电力电子技术（合肥工大）：电力电子技术

电 力 电 子 技 术
Power Electronic Technology
第一讲 概 述
1.1 什么是电力电子技术
1.2 电力电子技术的发展史
1.3 电力电子技术的应用
1.4 电力电子技术的主要内容
1.1 什么是电力电子技术
电子技术 包括, 信息电子技术 电力电子技术
1,信息电子技术 (Info Electronic Technology)——模拟电
子技术 (Analog Electronic Technology)和数字电子技术 (Digital
Electronic Technology),主要用于信息处理 (Info Dispose)。
2,电力电子技术 (Power Electronic Technology)——应用
于电力领域的电子技术，使用电力电子器件 (Power Electronic
Device)对电能进行变换和控制的技术。电力电子技术主要用于
电力变换 (Power Conversion)。
目前电力电子器件均用半导体制成，故也称电力半导体器件
(Power Semiconductor Device)。
电力电子装置（ Power Electronic Equipment)的功率，可大到数百
MW甚至 GW，也可小到数瓦甚至 1W以下
1.1 什么是电力电子技术
电力电子技术的两个分支,电力电子变流技
术 电力电子器件制造技术
1,电力电子变流技术 (Power Electronic Conversion
Technique) 用电力电子器件 (Power Electronic Device)构成电
力变换电路 (Power Conversion Circuit)和对其进行控制的技术，
及构成电力电子装置 （ Power Electronic Equipment)和电力电子系
统 (Power Electronic System)的技术。 电力电子技术的核心，理论
基础是电路理论 (Theory of Electric circuit)。
2、电力电子器件制造技术 (Manufacture Technique of
Power Electronic Device) 电力电子器件制造技术的基
础，理论基础是半导体物理 (Semiconductor Physics)
1.1 什么是电力电子技术
电力电子变流技术,用电力电子器件 进行电力变换的技术，
简称为 变流技术 (Power Conversion Technique)。
电力变换四大类,交流－直流、直流－交流、直流－直流和
交流－交流。
输入
输出
交 流 (Alternating
Current－ AC)
直 流 (Direct Current
－ DC)
直流 (Direct
Current－ DC 整流 (Rectification)
直流斩波 (DC
Chopping)
交 流
(Alternating
Current－ AC)
交流调压 (AC Voltage
Conversion)、变频
(Frequency Conversion)、
变相 (Phase Conversion)
逆 变 (Inversion)
1.1 什么是电力电子技术
“电力电子技术”和“电力电子学”
电力电子学 (Power Electronics) 60年代出现, 1974年, 美国的 W,
Newell用图 0-1的倒三角形对电力电子学进行了描述, 被全世界普遍接受
,电力电子学, 和, 电力电子
技术, 分别从学术和工程技术
的角度来称呼, 实际内容没有
很大不同 。
描述电力电子学的倒三角形
μ? à￥
μ? ?ó ? ê?
μ? ?ó ?§ μ? à￥ ?§
?× ??
?í áú
à? D÷ ?￠ ?? é￠
μ
?
á??
￠
?÷?ú
?2
??
?÷?￠
Dù
?a
μ?
oú
1.1 什么是电力电子技术
电力电子技术和电子技术的关系
电子技术 对应 电力电子技术
电子器件 电力电子
电子电路 电力电子电路
电力电子器件制造技术和电子器件（ Electronic Device)制造技
术的理论基础是一样的，大多数工艺也相同
现代电力电子器件制造大都使用集成电路（ Integrate Circuit
－ IC)制造工艺，采用微电子 (Micro-electronics）制造技术，许
多设备都和微电子器件制造设备通用，说明二者同根同源。
1.1 什么是电力电子技术
电力电子技术和电子学的关系
? 电力电子电路 (Power Electronic Circuit） 和电子电路
Electronic Circuit）
? 许多分析方法一致, 仅应用目的不同
? 广义而言, 电子电路中的功放和功率输出也可算做电力电子电
路
? 电力电子电路广泛用于电视机, 计算机等电子装置中, 其电源
部分都是电力电子电路
? 器件的工作状态
? 信息电子 既可放大，也可开关
? 电力电子 为避免功率损耗过大，总在开关状态 ——电力电
子技术的一个重要特征
1.1 什么是电力电子技术
电力电子技术与电气工程的关系
? 主要关系,电力电子技术广泛用于 电气工程 （ Electrical
Engineering） 中 。
1) 电力电子装置广泛用于 高压直流输电 （ High－ Voltage DC
Transmission）, 静止无功补偿 (Static VAR Compensate),电力
机车牵引 （ Electrical Power Motorcycle Driving）, 交直流电力
传动 (AC/DC Power Driving）, 电解 （ Electrolyze）, 励磁
（ Excitation）, 电加热 （ Electric Power Heating）, 高性能交直
流电源 （ High－ Performance AC/DC Power Supply) 等 电力系统
(Electric Power System)和 电气工程 （ Electrical Engineering） 。
1.1 什么是电力电子技术
电力电子技术与电气工程的关系
? 主要关系,电力电子技术广泛用于 电气工程
（ Electrical Engineering）中。
2) 通常把电力电子技术归属于电气工程学科
3) 电气工程学科中一个最为活跃的分支, 其不断进步给电气工程的现代化以巨大的推动力
1.1 什么是电力电子技术
电力电子技术与控制理论的关系
1) 控制理论广泛用于电力电子技术, 使电力电子装置和系统
的性能满足各种需求
2) 电力电子技术可看成, 弱电控制强电, 的技术, 是, 弱电
和强电的接口,, 控制理论是实现该接口的强有力纽带
3) 控制理论和自动化技术密不可分, 而电力电子装置是自动
化技术的基础元件和重要支撑技术
1.2 电力电子技术的収展史
?电力电子器件的发展对电力电子技
术的发展起着决定性的作用，因此，
电力电子技术的发展史是以电力电
子器件的发展史为纲的。
1.2 电力电子技术的収展史
? 电力电子技术的发展简史
? 1904年出现了 电子管 （ Vacuum tube),能在真空中对
电子流进行控制, 并应用于通信和无线电, 从而开了
电子技术之先河
? 后来出现了 水银整流器 （ Mercury Rectifier）, 其性
能和 晶闸管 （ Thyristor） 很相似 。 在 30年代到 50年代,
是水银整流器发展迅速并大量应用的时期 。 它广泛用
于 电化学工业, 电气铁道 直流变电所, 轧钢用 直流电
动机的传动, 甚至用于 直流输电
1.2 电力电子技术的収展史
? 1947年美国贝尔实验室发明 晶体管 (Transistor），
引发了电子技术的一场革命
? 1957年美国通用电气公司研制出第一个 晶闸管
? 1960年我国研究成功 硅整流管 （ Silicon Rectifying
Tube/Rectifier Diode）
? 1962年我国研究成功 晶闸管 （ Thyristor）
? 70年代出现 电力晶体管 （ Giant Transistor－ GTR)、
电力场效应管 （ Metallic Oxide Semiconductor
Field Effect Transistor－ MOSFET)
1.2 电力电子技术的収展史
?各种 整流电路、逆变电路、周波变流电路 的
理论已经发展成熟并广为应用。在晶闸管出
现以后的相当一段时期内，所使用的电路形
式仍然是这些形式
?交流电变为直流电的方法除水银整流器外，
还有发展更早的电动机 —直流发电机组，即
变流机组。和旋转变流机组相对应,静止变
流器 的称呼从水银整流器开始并沿用至今
1.2 电力电子技术的収展史
?最先用于电力领域的半导体器件是 硅二极管
?晶闸管 因电气性能和控制性能优越，很快取代了 水银整流器
和 旋转变流机组,且其应用范围也迅速扩大。电化学工业、
铁道电气机车、钢铁工业（轧钢用 电气传动、感应加热 等）、
电力工业（ 直流输电、无功补偿 等）的迅速发展也有力地推
动了晶闸管的进步。电力电子技术的概念和基础就是由于晶
闸管及 晶闸管变流技术 的发展而确立的
?晶闸管是通过对门极的控制能够使其导通而不能使其关断的
器件，因而属于 半控型 器件
?对晶闸管电路的控制方式主要是 相位控制方式
?晶闸管的关断通常依靠电网电压等外部条件来实现
1.2 电力电子技术的収展史
?80年代后期开始,复合型器件
?以 绝缘栅极双极型晶体管 （ Insulated － Gate Bipolar
Transistor － IGBT） 为代表,IGBT是 电力 场 效应 管
（ MOSFET） 和 双极结型晶体管 （ Bipolar Junction
Transistor－ BJT） 的复合 。 它集 MOSFET的驱动功率小,
开关速度快的优点和 BJT通态压降小, 载流能力大的优点
于一身, 性能十分优越, 使之成为现代电力电子技术的
主导器件 。 与 IGBT相对应, MOS控制晶闸管 （ MOS
Controlled Transistor－ MCT） 和 集成门极换流晶闸管
（ Intelligent Gate-Commutated Thyristor－ IGCT） 等
都是 MOSFET和 GTO的复合, 它们也综合了 MOSFET和 GTO两
种器件的优点 。
1.2 电力电子技术的収展史
?功率模块 （ Power Module）：为了使电力电子装置的
结构紧凑、体积减小，常常把若干个电力电子器件及
必要的辅助元件 做成模块的形式，这给应用带来了
很大的方便。
?功率集成电路 （ Power Integrated Circuit－ PIC）,
把驱动, 控制, 保护电路和功率器件集成在一起, 构
成功率集成电路 （ PIC） 。 目前其功率都还较小, 但
代 表了电力电子技术发展的一个重要方向 。
?智能功率模块 （ Intelligent Power Module－ IPM）
则专指 IGBT及其辅助器件与其保护和驱动电路的单片
集成, 也称 智能 IGBT（ Intelligent IGBT） 。
1.2 电力电子技术的収展史
?高压集成电路 （ High Voltage Integrated
Circuit－ HVIC）, 一般指横向高压器件与逻辑
或模拟控制电路的单片集成。
?智能功率集成电路 （ Smart Power Integrated
Circuit－ SPIC）：一般指纵向功率器件与逻辑或
模拟控制电路的单片集成。
1.3 电力电子技术的应用
1) 一般工业
? 直流电动机 （ DC Electromotor） 有良好的调速性能, 给其供电的 可
控整流电源 （ Controlled Rectifying Power Supply） 或 直流斩波电
源 （ DC Chopping Power Supply） 都是电力电子装置
? 近年来电力电子 变频技术 （ Frequency Inversion Technique） 的迅
速发展, 使 交流电机 （ AC Electromotor） 的调速性能可与直流电机
媲美, 交流调速技术 （ AC Speed Control Technique） 大量应用并占
据主导地位 。 几百 W到数千 kW的变频调速装置, 软起动装置等
? 电化学工业大量使用直流电源 （ DC Power Supply）, 电解铝, 电解
食盐水等都电力电子技术还大量用于冶金工业中的高频或中频感应加
热电源, 淬火电源及直流电弧炉电源等场合需要大容量整流电源 。 电
镀装置也需要整流电源 （ Rectifying Power Supply）
1.3 电力电子技术的应用
2) 交通运输
? 电气化铁道中广泛采用电力电子技术
? 电气机车中的直流机车中采用整流装置, 交流机
车采用 变频装置 （ Frequency Inverter） 。 直流
斩波器 （ DC Chopper） 也广泛用于铁道车辆 。 在
未来的磁悬浮列车中, 电力电子技术更是一项关
键技术 。 除牵引电机传动外, 车辆中的各种辅助
电源也都离不开电力电子技术
1.3 电力电子技术的应用
? 电动汽车的电机靠电力电子装置进行 电力变换 （ Power
Conversion）和驱动控制其蓄电池的充电也离不开电力电
子装置。一台高级汽车中需要许多控制电机，它们也要靠
变频器 （ Frequency Inverter）和 斩波器 （ Chopper）驱
动并控制
? 飞机、船舶需要很多不同要求的电源，因此航空和航海都
离不开电力电子技术
? 如果把电梯也算做交通运输，那么它也需要电力电子技术。
以前的电梯大都采用直流调速系统，而近年来 交流变频调
速 （ AC Speed Control by Frequency Variation）已成
为主流
1.3 电力电子技术的应用
3) 电力系统
? 电力电子技术在电力系统中有非常广泛的应用 。 据估计, 发
达国家在用户最终使用的电能中有 60%以上至少经过一次电
力电子变流装置的处理 。 电力系统在通向现代化的进程中,
电力电子技术是关键技术之一 。 毫不夸张地说, 离开电力电
子技术, 电力系统的现代化是不可想象的 。
? 直流输电 （ DC Transmission） 在长距离, 大容量输电时有很大
的优势, 其送电端的整流阀和受电端的逆变阀都采用晶闸管
变流装置 。 近年发展起来的 柔性交流输电 （ Flexible AC
Transmission－ FACTS） 也是依靠电力电子装置才得以实现
的 。
1.3 电力电子技术的应用
? 无功补偿和谐波抑制 （ VAR Compensate and Harmonic Control）
对电力系统有重要的意义 。 晶闸管控制电抗器 （ Thysistor
Controlled Reactor－ TCR）, 晶闸管投切电容器 （ Thysistor
Controlled Capacitor－ TSC） 都是重要的无功补偿装置 。 近年
来出现的 静止无功发生器 （ Static VAR Generator－ SVG）, 有
源电力滤波器 （ Active Power Filter－ APF） 等新型电力电子
装置具有更为优越的 无功功率和谐波补偿 （ VAR and Harmonic
Compensate） 的性能 。 在配电网系统, 电力电子装置还可用于
防止电网瞬时停电, 瞬时电压跌落, 闪变等, 以进行电能质量
控制, 改善供电质量
? 在变电所中，给操作系统提供可靠的交直流操作电源，给蓄电
池充电等都需要电力电子装置
1.3 电力电子技术的应用
4) 电子装置用电源
? 各种电子装置一般都需要不同电压等级的 直流电源 （ DC Power
Supply）供电。通信设备中的程控交换机所用的直流电源以前
用 晶闸管整流电源 （ Thysistor Rectifying Power Supply)，
现在已改为采用全控型器件的 高频开关电源 （ High Frequency
Switching Mode Power Supply）。大型计算机所需的工作电源、
微型计算机内部的电源现在也都采用高频开关电源。在各种电
子装置中，以前大量采用线性稳压电源供电，由于高频开关电
源体积小、重量轻、效率高，现在已逐渐取代了线性电源。因
为各种信息技术装置都需要电力电子装置提供电源，所以可以
说信息电子技术离不开电力电子技术。
1.3 电力电子技术的应用
5) 家用电器
? 照明在家用电器中有十分突出的地位 。 由于电力电子照明电源
体积小, 发光效率高, 可节省大量能源, 通常被称为, 节能
灯,, 正逐步取代传统的白炽灯和日光灯
? 变频空调器 （ Frequency Conversion Air－ Condition） 是家
用电器中应用电力电子技术的典型例子之一 。 电视机, 音响设
备, 家用计算机等电子设备的电源部分也都需要电力电子技术 。
此外, 有些洗衣机, 电冰箱, 微波炉等电器也应用了电力电子
技术 。
? 电力电子技术广泛用于家用电器使得它和我们的生活变得十
分贴近。
1.3 电力电子技术的应用
6) 其他
? 不间断电源 （ Uninterruptable Power System－
UPS） 在现代社会中的作用越来越重要, 用量也
越来越大 。 目前, UPS在电力电子产品中已占有
相当大的份额 。
? 航天飞行器 （ Space Flight Aerocraft） 中的
各种电子仪器需要电源, 载人航天器中为了人的
生存和工作, 也离不开各种电源, 这些都必需采
用电力电子技术
1.3 电力电子技术的应用
?传统的发电方式是 火力发电 （ Thermal power）,水力发电
（ Waterpower）以及后来兴起的核能发电。能源危机后，
各种 新能源 （ New Energy）,可再生能源 （ Reproducible
Energy）及新型发电方式越来越受到重视。其中 太阳能发
电 （ Solar Power）, 风力发电 （ Wind Power）的发展较
快,燃料电池 （ Fuel Cell）更是备受关注。太阳能发电和
风力发电受环境的制约，发出的电力质量较差，常需要储
能装置缓冲，需要改善电能质量，这就 需要电力电子技术 。
当需要和电力系统联网时，也 离不开电力电子技术 。
1.3 电力电子技术的应用
? 为了合理地利用 水力发电 （ Waterpower） 资源, 近年来抽
水储能发电站受到重视 。 其中的大型电动机的起动和调速
都需要电力电子技术 。 超导储能是未来的一种储能方式,
它需要强大的直流电源供电, 这也 离不开电力电子技术 。
? 核聚变反应堆 （ Nucleus Fusion Pile） 在产生强大 磁场
（ Magnetic Field） 和注入能量时, 需要大容量的 脉冲电
源 （ Pulse Power Supply）, 这种电源就是电力电子装置 。
科学实验或某些特殊场合, 常常需要一些 特种电源
（ Special Power Supply）, 这也是电力电子技术的用武
之地 。
1.3 电力电子技术的应用
?以前电力电子技术的应用偏重于中、大功率。现在，在
1kW以下，甚至几十瓦以下的功率范围内，电力电子技术
的应用也越来越广，其地位也越来越重要。这已成为一
个重要的发展趋势，值得引起人们的注意。
?总之, 电力电子技术的应用范围十分广泛 。 从人类对宇
宙和大自然的探索, 到国民经济的各个领域, 再到我们
的衣食住行, 到处都能感受到电力电子技术的存在和巨
大魅力 。 这也激发了一代又一代的学者和工程技术人员
学习, 研究电力电子技术并使其飞速发展 。
1.3 电力电子技术的应用
?电力电子装置提供给负载的是各种不同的直流电源,
恒频交流电源和变频交流电源, 因此也可以说, 电
力电子技术研究的也就是电源技术 。
?电力电子技术对节省电能有重要意义。特别在大型
风机、水泵采用变频调速方面，在使用量十分庞大
的照明电源等方面，电力电子技术的节能效果十分
显著，因此它也被称为是节能技术。
1.4 电力电子技术的主要内容
1) 电力电子器件（第一章）
? 简要概述 电力电子器件 （ Power Electronic Device）
的概念、特点和分类等问题
? 介绍各种常用电力电子器件的基本结构, 工作原
理, 基本特性, 主要参数, 驱动 （ Driving）, 缓
冲 （ Snubber ）, 保护 （ Protection）, 串并联
（ Series－ Parallel Connection） 等器件应用时的共
性问题和基础性问题以及选择和使用中应注意的
一些问题
1.4 电力电子技术的主要内容
2) 各种电力电子电路（第 2～ 5章、第 8章）
? 可控硅整流及其有源逆变电路
? 单相半波可控整流电路 （ Single-Phase Half-Wave Controlled
Rectifier）
? 单相桥式全控整流电路 （ Single-Phase Full-Bridge Controlled
Rectifier）
? 单相桥式半控整流电路 （ Single-Phase Full-Bridge Semi-
Controlled Rectifier）
? 三相半波可控整流电路 （ Three-Phase Half-Wave Controlled
Rectifier）
? 三相桥式可控整流电路 （ Three-Phase Full-Bridge Controlled
Rectifier）
1.4 电力电子技术的主要内容
? 可控硅整流及其有源逆变电路
? 电容滤波的不可控整流电路 （ No Controlled Rectifier
with Capacitor Filter）
? 大功率可控整流电路 （ High-Power Controlled Rectifier）
? 单相全波有源逆变电路 （ Single-Phase Full-Wave Active
Inverter）
? 单相桥式有源逆变电路 （ Single-Phase Full-Bridge Active
Inverter）
? 三相半波有源逆变电路 （ Three-Phase Half-Wave Active
Inverter）
? 三相桥式有源逆变电路 （ Three-Phase Full-Bridge Active
Inverter）
1.4 电力电子技术的主要内容
?直流斩波、交流电压控制、交 -交变频
? 直流斩波电路 （ DC Chopper）
? 交流调压电路 （ AC Voltage Controller）
? 其他交流电压控制电路
? 交－交变频电路 （ AC－ AC Frequency Inverter）的基
本原理
1.4 电力电子技术的主要内容
?无源逆变电路
? 无源逆变电路 （ Reactive Inverter）的基本原理
? 无源逆变电路的 环流 （ Loop Current）方式
? 电压型逆变电路 （ Voltage Source Type Inverter－
VSTI）
? 电流型逆变电路 （ Current Source Type Inverter－
CSTI）
? 多重逆变电路 （ Multiplex Inverter）和 多电平逆变电
路 （ Multi-Level Inverter）
1.4 电力电子技术的主要内容
?组合变流电路
? 间接交流变流电路 （ Indirect AC－ AC Converter）
? 间接直流变流电路 （ Indirect DC－ DC Converter）
1.4 电力电子技术的主要内容
3) PWM控制与软开关技术（第 6,7章）
? PWM（ Pulse－ Width Modulation）的基本原理
? SPWM （ Sinusoidal Pulse－ Width Modulation）波形的
生成方法
? SPWM型无源逆变电路及其控制方法
? PWM跟踪控制 （ PWM Tracking Control）技术
? 软开关 （ Soft Switching）的基本概念
? 软开关的基本分类
? 典型的软开关电路
描述电力电子学的倒三角形 μ? à￥
μ? ?ó ? ê?
μ? ?ó ?§ μ? à￥ ?§
?× ??
?í áú
à? D÷ ?￠ ?? é￠
μ
?
á??
￠
?÷?ú
?2
??
?÷?￠
Dù
?a
μ?
oú
返回
第二讲 电力电子器件（一）
2.1 电力电子器件概述
2.2 不可控器件－电力二极管
2.3 半控型器件－晶闸管
2.1 电力电子器件概述
2.1.1 电力电子器件的概念和特征
2.1.2 应用电力电子器件的系统组成
2.1.3 电力电子器件的分类
返回
2.1.1 电力电子器件的概念和特征
?主电路 （ Main Power Circuit） —电气设备或
电力系统中，直接承担电能的变换或控制任
务的电路。
?电力电子器件 （ Power Electronic Device） —
可直接用于处理电能的主电路中, 实现电能
的变换或控制的电子器件 。
返回
2.1.1 电力电子器件的概念和特征
?广义上电力电子器件可分为 电真空器件 （ Electron
Device）和 半导体器件 （ Semiconductor Device）
两类。
? 两类中，自 20世纪 50年代以来，真空管（ Vacuum Valve）
仅在频率很高（如微波）的大功率高频电源中还在使用，
而电力半导体器件已取代了 汞弧整流器 （ Mercury Arc
Rectifier）,闸流管 （ Thyratron）等电真空器件，成为
绝对主力。因此，电力电子器件目前也往往专指电力半
导体器件。
? 电力半导体器件 （ Power Semiconductor Device）所采用
的主要材料仍然是硅
2.1.1 电力电子器件的概念和特征
? 同处理信息的电子器件相比, 电力电子器件
的一般特征,
1) 能处理电功率的大小, 即承受电压和电流 的能力
是最重要的参数
? 其处理电功率的能力小至毫瓦级, 大至兆瓦级,大
多都远大于处理信息的电子器件 。
2.1.1 电力电子器件的概念和特征
2) 电力电子器件一般都工作在开关状态
? 导通时 【 通态 （ On－ State） 】 阻抗 （ Impedance） 很小, 接
近于短路, 管压降 （ Voltage Across the Tube） 接近于零, 而
电流由外电路决定
? 阻断时 【 断态 （ Off－ State） 】 阻抗很大, 接近于断路, 电流
几乎为零, 而管子两端电压由外电路决定
? 电力电子器件的 动态特性 （ Dynamic Speciality） 【 也就是 开
关特性 （ Switching Speciality） 】 和参数, 也是电力电子器件
特性很重要的方面, 有些时候甚至上升为第一位的重要问题 。
? 作电路分析时, 为简单起见往往用理想开关来代替
2.1.1 电力电子器件的概念和特征
3) 电力电子器件往往需要由信息电子电路来控制
? 在主电路和控制电路之间, 需要一定的中间电路对控制电
路的信号进行放大, 这就是电力电子器件的 驱动电路
(Driving Circuit）
4) 为保证不致于因损耗散发的热量导致器件温度过高而损
坏, 不仅在器件封装上讲究散热设计, 在其工作时一般
都要安装散热器 。
? 导通时器件上有一定的 通态压降 （ On-state Voltagedrop），
形成 通态损耗 （ On-state Losses)
? 阻断时器件上有微小的断态 漏电流 （ Leakage Current） 流
过, 形成 断态损耗 ( Off-state Losses）
2.1.1 电力电子器件的概念和特征
? 在器件开通或关断的转换过程中产生 开通损耗 （ Turning
on Losses） 和 关断损耗 （ Turning off Losses）, 总称 开
关损耗 （ Switching Loss）
? 对某些器件来讲, 驱动电路向其注入的功率也是造成器
件发热的原因之一
? 通常电力电子器件的断态 漏电流 （ Leakage Current） 极
小, 因而通态损耗是器件功率损耗的主要成因
? 器件 开关频率 （ Switching Frequency） 较高时, 开关损
耗会随之增大而可能成为器件功率损耗的主要因素
2.1.2 应用电力电子器件的系统组成
? 电力电子系统, 由 控制电路 （ Control Circuit）,
驱动电路 （ Driving Circuit） 和以电力电子器件为核
心的 主电路 （ Main Circuit） 组成
图 1-1 电力电子器件在实际应用中的系统组成
返回
2.1.2 应用电力电子器件的系统组成
?控制电路 （ Control Circuit）按系统的工作要求形
成 控制信号 （ Control Signal），通过 驱动电路
（ Driving Circuit）去控制 主电路 （ Main Circuit）
中电力电子器件的 通或断 （ Turn-on or Turn-off），
来完成整个系统的功能。
2.1.2 应用电力电子器件的系统组成
?有的电力电子系统中，还需要有 检测电路 （ Detect Circuit）。
广义上往往其和驱动电路等主电路之外的电路都归为控制电路，
从而粗略地说电力电子系统是由主电路和控制电路组成的。
?主电路中的电压和电流一般都较大, 而控制电路的元器件只能
承受较小的电压和电流, 因此在主电路和控制电路连接的路径
上, 如驱动电路与主电路的连接处, 或者驱动电路与控制信号
的连接处, 以及主电路与检测电路的连接处, 一般需要进行 电
气隔离 （ Electrical Isolation）, 通过其它手段如光, 磁等
来传递信号 。
2.1.2 应用电力电子器件的系统组成
?由于主电路中往往有电压和电流的过冲, 而电力电子器件
一般比主电路中普通的元器件要昂贵, 但承受过电压和过
电流的能力却要差一些, 因此, 在主电路和控制电路中附
加一些保护电路, 以保证电力电子器件和整个电力电子系
统正常可靠运行, 也往往是非常必要的 。
?器件一般有三个端子（或称极或管角），其中两个联结在
主电路中，而第三端被称为控制端（或控制极）。器件通
断是通过在其控制端和一个主电路端子之间加一定的信号
来控制的，这个主电路端子是驱动电路和主电路的公共端，
一般是主电路电流流出器件的端子。
2.1.3 电力电子器件的分类
? 按照器件能够被控制电路信号所控制的程
度, 分为以下三类,
1) 半控型器件 (Semi-controlled Device)—
—通过控制信号可以控制其导通而不能
控制其关断
? 晶闸管 （ Thyristor） 及其大部分派生器件
? 器件的关断由其在主电路中承受的电压和
电流决定
返回
2.1.3 电力电子器件的分类
2) 全控型器件 (Full-controlled Device)——通过
控制信号既可控制其导通又可控制其关断,
又称自关断器件
? 绝 缘 栅 双 极 晶 体 管 （ Insulated-Gate Bipolar
Transistor——IGBT）
? 电力场效应晶体管 （ Power MOSFET,简称为电
力 MOSFET）
? 门极可关断晶闸管 （ Gate-Turn-Off Thyristor —
GTO）
2.1.3 电力电子器件的分类
3) 不可控器件 (Uncontrolled Device)——不
能用控制信号来控制其通断, 因此也就不需
要驱动电路
? 电力二极管 （ Power Diode）
? 只有两个端子, 器件的通和断是由其在主
电路中承受的电压和电流决定的
2.1.3 电力电子器件的分类
? 按照驱动电路加在器件控制端和公共端之间信
号的 性质, 分为两类,
1) 电流驱动型 (Current Driving Type)——通过从控制
端注入或者抽出电流来实现导通或者关断的控制
2) 电压驱动型 (Voltage Driving Type)——仅通过在控
制端和公共端之间施加一定的电压信号就可实现导
通或者关断的控制
3) 电压驱动型器件实际上是通过加在控制端上的电压
在器件的两个主电路端子之间产生可控的电场来改
变流过器件的电流大小和通断状态, 所以又称为 场
控器件 (Field Controlled Device),或场效应器件
2.1.3 电力电子器件的分类
? 按照器件内部电子和空穴两种载流子参与导
电的情况分为三类,
1) 单极型器件 (Unipolar Device)——由一种
载流子参与导电的器件
2) 双极型器件 (Bipolar Device)——由电子和
空穴两种载流子参与导电的器件
3) 复合型器件 (Complex Device)——由单极
型器件和双极型器件集成混合而成的器件
2.1.3 电力电子器件的分类
电力电子器件分类树
M C T
I G B T
功率 M O SF E T
功率 S I T
肖特基势垒二极管
S I T H
GT
O
R
C
T
T
R
I
AC
LTT
晶闸管
电力二极管
双
极
型
单
极
型
混
合
型
复
合
型
（
（
图1 - 4 2
G T R
2.2 不可控器件－电力二极管
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
2.2.2 电力二极管的基本特性
2.2.3 电力二极管的主要参数
2.2.4 电力二极管的主要类型
返回
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
?电力二极管 （ Power Diode） 结构和原理
简单, 工作可靠, 自 20世纪 50年代初期
就获得应用
?快恢复二极管 （ Fast Recovery Diode） 和
肖特基二极管 （ Schottky Diode),分别
在中, 高频整流和逆变, 以及低压高频
整流的场合, 具有不可替代的地位
返回
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
? 电力二极管 （ Power Diode） 基本结构和工作原理
与信息电子电路中的二极管一样以半导体 PN结
为基础
? 由一个面积较大的 PN结 （ PN－ junction） 和两端
引线以及封装组成的
? 从外形上看, 主要有螺栓型和平板型两种封装
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
图 1-2 电力二极管的外形、结构和电气图形符号
a) 外形 b) 结构 c) 电气图形符号
A
K
A K
a)
I
K A P N
J
b)
c)
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
? N型半导体和 P型半导体结合后构成 PN结 。 交界处电子和空穴的
浓度差别, 造成了各区的多子向另一区的 扩散运动 （ Pervasion
Movement）, 到对方区内成为少子, 在界面两侧分别留下了带正,
负电荷但不能任意移动的杂质离子 。 这些不能移动的正, 负电荷
称为 空间电荷 （ Space Charge） 。 空间电荷建立的电场被称为 内电
场 （ Inside Electric Field） 或 自建电场 （ Self Building Electric
Field）, 其方向是阻止扩散运动的, 另一方面又吸引对方区内的
少子 （ 对本区而言则为多子 ） 向本区运动, 即 漂移运动
（ Excursion Movement） 。 扩散运动和漂移运动既相互联系又是
一对矛盾, 最终达到动态平衡, 正, 负空间电荷量达到稳定值,
形成了一个稳定的由空间电荷构成的范围, 被称为 空间电荷区,
按所强调的角度不同也被称为 耗尽层 （ Exhaust Layer）, 阻挡层
（ Bar Layer） 或 势垒区 （ Barrier Section） 。
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
?PN结的正向导通状态
电导调制效应使得 PN结在正向电流较大时压降仍然很低, 维
持在 1V左右, 所以正向偏置的 PN结表现为低阻态
图 1-3 PN结的形成
-?￡ -?￡ -?￡
-?￡ -?￡ -?￡
-?￡ -?￡ -?￡
-?￡ -?￡ -?￡
-?￡ -?￡ -?￡
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+
?¤
+-
+-
+-
+-
+-
?? ?? μ? 1é ?÷P Dí ?÷ N Dí ?÷
?ù μ? 3?
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
? PN结的反向截止状态
PN结的 单向导电性 (Unilateralism Conductivity)
二极管的基本原理就在于 PN结的单向导电性这一主要特征
? PN结的反向击穿 (Reverse Breakdown of P-N Junction)
有 雪崩击穿 (Avalanche Breakdown)和 齐纳击穿 (Punch Through)
两种形式, 可能导致热击穿
? PN结的电容效应,
PN结的电荷量随外加电压而变化, 呈现 电容效应, 称为 结电
容 (Junction Capacitance)CJ, 又称为 微分 电 容 (Incremental
Capacitance)。 结电容按其产生机制和作用的差别分为 势垒电
容 (Barrier Capacitance)CB和 扩散电容 (Diffuse Capacitance)CD
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
? 势垒电容 (Barrier Capacitance)只在外加电压变化时才起作用,
外加电压频率越高, 势垒电容作用越明显 。 势垒电容的大小与 PN
结截面积成正比, 与阻挡层厚度成反比
? 扩散电容 (Diffuse Capacitance)仅在正向偏置时起作用 。 在正
向偏置时, 当正向电压较低时, 势垒电容为主；正向电压较高时,
扩散电容为结电容主要成分
? 结电容 (Junction Capacitance)影响 PN结的工作频率, 特别是
在高速开关的状态下, 可能使其单向导电性变差, 甚至不能工作,
应用时应加以注意 。
2.2.1 PN结与电力二极管的工作原理
? 造成电力二极管和信息电子电路中的普通二极管
区别的一些因素,
? 正向导通时要流过很大的电流, 其电流密度较大, 因
而额外 载流子 (Carrier)的注入水平较高, 电导调制效应
不能忽略
? 引线和焊接电阻的压降等都有明显的影响
? 承受的电流变化率 di/dt较大, 因而其引线和器件自身的
电感效应也会有较大影响
? 为了提高反向耐压, 其掺杂浓度低也造成 正向压降
(Forward Bias Voltage)较大
2.2.2 电力二极管的基本特性
1,静态特性 （ Static State Characteristic ）
? 主要指其 伏安特性 (Volt-ampere Characteristic)
当电力二极管承受的正向电压大到一定值 （ 门槛电
压 UTO）, 正向电流才开始明显增加, 处于稳定导通
状态 。 与正向电流 IF对应的电力二极管两端的电压 UF
即为其正向电压降 。 当电力二极管承受反向电压时,
只有少子引起的微小而数值恒定的 反向漏电流
(Reverse Leakage Current)。
返回
2.2.2 电力二极管的基本特性
图 1-4 电力二极管的伏安特性
I
O
I
F
U
TO
U
F
U
2.2.2 电力二极管的基本特性
2,动态特性 (Dynamic Characteristic)
? 动态特性 ——因结电容的存在, 三种状态之间
的转换必然有一个过渡过程, 此过程中的电
压 —电流特性是随时间变化的 。 动态特性 主要
指 开关特性 (Switching Characteristic),开
关特性反映通态和断态之间的转换过程
? 关断过程 (Turn-off Transient),
? 在关断之前有较大的反向电流出现, 并伴随有明显的
反向电压过冲
? 须经过一段短暂的时间才能重新获得反向阻断能力,
进入截止状态
2.2.2 电力二极管的基本特性
? 延迟时间 (Delay Time),td= t1- t0,电流下降时间 (Current
Fall Time),tf= t2- t1
? 反向恢复时间 (Reverse Recovery Time),trr= td+ tf
? 恢复特性的软度：下降时间与延迟时间的比值 tf /td，或称
恢复系数，用 Sr表示
b)
U
FP
u
i
i
F
u
F
t
fr
t0
2V
a)
I
F
U
F
t
F
t
0
t
rr
t
d
t
f
t
1
t
2
t
U
R
U
RP
I
RP
d i
F
d t
d i
R
d t
图 1-5 电力二极管的动态过程波形
a) 正向偏置转换为反向偏置 b) 零偏置转换为正向偏置
2.2.2 电力二极管的基本特性
? 开通过程 (Turn-on Transient),
电力二极管的正向压降先出现一个过冲 UFP,经过
一段时间才趋于接近稳态压降的某个值 （ 如 2V） 。 这
一动态过程时间被称为 正向恢复时间 (Forward Recovery
Time)tfr。
?电导调制效应起作用需一定的时间来储存大量少子,
达到稳态导通前管压降较大
?正向电流的上升会因器件自身的电感而产生较大压
降 。 电流上升率越大, UFP越高
2.2.3 电力二极管的主要参数
1,正 向 平 均 电 流 (Average Rectifier Forward
Current) IF(AV)
额定电流 (Rating Current)——在指定的管壳温度 （ 简
称壳温, 用 TC表示 ） 和散热条件下, 其允许流过的
最大工频正弦半波电流的平均值
? 正向平均电流是按照电流的发热效应来定义的, 因此
使用时应按有效值相等的原则来选取电流定额, 并应
留有一定的裕量 。
? 当用在频率较高的场合时, 开关损耗 (Switching Losses)
造成的发热往往不能忽略
? 当采用 反向漏电流 (Reverse Leakage Current)较大的电
力二极管时, 其 断态损耗 (Off-state Losses)造成的发热
效应也不小
返回
2.2.3 电力二极管的主要参数
2,正向压降 (Forward Voltage) UF
? 指电力二极管在指定温度下, 流过某一指定的稳态正向电流
时对应的正向压降
? 有时参数表中也给出在指定温度下流过某一瞬态正向大电流
时器件的最大瞬时正向压降
3,反 向 重 复 峰 值 电 压 (Peak Repetitive Reverse
Voltage)URRM
? 指对电力二极管所能重复施加的反向最高峰值电压
? 通常是其雪崩击穿电压 UB的 2/3
? 使用时, 往往按照电路中电力二极管可能承受的反向最高峰
值电压的两倍来选定
2.2.3 电力二极管的主要参数
4,最 高 工 作 结 温 (Maximum Operation Junction
Temperature)TJM
? 结温 是指管芯 PN结的平均温度, 用 TJ表示
? 最高工作结温 是指在 PN结不致损坏的前提下所能承受的最
高平均温度
? TJM通常在 125~175?C范围之内
5,反向恢复时间 (Reverse Recovery Time)trr
? trr= td+ tf, 关断过程中, 电流降到 0起到恢复反响阻断能力
止的时间
6,浪 涌 电 流 [(Non)Repetitive Peak Surge
Current]IFSM
? 指电力二极管所能承受最大的连续一个或几个工频周期的过
电流 。
2.2.4 电力二极管的主要类型
?按照正向压降, 反向耐压, 反向漏电流等性
能, 特别是反向恢复特性的不同介绍
?在应用时, 应根据不同场合的不同要求选择
不同类型的电力二极管
?性能上的不同是由半导体物理结构和工艺上
的差别造成的
返回
2.2.4 电力二极管的主要类型
1,普通二极管 （ General Purpose Diode）
? 普通二极管又称 整流二极管 （ Rectifier Diode）
? 多用于开关频率不高 （ 1kHz以下 ） 的整流电
路中
? 其反向恢复时间较长, 一般在 5?s以上, 这在
开关频率不高时并不重要
? 正向电流定额和反向电压定额可以达到很高,
分别可达数千安和数千伏以上
2.2.4 电力二极管的主要类型
2,快恢复二极管 （ Fast Recovery Diode—FRD）
? 恢复过程很短特别是反向恢复过程很短 （ 5?s以下 ）
的二极管, 也简称快速二极管
? 工艺上多采用了掺金措施
? 有的采用 PN结型结构, 有的采用改进的 PiN结构
2.2.4 电力二极管的主要类型
?采用外延型 PiN结构的的 快恢复外延二极管 （ Fast
Recovery Epitaxial Diodes——FRED）, 其反向恢复
时间更短 （ 可低于 50ns）, 正向压降也很低
（ 0.9V左右 ）, 但其反向耐压多在 400V以下
?从性能上可分为快速恢复和超快速恢复两个等级 。
前者反向恢复时间为数百纳秒或更长, 后者则在
100ns以下, 甚至达到 20~30ns。
2.2.4 电力二极管的主要类型
3,肖特基二极管
? 以 金属和半导体接触形成的势垒 为基础的二极管称为
肖特基势垒二极管 （ Schottky Barrier Diode—SBD）,
简称为肖特基二极管
? 20世纪 80年代以来, 由于工艺的发展得以在电力电子
电路中广泛应用
? 肖特基二极管的弱点
? 当反向耐压提高时其正向压降也会高得不能满足要求,
因此多用于 200V以下
? 反向漏电流较大且对温度敏感, 因此反向稳态损耗不能
忽略, 而且必须更严格地限制其工作温度
2.2.4 电力二极管的主要类型
?肖特基二极管的优点
? 反向恢复时间很短 （ 10~40ns）
? 正向恢复过程中也不会有明显的电压过冲
? 在反向耐压较低的情况下其正向压降也很小, 明显低于
快恢复二极管
? 其开关损耗和正向导通损耗都比快速二极管还要小, 效
率高
图 1-1 电力电子器件在实际应用中的系统组成
返回
图 1-2 电力二极管的外形、结构和电气图形符号
A
K
A K
a)
I
K A P N
J
b)
c)
返回
图 1-3 PN结的形成 -。 -。 -。
-。 -。 -。
-。 -。 -。
-。 -。 -。
-。 -。 -。
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+
?
+-
+-
+-
+-
+-
空间电荷区P 型区 N 型区
内电场
返回
图 1-4 电力二极管的伏安特性
I
O
I
F
U
TO
U
F
U
返回
图 1-5 电力二极管的动态过程波形
b)
U
FP
u
i
i
F
u
F
t
fr
t0
2V
a)
I
F
U
F
t
F
t
0
t
rr
t
d
t
f
t
1
t
2
t
U
R
U
RP
I
RP
d i
F
d t
d i
R
d t
正向偏置转换为反向偏置 零偏置转换为正向偏置
返回
第三讲 电力电子器件（二）
半控型器件－晶闸管
3 半控型器件 —晶闸管
3.1 概述
3.2 晶闸管的结构与工作原理
3.3 晶闸管的基本特性
3.4 晶闸管的主要参数
3.5 晶闸管的派生器件
3.1 概述
? 晶闸管 （ Thyristor）,晶体闸流管, 可控硅整流器 （ Silicon
Controlled Rectifier——SCR）
? 1956年美国贝尔实验室 （ Bell Lab） 发明了晶闸管
? 1957年美国通用电气公司 （ GE） 开发出第一只晶闸管产品
? 1958年商业化
? 开辟了电力电子技术迅速发展和广泛应用的崭新时代
? 20世纪 80年代以来, 开始被性能更好的全控型器件取代
? 能承受的电压和电流容量最高, 工作可靠, 在大容量的场合
具有重要地位
? 晶闸管往往专指晶闸管的一种基本类型 ——普通晶闸管广
义上讲, 晶闸管还包括其许多类型的派生器件
返回
3.2 晶闸管的结构与工作原理
? 外形有 螺栓型 和 平板型 两种封装
? 引出 阳极 (Anode)A,阴极 (Kathode)K和 门极 (Gate)（ 控制端 ） G三
个联接端
? 对于螺栓型封装, 通常螺栓是其阳极, 能与 散热器 (Radiator)紧密
联接且安装方便
? 平板型封装的晶闸管可由两个 散热器 (Radiator)将其夹在中间
图 1-6 晶闸管的外形、结构和电气图形符号
a) 外形 b) 结构 c) 电气图形符号
A
A
G
G
K
K
b) c)a)
A
G
K
K
G
A
P
1
N
1
P
2
N
2
J
1
J
2
J
3
返回
3.2 晶闸管的结构与工作原理
R
N P N
P N P
A
G
S
K
E
G
I
G
E
A
I
K
I
c2
I
c1
I
A
V
1
V
2
P
1
A
G
K
N
1
P
2
P
2
N
1
N
2
a) b)
图 1-7 晶闸管的双晶体管模型及其工作原理
a) 双晶体管模型 b) 工作原理
3.2 晶闸管的结构与工作原理
Ic1=?1 IA + ICBO1 （ 1-1）
Ic2=?2 IK + ICBO2 （ 1-2）
IK=IA+IG （ 1-3）
IA=Ic1+Ic2 （ 1-4）
? 式中 ?1和 ?2分别是晶体管 V1和 V2的共基极电流增益；
ICBO1和 ICBO2分别是 V1和 V2的共基极漏电流 。 由以上式
（ 1-1） ~（ 1-4） 可得
（ 1-5）
)(1 21
C B O 2C B O 1G2
A ??
?
??
