1
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
2
第 6章 PWM控制技术
PWM控制 对脉冲的宽度进行调制的技术
通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等
效的获得所需要的波形（含形状和幅值）
直流斩波电路
斩控式交流调压电路
矩阵式变频电路
3
6.1 PWM控制的基本原理
采样控制理论中一个重要结论
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节
上时，其效果基本相同
冲量 窄脉冲的面积
效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同
?如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频
段非常接近，仅在高频段略有差异
4
?图 a为方波窄脉冲、图
b为三角波窄脉冲、图 c
为正弦半波窄脉冲，它
们的面积都等于 1，当它
们分别加在具有惯性的
同一环节上时，其输出
响应基本相同
?当窄脉冲变为图 6-1d的
单位冲击函数 δ （ t）时，
环节的响应即为该环节
的脉冲过渡函数
f (t)
d (t)
tO
a) b)
c) d)
tO
f (t)
tO
f (t)
tO
f (t)
图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
5
i (t )
u ( t)
i(t)
t0
a)
b)
图 6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
? u(t)为电压窄脉冲，为电
路的输入，电流 i(t)为电路的
输出,i(t)的上升阶段，脉冲
形状不同,i(t)得形状也略有
不同，但其下降段则几乎完
全相同，脉冲越窄，各 i(t)波
形的差异也越小
如周期性地施加上述脉冲，
则响应 i(t)也是周期性的
?用傅里叶级数分解后，各
i(t)在低频段的特性将非常接
近，仅在高频段有所不同
? 上述原理为 面积等效原理,
是 PWM控制技术的重要理论
基础
6
O
u
ω t
>
?将图 6-3a的正弦波分成 N个
比此相连的脉冲序列所组成的
波形，这些脉冲宽度相等，为
π /N，但幅值不等，各脉冲
幅值按正弦规律变化
O
u
ω t
>
a
O
u
ωt>
b
图 6-3 用 PWM波代替正弦半波
如将 脉冲序列用相同数量的
等幅不等宽的矩形脉冲代替，
使矩形脉冲的重点和相应的正
弦波部分的中点重合，且使矩
形脉冲和相应的正弦波部分面
积相等，得图 6-3b脉冲序列，
即 PWM波形
7
脉冲的宽度按正弦规律变化而
和正弦波等效的 PWM波形SPWM波形
SPWM波形 等幅 PWM（直流电源产生）
不等幅 PWM（交流电源产生）
直流斩波电路得到的 PWM波是等效直流波形，
SPWM波得到的是等效正弦波
8
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
9
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
10
6.2.1 计算法和调制法
计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉
冲数，准确计算 PWM波各脉冲宽度
和间隔，据此控制逆变电路开关器
件的通断，就可得到所需 PWM波形
调制法
把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号
作为载波，通过信号波得调制得到所期望的 PWM波形
11
等腰三角波
或锯齿波
等腰三角波上任一点的水平宽度
和高度成线性关系，且左右对称，
当它与任何一个平缓变化的调制
信号波相交时，如在交点时刻对
电路中开关器件的通断进行控制，
就可得到宽度正比于信号波幅值
的脉冲
调制法
把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号
作为载波，通过信号波得调制得到所期望的 PWM波形
12
信号波
载波
图6 - 4
调制
电路
U
d
+
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
R L
u
r
u
c
图 6-4 单相桥式 PWM逆变电路
?V1和 V2通断互补,V3
和 V4通断也互补
? uo正半周时,V1导通，
V2关断,V3和 V4交替通
断
? 负载电流比电压滞后，
在电压正半周，电流有
一段区间为正，一段区
间为负
阻感负载
负载电流为正的区间，
V1和 V4导通时,uo等于
Ud
?V4关断时，负载电流
通过 V1和 VD3续流，
uo=0
?负载电流为负的区间，
V1和 V4仍导通,io为负，
实际上 io从 VD1和 VD4流
过，仍有 uo=Ud
? V4关断,V3开通后，
io从 V3和 VD1续流,uo=0
uo总可得到 Ud和零两
种电平
? uo负半周，让 V2保持
通,V1保持断,V3和 V4
交替通断,uo可得 -Ud和
零两种电平
13
图6 - 5
u
r
u
c
u
O
? t
O
? t
u
o
u
of
u
o
U
d
- U
d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
?调制信号 ur为正弦波，载
波 uc在 ur的正半周为正极性
的三角波，在负半周为负正
极性的三角波
?在 ur和 uc的交点时刻控制
IGBT的通断
?ur正半周,V1保持通,V2
保持断
? 当 ur>uc时使 V4通,V3断，
uo=Ud
?当 ur<uc时使 V4断,V3通，
uo=0
表示 uo的基波分量
单极性 PWM控制方式
（单相桥逆变）
Ur负半周,V1保持断,V2
保持通
? 当 ur<uc时使 V3通,V4断，
uo=－ Ud
?当 ur>uc时使 V3断,V4通，
uo=0
单极性 PWM控制方式
Ur半个周期内三角波载波
只在正极性或负极性一种
极性范围内变化，所得
PWM波形的控制方法
14
图6 - 6
u
r
u
cu
O
? t
O
? t
u
o
u
ofu
o
U
d
- U
d
图 6-5 双极性 PWM控制方式波形
双极性 PWM控制方式
（单相桥逆变） 双极性 PWM控制方式
在 ur的 半个周期内，三角
波载波有正有负，所得
PWM波也有正有负
? 在 ur的一个周期内, 输
出的 PWM波只有 ± Ud两种
电平
? 同样在调制信号 ur和载
波信号 uc的交点时刻控制
哥开关器件的通断
? ur正负半周, 对各开关
器件的控制规律相同
? 当 ur >uc时, 给 V1和 V4导
通信号, 给 V2和 V3关断信号
? 如 io>0,则 V1和 V4通,
? 如 io<0,VD1和 VD4通,
? 不管哪种情况 uo=Ud
?当 r<uc时, 给 V2和 V3导通
信号, 给 V1和 V4关断信号
? 如 io<0,V2和 V3通
? 如 io>0,VD2和 VD3通,
? 不管哪种情况 uo=-Ud
15
图6 - 7
调制
电路
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
c
V
6
VD
6
V
5
VD
5
V
U
W
NN'
C
+
C
+
u
rU
u
rV
u
rW
2
U
d
2
U
d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
双极性 PWM控制方式
（三相桥逆变） ?U,V和 W三相的
PWM控制通常公用三
角波载波 uc，三相的调
制信号 urU,urV和 urW依
次相差 120°
?U,V和 W各相功率
开关器件的控制规律
相同
当 urU>uc时，给 V1导
通信号，给 V4关断信号，
则 uUN’=Ud/2
?当 urU<uc时，给 V4导
通信号，给 V1关断信号，
则 uUN’=-Ud/2
?当给 V1(V4)加导通信
号时，可能是 V1(V4)导
通，也可能是二极管
VD1(VD4)续流导通
16
图6 - 8
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
u
W N '
u
UN
u
UV
U
d
- U
d
O
? t
O
O
O
O
O
? t
? t
? t
? t
? t
2
U
d
?
2
U
d
2
U
d
?
2
U
d
2
U
d
3
U
d
3
2 U
d
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
?uUN’,uVN’和 uWN’的 PWM
波形只有 ± Ud/2两种电平
?线电压波形 uUV的波形可
由 uUN’-uVN’得出
?当 1和 6通时,uUV=Ud
?当 3和 4通时,uUV=－ Ud
?当 1和 3或 4和 6通时,uUV=0
?逆变器输出线电压 PWM波由
± Ud和 0三种电平构成
?负载向电压 uUN可由下式求得
?负载相电压 PWM波由
(± 2/3)Ud,(± 1/3)Ud和 0共 5种电
平组成
3
'''
'
WNVNUN
UNUN
uuuuu ????
17
?同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通
而造成短路，在上下两臂切换时留一小段上下臂都施
加关断信号的死区时间
?死区时间的长短主要由功率开关器件的关断时间决定
?死区时间会给输出的 PWM波带来影响，使其稍稍偏
离正弦波
18
图6 - 9
O
? t
u
o
U
d
- U
d
2 ??
a
1
a
2
a
3
图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
特定谐波消去法
● 在输出电压半周期内，
器件通、断各 3次（不包
括 0和 π），共 6个开关时
刻可控
●首先，为消除偶次谐波，
使波形正负两半周期镜对
称，即
)()( ??? ??? tutu
(6-1)
19
)()( tutu ??? ??
?
?
?
?
?,5,3,1
s i n)(
n
n tnatu ??
?? 20 ds i n)(4
?
???
?
ttntua n
其次, 为消除谐波中余弦项, 应使波形在正半周期内前
后 1/4周期以 π/2为轴线对称, 即
同时满足式 （ 6-1）, （ 6-2） 的波形称为四分之一周期
对称波形, 用傅里叶级数表示为
式中, an为
(6-2)
(6-3)
20
图 6-9中, 能独立控制的只有 a1,a 2和 a 3共 3个时刻 。 该波
形的 an为
式中 n=1,3,5,…
?确定 a1的值, 再令两个不同的 an=0,就可建三个方程,
联立可求得 a1,a2和 a3,这样可消去两种特定频率的谐波
)c o s2c o s2c o s21(
2
d)s i n
2
(ds i n
2
d)s i n
2
(ds i n
2
4
321
2
0
3
3
2
2
1
1
???
