6-1
第六章 PWM控制技术
引言
第一节 PWM控制的基本原理
第二节 PWM逆变电路及其控制方法
第三节 PWM跟踪控制技术
第四节 PWM整流电路及其控制方法
本章小结
6-2
第六章 PWM控制技术 ? 引言
PWM (Pulse Width Modulation)控制就是
脉宽调制技术,即通过对一系列脉冲的宽度进行调
制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值 )。
第三、四章已涉及到 PWM控制，第三章 直流斩波电
路 采用的就 PWM技术；第四章的第一节 斩控式调压
电路 和第四节 矩阵式变频电路 都涉及到了。
6-3
第六章 PWM控制技术 ? 引言
PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使得实
现 PWM控制变得十分容易。
PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装臵的性能大大
提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的
地位。
PWM控制技术正是有赖于在 逆变电路 中的成功应用，才确
定了它在电力电子技术中的重要地位。现在使用的各种逆
变电路都采用了 PWM技术，因此，本章和第 5章（逆变电
路）相结合，才能使我们对逆变电路有完整地认识。
6-4
第一节 PWM控制的基本思想
1.重要理论基础 —— 面积等效原理
冲量 相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的
环节上时，其 效果基本相同 。
冲量 窄脉冲的面积
效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同
图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
d)单位脉冲函数
f (t)
d (t)
tO
a)矩形脉冲 b)三角形脉冲 c)正弦半波脉冲
tOtOtO
f (t)f (t)f (t)
6-5
第一节 PWM控制的基本思想
b)
图 6-2 冲量相等的各
种窄脉冲的响应波形
具体的实例说明
,面积等效原理,
a）
u (t)－电压窄脉冲，
是电路的输入 。
i (t)－输出电流，是
电路的响应。
6-6
O
u
ωt>
SPWM波
第一节 PWM控制的基本思想
O
u
ωt>
如何用一系列 等幅不等宽的脉冲 来代替一个正弦半波
O
u
ωt>
6-7
第一节 PWM控制的基本思想
O
u
ω t
>
若要改变等效输出正弦
波幅值，按同一比例改
变各脉冲宽度即可。
O
u
ωt>
SPWM波
O
u
ωt>
如何用一系列 等幅不等宽的脉冲 来代替一个正弦半波
O
u
ωt>
6-8
第一节 PWM控制的基本思想
O w t
U d
-U d
对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到 PWM
波形，因此正弦波一个完整周期的等效 PWM波为：
O w t
U d
- U d
根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的 PWM
波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。
6-9
第一节 PWM控制的基本思想
等 幅 PWM波
输入电源是恒定直流
第 3章的直流斩波电路
6.2节的 PWM逆变电路
6.4节的 PWM整流电路
不等幅 PWM波
输入电源是交流或不是
恒定的直流
4.1节的斩控式交流调压电路
4.4节的矩阵式变频电路
O w t
Ud
-Ud
U
o ω t
6-10
第一节 PWM控制的基本思想
2.PWM电流波
电流型逆变电路进行 PWM控制, 得到的就是 PWM
电流波 。
PWM波可等效的各种波形
直流斩波电路 直流波形
SPWM波 正弦波形
等效成其他所需波形，如,
? 所需波形 ? 等效的 PWM波
0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms
-20V
0V
20V
6-11
第二节 PWM逆变电路及其控制方法
目前中小功率的逆变电路几乎都采用 PWM技术 。
逆变电路是 PWM控制技术最为重要的应用场合 。
本节内容构成了本章的主体 。
PWM逆变电路也可分为 电压型 和 电流型 两种，目前
实用的 PWM逆变电路几乎都是电压型电路。
6-12
第二节 PWM逆变电路及其控制方法
一, 计算法和调制法
二, 异步调制和同步调制
三, 规则采样法
四, PWM逆变电路得谐波分析
五, 提高直流电压利用和减少开关次数
六, PWM逆变电路的多重化
6-13
一, 计算法和调制法
1.计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计
算 PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路
开关器件的通断，就可得到所需 PWM波形。
本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位
变化时，结果都要变化。
6-14
一, 计算法和调制法
工作时 V1和 V2通断互补，
V3和 V4通断也互补。
以 uo正半周为例,V1通，
V2断,V3和 V4交替通断。
负载电流比电压滞后，在
电压正半周，电流有一段
区间为正，一段区间为负。
负载电流为正的区间,V1
和 V4导通时,uo等于 Ud 。
2.调制法
图 6－ 4 单相桥式 PWM逆变电路
结合 IGBT单 相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明
6-15
一, 计算法和调制法
2.调制法
图 6－ 4 单相桥式 PWM逆变电路
V4关断时，负载电流通过 V1和
VD3续流,uo=0
负载电流为负的区间,V1和
V4仍导通,io为负，实际上 io
从 VD1和 VD4流过，仍有
uo=Ud 。
V4关断 V3开通后,io从 V3和
VD1续流,uo=0。
uo总可得到 Ud和零两种电平。
uo负半周，让 V2保持通,V1保
持断,V3和 V4交替通断,uo可
得 -Ud和零两种电平。
6-16
一, 计算法和调制法
ur正半周, V1保持 通,
V2保持 断 。
当 ur>uc时使 V4通,
V3断, uo=Ud 。
当 ur<uc时使 V4断,
V3通, uo=0 。
ur负半周, 请同学们自
己分析 。
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud表示 uo的基波分量
3.单极性 PWM控制 方式 （单相桥逆变）
在 ur和 uc的交点时刻控制 IGBT的通断 。
6-17
一, 计算法和调制法
3.双 极性 PWM控制方式 （单相桥逆变）
在 ur的半个周期内，三角波载波有正有负，
所得 PWM波也有正有负，其幅值只有 ± Ud
两种电平。
同样在调制信号 ur和载波信号 uc的交点时刻
控制器件的通断。
ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同。
当 ur >uc时,给 V1和 V4导通信号，给
V2和 V3关断信号。
如 io>0,V1和 V4通，如 io<0,VD1和
VD4通,uo=Ud 。
当 ur<uc时,给 V2和 V3导通信号，给
V1和 V4关断信号。
如 io<0,V2和 V3通，如 io>0,VD2和
VD3通,uo=-Ud 。 图 6-6 双极性 PWM控制方式波形
ur ucu
O wt
O wt
uouofuo
Ud
-Ud
在 ur和 uc的交点时刻控制 IGBT的通断 。
6-18
一, 计算法和调制法
图 6-5 双极性 PWM控制方式波形
u r u cu
O wt
O wt
u ou ofu
oU
d
-U d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud
对照上述两图可以看出,单相桥式电路既可采取单
极性调制，也可采用双极性调制,由于对开关器件通断
控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。
6-19
一, 计算法和调制法
4.双极性 PWM控制 方式 （三相桥逆变）
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
6-20
一, 计算法和调制法
u cu rU u rV u rW
u
u UN'
u VN'
u WN'
u UN
u UV
U d
- U d
O? t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U d
2U d
2
U d
2U d
2
U d
3
U d
3
2 U d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
下面以 U相为例分析 控制规律,
当 urU>uc时，给 V1导通信号，
给 V4关断信号,uUN’=Ud/2。
当 urU<uc时，给 V4导通信号，
给 V1关断信号,uUN’=-Ud/2。
当给 V1(V4)加导通信号时，可
能是 V1(V4)导通，也可能是
VD1(VD4)导通。
uUN’,uVN’和 uWN’ 的 PWM波形
只有 ± Ud/2两种电平。
uUV波形可由 uUN’-uVN’得出，
当 1和 6通时,uUV=Ud，当 3和 4
通时,uUV=－ Ud，当 1和 3或 4
和 6通时,uUV=0。
6-21
一, 计算法和调制法
输出线电压 PWM波由 ± Ud和 0三
种电平构成
负载相电压 PWM波由 (± 2/3)Ud、
(± 1/3)Ud和 0共 5种电平组成。
防直通的死区时间
同一相上下两臂的驱动信号互
补，为防止上下臂直通而造成
短路，留一小段上下臂都施加
关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由开关器
件的关断时间决定。
死区时间会给输出的 PWM波带
来影响，使其稍稍偏离正弦波。
u cu rU u rV u rW
u
u UN'
u VN'
u WN'
u UN
u UV
U d
- U d
O? t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U d
2U d
2
U d
2U d
2
U d
3
U d
3
2 U d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
6-22
一, 计算法和调制法
5.特定谐波消去法
(Selected Harmonic Elimination PWM— SHEPWM)
这是计算法中一种较有
代表性的方法。
输出电压 半 周期内，器
件通、断各 3次（不包
括 0和 π），共 6个开关
时刻可控。
为减少谐波并简化 控制，
要尽量使波形对称。 图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
O wt
uo
Ud
-Ud
2pp
a1
a2
a3
6-23
一, 计算法和调制法
首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，
即 (6-1)
)()( pww ??? tutu
其次, 为消除谐波中余弦项, 应使波形在正半周期
内前后 1/4周期以 π/2为轴线对称
(6-2))()( tutu wpw ??
