西北工业大学：现代电力电子技术（李宏、王崇武）：现代电力电子技术基础1

现代电力电子技术
Power Electronics Technology
西北工业大学 李宏 王崇武
2008年 6月目录
第 1章 概述
第 2章 器件
第 3章 电力电子器件
第 4章 AC-DC变换
第 5章 DC-DC变换
第 6章 DC-AC变换
第 7章 AC-AC变换
第 8章 软开关初步
第 9章变换器的交流小信号模型
第 10章几种应用设计第一章 电力电子技术综述
引言
§ 1.1 简单的变换器
§ 1.2理想开关和实际开关
§ 1.3变换器分类
§ 1.4 变换器组成
§ 1.5变换器中电感电容连接
§ 1.6 变换器的希望特性和考核指标
§ 1.7 变换器保护返回
电力电子技术（ Power
Electronics Technology）是研究电能变换原理及功率变换装臵的综合性学科，包括电压、电流、频率和波形变换，涉及电子学、自动控制原理和计算机技术等学科。
引言
电力电子技术与信息电子技术的主要不同就是效率问题，对于信息处理电路来说，效率大于 15%就可以接受，而对于电力电子技术而言，大功率装臵效率低于 85%还是无法忍受。目前能源问题已是我国面临的主要问题之一，
提高电源变换效率是电力电子工程师主要任务。
随着电子技术的不断发展，新器件不断出现，电力电子技术的发展方向是高频、高效、高功率密度和智能化，最终使人们进入电能变换和频率变换更加自由的时代，并充分发挥其节能、降耗和提高装臵工作性能的作用。
功率半导体器件是现代电力电子技术（ Modern
Power Electronics）的基础，它的应用范围非常广阔，从毫瓦级的个人无线通信设备，到百万千瓦的高压直流输电（ High Voltage DC Transmission）
系统。
电力电子技术的应用领域主要有：
大功率直流电源。它的发展主要以提高单机容量和增加效率为主要目标。
电机控制。无论是交流电机还是直流电机均采用电力电子技术来完成电机的速度、转矩、跟随性等控制，但目前更多的是研究直流调速不能涉及的应用领域。
高压直流输电。
电源变换。它的发展主要以增加效率和提高控制性能为主要目标，如电焊机、电磁感应加热、电动机车、电动汽车，电镀电源、电冰箱、洗衣机等控制。
无功功率补偿。 返回
§ 1.1 简单的变换器
如果您需要从 12V获得一个直流电源
3.3V，可能想到采用分压器实现，如图 1-1a所示。
若 R=1K，可以算出 R2=0.379K，运用电工学中所学的知识，可得到所设计的电源等效内阻为：
等效电路如图（ b）所示，输出特性显然这个电源在没有电流输出时，其输出电压为 3.3V；有电流输出时，其输出电压为
IO为输出电流或负载电流。
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Vs
1 2 V
R1
R2
Io
Vo
( a ) ( b ) ( c )
Rs
+
-
Io
Vo
Vs
1 2 V
R1
R2
RL
Vs
i
Vo
3.3V
1-1分压器、电压跟随器及输出特性
o
可以看出，随着电流增加输出电压线性下降，当输出电流为 12mA时，所设计的电源输出电压为零。也就是说，这个电源对负载变化没有调节能力。
理想电压源输出电压不会随输出电流增大而下降，也就是说输出电压对负载变化应该具有 100%的调节性能，从电路角度看，
即电源等效内阻为零。
从效率方面看
这个电路当输出电流为零时，电路损,
这些能量通过电阻转化为热。当输出电流为 5mA时，
此时输出电压 输出功率 。
电压跟随器电路
显然其输出电压较分压器稳定的多，电路中除了电阻损耗外，另附加了晶体管损耗：
在大功率应用中，大量的能量损耗在晶体管上，
这些热量必须通过散热器散掉，其效率也很低。
通过上述分析，可以看出变换器设计必须考虑至少两个方面问题：
输出参数（电压）的稳定问题；
变换效率问题；效率很低的变换电路几乎没有应用价值。
周期性的导通和截止直流电源，形成了方波电压，方波电压通过滤波后得到直流电压，在周期恒定时，
控制导通时间就可控制输出电压，
如图 1-2所示。
假定开关是理想开关，则损耗为零，
效率大大增加，这就是现代电力电子技术中采用的开关工作模式。
现代电力电子技术中的所有半导体器件都工作于饱和导通和截止两种工作状态，极力避免工作于放大状态，这也是和信号电路的又一本质区别。
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Vs
on
o ff
L
C
+
-
Vo
vo
t
Vs
Vo
( a )
( b )
返回图 1-2 PWM原理
§ 1.2理想开关和实际开关一般认为满足如下条件就是理想开关：
开关处于关断状态时能够承受高的端电压，
并且漏电流为零；
开关处于导通状态时能够流过大电流，并且此时端电压（导通电压）为零；
导通、关断切换时所需的开关时间为零；
即使反复地开关也不老化。
小信号也能导通、关断，对信号延迟时间为零。
电力半导体器件不是理想器件，实际开关特性关断时能承受的端电压是有限的，关断时的阻抗也不是无穷大，总有漏电流流过，产生关断损耗。
导通时能够流过的电流是有限的，导通时阻抗也不为零，正向导通电压和电流的乘积产生导通损耗。
从关断到导通以及从导通到关断的时间也不是零，
这时的电压和电流乘积产生开关损耗。
由于端电压有限，所以在需要耐高压时，需要将电力半导体器件串联；同时由于流过的最大电流有限，在需要流过大电流时，需要将电力半导体器件并联。
需要指出的是，采用理想开关并不是可以解决一切问题，如果出现了理想开关，也是只解决了损耗问题，与此同时会面临新的问题：
如由于理想开关在零时间内完成开通和关断，
即零时间强制切换大电流,di/dt将非常大，
由于分布电感，会产生大的过压，因此抑制这个过压的安装技术改善是非常重要。
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§ 1.3变换器分类
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Vs Vo
IoIs
变换器
Vc
( a )
( b )
源输出
ac
ac
dc
dc
整流
Rectificati on
Conversion
变换 逆变
Inversion
ac control
交流控制图 1-3 变换器分类
图 1-3为一个单输入单输出变换器，电源可以是直流，也可以是交流，可以是电压源，也可以是电流源；负载可以是电感、电容或电阻，也可以是有源负载或者是把电能转化成其它能量形式的装臵； Vc是具有输出变量特征的控制信号，输入和输出侧的电压或电流波形可以单相，也可以是三相或多相形式，变换器由开关、电感、电容和变压器组成，开关包含两端开关（如二极管）和三端开关（如 SCR）。
为了方便分析，假定这些器件都是理想器件，即具有线性、非时变特征，开关的电压和电流容量满足要求。
1 DC-AC变换器 —— 逆变器
将直流电源变换成一个交流电源（单相或多相）称之为逆变，这种装臵称为逆变器
(Inverter)。
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Vs
on
o ff
+
-
V o ( t )
v o ( t )
t
Vs
( a ) ( b )
load
Vs
s2
s1
s3
a相
b相
c相中性点[Neutral]
t
120度
120度
120度图 1-4 基本的单相或三相 dc-ac变换电路
基本电路如图 1-4（ a）所示，通过采用一个开关把直流电源变换成低频或高频交流源，输出波形为脉动直流波形，
输出波形经过滤波电路整形成希望的波形，一般希望输出为正弦波形。
三相输出通过采用三个开关完成，如图 1-4（ b）所示。三个开关轮流导通 120度，输出三相 120度直流脉动波形。
交流电的频率、幅度大小和相位是交流电的三要素，使用电力电子技术如何自由地变换三要素，是 DC-AC变换技术研究的主要内容。
DC-AC变换器应用范围很广，如飞机和空间站电源,UPS、
闪光灯充电、太阳能发电、交流电机调速、变速恒频电源和感应加热电源等，它们输出交流频率从 50Hz到 1MHz不等。
DC-AC变换技术将在第 6章介绍。
2 AC-DC变换器 ——整流器
将单相或多相交流电源变换成一个直流电源称之为整流，这种装臵成为整流器（ Rectifier）。
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Vssinwct
D L
C
+
-
Vo
+
-
v o ( t )
Vssinwct
L
C
+
-
Vo
+
-
v o ( t )
on
o ff
v o ( t )
t
Vs
Vo
v o ( t )
t
Vs
Vo
T/2 T
T
0
0
t ur n- on turn-off
( a )
( b )
s i n
sc
Vt?
sin
sc
Vt?
图 1-5 两种整流电路
基本电路如图 1-5（ a） (b)所示。图 1-5（ a）中交流电源通过二极管整流，二极管阳极承受正电压时导通，承受负电压时截止，因此称二极管为不受控或极性控制开关。二极管后的波形包含交流成分和直流成分，交流成分称之为纹波，因此在二极管之后需要滤波电路。
图 1-5（ b）中用开关取代了二极管，其主要特点是可以在输入交流波形的任何时刻进行开关，而不是和二极管那样阳极正电压时导通负电压时截止。因此可以控制输出电压的交流分量和直流分量，滤波电路仍然需要。
AC-DC变换器应用范围很广，典型如电池充电，直流电机驱动，高压直流输电，风力发电等。不控整流和受控整流在第
4章介绍。
3 DC-DC变换器
将直流电源变换成一路或多路直流电源称之为 DC-DC变换。
DC-DC变换器也可以由 DC-AC变换器和 AC-DC变换器串联取得，输入直流电压首先逆变为高频率的 AC，接着把 AC通过整流变换成 DC。
在 DC-DC变换器中，频率提高可以减轻体积重量，如果需要输入和输出隔离，频率提高也可以减小变压器的重量，
同时提高输入和输出电压的变化范围。
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Vs D C - A C A C - D C Vo
+
-
-
+
n,1
图 1-6 具有隔离变压器的 dc-dc变换器
4 AC-AC变换器
将一个交流电源（单相或多相）变换成另一个交流电源（单相或多相，同频率或不同频率）称之为 AC-AC变换。
输出频率低于输入电压频率的 AC-AC变换器称之为周波变换器（ Cyclo-convweter），其输出频率一般是输入电源频率的几分之一。
电源频率和输出频率相同的 AC-AC变换器称之为交流控制器。
另一种 AC-AC变换器由 ac-dc变换器和 dc-ac变换器串联而成，从而得到希望的输出电压幅度、频率和相数。这样的 AC-AC变换器称之为 DC-Link ac-
ac变换器，这种变换器输出频率与输入电源频率无关。
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A C - D C D C - A C
C
D C - L i n k
on
o f f
+
-
V o ( t )
load
V s s i n w c t
V o s i n w o t
V s s i n w c t
v o ( t )
t
Vs
T0
s i n ( )
sc
Vt?
s i n ( )
sc
Vt?
s i n ( )
oo
Vt?