??? IIII
3.2 晶闸管的结构与工作原理
? 晶体管的特性是：在低发射极电流下 ? 是很小的，而
当发射极电流建立起来之后,? 迅速增大。
? 阻断状态,IG=0,?1+?2很小 。 流过晶闸管的漏电流稍
大于两个晶体管漏电流之和
? 开通 （ 门极触发 ）,注入触发电流使晶体管的发射极
电流增大以致 ?1+?2趋近于 1的话, 流过晶闸管的电流
IA（ 阳极电流 ） 将趋近于无穷大, 实现饱和导通 。 IA实
际由外电路决定 。
3.2 晶闸管的结构与工作原理
? 其他几种可能导通的情况,
? 阳极电压升高至相当高的数值造成雪崩效应
? 阳极电压上升率 du/dt过高
? 结温较高
? 光直接照射硅片, 即 光触发
光触发可以保证控制电路与主电路之间的良好绝缘而应用于
高压电力设备中之外, 其它都因不易控制而难以应用于实践,
称为 光控晶闸管 （ Light Triggered Thyristor——LTT）
? 只有门极触发 （ 包括光触发 ） 是最精确, 迅速而可靠
的控制手段
3.3 晶闸管的基本特性
1,静态特性
? 承受反向电压时, 不论门极是否有触发电流, 晶
闸管都不会导通
? 承受正向电压时, 仅在门极有触发电流的情况下
晶闸管才能开通
? 晶闸管一旦导通, 门极就失去控制作用
? 要使晶闸管关断, 只能使晶闸管的电流降到接近
于零的某一数值以下
返回
3.3 晶闸管的基本特性
?晶闸管的阳
极伏安特性
? 第 I象限的是正向
特性
? 第 III象限的是反向
特性
图 1-8(a) 晶闸管阳极伏安特性
IG2>IG1>IG
正向
导通
雪崩
击穿
O + U
A
- U
A
- I
A
I
A
I
H
I
G2
I
G1
I
G
= 0
U
bo
U
D S M
U
D R M
U
R R M
U
R S M
3.3 晶闸管的基本特性
? IG=0时, 器件两端施加正向电压, 正向阻断状态,
只有很小的正向漏电流流过, 正向电压超过临界极
限即正向 转折电压 Ubo,则漏电流急剧增大, 器件开
通 。 这种开通叫, 硬开通,, 一般不允许硬开通 。
? 随着门极电流幅值的增大, 正向转折电压降低
? 导通后的晶闸管特性和二极管的正向特性相仿
? 晶闸管本身的压降很小, 在 1V左右
3.3 晶闸管的基本特性
? 导通期间, 如果门极电流为零, 并且阳极电流降至接
近于零的某一数值 IH以下, 则晶闸管又回到正向阻断
状态 。 IH称为 维持电流 。 （ 阳极伏安特性图 ）
? 晶闸管上施加反向电压时, 伏安特性类似二极管的反
向特性
? 阴极是晶闸管主电路与控制电路的公共端
3.3 晶闸管的基本特性
? 晶闸管的门极触发电流从门极流入晶闸管，从阴极流
出
? 门极触发电流也往往是通过触发电路在门极和阴极之
间施加触发电压而产生的
? 晶闸管的门极和阴极之间是 PN结 J3,其伏安特性称为
门极伏安特性 。 为保证可靠, 安全的触发, 触发电路
所提供的触发电压, 电流和功率应限制在可靠触发区 。
(门极伏安特性图 ）
3.3 晶闸管的基本特性
?晶闸管的门
极伏安特性
? 图中 ABCGFED
所围成的区域
为可靠触发区
? 图中阴影部分
为不触发区
? 图中 ABCJIH所
围成的区域为
不可靠触发区
PGM
B
C
D
A
E
G
F
L
K
0
IFGM
UG
T
UFGM
IGT
UG
T
UG
D
IGT
IGD
A B
C
I H
J
图 1－ 8（ b） 晶闸管门极伏安特性
3.3 晶闸管的基本特性
2,动态特性
图 1-9 晶闸管的开通和关断过程波形
1 0 0 %
9 0 %
1 0 %
u
AK
t
tO
0
t
d
t
r
t
rr
t
gr
U
R R M
I
RM
i
A
3.3 晶闸管的基本特性
1) 开通过程 (特性图 )
? 开通时间 tgt包括 延迟时间 td与 上升时间 tr，即
tgt=td+ tr （ 1-6）
? 延迟时间 td：门极电流阶跃时刻开始，到阳极电流上升到稳
态值的 10%的时间
? 上升时间 tr：阳极电流从 10%上升到稳态值的 90%所需的时
间
? 普通晶闸管延迟时间为 0.5~1.5?s,上升时间为 0.5~3?s
3.3 晶闸管的基本特性
2) 关断过程
? 关断时间 tq：包括 反向阻断恢复时间 trr与 正向阻断恢复时
间 tgr，即
tq=trr+tgr （ 1-7）
普通晶闸管的关断时间约几百微秒。
? 反向阻断恢复时间 trr：正向电流降为零到反向恢复电流衰
减至接近于零的时间
? 正向阻断恢复时间 tgr：晶闸管要恢复其对正向电压的阻断
能力还需要一段时间
3.3 晶闸管的基本特性
注,
? 在正向阻断恢复时间内如果重新对晶闸管施加正
向电压, 晶闸管会重新正向导通
? 实际应用中, 应对晶闸管施加足够长时间的反向
电压, 使晶闸管充分恢复其对正向电压的阻断能
力, 电路才能可靠工作
3.4 晶闸管的主要参数
1,电压定额
1) 断态重复峰值电压 UDRM——在门极断路而结温为额定值时,
允许重复加在器件上的 正向峰值电压 。
2) 反向重复峰值电压 URRM—— 在门极断路而结温为额定值时,
允许重复加在器件上的反向峰值电压 。
3) 通态 （ 峰值 ） 电压 UTM——晶闸管通以某一规定倍数的额定
通态平均电流时的瞬态峰值电压 。
? 通常取晶闸管的 UDRM和 URRM中较小的标值作为该器件的
额定电压 。 选用时, 额定电压要留有一定 裕量,一般取额
定电压为正常工作时晶闸管所承受峰值电压 2~3倍
返回
3.4 晶闸管的主要参数
2,电流定额
1) 通态平均电流 IT(AV) (额定电流 )
额定电流 -----晶闸管在环境温度为 40?C和规定的冷却状态
下, 稳定结温不超过额定结温时所允许流过的最大工频正弦半
波电流的平均值 。
? 使用时应按实际电流与通态平均电流有效值相等的原则
来选取晶闸管
? 应留一定的裕量, 一般取 1.5~2倍
3.4 晶闸管的主要参数
2) 维持电流 IH
? ——使晶闸管维持导通所必需的最小电流
? 一般为几十到几百毫安, 与结温有关, 结温越高, 则 IH越小
3) 擎住电流 IL
? 晶闸管刚从断态转入通态并移除触发信号后, 能维持导通所
需的最小电流
? 对同一晶闸管来说, 通常 IL约为 IH的 2~4倍
4) 浪涌电流 ITSM
? 指由于电路异常情况引起的并使结温超过
? 额定结温的不重复性最大正向过载电流
3.4 晶闸管的主要参数
3,动态参数
除开通时间 tgt和关断时间 tq外, 还有,
1) 断态电压临界上升率 du/dt
指在额定结温和门极开路的情况下, 不导致晶闸
管从断态到通态转换的外加电压最大上升率
? 在阻断的晶闸管两端施加的电压具有正向的上升率时，相当
于一个电容的 J2结会有充电电流流过，被称为 位移电流 。此
电流流经 J3结时，起到类似门极触发电流的作用。如果电压
上升率过大，使充电电流足够大，就会使晶闸管误导通
3.4 晶闸管的主要参数
2) 通态电流临界上升率 di/dt
——指在规定条件下, 晶闸管能承受而
无有害影响的最大通态电流上升率
? 如果电流上升太快, 则晶闸管刚一开通, 便会有很大
的电流集中在门极附近的小区域内, 从而造成局部过
热而使晶闸管损坏
3.5 晶闸管的派生器件
1,快速晶闸管 （ Fast Switching Thyristor——FST)
? 包括所有专为快速应用而设计的晶闸管, 有快速晶闸管和高
频晶闸管
? 管芯结构和制造工艺进行了改进, 开关时间以及 du/dt和 di/dt
耐量都有明显改善
? 普通晶闸管关断时间数百微秒, 快速晶闸管数十微秒, 高频
晶闸管 10?s左右
? 高频晶闸管的不足在于其电压和电流定额都不易做高
? 由于工作频率较高, 选择通态平均电流时不能忽略其开关损
耗的发热效应
返回
3.5 晶闸管的派生器件
2,双 向 晶 闸 管 （ Triode AC Switch——TRIAC 或
Bidirectional triode thyristor）
图 1-10 双向晶闸管的电气图形符号和伏安特性
a) 电气图形符号 b) 伏安特性
a) b)
I
O U
I
G
= 0
G
T
1
T
2
3.5 晶闸管的派生器件
? 可认为是一对反并联联接的普通晶闸管的集成
? 有两个主电极 T1和 T2,一个门极 G
? 正反两方向均可触发导通, 所以双向晶闸管在第Ｉ和第 III
象限有对称的伏安特性
? 与一对反并联晶闸管相比是经济的, 且控制电路简单, 在
交流调压电路, 固态继电器 （ Solid State Relay——SSR）
和交流电机调速等领域应用较多
? 通常用在交流电路中，因此不用平均值而用有效值来表示
其额定电流值。
3.5 晶闸管的派生器件
3,逆导晶闸管 （ Reverse Conducting Thyristor—RCT）
? 将晶闸管反并联一个二极管制作在同一管芯上的功率集成器件
? 具有正向压降小, 关断时间短, 高温特性好, 额定结温高等优点
? 逆导晶闸管的额定电流有两个, 一个是晶闸管电流, 一个是反并
联二极管的电流
图 1-11 逆导晶闸管的电气图形符号和伏安特性
a) 电气图形符号 b) 伏安特性
b)a)
UO
I
K
G
A
I
G
= 0
3.5 晶闸管的派生器件
4,光控晶闸管 （ Light Triggered Thyristor——LTT）
图 1-12 光控晶闸管的电气图形符号和伏安特性
a) 电气图形符号 b) 伏安特性
光强度
强 弱
b)
A
G
K
a)
O U
AK
I
A
3.5 晶闸管的派生器件
? 光控晶闸管 又称 光触发晶闸管, 是利用一定波长的光照
信号触发导通的晶闸管
? 小功率光控晶闸管只有阳极和阴极两个端子
? 大功率光控晶闸管则还带有光缆, 光缆上装有作为触发
光源的发光二极管或半导体激光器
? 光触发保证了主电路与控制电路之间的绝缘, 且可避免
电磁干扰的影响, 因此目前在高压大功率的场合, 如高
压直流输电和高压核聚变装置中, 占据重要的地位
图 1-6 晶闸管的外形、结构和电气图形符号
A
A
G
G
K
K
b) c)a)
A
G
K
K
G
A
P
1
N
1
P
2
N
2
J
1
J
2
J
3
返回
图 1-7 晶闸管的双晶体管模型及其工作原理
R
N P N
P N P
A
G
S
K
E
G
I
G
E
A
I
K
I
c2
I
c1
I
A
V
1
V
2
P
1
A
G
K
N
1
P
2
P
2
N
1
N
2
a) b)
双晶体管模型 工作原理
返回
图 1-8(a) 晶闸管阳极伏安特性
正向
导通
雪崩
击穿
O + U
A
- U
A
- I
A
I
A
I
H
I
G2
I
G1
I
G
= 0
U
bo
U
D S M
U
D R M
U
R R M
U
R S M
返回
图 8(b) 晶闸管门极伏安特性
PGM
B
C
D
A
E
G
F
L
K
0
IFGM
UGT UFGM
IGT
UGT UGD
IGT
IGD
A B
C
I H
J
返回
图 1-9 晶闸管的开通和关断过程波形
1 0 0 %
9 0 %
1 0 %
u
AK
t
tO
0
t
d
t
r
t
rr
t
gr
U
R R M
I
RM
i
A
返回
图 1-10 双向晶闸管的电气图形符号和伏安特性
a) b)
I
O U
I
G
= 0
G
T
1
T
2
电气图形符号 伏安特性
返回
图 1-11 逆导晶闸管的电气图形符号和伏安特性
b)a)
UO
I
K
G
A
I
G
= 0
电气图形符号 伏安特性
返回
图 1-12 光控晶闸管的电气图形符号和伏安特性
光强度
强 弱
b)
A
G
K
a)
O U
AK
I
A
电气图形符号 伏安特性
返回
第四讲 电力电子器件（三）
3.0 概述
3.1 门极可关断晶闸管
3.2 电力晶体管
3.3 电力场效应晶体管
3.4 绝缘栅双极晶体管
3.0 概述
? 门极可关断晶闸管 (Gate-Turn-Off Thyristor —GTO)在晶
闸管问世后不久出现
? 20世纪 80年代以来, 信息电子技术与电力电子技术在
各自发展的基础上相结合 ——高频化, 全控型, 采用
集成电路制造工艺的电力电子器件, 从而将电力电子
技术又带入了一个崭新时代
? 典型代表 ——门极可关断晶闸管, 电力晶体管 (Giant
Transistor——GTR), 电 力 场 效 应 晶 体 管 (Power
MOSFET ),绝缘栅双极晶体管 (Insulated-gate Bipolar
Transistor— —IGBT或 IGT)
3.1 门极可关断晶闸管
3.1.1 概述
3.1.2 GTO的结构和工作原理
3.1.3 GTO的动态特性
3.1.4 GTO的主要参数
3.1.1 概述
? 门极可关断晶闸管 （ Gate-Turn-Off Thyristor —GTO）
? 晶闸管的一种派生器件
? 可以通过在门极施加负的脉冲电流使其关断
? GTO的电压, 电流容量较大, 与普通晶闸管接近,
因而在兆瓦级以上的大功率场合仍有较多的应用
3.1.2 GTO的结构和工作原理
? 结构,与普通晶闸管的相同点,PNPN四层半导体结构,
外部引出阳极, 阴极和门极
? 和普通晶闸管的不同,GTO是一种多元的功率集成器件, 内
部包含数十个甚至数百个共阳极的小 GTO元, 这些 GTO元的
阴极和门极则在器件内部并联在一起
图 1-13 GTO的内部结构和电气图形符号
a) 各单元的阴极、门极间隔排列的图形 b) 并联单元结构断面示意图 c) 电气图形符号
c)
图1 - 1 3
A
G K G GK
N 1
P 1
N 2N 2 P
2
b)a)
A
G
K
3.1.2 GTO的结构和工作原理
?工作原理,
? 与普通晶闸管一样, 可以用图 1-7所示的双晶体管模型来分析
? ?1+?2=1是器件临界导通的条件 。 当 ?1+?2>1时, 两个等效晶
体管过饱和而使器件导通；当 ?1+?2<1时, 不能维持饱和导通
而关断
R
N P N
P N P
A
G
S
K
E
G
I
G
E
A
I
K
I
c2
I
c1
I
A
V
1
V
2
P
1
A
G
K
N
1
P
2
P
2
N
1
N
2
a) b)
3.1.2 GTO的结构和工作原理
? GTO能够通过门极关断的原因 是其与普通晶闸管有如
下区别,
（ 1） 设计 ?2较大, 使晶体管 V2控制灵敏, 易于
GTO关断
（ 2） 导通时 ?1+?2更接近 1（ ?1.05,普通晶闸管 ?1+?2?1.15）
导通时饱和不深, 接近临界饱和, 有利门极 控制关断,
但导通时管压降增大
（ 3） 多元集成结构使 GTO元阴极面积很小, 门, 阴极间距大
为缩短, 使得 P2基区横向电阻很小, 能从门极抽出较大电流
? 导通过程,与普通晶闸管一样, 只是导通时饱和程
度较浅
? 关断过程,强烈正反馈 ——门极加负脉冲即从门
极抽出电流, 则 Ib2减小, 使 IK和 Ic2减小, Ic2的减小又
使 IA和 Ic1减小, 又进一步减小 V2的基极电流
? 当 IA和 IK的减小使 ?1+?2<1时, 器件退出饱和而关
断
? 多元集成结构还使 GTO比普通晶闸管开通过程快,
承受 di/dt能力强
3.1.2 GTO的结构和工作原理
3.1.3 GTO的动态特性
?开通过程,与普通晶闸管类似, 需经过延迟
时间 td和上升时间 tr
图 1-14 GTO的开通和关断过程电流波形
O
t
0 t
图1 - 1 4
i
G
i
A
I
A
90% I
A
10% I
A
t
t
t
f
t
s
t
d
t
r
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
6
3.1.3 GTO的动态特性
? 关断过程,与普通晶闸管有所不同
? 抽取饱和导通时储存的大量载流子 ——储存时间 ts,使等效晶
体管退出饱和
? 等效晶体管从饱和区退至放大区, 阳极电流逐渐减小 ——下
降时间 tf
? 残存载流子复合 ——尾部时间 tt
? 通常 tf比 ts小得多, 而 tt比 ts要长
? 门极负脉冲电流幅值越大, 前沿越陡, 抽走储存载流子的速
度越快, ts越短
? 门极负脉冲的后沿缓慢衰减, 在 tt阶段仍保持适当负电压, 则
可缩短尾部时间
3.1.4 GTO的主要参数
? GTO的 许多参数和普通晶闸管相应的参数意义
相同, 以下只介绍意义不同的参数
1)开通时间 ton 延迟时间与上升时间之和 。 延迟时间一般约
1~2?s,上升时间则随通态阳极电流值的增大而增大
2)关断时间 toff 一般指储存时间和下降时间之和, 不包括尾
部时间 。 GTO的储存时间随阳极电流的增大而增大, 下降时
间一般小于 2?s
不少 GTO都制造成逆导型, 类似于逆导晶闸管, 需承受反压
时, 应和电力二极管串联
3.1.4 GTO的主要参数
3) 最大可关断阳极电流 IATO, GTO的 额定电流
4) 电流关断增益 ?off 最大可关断阳极电流与门极负脉冲电流
最大值 IGM之比称为电流关断增益
（ 1-8）
?off一般很小，只有 5左右，这是 GTO的一个主要缺点。 1000A的
GTO关断时门极负脉冲电流峰值要 200A
GM
A T O
o f f I
I??
3.2 电力晶体管
3.2.1 概述
3.2.2 GTR的结构和工作原理
3.2.3 GTR的基本特性
3.2.4 GTR的主要参数
3.2.5 GTR的二次击穿现象与安全工作区
3.2.1 概述
?术语用法,
?电力晶体管 （ Giant Transistor——GTR,直译为巨型晶体
管 ）
?耐高电压, 大电流的双极结型晶体管 （ Bipolar Junction
Transistor——BJT）, 英文有时候也称为 Power BJT
?在电力电子技术的范围内, GTR与 BJT这两个名称等效
? 应用
?20世纪 80年代以来, 在中, 小功率范围内取代晶闸管,
但目前又大多被 IGBT和电力 MOSFET取代
3.2.2 GTR的结构和工作原理
GTR的结构和工作原理 ( 图 1-15 ）
? 与普通的双极结型晶体管基本原理是一样的
? 主要特性是耐压高, 电流大, 开关特性好
? 通常采用至少由两个晶体管按达林顿接法组成的
单元结构
? 采用集成电路工艺将许多这种单元并联而成
3.2.2 GTR的结构和工作原理
图 1-15 GTR的结构、电气图形符号和内部载流子的流动
a) 内部结构断面示意图 b) 电气图形符号 c) 内部载流子的流动
图1 - 1 5
a)
基极 b
P 基区
N 漂移区
N
+
衬底
基极 b 发射极 c
集电极 c
P
+
P
+
N
+
b)
b
e
c
空穴流
电
子
流
c)
E
b
E
c
i
b
i
c
= ? i
b
i
e
=( 1 + ?? ? i
b
3.2.2 GTR的结构和工作原理
? 一般采用共发射极接法, 集电极电流 ic与基极电
流 ib之比为
（ 1-9）
? ? ——GTR的电流放大系数，反映了基极电流对
集电极电流的控制能力
b
c
i
i??
3.2.2 GTR的结构和工作原理
? 当考虑到集电极和发射极间的漏电流 Iceo时, ic和
ib的关系为
ic=? ib +Iceo （ 1-10）
? 产品说明书中通常给直流电流增益 hFE——在直
流工作情况下集电极电流与基极电流之比 。 一般
可认为 ??hFE
? 单管 GTR的 ? 值比小功率的晶体管小得多, 通常
为 10左右, 采用达林顿接法可有效增大电流增益
3.2.3 GTR的基本特性
(1) 静态特性
? 共发射极接法时的典型输出特性：截止区, 放大区和饱
和区
? 在电力电子电路中 GTR工作在开关状态, 即工作在截止
区或饱和区
? 在开关过程中, 即在截止区和饱和区之间过渡时, 要经
过放大区
图 1-16 共发射极接法时 GTR的输出特性
截止区
放大区
饱和区
图1 - 1 6
O
I c
i b3
i
b2
i b1
i b1 < i b2 < i b3
U ce
3.2.3 GTR的基本特性
(2) 动态特性
图 1-17 GTR的开通和关断过程电流波形
图1 - 1 7
i
b
I
b1
I
b2
I
cs
i
c
0
0
90% I
b1
10% I
b1
90% I
cs
10% I
cs
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
t
t
o f f
t
s
t
f
t
on
t
r
t
d
3.2.3 GTR的基本特性
?开通过程
? 延迟时间 td和上升时间 tr,二者之和为开
通时间 ton
? td主要是由发射结势垒电容和集电结势垒
电容充电产生的 。 增大 ib的幅值并增大
dib/dt,可缩短延迟时间, 同时可缩短上
升时间, 从而加快开通过程
3.2.3 GTR的基本特性
? 关断过程
? 储存时间 ts和下降时间 tf,二者之和为关断时间 toff
? ts是用来除去饱和导通时储存在基区的载流子的, 是关
断时间的主要部分
? 减小导通时的饱和深度以减小储存的载流子, 或者增
大基极抽取负电流 Ib2的幅值和负偏压, 可缩短储存时
间, 从而加快关断速度
? 负面作用是会使集电极和发射极间的饱和导通压降 Uces
增加, 从而增大通态损耗
? GTR的开关时间在几微秒以内, 比晶闸管和 GTO都短
很多
3.2.4 GTR的主要参数
前已述及：电流放大倍数 ?,直流电流增益 hFE,集射
极间漏电流 Iceo,集射极间饱和压降 Uces,开通时间 ton
和关断时间 toff 此外还有,
1) 最高工作电压
2) 集电极最大允许电流 IcM
3) 集电极最大耗散功率 PcM
3.2.4 GTR的主要参数
1) 最高工作电压
?GTR上电压超过规定值时会发生击穿
?击穿电压不仅和晶体管本身特性有关, 还与外
电路接法有关
?BUcbo> BUcex> BUces> BUcer> Buceo
?实际使用时, 为确保安全, 最高工作电压要比
BUceo低得多
3.2.4 GTR的主要参数
2) 集电极最大允许电流 IcM
?通常规定为 hFE下降到规定值的 1/2~1/3时
所对应的 Ic
?实际使用时要留有裕量, 只能用到 IcM的
一半或稍多一点
3.2.4 GTR的主要参数
3) 集电极最大耗散功率 PcM
?最高工作温度下允许的耗散功率
?产品说明书中给 PcM时同时给出壳温 TC，
间接表示了最高工作温度
3.2.5 GTR的二次击穿现象与安全工作区
? 一次击穿
? 集电极电压升高至击穿电压时, Ic迅速增大, 出现雪崩
击穿
? 只要 Ic不超过限度, GTR一般不会损坏, 工作特性也不
变
? 二次击穿
? 一次击穿发生时 Ic增大到某个临界点时会突然急剧上升,
并伴随电压的陡然下降
? 常常立即导致器件的永久损坏, 或者工作特性明显衰变
3.2.5 GTR的二次击穿现象与安全工作区
? 安全工作区 （ Safe Operating Area——SOA）
? 最高电压 UceM,集电极最大电流 IcM,最大耗散功率 PcM,二次
击穿临界线限定
图 1-18 GTR的安全工作区
S O A
O
I
c
I
cM
P
SB
P
cM
U
ce
U
ceM
3.3 电力场效应晶体管
3.3.1 概述
3.3.2 电力 MOSFET的结构和工作原理
3.3.3 电力 MOSFET的基本特性
3.3.4 电力 MOSFET的主要参数
3.3.1 概述
?也分为 结型 和 绝缘栅型 （ 类似小功率 Field
Effect Transistor——FET）
?但通常主要指 绝缘栅型 中的 MOS型 （ Metal
Oxide Semiconductor FET）
?简称 电力 MOSFET（ Power MOSFET）
?结型电力场效应晶体管一般称作静电感应晶
体管 （ Static Induction Transistor——SIT）
3.3.1 概述
? 特点 ——用栅极电压来控制漏极电流
? 驱动电路简单, 需要的驱动功率小
? 开关速度快, 工作频率高
? 热稳定性优于 GTR
? 电流容量小, 耐压低, 一般只适用于功率不
超过 10kW的电力电子装置
3.3.2 电力 MOSFET的结构和工作原理
?电力 MOSFET的种类
? 按导电沟道可分为 P沟道 和 N沟道
? 耗尽型 ——当栅极电压为零时漏源极之
间就存在导电沟道
? 增强型 ——对于 N（ P） 沟道器件, 栅极
电压大于 （ 小于 ） 零时才存在导电沟道
? 电力 MOSFET主要是 N沟道增强型
3.3.2 电力 MOSFET的结构和工作原理
?电力 MOSFET的结构
图 1-19 电力 MOSFET的结构和电气图形符号
N
+
G
S
D
P 沟道
b)
N
+
N
-
S
G
D
P P
N
+
N
+
N
+
沟道
a)
G
S
D
N 沟道
图1 - 1 9
3.3.2 电力 MOSFET的结构和工作原理
? 导通时只有一种极性的载流子 （ 多子 ） 参与导电, 是
单极型晶体管
? 导电机理与小功率 MOS管相同, 但结构上有较大区别
? 电力 MOSFET的多元集成结构
? 国际整流器公司 （ International Rectifier） 的 HEXFET
采用了六边形单元
? 西门子公司 （ Siemens） 的 SIPMOSFET采用了正方形
单元
? 摩托罗拉公司 （ Motorola） 的 TMOS采用了矩形单元
按, 品, 字形排列
3.3.2 电力 MOSFET的结构和工作原理
? 小功率 MOS管是横向导电器件
? 电力 MOSFET 大 都采 用 垂直 导电 结 构, 又称为
VMOSFET （ Vertical MOSFET ） —— 大大提高了
MOSFET器件的耐压和耐电流能力
? 按垂直导电结构的差异, 又分为利用 V型槽实现垂
直导电的 VVMOSFET和具有垂直导电双扩散结构的
VDMOSFET（ Vertical Double-diffused MOSFET）
? 这里主要以 VDMOS器件为例进行讨论
3.3.2 电力 MOSFET的结构和工作原理
?电力 MOSFET的工作原理
? 截止,漏源极间加正电源, 栅源极间电压为零
?P基区与 N漂移区之间形成的 PN结 J1反偏, 漏源
极之间无电流流过
3.3.2 电力 MOSFET的结构和工作原理
?电力 MOSFET的工作原理
? 导电,在栅源极间加正电压 UGS
? 栅极是绝缘的, 所以不会有栅极电流流过 。 但栅极的正电压
会将其下面 P区中的空穴推开, 而将 P区中的少子 ——电子吸
引到栅极下面的 P区表面
? 当 UGS大于 UT（ 开启电压或阈值电压 ） 时, 栅极下 P区表面的
电子浓度将超过空穴浓度, 使 P型半导体反型成 N型而成为 反
型层, 该反型层形成 N沟道而使 PN结 J1消失, 漏极和源极导电
3.3.3 电力 MOSFET的基本特性
1) 静态特性
图 1-20 电力 MOSFET的转移特性和输出特性
a) 转移特性 b) 输出特性
0
10
20
30
50
40
图1 - 2 0
2 4 6 8
a)
10
20
30
50
40
0
b)
10 20 30 5040
饱和区
非
饱
和
区
截止区
I
D
/
A
U
T
U
GS
/ V
U
DS
/ V
U
GS
= U
T
= 3 V
U
GS
= 4 V
U
GS
= 5 V
U
GS
= 6 V
U
GS
= 7 V
U
GS
= 8 V
I
D
/
A
3.3.3 电力 MOSFET的基本特性
? 漏 极 电 流 ID 和 栅 源 间 电 压 UGS 的 关 系 称 为
MOSFET的转移特性
? ID较大时, ID与 UGS的关系近似线性, 曲线的斜
率定义为 跨导 Gfs
3.3.3 电力 MOSFET的基本特性
? MOSFET的漏极伏安特性 （ 输出特性 ）,
? 截止区 （ 对应于 GTR的截止区 ）
? 饱和区 （ 对应于 GTR的放大区 ）
? 非饱和区 （ 对应于 GTR的饱和区 ）
? 电力 MOSFET工作在开关状态, 即在截止区和非饱和区
之间来回转换
? 电力 MOSFET漏源极之间有寄生二极管, 漏源极间加反
向电压时器件导通
? 电力 MOSFET的通态电阻具有正温度系数, 对器件并联
时的均流有利
3.3.3 电力 MOSFET的基本特性
2) 动态特性
图 1-21 电力 MOSFET的开关过程
a) 测试电路 b) 开关过程波形
up—脉冲信号源,Rs—信号源内阻,RG—栅极电阻,RL—负载电阻,RF—检测漏极电流
a ） b )
图1 - 2 1
R
s
R
G R
F
R
L
i
D
u
GS
u
p
i
D
信号
+ U
E
i
D
O
O
O
u
p
t
t
t
u
GS
u
G S P
u
T
t
d ( o n )
t
r
t
d ( o f f )
t
f
3.3.3 电力 MOSFET的基本特性
? 开通过程 （ 开关过程图 ）
? 开通延迟时间 td(on) —— up前沿时刻到 uGS=UT并开始出现 iD的时
刻间的时间段
? 上升时间 tr—— uGS从 uT上升到 MOSFET进入非饱和区的栅压
UGSP的时间段
? iD稳态值由漏极电源电压 UE和漏极负载电阻决定
? UGSP的大小和 iD的稳态值有关
? UGS达到 UGSP后, 在 up作用下继续升高直至达到稳态, 但 iD已
不变
? 开通时间 ton——开通延迟时间与上升时间之和
3.3.3 电力 MOSFET的基本特性
? 关断过程 （ 开关过程图 ）
? 关断延迟时间 td(off) ——up下降到零起, Cin通过 Rs和 RG放电,
uGS按指数曲线下降到 UGSP时, iD开始减小止的时间段
? 下降时间 tf—— uGS从 UGSP继续下降起, iD减小, 到 uGS<UT
时沟道消失, iD下降到零为止的时间段
? 关断时间 toff——关断延迟时间和下降时间之和
3.3.3 电力 MOSFET的基本特性
? MOSFET的开关速度
? MOSFET的开关速度和 Cin充放电有很大关系
? 使用者无法降低 Cin,但可降低驱动电路内阻 Rs减小时
间常数, 加快开关速度
? MOSFET只靠多子导电, 不存在少子储存效应, 因而
关断过程非常迅速
? 开关时间在 10~100ns之间, 工作频率可达 100kHz以上,
是主要电力电子器件中最高的
? 场控器件, 静态时几乎不需输入电流 。 但在开关过程
中需对输入电容充放电, 仍需一定的驱动功率 。 开关
频率越高, 所需要的驱动功率越大 。
3.3.4 电力 MOSFET的主要参数
3,电力 MOSFET的主要参数
除跨导 Gfs,开启电压 UT以及 td(on),tr,td(off)和 tf之还有,
1) 漏极电压 UDS 电力 MOSFET电压定额
2) 漏极直流电流 ID 和 漏极脉冲电流幅值 IDM 电力
MOSFET电流定额
3) 栅源电压 UGS 栅源之间的绝缘层很薄, ?UGS?>20V将
导致绝缘层击穿
4) 极间电容 极间电容 CGS,CGD和 CDS
3.3.4 电力 MOSFET的主要参数
? 厂家提供：漏源极短路时的输入电容 Ciss、共源极输出
电容 Coss和反向转移电容 Crss
Ciss= CGS+ CGD （ 1-14）
Crss= CGD （ 1-15）
Coss= CDS+ CGD （ 1-16）
? 输入电容可近似用 Ciss代替
? 这些电容都是非线性的
3.3.4 电力 MOSFET的主要参数
? 漏源间的耐压、漏极最大允许电流和最大耗散功率决定
了电力 MOSFET的安全工作区
MOSFET正向偏置安全工作区 (图中的时间表示脉冲宽度）
? 一般来说，电力 MOSFET不存在二次击穿问题，这是
它的一大优点
? 实际使用中仍应注意留适当的裕量
10m s
1m s
DC
10us
I D
0 V DS
3.4 绝缘栅双极晶体管
3.4.1 概述
3.4.2 IGBT的结构和工作原理
3.4.3 IGBT的基本特性
3.4.4 IGBT的主要参数
3.4.5 IGBT的擎住效应和安全工作区
3.4.1 概述
? GTR和 GTO的特点 ——双极型, 电流驱动, 有电
导调制效应, 通流能力很强, 开关速度较低, 所
需驱 动功率大, 驱动电路复杂
? MOSFET的优点 ——单极型, 电压驱动, 开关速
度快, 输入阻抗高, 热稳定性好, 所需驱动功率
小而且驱动电路简单
? 两类器件取长补短结合而成的复合器件 —Bi-
MOS器件
3.4.1 概述
?绝缘栅双极晶体管 （ Insulated-gate Bipolar
Transistor— —IGBT或 IGT）
? GTR和 MOSFET复合, 结合二者的优点, 具有好的
特性
? 1986年投入市场后, 取代了 GTR和一部分 MOSFET
的市场,中小功率电力电子设备的主导器件
? 继续提高电压和电流容量, 以期再取代 GTO的地位
3.4.2 IGBT的结构和工作原理
?IGBT是三端器件：栅极 G,集电极 C和发射极 E
图 1-22 IGBT的结构、简化等效电路和电气图形符号
a) 内部结构断面示意图 b) 简化等效电路 c) 电气图形符号
E G
C
N
+
N
-
a)
P
N
+
N
+
P
N
+
N
+
P
+
发射极 栅极
集电极
注入区
缓冲区
漂移区J 3 J
2
J
1
G
E
C
+
-
+-
+
-
I
D
R
N
I
C
V
J1
I
D
R
on
b )
G
C
c )
3.4.2 IGBT的结构和工作原理
? IGBT的结构 （ 显示图 ）
? 图 1-22a—N沟道 VDMOSFET与 GTR组合 ——N沟道 IGBT
（ N-IGBT）
? IGBT比 VDMOSFET多一层 P+注入区, 形成了一个大面
积的 P+N结 J1
? ——使 IGBT导通时由 P+注入区向 N基区发射少子, 从
而对漂移区电导率进行调制, 使得 IGBT具有很强的通流
能力
? 简化等效电路表明, IGBT是 GTR与 MOSFET组成的达林
顿结构, 一个由 MOSFET驱动的厚基区 PNP晶体管
? RN为晶体管基区内的调制电阻
3.4.2 IGBT的结构和工作原理
? IGBT的原理
驱动原理与电力 MOSFET基本相同, 场控器件, 通断由
栅射极电压 uGE决定
? 导通, uGE大于 开启电压 UGE(th)时, MOSFET内形成
沟道, 为晶体管提供基极电流, IGBT导通
? 导通压降, 电导调制效应使电阻 RN减小, 使通态压
降小
? 关断, 栅射极间施加反压或不加信号时, MOSFET内
的沟道消失, 晶体管的基极电流被切断, IGBT关断
3.4.3 IGBT的基本特性
1) IGBT的静态特性
图 1-23 IGBT的转移特性和输出特性
a) 转移特性 b) 输出特性
O
有源区
正向阻断区
饱
和
区
反向阻断区
a ) b )
I
C
U
G E ( t h )
U
GE
O
I
C
U
RM
U
FM
U
CE
U
G E ( t h )
U
GE
增加
3.4.3 IGBT的基本特性
? 转移特性 ——IC与 UGE间的关系, 与 MOSFET转移特性类似
? 开启电压 UGE(th)——IGBT能实现电导调制而导通的最低栅
射电压
? UGE(th)随温度升高而略有下降, 在 +25?C时, UGE(th)的值一
般为 2~6V
? 输出特性 （ 伏安特性 ） ——以 UGE为参考变量时, IC与 UCE间
的关系
? 分为三个区域：正向阻断区, 有源区和饱和区 。 分别与 GTR
的截止区, 放大区和饱和区相对应
? uCE<0时, IGBT为反向阻断工作状态
3.4.3 IGBT的基本特性
2) IGBT的动态特性
图 1-24 IGBT的开关过程
t
t
t
10%
90%
10%
90%
U
CE
I
C
0
O
0
U
GE
U
G E M
I
CM
U
CE M
t
f v 1
t
f v 2
t
o f f
t
on
t
f i 1
t
f i 2
t
d (o f f )
t
f
t
d (o n )
t
r
U
CE (o n )
U
G E M
U
G E M
I
CM
I
CM
3.4.3 IGBT的基本特性
? IGBT的开通过程 （ 开关过程图 ） 与 MOSFET的相似,
因为开通过程中 IGBT在大部分时间作为 MOSFET运行
? 开通延迟时间 td(on) ——从 uGE上升至其幅值 10%的时刻,
到 iC上升至 10% ICM2
? 电流上升时间 tr ——iC从 10%ICM上升至 90%ICM所需时间
? 开通时间 ton——开通延迟时间与电流上升时间之和
? uCE的下降过程分为 tfv1和 tfv2两段。 tfv1——IGBT中
MOSFET单独工作的电压下降过程； tfv2——MOSFET和
PNP晶体管同时工作的电压下降过程
3.4.3 IGBT的基本特性
? IGBT的关断过程 （ 开关过程图 ）
? 关断延迟时间 td(off) ——从 uGE后沿下降到其幅值 90%的时
刻起, 到 iC下降至 90%ICM
? 电流下降时间 tf——iC从 90%ICM下降至 10%ICM
? 关断时间 toff——关断延迟时间与电流下降之和
? 电流下降时间又可分为 tfi1和 tfi2两段 。
tfi1——IGBT内部的 MOSFET的关断过程, iC下降较快；
tfi2——IGBT内部的 PNP晶体管的关断过程, iC下降较慢
3.4.3 IGBT的基本特性
? IGBT中双极型 PNP晶体管的存在, 虽然带来
了电导调制效应的好处, 但也引入了少子储
存现象, 因而 IGBT的开关速度低于电力
MOSFET
? IGBT的击穿电压, 通态压降和关断时间也
是需要折衷的参数
3.4.4 IGBT的主要参数
1) 最大集射极间电压 UCES 由内部 PNP晶
体管的击穿电压确定
2) 最大集电极电流 包括额定直流电流
IC和 1ms脉宽最大电流 ICP
3)最大集电极功耗 PCM 正常工作温度下
允许的最大功耗
3.4.4 IGBT的主要参数
? IGBT的特性和参数特点
1,开关速度高, 开关损耗小 。 在电压 1000V以上时,
开关损耗只有 GTR的 1/10,与电力 MOSFET相当
2,相同电压和电流定额时, 安全工作区比 GTR大, 且
具有耐脉冲电流冲击能力
3,通态压降比 VDMOSFET低, 特别是在电流较大的
区域
4,输入阻抗高, 输入特性与 MOSFET类似
5,与 MOSFET和 GTR相比，耐压和通流能力还可以进
一步提高，同时保持开关频率高的特点
3.4.5 IGBT的擎住效应和安全工作区
E G
C
N
+
N
-
a)
P
N
+
N
+
P
N
+
N
+
P
+
发射极 栅极
集电极
注入区
缓冲区
漂移区J 3 J
2
J
1
G
E
C
+
-
+-
+
-
I
D
R
N
I
C
V
J1
I
D
R
on
b )
G
C
c )
图 1-22 IGBT的结构、简化等效电路和电气图形符号
a) 内部结构断面示意图 b) 简化等效电路 c) 电气图形符号
3.4.5 IGBT的擎住效应和安全工作区
? 寄生晶闸管 ——由一个 N-PN+晶体管和作为主
开关器件的 P+N-P晶体管组成
? 正偏安全工作区 （ FBSOA) ——最大集电极电
流, 最大集射极间电压和最大集电极功耗确定
? 反向偏置安全工作区 （ RBSOA） ——最大集
电极电流, 最大集射极间电压和最大允许电压
上升率 duCE/dt确定
3.4.5 IGBT的擎住效应和安全工作区
? 擎住效应或自锁效应
NPN晶体管基极与发射极之间存在体区短路电阻, P形体区的横
向空穴电流会在该电阻上产生压降, 相当于对 J3结施加正偏压,
一旦 J3开通, 栅极就会失去对集电极电流的控制作用, 电流失
控
? 动态擎住效应比静态擎住效应所允许的集电极电流小
? 擎住效应曾限制 IGBT电流容量提高, 20世纪 90年代中后期
开始逐渐解决
? IGBT往往与反并联的快速二极管封装在一起, 制成
模块, 成为逆导器件
图 1-13 GTO的内部结构和电气图形符号
a) 各单元的阴极, 门极间隔排列的图形 b) 并联单元结构断面示意图
c) 电气图形符号
c)
图1 - 1 3
A
G K G G
K
N
1
P
1
N
2
N
2 P
2
b)a)
A
G
K
返回
图 1-14 GTO的开通和关断过程电流波形
O
t
0 t
图1 - 1 4
i
G
i
A
I
A
90% I
A
10% I
A
t
t
t
f
t
s
t
d
t
r
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
6
返回
图 1-15 GTR的结构、电气图形符号和内部
载流子的流动
图1 - 1 5
a)
基极 b
P 基区
N 漂移区
N
+
衬底
基极 b 发射极 c
集电极 c
P
+
P
+
N
+
b)
b
e
c
空穴流
电
子
流
c)
E
b
E
c
i
b
i
c
= ? i
b
i
e
=( 1 + ?? ? i
b
a) 内部结构断面示意图 b)电气图形符号 c)内部载流子的流动
返回
图 1-16 共发射极接法时 GTR的输出特性
截止区
放大区
饱和区
图1 - 1 6
O
I
c
i
b3
i
b2
i
b1
i
b1
< i
b2
< i
b3
U
ce
返回
图 1-17 GTR的开通和关断过程电流波形
图1 - 1 7
i
b
I
b1
I
b2
I
cs
i
c
0
0
90% I
b1
10% I
b1
90% I
cs
10% I
cs
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
t
t
o f f
t
s
t
f
t
on
t
r
t
d
返回
图 1-18 GTR的安全工作区
S OA
O
I
c
I
cM
P
SB
P
cM
U
ce
U
ceM
返回
图 1-19 电力 MOSFET的结构和电气图形符号
N
+
G
S
D
P 沟道
b)
N
+
N
-
S
G
D
P P
N
+
N
+
N
+
沟道
a)
G
S
D
N 沟道
图1 - 1 9a)内部结构断面示意图 b)电气图形符号
返回
图 1-20 电力 MOSFET的转移特性和输出特性
0
10
20
30
50
40
图1 - 2 0
2 4 6 8
a)
10
20
30
50
40
0
b)
10 20 30 5040
饱和区
非
饱
和
区
截止区
I
D
/
A
U
T
U
GS
/ V
U
DS
/ V
U
GS
= U
T
= 3 V
U
GS
= 4 V
U
GS
= 5 V
U
GS
= 6 V
U
GS
= 7 V
U
GS
= 8 V
I
D
/
A
a)转移特性 b)输出特性
返回
图 1-21 电力 MOSFET的开关过程
a ） b )
图1 - 2 1
R
s
R
G R
F
R
L
i
D
u
GS
u
p
i
D
信号
+ U
E
i
D
O
O
O
u
p
t
t
t
u
GS
u
G S P
u
T
t
d ( o n )
t
r
t
d ( o f f )
t
f
a) 测试电路 b)开关过程波形
up—脉冲信号源,Rs—信号源内阻,RG—栅极电阻,RL—负载电阻,RF—检测漏极电流
返回
图 1-22 IGBT的结构、简化等效电路和电气图形符号
E G
C
N
+
N
-
a)
P
N
+
N
+
P
N
+
N
+
P
+
?￠ é? ?? ?¤? ?
?ˉ μ? ??
?￠ è? ?÷
o1 3? ?÷
?ˉ ò? ?÷J
3
J
2
J
1
G
E
C
+
-
+-
+
-
I
D
R
N
I
C
V
J1
I
D
R
on
b )
G
C
c )
E
a)内部结构断面示意图 b)简化等效电路 c)电气图形符号
返回
图 1-23 IGBT的转移特性和输出特性
O
有源区
正向阻断区
饱
和
区
反向阻断区
a ) b )
I
C
U
G E ( t h )
U
GE
O
I
C
U
RM
U
FM
U
CE
U
G E ( t h )
U
GE
增加
a)转移特性 b)输出特性
返回
图 1-24 IGBT的开关过程
t
t
t
10%
90%
10%
90%
U
CE
I
C
0
O
0
U
GE
U
G E M
I
CM
U
CE M
t
f v 1
t
f v 2
t
o f f
t
on
t
f i 1
t
f i 2
t
d (o f f )
t
f
t
d (o n )
t
r
U
CE (o n )
U
G E M
U
G E M
I
CM
I
CM
返回
第五讲 电力电子器件（四）
4.1 电力电子器件驱动电路
4.2 电力电子器件器件的保护
4.3 电力电子器件器件的串联和并联使用
4.1 电力电子器件驱动电路
4.1.1 电力电子器件驱动电路概述
4.1.2 晶闸管的触发电路
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
返回
4.1.1 电力电子器件驱动电路概述
? 驱动电路 ——主电路与控制电路之间的接口
? 使电力电子器件工作在较理想的开关状态, 缩短开关时间,
减小开关损耗, 对装置的运行效率, 可靠性和安全性都有重
要的意义
? 对器件或整个装置的一些保护措施也往往设在驱动电路中,
或通过驱动电路实现
? 驱动电路的基本任务,
? 将信息电子电路传来的信号按控制目标的要求, 转换为加在
电力电子器件控制端和公共端之间, 可以使其开通或关断的
信号
? 对半控型器件只需提供开通控制信号
? 对全控型器件则既要提供开通控制信号, 又要提供关断控制
信号
返回
4.1.1 电力电子器件驱动电路概述
? 驱动电路还要提供控制电路与主电路之间的 电气隔离
环节, 一般采用光隔离或磁隔离
? 光隔离一般采用光耦合器
? 磁隔离的元件通常是脉冲变压器
图 1-25 光耦合器的类型及接法
a) 普通型 b) 高速型 c) 高传输比型
E
R
E
R
E
R
a ) b ) c )
U
in
U
out
R
1
I
C
I
D
R
1
R
1
4.1.1 电力电子器件驱动电路概述
?电流驱动型 和 电压驱动型
具体形式可为 分立元件的, 但目前的趋势是采用 专用
集成驱动电路
? 双列直插式集成电路及将光耦隔离电路也集成在内
的混合集成电路
? 为达到参数最佳配合, 首选所用器件生产厂家专门
开发的集成驱动电路
4.1.2 晶闸管的触发电路
? 作用,产生符合要求的门极触发脉冲, 保证晶闸管在
需要的时刻由阻断转为导通
广义上讲, 还包括对其触发时刻进行控制的相位控制
电路
? 晶闸管触发电路应满足下列要求,
? 触发脉冲的 宽度 应保证晶闸管可靠导通 （ 结合 擎住电流 的概
念 ）
? 触发脉冲应有足够的 幅度
? 不超过门极电压, 电流和功率定额, 且在 可靠触发区 域之内
? 应有良好的 抗干扰 性能, 温度稳定性 及与主电路的 电气隔离
返回
4.1.2 晶闸管的触发电路
I
t
I
M
t
1
t
2
t
3
t
4
图 1-26 理想的晶闸管触发脉冲电流波形
t1~t2?脉冲前沿上升时间（ <1?s） t1~t3?强脉宽度 IM?强脉冲幅值
（ 3IGT~5IGT） t1~t4?脉冲宽度 I?脉冲平顶幅值（ 1.5IGT~2IGT）
4.1.2 晶闸管的触发电路
TM
R
1
R
2
R
3
V
1
V
2
VD
1
VD
3
VD
2
R
4
+E
1
+E
2
?V1,V2构成脉冲放大环节
?脉冲变压器 TM和附属电
路构成脉冲输出环节
? V1,V2导通时，通过脉
冲变压器向晶闸管的门极
和阴极之间输出触发脉冲
?VD1和 R3是为了 V1,V2由
导通变为截止时脉冲变压
器 TM释放其储存的能量
而设
图 1-27 常见的晶闸管触发电路
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
1,电流驱动型器件的驱动
电路
? GTO
? GTO的 开通控制 与普通晶闸
管相似, 但对脉冲前沿的幅
值和陡度要求高, 且一般需
在整个导通期间施加正门极
电流
? 使 GTO关断 需施加负门极电
流, 对其幅值和陡度的要求
更高, 关断后还应在门阴极
施加约 5V的负偏压以提高抗
干扰能力
O
t
t
O
u
G
i
G
图 1-28 推荐的 GTO门极电压电流波形
返回
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
? 驱动电路通常包括 开通驱动电路, 关断驱动电路
和 门极反偏电路 三部分, 可分为 脉冲变压器耦合
式 和 直接耦合式 两种类型
? 直接耦合式驱动电路可避免电路内部的相互干扰
和寄生振荡, 可得到较陡的脉冲前沿, 因此目前
应用较广, 但其功耗大, 效率较低
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
? 典型的直接耦合式 GTO驱动
电路,
? 二极管 VD1和电容 C1提供 +5V电压
? VD2,VD3,C2,C3构成倍压整流
电路提供 +15V电压
? VD4和电容 C4提供 -15V电压
? V1开通时, 输出正强脉冲
? V2开通时输出正脉冲平顶部分
? V2关断而 V3开通时输出负脉冲
? V3关断后 R3和 R4提供门极负偏压
50 kH z
50 V
G T O
N
1
N
2
N
3
C
1
C
3
C
4
C
2
R
1
R
2
R
3
R
4
V
1
V
3
V
2
L
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
图 1-29 典型的直接耦合式
GTO驱动电路
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
?GTR
? 开通驱动电流应使 GTR处于准饱和导通状态, 使之 不进入
放大区和深饱和区
? 关断 GTR时, 施加一定的负基极电流有利于减小关断时间和关
断损耗, 关断后同样应在基射极之间施加一定幅值 （ 6V左右 ）
的负偏压
图 1-30 理想的 GTR基极驱动电流波形
tO
i
b
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
? GTR的一种驱动电路, 包括电气隔离和晶体管放
大电路两部分
图 1-31 GTR的一种驱动电路
VD
1
A
V
VS
0 V
+ 1 0 V+ 1 5 V
V
1
VD
2
VD
3
VD
4
V
3
V
2
V
4
V
5
V
6
R
1
R
2
R
3
R
4
R
5
C
1
C
2
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
?二极管 VD2和电位补偿二极管 VD3构成 贝克箝位
电路, 也即一种 抗饱和 电路, 负载较轻时, 如 V5
发射极电流全注入 V,会使 V过饱和 。 有了贝克箝
位电路, 当 V过饱和使得集电极电位低于基极电
位时, VD2会自动导通, 使多余的驱动电流流入
集电极, 维持 Ubc≈0。
?C2为加速开通过程的电容 。 开通时, R5被 C2短路 。
可实现驱动电流的过冲, 并增加前沿的陡度, 加
快开通
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
2.电压驱动型器件的驱动电路
?栅源间, 栅射间有数千皮法的电容, 为快速建立驱动
电压, 要求驱动电路输出电阻小
?使 MOSFET开通的驱动电压一般 10~15V,使 IGBT开
通的驱动电压一般 15 ~ 20V
?关断时施加一定幅值的负驱动电压 （ 一般取 -5 ~ -
15V） 有利于减小关断时间和关断损耗
?在栅极串入一只低值电阻 （ 数十欧左右 ） 可以减小寄
生振荡, 该电阻阻值应随被驱动器件电流额定值的增
大而减小
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
? 电力 MOSFET的一种
驱动电路：电气隔离和
晶体管放大电路两部分
? 无输入信号时高速放大
器 A输出负电平,V3导通
输出负驱动电压
? 当有输入信号时 A输出
正电平, V2导通输出正
驱动电压
A
+
-
M O S FE T
20 V
20 V
u
i
R
1 R
3
R
5
R
4
R
2
R
G
V
1
V
2
V
3
C
1
- V
CC
+ V
CC
图 1-32 电力 MOSFET的一种驱动电路
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
?专为驱动电力 MOSFET而设计的混合
集成电路有三菱公司的 M57918L,其
输入信号电流幅值为 16mA,输出最
大脉冲电流为 +2A和 -3A,输出驱动
电压 +15V和 -10V。
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
?IGBT的驱动
? 多采用专用的混合集成驱动器
图 1-33 M57962L型 IGBT驱动器的原理和接线图
13
故障指示
检测端
V
CC
接口
电路
门极
关断电路
定时及
复位电路
检测电路
4
1
5
8
6
14
13
u
o
V
EE
8
1
5
4
6
- 10 V
+ 15 V
30 V
+5 V
M 5 7 9 6 2 L
14
u
i
1
快恢复
t
rr
≤ 0,2 ? s
4, 7 k ?