同时满足式 （ 6-1）, （ 6-2） 的波形称为四分之一周
期对称波形, 用傅里叶级数表示为
(6-3)
式中, an为
?
?
?
?
?,5,3,1
s i n)(
n
n tnatu ww
?? 20 ds i n)(4
p
wwwp ttntua n
6-24
一, 计算法和调制法
图 6-9，能独立控制 a1,a 2和 a 3共 3个时刻。该波形的 an
为
式中 n=1,3,5,…
)c os2c os2c os21(
2
d)s i n
2
(ds i n
2
d)s i n
2
(ds i n
2
4
321
2
0
3
3
2
2
1
1
aaa
p
wwww
wwww
p
p
a
a
a
a
a
a
nnn
n
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
a
d
dd
dd
n
????
?
?
?
???
?
?
?
???
??
??
O wt
uo
Ud
-Ud
2pp
a1
a2
a3
确定 a1的值，再令
两个不同的
an=0(n=1,3,5… )，
就可建三个方程，
求得 a1,a2和 a3 。
图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
6-25
消去两种特定频率的谐波
一, 计算法和调制法
在三相对称电路的线电压中, 相电压所含的 3次谐波相
互抵消 。
可考虑消去 5次和 7次谐波, 得如下联立方程：
给定 a1,解方程可得 a1,a2和 a3。 a1变, a1,a2和 a3也相
应改变 。
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?????
?????
????
0)7c os27c os27c os21(
7
2
0)5c os25c os25c os21(
5
2
)c os2c os2c os21(
2
321
d
7
321
d
5
321
d
1
aaa
p
aaa
p
aaa
p
U
a
U
a
U
a
（ 6－ 5）
6-26
一, 计算法和调制法
一般在输出电压半周期内，器件通、断各 k次，考虑到
PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控，除用一
个自由度控制基波幅值外，可消去 k－ 1个频率的特定谐
波。
k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。
除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在 6.3节介绍。
6-27
二, 异步调制和同步调制
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，
PWM调制方式分为 异步调制 和 同步调制 。
通常保持 fc固定不变，当 fr变化时，载波比 N是变化的
在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定，相位也
不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期
的脉冲也不对称
当 fr较低时,N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产
生的不利影响都较小
当 fr增高时,N减小，一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不
对称的影响就变大
载波比 载波频率 fc与调制信号频率 fr之比,N= fc / fr
1,异步调制 载波信号和调制信号不同步的调制方式
6-28
二, 异步调制和同步调制
2,同步调制
—— 载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时
使载波与信号波保持同步，即 N等于常数。
ucurU urV urWu
uUN'
uVN'
O t
t
t
tO
O
O
uWN'
2
Ud
? 2Ud
图 6-10 同步调制三相 PWM波形
基本同步调制方式,fr变化
时 N不变，信号波一周期内
输出脉冲数固定。
三相电路中公用一个三角
波载波，且取 N为 3的整数
倍，使三相输出对称。
为使一相的 PWM波正负半
周镜对称,N应取奇数。
fr很低时,fc也很低，由调
制带来的谐波不易滤除。
fr很高时,fc会过高，使开
关器件难以承受。
6-29
二, 异步调制和同步调制
3.分段同步调制 ——
异步调制和同步调制的综合应用。
把整个 fr范围划分成若干个频
段，每个频段内保持 N恒定，
不同频段的 N不同。
在 fr高的频段采用较低的 N,使
载波频率不致过高；在 fr低的
频段采用较高的 N,使载波频
率不致过低 。
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
2,4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
9
9
6
9
4
5
3
3
2
1
图6 -11
f
r
/Hz
f
c
/
k
H
z
为防止 fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步
调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效
果接近。
图 6-11 分段同步调制方式举例
6-30
三, 规则采样法
1.自然采样法：
按照 SPWM控制的基本原理
产生的 PWM波的方法，其求
解复杂，难以在实时控制中
在线计算，工程应用不多。
ucu
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
2.规则采样法
工程实用方法，效果接近自
然采 样法，计算 量小得多。
6-31
三, 规则采样法
三角波两个正峰值之间为一个采样
周期 Tc 。
自然采样法中，脉冲中点不和三角
波 (负峰点 )重合。
规则采样法使两者重合，使计算大
为减化。
如图所示确定 A,B点，在 tA和 tB时
刻控制开关器件的通断。
脉冲宽度 d 和用自然采样法得到的
脉冲宽度非常接近。
规则采样法 原理 u
c
u
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
6-32
三, 规则采样法
规则采样法计算公式推导
正弦调制信号波 tau rs inr w?
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度
? ? )s i n1(421' Drcc taTT wdd ???? (6-7)
a称为 调制度, 0≤a<1；
wr为信号波角频率
从图 6-12得,
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta ??
d
w
)s i n1(2 Drc taT wd ?? (6-6)
ucu
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
6-33
三, 规则采样法
3.三相桥逆变电路 的情况
三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120°
同一三角波周期内三相的脉宽分别为 dU,dV和 dW，脉
冲两边的间隙宽度分别为 d′U,d′ V和 d′ W，同一时刻三
相调制波电压之和为零，由式 (6-6)得
由式 (6-7)得
2
3 c
WVU
T??? ddd
4
3''' c
W V U
T??? ddd
利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
(6-8)
(6-9)
6-34
四, PWM逆变电路的谐波分析
使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐
波分量。
谐波 频率和幅值 是衡量 PWM逆变电路性能的重要指标
之一。
分析以 双极性 SPWM波形为准。
同步调制可看成异步调制的 特殊 情况，只分析异步调
制方式。
分析方法
以载波周期为基础，再利用 贝塞尔函数 推导出
PWM波的 傅里叶级数 表达式。
尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。
6-35
四, PWM逆变电路的谐波分析
c +k r)角频率 (nw w
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
谐波振幅
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
k
n
a=1.0a=0.8
a=0.5a=0
图 6-13，不同 a时单
相桥式 PWM逆变电路
输出电压频谱图。
1.单相的分析结果
谐波角频率为,
1 0 )-(6rc ww kn ?
式中,n=1,3,5,… 时,k=0,2,4,… ；
n=2,4,6,… 时,k=1,3,5,…
PWM波中不含低次谐波，只含 wc及其附近的谐波以
及 2wc,3wc等及其附近的谐波。
图 6-13 单相 PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
6-36
四, PWM逆变电路的谐波分析
2.三相的分析结果公用
载波信号时的情况
输出线电压中的谐波
角频率为
1 1 )-(6rc ww kn ?
式中, n=1,3,5,… 时, k=3(2m－ 1)± 1，
m=1,2,… ；
n=2,4,6,… 时,
??
?
??
???
。?
?
,2,116
,1,016
mm
mmk
图 6-14，不同 a时三相
桥式 PWM逆变电路输
出电压频谱图。
公用载波信号时的情
况。
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
k
n
a=1.0a=0.8
a=0.5a=0
角频率 (nwc + kwr)
图 6-14 三相桥式 PWM逆变电路输出线电压频谱图
谐波振幅
6-37
四, PWM逆变电路的谐波分析
三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较
显著的区别是载波角频率 wc整数倍的谐波没有了，谐
波中幅值较高的 是 wc± 2wr和 2wc± wr。
SPWM波中谐波主要是角频率为 wc,2wc及其附近的谐
波，很容易滤除。
当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一
部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一
部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者
的谐波分布情况和 SPWM波的谐波分析一致。
谐波分析小结
6-38
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
直流电压利用率 —— 逆变电路输出交流电压基波最大幅
值 U1m和直流电压 Ud之比 。
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力 。
减少器件的开关次数可以降低开关损耗 。
正弦波调制的三相 PWM逆变电路, 调制度 a为 1时, 输
出线电压的基波幅值为, 直流电压利用率为
0.866,实际还更低 。
梯形波调制方法的思路
采用梯形波作为调制信号, 可有效提高直流电压利
用率 。
当梯形波幅值和三角波幅值相等时, 梯形波所含的
基波分量幅值更大 。
dU)2/3(
6-39
uc urU urV urWu
uUN'
O wt
O wt
O wt
O wt
uVN'
uUV
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
图 6-15 梯形波为调制信号的 PWM控制
1.梯形波调制方法的原理及波形
梯形波的形状用 三角化率
s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底
时梯形波的高,Uto为以 横轴为底
边把梯形两腰延长后相交所形成
的三角形的高。
s =0时梯形波变为矩形波, s =1
时梯形波变为三角波 。
梯形波含低次谐波, PWM波含同
样的低次谐波 。
低次谐波 （ 不包括由载波引起的
谐波 ） 产生的波形畸变率为 d 。
6-40
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
图 6-16,d 和 U1m /Ud随
s 变化的情况。
图 6-17,s 变化时各次谐波分量幅
值 Unm和基波幅值 U1m之比。
U
,d
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
d
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1m U d
Ud
U1m
图 6-16 s 变化时的 d 和直流电压利用率
s
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0s
5wr
0
0.1
0.2
7wr
11wr
13wr
U1mU mn
图 6-17 s 变化时的各次谐波含量
梯形波调制的缺点,输出波形中含 5次,7次等低次谐波
s = 0.4时，谐波含量也较少,约为 3.6%，直流电压
利用率为 1.03,综合效果较好。 d
6-41
2.线电压控制方式
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
u
uc
r1u
O wt
urur1
u
O wt
ur3
图 6-18 叠加 3次谐波的调制信号
对两个线电压进行控制，适当地利用多余
的一个自由度来改善控制性能。
目标 —— 使输出线电压不含低次谐波的同
时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减
少器件开关次数。
直接控制手段仍是对相电压进行控制，但
控制目标却是线电压
相对线电压控制方式，控制目标为相电压
时称为 相电压控制方式 。
鞍形波的基波分量幅值大。
除叠加 3次谐波外，还可叠加其他 3倍频的信号，也可叠加直流分量，
都不会影响线电压。
叠加三次
谐波
在相电压调制信号中叠加 3次谐波，使之
成为鞍形波，输出相电压中也含 3次谐波，
且三相的三次谐波相位相同。合成线电压
时,3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。
6-42
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
3.线电压控制方式举例
（叠加 3倍次谐波和直流分量）
叠加 up,既包含 3倍次谐波, 也包含直流
分量, up大小随正弦信号的大小而变化 。
设三角波载波幅值为 1,三相调制信号的
正弦分别为 urU1,urV1和 urW1,并令
(6-12)
则三相的调制信号分别为
?