图 1-7 基本的 AC-AC变换和 DC-Link AC-AC变换
5 软开关与硬开关
提高变换器工作频率可以减小变换器体积，
但增加工作频率会大大增加变换器损耗，
降低变换器效率，为了同时提高变换器效率和减小变换器体积，软开关技术应运而生。
所谓软开关技术，是指电力电子器件导通或关断时损耗为零的技术，与此相应若导通或关断时损耗不为零则为硬开关。
返回
§ 1.4 变换器组成
1、电阻
电阻是唯一的能量损耗器件，电阻作为单独的一个器件，在变换器功率电路中是不存在的，但存在于负载和寄生参数中，
例如，电源的等效电阻，电感、变压器和电机中的线圈电阻，
导线电阻，电容的等效电阻等。电阻的大小与流过电阻电流的频率无关，但是，导体中的线电阻与频率有关，随着流过电阻的电流频率增大，线电阻增大。这是由于电流流过导线时，导线周围产生磁场，磁场强度 H与距离的平方成反比，
因此在导线中心磁场强度最大，因此导线中心的感抗比靠近导线表面的区域大，电流流动趋向电抗小的区域，因此电流向导体表面集中，这就相当于增了导线的电阻率，这种现象称之为趋肤效应（ skin effect），趋肤深度与频率的平方根成反比。解决趋肤效应的办法就是增加导体的表面积，即用一束细直径导体代替大直径导体，这一束细导体称为多线头导体。
2、电感
电感是储能器件，除了作为一个器件存在于变换器中，同时还有寄生电感，如负载的寄生电感，
配电系统中导线的自感，变压器和电机的漏感。
电感的电压电流关系为：
在 时间内，流过一个大电感的电流可以认为是常数，这是因为：
因此，可以认为在 时间内，大电感的模型可用电流源代替。
010 tLL L L Ldiv L i I v d td t L
dt
0LLd i vd t L
dt
3、电容
电容也是一个储能器件，在变换器中作为一个器件存在，
同时还存在寄生电容，如变压器中的匝间电容和层间电容，
二极管、晶体管、晶闸管等内部的固有电容。电容的电压电流关系为：
当以恒定电流充电时，可写为
即恒流源向电容充电时，电容两端电压线性增加。在 时间内，大电容的电压可以认为是常数：
因此，可以认为在 dt 时间内，大电容的模型可以用电压源代替。
010 tCC C C cdvi C v V i dtdt C
0100t sC C c C Iv V i dt V tCC
dt
0CCdv idt C
4、电源
变换器的能量由输入电源提供，电源可以有多种划分方法，如：电压源，
电流源；直流电源，交流电源；总是提供恒定幅度电压的电源称为直流电压源（ dc voltage source）。基于交流电源的相数多少，交流电源可进一步划分为：单相交流源，三相交流源，
多相交流源。
1)电压源和电流源，如图 1-8所示。
电压源端电压是流过其电流的函数：
一般情况下电流流出正端子，但有时电流反向流动，因此，端电压在幅度和波形上与电源内部电压不同。理想电压源的源阻抗为零，因此其端电压和电流无关。
电流源流出的电流与其端电压有关：
端电压或正或负，端电流在幅度和波形上与电源内部电流不同。理想电流源的源阻抗无穷大，因此流出其端子的电流与端电压无关。
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Zs
+
-
is
Vs
a voltage s ouse
Zsis
a current s ouse
+
-
vs
图 1-8 电压源和电流源
2）直流电源和交流电源
总是提供恒定幅度电压的电源称为直流电压源
（ dc voltage source）。电池是最接近的理想直流电压源，预先冲好电的大容量电容也是直流电压源，电容值越大储存的电荷越多，供电时间越长。电池可以认为是一个容量非常大的电容。在自然界中不存在电流源，然而，一个预先加上电压的大电感可以认为是一个电流源，
必须注意电流源必须用闭合电路储藏电能，而电池和电容可以开路。一个实际的电流源可以通过采用一个交流源或直流源串联一个大电感得到。
例题 1 利用 24V电池，设计一个 20A恒定电流源，向 20KHz
的变换器供电，电流波动小于 1%。
解,一个由电压源的大电感闭合回路可以认为是一个电流源，恒流源电流大小取决于电路总回路电阻，包括导线电阻、电感电阻、负载电阻、电池内阻等，电流源如图例 l
所示，稳态时回路总电阻 R：
即导线电阻、电感电阻、负载电阻、电池内阻之和等于 。
工作频率为 2 0 K H z
的变换器
s
V
s
I
L
电压波形随时间幅度周期性变化的电源称之为交流电压源（ ac voltage source）。在自然界中不存在交流电流源，一个实际的交流电流源可以通过一个交流源串联一个大电感得到。
正弦波是基本的交流波形，任何形状的周期性波形都可以表达为一系列正弦波之和，正如我们在高等数学中所学的傅立叶级数所讲述的那样：
多相交流源输出波形相同，只是在相位上有移相，相互移相,p为相数。
例如，三相正弦交流电源由三个互差
120度的同样正弦电压波形组成。多相电源传输功率大。
三相四线制交流供电，提供三个相电压和一个中性点,这种连接称为星星连接或 Y连接，三相三线供电，提供三个线电压，这种连接称为三角形连接，如图
1-9所示。
在中国单相和三相供电电压分别为 220V
和 380V（有效值,rms）,50Hz；在美国单相和三相供电电压分别为 120V和
220V（有效值,rms）,60Hz；在欧洲单相和三相供电电压分别为 120V和 220V
（有效值,rms）,50Hz。
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Y连接连接
1-9 星星连接和三角形连接
5、电力电子器件
电力电子器件在功率电路中（主电路）起着开关作用。理想开关就是：当开关导通、流过电流时，其端电压为零；
当开关关断、流过电流为零。就是说理想开关损耗为零，
即通态损耗为零、断态损耗为零和开关损耗为零。
双向开关（ bidirectional switch），就是开关在通态时电流可以双向流动，如闸刀。电力电子器件中无双向开关，但可以用两个单向开关反并联组成。
双极性开关（ bipolar switch），就是开关在断态时既可以承受正向电压也可以承受反向电压，如闸刀、可控硅
（ Silicon Controlled Rectifier,SCR）。
单向（ unidirectional）单极性（ unipolar）开关，几乎所有的电力半导体器件均为单向单极性开关，如二极管、晶体管等。
开关控制信号可能是一个门槛电压或电流，超过这个门槛就导通，也可能是一个电压或电流的脉冲信号。
6,变压器
变压器在变换器中是通过磁耦合把电能从一个电路传输到另外其它电路中去，同时改变了电路电压，但传输过程中电压或电流波形的频率不会改变，当然直流电压不能通过变压器传输，能量守恒定律适用于变压器。
变压器由磁芯、骨架和绕组组成，磁芯构成闭合磁路，绕组至少两个以上，分别称为原边绕组和副边绕组或初级和次级绕组。两个绕组的变压器如图 1-10所示，绕组线圈上的点表示电压极性相同，称为同名端。由于闭合磁路中磁通 相等，线圈电压、匝数和磁通关系式为：
由能量守恒定律，变压器输入能量
等于输出能量：
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N1 N2
v1 v2
i1 i2
图 1-10 变压器
7,负载
负载可以分为：
阻性负载；其模型可用纯电阻代替，纯电阻负载的变换器一般在低频工作，如加热器、电炉、烤箱等。
感性负载；主要由电感组成。
容性负载；如电容、激光、显示器等。
直流电流负载；如恒转距应用的直流电机。
直流电压负载；如恒转速应用的直流电机、电池充电过程。
交流电压负载；如恒转速应用的感应同步电机。
交流电流负载；如恒转距应用的感应同步电机。
图 1-11 电压、电流吸收器
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+ Co RL
RL
Lo
+
-
Vo
Io
Vo Io
Vo
dc Voltage Sink dc Current Sink
ac Voltage Sink
ac Current Sink
7,变压器
变压器在变换器中是通过磁耦合把电能从一个电路传输到另外其它电路中去，同时改变了电路电压，但传输过程中电压或电流波形的频率不会改变，能量守恒定律适用于变压器。
变压器由磁芯、骨架和绕组组成，磁芯构成闭合磁路，绕组至少两个以上，分别称为原边绕组和副边绕组或初级和次级绕组。
原副边电压之比等于原副边匝数之比，线圈阻抗之比等于匝数之比平方。由于变压器的这种比例特性，有时变压器也用来作为变换器到负载的阻抗匹配器件。
8,控制器
目前的控制器主要有两大类，专用芯片和微型计算机。所谓专用芯片也称为适合特定用途的 IC，
目前有许多公司相继开发出了应用于不同用途的控制芯片，专用芯片的特点是控制简单容易，控制规律采用硬件实现。
目前控制系统中常用的微控制器有单片机和 DSP
等。
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1、变换器中电感连接