3, 1 ?
100 ? F
100 ? F
4.1.3 典型全控型器件的驱动电路
? 常用的 有三菱 公司的 M579 系列 （ 如 M57962L 和
M57959L） 和富士公司的 EXB系列 （ 如 EXB840、
EXB841,EXB850和 EXB851）
? 内部具有退饱和检测和保护环节, 当发生过电流时能
快速响应但慢速关断 IGBT,并向外部电路给出故障信
号
? M57962L输出的正驱动电压均为 +15V左右, 负驱动电
压为 -10V。
4.2 电力电子器件器件的保护
4.2.1 过电压的产生及过电压保护
4.2.2 过电流的产生及过电流保护
4.2.3 缓冲电路 （ Snubber Circuit）
返回
4.2.1 过电压的产生及过电压保护
? 电力电子装置可能的过电压 —外因过电压和内因过电压
? 外因过电压 主要来自雷击和系统中的操作过程等外因
(1) 操作过电压：由分闸, 合闸等开关操作引起
(2) 雷击过电压：由雷击引起
? 内因过电压 主要来自电力电子装置内部器件的开关过程
(1) 换相过电压：晶闸管或与全控型器件反并联的二极管在换
相结束后不能立刻恢复阻断, 因而有较大的反向电流流过, 当恢
复了阻断能力时, 该反向电流急剧减小, 会由线路电感在器件两
端感应出过电压
(2) 关断过电压：全控型器件关断时, 正向电流迅速降低而由
线路电感在器件两端感应出的过电压
返回
4.2.1 过电压的产生及过电压保护
? 过电压保护措施
图 1-34 过电压抑制措施及配置位置
F?避雷器 D?变压器静电屏蔽层 C?静电感应过电压抑制电容
RC1?阀侧浪涌过电压抑制用 RC电路 RC2?阀侧浪涌过电压抑制用反向阻断式 RC电路
RV?压敏电阻过电压抑制器 RC3?阀器件换相过电压抑制用 RC电路
RC4?直流侧 RC抑制电路 RCD?阀器件关断过电压抑制用 RCD电路
S
图1 - 3 4
F
RV RCD
T
D
C
U
M
RC
1
RC
2
RC
3 RC
4
L
B
S
DC
4.2.1 过电压的产生及过电压保护
? 电力电子装置可视具体情况只采用其中的几种
? 其中 RC3和 RCD为抑制内因过电压的措施，属于缓冲电路范畴
? 外因过电压抑制措施中,RC过电压抑制电路最为常见，典型联结
方式见图 1-35
? RC过电压抑制电路可接于供电变压器的两侧 （ 供电网一侧称网侧,
电力电子电路一侧称阀侧 ）, 或电力电子电路的直流侧
4.2.1 过电压的产生及过电压保护
+- +-
a) b)
í÷
2-
?§2
-
?aà
÷2-
í? 1-35
C
a
R
a
C
a
R
a
C
dc
R
dc
C
dc
R
dc
C
a
R
a
C
a
R
a
?图 1-35 RC过电压
抑制电路联结方式
a) 单相 b) 三相
4.2.1 过电压的产生及过电压保护
? 大容量电力电子装置可采用图 1-36所示的反向阻断式 RC电路
图 1-36 反向阻断式过电压抑制用 RC电路
? 保护电路参数计算可参考相关工程手册
? 其他措施：用雪崩二极管, 金属氧化物压敏电阻, 硒堆和转折
二极管 （ BOD） 等非线性元器件限制或吸收过电压
电力电子装置
过电压抑制电路
图1 - 3 6
C
1
R
1
R
2
C
2
4.2.2 过电流的产生及过电流保护
? 过电流 ——过载和短路两种情况
? 常用措施 （ 图 1-37）
图 1-37 过电流保护措施及配置位置
·1 ?×
′¤ ?￠ μ? á??a ?× μ? á?
?ù μ? à÷
?ì μ? ?÷
?o à÷?? á?? ÷
?ˉ ?÷μ? à÷
?? ?¨? μ
?ì á?? ÷
μ? à÷?ì 2a
μ? ?ó a￡ o¤μ ? á?
?ì ?? èú ?? ?÷ a? à÷?÷ ?aà ÷?ì ?? ?? á?? ÷
μ? à÷o¤ ·D ?÷
a? ?? ?÷
í? 1-37返回
4.2.2 过电流的产生及过电流保护
?快速熔断器, 直流快速断路器和过电流继电器
?同时采用几种过电流保护措施, 提高可靠性和
合理性
?电子电路作为第一保护措施, 快熔仅作为短路
时的部分区段的保护, 直流快速断路器整定在
电子电路动作之后实现保护, 过电流继电器整
定在过载时动作
4.2.2 过电流的产生及过电流保护
?快速熔断器
? 电力电子装置中最有效, 应用最广的一种过电流保护措施
? 选择快熔时应考虑,
(1)电压等级根据熔断后快熔实际承受的电压确定
(2)电流容量按其在主电路中的接入方式和主电路联结形式确定
(3)快熔的 I 2t值应小于被保护器件的允许 I 2t值
(4)为保证熔体在正常过载情况下不熔化，应考虑其时间 ?电流特性
4.2.2 过电流的产生及过电流保护
? 快熔对器件的保护方式,全保护和短路保护两种
? 全保护：过载, 短路均由快熔进行保护, 适用于小
功率装置或器件裕度较大的场合
? 短路保护方式：快熔只在短路电流较大的区域起保
护作用
? 对重要的且易发生短路的晶闸管设备, 或全控型器件
（ 很难用快熔保护 ）, 需采用电子电路进行过电流保
护
? 常在全控型器件的驱动电路中设置过电流保护环节,
响应最快
4.2.3 缓冲电路（ Snubber Circuit）
? 缓冲电路 （ 吸收电路 ）, 抑制器件的内因过电压,
du/dt,过电流和 di/dt,减小器件的开关损耗
? 关断缓冲电路 （ du/dt抑制电路 ） ——吸收器件的关断
过电压和换相过电压, 抑制 du/dt,减小关断损耗
? 开通缓冲电路 （ di/dt抑制电路 ） ——抑制器件开通时
的电流过冲和 di/dt,减小器件的开通损耗
? 将关断缓冲电路和开通缓冲电路结合在一起 ——复合
缓冲电路
? 其他分类法：耗能式缓冲电路和馈能式缓冲电路 （ 无
损吸收电路 ）
? 通常将缓冲电路专指关断缓冲电路, 将开通缓冲电路
叫做 di/dt抑制电路
返回
4.2.3 缓冲电路（ Snubber Circuit）
? 缓冲电路作用分析
1,无缓冲电路,
? V开通时电流迅速上升,
di/dt很大
? 关断时 du/dt很大, 并出现
很高的过电压
2,有缓冲电路
? V开通时,Cs通过 Rs向 V放
电, 使 iC先上一个台阶, 以
后因有 Li,iC上升速度减慢
? V关断时：负载电流通过
VDs向 Cs分流, 减轻了 V的
负担, 抑制了 du/dt和过电压
a) b)
图1 - 3 8
R
i
VD
L
V
d i
d t
抑制电路
缓冲电路
L
i
VD
i
R
s
C
s
VD
s
t
u
CE
i
C
O
d i
d t
抑制电路无 时
d i
d t
抑制电路有 时
有缓冲电路时
无缓冲电路时
u
CE
i
C
图 1-38 di/dt抑制电路和充放
电型 RCD缓冲电路及波形
a) 电路 b) 波形
4.2.3 缓冲电路（ Snubber Circuit）
? 关断时的负载曲线
? 无缓冲电路时,uCE迅速
升, L感应电压使 VD通,
负载线从 A移到 B,之后 iC
才下降到漏电流的大小,
负载线随之移到 C
? 有缓冲电路时,Cs分流使
iC在 uCE开始上升时就下降,
负载线经过 D到达 C
? 负载线 ADC安全，且经过
的都是小电流或小电压区
域，关断损耗大大降低
A
D
C
B
无缓冲电路
有缓冲电路
图1 - 3 9
u
CE
i
C
O
图 1-39 关断时的负载线
4.2.3 缓冲电路（ Snubber Circuit）
? 充放电型 RCD缓冲电路 （ 图 1-38）, 适用于中等容量的场合
? 图 1-40示出另两种, 其中 RC缓冲电路主要用于小容量器件, 而放
电阻止型 RCD缓冲电路用于中或大容量器件
图 1-40 另外两种常用的缓冲电路
a) RC吸收电路 b) 放电阻止型 RCD吸收电路
L
缓冲电路
L
缓冲电路
负载
负载
a) b)
图1 - 4 0
E
d
R
s
C
s
E
d
R
s
C
s
VD
s
4.2.3 缓冲电路（ Snubber Circuit）
? 缓冲电路中的元件选取及其他注意事项
? Cs和 Rs的取值可实验确定或参考工程手册
? VDs必须选用快恢复二极管, 额定电流不小于主电路器件的
1/10
? 尽量减小线路电感, 且选用内部电感小的吸收电容
? 中小容量场合, 若线路电感较小, 可只在直流侧设一个
du/dt抑制电路
? 对 IGBT甚至可以仅并联一个吸收电容
? 晶闸管在实用中一般只承受换相过电压, 没有关断过电压,
关断时也没有较大的 du/dt,一般采用 RC吸收电路即可
4.3 电力电子器件器件的串
联和并联使用
4.3.1 晶闸管的串联
4.3.2 晶闸管的并联
4.3.3 电力 MOSFET和 IGBT并联运行的特点
返回
4.3.1 晶闸管的串联
目的, 当晶闸管额定电压小于要求时, 可以串联
? 问题, 理想串联希望器件分压相等, 但因特性差异,
使器件电压分配不均匀
? 静态不均压：串联的器件流过的漏电流相同, 但
因静态伏安特性的分散性, 各器件分压不等
? 承受电压高的器件首先达到转折电压而导通, 使
另一个器件承担全部电压也导通, 失去控制作用
? 反向时, 可能使其中一个器件先反向击穿, 另一
个随之击穿
返回
4.3.1 晶闸管的串联
? 静态均压措施
? 选用参数和特性尽量一致的器件
? 采用电阻均压, Rp的阻值应比器件阻断时的正, 反向电阻小得多
图 1-41 晶闸管的串联
a) 伏安特性差异 b) 串联均压措施
b)a)
图1 - 4 1
R
C
R
C
VT
1
VT
2
R
P
R
P
I
O UU
T1
I
R
U
T2
VT
1
VT
2
4.3.1 晶闸管的串联
?动态均压措施
? 动态不均压 ——由于器件动态参数和特性的差异
造成的不均压
? 动态均压措施,
? 选择动态参数和特性尽量一致的器件
? 用 RC并联支路作动态均压
? 采用门极强脉冲触发可以显著减小器件开通时间上的
差异
4.3.2 晶闸管的并联
?目的, 多个器件并联来承担较大的电流
?问题, 会分别因静态和动态特性参数的差异
而电流分配不均匀
?均流措施
? 挑选特性参数尽量一致的器件
? 采用均流电抗器
? 用门极强脉冲触发也有助于动态均流
? 当需要同时串联和并联晶闸管时, 通常采用先串后并的方
法联接
返回
4.3.2 晶闸管的并联
图 1－ 43 晶闸管并联均流电路
4.3.3 电力 MOSFET和 IGBT并联运行的特点
? 电力 MOSFET并联运行的特点
?Ron具有正温度系数, 具有电流自动均衡的能力, 容
易并联
?注意选用 Ron,UT,Gfs和 Ciss尽量相近的器件并联
?电路走线和布局应尽量对称
?可在源极电路中串入小电感,起到均流电抗器的作用
? IGBT并联运行的特点
?在 1/2或 1/3额定电流以下的区段, 通态压降具有 负
的温度系数
?在以上的区段则具有 正 温度系数
?并联使用时也具有电流的自动均衡能力, 易于并联
返回
图 1-25 光耦合器的类型及接法 E
R
E
R
E
R
a ) b ) c )
U
in
U
o u t
R
1
I
C
I
D
R
1
R
1
普通型 高速型 高传输比型
返回
图 1-26 理想的晶闸管触发脉冲电流波形
I
t
I
M
t
1
t
2
t
3
t
4
t1~t2?脉冲前沿上升时间（ <1?s） t1~t3?强脉冲宽度
IM?强脉冲幅值（ 3IGT~5IGT） t1~t4?脉冲宽度
I?脉冲平顶幅值（ 1.5IGT~2IGT）
返回
图 1-27 常见的晶闸管触发电路
TM
R
1
R
2
R
3
V
1
V
2
VD
1
VD
3
VD
2
R
4
+E
1
+E
2
返回
图 1-28 推荐的 GTO门极电压电流波形
O
t
t
O
u
G
i
G
返回
图 1-29 典型的直接耦合式 GTO驱动电路
50 k H z
50 V
G T O
N
1
N
2
N
3
C
1
C
3
C
4
C
2
R
1
R
2
R
3
R
4
V
1
V
3
V
2
L
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
返回
图 1-30 理想的 GTR基极驱动电流波形
tO
i
b
返回
图 1-31 GTR的一种驱动电路
VD
1
A
V
VS
0 V
+ 1 0 V+ 1 5 V
V
1
VD
2
VD
3
VD
4
V
3
V
2
V
4
V
5
V
6
R
1
R
2
R
3
R
4
R
5
C
1
C
2
返回
图 1-32 电力 MOSFET的一种驱动电路
A
+
-
M O S FE T
20 V
20 V
u
i
R
1 R
3
R
5
R
4
R
2
R
G
V
1
V
2
V
3
C
1
- V
CC
+ V
CC
返回
图 1-33 M57962L型 IGBT驱动器的原理和接线图
13
故障指示
检测端
V
CC
接口
电路
门极
关断电路
定时及
复位电路
检测电路
4
1
5
8
6
14
13
u
o
V
EE
8
1
5
4
6
- 10 V
+ 15 V
30 V
+5 V
M 5 7 9 6 2 L
14
u
i
1
快恢复
t
rr
≤ 0,2 ? s
4, 7 k ?
3, 1 ?
100 ? F
100 ? F
返回
图 1-34 过电压抑制措施及配置位置
S
图1 - 3 4
F
RV RCD
T
D
C
U
M
RC
1
RC
2
RC
3 RC
4
L
B
S
DC
F?避雷器 D?变压器静电屏蔽层 C?静电感应过电压抑制电容
RC1?阀侧浪涌过电压抑制用 RC电路
RC2?阀侧浪涌过电压抑制用反向阻断式 RC电路
RV?压敏电阻过电压抑制器 RC3?阀器件换相过电压抑制用 RC电路
RC4?直流侧 RC抑制电路 RCD?阀器件关断过电压抑制用 RCD电路
返回
图 1-35 RC过电压抑制电路联结方式
+- +-
a) b)
网侧
阀侧
直流侧
图1 - 3 5
C
a
R
a
C
a
R
a
C
dc
R
dc
C
dc
R
dc
C
a
R
a
C
a
R
a
返回
图 1-36 反向阻断式过电压抑制用 RC电路
电力电子装置
过电压抑制电路
图1 - 3 6
C
1
R
1
R
2
C
2
返回
图 1-37 过电流保护措施及配置位置 负载
触发电路开关电路
过电流
继电器
交流断路器
动作电流
整定值
短路器
电流检测
电子保护电路
快速熔断器 变流器 直流快速断路器
电流互感器
变压器
图1 - 3 7返回
图 1-38 di/dt抑制电路和充放电型 RCD缓
冲电路及波形
a) b)
í? 1-38
R
i
VD
L
V
d i
d t
ò? ?? μ? á?
o1 3? μ? á?
L
i
VD
i
R
s
C
s
VD
s
t
u
CE
i
C
O
d i
d t
ò? ?? μ? á??T êa
d i
d t
ò? ?? μ? á?óD êa
óD o1 3? μ? á?ê a
?T o1 3? μ? á?ê a
u
CE
i
C
返回
图 1-39 关断时的负载线
A
D
C
B
无缓冲电路
有缓冲电路
图1 - 3 9
u
CE
i
C
O
返回
图 1-40 另外两种常用的缓冲电路
L
缓冲电路
L
缓冲电路
负载
负载
a) b)
图1 - 4 0
E
d
R
s
C
s
E
d
R
s
C
s
VD
s
放电阻止型吸收电路 RC吸收电路
返回
图 1-41 晶闸管的串联
b)a)
图1 - 4 1
R
C
R
C
VT
1
VT
2
R
P
R
P
I
O UU
T1
I
R
U
T2
VT
1
VT
2
返回
图 1-43 晶闸管的并联均流电路
返回
第五讲 整流与有源逆变 (一 )
5.1 引言
5.2 单相可控整流电路
5.1 引 言
?整流电路, 出现最早的电力电子电路,
将交流电变为直流电
?按组成的器件可分为 不可控、半控、全控 三种
?按电路结构可分为 桥式电路 和 零式电路
?按交流输入相数分为 单相电路 和 多相电路
?按变压器二次侧电流的方向是单向或双向，又分为
单拍 电路和 双拍 电路
返回
5.2 单相可控整流电路
?交流侧接单相电源
?重点注意, 工作原理 （ 波形分析 ）, 定量
计算, 不同负载的影响 。
5.2.1 单相半波可控整流电路
5.2.2 单相桥式全控整流电路
5.2.3 单相全波可控整流电路
5.2.4 单相桥式半控整流电路
返回
5.2.1 单相半波可控整流电路
(Single Phase Half Wave Controlled Rectifier)
1,带电阻负载的
工作情况
? 变压器 T起变换
电压和隔离的
作用
? 电阻负载的特
点, 电压与电
流成正比, 两
者波形相同
T
VT
R
0
a) u
1
u
2
u
VT
u
d
i
d
? t
1
? 2 ? ? t
? t
? t
? t
u
2
u
g
u
d
u
VT
? ?
0
b)
c)
d)
e)
0
0
图 2-1 单相半波可控整流
电路及波形
返回
5.2.1 单相半波可控整流电路
?几个概念的解释,
?ud为脉动直流，波形只在 u2正半周内出现，
故称,半波,整流
? 采用了可控器件晶闸管，且交流输入为单
相，故该电路为 单相半波可控 整流电路
? ud波形在一个电源周期中只脉动 1次，故该
电路为 单脉波 整流电路
5.2.1 单相半波可控整流电路
?几个重要的基本概念,
? 触发延迟角, 从晶闸管开始承受正向阳极电
压起到施加触发脉冲止的电角度,用 ?表示,也
称触发角或控制角
? 导通角, 晶闸管在一个电源周期中处于通态
的电角度称为，用 θ表示
5.2.1 单相半波可控整流电路
?基本数量关系
直流输出电压平均值为
(2-1)
VT的 a 移相范围为 180?
这种通过控制触发脉冲的相位来控制直流输出电压大小的
方式称为 相位控制方式,简称 相控方式
? ????? ?? ?????? 2c o s145.0)c o s1(22)(s i n22 1 222d UUttdUU
5.2.1 单相半波可控整流电路
2,带阻感负载的工作
情况
? 阻感负载的特点：电感
对电流变化有抗拒作用，
使得流过电感的电流不
能发生突变
? 电力电子电路的一种基
本分析方法
? 通过器件的理想化，将
电路简化为分段线性电
路，分段进行分析计算
a) u
1
T
VT
R
L
u
2
u
VT
u
d
i
d
u
2
0 ? t
1
? 2 ? ? t
? t
? t
? t
? t
u
g
0
u
d
0
i
d
0
u
VT
0
?
?
b)
c)
d)
e)
f)
+ +
图 2-2 带阻感负载的单相
半波电路及其波形
5.2.1 单相半波可控整流电路
? 对单相半波电
路的分析可基
于上述方法进
行：当 VT处于
断态时，相当
于电路在 VT处
断开,id=0。
a) b)
VT
R
L
VT
R
L
u
2
u
2
图 2-3 单相半波可控整流电路的分段线性
等效电路
a)VT处于关断状态 b) VT处于导通状态
5.2.1 单相半波可控整流电路
? 当 VT处于通态时，相当于 VT短路
? 初始条件,ωt= ?, id=0。 求解式 （ 2-2） 并将初始条件代入可得
其中
当 ωt=θ+? 时, id=0,代入式 （ 2-3） 并整理得
tURitiL ?s i n2dd 2dd ??
)s in (2)s in (2 2)(2d ???? ??? ????? ?? tZ UeZ Ui tLR
22 )( LRZ ??? R
L?? a rc t a n?
)s i n ()s i n ( t a n ????? ?
?
???? ?e
（ 2-3）
（ 2-2）
（ 2-4）
5.2.1 单相半波可控整流电路
? 若 ?为定值, a 越大, 在 u2正半周 L储能越少,
维持导电的能力就越弱, θ越小
? 若 a为定值, ?? 越大, 则 L贮能越多, θ越大；
且 ? 越大, 在 u2负半周 L维持晶闸管导通的时
间就越接近晶闸管在 u2正半周导通的时间,
ud中负的部分越接近正的部分, 平均值 Ud越
接近零, 输出的直流电流平均值也越小 。
5.2.1 单相半波可控整流电路
3,单相半波带阻感负载有
续流二极管的电路及波
形
? 为避免 Ud太小, 在整流电路
的负载两端并联 续流二极管
? 当 u2过零变负时, VDR导通,
ud为零 。 此时为负的 u2通过
VDR向 VT施加反压使其关断,
L储存的能量保证了电流 id在
L-R-VDR回路中流通, 此过程
通常称为 续流 。 续流期间 ud为
0,ud中不再出现负的部分
a)
L
T
VT
R
u
1
u
2
u
VT
u
d
VD
R
i
d
u
2
u
d
i
d
u
VT
i
VT
I
d
I
d
? t
1
? t
? t
? t
? t
? t
? tO
O
O
O
O
O
? - ?
? + ?
b)
c)
d)
e)
f)
g)
i
VD
R
i
VD
R
图 2-4 单相半波带阻感负载有
续流二极管的电路及波形
5.2.1 单相半波可控整流电路
? 数量关系
若近似认为 id为一条水平线, 恒为 Id,则有
dd V T 2 II ?
?? ??
d2dVT 2)(2
1 ItdII
?
???
?
?
?
??? ?
dd V D 2R II ?
?? ??
d
2 2
dVD 2)(2
1
R ItdII ?
???
?
??
?
??? ? ?
（ 2-5）
（ 2-5）
（ 2-5）
（ 2-5）
5.2.1 单相半波可控整流电路
4,单相半波可控整流电路的特点
? 简单, 但输出脉动大, 变压器二次侧电流中含
直流分量, 造成变压器铁芯 直流磁化
? 实际上很少应用此种电路
? 分析该电路的主要目的在于利用其简单易学的
特点, 建立起整流电路的基本概念
5.2.2 单相桥式全控整流电路
1,带电阻负载的工作情
况
? 工作原理及波形分析
? VT1和 VT4组成一对桥臂,
在 u2正半周承受电压 u2，
得到触发脉冲即导通,
当 u2过零时关断
? VT2和 VT3组成另一对桥
臂, 在 u2正半周承受电
压 -u2,得到触发脉冲即
导通, 当 u2过零时关断
R
T
?
u
1
u
2a)
i
2
a
b
VT
1
VT
3
VT
2
VT
4
u
d
i
d
? t
? t
? t0
0
0
i
2
u
d
i
d
b)
c)
d)
u
d
( i
d
)
? ?
u
VT
1,4
图 2-5 单相全控桥式带电阻
负载时的电路及波形
返回
5.2.2 单相桥式全控整流电路
?数量关系
（ 2-9）
a 角的移相范围为 180?。
（ 2-10）
（ 2-11）
? ????? ?? ?????? 2c o s19.02c o s122)(ds in21 222d UUttUU
2
c o s19.0
2
c o s122 22d
d
??
?
?????
R
U
R
U
R
UI
2
c o s145.0
2
1 2
dd V T
????
R
UII
5.2.2 单相桥式全控整流电路
? 不考虑变压器的损耗时, 要求变压器的容量为 S=U2I2
?
???
????
?
?
????? ? 2s i n
2
1)()s i n2(1 222
2 R
Utdt
R
UII
II 21VT ?
?
???
????
?
?
???? ? 2s in
2
1
2)(d)s in
2(
2
1 222
VT R
Utt
R
UI （ 2-12）
( -13）
(2-14）
5.2.2 单相桥式全控整流电路
2,带阻感负载的工作情况
? 为便于讨论, 假设电路已工
作于稳态, id的平均值不变 。
? 假设负载电感很大, 负载电
流 id连续且波形近似为一水平
线
? u2过零变负时, 由于电感的
作用晶闸管 VT1和 VT4中仍流
过电流 id,并不关断
? 至 ωt=π+?? 时刻, 给 VT2 和
VT3加触发脉冲, 因 VT2和
VT3本已承受正电压, 故两管
导通
T a
b
R
L
a)
u
1
u
2
i
2
VT
1
VT
3
VT
2
VT
4
u
d
i
d
u
2
O ? t
O ? t
O ? t
u
d
i
d
i
2
b)
O ? t
O ? t
u
VT
1,4
O ? t
O ? t
I
d
I
d
I
d
I
d
I
d
i
VT
2,3
i
VT
1,4
图 2-6 单相全控桥带阻感负载时的电路及波形
5.2.2 单相桥式全控整流电路
? VT2和 VT3导通后, u2通过 VT2和 VT3分别向 VT1和 VT4施加反压使
VT1和 VT4关断, 流过 VT1和 VT4的电流迅速转移到 VT2和 VT3上,
此过程称 换相, 亦称 换流
晶闸管移相范围为 90?。
晶闸管承受的最大正反向电压均为 。
晶闸管导通角 θ与 a无关, 均为 180?
和 。
? 变压器二次侧电流 i2的波形为正负各 180?的矩形波，其相位由 a角
决定，有效值 I2=Id。
（ 2-15） ? ? ??? ??
? ?????? c o s9.0c o s
22)(ds i n21
222d UUttUU
ddT 2
1 II ? ddT 7 0 7.021 III ??
22U
22U
5.2.2 单相桥式全控整流电路
3,带反电动势负载时的工作
情况
? 在 |u2|>E时，才有 晶闸管承受正
电压,有导通的可能导通之后，
ud=u2，,
直至 |u2|=E,id即降至 0使得晶闸管关
断, 此后 ud=E与电阻负载时相比,
晶闸管提前了电角度 δ停止导电, δ
称为停止导电角 。
（ 2-16）
在 a 角相同时, 整流输出电压比电阻
负载时大 。
R Eui ?? dd
2
1
2s i n U
E???
a) b)
R
E
i
d
u
d i
d
O
E
u
d
? t
I
d
O ? t
? ? ?
图 2-7 单相桥式全控整流电路接反
电动势 —电阻负载时的电路及波形
5.2.2 单相桥式全控整流电路
? 如 图 2-7b所示 id波形在一周期内有部分时间为 0的情况，
称为 电流断续 。与此对应，若 id波形不出现为 0的点的
情况，称为 电流连续 。当时，触发脉冲到来时，晶闸
管承受负电压，不可能导通。为了使晶闸管可靠导通，
要求触发脉冲有足够的宽度，保证当 ?t=?时刻有晶闸
管开始承受正电压时，触发脉冲仍然存在。这样，相
当于触发角被推迟为 ?。
? 负载为直流电动机时，如果出现电流断续则电动机的
机械特性将很软
5.2.2 单相桥式全控整流电路
（ 2-17）
?为了克服此缺点，一般在主电路中直流输出侧串联一
个平波电抗器，用来减少电流的脉动和延长晶闸管导通
的时间
?这时整流电压 ud的波形和负载电流 id的波形与电感负
载电流连续时的波形相同,ud的计算公式亦一样
?为保证电流连续所需的电感量 L可由下式求出
d m i n
23
d m i n
2 1087.222
I
U
I
UL ????
??
5.2.2 单相桥式全控整流电路
图 2-8 单相桥式全控整流电路带反电动势负载
串平波电抗器，电流连续的临界情况
O
u
d
0
E
i
d
? t
? t
?
?
? ?? = ?
5.2.3 单相全波可控整流电路
a) b)
u
1
T
R
u
2
u
2
i
1
VT
1
VT
2
u
d
u
d
i
1
O
O
? ? t
? t
图 2-9 单相全波可控整流电路及波形
? 单相全波与单相全控桥从直流输出端或从交流输
入端看均是基本一致的
返回
5.2.3 单相全波可控整流电路
?两者的区别
（ 1） 单相全波中变压器结构较复杂, 绕组及铁芯对铜, 铁等材
料的消耗多
（ 2） 单相全波只用 2个晶闸管, 比单相全控桥少 2个, 相应地,
门极驱动电路也少 2个；但是晶闸管承受的最大电压为,
是单相全控桥的 2倍
（ 3） 单相全波导电回路只含 1个晶闸管, 比单相桥少 1个, 因而
管压降也少 1个
? 从上述 （ 2）, （ 3） 考虑, 单相全波电路有利于在低输出电压
的场合应用 。
222 U
5.2.4 单相桥式半控整流电路
? 单相全控桥中，每个导电回
路中有 2个晶闸管，为了对每
个导电回路进行控制，只需 1
个晶闸管就可以了，另 1个晶
闸管可以用二极管代替，从
而简化整个电路。如此即成
为 单相桥式半控整流电路
（先不考虑 VDR）。
? 半控电路与全控电路在
电阻负载时的工作情况
相同
图 2-10(a) 单相桥式半控整流电路，电阻
负载时的电路及波形
a)
T a
b R
O
b)
u
2
i
2
u
d
i
dVT
1
VT
2
VD
3
VD
4
u
2
O
u
d
I
d
? t
? t
?
返回
5.2.4 单相桥式半控整流电路
?单相半控桥带阻感负载的情况
图 2-10(b) 单相桥式半控整流电路，有续
流二极管，阻感负载时的电路及波形
a)
T a
b R
L
u
2
i
2
u
d
i
dVT
1
VT
2
VD
3
VD
4
VD
R
O
b)
u
2
O
u
d
i
d
I
d
O
O
O
O
O
i
2
I
d
I
d
I
d
I
d
I
d
?
? t
? t
? t
? t
? t
? t
? t
?
? ? ?
? ? ?
i
VT
1i
VD
4
i
VT
2i
VD
3
i
VD
R
5.2.4 单相桥式半控整流电路
假设负载中电感很大, 且电路已工作于稳态
? 在 u2正半周, 触发角 a处给晶闸管 VT1加触发脉冲, u2经
VT1和 VD4向负载供电
? u2过零变负时, 因电感作用使电流连续, VT1继续导通 。
但因 a点电位低于 b点电位, 使得电流从 VD4转移至 VD2，
VD4关断, 电流不再流经变压器二次绕组, 而是由 VT1和
VD2续流
? 在 u2负半周触发角 a 时刻触发 VT3,VT3导通, 则向 VT1加
反压使之关断, u2经 VT3和 VD2向负载供电 。 u2过零变正
时, VD4导通, VD2关断 。 VT3和 VD4续流, ud又为零
5.2.4 单相桥式半控整流电路
? 续流二极管的作用
? 若无续流二极管, 则当 a 突然增大至 180?或触发脉冲丢失时,
会发生一个晶闸管持续导通而两个二极管轮流导通的情况,
这使 ud成为正弦半波, 即半周期 ud为正弦, 另外半周期 ud为零,
其平均值保持恒定, 称为 失控
? 有续流二极管 VDR时, 续流过程由 VDR完成, 晶闸管关断, 避
免了某一个晶闸管持续导通从而导致失控的现象 。 同时, 续
流期间导电回路中只有一个管压降, 有利于降低损耗
5.2.4 单相桥式半控整流电路
? 单相桥式半控整流电路的另一种接法
相当于把 图 2-4a中的 VT3和 VT4换为二极管 VD3和 VD4,这样可以
省去续流二极管 VDR,续流由 VD3和 VD4来实现
图 2-11 单相桥式半控整流电路的另一接法
负
载
T
u
2
VD
3
VD
4
VT
1
VT
2
图 2-1 单相半波可控整流电路及波形
T
VT
R
0
a) u
1
u
2
u
VT
u
d
i
d
? t
1
? 2 ? ? t
? t
? t
? t
u
2
u
g
u
d
u
VT
?
?
0
b)
c)
d)
e)
0
0
返回
图 2-2 带阻感负载的单相半波电路及其波形
a) u
1
T
VT
R
L
u
2
u
VT
u
d
i
d
u
2
0 ? t
1
? 2 ? ? t
? t
? t
? t
? t
u
g
0
u
d
0
i
d
0
u
VT
0
?
?
b)
c)
d)
e)
f)
+ +
返回
图 2-3 单相半波可控整流电路的分段线性等效电路
a) b)
VT
R
L
VT
R
L
u
2
u
2
VT处于关断状态 VT处于导通状态
返回
图 2-4 单相半波带阻感负载有续流二极管的电路及波形
u
2
u
d
i
d
u
VT
i
VT
I
d
I
d
? t
1
? t
? t
? t
? t
? t
? tO
O
O
O
O
O
? - ?
? + ?
b)
c)
d)
e)
f)
g)
i
VD
R
a)
L
T
VT
R
u
1
u
2
u
VT
u
d
VD
R
i
d
i
VD
R
返回
图 2-5 单相全控桥式带电阻负载时的电路及波形
R
T
?
u
1
u
2
a)
i
2
a
b
VT
1
VT
3
VT
2
VT
4
u
d
i
d
? t
? t
? t0
0
0
i
2
u
d
i
d
b)
c)
d)
u
d
( i
d
)
? ?
u
VT
1,4
返回
图 2-6 单相全控桥带阻感负载时的电路及波形
T a
b R
L
a)
u
1
u
2
i
2
VT
1
VT
3
VT
2
VT
4
u
d
i
d
u
2
O ? t
O ? t
O
? t
u
d
i
d
i
2
b)
O ? t
O ? t
u
VT
1,4
O ? t
O ? t
I
d
I
d
I
d
I
d
I
d
i
VT
2,3
i
VT
1,4
返回
图 2-7 单相桥式全控整流电路接反电动势 —电
阻负载时的电路及波形
a) b)
R
E
i
d
u
d i
d
O
E
u
d
? t
I
d
O ? t
? ? ?
返回
图 2-8 单相桥式全控整流电路带反电动势负载串平
波电抗器，电流连续的临界情况
O
u
d
0
E
i
d
? t
? t
?
?
? ?? = ?
返回
图 2-9 单相全波可控整流电路及波形
a) b)
u
1
T
R
u
2
u
2
i
1
VT
1
VT
2
u
d
u
d
i
1
O
O
? ? t
? t
返回
图 2-10(a) 单相桥式半控整流电路，电阻负载时的电路及波形
a)
T a
b R
O
b)
u
2
i
2
u
d
i
dVT
1
VT
2
VD
3
VD
4
u
2
O
u
d
I
d
? t
? t
?
返回
图 2-10(b) 单相桥式半控整流电路，有续流二极管，阻
感负载时的电路及波形
a)
T a
b R
L
u
2
i
2
u
d
i
dVT
1
VT
2
VD
3
VD
4
VD
R
O
b)
u
2
O
u
d
i
d
I
d
O
O
O
O
O
i
2
I
d
I
d
I
d
I
d
I
d
?
? t
? t
? t
? t
? t
? t
? t
?
? ? ?
? ? ?
i
VT
1i
VD
4
i
VT
2i
VD
3
i
VD
R
返回
图 2-11 单相桥式半控整流电路的另一接法
负
载
T
u
2
VD
3
VD
4
VT
1
VT
2
返回
第六讲 整流与有源逆变 (二 )
三相可控整流电路
?交流侧接三相电源
?重点注意, 工作原理（波形分析）、定量计算、不
同负载的影响。
6.1 三相半波可控整流电路
6.2 三相桥式全控整流电路
6.1 三相半波可控整流电路
1.电阻性负载
T
u
d
i
d
VT
2
VT
1
VT
3
R
b
c
a)
a
b)
c)
d)
e)
f)
u
2
R i
du
a
u
b
u
c?? =0
O ? t
1
? t
2
? t
3
u
G
O
u
d
O
O
u
ab
u
ac
O
i
VT
1
u
VT
1
? t
? t
? t
? t
? t
图 2-12 三相半波可控整流电路共阴极接法电阻负载时的电路及 ?=0?时的波形
返回
6.1 三相半波可控整流电路
假设将电路中的晶闸管换作二极管，成为三相半波不可
控整流电路, 此时，相电压最大的一个所对应的二极管
导通，并使另两相的二极管承受反压关断，输出整流
电压即为该相的相电压
一周期中, 在 ??t1~??t2期间, VD1导通, ud=ua
在 ??t2~??t3期间, VD2导通, ud=ub
在 ??t3~???t4期间, VD3导通, ud=uc
? 二极管换相时刻为 自然换相点, 是各相晶闸管能触发
导通的最早时刻, 将其作为计算各晶闸管触发角 a的起
点, 即 a =0?
6.1 三相半波可控整流电路
? a =0?时的工作原理分析 (波形图 ）
? 变压器二次侧 a相绕组和晶闸管 VT1的电流波形, 变压器二次
绕组电流有直流分量
? 晶闸管的电压波形, 由 3段组成,
?第 1段, VT1导通期间, 为一管压降, 可近似为 uT1=0
?第 2段, 在 VT1关断后, VT2导通期间, uT1=ua-ub=uab,为
一段线电压
?第 3段, 在 VT3导通期间, uT1=ua-uc=uac为另一段线电压
? 增大 a值,将脉冲后移,整流电路的工作情况相应地发生变化
6.1 三相半波可控整流电路
?? = 3 0 °u
2 u
a
u
b
u
c
O ? t
O ? t
O ? t
O
? t
O ? t
u
G
u
d
u
ab
u
ac
? t
1
i
VT
1
u
VT
1
u
ac
??=30?时的波形
负载电流处于连续和断续之
间的临界状态
图 2-13 三相半波可控整流电路，
电阻负载,? =30?时的波形
T
u
d
i
d
VT
2
VT
1
VT
3
R
b
c
a)
a
6.1 三相半波可控整流电路
? t
? t
? t
? t
?? = 6 0 °
u
2
u
a
u
b
u
c
O
O
O
O
u
G
u
d
i
VT
1
? ?>30?的情况
特点：负载电流断续，晶闸
管导通角小于 120?
图 2-14 三相半波可控整流电路，
电阻负载,? =60?时的波形电阻负
载时 ?角的移相范围为 150?
T
u
d
i
d
VT
2
VT
1
VT
3
R
b
c
a)
a
6.1 三相半波可控整流电路
? 整流电压平均值的计算
（ 1） a≤30?时, 负载电流连续, 有
当 a=0时,Ud最大，为 。
（ 2） a>30?时, 负载电流断续, 晶闸管导通角减小, 此时有,
?????? ?
?
??
c o s17.1c o s2 63)(s i n2
3
2
1
22
6
5
6
2d UUttdUU ??? ?
?
?
?????? ????????? ???? ? ? )6c o s (1675.0)6c o s (12 23)(s in2
3
2
1
2
6
2d ?
???
????
?
?? UttdUU
（ 2-18）
(2-19)
6.1 三相半波可控整流电路
? Ud/U2随 a变化的规律如 图 2-15中的曲线 1所示。
0 30 60 90 1 2 0 1 5 0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 1 7
3
2
1
? / ( ? )
U
d
/
U
2
图 2-15 三相半波可控整流电路 Ud/U2与 ?的关系
1－电阻负载 2－电感负载 3－电阻电感负载
6.1 三相半波可控整流电路
? 负载电流平均值为
? 晶闸管承受的最大反向电压，由 图 2-13e不难看出为变压器二次线
电压峰值，即
? 由于晶闸管阴极与零点间的电压即为整流输出电压 ud，其最小值
为零，而晶闸管阳极与零点间的最高电压等于变压器二次相电压
的峰值，因此晶闸管阳极与阴极间的最大电压等于变压器二次相
电压的峰值，即
R
UI d
d ?
2FM 2 UU ?
222RM 45.2632 UUUU ????
(2-20)
(2-22)
(2-21)
6.1 三相半波可控整流电路
2,阻感负载
a
b
c
T
R
L
u
2
u
d
e
L
i
d
VT
1
VT
2
VT
3
6.1 三相半波可控整流电路
?特点：阻感负载, L值很大, id波形基本平直
?a≤30?时：整流电压波形与电阻负载时相同
?a >30?时 （ 如 a=60?时的波形如 图 2-16所示 ）
? u2过零时, VT1不关断, 直到 VT2的脉冲到来, 才
换流, 由 VT2导通向负载供电, 同时向 VT1施加反
压使其关断 ——ud波形中出现负的部分
?阻感负载时的移相范围为 90?
6.1 三相半波可控整流电路
a
b
c
T
R
L
u
2
u
d
e
L
i
d
VT
1
VT
2
VT
3
u
d
i
a
u
a
u
b
u
c
i
b
i
c
i
d
u
ac
u
ab
u
ac
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
?
u
VT
1
图 2-16 三相半波可控整流电路，阻感负载
时的电路及 ? =60?时的波形
6.1 三相半波可控整流电路
?数量关系
? Ud/U2与 a 成余弦关系, 如 图 2-15中的曲线 2所示 。 如果负载中
的电感量不是很大, 则当 a>30?后, ud中负的部分减少, Ud略
为增加, Ud/U2与 a的关系将介于曲线 1和 2之间
? 变压器二次电流即晶闸管电流的有效值为
? 晶闸管的额定电流为
? 晶闸管最大正反向电压峰值均为变压器二次线电压峰值
ddVT2 577.03
1 IIII ???
dVTV T ( A V ) 368.057.1 I
II ??
2RMFM 45.2 UUU ??
(2-25)
(2-24)
(2-23)
6.1 三相半波可控整流电路
? 图 2-16中 id波形有一定的脉动, 但为简化分析及定量计算, 可将 id
近似为一条水平线
? 三相半波的主要缺点在于其变压器二次电流中含有直流分量, 为
此其应用较少
u
d
i
a
u
a
u
b
u
c
i
b
i
c
i
d
u
ac
u
ab
u
ac
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
?
u
VT
1
a
b
c
T
R
L
u
2
u
d
e
L
i
d
VT
1
VT
2
VT
3
图 2-16 三相半波可控整流电路，阻感负载
时的电路及 ? =60?时的波形
6.2 三相桥式全控整流电路
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1? 应用最为广泛
? 共阴极组 ——阴极连接在一起的 3个晶闸管 （ VT1,VT3,VT5）
? 共阳极组 ——阳极连接在一起的 3个晶闸管 （ VT4,VT6,VT2）
图 2-17 三相桥式全控整流电路原理图
返回
6.2 三相桥式全控整流电路
u
2
u
d1
u
d2
u
2L
u
d
u
ab
u
ac
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u
a
u
c
u
b
? t
1
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
?? = 0 °
i
VT
1
u
VT
1
1,带电阻负载时的工作情况
? a =0?时的情况
? 假设将电路中的晶闸管换作二极管
进行分析
? 对于共阴极阻的 3个晶闸管, 阳极
所接交流电压值最大的一个导通
? 对于共阳极组的 3个晶闸管, 阴极
所接交流电压值最低 （ 或者说负得
最多 ） 的导通
? 任意时刻共阳极组和共阴极组中各
有 1个晶闸管处于导通状态
图 2-18 三相桥式全控整流电路
带电阻负载 ? =0?时的波形
6.2 三相桥式全控整流电路
?从相电压波形看, 共阴极组晶闸管导通时,
ud1为相电压的正包络线, 共阳极组导通时, ud2
为相电压的负包络线, ud=ud1 - ud2是两者的差
值, 为线电压在正半周的包络线
?直接从线电压波形看, ud为线电压中最大的
一个, 因此 ud波形为线电压的包络线
6.2 三相桥式全控整流电路
表 2-1 三相桥式全控整流电路电阻负载 ?=0?时晶闸管工作情况
时 段
I
II
III
IV
V
VI
共阴极组中导通的晶闸
管
VT1
VT1
VT3
VT3
VT5
VT5
共阳极组中导通的晶闸
管
VT6
VT2
VT2
VT4
VT4
VT6
整流输出电压 ud
ua-ub=uab
ua-uc=uac
ub-uc=ubc
ub-
ua=uba
uc-
ua=uca
uc-ub=ucb
6.2 三相桥式全控整流电路
? 三相桥式全控整流电路的特点
（ 1） 2管同时通形成供电回路, 其中共阴极
组和共阳极组各 1,且不能为同 1相器件
（ 2） 对触发脉冲的要求,
? 按 VT1-VT2-VT3-VT4-VT5-VT6的顺序, 相位依次差 60?
? 共阴极组 VT1,VT3,VT5的脉冲依次差 120?,共阳极组
VT4,VT6,VT2也依次差 120?
? 同一相的上下两个桥臂, 即 VT1与 VT4,VT3与 VT6,VT5
与 VT2,脉冲相差 180?