?
?
?
?
??
??
??
pr W 1rW
pr V 1rV
pr U 1rU
uuu
uuu
uuu
1),,m i n ( r W 1r V 1r U 1p ??? uuuu
图6- 19
u
c
u
r U 1
u
r V 1
u
r W 1
u
u
UN'
U
d
- U
d
O
t
O
u
rU
u
rV
u
rW
u
c
O
t
O
O
O
O
t
t
t
t
t
u
VN'
u
W N '
u
UV
u
1
- 1
1
- 1
- 0,5
u
P
2
U
d
?
2
U
d
图 6-19 线电压控制方式举例
6-43
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
不论 urU1,urV1和 urW1幅值的大小, urU,urV,urW总有
1/3周期的值和三角波负峰值相等 。 在这 1/3周期中, 不
对调制信号值为 -1的相进行控制, 只对其他两相进行控制,
这种控制方式称为 两相控制方式 。
优点
（ 1） 在 1/3周期内器件不动作, 开关损耗减少 1/3。
（ 2） 最大输出线电压基波幅值为 Ud,直流电压利用率
提高 。
（ 3） 输出线电压不含低次谐波, 优于梯形波调制方式 。
6-44
六, PWM逆变电路的多重化
PWM多重化逆变电路, 一般目的：提高等效开关频率,
减少开关损耗, 减少和载波有关的谐波分量
PWM逆变电路 多重化联结方式有变压器方式和电抗器方
式
利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路（图 6-20，图 6-21)
图 6-20 二重 PWM型逆变电路
两个单元逆变电路的载波信号
相互错开 180°
输出端相对于直流电源中点 N’
的电压 uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,
已变为单极性 PWM波
图 6-20 二重 PWM型逆变电路
6-45
六, PWM逆变电路的多重化
输出线电压共有 0,(± 1/2)Ud、
± Ud五个电平，比非多重化时谐
波有所减少。
电抗器上所加电压频率为载波频
率，比输出频率高得多，只要很
小的电抗器就可以了。
输出电压所含谐波角频率仍可表
示为 nwc+kwr，但其中 n为奇数时
的谐波已全被除去，谐波最低频
率在 2wc附近，相当于电路的等效
载波频率提高一倍。
图6 -21
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
w t
u
UV
u
O
w t
O
w t
O
w t
O
w t
O
w t
u
U 1N '
u
U 2N '
u
UN'
u
VN'
2
U
d
?
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
6-46
第三节 PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法 —— 跟踪控制方法 。
把希望输出的波形作为指令信号, 把实际波形作为
反馈信号, 通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路
各开关器件的通断, 使实际的输出跟踪指令信号
变化 。
常用的有 滞环比较方式 和 三角波比较方式 。
6-47
第三节 PWM跟踪控制技术
一, 滞环比较方式
二, 三角形比较方式
6-48
一, 滞环比较方式
1,跟踪型 PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。
tO
i i i*
+D Ii*
-D Ii*
图 6-23 滞环比较方式的指令
电流和输出电流
基本原理
把指令电流 i*和实际输出电流 i的偏
差 i*-i作为滞环比较器的输入。
V1（ 或 VD1） 通时, i增大
V2（ 或 VD2） 通时, i减小
通过环宽为 2DI的滞环比较器的控
制,i就在 i*+DI和 i*-DI的范围内，
呈锯齿状地跟踪指令电流 i*。
参数的影响
环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差
大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开
关频率过高，开关损耗增大。
L大时, i的变化率小, 跟踪慢；
L小时, i的变化率大, 开关频率过高 。
滞环
环宽
电抗器 L的作用
6-49
一, 滞环比较方式
2,三相的情况
图 6-25 三相电流跟踪型 PWM
逆变电路输出波形
图 6-24 三相电流跟踪型 PWM
逆变电路
6-50
一, 滞环比较方式
3,采用滞环比较方式的电流跟踪型 PWM变流电路有如下 特点 。
（ 1）硬件电路简单。
（ 2）实时控制，电流响应快。
（ 3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。
（ 4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流
中高次谐波含量多。
（ 5） 闭环控制，是各种跟踪型 PWM变流电路的共同特点。
6-51
一, 滞环比较方式
4,采用滞环比较方式实现电压跟踪控制
把指令电压 u*和输出电压 u进行比较, 滤除偏差信号中
的谐波, 滤波器的输出送入滞环比较器, 由比较器输
出控制开关器件的通断, 从而实现电压跟踪控制 。
图 6-26 电压跟踪控制电路举例
6-52
一, 滞环比较方式
和电流跟踪控制电路相比, 只是把指令和反馈信号从
电流变为电压 。
输出电压 PWM波形中含大量高次谐波, 必须用适当的
滤波器滤除 。
u*=0时, 输出电压 u为频率较高的矩形波, 相当于一
个自励振荡电路 。
u*为直流信号时, u产生直流偏移, 变为正负脉冲宽度
不等, 正宽负窄或正窄负宽的矩形波 。
u*为交流信号时, 只要其频率远低于上述自励振荡频
率, 从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后, 所得的
波形就几乎和 u* 相同, 从而实现电压跟踪控制 。
6-53
二, 三角形比较方式
A
A
A
(1) 基本原理
不是把指令信号和三角波直接进行
比较，而是通过闭环来进行控制。
把指令电流 i*U,i*V和 i*W和实际输出
电流 iU,iV,iW进行比较，求出偏差，
通过放大器 A放大后，再去和三角
波进行比较，产生 PWM波形。
放大器 A通常具有比例积分特性或
比例特性，其系数直接影响电流跟
踪特性。
(2) 特点
开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。
为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波。
和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。
图 6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
6-54
二, 三角形比较方式
不用滞环比较器, 而是设臵一个固定的时钟 。
以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样, 根据
偏差的极性来控制开关器件通断 。
在时钟信号到来的时刻,
如 i < i*,V1通, V2断, 使 I 增大 。
如 i > i*,V1断, V2通, 使 I 减小 。
每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差
减小 。
采用定时比较方式时, 器件的最高开关频率为时钟频率的
1/2。
和滞环比较方式相比, 电流控制误差没有一定的环宽, 控
制的精度低一些 。
(3) 除上述两种比较方式外，还有 定时比较方式 。
6-55
第四节 PWM整流电路及其控制方法
实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流 。
晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压, 且其中谐
波分量大, 因此功率因数很低 。
二极管整流电路：虽位移因数接近 1,但输入电流中谐
波分量很大, 所以功率因数也很低 。
把逆变电路中的 SPWM控制技术用于整流电路, 就形成
了 PWM整流电路 。
控制 PWM整流电路, 使其输入电流非常接近正弦波, 且
和输入电压同相位, 功率因数近似为 1,也称 单位功率
因数变流器, 或 高功率因数整流器 。
6-56
第四节 PWM整流电路及其控制方法
一, PWM整流电路的工作原理
二, PWM整流电路的控制方法
6-57
一, PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前
电压型的较多。
半桥电路直流侧电容必须由两
个电容串联，其中点和交流电源
连接。
单相半桥电路
交流侧电感 Ls包括外接电抗器的
电感和交流电源内部电感，是电
路正常工作所必须的。
全桥电路直流侧电容只要一个就
可以。 单相全桥电路
图 6-28 单相 PWM整流电路
6-58
一, PWM整流电路的工作原理
(1)单相全桥 PWM整流电路 的工作原理
正弦信号波和三角波相比较的
方法对图 6-28b中的 V1~V4进行
SPWM控制，就可以在桥的交
流输入端 AB产生一个 SPWM波
uAB。
uAB中含有和正弦信号波同频率
且幅值成比例的基波分量，以
及和三角波载波有关的频率很
高的谐波，不含有低次谐波。
由于 Ls的滤波作用，谐波电压只使 is产生很小的脉动。
当正弦信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的
正弦波。
us一定时,is幅值和相位仅由 uAB中基波 uABf的幅值及其与 us的相
位差决定。
改变 uABf的幅值和相位，可使 is和 us同相或反相,is比 us超前 90°,
或使 is与 us相位差为所需角度。
6-59
一, PWM整流电路的工作原理
图 6-29 PWM整流电路的运行方式向量图
a)整流运行 b)逆变运行
c)无功补偿运行 d) 超前角为 j
d
j
·U
s
·U
L
·U
R
·U
AB
·I
s
d
·U
s
·U
R
·U
AB·I
s
·U
L
d
·U
s
·U
R
·U
AB
·I
s
·U
L
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s ·UL
?Is
6-60
一, PWM整流电路的工作原理
b)逆变运行
d
·U
s
·U
R
·U
AB·I
s
·U
L
a)整流运行
d
·U
s
·U
L
·U
R
·U
AB
·I
s a,滞后 相角 d,
和 同相,整流状态,
功率因数为 1。 PWM整流
电路最基本的工作状态。
?UAB
sU? ?Is
sU?
b,超前 相角 d,
和 反相，逆变状态，
说明 PWM整流电路可实现
能量正反两个方向的流动，
这一特点对于需再生制动
的交流电动机调速系统很
重要
?UAB sU? ?I
s
sU?