电感电流的突然变化会引起,从而导致电感两端产生很高的电压，也影响到电路中相关的元件。但反过来，电感两端加上一个有限的电压却不能引起电感中电流的瞬间跳变,即电感中电流是连续的。
因此，在电力电子变换器中，电感和单向开关不能串接在一起，万一需要这种连接，开关断开时，必须提供电感电流连续的通道。开关两端反并联一个二极管可以为串连的电感提供一个电流通道，电感反并联一个二极管也可为电感提供电流通道，这个二极管称之为续流二极管（ free-wheeling diode）。
didt
§ 1.5变换器中电感电容连接
如果周期性的激励包含电感的电路，则在稳态时
（ steady-state condition）一个周期内电感两端的平均电压为零。这是因为如果电感两端的平均电压非零，那么电感电流将增大到无穷大，所以：
稳态时，周期结束时的电感电流与周期开始时的电感电流相等。因为：
所以：
电感中储存的能量：
但如果线圈运动，如在电机中，电感是时间的函数，但对固定电感来讲，为常数，
因此，电感中储存的能量：
iL0和 iL代表电感初始电流和电感当前电流。
返回
2、变换器中电容连接
电容两端电压的突然变化，会引起无穷大的,从而导致非常大的电流流进或流出电容，但反过来，非常大的电流流进或流出电容，却不会引起电容电压的瞬间跳变，
即电容两端的电压是连续的。
因此，在电力电子变换器中，电容和单向开关不能并接在一起，无论何时需要这种连接，开关断开时，必须提供阻塞二极管与电容串接在一起，防止万一开关闭和形成短路。
如果周期性的激励包含电容的电路，则在稳态时一个周期内流出和流入电容的平均电压为零。这是因为如果流出流入电容的平均电流非零，那么电容电压将泵升到无穷大，
所以：
与电感一样，稳态时，周期结束时的电容电压与周期开始时的电容电压相等。因为：
电容中储存的能量：
一般说来，如果构成电容的介质是运动的，则电容值是时间的函数，但对固定电容来讲，为常数,因此返回
§ 1.6 变换器特性和指标变换器工作有两个阶段：,瞬态阶段（ transient phase）和稳态阶段（ steady-state phase）。在瞬态阶段，电压和电流波形每个周期都会发生变化；而在稳态阶段，每个周期所有波形都相同。
1、变换器应具有如下特征：
输出电压（电流）和给定值和波形相同；
输出电压（电流）对负载、输入电压（电流）和器件参数变化不敏感；
输入电源失真最小，输出电压（电流）失真最小；
控制灵敏，控制范围大；
功耗最小，瞬态阶段阻抗最大；
储能最少。
2、瞬态部分主要考虑：
输入电源的瞬态电流。
输出短路时的输入电源电流；
冲击（浪涌 surge）保护；
突加重载和卸载时变换器输出端的瞬态电压；
开关器件两端的最高电压和最高电压变化率；
开关器件两端的最高电流和最高电流变化率；
变换器接通和断开时输出端的最大瞬态电压和名义输出电压之差。
3,稳态部分主要考虑：
正向传输特性（ forward transfer characteristic）。
正向传输特性是指输出变量和输入变量的关系，
主要有电压传输特性，和电流传输特性。
反射特性（ reflective characteristic）。所谓的反射特性，是指输出对输入电压和电流的影响。
谐波曲线。变换器的输入和输出波形一般来说都不是正弦信号，谐波曲线是指交流电压、电流或瞬时功率的幅值和频率关系。
4、相关定义
平均值（ average）。即一个周期波形积分平均值，平均电压值又称为直流电压值。
有效值 rms (root-mean-square)。
有效值定义：某非直流电压（电流）加在一个电阻上，产生的功率如果和另一个直流电压（电流）加在同一电阻上的功率相等（同样时间内产生的热量相同），这个直流电压或电流被称为这个非直流电压或电流的有效值：
峰峰值（ peak-peak ripple）。纹波的最大尖峰和最小尖峰之差。
不希望的最低谐波频率（ lowest undesired harmonic
frequency）。在 DC-AC逆变器中是希望谐波频率远离基波频率。此谐波频率称之为不希望的最低谐波频率。
功率因数（ power factor）
传统的功率因数概念是在线性负载条件下得到的，交流电路中的电压与电流为同频率的正弦波，相位差为,功率因数为 。为了校正功率因数，通常在感性负载两端并联移相电容，用容性无功功率补偿感性无功功率。
由于电力电子设备的整流装臵（不控和相控整流）和开关电源等非线性负载的大量投入使用，尽管输入电压为正弦，
电流却为严重非正弦，因此线性电路的功率因数计算不再适用于 AC/DC变流电路，而采用 PF（ Power Factor）表示功率因数。
功率因数 PF（ power factor）定义：交流输入有功功率与视在功率的比值：
cos?
R M S R M S
PPPF
S V I
一般认为输入电压为无畸变的正弦波，那么只有输入电流的基波分量影响有功功率，即被定义为相移功率因数（ displacement power factor），描述了负载的电抗特性。于是功率因数可表示为定义为畸变功率因数。畸变功率因数的定义为：
其中,为输入电流（网侧电流）的基波电流,…,为输入电流的 2次谐波电流,3次谐波电流,… 谐波电流。
功率因数定义为相移功率因数和畸变功率因数的乘积，可表示为：
1 c o sR M S R M SP V I
cosDPF
11c o s c o sR M S R M S R M S
R M S R M S R M S R M S R M S
V I IPPPF
S V I V I I


1RMS RMSII
1 1 1
2 2 2
2 1 2 3
1
R M S R M S R M S
R M S R M S R M S R M S
R M S n
n
I I IDF
I I I II?


1RMSI 23,RMS RMSII
PF DPF DF 返回
§ 1.7 变换器保护
1、浪涌电压保护浪涌保护（ surge voltage protection），通常用硒二极管
（ selenium diode）或金属氧化物变阻器 MOV（ metal oxide
varistors）来保护变换器免受输入瞬态浪涌电压的破坏。
通常把硒二极管反并联在变换器电源输入端。正常情况下，
硒二极管流过很小的电流，当一个浪涌电压到来时，硒二极管击穿流过很大的电流以限制其两端的电压，从而保护变换器免受瞬态高电压损害。交流输入时用两个硒二极管背对背连接后并接在变换器电源输入端。
金属氧化物变阻器 MOV，又称压敏电阻，是一个非线性电阻器，它由被绝缘膜隔离的金属氧化物粒子组成，电压高时，绝缘膜导电，从而限制变换器的输入电压。
2,过电流保护
过电流保护（ protection against excessive current），通常采用在输入电源回路中串入保险（ fuse）保护短路和过电流。保险可能是一条细线，在过电流时烧断，也可能使半导体元件，它在正常条件下为低阻抗器件，在过电流条件下为永久性的高阻抗。
由于开关器件对电流和电压非常敏感，其承受过电流的时间非常短，一般只有几微秒，因此保护电路必须具有很快的响应时间，而保险烧断需要一定的时间，因此采用保险丝往往不能保护开关器件免受过电流损坏，现在常用霍尔电流传感器进行保护。
3,开关器件保护
开关器件保护（ protection of switching device）就是要限制开关应力在安全值以内，并进行功率传输。开关应力就是瞬态电压最大值、瞬态电流最大值。
特别要注意变换器接通、断开以及过电压时的开关器件保护。为了保证开关器件的安全工作，通常设臵缓冲电路，
缓冲电路又称为吸收电路（（ snubber circuit）来保护开关器件，其作用是抑制开关器件的过压、过流、,,减少开关器件的损耗。
缓冲电路可以分为关断缓冲和开通缓冲电路，关断缓冲又叫做 抑制电路，用于吸收开关器件关断过程中的过电压。开通缓冲又叫做 抑制电路。
变换器中的电线具有非常大的自感，这个自感的作用主要表现在开关器件电压尖峰的大小和延续时间，减少电路自感是解决的主要办法，如电源回路采用三明治结构连接，
即减少回路面积从而减少自感 。
dvdt didt
dvdt
didt
返回
当 VT关断时，集电极电流 IC下降，并联电流给缓冲电容充电，
充电电流 IS经过二极管 VDs流通，以加快充电时间和减少吸收损耗。 VT完全关断，负载电流全部转移到吸收回路中,吸收电容的大小为
M
sUC
V T
V D
sL sC
sRsVD
LI
CI SI
图 1-12 缓冲与吸收电路
§ 2.1 电容器
§ 2.2磁学基本概念
§ 2.3磁性材料的基本特性
§ 2.4铁芯材料及形状
§ 2.5 线圈骨架及铁芯窗口
§ 2.6 电感
§ 2.7 变压器第 2章 器件返回
§ 2.1 电容器
1、电容的基本概念
电容是表征两个导体间的电介质在单位电压作用下，储藏电场电量（电荷）能力的参量，用符号 C
表示。电容的单位是法拉。电容在电路中除了能储存电场能量外，在直流电路中，起隔离直流的作用。在交流电路中，容抗随电源的频率升高而减小，同时电容上的电压不能突变。单位有法拉