6.2 三相桥式全控整流电路
（ 3） ud一周期脉动 6次, 每次脉动的波形都一
样, 故该电路为 6脉波整流电路
（ 4） 需保证同时导通的 2个晶闸管均有脉冲
?可采用两种方法：一种是宽脉冲触发
另一种是双脉冲触发 （ 常用 ）
（ 5） 晶闸管承受的电压波形与三相半波时相同, 晶闸
管承受最大正, 反向电压的关系也相同
6.2 三相桥式全控整流电路
?a=30?时的工作情况 (波形图 ）
?区别在于：晶闸管起始导通时刻推迟了 30?,组成 ud
的每一段线电压因此推迟 30?
?从 ?t1开始把一周期等分为 6段, ud波形仍由 6段线电
压构成, 每一段导通晶闸管的编号等仍符合表 2-1的
规律
?变压器二次侧电流 ia波形的特点：在 VT1处于通态的
120?期间, ia为正, ia波形的形状与同时段的 ud波形相
同, 在 VT4处于通态的 120?期间, ia波形的形状也与同
时段的 ud波形相同, 但为负值 。
6.2 三相桥式全控整流电路
?a=60?时工作情况
? ud波形中每段线电压
的波形继续后移, ud平
均值继续降低 。 a=60?
时 ud出现为零的点
?? = 6 0 °
u
d1
u
d2
u
d
u
ac
u
ac
u
ab
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
a
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u
b
u
c
O ? t
? t
1
O ? t
O ? t
u
VT
1
图 2-20 三相桥式全控整流电路
带电阻负载 ? =60?时的波形
b
a
c
T
n
负
载
i
a i d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
6.2 三相桥式全控整流电路
? 当 a>60?时，如 a=90?时
电阻负载情况下的工
作波形如图 2-21所示,
u
d1
u
d2
u
d
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
? tO
? tO
? tO
? tO
? tO
i
a
i
d
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
i
VT
1
图 2-21 三相桥式全控整流电路带电阻负载 a =90?时的波形
b
a
c
T
n
负
载
i
a i d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
6.2 三相桥式全控整流电路
?小结
?当 a≤60?时, ud波形均连续, 对于电阻负载, id波
形与 ud波形形状一样, 也连续
?当 a>60?时, ud波形每 60?中有一段为零, ud波形
不能出现负值
?带电阻负载时三相桥式全控整流电路 a 角的移相
范围是 120?
6.2 三相桥式全控整流电路
2,阻感负载时的工作情况
?a≤60?时
?ud波形连续, 工作情况与带电阻负载时十分相似, 各晶闸
管的通断情况, 输出整流电压 ud波形, 晶闸管承受的电压
波形等都一样
?区别在于：由于负载不同, 同样的整流输出电压加到负载
上, 得到的负载电流 id波形不同 。 阻感负载时, 由于电感
的作用, 使得负载电流波形变得平直, 当电感足够大的时
候, 负载电流的波形可近似为一条水平线 。
6.2 三相桥式全控整流电路
u
d1
u
2
u
d2
u
2L
u
d
i
d
? tO
? tO
? tO
? tO
u
a
?? = 0 °
u
b
u
c
? t
1
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
i
VT
1
b
a
c
T
n
负
载
i
a i d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
图 2-22 三相桥式全控整流电路
带阻感负载 ? =0?时的波形
6.2 三相桥式全控整流电路
u
d1
?? = 3 0 °
u
d2
u
d
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
? tO
? tO
? tO
? tO
i
d
i
a
? t
1
u
a
u
b
u
c
图 2-23 三相桥式全控整流电路
带阻感负载 ? =30?时的波形
b
a
c
T
n
负
载
i
a i d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
6.2 三相桥式全控整流电路
?a >60?时
?阻感负载时的工作情况与电阻负载时不同,
电阻负载时 ud波形不会出现负的部分, 而阻感
负载时, 由于电感 L的作用, ud波形会出现负
的部分
?带阻感负载时, 三相桥式全控整流电路的 a 角
移相范围为 90?
6.2 三相桥式全控整流电路
?? = 9 0 °
u
d1
u
d2
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
ab
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u
d
u
ac
u
ab
u
ac
? tO
? tO
? tO
u
b
u
c
u
a
? t
1
u
VT
1
b
a
c
T
n
负
载
i
a i d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
图 2-24 三相桥式整流电路带阻
感负载,? =90?时的波形
6.2 三相桥式全控整流电路
3．定量分析
? 当整流输出电压连续时（即带阻感负载时，或带电阻负载 a≤60?时）
的平均值为,
? 带电阻负载且 a >60?时，整流电压平均值为,
输出电流平均值为, Id=Ud /R
???? ?
?
??
c os34.2)(s i n6
3
1
2
3
2
3
2 UttdUU ?? ?
?
?d
?????? ???? ? ? )3c o s (134.2)(s i n6
3
2
3
2d ?
???
?
?
?? UttdUU
（ 2-26）
（ 2-27）
6.2 三相桥式全控整流电路
? 当整流变压器为 图 2-17中所示采用星形接法, 带阻感负载时, 变
压器二次侧电流波形如 图 2-23中所示, 为正负半周各宽 120?,前
沿相差 180?的矩形波, 其有效值为,
? 晶闸管电压, 电流等的定量分析与三相半波时一致 。
? 三相桥式全控整流电路接反电势阻感负载时, 在负载电感足够大
足以使负载电流连续的情况下, 电路工作情况与电感性负载时相
似, 电路中各处电压, 电流波形均相同, 仅在计算 Id时有所不同,
接反电势阻感负载时的 Id为,
式中 R和 E分别为负载中的电阻值和反电动势的值 。
dd2d2d2 8 1 6.03
2
3
2)(
3
2
2
1 IIIII ???
?
??
?
? ????? ???
?
R
EUI ?? d
d
（ 2-29）
（ 2-28）
图 2-12 三相半波可控整流电路共阴极接法电阻负载时
的电路及 ?=0?时的波形 T
u
d
i
d
VT
2
VT
1
VT
3
R
b
c
a)
a
b)
c)
d)
e)
f)
u
2
R i
du
a
u
b
u
c?? =0
O ? t
1
? t
2
? t
3
u
G
O
u
d
O
O
u
ab
u
ac
O
i
VT
1
u
VT
1
? t
? t
? t
? t
? t
返回
图 2-13 三相半波可控整流电路，电阻负载，
?=30?时的波形
?? = 3 0 °u
2 u
a
u
b
u
c
O ? t
O ? t
O ? t
O
? t
O ? t
u
G
u
d
u
ab
u
ac
? t
1
i
VT
1
u
VT
1
u
ac
T
u
d
i
d
VT
2
VT
1
VT
3
R
b
c
a)
a
返回
图 2-14 三相半波可控整流电路，电阻负载，
?=60?时的波形
? t
? t
? t
? t
?? = 6 0 °
u
2
u
a
u
b
u
c
O
O
O
O
u
G
u
d
i
VT
1
T
u
d
i
d
VT
2
VT
1
VT
3
R
b
c
a)
a
返回
图 2-15 三相半波可控整流电路 Ud/U2与 ?的关系
0 30 60 90 1 2 0 1 5 0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 1 7
3
2
1
? / ( ? )
U
d
/
U
2
返回
图 2-16 三相半波可控整流电路，阻感负载时的电路及
?=60?时的波形
u
d
i
a
u
a
u
b
u
c
i
b
i
c
i
d
u
ac
u
ab
u
ac
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
?
u
VT
1
a
b
c
T
R
L
u
2
u
d
e
L
i
d
VT
1
VT
2
VT
3
返回
图 2-17 三相桥式全控整流电路原理图
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
返回
图 2-18 三相桥式全控整流电路带电阻负载 ?=0?时的波形
u
2
u
d1
u
d2
u
2L
u
d
u
ab
u
ac
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u
a
u
c
u
b
? t
1
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
?? = 0 °
i
VT
1
u
VT
1
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
返回
表 2-1 三相桥式全控整流电路电阻负载
?=0?时晶闸管工作情况
时 段 I II III IV V VI
共阴极组中导
通的晶闸管 VT1 VT1 VT3 VT3 VT5 VT5
共阳极组中导
通的晶闸管 VT6 VT2 VT2 VT4 VT4 VT6
整流输出电压
ud Uab Uac Ubc Uba Uca Ucb
返回
图 2-19 三相桥式全控整流电路带电阻负载 ?=30?时的波形
u
d1
u
d2
?? = 3 0 °
i
a
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
u
d
u
ab
u
ac
u
a
u
b
u
c
? t
1
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
VT
1
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
返回
图 2-20 三相桥式全控整流电路带电阻负载 ?=60?时的波形
?? = 6 0 °
u
d1
u
d2
u
d
u
ac
u
ac
u
ab
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
a
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u
b
u
c
O ? t
? t
1
O ? t
O ? t
u
VT
1
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
返回
图 2-21 三相桥式全控整流电路带电阻负载 ?=90?时的波形
u
d1
u
d2
u
d
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
? tO
? tO
? tO
? tO
? tO
i
a
i
d
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
i
VT
1
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
返回
图 2-22 三相桥式全控整流电路带阻感负载 ?=0?时的波形
u
d1
u
2
u
d2
u
2L
u
d
i
d
? tO
? tO
? tO
? tO
u
a
?? = 0 °
u
b
u
c
? t
1
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
i
VT
1
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
返回
图 2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载 ?=30?时的波形
u
d1
?? = 3 0 °
u
d2
u
d
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
? tO
? tO
? tO
? tO
i
d
i
a
? t
1
u
a
u
b
u
c
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
返回
图 2-24 三相桥式整流电路带阻感负载,?=90?时的波形
?? = 9 0 °
u
d1
u
d2
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
ab
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u
d
u
ac
u
ab
u
ac
? tO
? tO
? tO
u
b
u
c
u
a
? t
1
u
VT
1
b
a
c
T
n
负
载
i
a i
d
u
d
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
6
VT
2
d
2
d
1
返回
第七讲 整流与有源逆变 (三 )
7.1 变压器漏感对整流电路的影响
7.2 电容滤波的不可控整流电路
7.3 大功率可控整流电路
7.1 变压器漏感对整流电路的影响
? 考虑包括变压器漏感在内的交
流侧电感的影响, 该漏感可用
一个集中的电感 LB表示
? 以三相半波为例, 然后将结论
推广
? VT1换相至 VT2的过程,
? 因 a,b两相均有漏感, 故 ia、
ib均不能突变, 于是 VT1和
VT2同时导通, 相当于将 a、
b两相短路, 在两相组成的
回路中产生环流 ik。 ik=ib是
逐渐增大的, 而 ia=Id-ik是逐
渐减小的 。 当 ik增大到等于
Id时, ia=0,VT1关断,换流
过程结束 。
R
a
b
c
T
L
u
d
i
c
i
b
i
a
L
B
L
B
L
B
i
k
VT
1
VT
2
VT
3
u
d
i
d
? tO
? tO
?
i
c
i
a
i
b
i
c
i
a
I
d
u
a
u
b
u
c
?
图 2-25 考虑变压器漏感时的三
相半波可控整流电路及波形
返回
7.1 变压器漏感对整流电路的影响
? 换相重叠角 ——换相过程持续的时间, 用电角度 ?表示
? 换相过程中, 整流电压 ud为同时导通的两个晶闸管所对应的两个
相电压的平均值
（ 2-30）
? 换相压降 ——与不考虑变压器漏感时相比, ud平均值降低的多少
（ 2-31）
dB
0
B
6
5
6
5 B
6
5
6
5 Bbb
6
5
6
5 dbd
2
3
d
2
3
)(d
d
d
2
3
)(d)]
d
d
([
2
3
)(d)(
3/2
1
IXiLt
t
i
L
t
t
i
LuutuuU
I
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?
??
?
?
?
??
?
?
?
??
?
?
???
??????
??
??
??
?
??
?
??
?
d
k
k
k
2d
d
d
d bak
Bb
k
Bad
uu
t
iLu
t
iLuu ??????
7.1 变压器漏感对整流电路的影响
? 换相重叠角 ??的计算
（ 2-32）
由上式得,
（ 2-33）
进而得出,
（ 2-34）
B
2
Bab 2
)65s i n (6
2)(dd L
tU
Luuti
?? ?
???k
)65s i n (2 6dd
B
2 ??
? ?? tX
U
t
i k
)]65c o s ([ c o s2 6)(d)65s i n (2 6
B
2
6
5
B
2 ??????? ?
? ????? ? ? tX
Utt
X
Ui t
k
7.1 变压器漏感对整流电路的影响
? 当 时,, 于是
（ 2-35）
（ 2-36）
??随其它参数变化的规律,
（ 1） Id越大则 ??越大；
（ 2） XB越大 ??越大；
（ 3） 当 ?≤90?时, ? 越小 ??越大 。
6
5 ???? ???t dk Ii ?
)]c o s ([ c o s2 6
B
2
d ??? ??? X
UI
2
dB
6
2)c o s (c o s
U
IX??? ???
7.1 变压器漏感对整流电路的影响
? 变压器漏抗对各种整流电路的影响
表 2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算
注,① 单相全控桥电路中, 环流 ik是从 -Id变为 Id。 本表所列通用公
式不适用 ；
② 三相桥等效为相电压等于 的 6脉波整流电路, 故其 m=6,相
电压按 代入 。
dU? dB IX? dB2 IX?
dB2
3 IX
? dB3 IX? d
B2 ImX?
)c o s (c o s ??? ??
2
Bd2UXI 2
Bd
2
2
U
XI
2
dB
6
2
U
IX
2
dB
6
2
U
IX
mU
XI
?sin2
2
Bd
电路形式
单相
全波
单相全
控桥
三相
半波
三相全
控桥
m脉波
整流电路
①
②
23U
23U
7.1 变压器漏感对整流电路的影响
? 变压器漏感对整流电路影响的一些结论
（ 1） 出现换相重叠角 ??,整流输出电压平均值 Ud降低 。
（ 2） 整流电路的工作状态增多
（ 3） 晶闸管的 di/dt 减小, 有利于晶闸管的安全开通 。
有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的 di/dt。
（ 4） 换相时晶闸管电压出现缺口, 产生正的 du/dt,可
能使晶闸管误导通, 为此必须加吸收电路 。
（ 5） 换相使电网电压出现缺口, 成为干扰源 。
7.2 电容滤波的不可控整流电路
在交 —直 —交变频器、不间断电源、开关电源等
应用场合中，大量应用
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
7.2.2 电容滤波的三相不可控整流电路
返回
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
? 常用于小功率单相交流输入的场合, 如目前大量普及
的微机, 电视机等家电产品中
1,工作原理及波形分析
图 2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a) 电路 b) 波形
a)
+
RCu
1
u
2
i
2
VD
1 VD 3
VD
2 VD 4
i
d
i
C
i
R
u
d
b)
0
i
u
d
?
?
? 2 ? ? t
i,u
d
返回
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
? 基本工作过程,
? 在 u2正半周过零点至 ?t=0期间, 因 u2<ud,故二极管均不导通,
电容 C向 R放电, 提供负载所需电流
? 至 ?t=0之后, u2将要超过 ud,使得 VD1和 VD4开通, ud=u2,交
流电源向电容充电, 同时向负载 R供电
? 详细分析 （ 简要讲解得出的结论, 关键在于求出 ??和 ??）
（ 2-37）
（ 2-38）
式中, ud(0)为 VD1,VD4开始导通时刻直流侧电压值 。
)si n (2 22 ?? ?? tUu
??
???
??
?
? 20 Cd
2d
1)0(
s in2)0(
udtiCu
Uu
t
?
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
? 将 u2代入并求解得,
（ 2-39）
而负载电流为,（ 2-40）
于是 （ 2-41）
? 设 VD1和 VD4的导通角为 ?,则当 ??t =???时, VD1和 VD4关断 。
将 id (??) = 0代入式 （ 2-41）, 得,
（ 2-42）
? 二极管导通后 u2开始向 C充电时的 ud与二极管关断后 C放电结束
时的 ud相等
（ 2-43）
)c o s (2 2C ??? ?? tCUi
)s in (2 22R ?? ??? tRURui
)s i n (2)c o s (2 22RCd ????? ?????? tR UtCUiii
RC??? ??? )(t a n
??? ? ?? s i n2)s i n (2 22 UeU RC ??? ??
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
? 注意到 ????? 为第 2象限的角, 由式 （ 2-42） 和 （ 2-43）
得,
（ 2-44）
（ 2-45）
在 ?RC已知时，即可由式（ 2-45）求出 ??，进而由式
（ 2-44）求出 ? 。显然 ??和 ??仅由乘积 ?RC决定。
)(a r c t a n RC???? ???
?
?
? ? ?? ? s i n
1)(
)(a r c t a n
2
???
?
??
RCRC
RC
ee
RC
RC
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
? 图 2-27给出了根据以上两式求得的 ??和 ??角随 ?RC变化的曲线 。
0 10 20 30 40 50 60
?
?
? RC / r a d
? /6
? /3
? /2
2 ? /3
5 ? /6
?
?
,??
/r
a
d
图 2-27 ?,?? 与 ?RC的关系曲线
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
? 二极管 VD1和 VD4关断的时刻，即 ?t达到 ??的时刻，
还可用另一种方法确定,VD1和 VD4的关断时刻，
从物理意义上讲，就是两个电压下降速度相等的
时刻，一个是电源电压的下降速度 |du2 /d(??t)|，另
一个是假设二极管 VD1和 VD4关断而电容开始单独
向电阻放电时电压的下降速度 |dud /d(??t)| p（下标
表示假设）。
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
主要的数量关系 （ 图 2-28）
1） 输出电压平均值
? 整流电压平均值 Ud可根据前述波形及有关计算公式推
导得出, 但推导繁琐 。 空载时, 。 重载时,
Ud逐渐趋近于 0.9U2,即趋近于接近电阻负载时的特性 。
? 通常在 设计 时根 据负 载的 情况 选择 电容 C 值,
使, T为交流电源的周期, 此时输出电
压为,
2d 2UU ?
2/)5~3( TRC ?
Ud≈1.2 U2
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
2）电流平均值 输出电流平均值 IR为,
IR = Ud /R （ 2-47）
Id =IR （ 2-48）
二极管电流 iD平均值为,
ID = Id / 2=IR/ 2 （ 2-49）
3） 二极管承受的电压
22U
7.2.1 电容滤波的单相不可控整流电路
? 感容滤波的二极管整流电路
? 实际应为此情况, 但分析复杂
? ud波形更平直, 电流 i2的上升段平缓了许多, 这对于电路的工
作是有利的
图 2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a） 电路图 b）波形
a) b)
-
+
R
C
L
+
u
1
u
2
i
2
u
d
u
L
i
d
i
C
i
R
VD
2
VD
4
VD
1
VD
3
u
2 u d
i
2
0
? ? ? ? t
i
2
,u
2
,u
d
7.2.2 电容滤波的三相不可控整流电路
1,基本原理
a)
+
a
b
c
T i
a
R
C
u
d
i
d
i
C
i
R
VD
4
VD
6
VD
1
VD
3
VD
5
VD
2
b)
O
i
a
u
d
i
d
u
d
u
ab
u
ac
0? ? ? t
??
3
? t
图 2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形
返回
7.2.2 电容滤波的三相不可控整流电路
a) b)
? t ? t
? t? t
i
a
i
d
i
a
i
d
O
O
O
O
图 2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当 ??RC等于和小于 时的电流波形
a） ??RC= b） ??RC< 3 3
3
7.2.2 电容滤波的三相不可控整流电路
a)
b)
c)
+
a
b
c
T
i
a
RC
u
d
i
d
i
C
i
R
VD
4
VD
6
VD
1
VD
3
VD
5
VD
2
i
a
i
a
O
O
? t
? t
? 图 2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形
a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形
c）重载时的交流侧电流波形
7.2.2 电容滤波的三相不可控整流电路
2,主要数量关系
1） 输出电压平均值 Ud在 （ 2.34U2 ~2.45U2） 之间变化
2） 电流平均值 输出电流平均值 IR为,
IR = Ud /R （ 2-51）
与单相电路情况一样, 电容电流 iC平均值为零, 因此,
Id =IR （ 2-52）
二极管电流平均值为 Id的 1/3,即,
ID = Id / 3=IR/ 3 （ 2-53）
3）二极管承受的电压 二极管承受的最大反向电压为线电压的峰
值，为 。
26U
7.3 大功率可控整流电路
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
7.3.2 多重化整流电路
返回
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形可
控整流电路
电解电镀等工业中应用
低电压大电流 （ 例如几十伏, 几千至几万安 ） 可调直流电源
图 2-35 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
T
a b c
L
R
ni P L P
u
d
i
d
VT
2
VT
6
VT
4
VT
1
VT
3
VT
5
c
'
a
'
b
'
n
1
n
2
返回
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形可
控整流电路
? 电路结构
? 变压器二次侧为两组匝数
相同极性相反的绕阻, 分
别接成两组三相半波电路
? 变压器二次侧两绕组的极
性相反可消除铁芯的直流
磁化
? 设置电感量为 Lp的平衡电
抗器是为保证两组三相半
波整流电路能同时导电
? 与三相桥式电路相比, 在
采用相同晶闸管的条件下,
双反星形电路的输出电流
可大一倍
u
d1
u
a
u
b
u
c
i
a
u
d2
i
a
'
u
c
' u
a
'
u
b
' u
c
'
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
I
d
1
2
I
d
1
6
I
d
1
2
I
d
1
6
图 2-36 双反星形电路,? =0?时
两组整流电压、电流波形
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
?平衡电抗器的作用,
?两个直流电源并联时, 只有当电压平均值和瞬时值
均相等时, 才能使负载均流
?双反星形电路中, 两组整流电压平均值相等, 但瞬
时值不等
?两个星形的中点 n1和 n2间的电压等于 ud1和 ud2之差 。
该电压加在 Lp上, 产生电流 ip,它通过两组星形自
成回路, 不流到负载中去, 称为 环流 或 平衡电流
?考虑到 ip后, 每组三相半波承担的电流分别为 Id/2 ip。
为了使两组电流尽可能平均分配, 一般使 Lp值足够
大, 以便限制环流在负载额定电流的 1%～ 2%以内
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
利用绕组的极性相反来消除变压器中的直流磁通势
u
p
u
d1
,u
d2
O
O
60°
360°
? t
1 ? t
? t
b)
a)
u
a
u
b
u
c
u
c
'
u
a
'
u
b
'
u
b
'
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
? 双反星形电路中如不接平衡电抗器, 即成为 六相半波
整流电路,
? 只能有一个晶闸管导电, 其余五管均阻断, 每管最大导通角
为 60o,平均电流为 Id/6
? 当 ?=00 时, Ud为 1.35U2,比三相半波时的 1.17U2略大些
? 六相半波整流电路因晶闸管导电时间短, 变压器利用率低,
极少采用
? 双反星形电路与六相半波电路的区别就在于有无平衡电抗器,
对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
? 由于平衡电抗器的作用使得两组三相半波整流电路同
时导电的 原理分析,
? 平衡电抗器 Lp承担了 n1,n2间的电位差, 它补偿了 ub’ 和 ua的电
动势差, 使得 u’b和 ua两相的晶闸管能同时导电
? ?t1 时 ub’比 ua电压高, VT6导通, 此电流在流经 LP时, LP上要感
应一电动势 up,其方向是要阻止电流增大 。 可导出 Lp两端电压,
整流输出电压的数学表达式如下,
（ 2-97）
（ 2-98）
d1d2p uuu ??
)(212121 d2d1pd1pd2d uuUuuuu ??????
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
? 虽然 ud1<ud2, 但由于 Lp的平衡作用, 使得晶闸管 VT6和 VT1同
时导通
? 时间推迟至 ub’与 ua 的交点时, ub’ = ua, up=0
? 之后 ub’ < ua, 则流经 b’相的电流要减小, 但 Lp有阻止此电流
减小的作用, up的极性反向, Lp仍起平衡的作用, 使 VT6继续
导电
? 直到 uc’ > ub’, 电流才从 VT6换至 VT2。 此时变成 VT1,VT2同
时导电
? 每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流
导电 120o
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
? 以平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端, 其输出的整流电压
瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值
n
L
R
+- +-
u
d1
L
P
u
b
'
u
d2
u
d
n
2
n
1
i
P
u
a
VT
1
VT
6
u
P
1
2
图 2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
? 将 图 2-36中 ud1和 ud2的波形用傅氏级数展开，可得
当 ? =0?时的 ud1,ud2，即
]9c o s4016c o s3523c o s411[2 63 2d1 ???????? tttUu ???? （ 2-99）
]9c o s
40
16c o s
35
23c o s
4
11[
2
63
])60(9c o s
40
1)60(6c o s
35
2)60(3c o s
4
11[
2
63
2
2
d2
???????
??????????????
tttU
tttUu
???
?
???
?
（ 2-100）
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
由式（ 2-97）和（ 2-98）可得
ud中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波
为六次谐波
]9c o s2013c o s21[2 63 2p ??????? ttUu ???
]6c o s3521[2 63 2d ?????? tUu ??
（ 2-101）
（ 2-102）
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
? ? =30?,? =60?和 ? =90?时输出电压的波形分析
? 需要分析各种控制角时的输出波形时, 可先求出两组三相
半波电路的 ud1和 ud2波形, 然后根据式 （ 2-98） 做出波形
( ud1+ud2 ) / 2
? 双反星形电路的输出电压波形与三相半波电路比较, 脉动
程度减小了, 脉动频率加大一倍, f=300Hz
? 电感负载情况下, ? = 90?时,输出电压波形正负面积相等,
Ud=0,移相范围是 90?
? 如果是电阻负载, 则 ud波形不应出现负值, 仅保留波形中
正的部分 。 同样可以得出, 当 ? =120?时, Ud=0,因而电阻
负载要求的移相范围为 120?。
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
。
90??
。
60??
。
30??u
d
u
d
u
d
? tO
? tO
? tO
u
a
u
b
u
c
u
c
'
u
a
' u
b
'
u
b
u
c
u
c
'
u
a
' u
b
'
u
b
u
c
u
c
'
u
a
' u
b
'
图 2-39 当 ? =30?,60?,90?时，双反星形电路的输出电压波形
7.3.1 带平衡电抗器的双反星形
可控整流电路
?整流电压平均值与三相半波整流电路的相等,
为, Ud=1.17 U2 cos ?
?将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得
出以下结论,
（ 1） 三相桥为两组三相半波串联, 而双反星形为两组
三相半波并联, 且后者需用平衡电抗器
（ 2） 当 U2相等时, 双反星形的 Ud是三相桥的 1/2,而 Id
是单相桥的 2倍
（ 3） 两种电路中, 晶闸管的导通及触发脉冲的分配关
系一样, ud和 id的波形形状一样
7.3.2 多重化整流电路
?整流装置功率进一步加大时, 所产生的谐
波, 无功功率等对电网的干扰也随之加大,
为减轻干扰, 可采用多重化整流电路
返回
7.3.2 多重化整流电路
1,移相多重联结
? 有并联多重联结和串联多重
联结, 对于交流输入电流来
说, 二者效果相同
? 2个 三相桥并联 而成的 12脉波
整流电路
? 使用了平衡电抗器来平衡 2组
整流器的电流, 其原理与双
反星形电路中是一样的
? 不仅可减少输入电流谐波,
也可减小输出电压中的谐波
并
? 提高纹波频率, 因而可减小
平波电抗器
M
LT
VT
1 2
c
1
b
1
a
1
c
2
b
2
a
2
L
P
图 2-40 并联多重联结的 12脉波整流电路
7.3.2 多重化整流电路
? 移相 30?构成的串联 2重联结电路
? 利用变压器二次绕组接法的不同, 使两组三相交流
电源间相位错开 30?,从而使输出整流电压 ud在每
个交流电源周期中脉动 12次, 故该电路为 12脉波整
流电路
? 整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构
成相位相差 30?,大小相等的两组电压, 接到相互
串联的 2组整流桥
7.3.2 多重化整流电路
C
▲
L
RB
A
1
*
▲
▲
*
*
0 °
滞后 30 ?
3
i
A
c
1
b
1
a
1
1
c
2
b
2
a
2
i
a b 2
u
a 2 b 2
u
a 1 b 1
i
a1
i
d
u
d
Ⅰ
Ⅱ
Ⅰ
Ⅱ
0
a)
b)
c)
d)
i
a1
I
d
180° 360°
i
a2
i
a b 2
'
i
A
I
d
i
a b 2
? t
? t
? t
? t
0
0
0
I
d
2
3
3
3
I
d
3
3
I
d
I
d3
2 3
(1+ ) I
d3
2 3
(1+ ) I
d3
3
I
d
1
3
图 2-41 移相 30?串联 2重联结电路 图 2-42 移相 30?串联 2重联结电路电流波形
7.3.2 多重化整流电路
? iA基波幅值 Im1和 n次谐波幅值 Imn分别如下,
? 即输入电流谐波次数为 12ka1,其幅值与次数成反比而降低 。
? 该电路的其他特性如下,
? 直流输出电压
? 位移因数 cos?1=cos???????（ 单桥时相同 ）
? 功率因数 l=n?cos?1?=0.9886cos?
)32(34 dd1 III m ?? 单桥时为?
?,3,2,1,112341 d ???? kknInI mn ?
?? c o s66 2d UU ?
（ 2-104）
（ 2-103）
7.3.2 多重化整流电路
? 利用变压器二次绕阻接法的不同, 互相错开 20?，
可将三组桥构成串联 3重联结,
? 整流变压器采用星形三角形组合无法移相 20?,需采用
曲折接法
? 整流电压 ud在每个电源周期内脉动 18次, 故此电路为
18脉波整流电路
? 交流侧输入电流谐波更少, 为 18ka1次 （ k=1,2,3… ）,
ud的脉动也更小
? 输入位移因数和功率因数分别为,
cos?1=cos?
l=0.9949cos?
7.3.2 多重化整流电路
? 将整流变压器的二次绕组移相 15?,可构成串联 4重联
结电路
? 为 24脉波整流电路
? 其交流侧输入电流谐波次为 24ka1,k=1,2,3… 。
? 输入位移因数功率因数分别为,
cos?1=cos?
l=0.9971cos?
? 采用多重联结的方法并不能提高位移因数, 但可使输
入电流谐波大幅减小, 从而也可以在一定程度上提高
功率因数
7.3.2 多重化整流电路
2,多重联结电路的顺序控制
? 只对多重整流桥中一个桥的 ?角进行控制, 其余各桥的工作
状态则根据需要输出的整流电压而定, 或者不工作而使该桥
输出直流电压为零, 或者 ? =0而使该桥输出电压最大
? 根据所需总直流输出电压从低到高的变化, 按顺序依次对各
桥进行控制, 因而被称为顺序控制
? 并不能降低输入电流谐波 。 但是各组桥中只有一组在进行相
位控制, 其余各组或不工作, 或位移因数为 1,因此总功率
因数得以提高
? 我国电气机车的整流器大多为这种方式
7.3.2 多重化整流电路
3重晶闸管整流桥顺序控制
图 2-43 单相串联 3重联结电路及顺序控制时的波形
L
i
a)
负
载
Ⅰ
Ⅱ
Ⅲ
u
2
u
2
u
2
I
d
VT
11
VT
13
VT
14
VT
12
VT
21
VT
23
VT
24
VT
22
VT
31
VT
33
VT
34
VT
32
u
d
b)
c)
i I
d
2 I
d
u
d
O ? ? + ?
7.3.2 多重化整流电路
? 当需要的输出电压低于三分之一最高电压时, 只对第 I组桥
的 ?角进行控制, 连续触发 VT23,VT24,VT33,VT34使其导
通, 这样第 II,III组桥的输出电压就为零
? 当需要的输出电压达到三分之一最高电压时, 第 I组桥的 ?
角为 0?
? 需要输出电压为三分之一到三分之二最高电压时, 第 I组桥
的 ?角固定为 0?,第 III组桥的 VT33和 VT34维持导通, 使其输
出电压为零, 仅对第 II组桥的 ?角进行控制
? 需要输出电压为三分之二最高电压以上时, 第 I,II组桥的
?角固定为 0?,仅对第 III组桥的 ?角进行控制
图 2-25 考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形
R
a
b
c
T
L
u
d
i
c
i
b
i
a
L
B
L
B
L
B
i
k
VT
1
VT
2
VT
3
u
d
i
d
? tO
? tO
?
i
c
i
a
i
b
i
c
i
a
I
d
u
a
u
b
u
c
?
返回
图 2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a)
+
RCu
1
u
2
i
2
VD
1
VD
3
VD
2
VD
4
i
d
i
C
i
R
u
d
b)
0
i
u
d
?
?
? 2 ? ? t
i,u
d
a) 电路 b) 波形
返回
图 2-27 ?,?? 与 ?RC的关系曲线
0 10 20 30 40 50 60
?
?
? RC /r a d
? /6
? /3
? /2
2 ? /3
5 ? /6
?
?
,
??
/r
a
d
返回
图 2-28 电容滤波的单相不可控整流
电路输出电压与输出电流的关系
O
U
d
I
R
0, 9 U
2
U
2
2
返回
图 2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a) b)
-
+
R
C
L
+
u
1
u
2
i
2
u
d
u
L
i
d
i
C
i
R
VD
2
VD
4
VD
1
VD
3
u
2
u
d
i
2
0
? ? ? ? t
i
2
,u
2
,u
d
a） 电路图 b）波形
返回
图 2-30 电容滤波的三相桥式不可控整流电路及其波形
a)
+
a
b
c
T i
a
R
C
u
d
i
d
i
C
i
R
VD
4
VD
6
VD
1
VD
3
VD
5
VD
2
b)
O
i
a
u
d
i
d
u
d
u
ab
u
ac
0? ? ? t
??
3
? t
返回
图 2-31 电容滤波的三相桥式整流电路当 ?RC等于和
小于 时的电流波形 3
a） ?RC= b） ?RC< 3 3
a) b)
? t ? t
? t? t
i
a
i
d
i
a
i
d
O
O
O
O
返回
图 2-32 考虑电感时电容滤波的三相桥式整流电路及其波形
a)
b)
c)
+
a
b
c
T
i
a
RC
u
d
i
d
i
C
i
R
VD
4
VD
6
VD
1
VD
3
VD
5
VD
2
i
a
i
a
O
O
? t
? t
a）电路原理图 b）轻载时的交流侧电流波形
c）重载时的交流侧电流波形
返回
图 2-35 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路
T
a b c
L
R
n
i
P
L
P
u
d
i
d
VT
2
VT
6
VT
4
VT
1
VT
3
VT
5
c
'
a
'
b
'
n
1
n
2
返回
图 2-36 双反星形电路,?=0?时两组整流电压、电流波形
u
d1
u
a
u
b
u
c
i
a
u
d2
i
a
'
u
c
' u
a
'
u
b
' u
c
'
O ? t
O ? t
O ? t
O ? t
I
d
1
2
I
d
1
6
I
d
1
2
I
d
1
6
返回
图 2-37 平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形
u
p
u
d1
,u
d2
O
O
60? ?
360 ? ?
? t
1 ? t
? t
b)
a)
u
a
u
b
u
c
u
c
'
u
a
'
u
b
'
u
b
'
返回
图 2-38 平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况
n
L
R
+- +-
u
d1
L
P
u
b
'
u
d2
u
d
n
2
n
1
i
P
u
a
VT
1
VT
6
u
P
1
2
返回
图 2-39 当 ??=30?,60?,90?时，双反星形电路的输出电压波形
?￡
90??
?￡
60??
?￡
30??u
d
u
d
u
d
? tO
? tO
? tO
u
a
u
b
u
c
u
c
'
u
a
'
u
b
'
u
b
u
c
u
c
'
u
a
' u
b
'
u
b
u
c
u
c
'
u
a
' u
b
'
返回
图 2-40 并联多重联结的 12脉波整流电路
M
LT
VT
1 2
c
1
b
1
a
1
c
2
b
2
a
2
L
P
返回
图 2-41 移相 30?串联 2重联结电路
C
▲
L
RB
A
1
*
▲
▲
*
*
0 °
滞后 30 ?
3
i
A
c
1
b
1
a
1
1
c
2
b
2
a
2
i
a b 2
u
a 2 b 2
u
a 1 b 1
i
a1
i
d
u
d
Ⅰ
Ⅱ
Ⅰ
Ⅱ
返回
图 2-42 移相 30?串联 2重联结电路电流波形
0
a)
b)
c)
d)
i
a1
I
d
180° 360°
i
a2
i
a b 2
'
i
A
I
d
i
a b 2
? t
? t
? t
? t
0
0
0
I
d
2
3
3
3
I
d
3
3
I
d
I
d3
2 3
(1+ ) I
d3
2 3
(1+ ) I
d3
3
I
d
1
3
返回
图 2-43 单相串联 3重联结电路及顺序控制时的波形
L
i
a)
负
载
Ⅰ
Ⅱ
Ⅲ
u
2
u
2
u
2
I
d
VT
11
VT
13
VT
14
VT
12
VT
21
VT
23
VT
24
VT
22
VT
31
VT
33
VT
34
VT
32
u
d
b)
c)
i
I
d
2 I
d
u
d
O
? ? + ?
返回
第八讲 整流与有源逆变 (四 )
8.1 整流电路的有源逆变工作状态
8.2 晶闸管直流电动机系统
8.1 整流电路的有源逆变工作状态
8.1.1 逆变的概念
8.1.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态
8.1.3 逆变失败与最小逆变角的限制
返回
8.1.1 逆变的概念
1,什么是逆变？ 为什么要逆变？
? 逆变 （ invertion） ——把直流电转变成交流电, 整流的逆过程
? 实例：电力机车下坡行驶, 机车的位能转变为电能, 反送到
交流电网中去
? 逆变电路 ——把直流电逆变成交流电的电路
? 有源逆变电路 ——交流侧和电网连结
应用：直流可逆调速系统, 交流绕线转子异步电动机串级调
速以及高压直流输电等
? 对于可控整流电路, 满足一定条件就可工作于有源逆变, 其
电路形式未变, 只是电路工作条件转变 。 既工作在整流状态
又工作在逆变状态, 称为 变流电路
? 无源逆变 ——变流电路的交流侧不与电网联接, 而直接接到负载,
将在第 5章介绍
返回
8.1.1 逆变的概念
2,直流发电机 —电动机系统电能的流转
c)b)a)
MG MG MG
E
G
E
M
I
d
R
∑
E
G
E
M
I
d
R
∑
E
G
E
M
I
d
R
∑
图 2-44 直流发电机 —电动机之间电能的流转
a）两电动势同极性 EG >EM b）两电动势同极性 EM >EG
c）两电动势反极性，形成短路
8.1.1 逆变的概念
? 图 2-44a M电动运转, EG>EM,电流 Id从 G流向 M,M
吸收电功率
? 图 2-44b 回馈制动状态, M作发电运转, 此时,
EM>EG,电流反向, 从 M流向 G
故 M输出电功率, G则吸收电功率, M轴上输入的机械
能转变为电能反送给 G
? 图 2-44c 两电动势顺向串联, 向电阻 R 供电, G和 M均
输出功率, 由于 R? 一般都很小, 实际上形成短路, 在
工作中必须严防这类事故发生
8.1.1 逆变的概念
3,逆变产生的条件
? 单相全波电路代替上述发电机
? 图 2-45a M电动运行, 全波电路工作在 整流状态, ? 在 0~
? /2间,Ud为正值，并且 Ud >EM，才能输出 Id
交流电网输出电功率, 电动机则输入电功率
? 图 2-45b M回馈制动, 由于晶闸管的单向导电性, Id方向不变,
欲改变电能的输送方向, 只能 改变 EM极性 。 为了防止两电动
势顺向串联, Ud极性也必须反 过来, 即 Ud应为负值, 且 |EM | >
|Ud |,才能把电能从直流侧送到交流侧,实现逆变 。
? 电能的流向与整流时相反,M输出电功率,电网吸收电功率
? Ud可通过改变 ?来进行调节, 逆变状态时 Ud为负值, 逆变时 在
?/2~ ? 间
8.1.1 逆变的概念
? 产生逆变的条
件有二,
（ 1） 有直流电动
势, 其极性和晶
闸管导通方向一
致, 其值大于变
流器直流侧平均
电压
（ 2） 晶闸管的控
制角 ? > ? /2，
使 Ud为负值
图 2-45 单相全波电路的整流和逆变
a) b)
í? 2 - 4 5
R
+
-
μ? ??
M
1
0
2
u
10
u
20
u
d
i
d
L
VT
1
VT
2
u
10
u
d
u
20
u
10
?
O
O ? t
? t
I
d
i
d
U
d
> E
M
E
M
μ? ??
M
R
+
-
1
0
2
u
d
i
d
L
VT
1
VT
2
u
10u
d
u
20
u
10
O
O ? t
? t
I
d
i
d
U
d
< E
M
?
E
M
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
2
i
d
= i
V T
+ i
VT
1 2
i
d
= i
V T
+ i
VT
1 2
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
1
8.1.1 逆变的概念
?半控桥或有续流二极管的电路, 因其整
流电压 ud不能出现负值, 也不允许直流
侧出现负极性的电动势, 故不能实现有
源逆变 。 欲实现有源逆变, 只能采用全
控电路 。
8.1.2 三相桥整流电路的有源逆
变工作状态
?逆变和整流的区别, 控制角 ? 不同
? 0<? < ? /2 时, 电路工作在整流状态
? ? /2< ? < ??时, 电路工作在逆变状态
返回
8.1.2 三相桥整流电路的有源逆变
工作状态
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
bc
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
u
2
u
d
? tO
? tO
?? =
?
4
?? =
?
3
?? =
?
6
?? =
?
4
?? =
?
3
?? =
?
6
? t
1
? t
3
? t
2
图 2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形
8.1.2 三相桥整流电路的有源逆
变工作状态
? 可沿用整流的办法来处理逆变时有关波形与参数计算等各项问题
? 把 ? >???/2时的控制角用 ??????? 表示, ??称为 逆变角
? 而逆变角 ?和控制角 ?的计量方向相反, 其大小自 ? =0的起始
点向左方计量
? 三相桥式电路工作于有源逆变状态时波形如图 2-46所示
? 有源逆变状态时各电量的计算,
Ud= -2.34U2cos?? =?-1.35U2Lcos?? （ 2-105）
输出直流电流的平均值亦可用整流的公式, 即
?
??
R
EUI Md
d
8.1.2 三相桥整流电路的有源逆
变工作状态
? 每个晶闸管导通 2p /3,故流过晶闸管的电流有效值为 （ 忽略直
流电流 id的脉动 ）
从交流电源送到直流侧负载的有功功率为
? 当逆变工作时, 由于 EM为负值, 故 Pd一般为负值, 表示功率
由直流电源输送到交流电源 。
在三相桥式电路中, 变压器二次侧线电流的有效值为
ddVT I
II 5 7 7.0
3 ??
dMdd IEIRP ?? ? 2
ddVT IIII 8 1 6.03
22
2 ???
（ 2-106）
（ 2-107）
（ 2-108）
8.1.3 逆变失败与最小逆变角的限制
? 逆变失败 （ 逆变颠覆 ） ——逆变时, 一旦换相失败,
外接直流电源就会通过晶闸管电路短路, 或使变流器的
输出平均电压和直流电动势变成顺向串联, 形成很大短
路电流
1,逆变失败的原因
（ 1） 触发电路工作不可靠, 不能适时, 准确地给各晶闸管
分配脉冲, 如脉冲丢失, 脉冲延时等, 致使晶闸管不能
正常换相
（ 2） 晶闸管发生故障, 该断时不断, 或该通时不通
（ 3） 交流电源缺相或突然消失,
（ 4）换相的裕量角不足，引起换相失败
返回
8.1.3 逆变失败与最小逆变角的限制
L
a
b
c
+
-
M
u
d
i
d
E
M
L
B
L
B
L
B
VT
1
VT
2
VT
3
o
u
d
O
O
i
d
? t
? t
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
p
?
? ?? ? ?
?
?
?
?? ? ?
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
3
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
3
i
VT
1
i
VT
3
图 2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
8.1.3 逆变失败与最小逆变角的限制
? 换相重叠角的影响：当 ??>??时，换相结束时，
晶闸管能承受反压而关断。如果 ??<??时（从
图 2-47右下角的波形中可清楚地看到），该
通的晶闸管（ VT2）会关断，而应关断的晶闸
管（ VT1)不能关断，最终导致逆变失败。
8.1.3 逆变失败与最小逆变角的限制
2,确定最小逆变角 ?min的依据
? 逆变时允许采用的最小逆变角 ??应等于
??????????????????????????????????????min=??+?+?′ （ 2-109）
??????:晶闸管的关断时间 tq折合的电角度, tq大的可达 200~300ms，
折算到电角度约 4?~5?； ? ——换相重叠角, 随直流平均电流和
换相电抗的增加而增大 。
为对重叠角的范围有所了解, 举例如下：某装置整流电压为
220V,整流电流 800A,整流变压器容量为 240kV。 A,短路电
压比 Uk%为 5%的三相线路, 其的值约 15?~20?。
8.1.3 逆变失败与最小逆变角的限制
? 或参照整流时 ??的计算方法,
根据逆变工作时,并设,上式
可改写成
?????′——安全裕量角。主要针对脉冲不对称程度（一般可
达 5?）。 值约取为 10?
??? ?? ?? ?
mU
XI
?? s i n21c o s 2
Bd??
?′
mU
XI Bd
???? s i n2)c o s (c o s
2
??? （ 2-110）
（ 2-111）
8.2 晶闸管直流电动机系统
? 晶闸管直流电动机系统 ——晶闸管可控
整流装置带直流电动机负载组成的系统。是
电力拖动系统中主要的一种，也是可控整流
装置的主要用途之一
? 对该系统的研究包括两个方面：其一是
在带电动机负载时整流电路的工作情况，其
二是由整流电路供电时电动机的工作情况。
本节主要从第二个方面进行分析
返回
8.2 晶闸管直流电动机系统
8.2.1 工作于整流状态时
8.2.2 工作于有源逆变状态时
8.2.3 直流可逆电力拖动系统
8.2.1 工作于整流状态时
? 不考虑电动机的电枢
电感时
? 只有晶闸管导通相的变
压器二次侧电压瞬时值
大于反电动势时才有电
流输出, 此时负载电流
断续, 对整流电路和电
动机的工作都不利, 要
尽量避免
? 在电枢回路串联一平波
电抗器, 保证整流电流
在较大范围内连续, 如
图 2-48
u
d
O
i
d
? t
u
a
u
b
u
c
?
u
d
O
i
a
i
b
i
c
i
c
? t
E
U
d
i
d
R
图 2-48 三相半波带电动机负载且加
平波电抗器时的电压电流波形
返回
8.2.1 工作于整流状态时
? 电动机稳态时，虽然 Ud波形脉动较大，但由于电动机有较大的
机械惯量，故其转速和反电动势都基本无脉动。此时整流电压
的平均值由电动机的反电动势及电路中负载平均电流 Id所引起
的各种电压降所平衡。整流电压的交流分量则全部降落在电抗
器上。由 Id引起的压降有下列四部分：变压器的电阻压降 RB Id,
其中 RB 为变压器的等效电阻，它包括变压器二次绕组本身的电
阻以及一次绕组电阻折算到二次侧的等效电阻；晶闸管本身的
管压降，它基本上是一恒值；电枢电阻压降 IdRM ；由重叠角引
起的电压降 3XBId /(2?) 。
? 此时, 整流电路直流电压的平衡方程为
（ 2-112）
式中, 。
UIREU dMd ???? ?
?2
3 B
MB
XRRR ???
?
8.2.1 工作于整流状态时
1,电流连续时电动机的机械特性
? 在电机学中, 已知直流电动机的反电动势为
式中, Ce 为由电动机结构决定的电动势常数； ??为电动机磁场
每对磁极下的磁通量, 单位为 （ Wb） ； n为电动机的转速, 单位
为 （ r/min） 。
可根据整流电路电压平衡方程式 （ 2-112）, 作出不同控制角 ? 时
EM与 Id的关系
转速与电流的机械特性关系式为
nCE eM ??
UIRUE dM ???? ??c o s17.1 2
??