6-61
一, PWM整流电路的工作原理
c)无功补偿运行
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s ·UL
d) 超前角为 j
j
d
·U
s
·U
R
·U
AB
Is
·U
L
c,滞后 相角 d，
超前 90°,电路向
交流电源送出无功功率，
这时称为 静止无功功率
发生器 （ Static Var
Generator— SVG） 。
?UAB
sU? ?Is
sU?
d：通过对 幅值和相位
的控制，可以使 比
超前或滞后任一角度 j 。
?UAB
sU?
?Is
6-62
一, PWM整流电路的工作原理
(2)对 单相全桥 PWM整流电路 工作原理的进一步说明
整流状态下,
us > 0时, （ V2,VD4,VD1,Ls） 和 （ V3,VD1,VD4,Ls） 分
别组成两个升压斩波电路, 以 （ V2,VD4,VD1,Ls） 为例 。
V2通时, us通过 V2,VD4向 Ls储能 。
V2 关断时, Ls 中的储能 通过
VD1,VD4向 C充电 。
us < 0时,（ V1,VD3,VD2、
Ls）和（ V4,VD2,VD3,Ls）
分别组成两个升压斩波电路。
6-63
一, PWM整流电路的工作原理
2．三相 PWM整流电路
三相桥式 PWM整流电路，是最基本的 PWM整流电路之一，应用
最广。
工作原理和前述的单相全
桥电路相似，只是从单相
扩展到三相。
进行 SPWM控制，在交流
输入端 A,B和 C可得
SPWM电压，按图 6-29a
的相量图控制，可使 ia,ib、
ic为正弦波且和电压同相
且功率因数近似为 1。
和单相相同，该电路也可
工作在逆变运行状态及图 c
或 d的状态。
图 6-30 三相桥式 PWM整流电路
6-64
二, PWM整流电路的控制方法
1,间接电流控制
间接电流控制也称为 相位和幅值控制 。
按图 6-29a（ 逆变时为图 6-29b） 的相量关系来控制整流桥交流输入
端电压, 使得输入电流和电压同相位, 从而得到功率因数为 1的控
制效果 。
图 6-31,间接电流控
制的系统结构图
图中的 PWM整流
电路为图 6-30 的
三相桥式电路
控制系 统的 闭环
是整 流器 直流 侧
电压控制环 。
有多种控制方法, 根据有没有 引入电流反馈 可分为两种
间接电流控制, 直接电流控制 。
图 6-31 间接电流控制系统结构
6-65
二, PWM整流电路的控制方法
从整流运行向逆变运行转换
首先负载电流反向而向 C充电, ud抬高, PI调节器出现负偏差,
id减小后变为负值, 使交流输入电流相位和电压相位反相, 实现
逆变运行 。
稳态时, ud和 仍然相等, PI调节器输入恢复到零, id为负值,
并与逆变电流的大小对应 。
控制原理
和实际的直流电压 ud比较后送入 PI调节器,PI调节器的输出为
一直流电流信号 id,id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比。
稳态时,ud=, PI调节器输入为零,PI调节器的输出 id和负载电
流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应。 *du
负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。
负载电流增大时,C放电而使 ud下降,PI的输入端出现正偏差，使
其输出 id增大，进而使交流输入电流增大，也使 ud回升。达到新的
稳态时,ud和 相等,PI调节器输入仍恢复到零，而 id则稳定为新
的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应。
*du
*du
*du
6-66
二, PWM整流电路的控制方法
控制系统中其余部分的工作原理
图中上面的乘法器是 id分别乘以和 a,b,c三相相电压同相位的正弦
信号, 再乘以电阻 R,得到各相电流在 Rs上的压降 uRa,uRb和 uRc。
图中下面的乘法器是 id分别乘以比 a,b,c三相相电压相位超前 π/2的
余弦信号, 再乘以电感 L的感抗, 得到各相电流在电感 Ls上的压降
uLa,uLb和 uLc。
各相电源相电压 ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在电阻 R和
电感 L上的压降, 就可得到所需要的交流输入端各相的相电压 uA、
uB和 uC的信号, 用该信号对三角波载波进行调制, 得到 PWM开关
信号去控制整流桥, 就可以得到需要的控制效果 。
存在的问题
在信号运算过程中用到电路参数 Ls和 Rs,当 Ls和 Rs的运算值和实际值
有误差时, 会影响到控制效果 。
是基于系统的静态模型设计的, 其动态特性较差 。
间接电流控制的系统应用较少 。
6-67
二, PWM整流电路的控制方法
2,直接电流控制
有不同的电流跟踪控制方法，图 6-32给出一种最常用的
采用电流滞环比较方式的控制系统结构图。
图 6-32 直接电流控制系统结构图
通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流
反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电
流值。
6-68
二, PWM整流电路的控制方法
控制系统组成
双闭环控制系统, 外环是直流电压控制环, 内环是交流电
流控制环 。
外环的结构, 工作原理和图 6-31间接电流控制系统相同 。
外环 PI调节器的输出为 id,id分别乘以和 a,b,c三相相
电压同相位的正弦信号, 得到三相交流电流的正弦指令信
号, 和 。
,和 分别和各自的电源电压同相位, 其幅值和
反映负载电流大小的直流信号 id成正比, 这是整流器运行
时所需的交流电流指令信号 。
指令信号和实际交流电流信号比较后, 通过滞环对器件进
行控制, 便可使实际交流输入电流跟踪指令值 。
*ai *
bi
*ci
*ai *bi *ci
6-69
二, PWM整流电路的控制方法
图 6-32 直接电流控制系统结构图
优点
控制系统结构简单, 电流响应速度快, 系统鲁棒性好 。
获得了较多的应用
6-70
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术的地位
PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛的应用, 并
对电力电子技术产生了十分深远影响的一项技术 。
器件与 PWM技术的关系
IGBT,电力 MOSFET等为代表的全控型器件的不断完
善给 PWM控制技术提供了强大的物质基础 。
PWM控制技术用于直流斩波电路
直流斩波电路实际上就是直流 PWM电路, 是 PWM控制
技术应用较早也成熟较早的一类电路, 应用于直流电动
机调速系统就构成广泛应用的 直流脉宽调速系统 。
6-71
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术用于交流 — 交流变流电路
斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是 PWM控制技
术在这类电路中应用的代表 。
目前其应用都还不多 。
但矩阵式变频电路因其容易实现集成化, 可望有良好
的发展前景 。
6-72
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术用于 逆变电路
PWM控制技术在逆变电路中的应用最具代表性 。
正是由于在逆变电路中广泛而成功的应用, 才奠定了
PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位 。
除功率很大的逆变装臵外, 不用 PWM控制的逆变电路已
十分少见 。
第五章因尚未涉及到 PWM控制技术, 因此对逆变电路的
介绍是不完整的 。 学完本章才能对逆变电路有较完整的
认识 。
6-73
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术用于 整流电路
PWM控制技术用于整流电路即构成 PWM整流电路 。
可看成逆变电路中的 PWM技术向整流电路的延伸 。
PWM整流电路已获得了一些应用, 并有良好的应用
前景 。
PWM整流电路作为对第二章的补充, 可使我们对整
流电路有更全面的认识 。
6-74
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术与 相位控制技术
以第二章相控整流电路和第 4章交流调压电路为代表的
相位控制技术 至今在电力电子电路中仍占据着 重要 地
位 。
以 PWM控制技术为代表的 斩波控制技术 正在越来越占
据着 主导 地位 。
相位控制和斩波控制分别简称 相控 和 斩控 。
把两种技术对照学习, 对电力电子电路的控制技术会
有更明晰的认识 。
第六章 PWM控制技术
引言
第一节 PWM控制的基本原理
第二节 PWM逆变电路及其控制方法
第三节 PWM跟踪控制技术
第四节 PWM整流电路及其控制方法
本章小结
6-2
第六章 PWM控制技术 ? 引言
PWM (Pulse Width Modulation)控制就是
脉宽调制技术,即通过对一系列脉冲的宽度进行调
制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值 )。
第三、四章已涉及到 PWM控制，第三章 直流斩波电
路 采用的就 PWM技术；第四章的第一节 斩控式调压
电路 和第四节 矩阵式变频电路 都涉及到了。
6-3
第六章 PWM控制技术 ? 引言
PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使得实
现 PWM控制变得十分容易。
PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装臵的性能大大
提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的
地位。
PWM控制技术正是有赖于在 逆变电路 中的成功应用，才确
定了它在电力电子技术中的重要地位。现在使用的各种逆
变电路都采用了 PWM技术，因此，本章和第 5章（逆变电
路）相结合，才能使我们对逆变电路有完整地认识。
6-4
