踪控制电路举例
6-52
6.3.1 滞环比较方式和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈信号从电流变为电压 。
输出电压 PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当的滤波器滤除 。
u*=0时,输出电压 u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路 。
u*为直流信号时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽的矩形波 。
u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和 u* 相同,从而实现电压跟踪控制 。
6-53
6.3.2 三角形比较方式负载
+
- iU i*
U
+
- iV i*
V
+
- iW i*
W
Ud
C+-
C+-
C+-
三相三角波发生电路
A
A
A
(1) 基本原理不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通过闭环来进行控制。
把指令电流 i*U,i*V和 i*W和实际输出电流 iU,iV,iW进行比较，求出偏差，
通过放大器 A放大后，再去和三角波进行比较，产生 PWM波形。
放大器 A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。
(2) 特点开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。
为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波。
和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。
图 6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
6-54
6.3.2 三角形比较方式不用滞环比较器,而是设臵一个固定的时钟 。
以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样,根据偏差的极性来控制开关器件通断 。
在时钟信号到来的时刻,
如 i < i*,V1通,V2断,使 I 增大 。
如 i > i*,V1断,V2通,使 I 减小 。
每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小 。
采用定时比较方式时,器件的最高开关频率为时钟频率的
1/2。
和滞环比较方式相比,电流控制误差没有一定的环宽,控制的精度低一些 。
(3) 除上述两种比较方式外，还有 定时比较方式 。
6-55
6.4 PWM整流电路及其控制方法实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流 。
晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压,且其中谐波分量大,因此功率因数很低 。
二极管整流电路：虽位移因数接近 1,但输入电流中谐波分量很大,所以功率因数也很低 。
把逆变电路中的 SPWM控制技术用于整流电路,就形成了 PWM整流电路 。
控制 PWM整流电路,使其输入电流非常接近正弦波,且和输入电压同相位,功率因数近似为 1,也称 单位功率因数变流器,或 高功率因数整流器 。
6-56
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
6-57
1．单相 PWM整流电路图 6-28 单相 PWM整流电路
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前电压型的较多。
半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接。
单相半桥电路交流侧电感 Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的。
全桥电路直流侧电容只要一个就可以。 单相全桥电路
6-58
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
(1)单相全桥 PWM整流电路 的工作原理正弦信号波和三角波相比较的方法对图 6-28b中的 V1~V4进行
SPWM控制，就可以在桥的交流输入端 AB产生一个 SPWM波
uAB。
uAB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波。
由于 Ls的滤波作用，谐波电压只使 is产生很小的脉动。
当正弦信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的正弦波。
us一定时,is幅值和相位仅由 uAB中基波 uABf的幅值及其与 us的相位差决定。
改变 uABf的幅值和相位，可使 is和 us同相或反相,is比 us超前 90°,
或使 is与 us相位差为所需角度。
6-59
6.4.1 PWM整流电路的工作原理图 6-29 PWM整流电路的运行方式向量图
a)整流运行 b)逆变运行
c)无功补偿运行 d) 超前角为 j
d
j
·U
s
·U
L
·U
R
·U
AB
·I
s
d
·U
s
·U
R
·U
AB·I
s
·U
L
d
·U
s
·U
R
·U
AB
·I
s
·U
L
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s ·UL
Is
6-60
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
b)逆变运行
d
·U
s
·U
R
·U
AB·I
s
·U
L
a)整流运行
d
·U
s
·U
L
·U
R
·U
AB
·I
s a,滞后 相角 d,
和 同相,整流状态,
功率因数为 1。 PWM整流电路最基本的工作状态。
UAB sUIs
sU?
b,超前 相角 d,
和 反相，逆变状态，
说明 PWM整流电路可实现能量正反两个方向的流动，
这一特点对于需再生制动的交流电动机调速系统很重要
UAB sUIs
sU?
6-61
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
c)无功补偿运行
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s ·UL
d) 超前角为 j
j
d
·U
s
·U
R
·U
AB
Is
·U
L
c,滞后 相角 d，
超前 90°,电路向交流电源送出无功功率，
这时称为 静止无功功率发生器 （ Static Var
Generator— SVG） 。
UAB sUI
s
sU?