?
e
d
e C
UIR
C
Un ???? ?c o s17.1 2
（ 2-113）
（ 2-114）
（ 2-115）
8.2.1 工作于整流状态时
? 根据式 （ 2-115） 做出不
同时 n与 Id的关系, 如图 2-49
所示 。 图中的值一般为 1V左
右, 所以忽略 。 可见其机械
特性与由直流发电机供电时
的机械特性是相似的, 是一
组平行的直线, 其斜率由于
内阻不一定相同而稍有差异 。
调节 ? 角, 即可调节电动机
的转速 。
? 同理，可列出三相桥式全控整流电路电动机负载时的 机械特性方
程为
?
O
n
a
1
< a
2
< a
3
a
3
a
2
a
1
I
d
( R
B
+ R
M
+ )
I
d
C
e
3 X
B
2 ?
图 2-49 三相半波电流连续时以电流
表示的电动机机械特性
??
?
e
d
e C
UIR
C
Un ???? ?c o s17.1 2
（ 2-116）
8.2.1 工作于整流状态时
2,电流断续时电动机的机械特性 (图 2-50）
? 由于整流电压是一个脉动的直流电压, 当电动机的负
载减小时, 平波电抗器中的电感储能减小, 致使电流
不再连续, 此时电动机的机械特性也就呈现出非线性 。
? 电流连续时的理想空载反电动势 （ ? =60?,忽略 ）,
? 实际当 Id减小至某一定值 Id min以后, 电流变为断续,
这个 E0’ 是不存在的, 真正的理想空载点远大于此值,
? ?<=60o, 电动机的实际空载反电动势都是
? 当 ?>60o 以后, 空载反电动势为
U?
220 585.060co s17.1 UUE ????
22U
)3c o s (2 2 ?? ?U
8.2.1 工作于整流状态时 断续区特性的近似直线
断续区 连续区
E
E
0
E
0
'
O
I
d m i n
I
d
( 0, 5 8 5 U
2
)
( U
2
)2
图 2-50 电流断续时电动势的特性曲线
8.2.1 工作于整流状态时
? 电流断续时电动机机
械特性的特点,
? 电动机的理想空载转
速抬高
? 机械特性变软, 即负
载电流变化很小也可
引起很大的转速变化
? 随着 a 的增加, 进入断
续区的电流值加大
?由于 ? 愈大，变压器加给晶闸管阳极上的负电压时间愈长,电
流要维持导通，必须要求平波电抗器储存较大的磁能，而电抗器
的 L为一定值的情况下，要有较大的电流 Id才行
图 2-51 考虑电流断续时不同 ??
时反电动势的特性曲线
? 1 < a 2 <a 3 <60?,a 5> a 4>60?
O
a
3
a
2
a
1
I
d
分界线
断续区 连续区
a
5
a
4
E
0
E
8.2.1 工作于整流状态时
? 电流断续时电动机机械特性可由下面三个式子准确地得出
式中，,, L为回路总电感。
??
?????????
? c t g
c t g
M e
e
UE ?
?
?
??????
? 1
)6s i n ()6s i n (
c o s2 2
??
??????????
c t g
c t g
ee
M
e
e
C
U
C
En
?
?
?
??????
??? 1
)6s i n ()6s i n (c os2
'
2
'
nUCZ UI ed ????????
2
'
2
2)6c o s ()6[ c o s (c o s2
23 ??????
R
La r c t g ?? ? 22 LRZ ??
?
（ 2-117）
（ 2-118）
（ 2-119）
8.2.1 工作于整流状态时
? 一般只要主电路电感足够大, 可以只考虑电流连续段,
完全按线性处理 。 当低速轻载时, 断续作用显著, 可改
用另一段较陡的特性来近似处理 （ 见 图 2-50）, 其等效
电阻比实际的电阻 R要大一个数量级 。
? 整流电路为三相半波时, 在最小负载电流为 Id min时, 为
保证电流连续所需的主回路电感量为
（ 2-120）
? 对于三相桥式全控整流电路带电动机负载的系统, 有
（ 2-121）
)(46.1
m in
2 mH
I
UL
d
?
)(693.0
m in
2 mH
I
UL
d
?
8.2.1 工作于整流状态时
?L中包括整流变压器的漏电感、电枢电感和平
波电抗器的电感。前者数值都较小，有时可忽
略。 Idmin一般取电动机额定电流的 5%～ 10%。
?因为三相桥式全控整流电压的脉动频率比三相
半波的高一倍，因而所需平波电抗器的电感量
也可相应减小约一半，这也是三相桥式整流电
路的一大优点。
8.2.2 工作于有源逆变状态时
1,电流连续时电动机的机械特性
? 主回路电流连续时的机械特性由电压平衡方程式
决定 。
? 逆变时由于 Ud=Ud0cos?, EM反接，得
? 因为 EM=Cen,可求得
电动机的机械特性方程式
（ 2-123）
??? RIEU dMd
)c o s( 0 ???? RIUE ddM ?
)c o s(1 0' ???? RIUCn dd
e
?
（ 2-122）
返回
8.2.2 工作于有源逆变状态时
正组变流器反组变流器
n
?
3
?
2
?
1
I
d
?
4
?
2
?
3
?
4
?
1
?? = ?? =
?
2
?? ' = ?? '=
?
2
? '
3
? '
2
? '
1
? '
4
? '
2
? '
3
? '
4
? '
1
?
1
= ?? '
1; ?? '
1
= ?
1
?
2
= ?? '
2; ?? '
2
= ?
2
??
增大方向'
??
增大方向'
??
增大方向
??
增大方向
图 2-52 电动机在四象限中的机械特性
8.2.2 工作于有源逆变状态时
2,电流断续时电动机的机械特性
? 电流断续时电动机的机械特性方程可沿用整流时电流断续的机械特
性表达式, 只要把 ? =? - ? 代入式 （ 2-117）, 式 （ 2-118） 和式 （ 2-
119）, 便可得 EM,n与 Id的表达式, 求出三相半波电路工作于逆变
状态且电流断续时的机械特性, 即
??
?????????
? c t g
c t g
M e
e
UE ?
?
?
??????
? 1
)67s i n ()67s i n (
c o s2 2
??
??????????
c t g
c t g
ee
M
e
e
C
U
C
En
?
?
?
??????
??? 1
)67s i n ()67s i n (c o s2
'
2
'
nUCZ UI ed ????????
2
'
2
2)6
7c o s ()
6
7[ c o s (
c o s2
23 ??????
（ 2-124）
（ 2-125）
（ 2-126）
8.2.2 工作于有源逆变状态时
? 逆变电流断续时电动机的机械特性, 与整流时十分相似,
? 理想空载转速上翘很多, 机械特性变软, 且呈现非线性
? 说明逆变状态的机械特性是整流状态的延续
? 纵观控制角 ? 由小变大 （ 如 ?/6~ ?5/6）, 电动机的机械特性则
逐渐的由第 1象限往下移, 进而到达第 4象限 。 逆变状态的机械
特性同样还可表示在第 2象限里, 与它对应的整流状态的机械
特性则表示在第 3象限里
? 应该指出, 图 2-52中第 1,第 4象限中的特性和第 3,第 2
象限中的特性是分别属于两组变流器的, 它们输出整流
电压的极性彼此相反, 故分别标以正组和反组变流器 。
8.2.3 直流可逆电力拖动系统
图 2-53 两组变流器的反并联可逆线路
正组
L
L
a) b)
反组
L
c1
L
c2
a
b
c
E
M
M
正组 反组
E
M
M
a
b
c
a
b
c
返回
8.2.3 直流可逆电力拖动系统
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
电网 电网
电网 电网
正组 反组
正组 反组正组 反组
正组 反组
+T- T
正转整流
反转整流
正转逆变
反转逆变
电动运行
电动运行
发电运行
发电运行
c)
+ n
I
d
I
d
电能
U
d ?
M
E
M
I
d
M E
M
电能电能
ME
M
I
d
电能
ME
M
- n
U
d ?
U
d ?
U
d ?
O
图 2-53(c) 两组变流器的反并联可逆线路
8.2.3 直流可逆电力拖动系统
? 两套变流装置反并联 连接的可逆电路,图 2-53a为三相
半波有环流接线, 图 2-53b为三相全控桥的无环流接线 。
? 环流 是指只在两组变流器之间流动而不经过负载的电流 。
? 电动机正向运行时由正组变流器供电的；反向运行时, 则由
反组变流器供电
? 根据对环流的不同处理方法, 反并联可逆电路又可分为不同
的控制方案, 如配合控制有环流 （ ? = ? ）, 可控环流, 逻辑
控制无环流和错位控制无环流等
? 电动机都可 四象限运行
? 可根据电动机所需运转状态来决定哪一组变流器工作及其工
作状态：整流或逆变
8.2.3 直流可逆电力拖动系统
? 图 2-53c绘出了电动机四象限运行时两组变流器 （ 简称正
组桥, 反组桥 ） 的工作情况
? 第 1象限：正转, 电动机作电动运行, 正组桥工作在整流状态,
? p <?/2,EM<Uda(下标中有 ?表示整流, p表示正组 ）
? 第 2象限, 正转, 电动机作发电运行, 反组桥工作在逆变状态,
?N<?/2（ ??N >?/2）, EM>Ud?(下标中有 ??表示逆变, N?表示反组 ）
? 第 3象限, 反转, 电动机作电动运行, 反组桥工作在整流状态,
??N <?/2,EM<Uda
? 第 4象限, 反转, 电动机作发电运行, 正组桥工作在逆变状态,
??P <?/2（ ??P >?/2）, EM>Ud?
? 直流可逆拖动系统, 除能方便地实现正反转外, 还能实
现电动机的回馈制动
8.2.3 直流可逆电力拖动系统
? 电动机反向过程,
? 第 1象限正转, 电动机从正组桥取得电能 ? 先使电动机迅速
制动, 为此需切换到反组桥工作在逆变状态, 此时电动机进
入第 2象限作正转发电运行, 随着电动机转速的下降, 不断
地调节 ?,使之由小变大直至 ?=?/2（ n=0）, 如继续增大 ?,
即 ?<?/2, 反组桥将转入整流状态下工作 ? 电动机开始反转
进入第 3象限的电动运行
???? 配合控制的有环流可逆系统
? 对正, 反两组变流器同时输入触发脉冲, 并严格保证 a=?? 的
配合控制关系, 假设正组为整流, 反组为逆变, 即有 a P???N?，
Ud?P=Ud?N,且极性相抵, 两组变流器之间没有直流环流 。
但两组变流器的输出电压瞬时值不等, 会产生脉动环流 。 为
防止环流只经晶闸管流过而使电源短路, 必须串入环流电抗
器 LC限制环流 。
8.2.3 直流可逆电力拖动系统
?逻辑无环流可逆系统
? 工程上使用较广泛, 不需设置环流电抗器
? 控制原则是：只有一组桥投入工作 （ 另一组关断 ）, 所以
两组桥之间不存在环流
? 两组桥之间的切换 不能简单地把原来工作着的一
组桥的触发脉冲立即封锁, 而同时把原来封锁着
的另一组桥立即开通
?首先应使已导通桥的晶闸管断流, 要妥当处理主回路
内电感储存的能量, 直到储存的能量释放完, 主回路
电流变为零, 使原导通晶闸管恢复阻断能力
8.2.3 直流可逆电力拖动系统
? 随后再开通原封锁着的晶闸管，使其触
发导通
?这种无环流可逆系统中，变流器之间的
切换过程由逻辑单元控制，称为 逻辑控
制无环流 系统。
?直流可逆电力拖动系统，将在后继课“电
力拖动自动控制系统”中进一步分析讨论
图 2-44 直流发电机 —电动机之间电能的流转
c)b)a)
MG MG MG
E
G
E
M
I
d
R
∑
E
G
E
M
I
d
R
∑
E
G
E
M
I
d
R
∑
a）两电动势同极性 EG >EM b）两电动势同极性 EM >EG
c）两电动势反极性，形成短路
返回
图 2-45 单相全波电路的整流和逆变
a) b)
í? 2 - 4 5
R
+
-
μ? ??
M
1
0
2
u
10
u
20
u
d
i
d
L
VT
1
VT
2
u
10
u
d
u
20
u
10
?
O
O ? t
? t
I
d
i
d
U
d
> E
M
E
M
μ? ??
M
R
+
-
1
0
2
u
d
i
d
L
VT
1
VT
2
u
10u
d
u
20
u
10
O
O ? t
? t
I
d
i
d
U
d
< E
M
?
E
M
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
2
i
d
= i
V T
+ i
VT
1 2
i
d
= i
V T
+ i
VT
1 2
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
1
返回
图 2-46 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
bc
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
u
2
u
d
? tO
? tO
?? =
?
4
?? =
?
3
?? =
?
6
?? =
?
4
?? =
?
3
?? =
?
6
? t
1
? t
3
? t
2
返回
图 2-47 交流侧电抗对逆变换相过程的影响
L
a
b
c
+
-
M
u
d
i
d
E
M
L
B
L
B
L
B
VT
1
VT
2
VT
3
o
u
d
O
O
i
d
? t
? t
u
a
u
b
u
c
u
a
u
b
p
?
? ?? ? ?
?
?
?
?? ? ?
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
3
i
VT
1
i
VT
2
i
VT
3
i
VT
1
i
VT
3
返回
图 2-48 三相半波带电动机负载且加平波电抗器时的电压电流波形
u
d
O
i
d
?? t
u
a
u
b
u
c
?
u
d
O
i
a
i
b
i
c
i
c
?? t
E
U
d
i
d
R
返回
图 2-49 三相半波电流连续时以电流表示的电动机机械特性
O
n
a
1
< a
2
< a
3
a
3
a
2
a
1
I
d
( R
B
+ R
M
+ )
I
d
C
e
3 X
B
2 ?
返回
图 2-50 电流断续时电动势的特性曲线
断续区特性的近似直线
断续区 连续区
E
E
0
E
0
'
O
I
d m i n
I
d
( 0, 5 8 5 U
2
)
( U
2
)2
返回
图 2-51 考虑电流断续时不同 ??时反电动势的特性曲线
O
a
3
a
2
a
1
I
d
分界线
断续区 连续区
a
5
a
4
E
0
E
?1<?2<?3>60o ?5>?4>60o
返回
图 2-52 电动机在四象限中的机械特性
正组变流器反组变流器
n
?
3
?
2
?
1
I
d
?
4
?
2
?
3
?
4
?
1
?? = ?? =
?
2
?? ' = ?? '=
?
2
? '
3
? '
2
? '
1
? '
4
? '
2
? '
3
? '
4
? '
1
?
1
= ?? '
1; ?? '
1
= ?
1
?
2
= ?? '
2; ?? '
2
= ?
2
??
增大方向'
??
增大方向'
??
增大方向
??
增大方向
返回
图 2-53 两组变流器的反并联可逆线路 正组
L
L
a) b)
反组
L
c1
L
c2
a
b
c
E
M
M
正组 反组
E
M
M
a
b
c
a
b
c
返回
图 2-53(c) 两组变流器的反并联可逆线路
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
+
-
电网 电网
电网 电网
正组 反组
正组
反组正组
反组
正组 反组
+T- T
正转整流
反转整流
正转逆变
反转逆变
电动运行
电动运行
发电运行
发电运行
c)
+ n
I
d
I
d
电能
U
d ?
M
E
M
I
d
M E
M
电能电能
ME
M
I
d
电能
ME
M
- n
U
d ?
U
d ?
U
d ?
O
返回
第九讲 整流与有源逆变 (五 )
整流电路的谐波和功率因数
9.1 谐波和无功功率分析基础
9.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析
9.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析
9.4 整流输出电压和电流的谐波分析
9.1 谐波和无功功率分析基础
1,谐波
? 满足狄里赫利条件, 可分解为 傅里叶级数
? 基波 （ fundamental） ——在傅里叶级数中, 频率与工频相同
的分量
? 谐波 ——频率为基波频率大于 1整数倍的分量
? 谐波次数 ——谐波频率和基波频率的整数比
? n次谐波电流含有率以 HRIn（ Harmonic Ratio for In） 表示
? 电流谐波总畸变率 THDi（ Total Harmonic distortion）定义为
%1 0 0
1
?? IIH R I nn
%1 0 0
1
?? IIT H D hi
（ 2-57）
（ 2-58）
返回
9.1 谐波和无功功率分析基础
2,功率因数
? 正弦电路中的情况
电路的 有功功率 就是其 平均功率,
视在功率 为电压, 电流有效值的乘积, 即 S=UI
无功功率 定义为,Q=U I sin?
功率因数 l?定义为有功功率 P和视在功率 S的比值,
此时无功功率 Q与有功功率 P,视在功率 S之间有如下关系,
功率因数是由电压和电流的相位差 ??决定的, l?=cos ?
? ?? ? ??? 20 c o s)(2 1 UItu i dP
S
P?l
222 QPS ??
（ 2-59）
（ 2-60）
（ 2-61）
（ 2-62）
（ 2-63）
（ 2-64）
9.1 谐波和无功功率分析基础
? 非正弦电路中的情况
? 有功功率, 视在功率, 功率因数的定义均和正弦电路相同,
功率因数仍由式 （ 2-62） 定义 。
? 公用电网中, 通常电压的波形畸变很小, 而电流波形的畸变
可能很大 。 因此, 不考虑电压畸变, 研究电压波形为正弦波,
电流波形为非正弦波的情况有很大的实际意义 。
? 设正弦波电压有效值为 U，畸变电流有效值为 I，基波电流有
效值及与电压的相位差分别为 I1和 ??1。这时有功功率为,
P=U I1 cos?1
功率因数 为,
11
111 c o sc o sc o s ?n??l ????
I
I
UI
UI
S
P （ 2-66）
（ 2-65）
9.1 谐波和无功功率分析基础
? 基波因数 ——n?=I1 / I,即基波电流有效值和总电流有
效值之比
? 位移因数 （ 基波功率因数 ） ——cos??1
? 非正弦电路的无功功率
? 定义很多, 但尚无被广泛接受的科学而权威的定义
? 一种简单的定义是仿照式 （ 2-63） 给出的,
? 这样定义的无功功率 Q反映了能量的流动和交换，目
前被较广泛的接受，但该定义对无功功率的描述很粗
糙 。
22 PSQ ??
（ 2-67）
9.1 谐波和无功功率分析基础
? 也可仿照式（ 2-61）定义无功功率，为和式（ 2-67）区别，采用
符号 Qf，忽略电压中的谐波时有,Q f =U I 1 sin? 1?
? 在非正弦情况下，,因此引入畸变功率 D，使得,
? 比较式 （ 2-67） 和 （ 2-69）, 可得,
? 忽略电压谐波时
? 这种情况下, Q f为由基波电流所产生的无功功率, D是谐波电流
产生的无功功率 。
222 fQPS ??
2222 DQPS f ???
222 DQQ f ??
??
?
????
2
2222
n
nf IUQPSD
（ 2-71）
（ 2-69）
（ 2-70）
9.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧
谐波和功率因数分析
1,单相桥式全控整流电路
忽略换相过程和电流脉动, 带阻感负载, 直流电感 L为足够大 （ 电
流 i2的波形见 图 2-6）
变压器二次侧电流谐波分析,
? 电流中仅含奇次谐波
? 各次谐波有效值与谐波次数成反比, 且与基波有效值的比值
为谐波次数的倒数
??
??
??
????
??
?
,5,3,1,5,3,1
d
d2
s i n2s i n14
)5s i n
5
13s i n
3
1( s i n4
n
n
n
tnItn
n
I
tttIi
??
?
???
?
?n
II
n d
22?
（ 2-72）
n=1,3,5,… （ 2-73）
返回
9.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐
波和功率因数分析
? 功率因数计算
? 基波电流有效值为
? i2 的 有 效 值 I= Id, 结 合 式 （ 2-74 ） 可 得 基 波 因 数 为
? 电流基波与电压的相位差就等于控制角 ?, 故位移因数为
所以，功率因数为
d1
22 II
??
n ?? ? ?II1 2 2 0 9.
??l c o sc o s 11 ??
????nll c o s9.0c o s22c o s 111 ???? II （ 2-77）
（ 2-76）
（ 2-75）
（ 2-74）
9.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐
波和功率因数分析
2,三相桥式全控整流电路
? 阻感负载, 忽略换相过程和电流脉动, 直流电感 L为足够大
? 以 ? =30?为例, 交流侧电压和电流波形如 图 2-20中的 ua和 ia波形所
示 。 此时, 电流为正负半周各 120?的方波, 其有效值与直流电流
的关系为
? 变压器二次侧电流谐波分析,
d3
2 II ?
??
?
??
?
??
??????
??????
??
?
3,2,1
16
1
3,2,1
16
dd
da
s in2)1(s in2s in
1
)1(
32
s in
32
]13s in
13
1
11s in
11
1
7s in
7
1
5s in
5
1
[ s in
32
k
kn
n
k
k
kn
k tnItItn
n
ItI
tttttIi
???
?
?
?
?????
? （ 2-79）
（ 2-78）
9.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐
波和功率因数分析
? 电流基波和各次谐波有效值分别为
? 电流中仅含 6k?1（ k为正整数 ） 次谐波
? 各次谐波有效值与谐波次数成反比, 且与基波有效值
的比值为谐波次数的倒数
?
?
?
?
?
?
?
????
?
?,3,2,1,16,
6
6
d
d1
kknI
n
I
II
n
?
? （ 2-80）
9.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐
波和功率因数分析
? 功率因数计算
? 由式 （ 2-78） 和 （ 2-80） 可得基波因数为
? 电流基波与电压的相位差仍为 ?, 故位移因数仍为
功率因数为
9 5 5.031 ??? ?n II
??l c o sc o s 11 ??
????nll c o s9 5 5.0c o s3c o s 111 ???? II
（ 2-81）
（ 2-82）
（ 2-83）
9.3 电容滤波的不可控整流电路交流
侧谐波和功率因数分析
1,单相桥式不可控整流电路
实用的单相不可控整流电路采用感容滤波, 典型的交流侧电流波
形如 图 2-29所示 。
? 电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律,
（ 1） 谐波次数为奇次；
（ 2） 谐波次数越高, 谐波幅值越小；
（ 3） 与带阻感负载的单相全控桥整流电路相比, 谐波与基波的关
系是不固定的, ?? RC越大, 则谐波越大, 而基波越小 。 这是因为,
??RC越大, 意味着负载越轻, 二极管的导通角越小, 则交流侧电
流波形的底部就越窄, 波形畸变也越严重 。
（ 4） 越大，则谐波越小，这是因为串联电感 L抑制冲击电
流从而抑制了交流电流的畸变。
LC?
返回
9.3 电容滤波的不可控整流电路交流
侧谐波和功率因数分析
（ 1） 通常位移因数是滞后的, 并且随负载加重 （ ?RC减
小 ） 滞后的角度增大, 随滤波电感加大滞后的角度也
增大 。
（ 2） 由于谐波的大小受负载大小 （ ?RC） 的影响, 随
?RC增大, 谐波增大, 而基波减小, 也就使基波 因数
减小, 使得总的功率因数降低 。 同时, 谐波受滤波电
感的影响, 滤波电感越大, 谐波越小, 基波因数越大,
总功率因数越大 。
9.3 电容滤波的不可控整流电路交流
侧谐波和功率因数分析
2,三相桥式不可控整流电路
实际应用的电容滤波三相不可控整流电路中通常有滤波电感 。
? 交流侧谐波组成有如下规律,
（ 1） 谐波次数为 6ka1次, k =1,2,3… ；
（ 2） 谐波次数越高, 谐波幅值越小；
（ 3） 谐波与基波的关系是不固定的, 负载越轻 （ ?RC越大 ）, 则
谐波越大, 基波越小；滤波电感越大 （ 越大 ）, 则谐波越
小, 而基波越大 。
? 关于功率因数的结论如下,
（ 1） 位移因数通常是滞后的,但与单相时相比,位移因数更接近 1；
（ 2） 随负载加重 （ ??RC的减小 ）, 总的功率因数提高；同时,
随滤波电感加大, 总功率因数也提高 。
LC?
9.4 整流输出电压和电流的谐波分析
? 整流电路的输出电压中主要成分为直流, 同时包含各
种频率的谐波, 这些谐波对于负载的工作是不利的 。
图 2-33 ??=0?时,m脉波整流电路的整流电压波形
u
d
? tO
?
m
?
m
2 ?
m
U
2
2
返回
9.4 整流输出电压和电流的谐波分析
? ? =0?时, m脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析
? 将纵坐标选在整流电压的峰值处, 则在 -?/m~?/m区间, 整流
电压的表达式为,
? 对该整流输出电压进行傅里叶级数分解, 得出,
? 式中, k=1,2,3… ；且,
tu ?c o s20d ?
?????? ????? ??
?
?
?
?
tnn kUtnbUu
mknmkn
n ?
?? c o s
1
c o s21c o s
2d0d0d0
mmUU ?? s i n2 2d0 ?
d0Un
kb
n 1
c o s2
2 ???
?
（ 2-85）
（ 2-86）
（ 2-87）
（ 2-84）
9.4 整流输出电压和电流的谐波分析
? 为了描述整流电压 ud0中所含谐波的总体情况, 定义 电压纹波因数
为 ud0中谐波分量有效值 UR与整流电压平均值 Ud0之比,
其中,
而,
d0
RUUu ??
2
d0
22
R UUUU
mkn
n ??? ?
?
?
m
mUttUmU m
m ?
?
???
?
? 2
2s in
1)(d)c o s2(2 222 ??? ?
?
（ 2-88）
（ 2-89）
（ 2-90）
9.4 整流输出电压和电流的谐波分析
? 将上述式（ 2-89）、（ 2-90）和（ 2-86）代入（ 2-88）得
??
?
?
?
?
?
mm
m
m
m
m
U
U
u
s i n
s i n2s i n
42
1 2
1
2
2
2
d0
R
?
?
?
?
?
?
??
?? （ 2-91）
表 2-3给出了不同脉波数 m时的电压纹波因数值
m
2
3
6
12
∞
?
?u（ %）
48.2
18.27
4.18
0.994
0
9.4 整流输出电压和电流的谐波分析
? 负载电流的傅里叶级数可由整流电压的傅里叶级数求得,
? 当负载为 R,L和反电动势 E串联时, 上式中,
? n次谐波电流的幅值 dn为,
? n次谐波电流的滞后角为,
)c o s (dd n
mkn
n tndIi ?? ??? ?
?
?
R
EUI ?? d0
d
22 )( LnR
b
z
bd n
n
n
n ????
R
Ln
n
?? a r c t a n?
（ 2-92）
（ 2-95）
（ 2-94）
（ 2-93）
9.4 整流输出电压和电流的谐波分析
? ? =0?时整流电压, 电流中的谐波有如下规律,
（ 1） m脉波整流电压 ud0的谐波次数为 mk（ k=1,2,3...） 次,
即 m的倍数次；整流电流的谐波由整流电压 的谐波决定, 也
为 mk次；
（ 2） 当 m一定时, 随谐波次数增大, 谐波幅值迅速减小, 表明
最低次 （ m次 ） 谐波是最主要的, 其它次数的谐波相对较少；
当负载中有电感时, 负载电流谐波幅值 dn的减小更为迅速；
（ 3） m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小，电压
纹波因数迅速下降。
9.4 整流输出电压和电流的谐波分析
? ? 不为 0?时的情况, 波整流电压
谐波的一般表达式十分复杂, 给出三
相桥式整流电路的结果, 说明谐波电
压与 ? 角的关系
? 以 n为参变量,n次谐波幅值（取标幺
值 ）对 ? 的关系如图 2-34
所示
? 当 ? 从 0?~ 90?变化时, ud的谐波
幅值随 ? 增大而增大, ? =90?时
谐波幅值最大
? ? 从 90?~ 180?之间电路工作于有
源逆变工作状态, ud的谐波幅值
随 ? 增大而减小
2L2U
cn
0 30 120 150 18060
0, 1
0, 2
0, 3
90
n =6
n = 1 2
n = 1 8
? / ( ° )
U
2L
c
n
2
图 2-34 三相全控桥电流连续时，
以 n为参变量的与 ? 的关系
图 2-6 单相全控桥带阻感负载时的电路及波形
T a
b
R
L
a)
u
1
u
2
i
2
VT
1
VT
3
VT
2
VT
4
u
d
i
d
u
2
O ? t
O ? t
O
? t
u
d
i
d
i
2
b)
O ? t
O ? t
u
VT
1,4
O ? t
O ? t
I
d
I
d
I
d
I
d
I
d
i
VT
2,3
i
VT
1,4
返回
图 2-20 三相桥式全控整流电路带电阻负载 a=60?时的波形
?? = 6 0 °
u
d1
u
d2
u
d
u
ac
u
ac
u
ab
u
ab
u
ac
u
bc
u
ba
u
ca
u
cb
u
ab
u
ac
u
a
Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ
u
b
u
c
O ? t
? t
1
O ? t
O ? t
u
VT
1
返回
图 2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形
a) b)
-
+
R
C
L
+
u
1
u
2
i
2
u
d
u
L
i
d
i
C
i
R
VD
2
VD
4
VD
1
VD
3
u
2
u
d
i
2
0
? ? ? ? t
i
2
,u
2
,u
d
a） 电路图 b）波形
返回
图 2-33 ??=0?时,m脉波整流电路的整流电压波形
u
d
? tO
?
m
?
m
2 ?
m
U
2
2
返回
图 2-34 三相全控桥电流连续时，以 n为参变量的与 ??的关系
0 30 120 150 18060
0.1
0.2
0.3
90
n =6
n = 12
n = 18
? /( ? ?)
U
2L
c
n
2
返回
第十讲 整流与有源逆变 (六 )
相控电路的驱动控制
10.1 同步信号为锯齿波的触发电路
10.2 集成触发器
10.3 触发电路的定相
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
? 输出可为双窄脉冲 （ 适用于有两个晶闸管同时导通的电路 ）, 也
可为单窄脉冲
? 三个基本环节：脉冲的形成与放大, 锯齿波的形成和脉冲移相,
同步环节 。 此外, 还有强触发和双窄脉冲形成环节
220 V 36V
+
B
TP
+ 15 V
A
VS
+ 15 V
- 15 V - 15 VX Y
?ó ?a ?÷ D? 1?
R
Q
u
ts
VD
1
VD
2
C
1
R
2
R
4
T
S
V
2
R
5
R
8
R
6
R
7
R
3
R
9
R
10
R
11
R
12
R
13
R
14
R
16
R
15
R
18
R
17
RP
1
u
co
u
p
C
2
C
3
C
3
C
5
C
6
C
7
R
1
RP
2
V
1
I
1c
V
3
V
4
V
6
V
5
V
7
V
8
VD
4
VD
10
VD
5
VD
6
VD
7
VD
9
VD
8
VD
15
VD
11
~ V D
14
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
返回
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
1,脉冲形成与放大环节
V4,V5 —— 脉冲形成
V7,V8 —— 脉冲放大
? 控制电压 uco加在 V4基极上 。 uco对脉冲的控制作用及脉
冲形成,
? uco=0时, V4截止 。 V5饱和导通 。 V7,V8处于截止状态, 无脉
冲输出 。 电容 C3充电, 充满后电容两端电压接近 2E1(30V)
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
? 时, V4导通, A点电位由 +E1(+15V) ? 1.0V左右, V5
基极电位 ?约 -2E1(-30V),V5立即截止 。 V5集电极电压由 -E1(-
15V) ? +2.1V,V7,V8导通, 输出触发脉冲 。 电容 C3放电和反向
充电, 使 V5基极电位 ?, 直到 ub5>-E1(-15V),V5又重新导通 。
使 V7,V8截止, 输出脉冲终止 。
? 脉冲前沿由 V4导通时刻确定, 脉冲宽度与反向充电回路时间常数
R11C3有关
? 电路的触发脉冲由脉冲变压器 TP二次侧输出, 其一次绕组接在 V5
集电极电路中
V7.0co ?u
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
2,锯齿波的形成和脉冲移相环节
?电路组成
?锯齿波电压形成的方案较多, 如采用自举式电路,
恒流源电路等
?恒流源电路方案, 由 V1,V2,V3和 C2等元件组成
V1,VS,RP2和 R3为一恒流源电路
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
u
TP
u
c8
u
B
u
A
u
b5
u
c5
u
TS
u
co
’
u
h
+u
p
’
u
e3
u
Q
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
u
b4
图 2-55 同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
? 工作原理,
? V2截止 时, 恒流源电流 I1c对电容 C2充电,
调节 RP2,即改变 C2的恒定充电电流 I1c,可见 RP2是用来调节锯
齿波斜率的 。
? V2导通时, 因 R4很小故 C2迅速放电, ub3电位迅速降到零伏附
近
? V2周期性地通断, ub3便形成一锯齿波, 同样 ue3也是一个锯齿
波
? ?? tICdtICu ccc 11 11
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
? 射极跟随器 V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压 ub3的影响
? V4基极电位由锯齿波电压, 控制电压 uco,直流偏移电压 up三者作
用的叠加所定
? 如果 uco=0,up为负值时, b4点的波形由 uh+ up 确定
? 当 uco为正值时, b4点的波形由 uh+up +uco 确定
? M点是 V4由截止到导通的转折点, 也就是脉冲的前沿
? 加 up的目的是为了确定控制电压 uco=0时脉冲的初始相位
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
? 三相全控桥时的情况,
? 接感性负载电流连续时, 脉冲初始相位应定在 ? =90?； 如果是
可逆系统, 需要在整流和逆变状态下工作, 要求脉冲的移相
范围理论上为 180?（ 由于考虑 ? min和 ?min,实际一般为 120?）,
由于锯齿波波形两端的非线性, 因而要求锯齿波的宽度大于
180?,例如 240?,此时, 令 uco=0,调节 up的大小使产生脉冲
的 M点移至锯齿波 240?的中央 （ 120?处 ）, 相应于 ? =90?的位
置 。
? 如 uco为正值, M点就向前移, 控制角 ? <90?,晶闸管电路处于
整流工作状态
? 如 uco为负值, M点就向后移, 控制角 ? >90?,晶闸管电路处于
逆变状态 。
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
3 同步环节
? 同步 ——要求触发脉冲的频率与主电路电源的频率相同且相位关
系确定
? 锯齿波是由开关 V2管来控制的
? V2开关的频率就是 锯齿波的频率 ——由同步变压器所接的交流电
压决定
? V2由导通变截止期间产生锯齿波 ——锯齿波起点 基本就是同步电
压由正变负的过零点
? V2截止状态持续的时间就是 锯齿波的宽度 ——取决于充电时间常
数 R1C1
10.1 同步信号为锯齿波的触収电路
4,双窄脉冲形成环节
内双脉冲电路
? V5,V6构成, 或, 门
? 当 V5,V6都导通时, V7,V8都截止, 没有脉冲输出, 只要 V5、
V6有一个截止, 都会使 V7,V8导通, 有脉冲输出
? 第一个脉冲由本相触发单元的 uco对应的控制角 ? 产生
? 隔 60?的第二个脉冲是由滞后 60?相位的后一相触发单元产生
（ 通过 V6）
? 三相桥式全控整流电路的情况
10.2 集成触収器
? 可靠性高, 技术性能好, 体积小, 功耗低, 调试方便
? 晶闸管触发电路的集成化已逐渐普及, 已逐步取代分立式电
路
目前国内常用的有 KJ系列和 KC系列, 下面以 KJ系列为例
?KJ004
与分立元件的锯齿波移相触发电路相似
分为同步, 锯齿波形成, 移相, 脉冲形成, 脉冲分选及脉冲
放大几个环节
返回
10.2 集成触収器
11 12
16
1
15
1413943
5
7
8
R
23
+ 15 V + 15 V
+ 15 V
RP
1
R
24
R
2
R
20
RP
4
R
5
R
1
R
3
R
4
R
6
R
7
R
8
R
12
R
10
R
11
R
14
R
19
R
13
R
25R
26
R
27
R
28
R
20
R
22
R
16
R
17
R
21
R
18
R
15
V
3
V
2
V
1
V
18
V
19
V
20
V
4
V
5
V
6
V
12
V
13
V
14
V
15
V
16
V
9
V
10
V
11
V
8
V
7
V
17
VS
5
VS
1
VS
2
VS
3
VS
4
VS
6
VS
7
VS
8
VS
9
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
VD
7
C
1 C
2
u
b
u
co
u
s
图 2-56 KJ004电路原理图
10.2 集成触収器
?完整的三相全控桥触发电路
3个 KJ004集成块和 1个 KJ041集成块, 可形成六
路双脉冲, 再由六个晶体管进行脉冲放大即可
10.2 集成触収器
u
sa
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
KJ
0
0
4
KJ
004
- 1 5 V
+ 15 V
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
KJ
004
RP
6 RP
3
( 1~ 6 脚为 6 路单脉冲输入)
1 2 3 4 5 6 7
11 10
9
14 13 12
8
16 15
KJ 041
( 1 5 ~ 1 0 脚为 6 路双脉冲输出)
至 VT
1
u
sb
u
sc
u
p
u
co
R
19
R
13
R
20
R
14
R
21
R
15
R
9
R
3
R
6R
18
R
8
R
2
R
5R
17
R
7
R
1
R
4R
16
R
10
R
11
R
12C
7
C
4
C
1
C
8
C
5
C
2
C
9
C
6
C
3
RP
4
RP
1
RP
5
RP
2
至 VT
2
至 VT
3
至 VT
4
至 VT
5
至 VT
6
图 2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路
10.2 集成触収器
? KJ041内部是由 12个二极管构成的 6个或门
? 也有厂家生产了将 图 2-57全部电路集成的集成块, 但
目前应用还不多 。
? 模拟与数字触发电路
? 以上触发电路为 模拟 的, 优点,结构简单, 可靠, 缺点,易
受电网电压影响, 触发脉冲不对称度较高, 可达 3?~4?,精度
低
? 数字 触发电路：脉冲对称度很好, 如基于 8位单片机的数字触
发器精度可达 0.7?~1.5?
10.3 触収电路的定相
? 触发电路的定相 ——触发电路应保证每个晶闸管触发脉冲与施加于晶闸
管的交流电压保持固定, 正确的相位关系
? 措施,
? 同步变压器原边接入为主电路供电的电网, 保证频率一致
? 触发电路定相的关键是确定同步信号与晶闸管阳极电压的关系
O ? t? t 1
? t
2
u
a
u
b
u
cu 2
u
a-
图 2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图
返回
10.3 触収电路的定相
?三相桥整流器, 采用锯齿波同步触发电路时的情况
? 同步信号负半周的起点对应于锯齿波的起点, 通常使锯齿波的上
升段为 240?,上升段起始的 30?和终了的 30?线性度不好, 舍去不
用, 使用中间的 180?。 锯齿波的中点与同步信号的 300?位置对应
? 使 Ud=0的触发角 ? 为 90?。 当 ? <90?时为整流工作, ? >90?时为逆
变工作
? 将 ? =90?确定为锯齿波的中点, 锯齿波向前向后各有 90?的移相范
围 。 于是 ? =90?与同步电压的 300?对应, 也就是 ? =0?与同步电压
的 210?对应 。 由 图 2-58及 2.2节关于三相桥的介绍可知, ? =0?对
应于 ua的 30?的位置, 则同步信号的 180?与 ua的 0?对应, 说明 VT1的
同步电压应滞后于 ua 180?
10.3 触収电路的定相
? 变压器接法：主电路整流变压器为 D,y-11联结, 同步
变压器为 D,y-11,5联结
D,y 11
D,y 5 - 1 1
TR TS
u
A
u
B
u
C
u
a
u
b
u
c
- u
sa
- u
sb
- u
sc
- u
sa
- u
sb
- u
sc
U
c
U
sc - U
sa
U
b
U
sb
- U
sc
- U
sb
U
a
U
sa
U
AB
图 2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图
10.3 触収电路的定相
表 2-4 三相全控桥各晶闸管的同步电压（采用 图 2-59变压器接法时）
晶闸管 VT1 VT2 VT3 VT4 VT5 VT6
主电路
电压 +ua -uc +ub -ua +uc -ub
同步电压 -usa +usc -usb +usa -usc +usb
10.3 触収电路的定相
? 为防止电网电压波形畸变对触发电路产生干扰, 可对同步电压进
行 R-C滤波, 当 R-C滤波器滞后角为 60?时, 同步电压选取结果如
表 2-5所示
表 2-5 三相桥各晶闸管的同步电压（有 R-C滤波滞后 60?）
晶闸管 VT1 VT2 VT3 VT4 VT5 VT6
主电路
电压 +ua -uc +ub -ua +uc -ub
同步电压 +usb -usa +usc -usb +usa -usc
图 2-54 同步信号为锯齿波的触发电路
220 V 36V
+
B
TP
+ 15 V
A
VS
+ 15 V
- 15 V - 15 VX Y
?ó ?a ?÷ D? 1?
R
Q
u
ts
VD
1
VD
2
C
1
R
2
R
4
T
S
V
2
R
5
R
8
R
6
R
7
R
3
R
9
R
10
R
11
R
12
R
13
R
14
R
16
R
15
R
18
R
17
RP
1
u
co
u
p
C
2
C
3
C
3
C
5
C
6
C
7
R
1
RP
2
V
1
I
1c
V
3
V
4
V
6
V
5
V
7
V
8
VD
4
VD
10
VD
5
VD
6
VD
7
VD
9
VD
8
VD
15
VD
11
~ V D
14
返回
图 2-55 同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
u
TP
u
c8
u
B
u
A
u
b5
u
c5
u
TS
u
co
’
u
h
+u
p
’
u
e3
u
Q
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
u
b4
返回
图 2-56 KJ004电路原理图
11 12
16
1
15
1413943
5
7
8
R
23
+ 15 V + 15 V
+ 15 V
RP
1
R
24
R
2
R
20
RP
4
R
5
R
1
R
3
R
4
R
6
R
7
R
8
R
12
R
10
R
11
R
14
R
19
R
13
R
25R
26
R
27
R
28
R
20
R
22
R
16
R
17
R
21
R
18
R
15
V
3
V
2
V
1
V
18
V
19
V
20
V
4
V
5
V
6
V
12
V
13
V
14
V
15
V
16
V
9
V
10
V
11
V
8
V
7
V
17
VS
5
VS
1
VS
2
VS
3
VS
4
VS
6
VS
7
VS
8
VS
9
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
VD
7
C
1 C
2
u
b
u
co
u
s
返回
图 2-57 三相全控桥整流电路的集成触发电路
u
sa
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
KJ
004
KJ
004
- 15 V
+ 15 V
1
2
3
4
5
6
7
11
10
9
14
13
12
8
16
15
KJ
004
RP
6 RP
3
( 1~ 6 ?? ?a 6 á?μ ¤ á? 3? ê? è? )
1
2 3 4 5 6 7
11 10
9
14 13 12
8
16 15
KJ 041
( 15~ 10 ?? ?a 6 á?? ? á? 3? ê? 3? )
?à VT
1
u
sb
u
sc
u
p
u
co
R
19
R
13
R
20
R
14
R
21
R
15
R
9
R
3
R
6
R
18
R
8
R
2
R
5
R
17
R
7
R
1
R
4
R
16
R
10
R
11
R
12C
7
C
4
C
1
C
8
C
5
C
2
C
9
C
6
C
3
RP
4
RP
1 RP
5
RP
2
?à VT
2
?à VT
3
?à VT
4
?à VT
5
?à VT
6
返回
图 2-58 三相全控桥中同步电压与主电路电压关系示意图
O ? t? t 1
? t
2
u
a
u
b
u
c
u
2
u
a
-
返回
图 2-59 同步变压器和整流变压器的接法及矢量图
D,y 11
D,y 5-11
TR
TS
u
A
u
B
u
C
u
a
u
b
u
c
- u
sa
- u
sb
- u
sc
- u
sa
- u
sb
- u
sc
U
c
U
sc - U
sa
U
b
U
sb
- U
sc
- U
sb
U
a
U
sa
U
AB
返回
第十一讲 直流斩波电路分析
?直流斩波电路 （ DC Chopper）
? 将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电
? 也称为直接直流 --直流变换器 （ DC/DC Converter）
? 一般是指直接将直流电变为另一直流电, 不包括直流 —交流 —直流
? 习惯上, DC—DC变换器包括以上两种情况, 且甚至更多地指后一种情况
?直流斩波电路的种类
?6种基本斩波电路：降压斩波电路, 升压斩波电路, 升降压斩波电路, Cuk
斩波电路, Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路, 其中前两种是最基本的电路
?复合斩波电路 ——不同基本斩波电路组合
?多相多重斩波电路 ——相同结构基本斩波电路组合
第十一讲 直流斩波电路分析
11.1 基本斩波电路
11.1.1 降压斩波电路
11.1.2 升压斩波电路
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
11.1.4 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路
11.2 复合斩波电路和多相多重斩波电路
11.2.1 电流可逆斩波电路
11.2.2 桥式可逆斩波电路
11.2.3多相多重斩波电路
11.1 基本斩波电路
?重点介绍最基本的两种基本电路 ---降压斩波电路
和升压斩波电路
11.1.1 降压斩波电路
11.1.2 升压斩波电路
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
11.1.4 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路
返回
11.1.1 降压斩波电路
?斩波电路的典型用途之一是拖动直
流电动机，也可带蓄电池负载，两
种情况下负载中均会出现反电动势，
如图中 EM所 示
图 3?1??降压斩波电路的原理图及波形
a）电路图 b）电流连续时的波形
c） 电流断续时的波形
?工作原理
?t=0时刻驱动 V导通，电源 E向负
载供电，负载电压 uo=E，负载电流
io按指数曲线上升
?t=t1时刻控制 V关断，负载电流经
二极管 VD续流，负载电压 uo近似
为零，负载电流呈指数曲线下降。
为了使负载电流连续且脉动小通常
使串接的电感 L值较大
返回
11.1.1 降压斩波电路
?数量关系
?电流连续时, 负载电压平均值
ton——V通的时间 toff——V断的时间 ???导通 占空比
????????Uo最大为 E?,减小占空比 ?,Uo随之减小 。 因此称为
降压 斩波电路 。
负载电流平均值
?电流断续时,Uo被抬高，一般不希望出现
EETtEtt tU ????? on
o f fon
on
o
R
EUI Mo
o
??
（ 3-1）
（ 3-2）
11.1.1 降压斩波电路
? 斩波电路三种控制方式 （ 根据对输出电压平均值进行调制的方
式不同而划分 ）
? T不变, 变 ton —脉冲宽度调制 （ PWM）
? ton不变, 变 T —频率调制
? ton和 T都可调, 改变占空比 —混合型
? 基于, 分段线性, 的思想, 对降压斩波电路进行分析
V通态期间, 设负载电流为 i1,可列出如下方程,
EERitiL ??? M11dd
（ 3-3）
设此阶段电流初值为 I10,?=L/R，解上式得
V断态期间,设负载电流为 i2，可列出如下方程,
设此阶段电流初值为 I20，解上式得,
当电流连续时，有,
???
?
???
? ???? ?? ?? tt e
R
EEeIi 1
101
M
0dd M22 ??? ERitiL
???
?
???
? ??? ?? ?? tt e
R
EeIi 1
202
M
)( 2210 tiI ?
)( 1120 tiI ?
11.1.1 降压斩波电路
（ 3-5）
（ 3-4）
（ 3-6）
（ 3-7）
（ 3-8）
即 V进入通态时的电流初值就是 V在断态阶段结束时的电流值，反
过来,V进入断态时的电流初值就是 V在通态阶段结束时的电流值。
由式（ 3-4）、（ 3-6）、（ 3-7）、（ 3-8）得出,
式中, ； ； 。 由 图 3-1b
可知,I10和 I20分别是负载电流瞬时值的最小值和最大值。
11.1.1 降压斩波电路
R
Em
e
e
R
E
R
E
e
eI
T
t
???
?
???
? ?
?