?
????
????
?
?
?
?
?
?
?
?
nnn
n
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
a
d
dd
dd
n
????
?
?
?
???
?
?
?
???
??
??
(6-4)
21
在三相对称电路的线电压中, 相电压所含的 3次谐波相互
抵消, 可考虑消去 5次和 7次谐波, 得如下联立方程
给定 a1,解方程可得 a1,a2和 a3。 a1改变时, a1,a2和 a3
也相应改变
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?????
?????
????
0)7c o s27c o s27c o s21(
7
2
0)5c o s25c o s25c o s21(
5
2
)c o s2c o s2c o s21(
2
321
d
7
321
d
5
321
d
1
???
?
???
?
???
?
U
a
U
a
U
a
(6-5)
22
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
23
6.2.2 异步调制和同步调制
载波
比
载波频率 fc与调制信号
频率 fr之比,N= fc / fr
载波和信号波是否同步
及载波比的变化情况
异步调制 PWM调制方式分为 同步调制
24
1,异步调制
载波信号和调制信号不同步的调制方式
?通常保持 fc固定不变, 当 fr变化时, 载波比 N是变化的
?在信号波的半周期内, PWM波的脉冲个数不固定, 相
位也不固定, 正负半周期的脉冲不对称, 半周期内前后
1/4周期的脉冲也不对称
?当信号频率较低时, N较大, 一周期内脉冲数较多,
PWM波形接近正弦波
?当 信号频率 增高时, N减小, 一周期内的脉冲数减少,
使得输出 PWM波和正弦波差异变大
25
2,同步调制
载波比 N等于常数，在变频时使载波与信号波保持同
步的调制方式，
?在基本同步调制方式中,fr变化时 N不变，信号波一周
期内输出脉冲数是固定，脉冲相位也是固定的
?三相电路中公用一个三角波载波，且取 N为 3的整数倍，
使三相输出波形严格对称
?为使一相的 PWM波正负半周镜对称,N应取奇数
26
图6 - 1 0
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
O
t
t
t
t
O
O
O
u
W N '
2
U
d
?
2
U
d
图 6-10 同步调制三相 PWM波形
?当逆变电路输出频率很低
时,fc也很低,fc过低时由
调制带来的谐波不易滤除
?当逆变电路输出频率很高
时，同步调制时的载波频
率 fc会过高，使开关器件难
以承受
27
分段同步调制
?把逆变电路的输出频率范围划分成若干个频段，每
个频段内保持 N恒定，不同频段的 N不同
?在 fr高的频段采用较低的 N，使载波频率不致过高，
限制功率开关器件允许的范围
?在 fr低的频段采用较高的 N，使载波频率不致过低
而对负载产生不利影响
28
0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 6
2, 0
2, 4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
99
69 45 33
21
图6 - 1 1
f
r
/ H z
f
c
/
k
H
z
图 6-11 分段同步调制方式举例
?为防止载波频率在切换
点附近来回跳动，采用滞
后切换的方法
?在不同的频率段内，载
波频率的变化范围基本一
致,fc大约在 1.4~2.0KHz
之间
29
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
30
6.2.3 规则采样法
自然采样法按照 SPWM控制的基本原理，在正
弦波和三角波的自然交点时刻控制
功率开关的通断，这种生成 SPWM
波形的方法
规则采样法 工程实用方法，效果接近
自然采样法，计算量比自
然采样法小得多
31
图6 - 1 2
u
c
u
O t
u
r
T
c
A D
B
O t
u
o
t
A
t
D
t
B
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
? 取三角波两个正峰值之
间为一个采样周期 Tc
? 使脉冲中点 和三角波一
周期的中点（即负峰点）重
合，每个脉冲的中点都以相
应的三角波中点为对称，使
计算大为简化
?在三角波的负峰时刻 tD对
正弦信号波采样得 D点，过
D点作一水平直线和三角波
分别交于 A,B点，在 A点
时刻 tA和 B点时刻 tB控制功
率开关器件的通断
?这种规则采样法得到的
脉冲宽度和用自然采样法
得到的脉冲宽度非常接近
32
设正弦调制信号波为
式中,a称为调制度,0≤ a<1； ?r为信号波角频率，从图 6-12中
得以下关系式
因此可得
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 δ ’为
tau rs inr ??
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta ??
d
?
)s i n1(2 Drc taT ?d ??
(6-6)
? ? )s i n1(421' Drcc taTT ?dd ????
(6-7)
33
?三相桥逆变电路应形成三相 SPWM波形，三相的三角
波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120°
? 设同一三角波周期内三相的脉宽分别为 dU,dV和 dW，
脉冲两边的间隙宽度分别为 d’U,d’V和 d’W,同一时刻三
相调制波电压之和为零, 由式 (6-6)得
由式 (6-7)得
利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
2
3 c
WVU
T??? ddd
4
3''' c
W
V
U
T??? ddd
(6-8)
(6-9)
34
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
35
6,2.4 PWM逆变电路的谐波分析
PWM逆变电路使 输出电压输出电流 接近正弦波
?使用载波对正弦信号波调制，也产生和载波有关的谐
波分量
?谐波频率和幅值是衡量 PWM逆变电路性能的重要指
标之一
?同步调制可看成异步调制的特殊情况
36
1
0
0 2+
-
1 2 3
4+
-
0 2+
-
4+
-
0 1+
-
3+
-
5+
-
谐波振幅
图6 - 1 3
角频率 ( n ?
c
+ k ?
r
)
0, 2
0, 4
0, 6
0, 8
1, 0
1, 2
1, 4
k
n
a = 1, 0
a = 0, 8
a = 0, 5
a = 0
图 6-13 单相 PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
?包含的 谐波角频率为
式中
n=1,3,5,… 时,k=0,2,4,…
n=2,4,6,… 时,k=1,3,5,…
? PWM波中不含低次谐波，
只含 ?c及其附近的谐波以
及 2?c,3?c等及其附近的
谐波
rc ?? kn ?
(6-10)
37
1
0
0 2+
-
1 2 3
4+
-
0 2+
-
4+
-
0 1+
-
3+
-
5+
-
谐波振幅
图6 - 1 4
0, 2
0, 4
0, 6
0, 8
1, 0
1, 2
k
n
a = 1, 0
a = 0, 8
a = 0, 5
a = 0
角频率 ( n ?
c
+ k ?
r
)
图 6-14 三相桥式 PWM逆变电路输出线电压频谱图
?在输出线电压中，包含的
谐波角频率为
式中
? n=1,3,5,… 时，
k=3(2m－ 1)± 1,m=1,2,…
? n=2,4,6,… 时,
rc ?? kn ?
(6-11)
?
?
?
??
???
?
?
,2,116
,1,016
mm
mmk
?三相桥式 PWM逆变电路
可每相各有一个载波信号，
也可三相公用一个载波信
号
38
三相桥式逆变电路和单相桥式逆变电路比较
都不含低
次谐波
载波角频率 ?c整数倍的谐波没有了，谐
波中幅值较高的 是 ?c± 2?r和 2?c± ?r
共
同
区
别
SPWM波中谐波主要是角频率为 ?c,2?c及其附近的谐波
调制信号波不是
正弦波时，谐波
由两部分组成
对信号波本身进行谐
波分析所得的结果
由于信号波对载波的
调制而产生的谐波
39
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
40
6.2.5 提高直流电压利用率和减少
开关次数
衡量 PWM控制优劣 输出波形中所 含谐波多少
提高逆变电路直流电压利用率、减少开关次数
可提高逆变器的输出能力 可降低开关损耗
直流电压利用率 逆变电路输出交流电压基波最大 幅值 U
1m和直流电压 Ud之比
41
正弦波作为
调制信号
梯形波作为
调制信号
有效提高直流
电压利用率直流电压利用率低
当梯形波幅值和三角波幅值
相等时，梯形波所含的基波
分量幅值已超过三角波幅值
幅值不能超过
三角波幅值
42图6 - 1 5
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
U N '
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
u
V N '
u
UV
图 6-15 梯形波为调制信号的 PWM控制
?三角化率 s =Ut/Uto描述梯形
波的形状
? s =0时梯形波变为矩形波
? s =1时梯形波变为三角波
? 梯形波含低次谐波, 调制后
的 PWM波仍含同样的低次谐波
?低次谐波产生的波形畸变率
为 d
?s不同时, d 和直流电压利
用率 U1m/Ud也不同
43
0 0, 2 0, 4 0, 6 0, 8 1, 0
d
s
图6 - 1 6
0, 2
0, 4
0, 6
0, 8
1, 0
1, 2
U
1m
U
d
,d
U
d
U
1m
图 6-16 s 变化时的 d和直流电压利用率
?图 6-16 d和 U1m /Ud随 s
变化的情况
?s = 0.8左右时谐波含量
最少，但直流利用率也较
低
?s = 0.4时，谐波含量也
较少,d 约为 3.6%，直流
电压利用率为 1.03,是正
弦波调制的 1.19倍，综合效
果较好
44
0, 2 0, 4 0, 6 0, 8 1, 0
s
图6 - 1 7
5 ?