(F)、毫法 (mF)、微法 (uF)、纳法（ nF）、皮法
（ pF）。
电容器是电力电子变换器中的重要器件，虽然它的大小形状不一，种类繁多，但是就其构造来说多数都是由两块彼此靠近的金属薄片（或金属膜）
构成电极，中间隔一电介质。电容的大小不仅与两导体极板的形状有关，
还与极板间的电介质有关。平板电容器如图 2-1所示，设极板面积为 s，极板之间距离为 d，极板之间充满相对介电常数为的电介质，如果极板所带电荷为 q，则电场强度大小
电容器的电荷与电容器两端的电压之比称之为电容
d
a b
+
+
+
+
+
+
-
-
-
-
-
-
E
图 2-1平板电容器
实际的电容器是有损耗的，下图示出了实际电容器的两种等效电路，
为电介质漏电阻 (dielectric leakage resistance),为等效串联电阻（ equivalent series resistance,ESR）。
（ a）串联等效电路 （ b）并联等效电路
图 2-2 电容器的两种等效电路
（ a）串联等效电路电压、电流矢量图图 2-3 （ a）串联等效电路 (b)电压、电流矢量图
pR sR
等效的串联电阻在电容器中必定要损耗一部分功率，定义在规定频率的正弦电压下，电容器所损耗的有功功率与无功功率的比值称为损耗角正切，
对于串联等效电路为损耗角,对于电容来说，要求 愈小愈好，
也就是损耗正切越小越好。图 2-3为电容器串联等效电路和电压、电流矢量图，其中为损耗角。
电容器的额定工作电压称为耐压，指在规定的工作温度范围内电容器能够长时间可靠地工作的最大直流电压（或最大交流电压的有效值）。电容损坏主要有：
电击穿，加在电介质上的电压使电介质微观结构遭到破坏导致出现很大的传导电流而使两极短路；
热击穿，电介质在长期工作时产生的热量大于散出的热量，
使介质热崩溃，通常发生在高频、高压下；
老化击穿，电介质在电场长期作用以及外界因素的促使下，
电介质老化，电性能明显下降的现象。
电容器的漏电流，是指对电容器施加直流电压，充电电流随时间增加而降到某恒定的数值，这个电流称为电容器的漏电流，表征电容器的绝缘质量。
2,电容器的分类按用途分类可分为：
直流电容器。用于直流电压下工作，如有极性的电解电容，大多数固定电容；
交流电容器。用于给定频率范围内的电路；
脉冲电容器。用于脉冲工作条件下间歇充放电。
按电容器的介质不同分类可分为：
固体有机介质电容器。用有机薄膜为介质材料制成的电容器，这种电容器多是卷绕式结构，其电极有金属箔电极和金属化电极两种。
固体无机介质电容器。用固体无机介质制成的电容器，
如云母电容器、陶瓷电容器、玻璃釉电容器等。
电解电容。
气体介质电容器。
电解电容。
电解电容的工作介质是在一些金属（铝、钽、铌、钛、
钽 -铌合金型）表面上形成一层极薄的金属氧化膜，此层氧化膜介质完全与组成电容器的电极（阳极，正极）
是不可分离的整体，不能单独存在。电容器的阴极并非金属，而是所谓? 电解质? （注意不是电介质），它可以是液体，也可以是糊状、凝胶或者是固体，电解质是电解电容器中最重要的材料之一，它起到电解电容器阴极的功能，它使电容器在工作过程中具有自愈能力，为了使阴极与外界电路连接，又以另一金属与电解质相接触，这就是电容器接入电路时的负极，当电解电容器在工作和储存过程中，由于某些原因阳极氧化膜局部受到损坏，使电容器的漏电流增大，此时在外加电压的作用下，非固体电解质放出氧，在氧化膜破坏处重新形成氧化膜，起到自行修补作用，而使电解电容器恢复其正常工作能力。
按正极的金属材料和形状可分铝、钽、铌、钛、钽 -铌合金型，以及箔式、烧结式等；电解电容器在电路中主要起滤波、旁路、耦合、隔直流、贮能等作用。需要指出的是，
用于整流滤波的电解电容在选用时，不仅仅要考虑电容的容量，还要考虑电容的充放电电流。电解电容的主要特点是单位体积内所具有的电容量特别大，工作电压越低这一特点越突出，特别适宜于小型化应用，用单位体积内所具有的电容量和工作电压乘积来表示。电解电容的另一特点是损耗正切较大，容易老化，性能可靠性逐年下降，特别是长期储存不用，突然加上额定电压，最容易导致电解电容失效甚至爆炸，钽电容不存在这个问题，长时间储存后可以随时使用。
用于整流滤波的电解电容在选用时，
不仅仅要考虑电容的容量，还要考虑电容的充放电电流。电解电容损耗正切较大，容易老化，性能可靠性逐年下降，特别是长期储存不用，突然加上额定电压，最容易导致电解电容失效甚至爆炸，钽电容不存在这个问题，
长时间储存后可以随时使用。
按电容器在电路中所起的功能分类可分为：调谐电容器，隔直流电容器，旁路（去耦）电容器，
滤波电容器，计时电容器。
用于高频旁路的电容有陶瓷电容器、云母电容器、
玻璃膜电容器、涤纶电容器、玻璃釉电容 器；
用于低频旁路的电容有纸介电容器、陶瓷电容器、
铝电解电容器、涤纶电容器；
用于滤波的电容有铝电解电容器、纸介电容器、
复合纸介电容器、液体钽电容器；
用于调谐的电容有陶瓷电容器、云母电容器、玻璃膜电容器、聚苯乙烯电容器；
返回电解电容图片
贴片电容、云母电容、独石电容
钽电容
§ 2.2磁学基本概念
1,磁感应强度或磁通密度：
为了定量地表示磁场中某一点的磁性的大小和方向，用磁感应强度表示，其度量可用载流导体在磁场中所受力的大小来衡量。
设在载流导体 l1（电流为 I）周围某点处，放臵另一长度为 l2载流导体，在内通一小电流 i,p点的磁场方向按右手螺旋法则确定。
载流导体受到磁场（由于在内通的电流较小，可以认为磁场只由载流导体产生）的作用力可由左手定则确定：将左手伸直，让磁场的方向穿过手心，四指指向电流方向，则拇指所指方向为载流导体的受力方向。磁场对载流导体的作用力示意图如图 2-4所示。
图 2-4 磁场对载流体的作用力示意图
我们用单位长度（米）的导体流过单位量电流
（安培）在该点所受的力的大小来衡量该点磁场的大小，即磁感应强度
若和的方向不是正好垂直，而是有一夹角，则
显然当 l与 B平行时，就不会有作用力。为了形象地表示磁场，可以把磁场用磁力线的分布来描述，
那么在每一点上磁力线的密度（单位面积上穿过磁力线数）就等于磁感应强度，而的方向就是磁力线的切线方向，因此也可以称为磁通密度或磁力线密度 (The magnetic flux density)。
2,磁通
设在磁场内某点的磁感应强度为,在与 B垂直方向上取一个微小面积,则在此面积内的磁力线总数称为磁通 (The magnetic flux)
换句话说，磁通就是穿过某截面的磁力线总数，
亦称为磁通量，也可以说磁通就是磁感应强度的面积分。以 Ф 表示，单位为韦伯（ Wb ）。
我们可以用磁通定义磁感应强度（磁通密度）：
垂直于磁力线的方向上单位面积的磁通量
,磁通设在磁场内某点的磁感应强度为,在与 垂直方向上取一个微小面积,则在此面积内的磁力线总数称为磁通换句话说，磁通就是穿过某截面的磁力线总数，
亦称为磁通量，也可以说磁通就是磁感应强度的面积分。以 Ф 表示，单位为韦伯（ ）。
我们可以用磁通定义磁感应强度（磁通密度）：
垂直于磁力线的方向上单位面积的磁通量
3,磁场强度
由于历史上的习惯，用以表示磁场强弱的物理量并不称为
磁场强度?,却称为? 磁感应强度? 。磁场是由电流产生的，因此磁场内各点的磁感应强度 B与电流有关；我们还发现 B不仅和电流有关，还和所处空间的介质有关，即同样的电流如果处在不同的介质中，在同一个位臵值 B是不相同的。为了计算方便，我们引用了另一个辅助的物理量 —— 磁场强度 H，即认为 H 是一个与介质无关而仅与电流有关的量，这样就可以不受介质的影响，只根据电流的大小、位臵和线圈的形状计算出空间某点的值，然后按照不同的介质计算出来。
显然 H只是一个辅助计算量，把它叫做磁场强度，但它的实际意义却不能代表实际磁场的强度，而真正能够反映磁场强度的量确是磁感应强度 B。
磁场强度和磁感应强度的关系
其中 称为介质的导磁系数或磁导率（ permeability），
它与介质有关。
4、磁场连续性定律
假设某一封闭曲面包围磁路的某一部分，则穿过曲面而进入被包围的这一部分磁路的磁通的代数和为零，这就是磁路第一定律。
磁路第一定律是磁通连续性的反映。对于图 2-5所示的磁路，忽略漏磁通的作用，作一个封闭曲面，由磁通的连续性原理,可以得到图 2-5 磁通连续性
5、全电流定律
全电流定律也称为安培环路定理，全电流定律是用以确定电流和磁场强度之间关系的重要定律。设空间有 N根载流体，环绕载流体的任意磁通闭合回路中，磁场强度的切向分量沿该回路的线积分等于该回路所包围的电流代数和，即
图 2-6 安培环路定理
下面以直导线和环形螺旋管为例，说明全电流定理的应用。
设直导线无限长，通以电流 I，在与直导线垂直的一个平面上，以导线为圆心，以为半径 x作一圆，并沿这个圆周作为积分路径，按顺时针方向求线积分，按全电流定律，
此圆周上各点的磁场强度的线积分应等于此闭合曲线所包围的电流。
假设此无限长载流体是孤立的，所以它周围的磁力线都是同心圆，因此圆周上任一点的磁场强度的方向都是在切线方向上，换句话说，所取的积分路径正好在一条磁力线上，
所以沿圆周各点的可以看作常数，即
上式表明，直导线周围任意点的磁场强度与距离成反比。