???
???
?
???
?
?
??
1
1
1
1 M
/
/
10
1
?
??
?
?
R
Em
e
e
R
E
R
E
e
eI
T
t
???????? ????????
?
???
?
?
??
?
?
?
?
?
??
?
?
1
1
1
1 M
/
/
20
1
?? /T? EEm /M? ???? ?????????????? TTtt 11 /
（ 3-9）
（ 3-10）
11.1.1 降压斩波电路
把式（ 3-9）和式（ 3-10）用泰勒级数近似，可得
上式表示了平波电抗器 L为无穷大，负载电流完全平直时的负载电
流平均值 Io，此时负载电流最大值、最小值均等于平均值。
( ?
o2010 IR
EmII ???? ? （ 3-11）
?从能量传递关系出发进行的推导
? 由于 L为无穷大, 故负载电流维持为 Io不变
? 电源只在 V处于通态时提供能量, 为
? 在整个周期 T中, 负载一直在消耗能量, 消耗的能量为
? 一周期中, 忽略损耗, 则电源提供的能量与负载消耗的
能量相等, 即
则
11.1.1 降压斩波电路
onotEI
( ?TIETRI oM2o ?
TIETRItEI oM2oono ??
R
EEI M
o
?? ?
（ 3-12）
（ 3-13）
11.1.1 降压斩波电路
在上述情况中, 均假设 L值为无穷大, 负载电流平直的情况 。 这种情况下,
假设电源电流平均值为 I1,则有
其值小于等于负载电流 Io,由上式得
即输出功率等于输入功率，可将降压斩波器看作直流降压变压器 。
oo
on
1 IIT
tI ???
ooo1 IUEIEI ?? ?
（ 3-14）
（ 3-15）
? 负载电流断续的情况,I10=0,且 t=tx时, i2=0,利用式
（ 3-7） 和式 （ 3-6） 可求出 tx为,
电流断续时, tx<toff,由此得出电流断续的条件为,
对于电路的具体工况, 可据此式判断负载电流是否连续 。
11.1.1 降压斩波电路
??
?
??
? ??? ?
m
emt ??? )1(1ln
x
1
1
?
??
?
??
e
em
（ 3-16）
（ 3-17）
11.1.1 降压斩波电路
在负载电流断续工作情况下, 负载电流一降到零, 续流二极管
VD即关断, 负载两端电压等于 EM。 输出电压平均值为,
Uo不仅和占空比 ??有关, 也和反电动势 EM有关 。
此时负载电流平均值为
EmT ttT EttTEtU ?
?
??
?
? ?
?
??
?
? ???????? xonMxonon
o 1
)( ?
R
EU
R
Em
T
tttiti
TI
t t moxon
0 0 21o
on x dd1 ???
?
??
?
? ????
????? ?? ? ? ?
（ 3-18）
（ 3-19）
11.1.2 升压斩波电路
1.升压斩波电路的基本原理
? 工作原理
? 假设 L值很大, C值也很大
? V通时, E向 L充电, 充电电流恒为 I1，
同时 C的电压向负载供电, 因 C值很
大, 输出电压 uo为恒值, 记为 Uo。
设 V通的时间为 ton,此阶段 L上积蓄
的能量为
? V断时, E和 L共同向 C充电并向负载
R供电 。 设 V断的时间为 toff,则此期
间电感 L释放能量为
? 稳态时, 一个周期 T中 L积蓄能量与
释放能量相等
E V
R
L VD
a)
C
i
oi
1
i
G
u
o
b)
i
G
i
o
I
1
O
O
t
t
图 3-2 升压斩波电路及
其工作波形
a）电路图 b）波形
on1tEI
( ? off1o tIEU ?
( ? o f f1oon1 tIEUtEI ?? （ 3-20）
返回
化简得,
, 输出电压高于电源电压, 故称该电路为 升压斩波
电路 。 也称之为 boost变换器
——升压比, 调节其大小即可改变 Uo大小, 调节方法与
3.1.1节中介绍的改变导通比 ?的方法类似 。 将升压比的倒数记
作 ??,即 ? ?????? ????。 ? 和导通占空比 ?有如下关系,
因此, 式 （ 3-21） 可表示为
Et TEt ttU
o f fo f f
o f fon
o ?
??
1/ o ff ?tT
off/tT
T
t o f f??
1?? ??
EEU ?? ??? 1 11o
11.1.2 升压斩波电路
（ 3-21）
（ 3-22）
（ 3-23）
11.1.2 升压斩波电路
?升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因
? 一是 L储能之后具有使电压泵升的作用
? 二是电容 C可将输出电压保持住
? 以上分析中, 认为 V通态期间因电容 C的作用使得输出电压
Uo不变, 但实际 C值不可能无穷大, 在此阶段其向负载放电,
Uo必然会有所下降, 故实际输出电压会略低
? 如果忽略电路中的损耗, 则由电源提供的能量仅由负载 R消耗,
即
该式表明, 与降压斩波电路一样, 升压斩波电路也可看成是直
流变压器 。
? 根据电路结构并结合式 （ 3-23） 得出输出电流的平均值 Io为
? 由式 （ 3-24） 即可得出电源电流 I1为,
oo1 IUEI ?
R
E
R
UI
?
1o
o ??
R
EI
E
UI
2o
o1 1???
11.1.2 升压斩波电路
（ 3-24）
（ 3-25)
（ 3-26）
2,升压斩波电路
的典型应用
?一是用于直流电
动机传动
?二是用作单相功
率因数校正 （ PFC）
电路
? 三是用于其他交
直流电源中
EM
t
t
T
E
i
O
O
b)
t
O
T
O
E
t
c)
VDL
V
a)
E
M
u
o
i
1
i
2
I
10
I
20
I
10
t
on
t
o f f
u
o
i
o
i
1
i
2
t
1
t
2
t
x
t
on
t
o f f
I
20
u
o
图 3-3 用于直流电动机回馈能量的升压斩波电路及其波形
a） 电路图 b） 电流连续时 c） 电流断续时
11.1.2 升压斩波电路
? 用于直流电动机传动时
? 通常是用于直流电动机再生制动时把电能回馈给
直流电源
? 实际电路中电感 L值不可能为无穷大, 因此该电
路和降压斩波电路一样, 也有电动机电枢电流连
续和断续两种工作状态
? 此时电机的反电动势相当于 图 3-2电路 中的电源,
而此时的直流电源相当于图 3-2中电路中的负载 。
由于直流电源的电压基本是恒定的, 因此不必并
联电容器 。
11.1.2 升压斩波电路
? 电路分析
V 处于通态时, 设 电 动 机 电 枢 电 流 为 i1, 得下式
式中 R为电机电枢回路电阻与线路电阻之和 。
设 i1的初值为 I10,解上式得
当 V处于断态时, 设电动机电枢电流为 i2,得下式,
设 i2的初值为 I20,解上式得,
M1
1
d
d ERi
t
iL ??
???
?
???
? ??? ?? ?? tt e
R
EeIi 1M
101
EERitiL ??? M22dd
???
?
???
? ???? ??? ?? ttt e
R
EEeIi 1M
202
on
11.1.2 升压斩波电路
（ 3-27）
(3-28)
（ 3-29）
（ 3-30）
当电流连续时, 从 图 3-3b的电流波形可看出, t=ton时刻 i1=I20,t=toff
时刻 i2=I10,由此可得,
由以上两式求得,
???
?
???
? ??? ?? ?? onon 1M
1020
tt
eREeII
???
?
???
? ???? ?? ?? o f fo f f tmt e
R
EEeII 1
2010
R
E
e
em
R
E
e
e
R
EI
T
t
???
?
???
?
?
???
??
?
?
?
??
?
?
?
?
???
?
?
?
?
?
??
?
?
1
1
1
1
o f f
M
10
R
E
e
eem
R
E
e
ee
R
EI
T
Tt
???
?
???
?
?
???
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?
???
?
??
?
??
?
???
?
??
11
on
M
20
11.1.2 升压斩波电路
（ 3-31）
（ 3-32）
（ 3-33）
（ 3-34）
与降压斩波电路一样, 把上面两式用泰勒级数线性近似, 得
（ 3-35）
该式表示了 L为无穷大时电枢电流的平均值 Io,即
（ 3-36）
该式表明，以电动机一侧为基准看，可将直流电源看作是被
降低到了 。
( ? REmII ???? 2010
( ? R EEREmI o ?? ???? M
E?
11.1.2 升压斩波电路
当电枢电流断续时的波形如 图 3-3c所示 。
当 t=0时刻 i1=I10=0,令式 （ 3-31） 中 I10=0即可求出 I20,进而可写
出 i2的表达式 。 另外, 当 t=t2时, i2=0,可求得 i2持续的时间 tx,即
当 tx<t0ff时, 电路为电流断续工作状态, tx<t0ff是电流断续的条件,
即
根据此式可对电路的工作状态作出判断。
m
met
t
?
??
?
1
1ln
on
x
?
?
?
??
?
?
?
??
e
em
1
1
11.1.2 升压斩波电路
（ 3-37）
（ 3-38）
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
1,升降压斩波电路
设 L值很大, C值也很大 。 使
电感电流 iL和电容电压即负载电
压 uo基本为恒值 。
? 基本工作原理
? V通时, 电源 E经 V向 L供电
使其贮能, 此时电流为 i1。 同时,
C维持输出电压恒定并向负载 R供
电 。
? V断时, L的能量向负载释放,
电流为 i2。 负载电压极性为上负
下正, 与电源电压极性相反, 该
电路也称作反极性斩波电路
VD
o
t
b)
E
RL
a)
C
V
o
t
i
1
i
2
u
L u
o
I
L
i
1
i
2
t
on
t
o f f
I
L
I
L
图 3-4 升降压斩波电路及其波形
a）电路图 b）波形
返回
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
稳态时，一个周期 T内电感 L两端电压 uL对时间的积分为零，即
当 V处于通态期间, uL = E；而当 V处于断态期间, uL = - uo。
于是,
所以输出电压为,
? ?T tu0 L 0d
o ffoon tUtE ???
EEtT tEttU ??????? 1
on
on
o f f
ono
（ 3-39）
（ 3-40）
（ 3-41）
? 改变导通比 ?,输出电压既可
以比电源电压高, 也可以比
电源电压低 。 当 0<??<1/2时为
降压, 当 1/2<??<1时为升压,
因此将该电路称作升降压斩
波电路 。 也有文献直接按英
文称之为 buck-boost 变换器
（ Buck-Boost Converter）
? 图 3-4b中给出了电源电流 i1和
负载电流 i2的波形, 设两者的
平均值分别为 I1和 I2,当电流
脉动足够小时, 有
VD
o
t
b)
E
RL
a)
C
V
o
t
i
1
i
2
u
L u
o
I
L
i
1
i
2
t
on
t
o f f
I
L
I
L
o f f
on
2
1
t
t
I
I ?
图 3-4 升降压斩波电路及其波形
a）电路图 b）波形
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
（ 3-42）
由上式可得,
如果 V,VD为没有损耗的理想开关时, 则
其输出功率和输入功率相等, 可看作直流变压器 。
11
on
o f f
2
1 II
t
tI
?
????
21 IUEI o?
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
（ 3-44）
（ 3-43）
2,Cuk斩波电路
图 3-5所示为 Cuk斩波电路的原理图及其等效电路 。
? V通时, E—L1—V回路和 R—L2—C—V回路分别流过电流
? V断时, E—L1—C—VD回路和 R—L2—VD回路分别流过电流
? 输出电压的极性与电源电压极性相反
? 等效电路如图 3-5b所示, 相当于开关 S在 A,B两点之间交替切换
E RVD
a)
C
V R
b)
C
B A
S
E
L 1 L 2
u
o
i 1 L 1 L 2 i 2
u C
u Au B
u o
图 3-5 Cuk斩波电路及其等效电路
a） 电路图 b） 等效电路
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
? 稳态时电容 C的电流在一周期内的平均值应为零, 也就是其对时
间的积分为零, 即
? 在图 3-5b的等效电路中，开关 S合向 B点时间即 V处于通态的时间
ton，则电容电流和时间的乘积为 I2ton。开关 S合向 A点的时间为 V
处于断态的时间 toff，则电容电流和时间的乘积为 I1 toff。由此可得
? 从而可得
? ?T ti0 C 0d
o f f1on2 tItI ?
?
?????? 1
on
on
on
o f f
1
2
t
tT
t
t
I
I
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
（ 3-45）
（ 3-46）
（ 3-47）
? 当电容 C很大使电容电压 uC的脉动足够小时，输出电压 Uo与输
入电压 E的关系可用以下方法求出。当开关 S合到 B点时,B点电压
uB=0,A点电压 uA= - uC；相反，当 S合到 A点时,uB= uC,uA=0。因
此,B点电压 uB的平均值为 （ UC为电容电压 uC
的平均值），又因电感 L1的电压平均值为零，所以 。
另一方面,A点的电压平均值为,且 L2的电压平均值为
零，按 图 3-5b中输出电压 Uo的极性，有 。
CB UT
tU o ff?
CB UT
tUE o f f??
CA UT
tU on??
CUT
tU on
o ?
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
于是可得出输出电压 Uo与电源电压 E的关系,
这一输入输出关系与升降压斩波电路时的情况相同 。
? 优点 （ 与升降压斩波电路相比 ）,输入电源电流和
输出负载电流都是连续的, 且脉动很小, 有利于对
输入, 输出进行滤波 。
EEtT tEttU ??????? 1
on
on
o f f
on
o
11.1.3 升降压斩波电路和 Cuk斩波电路
（ 3-48）
11.1.4 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路
? 图 3-6分别给出了 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路的原理图 。
? Sepic斩波电路的基本工作原理是：当 V处于通态时, E—L1—V回路
和 C1—V—L2回路同时导电, L1和 L2贮能 。 V处于断态时, E—L1—
C1—VD—负载 （ C2和 R） 回路及 L2—VD—负载回路同时导电, 此
阶段 E和 L1既向负载供电, 同时也向 C1充电, C1贮存的能量在 V处于
通态时向 L2转移 。
RVDE
V
b)
R
VD
E
a)
V
i
1
L
1
C
1
u
C1
i
2
L
2
C
2
u
o
i
1
C
1
L
1
u
o
C
2
L
2
图 3-6 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路
a） Sepic斩波电路 b） Zeta斩波电路
返回
? Sepic斩波电路的输入输出关系由下式给出,
? Zeta斩波电路也称双 Sepic斩波电路, 其基本工作原理是：在 V
处于通态期间, 电源 E经开关 V向电感 L1贮能 。 待 V关断后, L1
经 VD与 C1构成振荡回路, 其贮存的能量转移至 C1,至振荡回
路电流过零, L1上的能量全部转移至 C1上之后, VD关断, C1
经 L2向负载供电 。
EEtT tEttU ??????? 1
on
on
o f f
on
o
11.1.4 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路
（ 3-49）
Zeta斩波电路的输入输出关系为,
两种电路相比，具有相同的输入输出关系。 Sepic电路
中，电源电流和负载电流均连续，有利于输入、输出滤波，
反之,Zeta电路的输入、输出电流均是断续的。另外，与前
一小节所述的两种电路相比，这里的两种电路输出电压为正
极性的，且输入输出关系相同 。
EU ???? 1o
11.1.4 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路
（ 3-50）
11.2 复合斩波电路和多相多重斩波电路
11.2.1 电流可逆斩波电路
11.2.2 桥式可逆斩波电路
11.2.3多相多重斩波电路
返回
11.2.1 电流可逆斩波电路
? 斩波电路用于拖动直流电动机时, 常要使电动机既
可电动运行, 又可再生制动
? 降压斩波电路拖动直流电动机时, 如图 3-1所示,
电动机工作于第 1象限
? 图 3-3所示升压斩波电路中, 电动机工作于第 2象限
? 电流可逆斩波电路：降压斩波电路与升压斩波电路
组合, 拖动直流电动机时, 电动机的电枢电流可正
可负, 但电压只能是一种极性, 故其可工作于第 1
象限和第 2象限
返回
? V1和 VD1构成降压斩波电路, 由电源向直流电动机供电, 电动机为电
动运行, 工作于第 1象限
? V2和 VD2构成升压斩波电路, 把直流电动机的动能转变为电能反馈到
电源, 使电动机作再生制动运行, 工作于第 2象限
t
t
a)
O
O
b)
E L
V
1
VD
1 u o
i
o
V
2
VD
2
E
M
u
o
i
o
i
V1
i
D1
i
V2
i
D2
M
R
图 3-7 电流可逆斩波电路及其波形
a） 电路图 b） 波形
11.2.1 电流可逆斩波电路
?必须防止 V1和 V2同时导通而导致的电源短路
? 只作降压斩波器运行时, V2和 VD2总处于断态
? 只作升压斩波器运行时, 则 V1和 VD1总处于断态
? 第 3种工作方式：一个周期内交替地作为降压斩波电路和升压
斩波电路工作
? 当降压斩波电路或升压斩波电路的电流断续而为零时, 使另一
个斩波电路工作, 让电流反方向流过, 这样电动机电枢回路总
有电流流过 。 以 图 3-7b为例说明 。
? 在一个周期内, 电枢电流沿正, 负两个方向流通, 电流不断,
所以响应很快 。
11.2.1 电流可逆斩波电路
11.2.2 桥式可逆斩波电路
? 电流可逆斩波电路：电枢电流可逆, 两象限运行, 但
电压极性是单向的
? 当需要电动机进行正, 反转以及可电动又可制动的场
合, 须将两个电流可逆斩波电路组合起来, 分别向电
动机提供正向和反向电压, 成为 桥式可逆斩波电路
? 桥式斩波电路又有 双极性, 单极性 和 受限单极性 之分
返回
11.2.2 桥式可逆斩波电路
? 使 V4保持通时, 等效为 图 3-7a所示的电流可逆斩波电路, 向
电动机提供正电压, 可使电动机工作于第 1,2象限, 即正转
电动和正转再生制动状态
? 使 V2保持通时, V3,VD3和 V4,VD4等效为又一组电流可逆斩
波电路, 向电动机提供负电压, 可使电动机工作于第 3,4象
限
E L R
+ -
V
1
VD
1
u
o
V
3
E
M
V
2
VD
2 i
o
V
4
VD
3
VD
4
M
图 3-8（ a） 桥式可逆斩波电路
11.2.2 桥式可逆斩波电路
1、双极性工作方式
V1与 V4同时通断,V2与 V3同时通断
V1与 V2通断互补,V3与 V4通断互补
输出电压波形中电压有正有负，故称双极性，如图 3－ 8（ b）所示。
E L R
+ -
V
1
VD
1
u
o
V
3
E
M
V
2
VD
2 i
o
V
4
VD
3
VD
4
M
图 3-8（ b） 桥式可逆斩波电路双极性工作方式
u o
i o
i o
t
0
0
0
t
t
2 1
1
2
3 4
a)
b)
c)
11.2.2 桥式可逆斩波电路
2、单极性工作方式
V1与 V2不断调制,V3与 V4全通或全断
V1与 V2通断互补,V3与 V4通断互补
输出电压波形中电压只有正或只有负，故称单极性，如图 3－ 8（ c）所示
E L R
+ -
V
1
VD
1
u
o
V
3
E
M
V
2
VD
2 i
o
V
4
VD
3
VD
4
M
u o
i o
i o
t
0
0
0
t
t
2 1
1
2
3 4
a)
b)
c)
图 3-8（ c） 桥式可逆斩波电路单极性工作方式
11.2.2 桥式可逆斩波电路
3、受限单极性工作方式
V1不断调制,V4全通,V3与 V2全断
或 V2不断调制,V3全通,V1与 V4全断
输出电压波形中电压只有正或只有负，且轻载时电流也断续，故称受限
单极性，如图 3－ 8（ d）所示
E L R
+ -
V
1
VD
1
u
o
V
3
E
M
V
2
VD
2 i
o
V
4
VD
3
VD
4
M
u o
i o
i o
t
0
0
0
t
t
2 1
1
2
a)
b)
c)
图 3-8（ d） 桥式可逆斩波电路受限单极性工作方式
?多相多重斩波电路是在电源和负载之间接入多个
结构相同的基本斩波电路而构成的
相数 —— 一个控制周期中电源侧的电流脉波数
重数 —— 负载电流脉波数
?示例,图 3-9,3相 3重降压斩波电路
? 相当于由 3个降压斩波电路单元并联而成, 总输出电流
为 3个斩波电路单元输出电流之和, 其平均值为单元输
出电流平均值的 3倍, 脉动频率也为 3倍
? 由于 3个单元电流的脉动幅值互相抵消, 使总的输出电
流脉动幅值变得很小
11.2.3 多相多重斩波电路
返回
? 总输出电流最大脉动率 （ 电流脉动幅值与电流平均值之
比 ） 与相数的平方成反比
? 和单相时相比, 设输出电流最大脉动率一定时, 所需平
波电抗器总重量大为减轻
?当上述电路电源公用而负载为 3个独立负载时, 则为 3相 1
重斩波电路
?而当电源为 3个独立电源, 向一个负载供电时, 则为 1相 3
重斩波电路
?多相多重斩波电路还具有备用功能, 各斩波电路单元可
互为备用
11.2.3 多相多重斩波电路
图 3-9 多相多重斩波电路及其波形
a）电路图 b）波形
11.2.3 多相多重斩波电路
C
L
E
M
a) μ ? ? · í ?
V
1
V
2
V
3
i
1
i
2
i
3
VD
3
VD
2
L
1
L
2
L
3
i
o
u
o
u
1
u
2
u
3
VD
1
tO
t
t
t
t
t
t
t
O
O
O
O
O
O
O
b) 2 ¨ D ?
u
1
u
2
u
3
u
o
i
1
i
2
i
3
i
o
图 3?1??????降压斩波电路的原理图及波形
E
V
+
-
M
RL
VD
a)
i
o
E
M
u
o
i
G
t
t
tO
O
O
b)
T
E
i
G
t
on
t
o f f
i
o i
1
i
2
I
10
I
20
t
1
u
o O
O
O
t
t
t
T
E E
c)
i
G
i
G
t
on
t
o f f
i
o
t
x
i
1
i
2
I
20
t
1
t
2
u
o
E
M
返回
图 3-2 升压斩波电路及其工作波形
E V
R
L VD
a)
C
i
oi
1
i
G
u
o
b)
i
G
i
o
I
1
O
O
t
t
返回
图 3-3 用于直流电动机回馈能量的升压斩波电路及其波形
EM
t
t
T
E
i
O
O
b)
t
O
T
O
E
t
c)
VDL
V
a)
E
M
u
o
i
1
i
2
I
10
I
20
I
10
t
on
t
o f f
u
o
i
o
i
1
i
2
t
1
t
2
t
x
t
on
t
o f f
I
20
u
o
返回
图 3-4 升降压斩波电路及其波形
VD
o
t
b)
E
RL
a)
C
V
o
t
i
1
i
2
u
L u
o
I
L
i
1
i
2
t
on
t
o f f
I
L
I
L
返回
图 3-5 Cuk斩波电路及其等效电路
b ) 等效电路
C
B A
S
E
i
1
L
1
L
2 i
2
u
C
u
A
u
B
u
o
VD
a ) 电路图
C
V
L
1
L
2
u
o
E R
返回
图 3-6 Sepic斩波电路和 Zeta斩波电路 VD
a ) S e p i c 斩波电路
V
i
1
L
1
C
1
u
C1
i
2
L
2
C
2
u
o RE
L
2
VDE
b ) Z e t a 斩波电路
i
1
C
1
L
1
u
o
C
2R
返回
图 3-7 电流可逆斩波电路及其波形
L
V
1
VD
1 u o
i
o
V
2
VD
2
E
M
M
R
a ) 电路图
E
t
tO
O
u
o
i
o
i
V1
i
D1
i
V2
i
D2
b ) 波形
返回
图 3-8（ a） 桥式可逆斩波电路
E L R
+ -
V
1
VD
1
u
o
V
3
E
M
V
2
VD
2
i
o
V
4
VD
3
VD
4
M
返回
图 3-8（ b） 桥式可逆斩波电路双极性工作方式
E L R
+ -
V 1
VD
1
u o
V
3
E M
V 2
VD 2
i o
V
4
VD
3
VD 4
M
u o
i o
i o
t
0
0
0
t
t
2 1
1
2
3 4
a)
b)
c)
返回
图 3-8（ c） 桥式可逆斩波电路单极性工作方式
E L R
+ -
V 1
VD 1
u o V 3
E M
V 2
VD 2
i o
V 4
VD 3
VD 4
M
u o
i o
i o
t
0
0
0
t
t
2 1
1
2
3 4
a)
b)
c)
返回
图 3-8（ d） 桥式可逆斩波电路受限单极性工作方式
E L R
+ -
V
1
VD
1
u
o
V
3
E
M
V
2
VD
2 i
o
V
4
VD
3
VD
4
M
u o
i o
i o
t
0
0
0
t
t
2 1
1
2
a)
b)
c)
返回
图 3-9 多相多重斩波电路及其波形
L
E
a ) 电路图
V
1
V
2
V
3
i
1
i
2
i
3
VD
3
VD
2
L
1
L
2
L
3
i
o
u
o
u
1
u
2
u
3
VD
1 M
tO
t
t
t
t
t
t
t
O
O
O
O
O
O
O
b ) 波形
u
1
u
2
u
3
u
o
i
1
i
2
i
3
i
o
返回
第十二讲, 交流电力控制电路
和交交变频电路
概述
12.1 交流调压电路
12.1.1 单相交流调压电路
12.1.2 三相交流调压电路
12.2 其他交流电力控制电路
12.2.1 交流调功电路
12.2.2 交流电力电子开关
12.3 交 —交变频电路
12.3.1 单相交 —交变频电路
12.3.2 三相交 —交变频电路
概 述
?交流 -交流变流电路 ——一种形式的交流变成另一种形
式交流的电路, 可改变相关的电压, 电流, 频率和相数等
?交流电力控制电路 ——只改变电压, 电流或控制电路
的通断, 不改变频率
? 交流调压电路 ——相位控制 （ 或斩控式 ）
? 交流调功电路及交流无触点开关 ——通断控制
?变频电路 ——改变频率, 大多不改变相数, 也有改变
相数的
? 交交变频电路 ——直接把一种频率的交流变成另一
种频率或可变频率的交流, 直接变频电路
交直交变频电路 ——先把交流整流成直流, 再把直
流逆变成另一种频率或可变频率的交流,间接变频
电路, 8.1节
返回
12.1 交流调压电路
绪论
12.1.1 单相交流调压电路
12.1.2 三相交流调压电路
返回
绪 论
? 交流电力控制电路的结构及类型
– 两个晶闸管反并联后串联在交流电路中，控制晶闸管就可
控制交流电力
– 交流调压电路 ——每半个周波控制晶闸管开通相位，调节
输出电压有效值
– 交流调功电路 ——以交流电周期为单位控制晶闸管通断，
改变通断周期数的比，调节输出功率的平均值
– 交流电力电子开关 ——并不着意调节输出平均功率，而只
是根据需要接通或断开电路
返回
绪 论
?交流调压电路的应用,
– 灯光控制（如调光台灯和舞台灯光控制）
– 异步电动机软起动
– 异步电动机调速
– 供用电系统对无功功率的连续调节
– 在高压小电流或低压大电流直流电源中，用于调节变
压器一次电压
12.1.1 单相交流调压电路
1．电阻负载
? 工作原理,
– 在 u1的正半周和负半周，分
别对 VT1和 VT2的开通角 ?进
行控制就可以调节输出电压
– 正负半周 ??起始时刻 （ ???0）
均为电压过零时刻，稳态时，
正负半周的 ? 相等
– 负载电压波形是电源电压波
形的一部分，负载电流（也
即电源电流）和负载电压的
波形相同
R
O
图4 - 1
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
? t
O ? t
O ? t
O ? t
图 4-1电阻负载单相交流调压电路及其波形
返回
12.1.1 单相交流调压电路
? 数量关系
负载电压有效值 (4-1)
负载电流有效值
晶闸管电流有效值 (4-3)
功率因数 (4-4)
( ? ( ? ? ??????? ?? ???? ? 2s i n2 1ds i n21 121o UttUU
R
UI o
o ?
( ? )2 2s i n1(21s i n22 1 1
2
1
?
?
?
???
?
?
? ????
?
?
?
???
?? ?
R
Utd
R
tUI
T
?
???
?l
?????? 2s i n
2
1
1
o
o1
oo UUIU IUSP
(4-1)
(4-2)
(4-3)
(4-4)
12.1.1 单相交流调压电路
? 输出电压与 ?的关系,
?移相范围为 0≤ ? ≤π。 ? =0时，输出电压为
最大,Uo=U1。随 ?的增大,Uo降低,? =π
时,Uo =0。
? λ与 ?的关系,
?? =0时，功率因数 λ=1,?增大，输入电流
滞后于电压且畸变,λ降低
12.1.1 单相交流调压电路
2．阻感负载
? 阻感负载时 ?的移相范围
– 负载阻抗角,??= arctan(?L /
R)
– 晶闸管短接，稳态时负载电
流为正弦波，相位滞后于 u1的
角度为 ?
– 在用晶闸管控制时，只能进
行滞后控制，使负载电流更
为滞后，而无法使其超前
– ? =0时刻仍定为 u1过零的时
刻,?的移相范围应为 ? ≤ ?
≤π
图 4-2 阻感负载单相交
流调压电路及其波形
R
L
0, 6
图4 - 2
O
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
? tO
? t
O ? t
? tO
u
G1
u
G2
O
O
? t
? t
12.1.1 单相交流调压电路
?阻感负载时的工作过程分析
在 ωt = ??时刻开通 VT1，负载电流满足
解方程得 (4-6)
式中,θ为晶闸管导通角
(4-6)
(4-5)
tURidtdiL ?s i n2 100 ??
000 ??ti ?
( ?? ( ? ???????? tg tetZ Ui ????? s i ns i n2 10
???? ??? t
( ?22 LRZ ???
12.1.1 单相交流调压电路
0 20 1 0 060 1 4 0 1 8 0
20
1 0 0
图4 - 3
60
??
/
(?
)
1 8 0
1 4 0
?? / (? )
??
=
9
0
°
7
5
°
6
0
°
4
5
°
3
0
°
1
5
°
0°
图 4-3 单相交流调压电路以 ?为参变量的 θ和 ?关系曲线
利用边界条件,ωt = ? +θ时 io =0,可求得 θ,
VT2导通时，上述关系完同，只是 io极性相反，相位差 180?
(4-7)
?
??????
tge
????? )s i n ()s i n (
? 数量关系
负载电压有效值
晶闸管电流有效值
12.1.1 单相交流调压电路
?
?????
? c o s
)2c o s (s in
2
1 ????
Z
U
? ?
?
??
???
??
???
???
?
???
? ???? ??
?
?
??
?????? )d()s i n ()s i n (22 1
2
tg1
VT tetZ
UI t
(4-8)
(4-9)
( ?? ?? ??? ??? tdtUU o 21 )s i n2(1
( ??????? 22s i n2[ s i n11 ???? U
负载电流有效值
IVT的标么值
图 4-4 单相交流调压电路 ?为参变量时 IVTN和 ?关系曲线
12.1.1 单相交流调压电路
图4 - 4
?
= 9
0
°
0, 1
0, 2
0, 3
0, 4
0, 5
1 6 0 1 8 00 40 1 2 080
7
5
°
6
0
°
4
5
°
? = 0
?? / (? )
I
V
T
N
TII 20 ?
12 U
ZII
TTN ?
(4-10)
(4-11)
? ??< ? 时的工作情况
– VT1提前通,L被过充电，放电时间延长,VT1的导通角超过 π
– 触发 VT2时,io尚未过零,VT1仍导通,VT2不通
– io过零后,VT2开通,VT2导通角小于 π
– 方程式 (4-5)和 (4-6)所得 io表达式仍适用，只是 ?≤ωt <∞
– 过渡过程和带 R-L负载的单相交流电路在 ωt =? (?< ?)时合闸的
过渡过程相同
– io由两个分量组成：正弦稳态分量、指数衰减分量
12.1.1 单相交流调压电路
– 衰减过程中,VT1导通时间渐短,VT2的导通时间渐长
– 稳态的工作情况和 ??=?时完全相同
?
? t
? t
? t
? t
图4 - 5
?
? ? ?
? ?O
O
O
O
u
1
i
G1
i
G2
i
o
?
i
T1
i
T2
图 4-5 ?<??时阻感负载交流调压电路工作波形
12.1.1 单相交流调压电路
3．单相交流调压电路的谐波分析
? 电阻负载的情况
– 波形正负半波对称，所以不含直流分量和偶次谐波
– 式中
??
?
??
?,5,3,1
o )s i nc o s()(
n
nn tnbtnatu ???
)12( c o s22 11 ?? ??Ua
? ?)(22s i n22 11 ???? ??? Ub
12.1.1 单相交流调压电路
(4-12)
(n=3,5,7,…)
(n=3,5,7,…)
基波和各次谐波有效值
? 负载电流基波和各次谐波有效值
? ? ? ??????? ???????? 1)1c o s (111)1c o s (112 1 ??? nnnnUa n
?????? ?????? ??? )1s i n (11)1s i n (112 1 nnnnUb n
22on 21 nn baU ??
RUI /onon ?
12.1.1 单相交流调压电路
(n=1,3,5,7,…) (4-13)
(4-14 )
12.1.1 单相交流调压电路
0 60 120 180
图4 - 6
基波
3 次
5 次
7 次
触发延迟角 ? / ( ° )
I
n
/
I
*
/
%
20
40
60
80
100
图 4-6 电阻负载单相交流调压电路
基波和谐波电流含量
?电流基波和各次谐波标么值随 ?变化的曲线（基准电流
为 ??=0时的有效值 ）如图 4-6所示
? 阻感负载的情况
?电流谐波次数和电阻负载时相同, 也只含 3,5,7… 等次谐波
?随着次数的增加, 谐波含量减少
?和电阻负载时相比, 阻感负载时的谐波电流含量少一些
???角相同时, 随着阻抗角 ??的增大, 谐波含量有所减少
12.1.1 单相交流调压电路
12.1.1 单相交流调压电路
4,斩控式交流调压电路
一般采用全控型器件作为开关器件
? 工作原理
?基本原理和直流斩波电路有类似之处
?u1正半周, 用 V1进行斩波控制, V3提供续流通道
?u1负半周, 用 V2进行斩波控制, V4提供续流通道
?设斩波器件 （ V1或 V2） 导通时间为 ton,开关周期为 T,则导通
比 ??= ton/T,改变 ??可调节输出电压
12.1.1 单相交流调压电路
? 特性
? 电源电流的基波分量和电源
电压同相位，即位移因数为 1
? 电源电流不含低次谐波，只
含和开关周期 T有关的高次谐
波
? 功率因数接近 1
R
L
图4 - 7
u
1
i
1
u
o
V
1
V
2
VD
1
VD
2
V
3
V
4
VD
4
VD
3
图 4-7 斩控式交流调压电路
u
1
i
1
O
图4 - 8
u
o
O
O ? t
? t
? t
图 4-8 电阻负载斩控式交流调压电路波形
12.1.2 三相交流调压电路
根据三相联结形式的不同，三相交流调压电路具有多种形式
n
负载
a
c
n '
负载
a
b
c
a) b)
负载
a
b
c
c)
负载
b
d)
图4 - 9
a
b
c
u
a
u
b
u
c
i
a
U
a 0 '
n
u
a
u
b
u
c
i
a
n
u
a
u
b
u
c
i
a
n
u
a
u
b
u
c
i
a
VT
1
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
VT
2
图 4-9 三相交流调压电路
a) 星形联结 b) 线路控制三角形联结 c) 支路控制三角形联结 d) 中点控制三角形联结
返回
12.1.2 三相交流调压电路
1．星形联结电路
可分为三相三线和三相四线两种情况
? 三相四线
– 基本原理：相当于三个单相交流调压电路的组合，三相
互相错开 120?工作。基波和 3倍次以外的谐波在三相之
间流动，不流过零线
– 问题：三相中 3倍次谐波同相位，全部流过零线。零线有
很大 3倍次谐波电流。 ??90?时，零线电流甚至和各相电
流的有效值接近
12.1.2 三相交流调压电路
? 三相三线,电阻负载时的情况
– 任一相导通须和另一相构成回路
– 电流通路中至少有两个晶闸管，应采用双脉冲或宽脉冲触发
– 触发脉冲顺序和三相桥式全控整流电路一样,
为 VT1~ VT6,依次相差 60?
– 相电压过零点定为 ?的起点,?角移相范围是 0?~150?
12.1.2 三相交
流调压电路
? (1)0?≤ ? <60?：三管
导通与两管导通交替，
每管导通 180?－ ? 。
但 ? =0?时一直是三
管导通
? (2)60?≤ ? <90?：两
管导通，每管导通
120?
? (3)90?≤ ? <150?：两
管导通与无晶闸管导
通交替，导通角度为
300?－ 2 ?
图4 - 1 0
c)
晶闸管
导通区间
a)
?
晶闸管
导通区间
?
晶闸管
导通区间
b)
?
4 ?
3
2 ?
3
5 ?
3
?
3
0 2 ?
4 ?
3
2 ?
3
5 ?
3
?
3
0 2 ?
?
? 4 ?
3
2 ?
3
5 ?
3
?
3
0 2 ?
u
a o '
u
a o '
u
a o '
u
a
u
a
u
a
u
ab
2
u
ac
2
u
ab
2
u
ac
2
u
ab
2
u
ac
2
t
1
t
2
t
3
t
1
t
2
t
3
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
1
VT
6
VT
2
VT
5
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
2
VT
6
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
2
VT
6
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
2
VT
4
VT
6
图 4-10 不同 ?角时负载相电压波形
a) ? =30? b) ? =60? c) ? =120?
12.1.2 三相交流调压电路
? 谐波情况
?电流谐波次数为 6ka1(k=1,2,3,… ),和三相桥式全
控整流电路交流侧电流所含谐波的次数完全相同
?谐波次数越低, 含量越大
?和单相交流调压电路相比, 没有 3倍次谐波, 因三相对
称时, 它们不能流过三相三线电路
12.1.2 三相交流调压电路
2．支路控制三角联结电路
? 由三个单相交流调压电路组成，分别在不同的线电压
作用下工作
– 单相交流调压电路的分析方法和结论完全适用
– 输入线电流（即电源电流）为与该线相连的两个负载相电流
之和
? 谐波情况
– 3倍次谐波相位和大小相同，在三角形回路中流动，而不出现
在线电流中
– 线电流中所谐波次数为 6ka1(k为正整数 )
– 在相同负载和 ?角时，线电流中谐波含量少于三相三线星形电
路
12.1.2 三相交流调压电路
? 典型用例 ——晶闸管控制电抗器
（ Thyristor Controlled Reactor—TCR）
– ?移相范围为 90?~180?
– 控制 ?角可连续调节流过电抗器的电流，从而调节无功
功率
– 配以固定电容器，就可在从容性到感性的范围内连续调
节无功功率，称为静止无功补偿装置 (Static Var
Campensator—SVC），用来对无功功率进行动态补偿，
以补偿电压波动或闪变
负载
图4 - 1 1
u
a i
a
u
b
u
c
n
b
a
c
图 4-11 晶闸管控制电抗
器 (TCR)电路
a) b) c)
图4 - 1 2
图 4-12 TCR电路负载相电流和输入
线电流波形
a) ?=120? b) ?=135? c) ?=160?
12.1.2 三相交流调压电路
12.2 其他交流电力控制电路
? 以交流电源周波数为控制单位 ——交流
调功电路
? 对电路通断进行控制 ——交流电力电子
开关
返回
12.2 其他交流电力控制电路
12.2.1 交流调功电路
12.2.2 交流电力电子开关
返回
12.2.1 交流调功电路
? 与交流调压电路的异同
– 电路形式完全相同
– 控制方式不同：将负载与电源接通几个周波，再断开
几个周波，改变通断周波数的比值来调节负载所消耗
的平均功率
? 应用
– 常用于电炉的温度控制
– 因其直接调节对象是电路的平均输出功率，所以称
为交流调功电路
返回
12.2.1 交流调功电路
?控制对象时间常数很大, 以周波数为单位控制即可
?通常晶闸管导通时刻为电源电压过零的时刻, 负载电
压电流都是正弦波, 不对电网电压电流造成通常意义
的谐波污染
? 电阻负载时的工作情况
– 控制周期为 M倍电源周期, 晶闸管在前 N个
周期导通, 后 M－ N个周期关断
12.2.1 交流调功电路
? 当 M=3,N=2时的电路波形如图 4-13
? 负载电压和负载电流（也即电源电流）的重复周
期为 M倍电源周期 ?
M
电源周期
控制周期 = M 倍电源周期 = 2 ?
4 ?
M
图4 - 1 3
O
导通段 =
2 ? N
M
3 ?
M
2 ?
M
u
o
u
1
u
o
,i
o
? t
U
1
2
图 4-13 交流调功电路典型波形 (M =3,N =2)
12.2.1 交流调功电路
?谐波情况
?图 4-14的频谱图（以
控制周期为基准）。
In为 n次谐波有效值,
Io为导通时电路电流
幅值
?以电源周期为基准，
电流中不含整数倍频
率的谐波，但含有非
整数倍频率的谐波
?而且在电源频率附近，
非整数倍频率谐波的
含量较大
0 12 14
谐波次数
相对于电源频率的次数
图4 - 1 4
2 4 6 108
0, 6
0, 5
0, 4
0, 3
0, 2
0, 1
0 51 2 3 4
I
n
/
I
0m
图 4-14 交流调功电路的电流频
谱图 (M =3,N =2)
12.2.2 交流电力电子开关
?晶闸管反并联后串入交流电路
? 作用：代替机械开关，起接通和断开电路的作用
? 优点：响应速度快，无触点，寿命长，可频繁控
制通断
? 与交流调功电路的区别
– 并不控制电路的平均输出功率
– 通常没有明确的控制周期，只是根据需要控制电路的接
通和断开
– 控制频度通常比交流调功电路低得多
返回
12.2.2 交流电力电子开关
? 晶闸管投切电容器
（ Thyristor Switched
Capacitor—TSC）
? 对无功功率控制，可
提高功率因数，稳定
电网电压，改善供电
质量
? 性能优于机械开关投
切的电容器
? 结构和原理
– 图 4-15基本原理图（单相）
– 实际常用三相，可三角形
联结，也可星形联结
I
U
抑制冲击电流
的小电感
a)
图4 - 1 5
b)
图 4-15 TSC基本原理图
a) 基本单元单相简图
b) 分组投切单相简图
12.2.2 交流电力电子开关
– 两个反并联的晶闸管起着
把 C并入电网或从电网断开
的作用（图 4-15a）
– 串联电感很小，用来抑制
电容器投入电网时的冲击
电流
– 实际工程中，为避免电容
器组投切造成较大冲击，
一般把电容器分成几组
（图 4-15b），可根据电网
对无功的需求而改变投入
电容器的容量
– TSC实际上为断续可调的动
态无功功率补偿器
I
U
抑制冲击电流
的小电感
a)
图4 - 1 5
b)
图 4-15 TSC基本原理图
a) 基本单元单相简图
b) 分组投切单相简图
12.2.2 交流电力电子开关
? 晶闸管投切
– 选择晶闸管投入时刻的原则：该时刻交流电源电压和电容器
预充电电压相等，这样电容器电压不会产生跃变，就不会产
生冲击电流
– 理想情况下，希望电容器预充电电压为电源电压峰值，这时
电源电压的变化率为零，电容投入过程不但没有冲击电流，
电流也没有阶跃变化
图4 - 1 6
u
s
i
C
u
C
C
VT
1
VT
2
t
t
t
t
u
s
i
C
u
C
VT
1
VT
2
t
1
t
2
u
VT 1
u
VT 1
图 4-16 TSC理想
投切时刻原理说明
12.2.2 交流电力电子开关
? TSC电路也可采用晶闸管和二极管反并联的方式
– 由于二极管的作用，在电路不导通时 uC总会维持在电源电
压峰值
– 成本稍低，但响应速度稍慢，投切电容器的最大时间滞后
为一个周波
图4 - 1 7
t
t
t
t
u
s
i
C
u
VT
u
C
C
VT
VD
u
s
i
C
u
VT
u
C
VT
VD
t
1
t
2
t
3
t
4
图 4-17 晶闸管和
二极管反并联方
式的 TSC
12.3 交交变频电路
?本节讲述：晶闸管交交变频电路，也称周
波变流器 (Cycloconvertor)
?交交变频电路 ——把电网频率的交流电变
成可调频率的交流电，属于直接变频电路
?广泛用于大功率交流电动机调速传动系统，
实用的主要是三相输出交交变频电路
返回
12.3 交交变频电路
12.3.1 单相交 —交变频电路
12.3.2 三相交 —交变频电路
12.3.1 单相交交变频电路
1．电路构成和基本工作原理
? 电路构成
– 如图 4-18，由 P组和 N组反并联的晶闸管变流电路构成，
和直流电动机可逆调速用的四象限变流电路完全相同
– 变流器 P和 N都是相控整流电路
Z
P N
输出电压 平均输出电压
图4 - 1 8
O
u
o
u
o
?
P
=0
?
P
=
?
2
?
P
=
?
2
? t
图 4-－ 18 单相交交变频电路原
理图和输出电压波形
返回
12.3.1 单相交交变频电路
? 工作原理
?P组工作时, 负载电流 io为正
?N组工作时, io为负
?两组变流器按一定的频率交替工作, 负载就得到该
频率的交流电
?改变两组变流器的切换频率, 就可改变输出频率
?o
?改变变流电路的控制角 ?,就可以改变交流输出
电压的幅值
?为使 uo波形接近正弦波，可按正弦规律对 ?角进行调
制
12.3.1 单相交交变频电路
? 在半个周期内让 P组 ??角按正弦规律从 90?减到 0?或
某个值，再增加到 90?，每个控制间隔内的平均输出
电压就按正弦规律从零增至最高，再减到零。另外半
个周期可对 N组进行同样的控制
? uo由若干段电源电压拼接而成, 在 uo的一个周期内,
包含的电源电压段数越多, 其波形就越接近正弦波
12.3.1 单相交交变频电路
2,整流与逆变工作状态
?阻感负载为例
?把交交变频电路理想化, 忽略变流电路换相时 uo的
脉动分量, 就可把电路等效成图 4-19a所示的正弦波
交流电源和二极管的串联
?设负载阻抗角为 ?,则输出电流滞后输出电压 ??角
?两组变流电路采取无环流工作方式, 即一组变流电
路工作时, 封锁另一组变流电路的触发脉冲
a)
整流 逆变
阻断
图4 - 1 9
b)
P
N
t
t
t
t
t
整流 逆变
阻断
O
O
O
O
O
u
o
,i
o
u
o
i
o
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
u
o
u
P
u
N
u
o
i
P
i
N
u
P
u
N
u
o
i
o
i
N
i
P
图 4-19 理想化交交变频电路的整
流和逆变工作状态
工作状态
? t1~t3期间,io正半周，
正组工作，反组被封锁
? t1~ t2,uo和 io均为正，
正组整流，输出功率
为正
? t2 ~ t3, uo反向,io
仍为正，正组逆变，
输出功率为负
12.3.1 单相交交
变频电路
12.3.1 单相交交
变频电路
? t3 ~ t5期间,io负半周，反组
工作，正组被封锁
? t3 ~ t4, uo和 io均为负，反
组整流，输出功率为正
? t4 ~ t5, uo反向,io仍为负，
反组逆变，输出功率为负
? 哪一组工作由 io方向决定，与
uo极性无关
? 工作在整流还是逆变，则根
据 uo方向与 io方向是否相同确定
图 4-19 理想化交交变频电路的整
流和逆变工作状态
a)
整流 逆变
阻断
图4 - 1 9
b)
P
N
t
t
t
t
t
整流 逆变
阻断
O
O
O
O
O
u
o
,i
o
u
o
i
o
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
u
o
u
P
u
N
u
o
i
P
i
N
u
P
u
N
u
o
i
o
i
N
i
P
1
O
O
2
3 4
5
6
图4 - 2 0
u
o
i
o
? t
? t
图 4-20 单相交交变频电路输出电压和电流波形
考虑无环流工作方式下 io过零的死区时间，一周期可分为 6段
第 1段 io <0,uo >0，反组逆变
第 2段电流过零，为无环流死区
第 3段 io >0,uo >0，正组整流
12.3.1 单相交交变频电路
第 4段 io >0,uo <0，正组逆变
第 5段又是无环流死区
第 6段 io <0,uo <0，为反组整流
?uo和 io的相位差小于 90?时, 一周期内电网向负载提供能
量的平均值为正, 电动机工作在电动状态
?当二者相位差大于 90?时, 一周期内电网向负载提供能
量的平均值为负, 电网吸收能量, 电动机为发电状态
12.3.1 单相交交变频电路
12.3.1 单相交交变频电路
3．输出正弦波电压的调制方法
? 介绍最基本的、广泛使用的余弦交点法
– 设 Ud0为 ? = 0时整流电路的理想空载电压，则有
(4-15)
– 每次控制时 ?角不同,uo表示每次控制间隔内 uo的平均值
– 期望的正弦波输出电压为
(4-16)
– 比较式 (4-15)和 (4-16)，应使
(4-17)
??称为输出电压比,
?c o sd0o Uu ?
tUu oomo s in ??
ttUU oo
d0
om s i ns i nc o s ???? ??