第一节 PWM控制的基本思想
1.重要理论基础 —— 面积等效原理
冲量 相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的
环节上时，其 效果基本相同 。
冲量 窄脉冲的面积
效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同
图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
d)单位脉冲函数
f (t)
d (t)
tO
a)矩形脉冲 b)三角形脉冲 c)正弦半波脉冲
tOtOtO
f (t)f (t)f (t)
6-5
第一节 PWM控制的基本思想
b)
图 6-2 冲量相等的各
种窄脉冲的响应波形
具体的实例说明
,面积等效原理,
a）
u (t)－电压窄脉冲，
是电路的输入 。
i (t)－输出电流，是
电路的响应。
6-6
O
u
ωt>
SPWM波
第一节 PWM控制的基本思想
O
u
ωt>
如何用一系列 等幅不等宽的脉冲 来代替一个正弦半波
O
u
ωt>
6-7
第一节 PWM控制的基本思想
O
u
ω t
>
若要改变等效输出正弦
波幅值，按同一比例改
变各脉冲宽度即可。
O
u
ωt>
SPWM波
O
u
ωt>
如何用一系列 等幅不等宽的脉冲 来代替一个正弦半波
O
u
ωt>
6-8
第一节 PWM控制的基本思想
O w t
U d
-U d
对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到 PWM
波形，因此正弦波一个完整周期的等效 PWM波为：
O w t
U d
- U d
根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的 PWM
波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。
6-9
第一节 PWM控制的基本思想
等 幅 PWM波
输入电源是恒定直流
第 3章的直流斩波电路
6.2节的 PWM逆变电路
6.4节的 PWM整流电路
不等幅 PWM波
输入电源是交流或不是
恒定的直流
4.1节的斩控式交流调压电路
4.4节的矩阵式变频电路
O w t
Ud
-Ud
U
o ω t
6-10
第一节 PWM控制的基本思想
2.PWM电流波
电流型逆变电路进行 PWM控制, 得到的就是 PWM
电流波 。
PWM波可等效的各种波形
直流斩波电路 直流波形
SPWM波 正弦波形
等效成其他所需波形，如,
? 所需波形 ? 等效的 PWM波
0s 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms
-20V
0V
20V
6-11
第二节 PWM逆变电路及其控制方法
目前中小功率的逆变电路几乎都采用 PWM技术 。
逆变电路是 PWM控制技术最为重要的应用场合 。
本节内容构成了本章的主体 。
PWM逆变电路也可分为 电压型 和 电流型 两种，目前
实用的 PWM逆变电路几乎都是电压型电路。
6-12
第二节 PWM逆变电路及其控制方法
一, 计算法和调制法
二, 异步调制和同步调制
三, 规则采样法
四, PWM逆变电路得谐波分析
五, 提高直流电压利用和减少开关次数
六, PWM逆变电路的多重化
6-13
一, 计算法和调制法
1.计算法
根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计
算 PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路
开关器件的通断，就可得到所需 PWM波形。
本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位
变化时，结果都要变化。
6-14
一, 计算法和调制法
工作时 V1和 V2通断互补，
V3和 V4通断也互补。
以 uo正半周为例,V1通，
V2断,V3和 V4交替通断。
负载电流比电压滞后，在
电压正半周，电流有一段
区间为正，一段区间为负。
负载电流为正的区间,V1
和 V4导通时,uo等于 Ud 。
2.调制法
图 6－ 4 单相桥式 PWM逆变电路
结合 IGBT单 相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明
6-15
一, 计算法和调制法
2.调制法
图 6－ 4 单相桥式 PWM逆变电路
V4关断时，负载电流通过 V1和
VD3续流,uo=0
负载电流为负的区间,V1和
V4仍导通,io为负，实际上 io
从 VD1和 VD4流过，仍有
uo=Ud 。
V4关断 V3开通后,io从 V3和
VD1续流,uo=0。
uo总可得到 Ud和零两种电平。
uo负半周，让 V2保持通,V1保
持断,V3和 V4交替通断,uo可
得 -Ud和零两种电平。
6-16
一, 计算法和调制法
ur正半周, V1保持 通,
V2保持 断 。
当 ur>uc时使 V4通,
V3断, uo=Ud 。
当 ur<uc时使 V4断,
V3通, uo=0 。
ur负半周, 请同学们自
己分析 。
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud表示 uo的基波分量
3.单极性 PWM控制 方式 （单相桥逆变）
在 ur和 uc的交点时刻控制 IGBT的通断 。
6-17
一, 计算法和调制法
3.双 极性 PWM控制方式 （单相桥逆变）
在 ur的半个周期内，三角波载波有正有负，
所得 PWM波也有正有负，其幅值只有 ± Ud
两种电平。
同样在调制信号 ur和载波信号 uc的交点时刻
控制器件的通断。
ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同。
当 ur >uc时,给 V1和 V4导通信号，给
V2和 V3关断信号。
如 io>0,V1和 V4通，如 io<0,VD1和
VD4通,uo=Ud 。
当 ur<uc时,给 V2和 V3导通信号，给
V1和 V4关断信号。
如 io<0,V2和 V3通，如 io>0,VD2和
VD3通,uo=-Ud 。 图 6-6 双极性 PWM控制方式波形
ur ucu
O wt
O wt
uouofuo
Ud
-Ud
在 ur和 uc的交点时刻控制 IGBT的通断 。
6-18
一, 计算法和调制法
图 6-5 双极性 PWM控制方式波形
u r u cu
O wt
O wt
u ou ofu
oU
d
-U d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
urucu
O wt
O wt
uo
uof
uo
Ud
-Ud
对照上述两图可以看出,单相桥式电路既可采取单
极性调制，也可采用双极性调制,由于对开关器件通断
控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。
6-19
一, 计算法和调制法
4.双极性 PWM控制 方式 （三相桥逆变）
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
6-20
一, 计算法和调制法
u cu rU u rV u rW
u
u UN'
u VN'
u WN'
u UN
u UV
U d
- U d
O? t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U d
2U d
2
U d
2U d
2
U d
3
U d
3
2 U d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
下面以 U相为例分析 控制规律,
当 urU>uc时，给 V1导通信号，
给 V4关断信号,uUN’=Ud/2。
当 urU<uc时，给 V4导通信号，
给 V1关断信号,uUN’=-Ud/2。
当给 V1(V4)加导通信号时，可
能是 V1(V4)导通，也可能是
VD1(VD4)导通。
uUN’,uVN’和 uWN’ 的 PWM波形
只有 ± Ud/2两种电平。
uUV波形可由 uUN’-uVN’得出，
当 1和 6通时,uUV=Ud，当 3和 4
通时,uUV=－ Ud，当 1和 3或 4
和 6通时,uUV=0。
6-21
一, 计算法和调制法
输出线电压 PWM波由 ± Ud和 0三
种电平构成
负载相电压 PWM波由 (± 2/3)Ud、
(± 1/3)Ud和 0共 5种电平组成。
防直通的死区时间
同一相上下两臂的驱动信号互
补，为防止上下臂直通而造成
短路，留一小段上下臂都施加
关断信号的死区时间。
死区时间的长短主要由开关器
件的关断时间决定。
死区时间会给输出的 PWM波带
来影响，使其稍稍偏离正弦波。
u cu rU u rV u rW
u
u UN'
u VN'
u WN'
u UN
u UV
U d
- U d
O? t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U d
2U d
2
U d
2U d
2
U d
3
U d
3
2 U d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
6-22
一, 计算法和调制法
5.特定谐波消去法
(Selected Harmonic Elimination PWM— SHEPWM)
这是计算法中一种较有
代表性的方法。
输出电压 半 周期内，器
件通、断各 3次（不包
括 0和 π），共 6个开关
时刻可控。
为减少谐波并简化 控制，
要尽量使波形对称。 图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
O wt
uo
Ud
-Ud
2pp
a1
a2
a3
6-23
一, 计算法和调制法
首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，
即 (6-1)
)()( pww ??? tutu
其次, 为消除谐波中余弦项, 应使波形在正半周期
内前后 1/4周期以 π/2为轴线对称
(6-2))()( tutu wpw ??
同时满足式 （ 6-1）, （ 6-2） 的波形称为四分之一周
期对称波形, 用傅里叶级数表示为
(6-3)
式中, an为
?
?
?
?