设有一个环形的螺旋管，具有方形的截面，均匀缠绕着匝线圈，若线圈通上电流，由于对称的关系，在螺旋管截面上的磁力线都是同心圆，并且在任意根磁力线上各点的磁场强度都相等，且方向都是切线方向，如图 2-7所示。
I

M2
M1
图 2-7 螺旋管磁力线
我们在在螺旋管截面上，取半径为 r一条磁力线作为积分路径，根据全电流定律，有
设环的平均半径为，且环的宽度与相比很小时，可以认为在圆环截面上各点的磁场强度相同，即按平均半径计算值
如果积分路径取圆环内腔中某圆，或取圆环外圆作为积分路径，则它们所包围的电流代数和均为零。
即,这说明在环的内腔和外面，都没有磁场存在，即是说圆环螺旋线所产生的磁场全部集中在螺旋管内部截面上。称 NI为磁路的磁动势，简称磁势。
6,电磁感应定理 （ 法拉弟定理,Faraday’s law）
线圈中的磁通量 发生变化时,在该线圈中将产生与磁通变化率成正比的电动势,若线圈匝数为,则
磁通是时间 t和线圈对磁场相对位移 x的函数：
写成全微分形式
若,则 为变压器电势。
变压器工作原理就是线圈位臵不动,而通过线圈的磁通量对时间发生变化。 称为磁链，若 则
v称为速度电势，电机工作原理就是磁场的大小及分布不变，仅靠磁场和线圈有相对位移来产生变化磁通和感应电势进行能量变换。
deNdt
N
(,)f t x
d d xe N Nd t t x d t
0dx dt? b de N Nd t d t
N 0t
v
dxe N N vx d t x
返回
§ 2.3磁性材料的基本特性
1、磁化曲线
物质的磁化需要外磁场，相对外磁场而言，被磁化的物质称为磁介质。将铁磁物质放到磁场中，磁感应强度显著增大，磁场使得铁磁物质呈现磁性的现象称为铁磁物质的磁化。铁磁物质之所以能被磁化，是因为这类物质不同于其它物质，在其内部有许多自发磁化的小区域 —
磁畴。
在没有外磁场作用时，这些磁畴排列的方向是杂乱无章的，如图 2-8(a)所示，小磁畴间的磁场是相互抵消的，对外不呈现磁性。
如给磁性材料加外磁场，材料中的磁畴顺着磁场方向转动，加强了材料内的磁场。随着外磁场加强，转到外磁场方向的磁畴就越来越多，
与外磁场同向的磁感应强度就越强，如图 2-8(b)
所示，这就是说材料被磁化了。
(a) (b)
图 2-8 (a)未磁化时的磁畴排列
(b)被磁化时的磁畴排列
如将完全无磁的铁磁物质进行磁化，把磁场强度从零逐渐增加，测量铁磁物质的磁通密度，得到磁通密度和磁场强度之间关系，并用曲线表示，称该曲线为磁化曲线。
从材料的零磁化状态磁化到饱和的磁化曲线通常称为初始磁化曲线。
如果将铁磁物质沿磁化曲线 OS由完全去磁状态磁化到饱和 Bs（如图 2-9所示），此时如将外磁场 H减小,B值将不再按照原来的初始磁化曲线 (OS)减小，而是更加缓慢地减小，这是因为发生刚性转动的磁畴保留了外磁场方向。即使外磁场 H=0时,B?0，
即尚有剩余的磁感应强度 Br存在。这种磁化曲线与退磁曲线不重合性能称为磁化的不可逆性。磁感应强度 B的改变滞后于磁场强度 H的现象称为磁滞现象。
图 2-9磁芯的磁滞回线
饱和磁感应强度 是在指定温度 (25℃ 或
100℃ )下，用足够大的磁场强度磁化磁性物质时，磁化曲线达到或接近此水平时，
不再随外磁场增大而明显增大。
剩余磁感应强度 铁磁物质磁化到饱和后，又将磁场强度下降到零时，铁磁物质中残留的磁感应强度，即为 。称为剩余磁感应强度，简称剩磁。
矫顽力 Hc,铁磁物质磁化到饱和后，由于磁滞现象，要使磁介质中 B为零，需有一定的反向磁场强度 -H，此磁场强度称为矫顽磁力 Hc。
sB
rB
rB
如果磁滞回线很宽，即 Hc很高，需要很大的磁场强度才能将磁材料磁化到饱和，同时需要很大的反向磁场强度才能将材料中磁感应强度下降到零，也就是说这类材料磁化困难，去磁也困难，我们称这类材料为硬磁材料。如铝镍钴永磁铁，钐钴合金等，常用于电机激磁和仪表产生恒定磁场。这类材料磁化曲线宽，矫顽磁力高。在开关电源中，
为减少直流滤波电感的体积，有时用永磁－硬磁材料产生恒定磁场抵消直流偏臵。
另一类材料在较弱外磁场作用下，磁感应强度达到很高的数值，同时很低的矫顽磁力，即既容易磁化，又很容易退磁。我们称这类材料为 软磁材料 。属于这类材料的有电工纯铁、电工硅钢、铁镍软磁合金、和软磁铁氧体等。某些特殊磁性材料，如恒导磁合金和非晶态合金也是软磁材料。
可见，所谓? 软磁?,不是材料的质地柔软，而是容易磁化而已。实际上，软磁材料都是既硬又难加工的材料。如铁氧体，既硬又脆。
霍尔效应
霍尔效应是一种磁电效应，霍尔效应的本质是：固体材料中的载流子在外加磁场中运动时，因为受到洛仑兹力的作用而使轨迹发生偏移，并在材料两侧产生电荷积累，形成垂直于电流方向的电场，
最终使载流子受到的洛仑兹力与电场斥力相平衡，从而在两侧建立起一个稳定的电势差即霍尔电压，如图 2-10，人们利用该效应制成的霍尔器件，它具有对磁场敏感、结构简单、体积小、频率响应宽、使用寿命长等优点，利用霍尔效应电压与磁场的线性关系，通过测量元件两端的电压，可以获得空间某区域的磁场分布及其此处的磁感应强度，利用此原理可以制成霍尔电压传感器、霍尔电流传感器等测量器件，应用于电压、
电流的非接触式测量。
图 2-10 霍尔效应示意图
临近效应
流过电流的导线会产生磁场，相邻的导线在相互磁场（也可以是外加磁场）作用下会产生电流挤到导体一边的现象成为临近效应。相邻层的导线若电流方向相同，电流会往外侧挤，相邻层的导线若电流方向相反，电流会往外内侧挤，如图 2-
11所示。临近效应会导致导体的利用率下降，铜损增加（与趋肤效应类似）。
（ a）异向相吸 （ b）同向相斥图 2-11 临近效应
2,磁芯损耗
磁性元件的功率损耗由三大部分，铜损（ Copper
losses），涡流损耗（ Eddy current losses），磁滞损耗（ Hysteresis losses）,这三种损耗均正比于磁场交变的频率 f。
1 )铜损，铜损是由线圈的电阻所引起，损耗与电流平方成正比，因此电流大小是决定导线截面积的主要因素，单位面积流过的电流称为电流密度
（ Current density）,一般铜导线的电流密度选取范围为 1~10，电流密度降低，元件温升减小。
导线电阻随着温度和电流频率的增加而增加，频率的影响是由于电流的趋肤效应（ Skin effect）。
所谓趋肤效应，是由于载流导体周围产生磁场，导体内部和边缘部分的磁通量不同，导体截面中心处磁场最强，因此导体中心的感抗大于导体表面的感抗，电流沿着感抗
（阻抗）最小的区域（路径）流动，即沿着导体的表面区域流动。
电流集中于导体表面，增大了导体材料的电阻系数，电流密度沿导体直径方向指数分布，导体表面电流密度最高。
所谓穿透深度是指由于趋肤效应，交变电流沿导体表面流动所能达到的径向深度，电流穿透深度用下式表达
为穿透深度，单位为 mm； f 为频率，单位 Hz；
为导体的磁导率,单位 H/m；
为导体的电导率,单位 s/m。
大部分导体材料的相对磁导率几乎为 1，当导体为圆形铜导线时，其穿透深度为
可以通过计算导体单位长度的交流电阻和直流电阻得到导线有效截面积减小情况。设导体直径为 r，
穿透深度为,导体线电阻率,图 2-12为导体流过交流电时趋肤效应图。当导体流过直流电流时，电流均匀流过导体截面，单位长度的直流电阻为,当导体流过交流电流时，电流只流过导体表面区域，由于穿透深度为，可以求出流过电流的环形面积为
单位长度的交流电阻为
r
图 2-12 导体通过交流电流时的趋赴效应
交流电阻和直流电阻之比
当 时，即穿透深度等于导体半径，两者之比为 1，当导体流过交流电流时，电流均匀流过导体截面，可以忽略趋肤效应的影响。实际上，导体的交流电阻总是大于直流电阻，即是 也是如此。
趋肤效应增大导体电阻可以通过增加导体的表面积来克服，例如，大直径的导体可以用彼此绝缘的一股小直径导体代替。
2 )涡流损耗
磁芯材料包含着金属成分，当磁芯通过交变磁通时，与磁力线正交的平面中产生感应电势，此电势被磁芯材料中的金属成分短路，这个短路导体相当于变压器的次级线圈，仅仅是短路的线圈而已，在此短路的线圈内，流动着一个电流，我们把此环流称之为涡流（ Eddy current）。由于短路导体存在电阻，为涡流损耗，此损耗是纯粹的热损耗。
涡流相当于 1匝的磁芯线圈。涡流电阻取决于材料的截面尺寸和电阻率。
图 2-13是铁芯中的一片硅钢片，厚度为 d，高度为 b，长度为 l，体积为 dbl。
在垂直进入的交变磁场 B 的作用下，
根据电磁感应定律，硅钢片中将有围绕磁通呈涡旋状的感应电动势和电流产生，简称涡流。
式中,K 为电动势比例常数,f 为磁场交变频率,x 为涡流回路与硅钢片对称轴线间的距离。忽略两短边影响，
涡流回路的等效电阻为
式中,ρ 为硅钢片的电阻率 。
图 2-13 涡流损耗
从而给定涡流回路中的功率损耗为
上式表明，涡流损耗与磁场交变频率 f、硅钢片厚度 d 和最大磁感应强度 Bm 的平成正比，与硅钢片电阻率 ρ 成反比。由此可见，要减少涡流损耗，
首先应减小硅钢片厚度,其次是增加涡流回路中的电阻，电工钢片就是加适量的硅，制成硅钢片，