)10(
d0
om ??? r
U
U?
12.3.1 单相交交变频电路
– 余弦交点法基本公式
(4-18)
? 余弦交点法图解
– 线电压 uab,uac,
ubc, uba, uca和 ucb
依次用 u1 ~ u6表示
– 相邻两个线电压的交
点对应于 ?=0
)s in(c o s o1 t??? ??
图4 - 2 1
u
2
u
3
u
4
u
5
u
6
u
1
u
s2
u
s3
u
s4
u
s5
u
s6
u
s1
u
o
?
P3
?
P4
? t
? t
图 4-21 余弦交点法原理
12.3.1 单相交交变频电路
?u1~u6所对应的同步信号分
别用 us1~us6表示
?us1~us6比相应的 u1~u6超前
30?,us1~us6的最大值和
相应线电压 ?=0的时刻对
应
?以 ?=0 为 零 时 刻, 则
us1~us6为余弦信号
?希望输出电压为 uo,则各
晶闸管触发时刻由相应的
同步电压 us1~us6的下降段
和 uo的交点来决定
图4 - 2 1
u
2
u
3
u
4
u
5
u
6
u
1
u
s2
u
s3
u
s4
u
s5
u
s6
u
s1
u
o
?
P3
?
P4
? t
? t
图 4-21 余弦交点法原理
12.3.1 单相交交变频电路
? 不同 ??时，在 uo一周
期内,??随 ?ot 变化
的情况。图中,
? ??较小，即输出电压
较低时,?只在离
90?很近的范围内变
化，电路的输入功率
因数非常低
? = 0
? = 0, 1
相位控制角
?
/
(
°
)
输出相位 ?
0
t
图4 - 2 2
1 2 0
1 5 0
1 8 0
30
60
90
0
0, 1
0, 2
0, 3
0, 8
0, 9
1, 0
0, 8
0, 2
0, 3
0, 9
1, 0
? 2 ?
2
?
2
3 ?
图 4-22 不同 ??时 ?和 ?ot的关系
)s in(s in2/
)s in(c o s
o
1
o
1
t
t
???
???
?
?
??
?
12.3.1 单相交交变频电路
4．输入输出特性
1) 输出上限频率
– 输出频率增高时，输出电压一周期所含电网电压
段数减少，波形畸变严重
– 电压波形畸变及其导致的电流波形畸变和转矩脉
动是限制输出频率提高的主要因素
– 就输出波形畸变和输出上限频率的关系而言，很
难确定一个明确的界限
– 当采用 6脉波三相桥式电路时，输出上限频率不高
于电网频率的 1/3~1/2。电网频率为 50Hz时，交交
变频电路的输出上限频率约为 20Hz
12.3.1 单相交交变频电路
2) 输入功率因数
– 输入电流相位滞后于输入电
压，需要电网提供无功功率
– 一周期内,?角以 90?为中心
变化
? 输出电压比 ?越小，半周期内 ?的
平均值越靠近 90?
– 负载功率因数越低，输入功
率因数也越低
– 不论负载功率因数是滞后的
还是超前的，输入的无功电
流总是滞后
0, 8 0, 6 0, 4 0, 2 0
??
=
1
,0
输入位移因数
负载功率因数 （ 滞后 ）负载功率因数 （ 超前 ）
图4 - 2 3
0
1, 00, 80, 60, 40, 20
0, 8
0, 6
0, 4
0, 2
0
,8
0,
6
0,
4
0, 2
图 4-23 单相交交变频电路的
功率因数
12.3.1 单相交交变频电路
3) 输出电压谐波
? 输出电压的谐波频谱非常复杂, 既和电网频率 fi以及变
流电路的脉波数有关, 也和输出频率 fo有关
? 采用三相桥时, 输出电压所含主要谐波的频率为
? 6fiafo,6fia3fo,6fia5fo,…
? 12fiafo,12fia3fo,12fia5fo,…
? 采用无环流控制方式时, 由于电流方向改变时死区的影
响, 将增加 5fo,7fo等次谐波
12.3.1 单相交交变频电路
4) 输入电流谐波
? 输入电流波形和可控整流电路的输入波形类似，但其幅值
和相位均按正弦规律被调制
? 采用三相桥式电路的交交变频电路输入电流谐波频率
(4-19)
和 (4-20)
式中,k=1,2,3,… ； l=0,1,2,… 。
( ? oiin 216 lffkf ???
oiin 2 kfff ??
12.3.2 三相交交变频电路
?交交变频电路主要应用于大功率交流电机调速
系统，使用的是三相交交变频电路
?由三组输出电压相位各差 120?的单相交交变
频电路组成
1．电路接线方式
? 主要有两种：公共交流母线进线方式和输出星形联结方
式
返回
12.3.2 三相交交变频电路
1) 公共交流母线进线方
式（图 4-24）
? 由三组彼此独立的、输出
电压相位相互错开 120?
的单相交交变频电路构成
? 电源进线通过进线电抗器
接在公共的交流母线上
? 因为电源进线端公用，所
以三组的输出端必须隔离。
为此，交流电动机的三个
绕组必须拆开
? 主要用于中等容量的交流
调速系统
图4 - 2 4
图 4-24 公共交流母线进线三相
交交变频电路（简图）
12.3.2 三相交交变频电路
2) 输出星形联结方式（图 4-25）
图4 - 2 5
a) b)
图 4-25 输出星形联结方式三相交交变频电路
a）简图 b）详图
12.3.2 三相交交变频电路
? 因为三组的输出联接在一起，其电源进线必须隔离，因
此分别用三个变压器供电
? 由于输出端中点不和负载中点相联接，所以在构成三相
变频电路的六组桥式电路中，至少要有不同输出相的两
组桥中的四个晶闸管同时导通才能构成回路，形成电流
? 和整流电路一样，同一组桥内的两个晶闸管靠双触发脉
冲保证同时导通
? 两组桥之间则是靠各自的触发脉冲有足够的宽度，以保
证同时导通
? 三组的输出端是星形联结，电动机的三个绕组也是星形
联结
? 电动机中点不和变频器中点接在一起，电动机只引出三
根线即可
12.3.2 三相交交变频电路
2．输入输出特性
? 输出上限频率和输出电压谐波和单相交交变频电路是一致的
? 输入电流
? 总输入电流由三个单相的同一相输入电流合成而得到
? 有些谐波相互抵消，谐波种类有所减少，总的谐波幅值
也有所降低
? 谐波频率为
(4-21)
和
(4-22)
式中,k =1,2,3,… ； l =0,1,2,… 。
( ? oiin 616 lffkf ???
oiin 6 kfff ??
12.3.2 三相交交变频电路
? 采用三相桥式电路时，输入谐波电流的主要频率为 fia6fo、
5fi, 5fia6fo, 7fi, 7fia6fo, 11fi, 11fia6fo, 13fi,
13fia6fo, fia12fo等。其中 5fi次谐波的幅值最大
2 0 0 t / ms
输出电压
单相输出时
U 相输入电流
三相输出时
U 相输入电流
图4 - 2 6
2 0 0 t / ms
2 0 0 t / ms
图 4-26 交交变频电路的输入电流波形
12.3.2 三相交交变频电路
? 输入功率因数
三相总输入功率因数应为
(4-23)
? 三相电路总的有功功率为各相有功功率之和
? 但视在功率却不能简单相加，而应由总输入电流有效值
和输入电压有效值来计算，比三相各自的视在功率之和
要小
? 三相总输入功率因数要高于单相交交变频电路
S
PPP
S
P cba ????l
12.3.2 三相交交变频电路
3．改善输入功率因数和提高输出电压
? 基本思路
? 各相输出的是相电压，而加在负载上的是线电压
? 在各相电压中叠加同样的直流分量或 3倍于输出频率的
谐波分量，它们都不会在线电压中反映出来，因而也加
不到负载上。利用这一特性可以使输入功率因数得到改
善并提高输出电压。
? 直流偏置
? 负载电动机低速运行时，变频器输出电压很低，各组桥
式电路的 ?角都在 90?附近，因此输入功率因数很低
? 给各相输出电压叠加上同样的直流分量，控制角 ?将减
小，但变频器输出线电压并不改变
12.3.2 三相交交变频电路
?交流偏置
?梯形波输出控制方式
?使三组单相变频器的输出均为
梯形波 （ 也称准梯形波 ）, 主
要谐波成分是三次谐波
?在线电压中三次谐波相互抵消,
线电压仍为正弦波
?因为桥式电路较长时间工作在
高输出电压区域 （ 即梯形波的平顶区 ）, ?角较小, 因此输
入
功率因数可提高 15%左右
?图 4-20正弦波输出控制方式中, 最大输出正弦波相电压的幅
值为 Ud0
?在同样幅值的情况下, 梯形波中的基波幅值可提高 15%左右
u
A N '
的基波分量
图4 - 2 7
u
O
t
u
AB
u
A N '
u
B N '
图 4-27 梯形波控制方式的理
想输出电压波形
12.3.2 三相交交变频电路
? 交交变频和交直交变频的比较
– 8.1节中介绍间接变频电路，先把交流变换成直流，再把直
流逆变成可变频率的交流，称交直交变频电路
– 和交直交变频电路比较，交交变频电路的优点,
? 只用一次变流，效率较高
? 可方便地实现四象限工作
? 低频输出波形接近正弦波
– 缺点是,
? 接线复杂，采用三相桥式电路的三相交交变频器至少要用 36
只晶闸管
12.3.2 三相交交变频电路
? 受电网频率和变流电路脉波数的限制，输出频率较低
? 输入功率因数较低
? 输入电流谐波含量大，频谱复杂
? 应用
– 主要用于 500kW或 1000kW以下的大功率、低转速的交流调速
电路中。目前已在轧机主传动装置、鼓风机、矿石破碎机、
球磨机、卷扬机等场合应用
– 既可用于异步电动机，也可用于同步电动机传动
本章小结
本章的要点如下,
(1) 交流 —交流变流电路的分类及其基本概念；
(2) 单相交流调压电路的电路构成, 在电阻负载和阻感负
载时的工作原理和电路特性；
(3) 三相交流调压电路的基本构成和基本工作原理；
(4) 交流调功电路和交流电力电子开关的基本概念；
(5) 晶闸管相位控制交交变频电路的电路构成, 工作原理
和输入输出特性；
(6) 矩阵式交交变频电路的基本概念；
(7) 各种交流 —交流变流电路的主要应用 。
图 4-1电阻负载单相交流调压电路及其波形
R
O
图4 - 1
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
? t
O ? t
O ? t
O ? t
R
O
图4 - 1
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
? t
O ? t
O ? t
O ? t
返回
图 4-2 阻感负载单相交流调压电路及其波形
R
L
0, 6
图4 - 2
O
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
? tO
? t
O ? t
? tO
u
G1
u
G2
O
O
? t
? t
R
L
0, 6
图4 - 2
O
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
? tO
? t
O ? t
? tO
u
G1
u
G2
O
O
? t
? t
返回
图 4-3 单相交流调压电路以 ?为参变量的 θ和 ?关系曲线
0 20 1 0 060 1 4 0 1 8 0
20
1 0 0
图4 - 3
60
??
/
(?
)
1 8 0
1 4 0
?? / (? )
??
=
9
0
°
7
5
°
6
0
°
4
5
°
3
0
°
1
5
°
0°
返回
图 4-4 单相交流调压电路 ?为参变量时 IVTN和 ?关系曲线
图4 - 4
?
=
9
0
°
0, 1
0, 2
0, 3
0, 4
0, 5
160 1800 40 12080
7
5
°
6
0
°
45°
? = 0
?? / (? )
I
V
T
N
返回
图 4-5 ?<??时阻感负载交流调压电路工作波形
?
? t
? t
? t
? t
图4 - 5
?
? ? ?
?
?O
O
O
O
u
1
i
G1
i
G2
i
o
?
i
T1
i
T2
返回
图 4-6 电阻负载单相交流调压电路基波和谐波电流含量
0 60 120 180
图4 - 6
基波
3 次
5 次
7 次
触发延迟角 ? / ( ° )
I
n
/
I
*
/
%
20
40
60
80
100
返回
图 4-7 斩控式交流调压电路
R
L
图4 - 7
u
1
i
1
u
o
V
1
V
2
VD
1
VD
2
V
3
V
4
VD
4
VD
3
返回
图 4-8 电阻负载斩控式交流调压电路波形
u
1
i
1
O
图4 - 8
u
o
O
O ? t
? t
? t
返回
图 4-9 三相交流调压电路
n
负载
a
c
n '
负载
a
b
c
a) b)
负载
a
b
c
c)
负载
b
d)
图4 - 9
a
b
c
u
a
u
b
u
c
i
a
U
a 0 '
n
u
a
u
b
u
c
i
a
n
u
a
u
b
u
c
i
a
n
u
a
u
b
u
c
i
a
VT
1
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
VT
2
a) 星形联结 b) 线路控制三角形联结 c) 支路控制三角形联结 d) 中点控制三角形联结
返回
图 4-10 不同
?角时负载相
电压波形
图4 - 1 0
c)
晶闸管
导通区间
a)
?
晶闸管
导通区间
?
晶闸管
导通区间
b)
?
4 ?
3
2 ?
3
5 ?
3
?
3
0
2 ?
4 ?
3
2 ?
3
5 ?
3
?
3
0 2 ?
?
? 4 ?
3
2 ?
3
5 ?
3
?
3
0 2 ?
u
a o '
u
a o '
u
a o '
u
a
u
a
u
a
u
ab
2
u
ac
2
u
ab
2
u
ac
2
u
ab
2
u
ac
2
t
1
t
2
t
3
t
1
t
2
t
3
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
1
VT
6
VT
2
VT
5
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
2
VT
6
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
2
VT
6
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
2
VT
4
VT
6
a???=30?
b) ? =60?
c) ? =120?
返回
图 4-11 晶闸管控制电抗器 (TCR)电路
负载
图4 - 1 1
u
a i
a
u
b
u
c
n
b
a
c
返回
图 4-12 TCR电路负载相电流和输入线电流波形
a) b) c)
图4 - 1 2
a) ?=120? b) ?=135? c) ?=160?
返回
图 4-13 交流调功电路典型波形 (M=3,N=2)
?
M
电源周期
控制周期 = M 倍电源周期 = 2 ?
4 ?
M
图4 - 1 3
O
导通段 =
2 ? N
M
3 ?
M
2 ?
M
u
o
u
1
u
o
,i
o
? t
U
1
2
返回
图 4-14 交流调功电路的电流频谱图 (M=3,N=2)
0 12 14
谐波次数
相对于电源频率的次数
图4 - 1 4
2 4 6 108
0, 6
0, 5
0, 4
0, 3
0, 2
0, 1
0 51 2 3 4
I
n
/
I
0m
返回
图 4-15 TSC基本原理图
I
U
抑制冲击电流
的小电感
a)
图4 - 1 5
b)
a) 基本单元单相简图 b) 分组投切单相简图
返回
图 4-16 TSC理想投切时刻原理说明
图4 - 1 6
u
s
i
C
u
C
C
VT
1
VT
2
t
t
t
t
u
s
i
C
u
C
VT
1
VT
2
t
1
t
2
u
VT
1
u
VT
1
返回
图 4-17 晶闸管和二极管反并联方式的 TSC
图4 - 1 7
t
t
t
t
u
s
i
C
u
VT
u
C
C
VT
VD
u
s
i
C
u
VT
u
C
VT
VD
t
1
t
2
t
3
t
4
返回
图 4-18 单相交交变频电路原理图和输出电压波形
Z
P N
输出电压 平均输出电压
图4 - 1 8
O
u
o
u
o
?
P
=0
?
P
=
?
2
?
P
=
?
2
? t
返回
图 4-19 理想化交交变频电路的整流和逆变工作状态
a)
整流 逆变
阻断
图4 - 1 9
b)
P
N
t
t
t
t
t
整流 逆变
阻断
O
O
O
O
O
u
o
,i
o
u
o
i
o
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
u
o
u
P
u
N
u
o
i
P
i
N
u
P
u
N
u
o
i
o
i
N
i
P
返回
u p u N
i 0
i p i
N
U o
a)
图 4-20 单相交交变频电路输出电压和电流波形
1
O
O
2
3 4
5
6
图4 - 2 0
u
o
i
o
? t
? t
返回
图 4-21 余弦交点法原理
图4 - 2 1
u
2
u
3
u
4
u
5
u
6
u
1
u
s2
u
s3
u
s4
u
s5
u
s6
u
s1
u
o
?
P3
?
P4
? t
? t
返回
图 4-22 不同 ?时 ?和 ?ot的关系
? = 0
? = 0, 1
相位控制角
?
/
(
°
)
输出相位 ?
0
t
图4 - 2 2
1 2 0
1 5 0
1 8 0
30
60
90
0
0, 1
0, 2
0, 3
0, 8
0, 9
1, 0
0, 8
0, 2
0, 3
0, 9
1, 0
? 2 ?
2
?
2
3 ?
返回
图 4-23 单相交交变频电路的功率因数
0, 8 0, 6 0, 4 0, 2 0
??
=
1
,0
输入位移因数
负载功率因数 （ 滞后 ）负载功率因数 （ 超前 ）
图4 - 2 3
0
1, 00, 80, 60, 40, 20
0, 8
0, 6
0, 4
0, 2
0
,8
0
,6
0
,4
0,
2
返回
图 4-24 公共交流母线进线三相交交变频电路（简图）
图4 - 2 4
返回
图 4-25 输出星形联结方式三相交交变频电路
图4 - 2 5
a) b)
a）简图 b）详图
返回
图 4-26 交交变频电路的输入电流波形
2 0 0 t / ms
输出电压
单相输出时
U 相输入电流
三相输出时
U 相输入电流
图4 - 2 6
2 0 0 t / ms
2 0 0 t / ms
返回
图 4-27 梯形波控制方式的理想输出电压波形
u
A N '
的基波分量
图4 - 2 7
u
O
t
u
AB
u
A N '
u
B N '
返回
第十三讲 无源逆变
13.0 引言
13.1 无源逆变的基本原理
13.2 电压型逆变电路
13.3 电流型逆变电路
13.4 多重逆变电路和多电平逆变电路
13,0 引 言
?逆变概念
逆变 ——与整流相对应, 直流电变成交流电,
?交流侧接电网, 为有源逆变
?交流侧接负载, 为无源逆变
本章讲述无源逆变
? 逆变与变频
?变频电路：交交变频和交直交变频两种
?交直交变频由交直变换和直交变换两部分组成, 后一部
分就是逆变
返回
13,0 引 言
? 逆变电路的应用
?蓄电池, 干电池, 太阳能电池等直流电源向交流负
载供电时, 需要逆变电路
?交流电机调速用变频器, 不间断电源, 感应加热电
源等电力电子装置的核心部分都是逆变电路
13.1 无源逆变的基本原理
主要介绍逆变电路的基本工作
原理和换流方式
返回
13.1 无源逆变的基本原理
13.1.1 逆变电路的基本工作原理
13.1.2 换流方式分类
13.1.1 逆变电路的基本工作原理
单相桥式逆变电路为例
?S1~S4是桥式电路的 4个臂, 由电力电子器件及辅助电路组成
?S1,S4闭合, S2,S3断开时, 负载电压 uo为正
?
?
?
?
?
?
图 5-1 逆变电路及其波形举例
负载
a) b)
图5 - 1
t
S
1
S
2
S
3
S
4
i
o
u
o
U
d
u
o
i
o
t
1
t
2
返回
13.1.1 逆变电路的基本工作原理
? S1,S4断开, S2,S3闭合时, uo为负, 把直流电变成了交
流电
? 改变两组开关切换频率, 可改变输出交流电频率
? 电阻负载时, 负载电流 io和 uo的波形相同, 相位也相同
? 阻感负载时, io相位滞后于 uo,波形也不同 （ 图 5-1b）
? t1前,S1,S4通, uo和 io均为正
? t1时刻断开 S1,S4,合上 S2,S3,uo变负, 但 io不能立
刻反向
? io从电源负极流出, 经 S2,负载和 S3流回正极, 负载
电感能量向电源反馈, io逐渐减小, t2时刻降为零,
之后 io才反向并增大
13.1.2 换流方式分类
? 换流 ——电流从一个支路向另一个支路转移的过程,
也称 换相
?开通,适当的门极驱动信号就可使其开通
?关断,
? 全控型器件可通过门极关断
? 半控型器件晶闸管, 必须利用外部条件才能关断
? 一般在晶闸管电流过零后施加一定时间反压, 才
能关断
? 研究换流方式主要是研究如何使器件关断
返回
13.1.2 换流方式分类
? 换流方式
1,器件换流
?利用全控型器件的自关断能力进行换流 （ Device Commutation）
2,电网换流
?由电网提供换流电压称为 电网换流 （ Line Commutation）
?可控整流电路, 交流调压电路和采用相控方式的交交变频电路
?不需器件具有门极可关断能力, 也不需要为换流附加元件
3,负载换流
?由负载提供换流电压称为 负载换流 （ Load Commutation）
?负载电流相位超前于负载电压的场合, 都可实现负载换流
?负载为电容性负载时, 负载为同步电动机时, 可实现负载换流
13.1.2 换流方式分类
?基本的负载换流逆变电路,
?采用晶闸管
?负载：电阻电感串联后再和电容并联, 工作在接近并联
谐振状态而略呈容性
电容为改善负载功率因数使其略呈容性而接入
直流侧串入大电感 Ld,id基本没有脉动
? t
? t
? t
? t
R L
C
O
O
O
O
i
i
t 1
b)a)
图5 - 2
E
d
L
d
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4u
o
i
o
i
d
u
o
u
o
i
o
i
o
u
VT
i
VT
1
i
VT
4
i
VT
2
i
VT
3
u
VT
1
u
VT
4图 5-2 负载换流电
路及其工作波形
13.1.2 换流方式分类
?工作过程 （ 工作波形图 5-2b）
? 4个臂的切换仅使电流路径改变, 负载电流基本呈矩形波
? 负载工作在对基波电流接近并联谐振的状态, 对基波阻抗
很大, 对谐波阻抗很小, uo波形接近正弦
? t1前,VT1,VT4通, VT2,VT3断, uo,io均为正, VT2、
VT3电压即为 uo
? t1时：触发 VT2,VT3使其开通, uo加到 VT4,VT1上使其承
受反压而关断, 电流从 VT1,VT4换到 VT3,VT2
? t1必须在 uo过零前并留有足够裕量, 才能使换流顺利完成
13.1.2 换流方式分类
4,强迫换流
设置附加的换流电路, 给欲关断
的晶闸管强迫施加反向电压或反
向电流的换流方式称为 强迫换流
（ Forced Commutation）
? 通常利用附加电容上储存的能
量来实现, 也称为 电容换流
? 直接耦合式强迫换流 ——由换流
电路内电容提供换流电压
? VT通态时, 先给电容 C充电 。
合上 S就可使晶闸管被施加
反压而关断
S
VT
负载
+
-
图5 - 3
图 5?-3??直接耦合式强
迫换流原理图
13.1.2 换流方式分类
? 电感耦合式强迫换流, 通过换流
电路内电容和电感耦合提供换流
电压或换流电流
两种电感耦合式强迫换流,
? 图 5-4a中晶闸管在 LC振荡第一个
半周期内关断
? 图 5-4b中晶闸管在 LC振荡第二个
半周期内关断
? 给晶闸管加上反向电压而使其关
断的换流也叫 电压换流 （ 图 5-3）
? 先使晶闸管电流减为零，然后通
过反并联二极管使其加 反压的换
流叫 电流换流
C
L
+
VD
S
C
VT
负载
+
L
S
VT
负载
VD
b)a)
图5 - 4
图 5-4 电感耦合式强迫换流原理图
13.1.2 换流方式分类
? 器件换流 ——适用于全控型器件
? 其余三种方式 ——针对晶闸管
? 器件换流和强迫换流 ——属于自换流
? 电网换流和负载换流 ——外部换流
? 当电流不是从一个支路向另一个支路转移, 而
是在支路内部终止流通而变为零, 则称为 熄灭
13.2 电压型逆变电路
13.2.0 概述
13.2.1 单相电压型逆变电路
13.2.2 三相电压型逆变电路
返回
13.2.0 概述
? 逆变电路按其直流电源性质不
同分为两种
? 电压型 逆变电路或 电压源型 逆变电路
? 电流型 逆变电路或 电流源型 逆变电路
? 电压型逆变电路的特点
(1) 直流侧为电压源或并联大电容, 直流
侧电压基本无脉动
(2) 输出电压为矩形波, 输出电流因负载
阻抗不同而不同
(3) 阻感负载时需提供无功 。 为了给交流
侧向直流侧反馈的无功提供通道, 逆变桥
各臂并联反馈二极管
+
-
C
R L
图5 - 5
U
d
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
i
o
图 5-5??电压型逆变电路举例
（全桥逆变电路）
图 5-1电路的具体实现
返回
13.2.1 单相电压型逆变电路
1,半桥逆变电路
? 电路结构
? 工作原理
? V1和 V2栅极信号在一周期内各半周正偏, 半周反偏, 互补
? uo为矩形波, 幅值为 Um=Ud/2
+
-
R L
a)
t
t
O
O
ON
b)
图5 - 6
U
d
i
o
u
o
V
1
V
2
VD
1
VD
2
u
o
U
m
- U
m
i
o
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
6
V
1
V
2
V
1
V
2
VD
1
VD
2
VD
1
VD
2
U
d
2
U
d
2
图 5-6 单相
半桥电压型
逆变电路及
其工作波形
返回
13.2.1 单相电压型逆变电路
? io波形随负载而异, 感性负载时, (图 5-6b)
? V1或 V2通时, io和 uo同方向, 直流侧向负载提供能量
? VD1或 VD2通时, io和 uo反向, 电感中贮能向直流侧反馈
? VD1,VD2称为 反馈二极管,还使 io连续, 又称 续流二极管
? 特点
? 优点, 简单, 使用器件少
? 缺点, 交流电压幅值 Ud/2,直流侧需两电容器串联, 要
控制两者电压均衡
? 用于几 kW以下的小功率逆变电源
? 单相全桥, 三相桥式都可看成若干个半桥逆变电路的组合
13.2.1 单相电压型逆变电路
2,全桥逆变电路
? 电路结构及工作情况
? (图 5-5),两个半桥电路的组
合
? 1和 4一对, 2和 3另一对, 成
对桥臂同时导通, 两对交替
各导通 180?
? uo波形同 图 5-6b半桥电路的
uo,幅值高出一倍 Um=Ud
? io波形和图 5-6b中的 io相同,
幅值增加一倍
? 单相逆变电路中应用最多的
图 5-5 电压型逆变电路举例
（全桥逆变电路）
+
-
C
R L
图5 - 5
U
d
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
i
o
13.2.1 单相电压型逆变电路
? 输出电压定量分析
uo成傅里叶级数
基波幅值
基波有效值
uo为正负各 180?时，要改变输出电压有效值只能改变 Ud来实现
?????? ???? ?tttUu ???? 5s i n513s i n31s i n4 do
d
d
o1m 27.1
4 UUU ??
?
d
d
1o 9.0
22 UUU ??
?
(5-1)
(5-2)
(5-3)
13.2.1 单相电压型逆变电路
3,移相调压
? 可采用移相方式调节逆变电路的输出电压, 称为 移相调压
? 各栅极信号为 180?正偏, 180?反偏, 且 V1和 V2互补, V3和 V4
互补关系不变
? V3的基极信号只比 V1落后 ???(?0???<180?)
? V3,V4的栅极信号分别比 V2,V1的前移 180?-??
? uo成为正负各为 ???的脉冲, 改变 ??即可调节输出电压有效值
+
-
C
R L
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
?
a) b)
图5 - 7
U
d
V
1
V
2
u
o
i
o
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
G1
u
G2
u
G3
u
G4
u
oi
o
t
1
t
2
t
3
i
o
u
o
图 5-7 单相全桥逆变电路的
移相调压方式
13.2.1 单相电压型逆变电路
4,带中心抽头变压器的逆变电路
? 交替驱动两个 IGBT,经变压器耦合给负载加上矩形波交流
电压
? 两个二极管的作用也是提供无功能量的反馈通道
? Ud和负载参数相同, 变压器匝比为 1:1:1时, uo和 io波形及幅
值与全桥逆变电路完全相同
负载
+
-
图5 - 8
i
o u
o
U
d
V
1
V
2
VD
1
VD
2
图 5-8 带中心抽头变压器的逆变电路
?与全桥电路的比较
? 比全桥电路少用一半开关器件
? 器件承受的电压为 2Ud,比全桥
电路高 一倍
? 必须有一个变压器
13.2.2 三相电压型逆变电路
?三个单相逆变电路可组合成一个
三相逆变电路
?应用最广的是三相桥式逆变电路
?可看成由三个半桥逆变电路组成
?180?导电方式
? 每桥臂导电 180?，同一相上下两臂交替导电，各相开始导
电的角度差 120 ?
? 任一瞬间有三个桥臂同时导通
? 每次换流都是在同一相上下两臂之间进行，也称为 纵向换流
返回
N' N
+
-
U
V
W
图5 - 9
V
1
V
2
V
3
V
4
V
5
V
6
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
U
d
2
U
d
2
图 5-9 三相电压型桥式逆变电路
13.2.2 三相电压型逆变电路
? 波形分析
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
图5 - 1 0
a)
b)
c)
d)
e)
f)
g)
h)
u
UN'
u
UN
u
UV
i
U
i
d
u
VN'
u
W N '
u
NN'
U
d
U
d
2
U
d
3
U
d
6
2 U
d
3
图 5-10 电压型三相桥式
逆变电路的工作波形
13.2.2 三相电压型逆变电路
? 负载各相到电源中点 N'的电压, U相, 1通, uUN'=Ud/2，
4通, uUN'=-Ud/2
? 负载线电压 (5-4)
? 负载相电压 (5-5)
? 负载中点和电源中点间电压
(5-6)
?
?
?
?
?
??
??
??
U N 'WN 'WU
WN 'V N 'VW
V N 'U N 'UV
uuu
uuu
uuu
?
?
?
?
?
??
??
??
'NN W N 'WN
NN' VN'VN
NN' UN'UN
uuu
uuu
uuu
)(31)(31 WNVNUN WN ' VN' UN' NN' uuuuuuu ??????
13.2.2 三相电压型逆变电路
? 负载三相对称时有 uUN+uVN+uWN=0,于是
(5-7)
? 利用式 (5-5)和 (5-7)可绘出 uUN,uVN,uWN波形
? 负载已知时, 可由 uUN波形求出 iU波形
? 一相上下两桥臂间的换流过程和半桥电路相似
? 桥臂 1,3,5的电流相加可得直流侧电流 id的波形, id
每 60?脉动一次, 直流电压基本无脉动, 因此逆变器
从交流侧向直流侧传送的功率是脉动的, 电压型逆变
电路的一个特点
)(31 WN ' VN' UN'NN' uuuu ???
13.2.2 三相电压型逆变电路
?定量分析
?负载线电压
? 输出线电压 uUV展开成傅里叶级数
式中,, k为自然数
?
?
?
?
?
?
???
?
?
?
?
?
?
??????
?
n
k tn
n
t
U
ttttt
U
u
??
?
?????
?
s i n)1(
1
s i n
32
13s i n
13
1
11s i n
11
1
7s i n
7
1
5s i n
5
1
s i n
32
d
d
UV ?
16 ?? kn
(5-8)
13.2.2 三相电压型逆变电路
? 输出线电压有效值
? 基波幅值
? 基波有效值
d
2
0
2
UVUV 8 1 6.0d2
1 UtuU ?? ? ? ?
?
ddU V 1 m 1.1
32 UUU ??
?
dd
U V 1 m
UV1 78.0
6
2 UU
UU ???
?
(5-9)
(5-10)
(5-11)
13.2.2 三相电压型逆变电路
? 负载相电压
? uUN展开成傅里叶级数得
式中,, k为自然数
??
?
?
??
?
?
??
?
?
?
?
?
?
??????
?
n
tn
n
t
U
ttttt
U
u
??
?
?????
?
s i n
1
s i n
2
13s i n
13
1
11s i n
11
1
7s i n
7
1
5s i n
5
1
s i n
2
d
d
UN ?
16 ?? kn
(5-12)
13.2.2 三相电压型逆变电路
? 负载相电压有效值
? 基波幅值
? 基波有效值
? 防止同一相上下两桥臂开关器件直通采取,先断后通,
的方法
d
2
0
2
UNUN 471.0d2
1 UtuU ?? ? ? ?
?
d
d
U N 1 m 637.0
2 UUU ??
?
d
U N 1 m
U N 1 45.02 U
UU ??
(5-13)
(5-14)
(5-15)
13.3 电流型逆变电路
? 直流电源为电流源的逆变
电路 ——电流型逆变电路
? 一般在直流侧串联大电感,
电流脉动很小, 可近似看
成直流电流源
? 实例之一：图 5-11电流型
三相桥式逆变电路
? 交流侧电容用于吸收换流
时负载电感中存贮的能量
U
V
W
图5 - 1 1
i
d
U
d
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
图 5-11 电流型三相桥式
逆变电路
返回
13.3 电流型逆变电路
?电流型逆变电路主要特点
(1) 直流侧串大电感, 相当于电流源
(2) 交流输出电流为矩形波, 输出电压波形和相
位因负载不同而不同
(3) 直流侧电感起缓冲无功能量的作用, 不必给
开关器件反并联二极管
?电流型逆变电路中, 采用半控型器件的电路
仍应用较多
?换流方式有负载换流, 强迫换流
13.3 电流型逆变电路
13.3.1 单相电流型逆变电路
13.3.2 三相电流型逆变电路
13.3.1 单相电流型逆变电路
? 4桥臂, 每桥臂晶闸管各串联一个电抗器 LT，
用来限制晶闸管开通时的 di/dt
? 1,4和 2,3以 1000~2500Hz的中频轮流导通,
可得到中频交流电
A
B
C
R L
图5 - 1 2
L
d
I
d VT
1
VT
2
VT
3
VT
4
L
T 1
L
T 2
L
T3
L
T4
u
o
i
o
图 5-12 单相桥式电流型（并
联谐振式）逆变电路
返回
13.3.1 单相电流型逆变电路
? 采用负载换相方式，要求负载电流略超前于负载电压
? 负载一般是电磁感应线圈，加热线圈内的钢料,R和 L串联为
其等效电路
? 因功率因数很低，故并联 C
? C和 L,R构成并联谐振电路，故此电路称为 并联谐振式逆变
电路
? 输出电流波形接近矩形波, 含基波和各奇次谐波, 且
谐波幅值远小于基波
? 因基波频率接近负载电路谐振频率, 故负载对基波呈
高阻抗, 对谐波呈低阻抗, 谐波在负载上产生的压降
很小, 因此负载电压波形接近正弦
13.3.1 单相电流型逆变电路
? 工作波形分析
? 一周期内, 两个稳定导通阶段和两个换流阶段
? t1~t2,VT1和 VT4稳定导通阶段, iｏ =Id,t2时刻前在 C上建立了
左正右负的电压
? t2~t4,t2时触发 VT2和 VT3开通, 进入 换流阶段
? LT使 VT1,VT4不能立刻关断, 电流有一个减小过程
? VT2,VT3电流有一个增大过程
? 4个晶闸管全部导通, 负载电容电压经两个并联的放电回路同
时放电,
? LT1,VT1,VT3,LT3到 C；另一个经 LT2,VT2,VT4,LT4到 C
? t=t4时, VT1,VT4电流减至零而关断, 换流阶段结束
? t4－ t2= t??称为 换流时间
? io在 t3时刻, 即 iVT1=iVT2时刻过零, t3时刻大体位于 t2和 t4的中点
13.3.1 单相电流型逆变电路
? 保证晶闸管的可靠
关断 （ 图 5-13）
? 晶闸管需一段时间
才能恢复正向阻断
能力, 换流结束后
还要使 VT1,VT4承
受一段反压时间 t??
? t?= t5- t4应大于晶闸
管的关断时间 tq
t
O
t
O
图5 - 1 3
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
u
G 1,4
u
G 2,3
i
T
i
o
I
d
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
6
t
7
t
?
u
o
t
?
u
AB
t
?
t
?
I
d
i
VT
1,4
i
VT
2,3
u
VT
2,3
u
VT
1,4
图 5-13 并联谐振式 逆
变电路工作波形
13.3.1 单相电流型逆变电路
? 为保证可靠换流应在 uo过零前 t?= t5- t2时刻触发 VT2,VT3
? t?为 触发引前时间
(5-16)
? io超前于 uo的时间 ?为
(5-17)
? 表示为电角度
(5-18)?
? ?为电路工作角频率； ?,?分别是 t?,t?对应的电角度
βγδ ttt ??
?
?
? t
tt ??
2
???? ?? ?????????? ?? 22 tt
13.3.1 单相电流型逆变电路
? 数量分析
忽略换流过程, io可近似成矩形波, 展开成傅里叶级数
(5-19)
基波电流有效值 (5-20)
负载电压有效值 Uo和直流电压 Ud的关系 （ 忽略 Ld的损
耗, 忽略晶闸管压降 ）
(5-21)
?????? ???? ?tttIi ???? 5s i n513s i n31s i n4 do
dd1o 9.02
4 III ??
?
??
?
c o s11.1c o s22
dd
o
UUU ??
13.3.1 单相电流型逆变电路
?实际工作过程中, 感应线圈参数随时间变化,
必须使工作频率适应负载的变化而自动调整,
这种控制方式称为 自励方式
?固定工作频率的控制方式称为 他励方式
?自励方式存在起动问题, 解决方法,
?先用他励方式, 系统开始工作后再转入自励方式
?附加预充电起动电路
13.3.2 三相电流型逆变电路
电流型三相桥式逆变电路 （ 图 5-11,采用全控型器件 ）
? 基本工作方式是 120?导电方式 —每个臂一周期内导电 120?每
时刻上下桥臂组各有一个臂导通, 横向换流
t
O
t
O
t
O
t
O
图5 - 1 4
I
d
i
V
i
W
u
UV
i
U
图 5-14 电流型三相桥式
逆变电路的输出波形
?波形分析
?输出电流波形和负载性质无关，
正负脉冲各 120?的矩形波
?输出电流和三相桥整流带大电感
负载时的交流电流波形相同，谐波分析表达式也相同
?输出线电压波形和负载性质有关，
大体为正弦波
?输出交流电流的基波有效值
dd1U
78.06 III ?? ?
返回
13.3.2 三相电流型逆变电路
串联二极管式晶闸管逆变电路
? 主要用于中大功率交流电动机
调速系统
? 电流型三相桥式逆变电路
? 各桥臂的晶闸管和二极管串联
使用
? 120?导电工作方式, 输出波
形和图 5-14的波形大体相同
? 强迫换流方式, 电容 C1~C6为
换流电容
M
3
U
V
W
+
-
图5 - 1 5
L
I
d C
1
C
2
C
3
C
4
C
5
C
6
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
U
d
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
图 5-15 串联二极管 式
晶闸管 逆变电路
13.3.2 三相电流型逆变电路
? 换流过程分析
? 电容器充电规律,
? 对共阳极晶闸管, 与导通晶闸管相连一端极性为正, 另一端
为负不与导通晶闸管相连的电容器电压为零
? 等效换流电容,例如分析从 VT1向 VT3换流时, C13就是 C3与 C5
串联后再与 C1并联的等效电容
- +
U V
W
+ -
U V
W
a)
+ -
U V
W
b)
- +
U V
W
c) d)
图5 - 1 6
VT
1
VT
2
VT
3
VD
1
VD
2
VD
3
C
13
I
d
VT
1
VT
2
VT
3
VD
1
VD
2
VD
3
C
13
I
d
VT
1
VT
2
VT
3
VD
1
VD
2
VD
3
C
13
I
d
VT
1
VT
2
VT
3
VD
1
VD
2
VD
3
C
13
I
d
i
V
i
V
i
U
= I
d
- i
V
图 5-16 换流过程各
阶段的电流路径
13.3.2 三相电流型逆变电路
? 从 VT1向 VT3换流的过程 (图 5-16）
换流前 VT1和 VT2通, C13电压 UC0左正右负
? 恒流放电阶段
?t1时刻触发 VT3导通, VT1被施以反压而关断
?Id从 VT1换到 VT3,C13通过 VD1,U相负载, W相负载,
VD2,VT2,直流电源和 VT3放电, 放电电流恒为 Id,故称
恒流放电阶段
?uC13下降到零之前, VT1承受反压, 反压时间大于 tq就能保
证关断
13.3.2 三相电流型逆变电路
? 二极管换流阶段
?t2时刻 uC13降到零, 之后 C13反向充电 。 忽略负载电阻压降, 则
二极管 VD3导通, 电流为 iV,VD1电流为 iU=Id-iV,VD1和 VD3
同时通, 进入二极管换流阶段
?随着 C13电压增高, 充电电流渐小, iV渐大, t3时刻 iU减到零,
iV=Id,VD1承受反压而关断, 二极管换流阶段结束
?t3以后, VT2,VT3稳定导通阶段
13.3.2 三相电流型逆变电路
? 波形分析
? 电感负载时, uC13,iU,iV及 uC1,uC3,uC5波形
? uC1的波形和 uC13完全相同, 从 UC0降为－ UC0
? C3和 C5是串联后再和 C1并联的, 电压变化的幅度是 C1的一半
? uC3从零变到 -UC0,uC5从 UC0变到零
? 这些电压恰好符合相隔 120?后从 VT3到 VT5换流时的要求
t
t
O
u
O
i
图5 - 1 7
U
CO
u
C 1 3
u
C5
u
C3
- U
COI
d i
U
i
V
t
1
t
2
t
3
图 5-17 串联二极管晶闸管
逆变电路换流过程波形
13.3.2 三相电流型逆变电路
? 无换向器电动机
? 电流型三相桥式逆变器驱动同步电动机, 负载换流
? 工作特性和调速方式和直流电动机相似, 但无换向器,
因此称为 无换向器电动机
MS
3
BQ
脉冲分配器
U
V
W
图5 - 1 8
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
U
d
U
dM
图 5-18 无换相器电动机的基本电路
13.3.2 三相电流型逆变电路
? BQ——转子位
置检测器，检
测磁极位置以
决定什么时候
给哪个晶闸管
发出触发脉冲
O
O
O
O
O
? t
? t
? t
? t
O
? t
? t
u
VT
4
导通
u
U
u
V
u
W
i
V
i
W
i
U
u
dM
VT
1
导通
VT
3
导通
VT
6
导通 VT
5
导通
VT
2
导通
u
VT
1
图5 - 1 9
图 5-19 无换相器电动
机电路工作波形
13.4 多重逆变电路
和多电平逆变电路
?电压型 ——输出电压是矩形波, 电流型 ——
输出电流是矩形波, 谐波多
?多重逆变电路 把几个矩形波组合起来, 接近
正弦
?多电平逆变电路 输出较多电平, 使输出接近
正弦
返回
13.4.1 多重逆变电路
? 3次谐波
? u1和 u2相位错开 ?? =60?，
其中 3 次谐波就错开了
3X60?=180?
? 变压器串联合成后, 3次
谐波互相抵消, 总输出电
压中不含 3次谐波
? uo波形是 120?矩形波,
含 6ka1次谐波, 3k次谐
波都被抵消
U
d
T
1
T
2
u
1
u
2
u
o
图5 - 2 0
?? = 6 0 °
图 5-20 二重单相逆变电路
电压型、电流型都可多重化，以电压型为例
?单相电压型二重逆变电路
两个单相全桥逆变电路组成，输出通过变压器 T1和 T2串联起来
输出波形：两个单相的输出 u1和 u2是 180?矩形波
返回
13.4.1 多重逆变电路
? 多重逆变电路有串联多
重和并联多重两种
? 串联多重 ——把几
个逆变电路的输出
串联起来, 多用于
电压型
? 并联多重 ——把几
个逆变电路的输出
并联起来, 多用于
电流型
1 2 0 °
6 0 °
1 8 0 °
t
O
t
O
t
O
三次谐波
三次谐波
u
1
u
2
u
o
图5 - 2 1
图 5-21 二重逆变电路的工作波形
13.4.1 多重逆变电路
? 三相电压型二重逆
变电路
? 由两个三相桥式逆
变电路构成, 输出
通过变压器串联合
成
? 两个逆变电路均为
180?导通方式
? 逆变桥 II的相位比
逆变桥 I滞后 30?
U V W
N
T
1
A
1
T
2
B
1
A
21
C
1
B
21
A
22
C
21
B
22
C
22
u
UN
u
U2
u
U1
U
d
图5 - 2 2
Ⅰ
Ⅱ
图 5-22 三相电压型二重逆变电路
图5 - 2 3
U A 2 1U UN
U U2
-U B 2 2
U U1 ( U A1 )
图 5-23 二次侧基波电压合成相量图
13.4.1 多重逆变电路
? T1为 Δ/ Y联结, 线电压
变比为 （ 一次
和二次绕组匝数相等 ）
? T2一次侧 Δ联结, 二次侧
两绕组曲折星形接法,
其二次电压相对于一次
电压而言, 比 T1的接法
超前 30?,以抵消逆变
桥 II 比逆变桥 I 滞 后的
30?。 这样, uU2和 uU1的
基波相位就相同
3:1
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
3
1
3
1
)
( 1 + )
图5 - 2 4
U
U1
U
A 2 1
-U
B 2 2
U
U2
U
UN
( U
A1
)
E
d
E
d
3
2
E
d
3
1
E
d
3
2
E
d
( 1 + E
d
3
1
E
d
图 5-24 三相电压型二重逆变电路波形图
13.4.1 多重逆变电路
? 输出谐波分析
?uU1展成傅里叶级数
?n=6ka1
(5-24)
?n次谐波有效值 (5-25)
??
?
??
? ??? ?
n
k tn
nt
Uu ??
? s i n)1(
1s i n32 d
U1
d
d
U 1 1 78.0
6 UUU ??
?
?n
UU d
U 1 n
6?
(5-23)
13.4.1 多重逆变电路
? 输出相电压 uUN展开成傅里叶级数, 可得其基波有效值
(5-26)
? n次谐波有效值 (5-27)
n=12ka1,uUN中已不含 5次, 7次等谐波
? 直流侧电流每周期脉动 12次, 称为 12脉波逆变电路
? 使 m个三相桥逆变电路的相位依次错开 ?/(3m),连同合
成输出电压并抵消上述相位差的变压器, 就可构成 6m
脉波逆变电路
d
d
U N 1 56.1
62 UUU ??
?