r
0
0, 1
0, 2
7 ?
r
11 ?
r
13 ?
r
U
1m
U
nm
?图 6-17,s 变化时各次谐
波分量幅值 Unm和基波幅值
U1m之比
?用梯形波调制时，输出波
形中含 5次,7次等低次谐波，
是梯形波调制的缺点
? 实际使用时，当正弦波
调制不能满足输出电压的要
求时，改用梯形波调制，以
提高直流电压利用率图 6-17 s 变化时的各次谐波含量
45
对两个线电压进行控制，
适当地利用多余的一个自
由度来改善控制性能
使输出线电压不含低次
谐波的同时尽可能提高
直流电压利用率，并尽
量减少器件开关次数
仍是对相电压进行控
制，但控制目标却是
线电压
线电压控
制方式
相电压控
制方式
相对线电压控制方式，
控制目标为相电压
46
图6 - 1 8
u
c
u
r1
u
O
? t
u
r
u
r1
u
O ? t
u
r3
图 6-18 叠加 3次谐波的调制信号
?在相电压调制信号中叠
加适当大小 3次谐波，使之
成为鞍形波，经过 PWM调
制后逆变电路 输出相电压
中也含 3次谐波，且三相的
三次谐波相位相同
?合成线电压时，各相电
压 3次谐波相互抵消，线电
压为正弦波
在调制信号中，基波
ur1正峰值附近恰为 3次谐
波 ur3的负半波，两者相
互抵消
? ur=ur1+ur3成为鞍形波，
其中含幅值更大的基波
分量 ur1,ur的最大值不
超过三角波载波最大值
47图6 - 1 9
u
c
u
r U 1
u
r V 1
u
r W 1
u
u
UN'
U
d
- U
d
O
t
O
u
rU
u
rV
u
rW
u
c
O
t
O
O
O
O
t
t
t
t
t
u
VN'
u
W N '
u
UV
u
1
- 1
1
- 1
- 0, 5
u
P
2
U
d
?
2
U
d
图 6-19 线电压控制方式举例
? 除可以在正弦调制信
号中叠加 3次谐波外，
还可叠加其他 3倍频于
正弦波的信号，也可叠
加直流分量，都不会影
响线电压
? 给正弦信号叠加的信
号 up,既包含 3倍次谐波,
也包含直流分量, up大
小随正弦信号的大小而
变化
48
设三角波载波幅值为 1,三相调制信号的正弦分别为
urU1,urV1和 urW1,并令
则三相的调制信号分别为
不论 urU1,urV1和 urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有
1/3周期的值和三角波负峰值相等。
?
?
?
??
?
?
??
??
??
pr W 1rW
pr V 1rV
pr U 1rU
uuu
uuu
uuu
(6-12)
1),,m i n ( r W 1r V 1r U 1p ??? uuuu
(6-13)
49
?在信号波的 1/3周期内开关器件不动作，可是功率器件
的开关损耗减少 1/3
? 最大输出线电压基波幅值为 Ud，和相电压控制方法比较，
直流电压利用率提高
?输出线电压不含低次谐波，因为相电压中相应于 up的
谐波分量相互抵消的原因，这一性能 优于梯形波调制方式
两相控制
方式
在这 1/3周期中，不对
调制信号值为 -1的相
进行控制，只对其他
两相进行控制优
点
50
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
51
6.2.6 PWM逆变电路的多重化
PWM多重化逆变电路
提高等效开关频率
减少开关损耗
减少和载波有关的谐波分量
PWM逆变电路多重化联结方式 变压器方式
电抗器方式
52
图6 - 2 0
N'
U
1
V
1 W
1
U
2
V
2 W
2
u
U
u
V
u
W
U
V
W
2
U
d
2
U
d
图 6-20 二重 PWM型逆变电路
利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路
?电路的输出从电抗器
中心抽头引出
?两个单元的载波信号
错开 180°
?输出端相对于直流电
源中点 N’的电压
uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已变
为单极性 PWM波
53
图6 - 2 1
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
? t
u
UV
u
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
u
U 1 N '
u
U 2 N '
u
U N '
u
V N '
2
U
d
?
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
? 输出线电压共有 0、
(± 1/2)Ud,± Ud五个电
平，比非多重化时谐波
有所减少
? 在多重 PWM逆变电路
中，电抗器上所加电压
频率为载波频率，比输
出频率高得多，只要很
小的电抗器就可以了
二重化后，输出电
压所含谐波角频率仍可
表示为 nwc+kwr，但其
中 n为奇数时的谐波已
全被除去，谐波最低频
率在 2wc附近，相当于
电路的等效载波频率提
高一倍
54
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
55
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
56
6.3 PWM跟踪控制技术
把希望输出的波形作为指令
信号，把实际波形作为反馈
信号，通过两者的瞬时值比
较来决定逆变电路各开关器
件的通断，使实际的输出跟
踪指令信号变化
三角波比
较方式
滞环比
较方式
跟踪控制方法
57
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
58
6.3.1 滞环比较方式
负载
L
+
图6 - 2 2
-
i
i
i
*
VD
1
VD
2
V
1
V
2
2
U
d
2
U
d
图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
?把指令电流 i*和实际输出电
流 i的偏差 i*-i作为滞环比较
器的输入,通过比较器的输
出控制器件 V1和 V2的通断
?V1（或 VD1）通时,i增大
?V2（或 VD2）通时,i减小
?通过环宽为 2DI的滞环比较
器的控制,i就在 i*+DI和 i*-
DI的范围内，呈锯齿状地跟
踪指令电流 i*
59
?环宽过宽时，开关动作
频率低，跟踪误差大
?环宽过窄时，跟踪误差
小，但开关频率过高，开
关损耗增大
?L过大时,i的变化率过
小，对指令电流的跟踪慢
?L过 小时,i的变化率过
大,i*-i频繁地达到 ± DI，
开关频率过高
O
图6 - 2 3
t
i i i *
+ D Ii
*
- D Ii
*
图 6-23 滞环比较方式的指令电流和
输出电流
60
图6 - 2 4
+
-
i
U
i
*
U
V
4
+
-
i
V
i
*
V
+
-
i
W
i
*
W
V
1
V
6
V
3
V
2
V
5
U
d
U V W
图 6-24 三相电流跟踪型 PWM逆变电路
图 6-24采用滞环比较方式的三相电流跟踪型 PWM逆变
电路，有和图 6-22相同的三个单相半桥电路组成，三
相电流指令信号 iu*,iv*,iw*依次相差 1200
61
图6 - 2 5
O
t
i
*
U
O
t
u
AB
i
U
i
图 6-25 三相电流跟踪型 PWM逆变电路输出波形
图 6-25线电压的正半周和
负半周内，都有极性相反
的脉冲输出，这将使输出
电压中的谐波分量增大，
也使负载的谐波损耗增加
62
采用滞环比较方式的电流跟踪型 PWM变流电路有如
下特点
① 硬件电路简单
② 属于实时控制方式，电流响应快
③ 不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波
④ 和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电
流中高次谐波含量多
⑤ 属于闭环控制，是各种跟踪型 PWM变流电路的
共同特点
63
滤波器
+
-u
u*
u
2
Ud
2
Ud
图 6-26 电压跟踪控制电路举例
把指令电压 u*和板桥逆变电路输出电压 u进行比较, 通
过滤除偏差信号中的谐波分量, 滤波器的输出送入滞环
比较器, 由比较器输出控制主电路开关器件的通断, 从
而实现电压跟踪控制
64
?和电流跟踪控制电路相比, 只是把指令和反馈信号
从电流变为电压
?输出电压 PWM波形中含大量高次谐波, 必须用适当
的滤波器滤除
?u*=0时, 输出电压 u为频率较高的矩形波, 相当于一
个自励振荡电路
?u*为直流信号时, u产生直流偏移, 变为正负脉冲宽
度不等, 正宽负窄或正窄负宽的矩形波
?u*为交流信号时, 只要其频率远低于上述自励振荡频
率, 从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后, 所得的
波形就几乎和 u* 相同, 从而实现电压跟踪控制
65
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
66
6.3.2 三角波比较方式
图 6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
负
载
+
- iU i*
U
+
- iV i*
V
+
- iW i*
W
Ud
C +-
C +-
C +-
三相三角波
发生电路
A
A
A
?通过闭环来进行控制
?把指令电流 i*U,i*V和
i*W和实际输出电流 iU,iV、
iW进行比较，求出偏差，
通过放大器 A放大后，再
去和三角波进行比较，产
生 PWM波形
?功率开关器件开关频率
是一定的，等于载波频率
67
?为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波
载波信号
?和滞环比较控制方式相比，三角波比较控制方式输
出电流所含的谐波少
定时比较方式
不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定采样
周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据二者偏差的
极性来控制变流电路开关器件的通断
68
负载
L
+
图6 - 2 2
-
i
i
i
*
VD
1
VD
2
V
1
V
2
2
U
d
2
U
d
图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
?在时钟信号到来的时刻
?如 i < i*，令 V1导通,V2
关断，使 i增大
?如 i > i*，令 V1关断,V2
导通，使 i减小
?每个采样时刻的控制作
用都使实际电流与指令电
流的误差减小
69
?采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟
频率的 1/2
?和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环
宽，控制的精度低一些