改变材料的性能，成为半导体类合金，显著提高电阻率。
应用涡流进行加热，如电磁炉，金属工件加热炉等。
3)磁滞损耗
磁材料在外磁场的作用下，材料中的一部分与外磁场方向相差不大的磁畴发生了 ‘ 弹性 ’ 转动，这就是说当外磁场去掉时，磁畴仍能恢复原来的方向；而另一部分磁畴要克服磁畴壁的摩擦发生刚性转动，即当外磁场去除时，磁畴仍保持磁化方向。因此磁化时，送到磁场的能量包含两部分：前者转为势能，即去掉外磁化电流时，磁场能量可以返回电路；而后者变为克服摩擦使磁芯发热消耗掉，这就是磁滞损耗。
用一个低频交流电源磁化一个环状磁芯线圈 (图 2-14(a))，磁芯材料磁化曲线如图 2-
14(b)所示。磁芯截面积为 Ac，平均磁路长度为 lc，线圈匝数为 N。外加电压为 u（ t)，
磁化电流为 I。
A C B B s S
B r A 2
i l C A 1
u o H
N - B r
( a ) ( b )
图 2-14 磁芯的磁滞损耗
根据全电流定律，可得
根据电磁感应定律
在半周期内，送入磁芯线圈的能量
式中 V=Aclc为磁芯体积；
A1为磁芯由 -Br磁化到 Bs化曲线与纵轴包围的面积 -Br－ S－ Bs－ -Br，它是电源送入磁场的能量 V× A1。
而 A2为磁化电流由最大值下降到零，磁芯由 Bs退磁到 Br去磁曲线与纵轴包围的面积，
是单位体积磁材料返回电路的磁场能量
V× A2，这是可恢复能量。因此电源半周期内磁化磁芯材料损耗的能量为 V× (A1－ A2)，
即磁化曲线 -Br—S—Br与纵轴所包围的面积。
同理如果电流从零到负的最大值，再由负的最大值变化到零，即另外半周期，磁化磁芯损耗的能量是第二和第三象限磁化曲线与纵轴包围的面积。
也就是说磁化磁芯一周期，单位体积磁芯损耗的能量正比于静态磁滞回线包围的面积。这就是磁滞损耗，是不可恢复能量。每磁化一个周期，就要损耗与磁滞回线包围面积成正比的能量，频率越高，损耗越多。磁感应摆幅越大，包围面积越大，损耗也越大。
可恢复的能量部分表现在电路中是电感的储能和放能；不可恢复能量部分表现为磁芯损耗发热。
返回
§ 2.4 铁芯材料及形状1、铁氧体材料
铁氧体采用粉末冶金方法生产，这类材料的主要特点是起始磁导率高和矫顽力低。
按化学成分分类，铁氧体材料主要有 Mn-Zn （锰锌）系,Ni-Zn（镍锌） 系、
Mg-Zn（镁锌） 系三大类；
2、磁粉芯材料
磁粉芯是由颗粒直径很小的铁磁性粉粒与绝缘介质混合压制而成的一种软磁材料，
一般为环形，也有压制成 E 形的。由于铁磁性颗粒很小（高频下使用的为 0.5～ 5
微米），又被非磁性的电绝缘膜隔开，因此，一方面可以隔绝涡流，材料适用于较高频率；另一方面由于颗粒之间的间隙效应，材料具有低导磁率及恒导磁特性，
基本上不发生集肤现象，磁导率随频率的变化也就较为稳定。
3、合金类
硅钢（铁硅合金）具有稳定性好、环境适应性好和磁通密度高等特点，是电力和电子工业中用途最广、用量最大的一种软磁材料。
铁镍合金又称坡莫（ Permalloy ）合金，含镍量在 30%-90% 范围内，主要形状为带材，主要特点是在弱、中磁场下有很高的磁导率和极小的矫顽力，加工性能好，
有较好的防锈性能；由于含有镊、钴等贵重元素，此类合金价格高，带材越薄、
价格越昂贵。
形状
罐形 EE EI
EC EP 环形返回
§ 2.5 线圈骨架及铁芯窗口
导线绕在用绝缘材料制成的骨架（ Bobbin）上，把骨架套在铁芯上，以 E型铁心为例，如图图 2-24所示。为了机械安装的方便，骨架尺寸和总是略大于铁芯尺寸，由于导线采用漆包线，并且导线一般总为圆形，
所以窗口面积不能完全由导线填满，定义窗口占空系数
式中,为每根导线截面积，
为匝数,为窗口面积。 返回图 2-24 线圈骨架和铁芯窗
§ 2.6 电感
电感是表征一个载流线圈及其周围导磁物质性能的参量，是与电路中电磁感应现象相关的。
当闭合回路中的电流发生变化时，由这个电流产生并穿过回路本身的磁通也发生变化，回路中将产生感应电动势，这种现象称为 "自感 "；如果两个线圈互相靠近，当其中一个线圈中电流所产生的磁通有一部分与另 -线圈的磁通相环链，那么，
这个线圈中的电流发生变化时，会在另一个线圈中产生感应电动势，这种现象称为 "互感 "。电感是 "自感 "和 "互感 "的总称，电感的符号用 "L"，互感的符号用 "M"。
电感元件在电路中除了储存有磁场能量外，通过电感元件的电流不能突变，
电感元件在直流电路中相当于短路
（忽略线圈的电阻）。电感线圈是由导线一圈又一圈地绕在绝缘管上，导线彼此互相绝缘，而绝缘管可以是空心的，也可以包含铁芯或磁粉芯，单位有亨利 (H)、毫亨利 (mH)、微亨利
(uH)，纳亨 (nH)。
电感在功率电路中主要有两种类型的应用，
其一是在直流脉动电路中滤去电流波纹，
称这种应用的电感为扼流圈（ choke）；其二是应用于交流电路中作为感应元件。
扼流圈 ——流过直流电流、在磁场中储备能量，主要应用目的就是使电流纹波减小。
在扼流圈中，来自导线电阻的铜耗是主要损耗,由于直流电流的纹波非常小，所以涡流损耗和磁滞损耗几乎可以忽略。
1,电感设计基本公式
在额定电压下,磁芯尺寸是限制线圈匝数的主要因数 。 根据电流密度,允许温升决定线圈匝数和导体截面积 。 由于在电感中的功率损耗主要是铜耗,即,它使电感磁芯温度升高 。 如果铁芯的热阻为,温升为,功率损耗可表示为
式中：
为电阻率； 为导线截面积； 为导线每匝的平均长度； 为匝数
式中,为磁芯的磁路长度； 称为安匝,NI也称为磁势或磁动势 （ magnetmotive force,mmf ） 。 由磁通定义,其中 为磁芯截面积,可以写出磁链表达式
若电感值为 L,磁链表达式还可以写成
联立求解
或
式中 为空气中的等效磁路长度,从公式可以看出,电感大小与匝数平方成正比,与磁芯截面积成正比,与磁路长度成反比,与磁导率成正比 。
例,设计一个 1mH电感，采用环型铁芯，
计算匝数。已知环型铁芯参数：外环直径
40mm，内环直径 30mm，相对磁导率 。
解：磁环平均磁路长度为,
铁芯截面积为,匝数：
如图 2-25所示的所示的 EE铁芯,N匝线圈紧绕在中心磁路上，线圈流过电流为 i,此线圈产生磁通,磁通沿着两个窗口形成闭合磁路，
磁路的每一部分都有磁阻,定义磁阻大小为：
式中 l为磁路长度,Ac为磁路截面积。
图 2-25 EE铁芯的磁路
铁芯中心截面积为 A1,其它截面积为 A2，因此铁芯的磁阻可写成
和,长度 为线段,长度为三个线段 的长度，若假定漏磁通为零，可写出磁势的表达式,
可得 由于,所以
可以计算出
实际上，磁导率对温度十分敏感，同时在磁化曲线的饱和区域附近，磁导率也是非线性函数，因此环境温度敏感影响电感参数。
由于空气的磁导率与环境温度无关，稳定性好，所以空芯电感是一个非常好的理想电感，但这样的电感器要获得较大的电感值，需要很大的尺寸，不太适用。实际应用中，许多电感的铁芯采用高磁导率材料，
如硅钢、铁氧体等，在磁路上留有空气隙使电感值不随环境温度变化而变化。
图 2-26为留有空气芯的 N匝线圈紧绕在中心磁路上，线圈流过电流为，此线圈产生磁通，磁通沿着两个窗口形成闭合磁路,铁芯中心截面积为 A1,其它截面积为 A2，因此铁芯的磁阻可写成
l1长度为线段,
l2长度为三个线段 的长度，
空气隙的长度为 g。
若假定漏磁通为零，可写出磁势的表达式
磁链
2A
1A
i
i
a b
c d
g
'a
'd
图 2-26 EE空气芯铁芯磁路
电感
式中,,为高磁导率磁路在空气中的等效长度。
由电感公式可以看出，空气隙 增大，电感减小，由于 较大，
当 时，电感表达式可写成
即电感大小仅取决于空气隙长度。
磁场中能量公式
对于有空气气隙的电感，储备的能量
式中 vc,vg为铁芯和空气的体积，由于,所以空气隙储备的能量远大于高磁导率铁芯。
电感中储备的能量还可以写成
式中
定义 AL为电感系数。
由 和 得
带入
得
为铁芯截面周长与铁芯的窗口面积之比，它代表了铁芯的几何参数。供货商一般提供各种铁芯形状 对应的 曲线，为设计电感时铁心选择提供依据。
2、电感铁芯选择方法 ——Ap法
把式 两边同乘以 I得
考虑到安匝值是有效铜窗面积中流过电流的事实，
由窗口占空系数定义
按电流可以写出
式中 J为电流密度（ I/面积）,联立上述两式，得窗口面积和铁心截面积乘积
由于电流密度 J的选择取决于铁芯的形式、
铁芯表面积和温升，电流密度选择困难，
故定义电流密度系数,
带入 化简得
由于铁芯尺寸常用单位为 cm，所计算的 AP
为（ cm） 4，因此增加单位转换系数后为
X取值随铁芯不同而不同，一般取值范围为（ -
0.12~-0.17），取 X=-0.14，则上式可写为
不同温升、不同铁芯形式的电流密度系 kj 数见表磁芯形式温升 罐型 E型 C型 环形
25摄氏度 433 366 322 250
50摄氏度 632 534 468 365
例题 2,设计一个滤波电感，用于图示电路的滤波，输入信号为 20kHz、电压幅度为
10V、电流 10A、纹波 1A的方波，通过滤波后输出电压 5V。采用 铁氧体。
5V
10A
10V
25 s?