?,5,3,1
s i n)(
n
n tnatu ww
?? 20 ds i n)(4
p
wwwp ttntua n
6-24
一, 计算法和调制法
图 6-9，能独立控制 a1,a 2和 a 3共 3个时刻。该波形的 an
为
式中 n=1,3,5,…
)c os2c os2c os21(
2
d)s i n
2
(ds i n
2
d)s i n
2
(ds i n
2
4
321
2
0
3
3
2
2
1
1
aaa
p
wwww
wwww
p
p
a
a
a
a
a
a
nnn
n
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
a
d
dd
dd
n
????
?
?
?
???
?
?
?
???
??
??
O wt
uo
Ud
-Ud
2pp
a1
a2
a3
确定 a1的值，再令
两个不同的
an=0(n=1,3,5… )，
就可建三个方程，
求得 a1,a2和 a3 。
图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形
6-25
消去两种特定频率的谐波
一, 计算法和调制法
在三相对称电路的线电压中, 相电压所含的 3次谐波相
互抵消 。
可考虑消去 5次和 7次谐波, 得如下联立方程：
给定 a1,解方程可得 a1,a2和 a3。 a1变, a1,a2和 a3也相
应改变 。
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?????
?????
????
0)7c os27c os27c os21(
7
2
0)5c os25c os25c os21(
5
2
)c os2c os2c os21(
2
321
d
7
321
d
5
321
d
1
aaa
p
aaa
p
aaa
p
U
a
U
a
U
a
（ 6－ 5）
6-26
一, 计算法和调制法
一般在输出电压半周期内，器件通、断各 k次，考虑到
PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控，除用一
个自由度控制基波幅值外，可消去 k－ 1个频率的特定谐
波。
k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。
除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在 6.3节介绍。
6-27
二, 异步调制和同步调制
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，
PWM调制方式分为 异步调制 和 同步调制 。
通常保持 fc固定不变，当 fr变化时，载波比 N是变化的
在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定，相位也
不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期
的脉冲也不对称
当 fr较低时,N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产
生的不利影响都较小
当 fr增高时,N减小，一周期内的脉冲数减少,PWM脉冲不
对称的影响就变大
载波比 载波频率 fc与调制信号频率 fr之比,N= fc / fr
1,异步调制 载波信号和调制信号不同步的调制方式
6-28
二, 异步调制和同步调制
2,同步调制
—— 载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时
使载波与信号波保持同步，即 N等于常数。
ucurU urV urWu
uUN'
uVN'
O t
t
t
tO
O
O
uWN'
2
Ud
? 2Ud
图 6-10 同步调制三相 PWM波形
基本同步调制方式,fr变化
时 N不变，信号波一周期内
输出脉冲数固定。
三相电路中公用一个三角
波载波，且取 N为 3的整数
倍，使三相输出对称。
为使一相的 PWM波正负半
周镜对称,N应取奇数。
fr很低时,fc也很低，由调
制带来的谐波不易滤除。
fr很高时,fc会过高，使开
关器件难以承受。
6-29
二, 异步调制和同步调制
3.分段同步调制 ——
异步调制和同步调制的综合应用。
把整个 fr范围划分成若干个频
段，每个频段内保持 N恒定，
不同频段的 N不同。
在 fr高的频段采用较低的 N,使
载波频率不致过高；在 fr低的
频段采用较高的 N,使载波频
率不致过低 。
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
2,4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
9
9
6
9
4
5
3
3
2
1
图6 -11
f
r
/Hz
f
c
/
k
H
z
为防止 fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。
同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。
可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步
调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效
果接近。
图 6-11 分段同步调制方式举例
6-30
三, 规则采样法
1.自然采样法：
按照 SPWM控制的基本原理
产生的 PWM波的方法，其求
解复杂，难以在实时控制中
在线计算，工程应用不多。
ucu
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
2.规则采样法
工程实用方法，效果接近自
然采 样法，计算 量小得多。
6-31
三, 规则采样法
三角波两个正峰值之间为一个采样
周期 Tc 。
自然采样法中，脉冲中点不和三角
波 (负峰点 )重合。
规则采样法使两者重合，使计算大
为减化。
如图所示确定 A,B点，在 tA和 tB时
刻控制开关器件的通断。
脉冲宽度 d 和用自然采样法得到的
脉冲宽度非常接近。
规则采样法 原理 u
c
u
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
6-32
三, 规则采样法
规则采样法计算公式推导
正弦调制信号波 tau rs inr w?
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度
? ? )s i n1(421' Drcc taTT wdd ???? (6-7)
a称为 调制度, 0≤a<1；
wr为信号波角频率
从图 6-12得,
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta ??
d
w
)s i n1(2 Drc taT wd ?? (6-6)
ucu
O t
ur
Tc
A D
B
O t
uo
tA tD tB
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
6-33
三, 规则采样法
3.三相桥逆变电路 的情况
三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120°
同一三角波周期内三相的脉宽分别为 dU,dV和 dW，脉
冲两边的间隙宽度分别为 d′U,d′ V和 d′ W，同一时刻三
相调制波电压之和为零，由式 (6-6)得
由式 (6-7)得
2
3 c
WVU
T??? ddd
4
3''' c
W V U
T??? ddd
利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
(6-8)
(6-9)
6-34
四, PWM逆变电路的谐波分析
使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐
波分量。
谐波 频率和幅值 是衡量 PWM逆变电路性能的重要指标
之一。
分析以 双极性 SPWM波形为准。
同步调制可看成异步调制的 特殊 情况，只分析异步调
制方式。
分析方法
以载波周期为基础，再利用 贝塞尔函数 推导出
PWM波的 傅里叶级数 表达式。
尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。
6-35
四, PWM逆变电路的谐波分析
c +k r)角频率 (nw w
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
谐波振幅
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
k
n
a=1.0a=0.8
a=0.5a=0
图 6-13，不同 a时单
相桥式 PWM逆变电路
输出电压频谱图。
1.单相的分析结果
谐波角频率为,
1 0 )-(6rc ww kn ?
式中,n=1,3,5,… 时,k=0,2,4,… ；
n=2,4,6,… 时,k=1,3,5,…
PWM波中不含低次谐波，只含 wc及其附近的谐波以
及 2wc,3wc等及其附近的谐波。
图 6-13 单相 PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
6-36
四, PWM逆变电路的谐波分析
2.三相的分析结果公用
载波信号时的情况
输出线电压中的谐波
角频率为
1 1 )-(6rc ww kn ?
式中, n=1,3,5,… 时, k=3(2m－ 1)± 1，
m=1,2,… ；
n=2,4,6,… 时,
??
?
??
???
。?
?
,2,116
,1,016
mm
mmk
图 6-14，不同 a时三相
桥式 PWM逆变电路输
出电压频谱图。
公用载波信号时的情
况。
1
0
0 2+-
1 2 3
4+- 0 2+- 4+-0 1+- 3+- 5+-
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
k
n
a=1.0a=0.8
a=0.5a=0
角频率 (nwc + kwr)
图 6-14 三相桥式 PWM逆变电路输出线电压频谱图
谐波振幅
6-37
四, PWM逆变电路的谐波分析
三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较
显著的区别是载波角频率 wc整数倍的谐波没有了，谐
波中幅值较高的 是 wc± 2wr和 2wc± wr。
SPWM波中谐波主要是角频率为 wc,2wc及其附近的谐
波，很容易滤除。
当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一
部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一
部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者
的谐波分布情况和 SPWM波的谐波分析一致。
谐波分析小结
6-38
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
直流电压利用率 —— 逆变电路输出交流电压基波最大幅
值 U1m和直流电压 Ud之比 。
提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力 。
减少器件的开关次数可以降低开关损耗 。
正弦波调制的三相 PWM逆变电路, 调制度 a为 1时, 输
出线电压的基波幅值为, 直流电压利用率为
0.866,实际还更低 。
梯形波调制方法的思路
采用梯形波作为调制信号, 可有效提高直流电压利
用率 。
当梯形波幅值和三角波幅值相等时, 梯形波所含的
基波分量幅值更大 。
dU)2/3(
6-39
uc urU urV urWu
uUN'
O wt
O wt
O wt
O wt
uVN'
uUV
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
图 6-15 梯形波为调制信号的 PWM控制
1.梯形波调制方法的原理及波形
梯形波的形状用 三角化率
s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底
时梯形波的高,Uto为以 横轴为底
边把梯形两腰延长后相交所形成
的三角形的高。
s =0时梯形波变为矩形波, s =1
时梯形波变为三角波 。
梯形波含低次谐波, PWM波含同
样的低次谐波 。
低次谐波 （ 不包括由载波引起的
谐波 ） 产生的波形畸变率为 d 。
6-40
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
图 6-16,d 和 U1m /Ud随
s 变化的情况。
图 6-17,s 变化时各次谐波分量幅
值 Unm和基波幅值 U1m之比。
U
,d
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
d
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.2
1m U d
Ud
U1m
图 6-16 s 变化时的 d 和直流电压利用率
s
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0s
5wr
0
0.1
0.2
7wr
11wr
13wr
U1mU mn
图 6-17 s 变化时的各次谐波含量
梯形波调制的缺点,输出波形中含 5次,7次等低次谐波
s = 0.4时，谐波含量也较少,约为 3.6%，直流电压
利用率为 1.03,综合效果较好。 d
6-41
2.线电压控制方式
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
u
uc
r1u
O wt
urur1
u
O wt
ur3
图 6-18 叠加 3次谐波的调制信号
对两个线电压进行控制，适当地利用多余
的一个自由度来改善控制性能。
目标 —— 使输出线电压不含低次谐波的同
时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减
少器件开关次数。
直接控制手段仍是对相电压进行控制，但
控制目标却是线电压
相对线电压控制方式，控制目标为相电压
时称为 相电压控制方式 。
鞍形波的基波分量幅值大。
除叠加 3次谐波外，还可叠加其他 3倍频的信号，也可叠加直流分量，
都不会影响线电压。
叠加三次
谐波
在相电压调制信号中叠加 3次谐波，使之
成为鞍形波，输出相电压中也含 3次谐波，
且三相的三次谐波相位相同。合成线电压
时,3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。
6-42
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
3.线电压控制方式举例
（叠加 3倍次谐波和直流分量）
叠加 up,既包含 3倍次谐波, 也包含直流
分量, up大小随正弦信号的大小而变化 。
设三角波载波幅值为 1,三相调制信号的
正弦分别为 urU1,urV1和 urW1,并令
(6-12)
则三相的调制信号分别为
?