70
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
71
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
72
6.4 PWM整流电路及其控制方法
实际应用的整流电路
晶闸管相控整流或二极管整流
●输入电流滞后于电压，滞后
角随着 a的增大而增大，位移
因数随之降低
●输入电流中谐波分量大，功
率因数很低
虽位移因数接近 1，
但输入电流中谐波
分量很大，所以功
率因数也很低
73
PWM整流电路 把逆变电路中的 SPWM控制技术用于整流电路
使其输入电流非常接近正
弦波，且和输入电压同相
位，功率因数近似为 1
单位功率因数变流器
(高功率因数整流器 )
通
过
控
制
74
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
75
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
1．单相 PWM整流电路
图 6-28 单相 PWM整流电路
a)单相半桥电路 b)单相全桥电路
负
载us
Ls
is Rs
V1
V2
V4
V3A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
+
+
ud
us
Ls Rs
V1
V2
VD
1
VD
2
ud负载
C1
C2
a)
b)
?半桥电路直流侧电容必须
由两个电容串联，其中点和
交流电源连接
?全桥电路直流侧电容只要
一个就可以
?Ls包括外接电抗器的电感和
交流电源内部电感，是电路
正常工作所必须的
?Rs包括外接电抗器中的电阻
和交流电源的内阻
76
图 6-28 单相 PWM整流电路
b)单相全桥电路
?用正弦信号波和三角波相比较的方法对 V1~V4进行 SPWM
控制，就可以在桥的交流输入端 AB产生一个 SPWM波 uAB
?uAB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，
以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐
波
?由于 Ls的滤波作用，谐波电压只使 is产生很小的脉动
当正弦信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率
相同的正弦波
在 us一定时,is幅值和相位仅由 uAB中基波 uABf的幅值及其
与 us的相位差决定
?改变 uABf的幅值和相位，可使 is和 us同相或反相,is比 us超
前 90°,或使 is与 us相位差为所需角度
负
载
u
s
L
s
i R
s
V
1
V
2
V
4
V
3
A
B
V
D
3
V
D
1
V
D
2
V
D
4
+ u
ds
77
图 6-29 PWM整流电路的运行方式相量图
a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d)Is超前角为
图 a中,UAB 滞后 Us 相角 d, Is和 Us同相，电路工作整流状
态，功率因数为 1
· · · ·图 b中,超前 U
s的相角 d, Is和 反相，电路工作在逆
变状态
··图 c中,滞后
s 相角 d,s 超前 Us 90°,电路向交
流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发生器
··图 d中，通过对 U
AB 幅值和相位的控制，可以使 Is 比 Us 超
前或滞后任一角度 j
···
j
d
·U
s
·U
R
·U
AB
·I
s
·U
L
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s
·U
L
c) d)
·
d
·U
s
·U
R
·U
AB·Is ·
UL
b)
d ·
UL
·U
R
·U
AB
·I
s
a)
Us
78
图 6-28 单相 PWM整流电路
b)单相全桥电路
负
载
u
s
L
s
i
s
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+ u
d
整流运行状态下
?当 us > 0时, 由 V2,VD4、
VD1,Ls和 V3,VD1,VD4、
Ls分别组成两个升压斩波电路
? V2通时, us通过 V2,VD4向
Ls 储能
? V2关断时, Ls中储存的能量
通过 VD1,VD4向直流侧 C充
电
us < 0时，由 V1,VD3、
2,Ls和 V4,VD2,VD3、
Ls分别组成两个升压斩波电
路，工作原理和 us > 0时类
似
79
2．三相 PWM整流电路
负
载
图6 - 3 0
C
u
a
L
s
i
a
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3
A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
u
d
C
V
5
VD
5
V
6
VD
6
u
b
i
b
u
c
i
c
图 6-30 三相桥式 PWM整流电路
●工作原理和前述的
单相全桥电路相似，
只是从单相扩展到
三相
进行 SPWM控制，
在交流输入端 A,B
和 C可得 SPWM电压，
按图 6-29a的相量图
控制，可使 ia,ib、
ic为正弦波且和电压
同相且功率因数近
似为 1
●和单相相同，该电
路也可工作在逆变
运行状态及图 c或 d
的状态
80
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
81
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
1．间接电流控制 没有引入电流反馈
相位和幅值控制
按图 6-29a（逆变时为图 6-29b）的相量关系来控制整流
桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而
得到功率因数为 1的控制效果
82
?控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环
?直流电压给定信号和实际直流电压 ud比较后送入 PI调节
器,PI调节器的输出为一直流电流信号 id,id的大小和整流
器交流输入电流幅值成正比
图6 - 3 1
PI
+
-
负载
三角波
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制
系统结构
稳态时,ud=ud,PI调节器输入为零,PI调节器的输出 id
和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应
*
?负载电流增大时,C放电而使其 ud下降,PI调节器的输
入端出现正偏差，使其输出 id增大，使整流器交流输入电
流增大，也使 ud回升
达到稳态时,ud仍和 ud 相等,PI调节器输入仍恢复到零，
而 id则稳定为为新的较大的值，与较大的负载电流和较大
的交流输入电流相对应
*
?负载电流减小时，调节过程和上述过程相反
83
图6 - 3 1
PI
+
-
负载
三角波
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制
系统结构
整流器从整流运行向逆变运行转换
首先负载电流反向而向 C充电, 使 ud抬高, PI调节器出现负
偏差, id减小后变为负值, 使交流输入电流相位和电压相位
反相, 实现逆变运行
稳态时,ud和 ud 仍然相等,PI调节器输入恢复到零，输出
id为负值，并与逆变电流的大小对应
*
84
图6 - 3 1
PI
+
-
负载
三角波
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制
系统结构
控制系统中其余部分的工作原理
? 上面的乘法器是 id分别乘以和 a,b,c三相相电
压同相位的正弦信号, 再乘以电阻 R,得到各相电
流在 Rs上的压降 uRa,uRb和 uRc
下面的乘法器是 分别乘以比,, 三相相电
压相位超前 π /2的余弦信号, 再乘以电感 L的感抗,
得到各相电流在电感 Ls上的压降 uLa,uLb和 uLc
? 各相电源相电压 ua,ub,uc分别减去前面求得的
输入电流在 R和 L上的压降, 可得到所需整流桥交流
输入端各相的相电压 uA,uB和 uC的信号, 用该信号
对三角波载波进行调制, 得到 PWM开关信号去控
制整流桥, 可得到需要的控制效果
85
通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反
馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值
2,直接电流控制
86
图6 - 3 2
PI
负载
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
i
d
i
a,b,c
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
i
*
a,b,c
图 6-32 直接电流
控制系统结构图
双闭环控制系统 外环是直流电压控制环内环是交流电流控制环
?外环 PI调节器的输出为直流电流信号 id,id分别乘以和 a、
b,c三相相电压同相位的正弦信号，得到三相交流电流的
正弦指令信号 ia,ib 和 ic***
? 指令信号和实际交流电流信号比较后, 通过滞环对器
件进行控制, 便可使实际交流输入电流跟踪指令值,其跟
踪误差在由滞环环宽所决定的范围
*? i
a,ib和 ic分别和各自的电源电压同相位, 其幅值和反
映负载电流大小的直流信号 id成正比, 这是整流器运行时
所需的交流电流指令信号
**
87
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
88
本 章 小 结
PWM控制技术用于直流斩波电路
? 直流斩波电路实际上就是直流 PWM电路，是 PWM
控制技术应用较早也成熟较早的一类电路，应用于直流
电动机调速系统就构成广泛应用的 直流脉宽调速系统
PWM控制技术用于交流 — 交流变流电路
? 交流 — 交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式
变频电路是 PWM控制技术在这类电路中应用的代表，
矩阵式变频电路因其容易实现集成化，可望有良好的发
展前景
89
PWM控制技术用于逆变电路
? PWM控制技术在逆变电路中广泛而成功的应用，奠
定了 PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位
PWM控制技术用于整流电路
构成 PWM整流电路, 可看成逆变电路中的 PWM技术向
整流电路的延伸
90
目 录
绪论
1 电力电子器件
2 整流电路
3 直流斩波电路
4 交流电力控制电路和交交变频电路
5 逆变电路
6 PWM控制技术