U N 1
d
U N n
162 U
nn
UU ??
?
13.4.2 多电平逆变电路
? 回顾 图 5-9三相电压型桥式逆变电路和 图 5-10的波形
? 以 N‘为参考点, 输出相电压有 Ud/2和 -Ud/2两种电平,
称为两电平逆变电路
+
-
图5 - 2 5
+
U
V
+
W
U
d
VD
1
V
11
O'
V
12
VD
11
VD
12
VD
4
V
41
V
42
VD
41
VD
42
i
U L
s
R
s
图 5-25 三电平逆变电路
? 三电平逆变电路
? 图 5-25，也称 中点钳位型
（ Neutral Point Clamped）逆变
电路
?每桥臂由两个全控器件串联构
成，两者中点通过钳位二极管
和直流侧中点相连
返回
13.4.2 多电平逆变电路
?U相工作情况与输出相电压的电平
?V11和 V12（ 或 VD11和 VD12） 通, V41和 V42断, UO'间
电位差为 Ud/2
?V41和 V42（ 或 VD41和 VD42） 通, V11和 V12断, UO’
间电位差为 -Ud/2
?V12和 V41导通, V11和 V42关断时, UO‘间电位差为 0
?V12和 V41不能同时导通
?iU>0时, V12和 VD1导通
?iU<0时, V41和 VD4导通
13.4.2 多电平逆变电路
?线电压的电平
?相电压相减得到线电压
?两电平逆变电路的输出线电压有 aUd和 0三种电平
?三电平逆变电路的输出线电压有 aUd,aUd/2和 0五
种电平
?三电平逆变电路输出电压谐波可大大少于两电平逆
变电路
?三电平逆变电路另一突出优点：每个主开关器件承
受电压为直流侧电压的一半
图 5-1 逆变电路及其波形举例
负载
a) b)
图5 - 1
t
S
1
S
2
S
3
S
4
i
o
u
o
U
d
u
o
i
o
t
1
t
2
返回
图 5-2 负载换流电路及其工作波形
? t
? t
? t
? t
R L
C
O
O
O
O
i
i
t
1
b)
a)
图5 - 2
E
d
L
d
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4u
o
i
o
i
d
u
o
u
o
i
o
i
o
u
VT
i
VT
1
i
VT
4
i
VT
2
i
VT
3
u
VT
1
u
VT
4
返回
图 5-3 直接耦合式强迫换流原理图
S
VT
负载
+
-
图5 - 3
返回
图 5-4 电感耦合式强迫换流原理图
C
L
+
VD
S
C
VT
负载
+
L
S
VT
负载
VD
b)a)
图5 - 4
返回
图 5-5 电压型逆变电路举例
（全桥逆变电路）
+
-
C
R L
图5 - 5
U
d
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
i
o
返回
图 5-6 单相半桥电压型逆变
电路及其工作波形
+
-
R L
a)
t
t
O
O
ON
b)
图5 - 6
U
d
i
o
u
o
V
1
V
2
VD
1
VD
2
u
o
U
m
- U
m
i
o
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
6
V
1
V
2
V
1
V
2
VD
1
VD
2
VD
1
VD
2
U
d
2
U
d
2
返回
图 5-7 单相全桥逆变电路
的移相调压方式
+
-
C
R L
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
?
a) b)
图5 - 7
U
d
V
1
V
2
u
o
i
o
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
G1
u
G2
u
G3
u
G4
u
o
i
o
t
1
t
2
t
3
i
o
u
o
返回
图 5-8 带中心抽头变压器的逆变电路
负载
+
-
图5 - 8
i
o
u
o
U
d
V
1
V
2
VD
1
VD
2
返回
图 5-9 三相电压型桥式逆变电路
N'
N
+
-
U
V
W
图5 - 9
V
1
V
2
V
3
V
4
V
5
V
6
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
U
d
2
U
d
2
返回
图 5-10 电
压型三相桥
式逆变电路
的工作波形
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
图5 - 1 0
a)
b)
c)
d)
e)
f)
g)
h)
u
UN'
u
UN
u
UV
i
U
i
d
u
VN'
u
W N '
u
NN'
U
d
U
d
2
U
d
3
U
d
6
2 U
d
3
返回
图 5-11 电流型三相桥式逆变电路 U
V
W
图5 - 1 1
i
d
U
d
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
返回
图 5-12 单相桥式电流型（并联
谐振式）逆变电路
A
B
C
R L
图5 - 1 2
L
d
I
d
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4
L
T 1
L
T 2
L
T3
L
T4
u
o
i
o
返回
图 5-13
并联谐
振式逆
变电路
工作波
形
t
O
t
O
图5 - 1 3
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
u
G 1,4
u
G 2,3
i
T
i
o
I
d
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
6
t
7
t
?
u
o
t
?
u
AB
t
?
t
?
I
d
i
VT
1,4
i
VT
2,3
u
VT
2,3
u
VT
1,4
返回
图 5-14 电流型三相桥式逆变电路
的输出波形
t
O
t
O
t
O
t
O
图5 - 1 4
I
d
i
V
i
W
u
UV
i
U
返回
图 5-15 串联二极管式晶闸管
逆变电路
M
3
U
V
W
+
-
图5 - 1 5
L
I
d
C
1
C
2
C
3
C
4
C
5
C
6
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
U
d
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
返回
图 5-16 换流过程各阶段的电流路径
- +
U V
W
+ -
U V
W
a)
+ -
U V
W
b)
- +
U V
W
c) d)
图5 - 1 6
VT
1
VT
2
VT
3
VD
1
VD
2
VD
3
C
13
I
d
VT
1
VT
2
VT
3
VD
1
VD
2
VD
3
C
13
I
d
VT
1
VT
2
VT
3
VD
1
VD
2
VD
3
C
13
I
d
VT
1
VT
2
VT
3
VD
1
VD
2
VD
3
C
13
I
d
i
V
i
V
i
U
= I
d
- i
V
返回
图 5-17 串联二极管晶闸管逆变电路
换流过程波形
t
t
O
u
O
i
图5 - 1 7
U
CO
u
C 1 3
u
C5
u
C3
- U
CO
I
d i
U
i
V
t
1
t
2
t
3
返回
图 5-18 无换相器电动机的基本电路
MS
3
BQ
脉冲分配器
U
V
W
图5 - 1 8
VT
1
VT
2
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
U
d
U
dM
返回
图 5-19 无换
相器电动机电
路工作波形
O
O
O
O
O
? t
? t
? t
? t
O
? t
? t
u
VT
4
导通
u
U
u
V
u
W
i
V
i
W
i
U
u
dM
VT
1
导通
VT
3
导通
VT
6
导通 VT
5
导通
VT
2
导通
u
VT
1
图5 - 1 9
返回
图 5-20 二重单相逆变电路
U
d
T
1
T
2
u
1
u
2
u
o
图5 - 2 0
?? = 6 0 °
返回
图 5-21 二重逆变电路的工作波形
1 2 0 °
6 0 °
1 8 0 °
t
O
t
O
t
O
三次谐波
三次谐波
u
1
u
2
u
o
图5 - 2 1
返回
图 5-22 三相电压型二重逆变电路
U V W
N
T
1
A
1
T
2
B
1
A
21
C
1
B
21
A
22
C
21
B
22
C
22
u
UN
u
U2
u
U1
U
d
图5 - 2 2
Ⅰ
Ⅱ
返回
图 5-23 二次侧基波电压合成相量图
图5 - 2 3
U
A 2 1
U
UN
U
U2
-U
B 2 2
U
U1
( U
A1
)
返回
图 5-24
三相电
压型二
重逆变
电路波
形图
t
O
t
O
t
O
t
O
t
O
3
1
3
1
)
( 1 + )
图5 - 2 4
U
U1
U
A 2 1
-U
B 2 2
U
U2
U
UN
( U
A1
)
E
d
E
d
3
2
E
d
3
1
E
d
3
2
E
d
( 1 +
E
d
3
1
E
d
返回
图 5-25 三电平逆变电路
+
-
图5 - 2 5
+
U
V
+
W
U
d
VD
1
V
11
O'
V
12
VD
11
VD
12
VD
4
V
41
V
42
VD
41
VD
42
i
U L
s
R
s
返回
第十四讲 PWM控制技术
14.0 引言
14.1 PWM控制的基本原理
14.2 PWM逆变电路及其控制方法
14.3 PWM跟踪控制技术
14.4 PWM整流电路及其控制方法
14.0 引 言
? PWM（ Pulse Width Modulation） 控制 ——脉冲宽
度调制技术, 通过对一系列脉冲的宽度进行调制,
来等效地获得所需要波形 （ 含形状和幅值 ）
? 直流斩波电路采用
? 斩控式交流调压电路, 矩阵式变频电路
? 本章内容
? PWM控制技术在逆变电路中应用最广, 应用的逆变电路绝
大部分是 PWM型, PWM控制技术正是有赖于在逆变电路
中的应用, 才确定了它在电力电子技术中的重要地位
? 本章主要以逆变电路为控制对象来介绍 PWM控制技术
? 也介绍 PWM整流电路
返回
14.1 PWM控制的基本原理
? 理论基础
?冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,
其效果基本相同
?冲量 指窄脉冲的面积
?效果基本相同, 是指环节的输出响应波形基本相同
?低频段非常接近, 仅在高频段略有差异
f ( t )
?? ( t )
tO
图6 - 1
a) b) c) d)
tOtOtO
f ( t )f ( t )f ( t )
图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
返回
14.1 PWM控制的基本原理
? 一个实例
图 6-2a的电路
?电路输入,u(t),窄脉冲, 如图 6-1a,b,c,d所示
?电路输出,i(t),图 6-2b
? 面积等效原理
a)
O
b)
图6 - 2
t
b
d
c
a
i ( t )
i ( t )
e ( t )
图 6-2 冲量相同的各种窄
脉冲的响应波形
14.1 PWM控制的基本原理
? 用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一
个正弦半波
?正弦半波 N等分, 可看成 N个彼此相连的脉
冲序列, 宽度相等, 但幅值不等
?用矩形脉冲代替, 等幅, 不等宽, 中点重
合, 面积 （ 冲量 ） 相等
?宽度按正弦规律变化
?SPWM波形 ——脉冲宽度按正弦规律变化
而和正弦波等效的 PWM波形
?要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例
改变各脉冲宽度即可
? tO
u
a)
b)
图6 - 3
O
u
? t
图 6-3 用 PWM波
代替正弦半波
14.1 PWM控制的基本原理
? 等幅 PWM波和不等幅 PWM波
?由直流电源产生的 PWM波通常是等幅 PWM波
?如直流斩波电路及本章主要介绍的 PWM逆变电路
和 PWM整流电路
?输入电源是交流, 得到不等幅 PWM波
?如斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路
?基于面积等效原理进行控制, 本质是相同的
14.1 PWM控制的基本原理
?PWM电流波
?电流型逆变电路进行 PWM控制, 得到的就是
PWM电流波
?PWM波形可等效的各种波形
?直流斩波电路：等效直流波形
?SPWM波：等效正弦波形
?还可以等效成其他所需波形, 如等效所需非正
弦交流波形等, 其基本原理和 SPWM控制相同,
也基于等效面积原理
14.2 PWM逆变电路及其控制方法
? 目前中小功率的逆变电路几乎都采用 PWM技术
? 逆变电路是 PWM控制技术最为重要的应用场合
? 本节内容构成了本章的主体
? PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,
目前实用的 PWM逆变电路几乎都是电压型电路
返回
14.2 PWM逆变电路及其控制方法
14.2.1 计算法和调制法
14.2.2 异步调制和同步调制
14.2.3 规则采样法
14.2.4 PWM逆变电路的多重化
14.2.1 计算法和调制法
? 计算法
?根据正弦波频率, 幅值和半周期脉冲数, 准确计算
PWM波各脉冲宽度和间隔, 据此控制逆变电路开关
器件的通断, 就可得到所需 PWM波形
?繁琐, 当输出正弦波的频率, 幅值或相位变化时, 结
果都要变化
? 调制法
?输出波形作调制信号, 进行调制得到期望的 PWM波
?通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波
?等腰三角波应用最多, 其任一点水平宽度和高度成线
性关系且左右对称
返回
14.2.1 计算法和调制法
? 与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控
制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉
冲，符合 PWM的要求
? 调制信号波为正弦波时，得到的就是 SPWM波
? 调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，
也能得到等效的 PWM波
14.2.1 计算法和调制法
? 结合 IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说
明, 工作时 V1和 V2通断互补, V3和 V4通断也互补
? 控制规律
?uo正半周, V1通, V2断, V3和 V4交替通断
?负载电流比电压滞后, 在电压正半周, 电流有一段区间为正,
一段区间为负
?负载电流为正的区间, V1和 V4导通时, uo等于 Ud
?V4关断时, 负载电流通过 V1和 VD3续流, uo=0
?负载电流为负的区间, V1和 V4仍导通, io为负, 实际上 io从
VD1和 VD4流过, 仍有 uo=Ud
14.2.1 计算法和调制法
? V4关 断 V3开通后, io从 V3和 VD1续流, uo=0
? uo总可得到 Ud和零两种电平
? uo负半周, 让 V2保持通, V1保持断, V3和 V4交替通断, uo可得 -
Ud和零两种电平
信号波
载波
图6 - 4
调制
电路
U
d
+
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
R L
u
r
u
c
图 6-4 单相桥式 PWM逆变电路
14.2.1 计算法和调制法
? 单极性 PWM控制方式 （ 单相桥逆
变 ） 在 ur和 uc的交点时刻控制
IGBT的通断
?ur正半周, V1保持通, V2保持断
? 当 ur>uc时使 V4通, V3断, uo=Ud
? 当 ur<uc时使 V4断, V3通, uo=0
?ur负半周, V1保持断, V2保持通
? 当 ur<uc时使 V3通, V4断, uo=-Ud
? 当 ur>uc时使 V3断, V4通, uo=0
? 虚线 uof表示 uo的基波分量
图6 - 5
u
r
u
cu
O
? t
O
? t
u
o
u
of
u
o
U
d
- U
d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
14.2.1 计算法和调制法
? 双极性 PWM控制方式 （ 单相桥逆变 ）
?在 ur的 半个周期内, 三角波载波有正有负, 所得 PWM波
也有正有负
?在 ur一周期内, 输出 PWM波只有 aUd两种电平
?仍在调制信号 ur和载波信号 uc的交点控制器件的通断
?ur正负半周, 对各开关器件的控制规律相同
?当 ur >uc时, 给 V1和 V4导通信号, 给 V2和 V3关断信号
?如 io>0,V1和 V4通, 如 io<0,VD1和 VD4通, uo=Ud
14.2.1 计算法和调制法
? 当 ur<uc时, 给 V2和 V3导通信号, 给 V1和 V4关断信号
? 如 io<0,V2和 V3通, 如 io>0,VD2和 VD3通, uo=-Ud
? 单相桥式电路既可采取单极性调制, 也可采用双极性调制
图6 - 6
u
r
u
cu
O
? t
O
? t
u
o
u
ofu
o
U
d
- U
d
图 6-6 双极性 PWM控制方式波形
14.2.1 计算法和调制法
? 双极性 PWM控制方式 （ 三相桥逆变 ）
?三相的 PWM控制公用三角波载波 uc
?三相的调制信号 urU,urV和 urW依次相差 120?
图6 - 7
调制
电路
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
c
V
6
VD
6
V
5
VD
5
V
U
W
NN'
C
+
C
+
u
rU
u
rV
u
rW
2
U
d
2
U
d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
14.2.1 计算法和调制法
? U相的控制规律
?当 urU>uc时, 给 V1导通信号, 给 V4关断信号, uUN’=Ud/2
?当 urU<uc时, 给 V4导通信号, 给 V1关断信号, uUN’=-Ud/2
?当给 V1(V4)加导通信号时, 可能是 V1(V4)导通, 也可能是
VD1(VD4)导通
?uUN’,uVN’和 uWN’ 的 PWM波形只有 aUd/2两种电平
?uUV波形可由 uUN’-uVN’得出, 当 1和 6通时, uUV=Ud,当 3和
4通时, uUV=－ Ud,当 1和 3或 4和 6通时, uUV=0
?输出线电压 PWM波由 aUd和 0三种电平构成
?负载相电压 PWM波由 (a2/3)Ud,(a1/3)Ud和 0共 5种电平
组成
14.2.1 计算法和调制法
? 防直通死区时间
?同一相上下两臂的驱动
信号互补, 为防止上下
臂直通而造成短路, 留
一小段上下臂都施加关
断信号的死区时间
?死区时间的长短主要由
开关器件的关断时间决
定
?死 区时 间会 给输 出 的
PWM波带来影响, 使其
稍稍偏离正弦波
图6 - 8
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
u
W N '
u
UN
u
UV
U
d
- U
d
O
? t
O
O
O
O
O
? t
? t
? t
? t
? t
2
U
d
?
2
U
d
2
U
d
?
2
U
d
2
U
d
3
U
d
2
2 U
d
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
14.2.2 异步调制和同步调制
?载波比 ——载波频率 fc与调制信号频率 fr之比, N= fc / fr
?根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,
PWM调制方式分为 异步调制 和 同步调制
1,异步调制
? 异步调制 ——载波信号和调制信号不同步的调制方式
? 通常保持 fc固定不变, 当 fr变化时, 载波比 N是变化的
? 在信号波的半周期内, PWM波的脉冲个数不固定, 相位也不
固定, 正负半周期的脉冲不对称, 半周期内前后 1/4周期的脉
冲也不对称
? 当 fr较低时, N较大, 一周期内脉冲数较多, 脉冲不对称产生
的不利影响都较小
? 当 fr增高时, N减小, 一周期内的脉冲数减少, PWM脉冲不对
称的影响就变大
返回
14.2.2 异步调制和同步调制
2,同步调制
? 同步调制 ——N等于常数, 并在变频时使
载波和信号波保持同步
? 基本同步调制方式, fr变化时 N不变,
信号波一周期内输出脉冲数固定
? 三相电路中公用一个三角波载波, 且
取 N为 3的整数倍, 使三相输出对称
? 为使一相的 PWM波正负半周镜对称,
N应取奇数
? fr很低时, fc也很低, 由调制带来的
谐波不易滤除
? fr很高时, fc会过高, 使开关器件难
以承受
图6 - 1 0
u
c
u
rU
u
rV
u
rWu
u
UN'
u
VN'
O
t
t
t
t
O
O
O
u
W N '
2
U
d
?
2
U
d
图 6-10 同步调
制三相 PWM波形
14.2.2 异步调制和同步调制
? 分段同步调制 (图 6-11）
? 把 fr范围划分成若干个频段, 每个频段内保持 N恒定, 不同频段 N
不同
? 在 fr高的频段采用较低的 N,使载波频率不致过高
? 在 fr低的频段采用较高的 N,使载波频率不致过低
? 为防止 fc在切换点附近来回跳动, 采用滞后切换的方法
? 同步调制比异步调制复杂, 但用微机控制时容易实现
? 可在低频输出时采用异步调制方式, 高频输出时切换到同步调制
方式, 这样把两者的优点结合起来, 和分段同步方式效果接近
14.2.3 规则采样法
? 按 SPWM基本原理, 自然采样法
? 要求解复杂的超越方程, 难以在实时控制中在线计算, 工程
应用不多
? 规则采样法特点
? 工程实用方法, 效果接近自然采样法, 计算量小得多
图6 - 1 2
u
c
u
O t
u
r
T
c
A D
B
O t
u
o
t
A
t
D
t
B
? ?? '?? '
2
?
2
?
图 6-12 规则采样法
返回
14.2.3 规则采样法
? 规则采样法原理
? 图 6-12,三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc
? 自然采样法中, 脉冲中点不和三角波一周期的中点 （ 即负
峰点 ） 重合
? 规则采样法使两者重合, 每个脉冲的中点都以相应的三角
波中点为对称, 使计算大为简化
? 在三角波的负峰时刻 tD对正弦信号波采样得 D点, 过 D作
水平直线和三角波分别交于 A,B点, 在 A点时刻 tA和 B点
时刻 tB控制开关器件的通断
? 脉冲宽度 ? 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近
14.2.3 规则采样法
? 规则采样法计算公式推导
正弦调制信号波
式中, a称为 调制度, 0≤a<1； ?r为信号波角频率 。 从图 6-12得
因此可得
三角波一周期内, 脉冲两边间隙宽度
tau rs i nr ??
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta ??
?
?
)s i n1(2 Drc taT ?? ??
( ? )s i n1(421' Drcc taTT ??? ????
(6-6)
(6-7)
14.2.3 规则采样法
? 三相桥逆变电路的情况
? 三角波载波公用, 三相正弦调制波相位依次差 120?
? 同一三角波周期内三相的脉宽分别为 ?U,?V和 ?W,脉冲两边
的间隙宽度分别为 ?’U,?’V和 ?’W,同一时刻三相调制波电压
之和为零, 由式 (6-6)得
(6-8)
由式 (6-7)得 (6-9)
利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
2
3 c
WVU
T??? ???
4
3''' c
W V U
T??? ???
14.2.4 PWM逆变电路的多重化
? PWM多重化逆变电路, 一般目的：提高等效开关频率, 减
少开关损耗, 减少和载波有关的谐波分量
? PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式
? 利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路 （ 图 6-28,图 6-29)
? 两个单元的载波信号错开 180?
? 输出端相对于直流电源中点 N’的电压 uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2，
已变为单极性 PWM波
图6 - 2 0
N'
U
1
V
1 W
1
U
2
V
2 W
2
u
U
u
V
u
W
U
V
W
2
U
d
2
U
d
图 6-20 二重 PWM型逆变电路
返回
14.2.4 PWM逆变电路的多重化
? 输出线电压共有 0,(a1/2)Ud、
aUd五个电平，比非多重化
时谐波有所减少
? 电抗器上所加电压频率为载
波频率，比输出频率高得多，
只要很小的电抗器就可以了
? 输出电压所含谐波角频率仍
可表示为 n?c+k?r，但其中 n
为奇数时的谐波已全被除去，
谐波最低频率在 2?c附近，相
当于电路的等效载波频率提
高一倍
图6 - 2 1
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
? t
u
UV
u
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
u
U 1 N '
u
U 2 N '
u
U N '
u
V N '
2
U
d
?
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
图 6-1 形状不同而冲量相同的
各种窄脉冲
f ( t )
?? ( t )
tO
图6 - 1
a) b) c) d)
tOtOtO
f ( t )f ( t )f ( t )
返回
图 6-2 冲量相同的各种窄脉冲
的响应波形
a)
O
b)
图 6 - 2
t
b
d
c
a
i ( t )
i ( t )
e ( t )
返回
图 6-3 用 PWM波代替正弦半波
? tO
u
a)
b)
图6 - 3
O
u
? t
返回
图 6-4 单相桥式 PWM逆变电路
信号波
载波
图6 - 4
调制
电路
U
d
+
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
R L
u
r
u
c
返回
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
图6 - 5
u
r
u
c
u
O
? t
O
? t
u
o
u
of
u
o
U
d
- U
d
返回
图 6-6 双极性 PWM控制方式波形
图6 - 6
u
r
u
cu
O
? t
O
? t
u
o
u
ofu
o
U
d
- U
d
返回
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
图6 - 7
调制
电路
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
c
V
6
VD
6
V
5
VD
5
V
U
W
NN'
C
+
C
+
u
rU
u
rV
u
rW
2
U
d
2
U
d
返回
图 6-8
三相桥式
PWM逆变
电路波形
图6 - 8
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
u
W N '
u
UN
u
UV
U
d
- U
d
O
? t
O
O
O
O
O
? t
? t
? t
? t
? t
2
U
d
?
2
U
d
2
U
d
?
2
U
d
2
U
d
3
U
d
3
2 U
d
返回
图 6-10
同步调制
三相 PWM
波形
图6 - 1 0
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
O
t
t
t
t
O
O
O
u
W N '
2
U
d
?
2
U
d
返回
图 6-11 分段同步调制方式举例
0
0, 4
0, 8
1, 2
1, 6
2, 0
2, 4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
99
69 45 33
21
图6 - 1 1
f
r
/ H z
f
c
/
k
H
z
返回
图 6-12 规则采样法
图6 - 1 2
u
c
u
O t
u
r
T
c
A D
B
O t
u
o
t
A
t
D
t
B
? ?? '?? '
2
?
2
?
返回
图 6-20 二重 PWM型逆变电路
图6 - 2 0
N'
U
1
V
1 W
1
U
2
V
2 W
2
u
U
u
V
u
W
U
V
W
2
U
d
2
U
d
返回
图 6-21
二重 PWM
型逆变
电路输
出波形
图6 - 2 1
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
? t
u
UV
u
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
O
? t
u
U 1 N '
u
U 2 N '
u
U N '
u
V N '
2
U
d
?
2
U
d
返回
图 6-28 单相 PWM整流电路
a)
负
载
b)
图6 - 2 8
u
s
L
s
i
s
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3
A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
+
+
u
d
u
s
L
s
R
s
V
1
V
2
VD
1
VD
2
u
d
负
载
C
1
C
2
单相半桥电路
单相全桥电路
返回
图 6-29 PWM整流电路的运行
方式相量图 a) b)
c) d)
?
?
图6 - 2 9
?
U
s
?
U
L
?
U
R
?
U
AB
?
I
s
?
?
U
s
?
U
R
?
U
AB
?
I
s
?
U
L
?
?
U
s
?
U
R
?
U
AB
?
I
s
?
U
L
?
?
U
s
?
U
R?
U
AB
?
I
s
?
U
L整流运行 逆变运行
无功补偿运行 Is超前角为 j
返回
图 6-32 直接电流控制系统结构图
图6 - 3 2
PI
负载
s i n ( ? t + 2 k ? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
i
d
i
a,b,c
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
i
*
a,b,c
返回
第十七讲 软开关技术
17.0 概述
17.1 软开关的基本概念
17.2 软开关电路的分类
17.3 典型的软开关电路
17.0 概 述
?电力电子装置高频化
– 滤波器, 变压器体积和重量减小, 电力电子
装置小型化, 轻量化 。
– 开关损耗增加, 电磁干扰增大 。
?软开关技术
– 降低开关损耗和开关噪声 。
– 进一步提高开关频率。
17.1 软开关的基本概念
17.1.1 硬开关与软开关
17.1.2 零电压开关与零电流开关
返回
17.1.1 硬开关与软开关
?硬开关,
– 开关的开通和关断过程伴随着电压和电流的剧烈变化 。
– 产生较大的开关损耗和开关噪声 。
?软开关,
– 在电路中增加了小电感, 电容等谐振元件, 在开关过
程前后引入谐振, 使开关条件得以改善 。
– 降低开关损耗和开关噪声 。
– 软开关有时也被成为谐振开关 。
?工作原理,
– 软开关电路中 S关断后 Lr与 Cr间发生谐振, 电路中电压
和电流的波形类似于正弦半波 。 谐振减缓了开关过程
中电压, 电流的变化, 而且使 S两端的电压在其开通前
就降为零 。
返回
17.1.2 零电压开关与零电流开关
? 软开关分类
– 零电压开关,使开关开通前其两端电压为零, 则开关开
通时就不会产生损耗和噪声, 这种开通方式称为零电压
开通, 简称零电压开关 。
U
i
C
r
S
VD
S
L
r
VD
L
C
A
R
S
u
S
( u
C r
)
i
L r
u
VD
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
6
t
0
t
t
t
t
t
t
5
i
S
O
O
O
O
O
a) b)
图 7-1 零电压开关准谐振电路及波形
a）电路图 b）理想化波形
返回
17.1.2 零电压开关与零电流开关
– 零电流开关, 使开关关断前其电流为零, 则开关关
断时也不会产生损耗和噪声, 这种关断方式称为零
电流关断, 简称零电流开关 。
U
i
S
VD
L
C
R
S
u
S
i
S
u
VD
t
0
t
1
t
t
t
t
O
O
O
O
a) b)
图 7-2 硬开关电路及波形
a）电路图 b）理想化波形
17.1.2 零电压开关与零电流开关
? 零电压开通和零电流关断要靠电路中的谐振来实现 。
? 零电压关断, 与开关并联的电容能使开关关断后电压上
升延缓, 从而降低关断损耗, 有时称这种关断过程为零
电压关断 。
? 零电流开通, 与开关相串联的电感能使开关开通后电流
上升延缓, 降低了开通损耗, 有时称之为零电流开通 。
? 简单的利用并联电容实现零电压关断和利用串联电感实
现零电流开通一般会给电路造成总损耗增加, 关断过电
压增大等负面影响, 因此是得不偿失的 。
17.2 软开关电路的分类
?根据开关元件开通和关断时电压电流状态，
分为 零电压电路 和 零电流电路 两大类。
?根据软开关技术发展的历程可以将软开关
电路分成 准谐振电路, 零开关 PWM电路
和 零转换 PWM电路 。
?每一种软开关电路都可以用于降压型、升
压型等不同电路，可以从基本开关单元导
出具体电路
返回
17.2 软开关电路的分类
图 7-3 基本开关单元的概念
a）基本开关单元 b）降压斩波器中的基本开关单元
c）升压斩波器中的基本开关单元 d）升降压斩波器中的基本开关单元
VD
S L L
S
VD
L
S VD
VD
S L
a) b) c) d)
17.2 软开关电路的分类
1,准谐振电路
?准谐振电路中电压或电流的波形为正弦半波, 因此称之为准谐振 。
?为最早出现的软开关电路, 可以分为,
? 零电压开关准谐振电路 (Zero-Voltage-Switching Quasi-
Resonant Converter—ZVS QRC）；
S
VD
L
r L
C
r
S
VD
L r L
C
r1
C
r2
S
L
r
C
r
VD
L
a) b) c)
图 7-4 准谐振电路的基本开关单元
a）零电压开关准谐振电路的基本开关单元
b）零电流开关准谐振电路的基本开关单元
c）零电压开关多谐振电路的基本开关单元
17.2 软开关电路的分类
? 零电流开关准谐振电路 (Zero-Current-Switching Quasi-
Resonant Converter—ZCS QRC）；
? 零电压开关多谐振电路 (Zero-Voltage-Switching Multi-
Resonant Converter—ZVS MRC）；
? 用于逆变器的谐振直流环节 (Resonant DC Link）。
? 特点,
– 谐振电压峰值很高, 要求器件耐压必须提高；
– 谐振电流有效值很大, 电路中存在大量无功功率的交换, 电路
导通损耗加大；
– 谐振周期随输入电压, 负载变化而改变, 因此电路只能采用脉
冲频率调制 （ Pulse Frequency Modulation—PFM） 方式来控制 。
17.2 软开关电路的分类
2,零开关 PWM电路
? 引入了辅助开关来控制谐振的开始时刻, 使谐振仅发生于开关
过程前后 。
?零开关 PWM电路可以分为,
? 零电压开关 PWM电路 （ Zero-Voltage-Switching PWM Converter—
ZVS PWM） ；
? 零电流开关 PWM电路（ Zero-Current-Switching PWM Converter—
ZCS PWM）。
? 特点,
? 电压和电流基本上是方波, 只是上升沿和下降沿较缓, 开关承受
的电压明显降低；
? 电路可以采用开关频率固定的 PWM控制方式。
S L r
C r
VD
L
S 1
S
VD
L r L
C r
S 1
a) b)
图 7-5 零开关 PWM电路的基本开关单元
a）零电压开关 PWM电路的基本开关单元
b）零电流开关 PWM电路的基本开关单元
17.2 软开关电路的分类
3,零转换 PWM电路
?采用辅助开关控制谐振的开始时刻, 但谐振电路是与主开关并联的 。
?零转换 PWM电路可以分为,
? 零电压转换 PWM电路 （ Zero-Voltage-Transition PWM Converter—ZVT
PWM） ；
? 零电流转换 PWM电路 （ Zero-Current Transition PWM Converter—ZVT
PWM） 。
? 特点,
? 电路在很宽的输入电压范围内和从零负载到满载都能工作在软开关状态 。
? 电路中无功功率的交换被削减到最小, 这使得电路效率有了进一步提高 。
S
L r
VD
L
S 1C r
VD 1
L r C r S 1
S
VDVD
1
L
a) b)
图 7-6 零转换 PWM电路的基本开关单元
a）零电压转换 PWM电路的基本开关单元
b）零电流转换 PWM电路的基本开关单元
17.3 典型的软开关电路
17.3.1 零电压开关准谐振电路
17.3.2 谐振直流环
17.3.3 移相全桥型零电压开关 PWM电路
17.3.4 零电压转换 PWM电路
返回
17.3.1 零电压开关准谐振电路
U
i
C
r
S
VD
S
L
r
VD
L
C
A
R
图 7-7 零电压开关准谐振电路原理图
S
u
S
( u
C r
)
i
S
i
L r
u
VD
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
6
t
0
t
t
t
t
t
t
5
O
O
O
O
O
图 7-8 零电压开关准谐振电路的理想化波形
返回
17.3.1 零电压开关准谐振电路
?工作原理
– t0~t1时段,t0时刻之前, 开关 S为通态, 二极管 VD为断态, uCr=0，
iLr=IL
– t0时刻 S关断, 与其并联的电容 Cr使 S关断后电压上升减缓, 因此 S的
关断损耗减小 。 S关断后, VD尚未导通 。 电感 Lr+L向 Cr充电, uCr线
性上升, 同时 VD两端电压 uVD逐渐下降, 直到 t1时刻, uVD=0,VD导
通 。 这一时段 uCr的上升率,
C r
U i
+
u Cr I
L
A 图 7-9 零电压开关准谐振电路
在 t0～ t1时段等效电路
r
r
d
d
C
I
t
u LC ? （ 7-1）
17.3.1 零电压开关准谐振电路
?工作原理
– t1~t2时段,t1时刻二极管 VD导通, 电感 L通过 VD续流, Cr,Lr、
Ui形成谐振回路 。 t2时刻, iLr下降到零, uCr达到谐振峰值 。
– t2~t3时段,t2时刻后, Cr向 Lr放电, 直到 t3时刻, uCr=Ui,iLr达到
反向谐振峰值 。
– t3~t4时段,t3时刻以后,Lr向 Cr反向充电,uCr继续下降，直到 t4
时刻 uCr=0。
C
r
U
i
+
u
Cr
i
L r
图 7-10 零电压开关准谐振电路
在 t1～ t2时段等效电路
17.3.1 零电压开关准谐振电路
– t1到 t4时段电路谐振过程的方程为,
（ 7-2）
– t4~t5时段,VDS导通, uCr被箝位于零, iLr线性衰减, 直到 t5时刻,
iLr=0。 由于这一时段 S两端电压为零, 所以必须在这一时段使开
关 S开通, 才不会产生开通损耗 。
– t5~t6时段,S为通态, iLr线性上升, 直到 t6时刻, iLr=IL,VD关断 。
– t4到 t6时段电流 iLr的变化率为,
（ 7-3）
– t6~t0时段,S为通态,VD为断态。
],[,,
d
d
d
d
41rir
r
r
r
ir
r
r
11
tttIiUu
i
t
u
C
Uu
t
i
L
LttLttC
L
C
C
L
???
?
??
??
r
irdd LUti L ?
17.3.1 零电压开关准谐振电路
? 谐振过程定量分析
– 求解式 （ 7-2） 可得 uCr（ 即开关 S的电压 uS） 的表达式,
（ 7-4）
– uCr的谐振峰值表达式 （ 即开关 S承受的峰值电压 ）,
（ 7-5）
– 零电压开关准谐振电路实现软开关的条件,
（ 7-6）
?缺点,谐振电压峰值将高于输入电压 Ui的 2倍, 增加了对开关器
件耐压的要求 。
],[,1,)(s i n)( 41
rr
ri1r
r
r
r tttCLUttIC
Ltu
LC ????? ??
i
r
rp UICLU L ??
i
r
r UI
C
L
L ?
17.3.2 谐振直流环
?谐振直流环电路应用于交流 -直流 -交流变换电路的中间
直流环节（ DC-Link）。通过在直流环节中引入谐振，
使电路中的整流或逆变环节工作在软开关的条件下。
L
r
U
i
S
C
r
VD
S
图 7－ 11 谐振直流环电路原理图
返回
17.3.2 谐振直流环
? 电路的工作过程,将电
路等效为图 7-12。
– t0~t1时段,t0时刻之前, 开
关 S处于通态, iLr>IL,。
t0时刻 S关断, 电路中
发生谐振 。 iLr对 Cr充电, t1
时刻, uCr=Ui。
– t1~t2时段,t1时刻, 谐振电
流 iLr 达到峰值 。
t1时刻以后, iLr继续向 Cr
充电, 直到 t2时刻 iLr=IL，
uCr达到谐振峰值 。
L r
U i S
C r
VD S
L
i L r
+
u C r
I L
R
图 7－ 12 谐振直流环电路的等效电路
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
0
i
L r
u
Cr
U
i
I
L
t
t
O
O
图 7－ 13 谐振直流环电路的理想化波形
17.3.2 谐振直流环
– t2~t3时段,uCr向 Lr和 L放电,
iLr降低, 到零后反向, 直到 t3
时刻 uCr=Ui。
– t3~t4时段,t3时刻, iLr达到反
向谐振峰值, 开始衰减, uCr
继续下降, t4时刻, uCr=0，
S的反并联二极管 VDS导通,
uCr被箝位于零 。
– t4~t0时段,S导通, 电流 iLr线
性上升, 直到 t0时刻, S再次
关断 。
?缺点,电压谐振峰值很高，增
加了对开关器件耐压的要求。
L r
U i S
C r
VD S
L
i L r
+
u C r
I L
R
图 7－ 12 谐振直流环电路的等效电路
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
0
i
L r
u
Cr
U
in
I
L
t
t
O
O
图 7－ 13 谐振直流环电路的理想化波形
17.3.3 移相全桥型零电压开关 PWM电路
?同硬开关全桥电路相比, 仅增加了一个谐振电感,
就使四个开关均为零电压开通；
?移相全桥电路控制方式的特点,
– 在开关周期 TS内, 每个开关导通时间都略小于 TS/2,而
关断时间都略大于 TS/2；
– 同一半桥中两个开关不同时处于通态, 每个开关关断
到另一个开关开通都要经过一定的死区时间 。
– 互为对角的两对开关 S1-S4和 S2-S3,S1的波形比 S4超前
0~TS/2时间, 而 S2的波形比 S3超前 0~TS/2时间, 因此称
S1和 S2为超前的桥臂, 而称 S3和 S4为滞后的桥臂 。
返回
17.3.3 移相全桥型零电压开关 PWM电路
S
1
S
2
S 3
S
4
C
S1
C
S4
C
S2
C
S3
VD 2
VD
1
L
r
L
A
B
U
i
u
R
C
R
+
-
图 7－ 14 移相全桥零电压开关 PWM电路
S
1
S
3
S
4
S
2
u
AB
u
Lr
i
Lr
u
T1
u
R
i
V D 1
i
V D 2
i
L
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
6
t
7
t
8
t
9
t
0
t
9
t
8
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
图 7－ 15 移相全桥电路的理想化波形
17.3.3 移相全桥型零电压开关 PWM电路
?工作过程
– t0~t1时段,S1与 S4导通，直
到 t1时刻 S1关断。
– t1~t2时段,t1时刻开关 S1关断
后，电容 Cs1,Cs2与电感 Lr、
L构成谐振回路,uA不断下
降，直到 uA=0,VDS2导通，
电流 iLr通过 VDS2续流。
– t2~t3时段,t2时刻开关 S2开通,
由于此时其反并联二极管
VDS2正处于导通状态, 因此
S2为零电压开通 。
i L r
i L
k T, 1C
S1
S 4
L r
L
VD 1
U i
U o
+
C S2 VD S2
A
R
图 7－ 16 移相全桥电路
在 t1～ t2阶段的等效电路图
17.3.3 移相全桥型零电压开关 PWM电路
– t3~t4时段,t4时刻开关 S4关断后，
变压器二次侧 VD1和 VD2同时导
通，变压器一次侧和二次侧电压
均为零，相当于短路，因此 Cs3、
Cs4与 Lr构成谐振回路。 Lr的电流
不断减小,B点电压不断上升，
直到 S3的反并联二极管 VDS3导通。
这种状态维持到 t4时刻 S3开通。
因此 S3为零电压开通。
– t4~t5时段,S3开通后,Lr的电流
继续减小。 iLr下降到零后反向增
大,t5时刻 iLr=IL/kT，变压器二次
侧 VD1的电流下降到零而关断，
电流 IL全部转移到 VD2中。
i
L r
i
L
C S3
S
2
L
r
L
VD
1
U
i
U
o
+
C S4
VD
S3
VD 2
B R
图 7－ 17 移相全桥电路
在 t3~t4阶段的等效电路
17.3.4 零电压转换 PWM电路
?零电压转换 PWM电路具有电路简单, 效率
高等优点 。
L
S
C
r
S
1
L
r
VD
1
VD
C
U
i
+
U
o
I
L
i
L r
i
VD
VD
S
R
图 7－ 18 升压型零电压转换 PWM电路的原理图
返回
17.3.4 零电压转换 PWM电路
?工作过程, 辅助开关 S1超前于主开
关 S开通, S开通后 S1关断 。
– t0~t1时段：, S1导通, VD尚处于
通态, 电感 Lr两端电压为 Uo,电流
iLr线性增长, VD中的电流以同样
的速率下降 。 t1时刻, iLr=IL,VD
中电流下降到零, 关断 。
– t1~t2时段,Lr与 Cr构成谐振回路，
Lr的电流增加而 Cr的电压下降,t2
时刻 uCr=0,VDS导通,uCr被箝位
于零，而电流 iLr保持不变。
L
S 1
L
r
i
L r
U
i
I L
C
rVD S
图 7－ 20 升压型零电压
转换 PWM电路在 t1～ t2时段
的等效电路
17.3.4 零电压转换 PWM电路
? t2~t3时段,uCr被箝位于零, 而电
流 iLr保持不变, 这种状态一直保
持到 t3时刻 S开通, S1关断 。
? t3~t4时段,t3时刻 S开通时, 为零
电压开通 。 S开通的同时 S1关断,
Lr中的能量通过 VD1向负载侧输
送, 其电流线性下降, 主开关 S
中的电流线性上升 。 t4时刻 iLr=0，
VD1关断, 主开关 S中的电流 iS=IL，
电路进入正常导通状态 。
? t4~t5时段,t5时刻 S关断 。 Cr限制
了 S电压的上升率, 降低了 S的关
断损耗 。
S
S
1
u
S
i
Lr
i
S1
u
S1
i
D
i
S
I
L
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
t
t
t
t
t
t
t
O
O
O
O
O
O
O
O
图 7－ 19 升压型零电压转
换 PWM电路的理想化波形
本章小结
本章的重点为,
1） 软开关技术通过在电路中引入谐振改善了开关的开
关条件, 大大降低了硬开关电路存在的开关损耗和开
关噪声问题 。
2） 软开关技术总的来说可以分为零电压和零电流两类 。
按照其出现的先后, 可以将其分为准谐振, 零开关
PWM和零转换 PWM三大类 。 每一类都包含基本拓扑
和众多的派生拓扑 。
3） 零电压开关准谐振电路, 零电压开关 PWM电路和零
电压转换 PWM电路分别是三类软开关电路的代表；
谐振直流环电路是软开关技术在逆变电路中的典型应
用 。
图 7-1 零电压开关准谐振电路及波形
U
i
C
r
S
VD
S
L
r
VD
L
C
A
R
S
u
S
( u
C r
)
i
L r
u
VD
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
6
t
0
t
t
t
t
t
t
5
i
S
O
O
O
O
O
a) b)
a）电路图 b）理想化波形
返回
图 7-2 硬开关电路及波形
U
i
S
VD
L
C
R
S
u
S
i
S
u
VD
t
0
t
1
t
t
t
t
O
O
O
O
a) b)
a）电路图 b）理想化波形
返回
图 7-3 基本开关单元的概念
a）基本开关单元 b）降压斩波器中的基本开关单元
c）升压斩波器中的基本开关单元 d）升降压斩波器中的基本开关单元
VD
S L L
S
VD
L
S VD
VD
S L
a) b) c) d)
返回
图 7-4 准谐振电路的基本开关单元
S
VD
L
r L
C
r
S
VD
L
r L
C
r1
C
r2
S
L
r
C
r
VD
L
a) b) c)
a）零电压开关准谐振电路的基本开关单元
b）零电流开关准谐振电路的基本开关单元
c）零电压开关多谐振电路的基本开关单元
返回
图 7-5 零开关 PWM电路的基本开关单元
S
L
r
C
r
VD
L
S
1
S
VD
L
r L
C
r
S
1
a) b)
a）零电压开关 PWM电路的基本开关单元
b）零电流开关 PWM电路的基本开关单元
返回
图 7-6 零转换 PWM电路的基本开关单元
S
L
r
VD
L
S
1
C
r
VD
1
L
r
C
r
S
1
S
VDVD
1
L
a) b)
a）零电压转换 PWM电路的基本开关单元
b）零电流转换 PWM电路的基本开关单元
返回
图 7-7 零电压开关准谐振电路原理图
U
i
C
r
S
VD
S
L
r
VD
L
C
A
R
返回
图 7-8 零电压开关准谐振电路的理想化波形
S
u
S
( u
C r
)
i
S
i
L r
u
VD
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
6
t
0
t
t
t
t
t
t
5
O
O
O
O
O
返回
图 7-9 零电压开关准谐振电路在 t0~t1时段等效电路
C
r
U
i
+
u
Cr
I
L
A
返回
图 7-10 零电压开关准谐振电路在 t1~t2时段等效电路
C
r
U
i
+
u
Cr
i
L r
返回
图 7-11 谐振直流环电路原理图
L
r
U
i
S
C
r
VD
S
返回
图 7-12 谐振直流环电路的等效电路
L
r
U
i
S
C
r
VD
S
L
i
L r
+
u
C r
I
L
R
返回
图 7-13 谐振直流环电路的理想化波形
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
0
i
L r
u
Cr
U
i
I
L
t
t
O
O
返回
图 7-14 移相全桥零电压开关 PWM电路
S
1
S
2
S
3
S
4
C
S1
C
S4
C
S2
C
S3
VD
2
VD
1
L
r
L
A
B
U
i
u
R
C
R
+
-
返回
图 7-15 移相全桥电路的理想化波形
S
1
S
3
S
4
S
2
u
AB
u
Lr
i
Lr
u
T1
u
R
i
V D 1
i
V D 2
i
L
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
6
t
7
t
8
t
9
t
0
t
9
t
8
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
t
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
O
返回
图 7-16 移相全桥电路在 t1~t2阶段的等效电路图
i
L r
i
L
k
T
,1C
S1
S
4
L
r
L
VD
1
U
i
U
o
+
C
S2
VD
S2
A
R
返回
图 7-17 移相全桥电路在 t3~t4阶段的等效电路
i
L r
i
L
C
S3
S
2
L
r
L
VD
1
U
i
U
o
+
C
S4
VD
S3
VD
2
B
R
返回
图 7-18 升压型零电压转换 PWM电路的原理
L
S
C
r
S
1
L
r
VD
1
VD
C
U
i
+
U
o
I
L
i
L r
i
VD
VD
S
R
返回
图 7-19 升压型零电压转换 PWM电路的理想化波形
S
S
1
u
S
i
Lr
i
S1
u
S1
i
D
i
S
I
L
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
t
t
t
t
t
t
t
t
O
O
O
O
O
O
O
O
返回
图 7-20 升压型零电压转换 PWM电路在 t1~t2时段的等效电路
L
S
1
L
r
i
L r
U
i
I
L
C
rVD
S
返回