?
?
?
?
??
??
??
pr W 1rW
pr V 1rV
pr U 1rU
uuu
uuu
uuu
1),,m i n ( r W 1r V 1r U 1p ??? uuuu
图6- 19
u
c
u
r U 1
u
r V 1
u
r W 1
u
u
UN'
U
d
- U
d
O
t
O
u
rU
u
rV
u
rW
u
c
O
t
O
O
O
O
t
t
t
t
t
u
VN'
u
W N '
u
UV
u
1
- 1
1
- 1
- 0,5
u
P
2
U
d
?
2
U
d
图 6-19 线电压控制方式举例
6-43
五, 提高直流电压利用率和减少开关次数
不论 urU1,urV1和 urW1幅值的大小, urU,urV,urW总有
1/3周期的值和三角波负峰值相等 。 在这 1/3周期中, 不
对调制信号值为 -1的相进行控制, 只对其他两相进行控制,
这种控制方式称为 两相控制方式 。
优点
（ 1） 在 1/3周期内器件不动作, 开关损耗减少 1/3。
（ 2） 最大输出线电压基波幅值为 Ud,直流电压利用率
提高 。
（ 3） 输出线电压不含低次谐波, 优于梯形波调制方式 。
6-44
六, PWM逆变电路的多重化
PWM多重化逆变电路, 一般目的：提高等效开关频率,
减少开关损耗, 减少和载波有关的谐波分量
PWM逆变电路 多重化联结方式有变压器方式和电抗器方
式
利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路（图 6-20，图 6-21)
图 6-20 二重 PWM型逆变电路
两个单元逆变电路的载波信号
相互错开 180°
输出端相对于直流电源中点 N’
的电压 uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,
已变为单极性 PWM波
图 6-20 二重 PWM型逆变电路
6-45
六, PWM逆变电路的多重化
输出线电压共有 0,(± 1/2)Ud、
± Ud五个电平，比非多重化时谐
波有所减少。
电抗器上所加电压频率为载波频
率，比输出频率高得多，只要很
小的电抗器就可以了。
输出电压所含谐波角频率仍可表
示为 nwc+kwr，但其中 n为奇数时
的谐波已全被除去，谐波最低频
率在 2wc附近，相当于电路的等效
载波频率提高一倍。
图6 -21
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
w t
u
UV
u
O
w t
O
w t
O
w t
O
w t
O
w t
u
U 1N '
u
U 2N '
u
UN'
u
VN'
2
U
d
?
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
6-46
第三节 PWM跟踪控制技术
PWM波形生成的第三种方法 —— 跟踪控制方法 。
把希望输出的波形作为指令信号, 把实际波形作为
反馈信号, 通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路
各开关器件的通断, 使实际的输出跟踪指令信号
变化 。
常用的有 滞环比较方式 和 三角波比较方式 。
6-47
第三节 PWM跟踪控制技术
一, 滞环比较方式
二, 三角形比较方式
6-48
一, 滞环比较方式
1,跟踪型 PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。
tO
i i i*
+D Ii*
-D Ii*
图 6-23 滞环比较方式的指令
电流和输出电流
基本原理
把指令电流 i*和实际输出电流 i的偏
差 i*-i作为滞环比较器的输入。
V1（ 或 VD1） 通时, i增大
V2（ 或 VD2） 通时, i减小
通过环宽为 2DI的滞环比较器的控
制,i就在 i*+DI和 i*-DI的范围内，
呈锯齿状地跟踪指令电流 i*。
参数的影响
环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差
大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开
关频率过高，开关损耗增大。
L大时, i的变化率小, 跟踪慢；
L小时, i的变化率大, 开关频率过高 。
滞环
环宽
电抗器 L的作用
6-49
一, 滞环比较方式
2,三相的情况
图 6-25 三相电流跟踪型 PWM
逆变电路输出波形
图 6-24 三相电流跟踪型 PWM
逆变电路
6-50
一, 滞环比较方式
3,采用滞环比较方式的电流跟踪型 PWM变流电路有如下 特点 。
（ 1）硬件电路简单。
（ 2）实时控制，电流响应快。
（ 3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。
（ 4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流
中高次谐波含量多。
（ 5） 闭环控制，是各种跟踪型 PWM变流电路的共同特点。
6-51
一, 滞环比较方式
4,采用滞环比较方式实现电压跟踪控制
把指令电压 u*和输出电压 u进行比较, 滤除偏差信号中
的谐波, 滤波器的输出送入滞环比较器, 由比较器输
出控制开关器件的通断, 从而实现电压跟踪控制 。
图 6-26 电压跟踪控制电路举例
6-52
一, 滞环比较方式
和电流跟踪控制电路相比, 只是把指令和反馈信号从
电流变为电压 。
输出电压 PWM波形中含大量高次谐波, 必须用适当的
滤波器滤除 。
u*=0时, 输出电压 u为频率较高的矩形波, 相当于一
个自励振荡电路 。
u*为直流信号时, u产生直流偏移, 变为正负脉冲宽度
不等, 正宽负窄或正窄负宽的矩形波 。
u*为交流信号时, 只要其频率远低于上述自励振荡频
率, 从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后, 所得的
波形就几乎和 u* 相同, 从而实现电压跟踪控制 。
6-53
二, 三角形比较方式
A
A
A
(1) 基本原理
不是把指令信号和三角波直接进行
比较，而是通过闭环来进行控制。
把指令电流 i*U,i*V和 i*W和实际输出
电流 iU,iV,iW进行比较，求出偏差，
通过放大器 A放大后，再去和三角
波进行比较，产生 PWM波形。
放大器 A通常具有比例积分特性或
比例特性，其系数直接影响电流跟
踪特性。
(2) 特点
开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。
为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波。
和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。
图 6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路
6-54
二, 三角形比较方式
不用滞环比较器, 而是设臵一个固定的时钟 。
以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样, 根据
偏差的极性来控制开关器件通断 。
在时钟信号到来的时刻,
如 i < i*,V1通, V2断, 使 I 增大 。
如 i > i*,V1断, V2通, 使 I 减小 。
每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差
减小 。
采用定时比较方式时, 器件的最高开关频率为时钟频率的
1/2。
和滞环比较方式相比, 电流控制误差没有一定的环宽, 控
制的精度低一些 。
(3) 除上述两种比较方式外，还有 定时比较方式 。
6-55
第四节 PWM整流电路及其控制方法
实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流 。
晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压, 且其中谐
波分量大, 因此功率因数很低 。
二极管整流电路：虽位移因数接近 1,但输入电流中谐
波分量很大, 所以功率因数也很低 。
把逆变电路中的 SPWM控制技术用于整流电路, 就形成
了 PWM整流电路 。
控制 PWM整流电路, 使其输入电流非常接近正弦波, 且
和输入电压同相位, 功率因数近似为 1,也称 单位功率
因数变流器, 或 高功率因数整流器 。
6-56
第四节 PWM整流电路及其控制方法
一, PWM整流电路的工作原理
二, PWM整流电路的控制方法
6-57
一, PWM整流电路的工作原理
PWM整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前
电压型的较多。
半桥电路直流侧电容必须由两
个电容串联，其中点和交流电源
连接。
单相半桥电路
交流侧电感 Ls包括外接电抗器的
电感和交流电源内部电感，是电
路正常工作所必须的。
全桥电路直流侧电容只要一个就
可以。 单相全桥电路
图 6-28 单相 PWM整流电路
6-58
一, PWM整流电路的工作原理
(1)单相全桥 PWM整流电路 的工作原理
正弦信号波和三角波相比较的
方法对图 6-28b中的 V1~V4进行
SPWM控制，就可以在桥的交
流输入端 AB产生一个 SPWM波
uAB。
uAB中含有和正弦信号波同频率
且幅值成比例的基波分量，以
及和三角波载波有关的频率很
高的谐波，不含有低次谐波。
由于 Ls的滤波作用，谐波电压只使 is产生很小的脉动。
当正弦信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的
正弦波。
us一定时,is幅值和相位仅由 uAB中基波 uABf的幅值及其与 us的相
位差决定。
改变 uABf的幅值和相位，可使 is和 us同相或反相,is比 us超前 90°,
或使 is与 us相位差为所需角度。
6-59
一, PWM整流电路的工作原理
图 6-29 PWM整流电路的运行方式向量图
a)整流运行 b)逆变运行
c)无功补偿运行 d) 超前角为 j
d
j
·U
s
·U
L
·U
R
·U
AB
·I
s
d
·U
s
·U
R
·U
AB·I
s
·U
L
d
·U
s
·U
R
·U
AB
·I
s
·U
L
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s ·UL
?Is
6-60
一, PWM整流电路的工作原理
b)逆变运行
d
·U
s
·U
R
·U
AB·I
s
·U
L
a)整流运行
d
·U
s
·U
L
·U
R
·U
AB
·I
s a,滞后 相角 d,
和 同相,整流状态,
功率因数为 1。 PWM整流
电路最基本的工作状态。
?UAB
sU? ?Is
sU?