7 软开关技术
8 组合变流技术
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
2
第 6章 PWM控制技术
PWM控制 对脉冲的宽度进行调制的技术
通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等
效的获得所需要的波形（含形状和幅值）
直流斩波电路
斩控式交流调压电路
矩阵式变频电路
3
6.1 PWM控制的基本原理
采样控制理论中一个重要结论
冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节
上时，其效果基本相同
冲量 窄脉冲的面积
效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同
?如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频
段非常接近，仅在高频段略有差异
4
?图 a为方波窄脉冲、图
b为三角波窄脉冲、图 c
为正弦半波窄脉冲，它
们的面积都等于 1，当它
们分别加在具有惯性的
同一环节上时，其输出
响应基本相同
?当窄脉冲变为图 6-1d的
单位冲击函数 δ （ t）时，
环节的响应即为该环节
的脉冲过渡函数
f (t)
d (t)
tO
a) b)
c) d)
tO
f (t)
tO
f (t)
tO
f (t)
图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
5
i (t )
u ( t)
i(t)
t0
a)
b)
图 6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
? u(t)为电压窄脉冲，为电
路的输入，电流 i(t)为电路的
输出,i(t)的上升阶段，脉冲
形状不同,i(t)得形状也略有
不同，但其下降段则几乎完
全相同，脉冲越窄，各 i(t)波
形的差异也越小
如周期性地施加上述脉冲，
则响应 i(t)也是周期性的
?用傅里叶级数分解后，各
i(t)在低频段的特性将非常接
近，仅在高频段有所不同
? 上述原理为 面积等效原理,
是 PWM控制技术的重要理论
基础
6
O
u
ω t
>
?将图 6-3a的正弦波分成 N个
比此相连的脉冲序列所组成的
波形，这些脉冲宽度相等，为
π /N，但幅值不等，各脉冲
幅值按正弦规律变化
O
u
ω t
>
a
O
u
ωt>
b
图 6-3 用 PWM波代替正弦半波
如将 脉冲序列用相同数量的
等幅不等宽的矩形脉冲代替，
使矩形脉冲的重点和相应的正
弦波部分的中点重合，且使矩
形脉冲和相应的正弦波部分面
积相等，得图 6-3b脉冲序列，
即 PWM波形
7
脉冲的宽度按正弦规律变化而
和正弦波等效的 PWM波形SPWM波形
SPWM波形 等幅 PWM（直流电源产生）
不等幅 PWM（交流电源产生）
直流斩波电路得到的 PWM波是等效直流波形，
SPWM波得到的是等效正弦波
8
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
9
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
10
6.2.1 计算法和调制法
计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉
冲数，准确计算 PWM波各脉冲宽度
和间隔，据此控制逆变电路开关器
件的通断，就可得到所需 PWM波形
调制法
把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号
作为载波，通过信号波得调制得到所期望的 PWM波形
11
等腰三角波
或锯齿波
等腰三角波上任一点的水平宽度
和高度成线性关系，且左右对称，
当它与任何一个平缓变化的调制
信号波相交时，如在交点时刻对
电路中开关器件的通断进行控制，
就可得到宽度正比于信号波幅值
的脉冲
调制法
把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号
作为载波，通过信号波得调制得到所期望的 PWM波形
12
信号波
载波
图6 - 4
调制
电路
U
d
+
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
R L
u
r
u
c
图 6-4 单相桥式 PWM逆变电路
?V1和 V2通断互补,V3
和 V4通断也互补
? uo正半周时,V1导通，
V2关断,V3和 V4交替通
断
? 负载电流比电压滞后，
在电压正半周，电流有
一段区间为正，一段区
间为负
阻感负载
负载电流为正的区间，
V1和 V4导通时,uo等于
Ud
?V4关断时，负载电流
通过 V1和 VD3续流，
uo=0
?负载电流为负的区间，
V1和 V4仍导通,io为负，
实际上 io从 VD1和 VD4流
过，仍有 uo=Ud
? V4关断,V3开通后，
io从 V3和 VD1续流,uo=0
uo总可得到 Ud和零两
种电平
? uo负半周，让 V2保持
通,V1保持断,V3和 V4
交替通断,uo可得 -Ud和
零两种电平
13
图6 - 5
u
r
u
c
u
O
? t
O
? t
u
o
u
of
u
o
U
d
- U
d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
?调制信号 ur为正弦波，载
波 uc在 ur的正半周为正极性
的三角波，在负半周为负正
极性的三角波
?在 ur和 uc的交点时刻控制
IGBT的通断
?ur正半周,V1保持通,V2
保持断
? 当 ur>uc时使 V4通,V3断，
uo=Ud
?当 ur<uc时使 V4断,V3通，
uo=0
表示 uo的基波分量
单极性 PWM控制方式
（单相桥逆变）
Ur负半周,V1保持断,V2
保持通
? 当 ur<uc时使 V3通,V4断，
uo=－ Ud
?当 ur>uc时使 V3断,V4通，
uo=0
单极性 PWM控制方式
Ur半个周期内三角波载波
只在正极性或负极性一种
极性范围内变化，所得
PWM波形的控制方法
14
图6 - 6
u
r
u
cu
O
? t
O
? t
u
o
u
ofu
o
U
d
- U
d
图 6-5 双极性 PWM控制方式波形
双极性 PWM控制方式
（单相桥逆变） 双极性 PWM控制方式
在 ur的 半个周期内，三角
波载波有正有负，所得
PWM波也有正有负
? 在 ur的一个周期内, 输
出的 PWM波只有 ± Ud两种
电平
? 同样在调制信号 ur和载
波信号 uc的交点时刻控制
哥开关器件的通断
? ur正负半周, 对各开关
器件的控制规律相同
? 当 ur >uc时, 给 V1和 V4导
通信号, 给 V2和 V3关断信号
? 如 io>0,则 V1和 V4通,
? 如 io<0,VD1和 VD4通,
? 不管哪种情况 uo=Ud
?当 r<uc时, 给 V2和 V3导通
信号, 给 V1和 V4关断信号
? 如 io<0,V2和 V3通
? 如 io>0,VD2和 VD3通,
? 不管哪种情况 uo=-Ud
15
图6 - 7
调制
电路
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
c
V
6
VD
6
V
5
VD
5
V
U
W
NN'
C
+
C
+
u
rU
u
rV
u
rW
2
U
d
2
U
d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
双极性 PWM控制方式
（三相桥逆变） ?U,V和 W三相的
PWM控制通常公用三
角波载波 uc，三相的调
制信号 urU,urV和 urW依
次相差 120°
?U,V和 W各相功率
开关器件的控制规律
相同
当 urU>uc时，给 V1导
通信号，给 V4关断信号，
则 uUN’=Ud/2
?当 urU<uc时，给 V4导
通信号，给 V1关断信号，
则 uUN’=-Ud/2
?当给 V1(V4)加导通信
号时，可能是 V1(V4)导
通，也可能是二极管
VD1(VD4)续流导通
16
图6 - 8
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
u
W N '
u
UN
u
UV
U
d
- U
d
O
? t
O
O
O
O
O
? t
? t
? t
? t
? t
2
U
d
?
2
U
d
2
U
d
?
2
U
d
2
U
d
3
U
d
3
2 U
d
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
?uUN’,uVN’和 uWN’的 PWM
波形只有 ± Ud/2两种电平
?线电压波形 uUV的波形可
由 uUN’-uVN’得出
?当 1和 6通时,uUV=Ud
?当 3和 4通时,uUV=－ Ud
?当 1和 3或 4和 6通时,uUV=0
?逆变器输出线电压 PWM波由
± Ud和 0三种电平构成
?负载向电压 uUN可由下式求得
?负载相电压 PWM波由
(± 2/3)Ud,(± 1/3)Ud和 0共 5种电
平组成
3
'''
'
WNVNUN
UNUN
uuuuu ????
17
?同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通
而造成短路，在上下两臂切换时留一小段上下臂都施
加关断信号的死区时间
?死区时间的长短主要由功率开关器件的关断时间决定
?死区时间会给输出的 PWM波带来影响，使其稍稍偏
离正弦波
18
图6 - 9
O
? t
u
o
U
d
- U
d
2 ??
a
1
a
2
a
3
图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
特定谐波消去法
● 在输出电压半周期内，
器件通、断各 3次（不包
括 0和 π），共 6个开关时
刻可控
●首先，为消除偶次谐波，
使波形正负两半周期镜对
称，即
)()( ??? ??? tutu
(6-1)
19
)()( tutu ??? ??
?
?
?
?
?,5,3,1
s i n)(
n
n tnatu ??
?? 20 ds i n)(4
?
???
?
ttntua n
其次, 为消除谐波中余弦项, 应使波形在正半周期内前
后 1/4周期以 π/2为轴线对称, 即
同时满足式 （ 6-1）, （ 6-2） 的波形称为四分之一周期
对称波形, 用傅里叶级数表示为
式中, an为
(6-2)
(6-3)
20
图 6-9中, 能独立控制的只有 a1,a 2和 a 3共 3个时刻 。 该波
形的 an为
式中 n=1,3,5,…
?确定 a1的值, 再令两个不同的 an=0,就可建三个方程,
联立可求得 a1,a2和 a3,这样可消去两种特定频率的谐波
)c o s2c o s2c o s21(
2
d)s i n
2
(ds i n
2
d)s i n
2
(ds i n
2
4
321
2
0
3
3
2
2
1
1
???