d：通过对 幅值和相位的控制，可以使 比超前或滞后任一角度 j 。
UAB
sUIs
6-62
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
(2)对 单相全桥 PWM整流电路 工作原理的进一步说明整流状态下,
us > 0时,（ V2,VD4,VD1,Ls） 和 （ V3,VD1,VD4,Ls） 分别组成两个升压斩波电路,以 （ V2,VD4,VD1,Ls） 为例 。
V2通时,us通过 V2,VD4向 Ls储能 。
V2关断时,Ls 中的储能 通过
VD1,VD4向 C充电 。
us < 0时,（ V1,VD3,VD2、
Ls）和（ V4,VD2,VD3,Ls）
分别组成两个升压斩波电路。
6-63
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
2．三相 PWM整流电路三相桥式 PWM整流电路，是最基本的 PWM整流电路之一，应用最广。
工作原理和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相。
进行 SPWM控制，在交流输入端 A,B和 C可得
SPWM电压，按图 6-29a
的相量图控制，可使 ia,ib、
ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为 1。
和单相相同，该电路也可工作在逆变运行状态及图 c
或 d的状态。
图 6-30 三相桥式 PWM整流电路负载
6-64
6.4.2 PWM整流电路的控制方法图 6-31 间接电流控制系统结构
1) 间接电流控制间接电流控制也称为 相位和幅值控制 。
按图 6-29a（ 逆变时为图 6-29b） 的相量关系来控制整流桥交流输入端电压,使得输入电流和电压同相位,从而得到功率因数为 1的控制效果 。
图 6-31,间接电流控制的系统结构图图中的 PWM整流电路为图 6-30 的三相桥式电路控制系 统的 闭环是整 流器 直流 侧电压控制环 。
有多种控制方法,根据有没有 引入电流反馈 可分为两种间接电流控制,直接电流控制 。
6-65
6.4.2 PWM整流电路的控制方法从整流运行向逆变运行转换首先负载电流反向而向 C充电,ud抬高,PI调节器出现负偏差,
id减小后变为负值,使交流输入电流相位和电压相位反相,实现逆变运行 。
稳态时,ud和 仍然相等,PI调节器输入恢复到零,id为负值,
并与逆变电流的大小对应 。
控制原理和实际的直流电压 ud比较后送入 PI调节器,PI调节器的输出为一直流电流信号 id,id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比。
稳态时,ud=,PI调节器输入为零,PI调节器的输出 id和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应。
*du
负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。
负载电流增大时,C放电而使 ud下降,PI的输入端出现正偏差，使其输出 id增大，进而使交流输入电流增大，也使 ud回升。达到新的稳态时,ud和 相等,PI调节器输入仍恢复到零，而 id则稳定为新的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应。
*du
*du
*du
6-66
6.4.2 PWM整流电路的控制方法控制系统中其余部分的工作原理图中上面的乘法器是 id分别乘以和 a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,再乘以电阻 R,得到各相电流在 Rs上的压降 uRa,uRb和 uRc。
图中下面的乘法器是 id分别乘以比 a,b,c三相相电压相位超前 π/2的余弦信号,再乘以电感 L的感抗,得到各相电流在电感 Ls上的压降
uLa,uLb和 uLc。
各相电源相电压 ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在电阻 R和电感 L上的压降,就可得到所需要的交流输入端各相的相电压 uA、
uB和 uC的信号,用该信号对三角波载波进行调制,得到 PWM开关信号去控制整流桥,就可以得到需要的控制效果 。
存在的问题在信号运算过程中用到电路参数 Ls和 Rs,当 Ls和 Rs的运算值和实际值有误差时,会影响到控制效果 。
是基于系统的静态模型设计的,其动态特性较差 。
间接电流控制的系统应用较少 。
6-67
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
2) 直接电流控制有不同的电流跟踪控制方法，图 6-32给出一种最常用的采用电流滞环比较方式的控制系统结构图。
图 6-32 直接电流控制系统结构图通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。
6-68
6.4.2 PWM整流电路的控制方法控制系统组成双闭环控制系统,外环是直流电压控制环,内环是交流电流控制环 。
外环的结构,工作原理和图 6-31间接电流控制系统相同 。
外环 PI调节器的输出为 id,id分别乘以和 a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,得到三相交流电流的正弦指令信号,和 。
,和 分别和各自的电源电压同相位,其幅值和反映负载电流大小的直流信号 id成正比,这是整流器运行时所需的交流电流指令信号 。
指令信号和实际交流电流信号比较后,通过滞环对器件进行控制,便可使实际交流输入电流跟踪指令值 。
*ai *
bi
*ci
*ai *bi *ci
6-69
6.4.2 PWM整流电路的控制方法图 6-32 直接电流控制系统结构图优点控制系统结构简单,电流响应速度快,系统鲁棒性好 。
获得了较多的应用
6-70
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术的地位
PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛的应用,并对电力电子技术产生了十分深远影响的一项技术 。
器件与 PWM技术的关系
IGBT,电力 MOSFET等为代表的全控型器件的不断完善给 PWM控制技术提供了强大的物质基础 。
PWM控制技术用于直流斩波电路直流斩波电路实际上就是直流 PWM电路,是 PWM控制技术应用较早也成熟较早的一类电路,应用于直流电动机调速系统就构成广泛应用的 直流脉宽调速系统 。
6-71
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术用于交流 — 交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是 PWM控制技术在这类电路中应用的代表 。
目前其应用都还不多 。
但矩阵式变频电路因其容易实现集成化,可望有良好的发展前景 。
6-72
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术用于 逆变电路
PWM控制技术在逆变电路中的应用最具代表性 。
正是由于在逆变电路中广泛而成功的应用,才奠定了
PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位 。
除功率很大的逆变装臵外,不用 PWM控制的逆变电路已十分少见 。
第 5章因尚未涉及到 PWM控制技术,因此对逆变电路的介绍是不完整的 。 学完本章才能对逆变电路有较完整的认识 。
6-73
第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术用于 整流电路
PWM控制技术用于整流电路即构成 PWM整流电路 。
可看成逆变电路中的 PWM技术向整流电路的延伸 。
PWM整流电路已获得了一些应用,并有良好的应用前景 。
PWM整流电路作为对第 2章的补充,可使我们对整流电路有更全面的认识 。
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第六章 PWM控制技术? 小结
PWM控制技术与 相位控制技术以第 2章相控整流电路和第 4章交流调压电路为代表的相位控制技术 至今在电力电子电路中仍占据着 重要 地位 。
以 PWM控制技术为代表的 斩波控制技术 正在越来越占据着 主导 地位 。
相位控制和斩波控制分别简称 相控 和 斩控 。
把两种技术对照学习,对电力电子电路的控制技术会有更明晰的认识 。