b,超前 相角 d,
和 反相，逆变状态，
说明 PWM整流电路可实现
能量正反两个方向的流动，
这一特点对于需再生制动
的交流电动机调速系统很
重要
?UAB sU? ?I
s
sU?
6-61
一, PWM整流电路的工作原理
c)无功补偿运行
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s ·UL
d) 超前角为 j
j
d
·U
s
·U
R
·U
AB
Is
·U
L
c,滞后 相角 d，
超前 90°,电路向
交流电源送出无功功率，
这时称为 静止无功功率
发生器 （ Static Var
Generator— SVG） 。
?UAB
sU? ?Is
sU?
d：通过对 幅值和相位
的控制，可以使 比
超前或滞后任一角度 j 。
?UAB
sU?
?Is
6-62
一, PWM整流电路的工作原理
(2)对 单相全桥 PWM整流电路 工作原理的进一步说明
整流状态下,
us > 0时, （ V2,VD4,VD1,Ls） 和 （ V3,VD1,VD4,Ls） 分
别组成两个升压斩波电路, 以 （ V2,VD4,VD1,Ls） 为例 。
V2通时, us通过 V2,VD4向 Ls储能 。
V2 关断时, Ls 中的储能 通过
VD1,VD4向 C充电 。
us < 0时,（ V1,VD3,VD2、
Ls）和（ V4,VD2,VD3,Ls）
分别组成两个升压斩波电路。
6-63
一, PWM整流电路的工作原理
2．三相 PWM整流电路
三相桥式 PWM整流电路，是最基本的 PWM整流电路之一，应用
最广。
工作原理和前述的单相全
桥电路相似，只是从单相
扩展到三相。
进行 SPWM控制，在交流
输入端 A,B和 C可得
SPWM电压，按图 6-29a
的相量图控制，可使 ia,ib、
ic为正弦波且和电压同相
且功率因数近似为 1。
和单相相同，该电路也可
工作在逆变运行状态及图 c
或 d的状态。
图 6-30 三相桥式 PWM整流电路
6-64
二, PWM整流电路的控制方法
1,间接电流控制
间接电流控制也称为 相位和幅值控制 。
按图 6-29a（ 逆变时为图 6-29b） 的相量关系来控制整流桥交流输入
端电压, 使得输入电流和电压同相位, 从而得到功率因数为 1的控
制效果 。
图 6-31,间接电流控
制的系统结构图
图中的 PWM整流
电路为图 6-30 的
三相桥式电路
控制系 统的 闭环
是整 流器 直流 侧
电压控制环 。
有多种控制方法, 根据有没有 引入电流反馈 可分为两种
间接电流控制, 直接电流控制 。
图 6-31 间接电流控制系统结构
6-65
二, PWM整流电路的控制方法
从整流运行向逆变运行转换
首先负载电流反向而向 C充电, ud抬高, PI调节器出现负偏差,
id减小后变为负值, 使交流输入电流相位和电压相位反相, 实现
逆变运行 。
稳态时, ud和 仍然相等, PI调节器输入恢复到零, id为负值,
并与逆变电流的大小对应 。
控制原理
和实际的直流电压 ud比较后送入 PI调节器,PI调节器的输出为
一直流电流信号 id,id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比。
稳态时,ud=, PI调节器输入为零,PI调节器的输出 id和负载电
流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应。 *du
负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。
负载电流增大时,C放电而使 ud下降,PI的输入端出现正偏差，使
其输出 id增大，进而使交流输入电流增大，也使 ud回升。达到新的
稳态时,ud和 相等,PI调节器输入仍恢复到零，而 id则稳定为新
的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应。
*du
*du
*du
6-66
二, PWM整流电路的控制方法
控制系统中其余部分的工作原理
图中上面的乘法器是 id分别乘以和 a,b,c三相相电压同相位的正弦
信号, 再乘以电阻 R,得到各相电流在 Rs上的压降 uRa,uRb和 uRc。
图中下面的乘法器是 id分别乘以比 a,b,c三相相电压相位超前 π/2的
余弦信号, 再乘以电感 L的感抗, 得到各相电流在电感 Ls上的压降
uLa,uLb和 uLc。
各相电源相电压 ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在电阻 R和
电感 L上的压降, 就可得到所需要的交流输入端各相的相电压 uA、
uB和 uC的信号, 用该信号对三角波载波进行调制, 得到 PWM开关
信号去控制整流桥, 就可以得到需要的控制效果 。
存在的问题
在信号运算过程中用到电路参数 Ls和 Rs,当 Ls和 Rs的运算值和实际值
有误差时, 会影响到控制效果 。
是基于系统的静态模型设计的, 其动态特性较差 。
间接电流控制的系统应用较少 。
6-67
二, PWM整流电路的控制方法
2,直接电流控制
有不同的电流跟踪控制方法，图 6-32给出一种最常用的
采用电流滞环比较方式的控制系统结构图。
图 6-32 直接电流控制系统结构图
通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流
反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电
流值。
6-68
二, PWM整流电路的控制方法
控制系统组成
双闭环控制系统, 外环是直流电压控制环, 内环是交流电
流控制环 。
外环的结构, 工作原理和图 6-31间接电流控制系统相同 。
外环 PI调节器的输出为 id,id分别乘以和 a,b,c三相相
电压同相位的正弦信号, 得到三相交流电流的正弦指令信
号, 和 。
,和 分别和各自的电源电压同相位, 其幅值和
反映负载电流大小的直流信号 id成正比, 这是整流器运行
时所需的交流电流指令信号 。
指令信号和实际交流电流信号比较后, 通过滞环对器件进
行控制, 便可使实际交流输入电流跟踪指令值 。
*ai *
bi
*ci
*ai *bi *ci
6-69
二, PWM整流电路的控制方法
图 6-32 直接电流控制系统结构图
优点
控制系统结构简单, 电流响应速度快, 系统鲁棒性好 。
获得了较多的应用
6-70
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术的地位
PWM控制技术是在电力电子领域有着广泛的应用, 并
对电力电子技术产生了十分深远影响的一项技术 。
器件与 PWM技术的关系
IGBT,电力 MOSFET等为代表的全控型器件的不断完
善给 PWM控制技术提供了强大的物质基础 。
PWM控制技术用于直流斩波电路
直流斩波电路实际上就是直流 PWM电路, 是 PWM控制
技术应用较早也成熟较早的一类电路, 应用于直流电动
机调速系统就构成广泛应用的 直流脉宽调速系统 。
6-71
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术用于交流 — 交流变流电路
斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是 PWM控制技
术在这类电路中应用的代表 。
目前其应用都还不多 。
但矩阵式变频电路因其容易实现集成化, 可望有良好
的发展前景 。
6-72
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术用于 逆变电路
PWM控制技术在逆变电路中的应用最具代表性 。
正是由于在逆变电路中广泛而成功的应用, 才奠定了
PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位 。
除功率很大的逆变装臵外, 不用 PWM控制的逆变电路已
十分少见 。
第五章因尚未涉及到 PWM控制技术, 因此对逆变电路的
介绍是不完整的 。 学完本章才能对逆变电路有较完整的
认识 。
6-73
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术用于 整流电路
PWM控制技术用于整流电路即构成 PWM整流电路 。
可看成逆变电路中的 PWM技术向整流电路的延伸 。
PWM整流电路已获得了一些应用, 并有良好的应用
前景 。
PWM整流电路作为对第二章的补充, 可使我们对整
流电路有更全面的认识 。
6-74
第六章 PWM控制技术 ? 小结
PWM控制技术与 相位控制技术
以第二章相控整流电路和第 4章交流调压电路为代表的
相位控制技术 至今在电力电子电路中仍占据着 重要 地
位 。
以 PWM控制技术为代表的 斩波控制技术 正在越来越占
据着 主导 地位 。
相位控制和斩波控制分别简称 相控 和 斩控 。
把两种技术对照学习, 对电力电子电路的控制技术会
有更明晰的认识 。