?
????
????
?
?
?
?
?
?
?
?
nnn
n
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
a
d
dd
dd
n
????
?
?
?
???
?
?
?
???
??
??
(6-4)
21
在三相对称电路的线电压中, 相电压所含的 3次谐波相互
抵消, 可考虑消去 5次和 7次谐波, 得如下联立方程
给定 a1,解方程可得 a1,a2和 a3。 a1改变时, a1,a2和 a3
也相应改变
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?????
?????
????
0)7c o s27c o s27c o s21(
7
2
0)5c o s25c o s25c o s21(
5
2
)c o s2c o s2c o s21(
2
321
d
7
321
d
5
321
d
1
???
?
???
?
???
?
U
a
U
a
U
a
(6-5)
22
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
23
6.2.2 异步调制和同步调制
载波
比
载波频率 fc与调制信号
频率 fr之比,N= fc / fr
载波和信号波是否同步
及载波比的变化情况
异步调制 PWM调制方式分为 同步调制
24
1,异步调制
载波信号和调制信号不同步的调制方式
?通常保持 fc固定不变, 当 fr变化时, 载波比 N是变化的
?在信号波的半周期内, PWM波的脉冲个数不固定, 相
位也不固定, 正负半周期的脉冲不对称, 半周期内前后
1/4周期的脉冲也不对称
?当信号频率较低时, N较大, 一周期内脉冲数较多,
PWM波形接近正弦波
?当 信号频率 增高时, N减小, 一周期内的脉冲数减少,
使得输出 PWM波和正弦波差异变大
25
2,同步调制
载波比 N等于常数，在变频时使载波与信号波保持同
步的调制方式，
?在基本同步调制方式中,fr变化时 N不变，信号波一周
期内输出脉冲数是固定，脉冲相位也是固定的
?三相电路中公用一个三角波载波，且取 N为 3的整数倍，
使三相输出波形严格对称
?为使一相的 PWM波正负半周镜对称,N应取奇数
26
图6 - 1 0
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
O
t
t
t
t
O
O
O
u
W N '
2
U
d
?
2
U
d
图 6-10 同步调制三相 PWM波形
?当逆变电路输出频率很低
时,fc也很低,fc过低时由
调制带来的谐波不易滤除
?当逆变电路输出频率很高
时，同步调制时的载波频
率 fc会过高，使开关器件难
以承受
27
分段同步调制
?把逆变电路的输出频率范围划分成若干个频段，每
个频段内保持 N恒定，不同频段的 N不同
?在 fr高的频段采用较低的 N，使载波频率不致过高，
限制功率开关器件允许的范围
?在 fr低的频段采用较高的 N，使载波频率不致过低
而对负载产生不利影响
28
0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 6
2, 0
2, 4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
99
69 45 33
21
图6 - 1 1
f
r
/ H z
f
c
/
k
H
z
图 6-11 分段同步调制方式举例
?为防止载波频率在切换
点附近来回跳动，采用滞
后切换的方法
?在不同的频率段内，载
波频率的变化范围基本一
致,fc大约在 1.4~2.0KHz
之间
29
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
30
6.2.3 规则采样法
自然采样法按照 SPWM控制的基本原理，在正
弦波和三角波的自然交点时刻控制
功率开关的通断，这种生成 SPWM
波形的方法
规则采样法 工程实用方法，效果接近
自然采样法，计算量比自
然采样法小得多
31
图6 - 1 2
u
c
u
O t
u
r
T
c
A D
B
O t
u
o
t
A
t
D
t
B
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
? 取三角波两个正峰值之
间为一个采样周期 Tc
? 使脉冲中点 和三角波一
周期的中点（即负峰点）重
合，每个脉冲的中点都以相
应的三角波中点为对称，使
计算大为简化
?在三角波的负峰时刻 tD对
正弦信号波采样得 D点，过
D点作一水平直线和三角波
分别交于 A,B点，在 A点
时刻 tA和 B点时刻 tB控制功
率开关器件的通断
?这种规则采样法得到的
脉冲宽度和用自然采样法
得到的脉冲宽度非常接近
32
设正弦调制信号波为
式中,a称为调制度,0≤ a<1； ?r为信号波角频率，从图 6-12中
得以下关系式
因此可得
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 δ ’为
tau rs inr ??
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta ??
d
?
)s i n1(2 Drc taT ?d ??
(6-6)
? ? )s i n1(421' Drcc taTT ?dd ????
(6-7)
33
?三相桥逆变电路应形成三相 SPWM波形，三相的三角
波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120°
? 设同一三角波周期内三相的脉宽分别为 dU,dV和 dW，
脉冲两边的间隙宽度分别为 d’U,d’V和 d’W,同一时刻三
相调制波电压之和为零, 由式 (6-6)得
由式 (6-7)得
利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
2
3 c
WVU
T??? ddd
4
3''' c
W
V
U
T??? ddd
(6-8)
(6-9)
34
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
35
6,2.4 PWM逆变电路的谐波分析
PWM逆变电路使 输出电压输出电流 接近正弦波
?使用载波对正弦信号波调制，也产生和载波有关的谐
波分量
?谐波频率和幅值是衡量 PWM逆变电路性能的重要指
标之一
?同步调制可看成异步调制的特殊情况
36
1
0
0 2+
-
1 2 3
4+
-
0 2+
-
4+
-
0 1+
-
3+
-
5+
-
谐波振幅
图6 - 1 3
角频率 ( n ?
c
+ k ?
r
)
0, 2
0, 4
0, 6
0, 8
1, 0
1, 2
1, 4
k
n
a = 1, 0
a = 0, 8
a = 0, 5
a = 0
图 6-13 单相 PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
?包含的 谐波角频率为
式中
n=1,3,5,… 时,k=0,2,4,…
n=2,4,6,… 时,k=1,3,5,…
? PWM波中不含低次谐波，
只含 ?c及其附近的谐波以
及 2?c,3?c等及其附近的
谐波
rc ?? kn ?
(6-10)
37
1
0
0 2+
-
1 2 3
4+
-
0 2+
-
4+
-
0 1+
-
3+
-
5+
-
谐波振幅
图6 - 1 4
0, 2
0, 4
0, 6
0, 8
1, 0
1, 2
k
n
a = 1, 0
a = 0, 8
a = 0, 5
a = 0
角频率 ( n ?
c
+ k ?
r
)
图 6-14 三相桥式 PWM逆变电路输出线电压频谱图
?在输出线电压中，包含的
谐波角频率为
式中
? n=1,3,5,… 时，
k=3(2m－ 1)± 1,m=1,2,…
? n=2,4,6,… 时,
rc ?? kn ?
(6-11)
?
?
?
??
???
?
?
,2,116
,1,016
mm
mmk
?三相桥式 PWM逆变电路
可每相各有一个载波信号，
也可三相公用一个载波信
号
38
三相桥式逆变电路和单相桥式逆变电路比较
都不含低
次谐波
载波角频率 ?c整数倍的谐波没有了，谐
波中幅值较高的 是 ?c± 2?r和 2?c± ?r
共
同
区
别
SPWM波中谐波主要是角频率为 ?c,2?c及其附近的谐波
调制信号波不是
正弦波时，谐波
由两部分组成
对信号波本身进行谐
波分析所得的结果
由于信号波对载波的
调制而产生的谐波
39
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
40
6.2.5 提高直流电压利用率和减少
开关次数
衡量 PWM控制优劣 输出波形中所 含谐波多少
提高逆变电路直流电压利用率、减少开关次数
可提高逆变器的输出能力 可降低开关损耗
直流电压利用率 逆变电路输出交流电压基波最大 幅值 U
1m和直流电压 Ud之比
41
正弦波作为
调制信号
梯形波作为
调制信号
有效提高直流
电压利用率直流电压利用率低
当梯形波幅值和三角波幅值
相等时，梯形波所含的基波
分量幅值已超过三角波幅值
幅值不能超过
三角波幅值
42图6 - 1 5
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
U N '
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
u
V N '
u
UV
图 6-15 梯形波为调制信号的 PWM控制
?三角化率 s =Ut/Uto描述梯形
波的形状
? s =0时梯形波变为矩形波
? s =1时梯形波变为三角波
? 梯形波含低次谐波, 调制后
的 PWM波仍含同样的低次谐波
?低次谐波产生的波形畸变率
为 d
?s不同时, d 和直流电压利
用率 U1m/Ud也不同
43
0 0, 2 0, 4 0, 6 0, 8 1, 0
d
s
图6 - 1 6
0, 2
0, 4
0, 6
0, 8
1, 0
1, 2
U
1m
U
d
,d
U
d
U
1m
图 6-16 s 变化时的 d和直流电压利用率
?图 6-16 d和 U1m /Ud随 s
变化的情况
?s = 0.8左右时谐波含量
最少，但直流利用率也较
低
?s = 0.4时，谐波含量也
较少,d 约为 3.6%，直流
电压利用率为 1.03,是正
弦波调制的 1.19倍，综合效
果较好
44
0, 2 0, 4 0, 6 0, 8 1, 0
s
图6 - 1 7
5 ?