50 s?
0A
10A
1A
(a) (b)
LC例 2图 （ a）信号波形 b） 滤波
解：查 铁氧体可知，,
采用 EE铁芯 (带气隙）。
,,
最大电流为 10.5A,查表，温度取 25度，得
E型铁芯的电流密度系数为 366，取窗口占空系数,计算 Ap值：
选某铁芯，其截面积,窗口面积为
大于计算 Ap值 。
铁芯磁路长度,,;空气隙 2mm
AL为 97 。
由于大部分能量储备在空气芯中，电感中储备能量
得空气隙
由于铁芯中间磁路空气隙 2mm，因此在两边各加 0.05的气隙，一般用垫 0.05纸作为气隙。
匝数
电线选择：
由于工作频率为 20KHz，从穿透深度公式
导线直径小于，选择电流密度为,需要导线的截面积
选导线直径为 0.5mm，导线截面积为
共需导线根数 返回
§ 2.6 变压器
变压器是用来变换电能，并把电能从一个电路传输到另一个电路的电磁元件。他可以变换交流信号的电压、电流、相数和极性，还可以完成初级和次级的隔离以及阻抗的匹配。
1变压器的基本知识及等效电路
变压器主要由铁芯和线圈组成，至少有 2个线圈，缠绕在磁路上，图示出 2个线圈绕在一个磁路上，两个线圈的磁通相等，变压器符号中两个圆点，称为同名端，与变压器绕组相交链的磁通由三部分组成：
1）变压器的主磁通 (Common share flux）
该磁通沿铁芯闭合，并与初次级绕组的所有匝数相交链，亦称为互感磁通，由于铁磁材料的饱和现象，主磁通与变压器空载电流呈非线性关系。
2u
2i2u
2i
2
1i
2）初级绕组的漏磁通（ leakage fluxes）
这部分磁通只与初级绕组交链，其磁力线主要沿非铁磁材料（如空气）气隙闭合。
3）次级绕组的漏磁通这部分磁通只与次级绕组交链，并沿非铁磁材料
（如空气）气隙闭合。
由于铁心的磁导率远大于空气，故主磁通远大于漏磁通。主磁通同时交链着一次侧绕组、二次侧绕组，因此在变压器中，从一次侧到二次侧的能量传递过程就是依靠主磁通作为媒介来实现的。
4）电路方程
对于图 2-27所示变压器，由变压器主磁通确定的磁势等于初次级绕组磁势之和
初、次级绕组的总磁链可表示为
设初、次级绕组的电阻分别为 r1,r2，电压分别为 u1,u2，可写出初、次级绕组的电路方程
把,带入得
若认为变压器为理想变压器，即 r1=r2=0、漏磁通也等于零，则有
即输入功率等于输出功率
即变压器输出电流与匝数成反比
变压器主磁通确定的磁势为
式中 lm为磁路长度，即磁场强度 H为零。因为,即有限的磁感应强度 B和零磁场强度 H，意味着磁导率为无穷大，也就是说理想变压器磁芯不需要任何电流来磁化 。
5）变压器等效电路
真实的变压器都不是理想的，磁场强度 H不等于零，
总有某些能量损耗在磁芯中，下边我们考虑包含漏磁通的理想变压器次级折合到原边情况。
设 为公共磁通,和 为初、次级线圈的漏磁通，则两个线圈的磁通分别为
又
式中 为磁路磁阻,。又磁链
两个线圈的电压分别为
把 和 带入上式得
可画出变压器等效 T形图，如图 2-28所示图 2-28 变压器等效 T形图
更常用的两线圈变压器等效电路如图 2-29所示。线圈铜耗是由于线电阻和趋肤效应形成，用串联等效电阻 Rr1和 Rr2
表示，涡流损耗和磁滞损耗用与 Lm并联的电阻 Rm代表。
图 2-29 考虑损耗的两绕组变压器等效 T形图
2脉冲变压器设计基本公式
根据法拉第定律，初级为 Np匝、次级为 Ns匝的变压器，
设,初级电压
其有效值为
式中,f为电源频率，单位 Hz； Bm为磁感应强度或磁通密度最大值，单位 T； Ae为磁芯有效面积，单位 m2； 4.44是假定磁通以正弦规律变化时所得，若磁通以方波变化时，
其值为 4，此常数用 Kf代替，称之为波形系数，等于有效值与平均值之比。
整理得
从窗口占空系数公式可得
由于每匝导线面积与电流密度 J有关，因此
式中 I1,I2分别为变压器原副边电流。
把 代入上式，得
显然，左边为窗口面积和铁芯截面积的乘积，公式右边的分子为原副边的功率之和，
也就是输入功率和输出功率之和，称之为计算功率。
定义电流密度系数 J
X为常数，由所用磁芯确定,把 J公式代入,
由于铁芯尺寸常用单位为厘米，因此增加单位转换系数后
练习题
1 从电容器串联等效电路出发，说明电压、电流矢量图，标出损耗角，
说明为什么损耗正切越小越好。
2 磁感应强度和磁场强度两者的关系，那个表示磁场的强弱？
3磁性元件的功率损耗由那些组成？主要与那些变量有关？
4说明霍尔效应和邻近效应。
5窗口占空系数的定义。
6与变压器绕组相交链的磁通由哪三部分组成？
7 变压器的计算功率与变压器功率区别。
8 内环直径为 25.4mm、外环直径为 38.1mm、高度为 19.5mm的铁氧体环形铁芯，相对磁导率 3000，绕 42匝，计算电感量。
9如图 2-25所示的 EE铁芯,N匝线圈紧绕在中心磁路上，磁路长度,,,,
相对磁导率 1000，计算 100匝的电感值。
10 计算流过电流频率为 100KHz的导线穿透深度是多少？若导线流过电流有效值为 50A,电流密度取,如何选择导线。
11设计一个滤波电感，如果工作频率为 20KHz、纹波电流为 100mA，直流电流为 10A,采用题 8的铁芯，确定匝数和铜线直径。
12 如何测量变压器原、副边漏感？为什么？
返回第 3章 电力半导体器件
§ 3.1概述
§ 3.2功率二极管
§ 3.3功率晶体管 GTR
§ 3.4晶闸管
§ 3.5静电感应器件
§ 3.6功率场效应晶体管
§ 3.7绝缘栅晶体管
§ 3.8 MOS场控晶闸管 （ MCT）
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§ 3.1概述
1956年美国贝尔公司发明了 PNPN可触发晶体管,1957年通用电器（ GE）进行了商业化开发，并命名为晶体闸流管，简称为晶闸管（ thyristor）或可控硅（ silicon
controlled rectifier—SCR）。
由于晶闸管类器件基本上是换流型器件，其工作频率又比较低，由其组成的频率变换装臵在电网侧谐波成分高，功率因素低。
70年代大功率晶体管（三极管）已进入工业应用阶段，它被广泛应用于数百千瓦以下的功率电路中，功率晶体管工作频率比晶闸管大大提高，达林顿功率晶体管可在 10KHZ
以下工作,非达林顿功率晶体管可达 20KHz，出现了所谓
20KHz”革命，其缺点在于存在二次击穿和不易并联以及开关频率仍然偏低等问题，使其使用受到了限制。
70年代后期，功率场效应管（ POWER MOSFET）
开始进入实用阶段，这标志着电力半导体器件进入高频化阶段。在 80年代又研制了电流垂直流动结构器件（ VDMOS），它具有工作频率高（可达兆 HZ），开关损耗小，安全工作区宽，几乎不存在二次击穿，输入阻抗高，易并联（漏源电阻为正温度特性）的特点，是目前高频化的主要器件，
尽管 VDMOS器件的开关频率高，但导通电阻大这一缺点限制了它在高频大中功率领域应用。
绝缘栅双极型晶体管 IGBT（ insulated gate bipolar
transistor）。 IGBT于 1982年在美研制成功,1985
年投入市场,为场控器件，其工作频率超过 20KHz。
80年代另一重要的发展是智能化功率集成电路
(SMART POWER IC)的研制成功，它们是在制造过程中，将功率电子电路和信息电子电路一起集成在一个芯片上或是封装在一个模块内产生的，
具有信号测试及处理、系统保护及故障诊断等功能，它们实际上是一种微型化的功率变换装臵。
随着科学技术的发展及功率集成制造技术的日趋完善，电力电子技术具有广阔的发展前景。本章将详细介绍快恢复二极管、
晶闸管（ SCR）、双极型晶体管、功率场效应晶体管（ MOSFET）、和绝缘栅双极型晶体管（ IGBT）的性能、参数、工作原理及驱动技术。
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§ 3.2功率二极管
P型半导体和 N型半导体是两种导电类型的半导体材料，通过某种工艺方法将两种半导体结合在一起，则在交界面处型成 PN结。
图 3-1 PN结、二极管符号和二极管伏安特性
1,PN结零偏置
P型半导体多子为空穴,N型半导体多子为电子，当 PN结零偏时,P型半导体和 N型半导体交界处多子相互扩散，即 P型半导体中空穴向
N型半导体扩散,N型半导体中电子向 P型半导体扩散，在 P型半导体侧形成负电荷，在 N型侧形成正电荷，电场方向如图 3-2 (a)所示，该电场方向阻碍多子扩散，当两者平衡时空间电荷区达到了一定宽度，由于多子扩散运动和少子漂移运动相等，总体上看没有电流形成。
图 3-2
2,PN结正向偏置
外电场削弱了 PN结内部空间电荷区形成的内电场，
打破了多子扩散和少子漂移的平衡，这时 P区的空穴不断涌入 N区,N区的电子也不断涌入 P区，各自成为对方区中的少数载流子，电场方向如图 3-