r
0
0, 1
0, 2
7 ?
r
11 ?
r
13 ?
r
U
1m
U
nm
?图 6-17,s 变化时各次谐
波分量幅值 Unm和基波幅值
U1m之比
?用梯形波调制时，输出波
形中含 5次,7次等低次谐波，
是梯形波调制的缺点
? 实际使用时，当正弦波
调制不能满足输出电压的要
求时，改用梯形波调制，以
提高直流电压利用率图 6-17 s 变化时的各次谐波含量
45
对两个线电压进行控制，
适当地利用多余的一个自
由度来改善控制性能
使输出线电压不含低次
谐波的同时尽可能提高
直流电压利用率，并尽
量减少器件开关次数
仍是对相电压进行控
制，但控制目标却是
线电压
线电压控
制方式
相电压控
制方式
相对线电压控制方式，
控制目标为相电压
46
图6 - 1 8
u
c
u
r1
u
O
? t
u
r
u
r1
u
O ? t
u
r3
图 6-18 叠加 3次谐波的调制信号
?在相电压调制信号中叠
加适当大小 3次谐波，使之
成为鞍形波，经过 PWM调
制后逆变电路 输出相电压
中也含 3次谐波，且三相的
三次谐波相位相同
?合成线电压时，各相电
压 3次谐波相互抵消，线电
压为正弦波
在调制信号中，基波
ur1正峰值附近恰为 3次谐
波 ur3的负半波，两者相
互抵消
? ur=ur1+ur3成为鞍形波，
其中含幅值更大的基波
分量 ur1,ur的最大值不
超过三角波载波最大值
47图6 - 1 9
u
c
u
r U 1
u
r V 1
u
r W 1
u
u
UN'
U
d
- U
d
O
t
O
u
rU
u
rV
u
rW
u
c
O
t
O
O
O
O
t
t
t
t
t
u
VN'
u
W N '
u
UV
u
1
- 1
1
- 1
- 0, 5
u
P
2
U
d
?
2
U
d
图 6-19 线电压控制方式举例
? 除可以在正弦调制信
号中叠加 3次谐波外，
还可叠加其他 3倍频于
正弦波的信号，也可叠
加直流分量，都不会影
响线电压
? 给正弦信号叠加的信
号 up,既包含 3倍次谐波,
也包含直流分量, up大
小随正弦信号的大小而
变化
48
设三角波载波幅值为 1,三相调制信号的正弦分别为
urU1,urV1和 urW1,并令
则三相的调制信号分别为
不论 urU1,urV1和 urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有
1/3周期的值和三角波负峰值相等。
?
?
?
??
?
?
??
??
??
pr W 1rW
pr V 1rV
pr U 1rU
uuu
uuu
uuu
(6-12)
1),,m i n ( r W 1r V 1r U 1p ??? uuuu
(6-13)
49
?在信号波的 1/3周期内开关器件不动作，可是功率器件
的开关损耗减少 1/3
? 最大输出线电压基波幅值为 Ud，和相电压控制方法比较，
直流电压利用率提高
?输出线电压不含低次谐波，因为相电压中相应于 up的
谐波分量相互抵消的原因，这一性能 优于梯形波调制方式
两相控制
方式
在这 1/3周期中，不对
调制信号值为 -1的相
进行控制，只对其他
两相进行控制优
点
50
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
51
6.2.6 PWM逆变电路的多重化
PWM多重化逆变电路
提高等效开关频率
减少开关损耗
减少和载波有关的谐波分量
PWM逆变电路多重化联结方式 变压器方式
电抗器方式
52
图6 - 2 0
N'
U
1
V
1 W
1
U
2
V
2 W
2
u
U
u
V
u
W
U
V
W
2
U
d
2
U
d
图 6-20 二重 PWM型逆变电路
利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路
?电路的输出从电抗器
中心抽头引出
?两个单元的载波信号
错开 180°
?输出端相对于直流电
源中点 N’的电压
uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已变
为单极性 PWM波
53
图6 - 2 1
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
? t
u
UV
u
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
u
U 1 N '
u
U 2 N '
u
U N '
u
V N '
2
U
d
?
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
? 输出线电压共有 0、
(± 1/2)Ud,± Ud五个电
平，比非多重化时谐波
有所减少
? 在多重 PWM逆变电路
中，电抗器上所加电压
频率为载波频率，比输
出频率高得多，只要很
小的电抗器就可以了
二重化后，输出电
压所含谐波角频率仍可
表示为 nwc+kwr，但其
中 n为奇数时的谐波已
全被除去，谐波最低频
率在 2wc附近，相当于
电路的等效载波频率提
高一倍
54
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
55
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
56
6.3 PWM跟踪控制技术
把希望输出的波形作为指令
信号，把实际波形作为反馈
信号，通过两者的瞬时值比
较来决定逆变电路各开关器
件的通断，使实际的输出跟
踪指令信号变化
三角波比
较方式
滞环比
较方式
跟踪控制方法
57
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
58
6.3.1 滞环比较方式
负载
L
+
图6 - 2 2
-
i
i
i
*
VD
1
VD
2
V
1
V
2
2
U
d
2
U
d
图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
?把指令电流 i*和实际输出电
流 i的偏差 i*-i作为滞环比较
器的输入,通过比较器的输
出控制器件 V1和 V2的通断
?V1（或 VD1）通时,i增大
?V2（或 VD2）通时,i减小
?通过环宽为 2DI的滞环比较
器的控制,i就在 i*+DI和 i*-
DI的范围内，呈锯齿状地跟
踪指令电流 i*
59
?环宽过宽时，开关动作
频率低，跟踪误差大
?环宽过窄时，跟踪误差
小，但开关频率过高，开
关损耗增大
?L过大时,i的变化率过
小，对指令电流的跟踪慢
?L过 小时,i的变化率过
大,i*-i频繁地达到 ± DI，
开关频率过高
O
图6 - 2 3
t
i i i *
+ D Ii
*
- D Ii
*
图 6-23 滞环比较方式的指令电流和
输出电流
60
图6 - 2 4
+
-
i
U
i
*
U
V
4
+
-
i
V
i
*
V
+
-
i
W
i
*
W
V
1
V
6
V
3
V
2
V
5
U
d
U V W
图 6-24 三相电流跟踪型 PWM逆变电路
图 6-24采用滞环比较方式的三相电流跟踪型 PWM逆变
电路，有和图 6-22相同的三个单相半桥电路组成，三
相电流指令信号 iu*,iv*,iw*依次相差 1200
61
图6 - 2 5
O
t
i
*
U
O
t
u
AB
i
U
i
图 6-25 三相电流跟踪型 PWM逆变电路输出波形
图 6-25线电压的正半周和
负半周内，都有极性相反
的脉冲输出，这将使输出
电压中的谐波分量增大，
也使负载的谐波损耗增加
62
采用滞环比较方式的电流跟踪型 PWM变流电路有如
下特点
① 硬件电路简单
② 属于实时控制方式，电流响应快
③ 不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波
④ 和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电
流中高次谐波含量多
⑤ 属于闭环控制，是各种跟踪型 PWM变流电路的
共同特点
63
滤波器
+
-u
u*
u
2
Ud
2
Ud
图 6-26 电压跟踪控制电路举例
把指令电压 u*和板桥逆变电路输出电压 u进行比较, 通
过滤除偏差信号中的谐波分量, 滤波器的输出送入滞环
比较器, 由比较器输出控制主电路开关器件的通断, 从
而实现电压跟踪控制
64
?和电流跟踪控制电路相比, 只是把指令和反馈信号
从电流变为电压
?输出电压 PWM波形中含大量高次谐波, 必须用适当
的滤波器滤除
?u*=0时, 输出电压 u为频率较高的矩形波, 相当于一
个自励振荡电路
?u*为直流信号时, u产生直流偏移, 变为正负脉冲宽
度不等, 正宽负窄或正窄负宽的矩形波
?u*为交流信号时, 只要其频率远低于上述自励振荡频
率, 从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后, 所得的
波形就几乎和 u* 相同, 从而实现电压跟踪控制
65
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
66
6.3.2 三角波比较方式
图 6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
负
载
+
- iU i*
U
+
- iV i*
V
+
- iW i*
W
Ud
C +-
C +-
C +-
三相三角波
发生电路
A
A
A
?通过闭环来进行控制
?把指令电流 i*U,i*V和
i*W和实际输出电流 iU,iV、
iW进行比较，求出偏差，
通过放大器 A放大后，再
去和三角波进行比较，产
生 PWM波形
?功率开关器件开关频率
是一定的，等于载波频率
67
?为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波
载波信号
?和滞环比较控制方式相比，三角波比较控制方式输
出电流所含的谐波少
定时比较方式
不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定采样
周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据二者偏差的
极性来控制变流电路开关器件的通断
68
负载
L
+
图6 - 2 2
-
i
i
i
*
VD
1
VD
2
V
1
V
2
2
U
d
2
U
d
图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
?在时钟信号到来的时刻
?如 i < i*，令 V1导通,V2
关断，使 i增大
?如 i > i*，令 V1关断,V2
导通，使 i减小
?每个采样时刻的控制作
用都使实际电流与指令电
流的误差减小
69
?采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟
频率的 1/2
?和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环
宽，控制的精度低一些
70
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
71
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
72
6.4 PWM整流电路及其控制方法
实际应用的整流电路
晶闸管相控整流或二极管整流
●输入电流滞后于电压，滞后
角随着 a的增大而增大，位移
因数随之降低
●输入电流中谐波分量大，功
率因数很低
虽位移因数接近 1，
但输入电流中谐波
分量很大，所以功
率因数也很低
73
PWM整流电路 把逆变电路中的 SPWM控制技术用于整流电路
使其输入电流非常接近正
弦波，且和输入电压同相
位，功率因数近似为 1
单位功率因数变流器
(高功率因数整流器 )
通
过
控
制
74
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
75
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
1．单相 PWM整流电路
图 6-28 单相 PWM整流电路
a)单相半桥电路 b)单相全桥电路
负
载us
Ls
is Rs
V1
V2
V4
V3A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
+
+
ud
us
Ls Rs
V1
V2
VD
1
VD
2
ud负载
C1
C2
a)
b)
?半桥电路直流侧电容必须
由两个电容串联，其中点和
交流电源连接
?全桥电路直流侧电容只要
一个就可以
?Ls包括外接电抗器的电感和
交流电源内部电感，是电路
正常工作所必须的
?Rs包括外接电抗器中的电阻
和交流电源的内阻
76
图 6-28 单相 PWM整流电路
b)单相全桥电路
?用正弦信号波和三角波相比较的方法对 V1~V4进行 SPWM
控制，就可以在桥的交流输入端 AB产生一个 SPWM波 uAB
?uAB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，
以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐
波
?由于 Ls的滤波作用，谐波电压只使 is产生很小的脉动
当正弦信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率
相同的正弦波
在 us一定时,is幅值和相位仅由 uAB中基波 uABf的幅值及其
与 us的相位差决定
?改变 uABf的幅值和相位，可使 is和 us同相或反相,is比 us超
前 90°,或使 is与 us相位差为所需角度
负
载
u
s
L
s
i R
s
V
1
V
2
V
4
V
3
A
B
V
D
3
V
D
1
V
D
2
V
D
4
+ u
ds
77
图 6-29 PWM整流电路的运行方式相量图
a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d)Is超前角为
图 a中,UAB 滞后 Us 相角 d, Is和 Us同相，电路工作整流状
态，功率因数为 1
· · · ·图 b中,超前 U
s的相角 d, Is和 反相，电路工作在逆
变状态
··图 c中,滞后
s 相角 d,s 超前 Us 90°,电路向交
流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发生器
··图 d中，通过对 U
AB 幅值和相位的控制，可以使 Is 比 Us 超
前或滞后任一角度 j
···
j
d
·U
s
·U
R
·U
AB
·I
s
·U
L
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s
·U
L
c) d)
·
d
·U
s
·U
R
·U
AB·Is ·
UL
b)
d ·
UL
·U
R
·U
AB
·I
s
a)
Us
78
图 6-28 单相 PWM整流电路
b)单相全桥电路
负
载
u
s
L
s
i
s
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+ u
d
整流运行状态下
?当 us > 0时, 由 V2,VD4、
VD1,Ls和 V3,VD1,VD4、
Ls分别组成两个升压斩波电路
? V2通时, us通过 V2,VD4向
Ls 储能
? V2关断时, Ls中储存的能量
通过 VD1,VD4向直流侧 C充
电
us < 0时，由 V1,VD3、
2,Ls和 V4,VD2,VD3、
Ls分别组成两个升压斩波电
路，工作原理和 us > 0时类
似
79
2．三相 PWM整流电路
负
载
图6 - 3 0
C
u
a
L
s
i
a
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3
A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
u
d
C
V
5
VD
5
V
6
VD
6
u
b
i
b
u
c
i
c
图 6-30 三相桥式 PWM整流电路
●工作原理和前述的
单相全桥电路相似，
只是从单相扩展到
三相
进行 SPWM控制，
在交流输入端 A,B
和 C可得 SPWM电压，
按图 6-29a的相量图
控制，可使 ia,ib、
ic为正弦波且和电压
同相且功率因数近
似为 1
●和单相相同，该电
路也可工作在逆变
运行状态及图 c或 d
的状态
80
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
81
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
1．间接电流控制 没有引入电流反馈
相位和幅值控制
按图 6-29a（逆变时为图 6-29b）的相量关系来控制整流
桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而
得到功率因数为 1的控制效果
82
?控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环
?直流电压给定信号和实际直流电压 ud比较后送入 PI调节
器,PI调节器的输出为一直流电流信号 id,id的大小和整流
器交流输入电流幅值成正比
图6 - 3 1
PI
+
-
负载
三角波
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制
系统结构
稳态时,ud=ud,PI调节器输入为零,PI调节器的输出 id
和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应
*
?负载电流增大时,C放电而使其 ud下降,PI调节器的输
入端出现正偏差，使其输出 id增大，使整流器交流输入电
流增大，也使 ud回升
达到稳态时,ud仍和 ud 相等,PI调节器输入仍恢复到零，
而 id则稳定为为新的较大的值，与较大的负载电流和较大
的交流输入电流相对应
*
?负载电流减小时，调节过程和上述过程相反
83
图6 - 3 1
PI
+
-
负载
三角波
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制
系统结构
整流器从整流运行向逆变运行转换
首先负载电流反向而向 C充电, 使 ud抬高, PI调节器出现负
偏差, id减小后变为负值, 使交流输入电流相位和电压相位
反相, 实现逆变运行
稳态时,ud和 ud 仍然相等,PI调节器输入恢复到零，输出
id为负值，并与逆变电流的大小对应
*
84
图6 - 3 1
PI
+
-
负载
三角波
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制
系统结构
控制系统中其余部分的工作原理
? 上面的乘法器是 id分别乘以和 a,b,c三相相电
压同相位的正弦信号, 再乘以电阻 R,得到各相电
流在 Rs上的压降 uRa,uRb和 uRc
下面的乘法器是 分别乘以比,, 三相相电
压相位超前 π /2的余弦信号, 再乘以电感 L的感抗,
得到各相电流在电感 Ls上的压降 uLa,uLb和 uLc
? 各相电源相电压 ua,ub,uc分别减去前面求得的
输入电流在 R和 L上的压降, 可得到所需整流桥交流
输入端各相的相电压 uA,uB和 uC的信号, 用该信号
对三角波载波进行调制, 得到 PWM开关信号去控
制整流桥, 可得到需要的控制效果
85
通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反
馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值
2,直接电流控制
86
图6 - 3 2
PI
负载
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
i
d
i
a,b,c
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
i
*
a,b,c
图 6-32 直接电流
控制系统结构图
双闭环控制系统 外环是直流电压控制环内环是交流电流控制环
?外环 PI调节器的输出为直流电流信号 id,id分别乘以和 a、
b,c三相相电压同相位的正弦信号，得到三相交流电流的
正弦指令信号 ia,ib 和 ic***
? 指令信号和实际交流电流信号比较后, 通过滞环对器
件进行控制, 便可使实际交流输入电流跟踪指令值,其跟
踪误差在由滞环环宽所决定的范围
*? i
a,ib和 ic分别和各自的电源电压同相位, 其幅值和反
映负载电流大小的直流信号 id成正比, 这是整流器运行时
所需的交流电流指令信号
**
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第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法
本章小 结
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本 章 小 结
PWM控制技术用于直流斩波电路
? 直流斩波电路实际上就是直流 PWM电路，是 PWM
控制技术应用较早也成熟较早的一类电路，应用于直流
电动机调速系统就构成广泛应用的 直流脉宽调速系统
PWM控制技术用于交流 — 交流变流电路
? 交流 — 交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式
变频电路是 PWM控制技术在这类电路中应用的代表，
矩阵式变频电路因其容易实现集成化，可望有良好的发
展前景
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PWM控制技术用于逆变电路
? PWM控制技术在逆变电路中广泛而成功的应用，奠
定了 PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位
PWM控制技术用于整流电路
构成 PWM整流电路, 可看成逆变电路中的 PWM技术向
整流电路的延伸
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目 录
绪论
1 电力电子器件
2 整流电路
3 直流斩波电路
4 交流电力控制电路和交交变频电路
5 逆变电路
6 PWM控制技术
7 软开关技术
8 组合变流技术