2(b)所示。
当 PN结流过正向大电流时，注入基区的空穴浓度大大超过原始 N型基片的多子浓度，为了维持半导体电中性的条件，多子浓度也要相应的大幅度增加，即在注入大电流条件下原始 N型基片的电阻率大大下降，也就是说电导率大大地增加，这种现象称为基区电导调制效应。
3,PN结反偏
外电场加强了内部电场，从而强烈地阻止结多子扩散，但该电场使漂移加强，这种漂移形成 PN结漏电流，由于少子浓度很低，
所以该漂移电流很小，且随反偏电压 V增大而增大，但变化很小，因此反偏 PN结相当于? 断态? 或? 高阻状态? 。随着反偏增大，其内电场加强，空间电荷区加宽，当增大到使结雪崩击穿强度时，反向漏电流急剧增大结会因损耗急剧增大而损坏，所以结上反向电压受雪崩击穿电压的限制。
4,PN结特点：
PN结通过正向大电流时压降只有 1V左右，即双极型器件通态压降较小，空间电荷区的雪崩击穿电场强度决定了结承受反向电压的大小，击穿前反向漏电流很小，一旦击穿反向漏电流急剧增加。结正偏时呈现低阻状态，反偏时呈现高阻状态，即 PN结具有单向导电特性。
5,PN结动态工作过程
1）二极管 D从导通转向关断过程
所有的 PN结二极管，在传导正向电流时，都以少子形式存储电荷。但是，当二极管反向时，
在二极管处于? 断态? 前存储的电荷必须全部抽出或必须被中和掉。发生这一过程所花费的时间定义为反向恢复时间，即反向恢复时间为清除这些少数载流子达到稳态值所需的时间。
当 PN结正向导通时,PN结突然加一反偏电压，
反偏时高阻状态（反向阻断能力）的恢复需要经过一段时间。在未恢复反偏高阻状态之前，
二极管相当于短路状态，这是一个很重要的特性。
图 3-3 二极管电流、电压波形定义
在反偏电场作用下，正向电流逐步减小到零，由于 PN结正向导通时在 P型半导体内存储了许多电子，在 N型半导体内存储了许多空穴，除了一部分少数载流子被复合掉外，
其余少数载流子在反偏电场作用下，形成反向电流，当靠近结附近的多余少数载流子离开了空间电荷区，电流开始减小，空间电荷区电场加宽，为 PN结恢复反偏时高阻状态（反向阻断能力）创造条件。
恢复时间由两个不同的时间区间（ ta,tb）组成。
ta被称为存储时间,tb 被称为渡越时间。
反向恢复时间 trr（耗尽存储电荷所需的总时间）
定义为：
trr通常作为器件开关速度的度量，并用来决定器件是否适合于某一规定的应用。
ta为二极管反向电流从零上升到峰值所需的时间，
tb为二极管反向电流从峰值降到 1/4峰值电流所需的时间。由于在 tb期间二极管承受高电压的同时也承受大电流，所以二极管内将有显著的功率损耗。
反向恢复电荷,定义为 期间电流 —时间曲线包围的面积。该指标反映了反向恢复损耗的大小。
2）二极管导通特性
当 PN结从反偏转向正向导通时,PN结的通态压降并不立即达到其静态伏安特性所对应的稳态压降值，而需经过一段正向恢复时期，在这期间，正向动态峰值压降可以达到数伏至数十伏。图给出了 PN结正向导通时的动态波形。
t
FR
U
FP
2 V t
0
图 3-4 二极管导通特性
6,二极管主要参数
二极管主要参数有：
额定平均电流；稳态平均电压；反向重复峰值电压；反向恢复时间；反向恢复电荷量等。在反向恢复电流特性中，峰值反向电流是一个重要的参数，此外反向电流的波形衰减斜率也是一个重要参数。在电路中、在具有引线电感的 PN结中，会引起电压尖刺，变化率越高（所谓硬恢复或强迫关断），则二极管和功率开关上叠加的电压尖刺越大，因此反向电流缓慢衰减的特性（软恢复）
才是人们希望的特性。
7,二极管类型
除一般类型的整流二极管外，还有：
1）快恢复二极管
快恢复二极管具有较短的恢复时间（ 200ns～ 2us），但通态压降较高,快恢复二极管常用于高频电路的整流或钳位。
2）肖特基整流二极管
肖特基二极管是用金属沉积在 N型硅的薄外延层上，利用金属和半导体之间接触势垒获得单向导电作用，接触势垒相似于 PN结。它导通时，不存在象双极型整流二极管那样的正反向恢复过程，恢复时间仅是势垒电容的充放电时间，故其反向恢复时间远小于相同额定值的结型二极管。
肖特基整流二极管通态压降较普通整流二极管通态压降低，
且它的反向恢复时间仅为几十纳秒，常用于低压高频整流。
当肖特基整流管设计的电压超过 100V，它导通时少子导电开始占主导地位，这时同普通整流二极管一样存在着恢复过程。肖特基整流二极管的反向恢复峰值电压最大值一般为 100V，额定电流从 1A到 300A。 返回
§ 3.3功率晶体管 GTR
1,晶体管工作三种状态
晶体管（ transistor）由三层半导体组成（构成两个 PN结），有 PNP和 NPN两种，从三块半导体上各自接出一根引线就是三极管的三个电极，
B为基极,C为集电极,E为发射极，符号和结构如图 3-5所示。虽然发射区和集电区都是 N型半导体（对 NPN而言），但是发射区的 N型半导体比集电区的 N型半导体掺的杂质多，因此它们并不对称。晶体管可以工作在三种状态，
即放大状态、饱和状态和截止状态。在现代电力电子技术中，晶体管只作为开关使用，工作于截止和饱和两种状态。
图 3-5 晶体管符号和结构
1）放大状态
无论是共基极接法还是共射极接法，只要 集电结反偏电压达到一定值、发射结正偏,就工作于放大状态。
2）饱和状态
工作于饱和状态时 集电结、发射结均正向偏臵。 以共射极接法为例，随着基极电流增加，负载上电压增加，而电源电压不变，因此集电结反偏电压必须下降。当负载上电压增加到集电结反偏电压为零时，晶体管进入临界饱和状态，基极电流再增加时，晶体管的饱和加深，晶体管进入饱和时，集电极电流就不再明显增加了。饱和状态时发射结和集电结都正偏臵，饱和压降很小。
3）截止状态
工作于截止状态时，即 发射结正向偏臵电压为零或反偏。
图 3-6为 NPN晶体管共射极接法的输出特性图 3-6 NPN晶体管共射极接法的输出特性
2、功率晶体管 GTR的特点习惯上将耗散功率大于 1W的晶体管称为功率晶体管，简称 GTR（ Giant Transistor）。由于 GTR在大耗散功率下工作，当工作电流和工作电压变化时会导致管子的温度急剧变化，这样又引起管子的工作状态急剧变化，还会在管子内部产生大的机械引力，引起 GTR损坏。因此,GTR应有下列性能要求或参数：
具有高的极限工作温度；
小的热阻；
小的饱和导通压降或饱和电阻；
工作稳定可靠；
大电流容量；
高耐压；
快的开关速度。
3,GTR开关特性
GTR主要应用于开关工作方式，采用一定的正向基极电流去驱动 GTR导通，采用一定的反向基极电流去关断
GTR。由于 GTR不是理想开关而是真实的器件，因此在开关过程中存在着延迟时间和存储时间，如图 3-7所示。
在 t0时刻加一个正激励脉冲,GTR经过延迟和上升阶段才进入饱和区，定义开通时间为：
式中,td为延迟时间,tr为上升时间。
在 t3时刻反向信号加到基极,GTR经过存储和下降时间才返回到截止区，定义关断时间为：
式中,ts为存储时间,tf为下降时间。
图 3-7 GTR开关响应特性延迟时间是因为基极电流向发射结势垒电容充电引起的；上升时间是由于基区电荷储存需要一定时间而造成的；存储时间是撤出基区储存的电荷过程而引起的；下降时间是发射结和集电结势垒电容放电的结果。
在应用中，增大基极电流，使充电加快,,都可以缩小，但不宜过大，否则将增大储存时间。因此在基极电路中采用加速电容是解决这一问题的一种办法。
为了加速 GTR关断，缩短关断时间,基极驱动电路必须提供具有一定幅值的反向驱动电流，即加反向基极电压有助于加快电容上电荷的释放，从而减小 和 。但基极反向电压不能过大，否则会将发射结击穿，还会增大延迟时间。右图是 GTR的理想驱动波形,IB1’是正向过充驱动电流，
加速 GTR导通,维持 GTR处于临界饱和状态；关断时初始 是负值过冲量，可缩短关断时间，防止二次击穿。在应用中，
一般在基极驱动电阻 上并联电容器来实现理想驱动。
图 3-8 GTR理想驱动波形
4,GTR的主要参数
β值；
反向漏电流；
最大集电极电流；
饱和电压；
结温；
最高耐压；
集电结最大耗散功率（注意温度条件）；
集电结消耗的功率比发射结大的多，因此晶体管总的消耗功率近似认为是集电结消耗的功率。耗散功率要产生热量，热量使集电结结温升高，结温升高使集电极电流增大，又使集电结结温升高，
这是一个正反馈的过程，因此必须有良好的散热条件，才能保证晶体管可靠工作。 GTR的耗散功率主要来自三个方面：
1）导通损耗，即管子处于导通状态的损耗；
2）截止损耗；
3）开关损耗，即开关过程中管子的损耗。
导通损耗 PON，即管子处于导通状态的损耗。主要取决于导通时的集电极电流和晶体管的饱和压降：
式中 ton为 GTR导通时间,T为开关频率。
截止损耗 POFF，截止时的功率损耗为：
一般讲截止损耗比导通损耗要小的多，通常忽略不计。
开关损耗 PSW，即开关过程中管子的损耗。由于晶体管不能瞬间导通和关断，在开关过程中管子上同时存在电压和电流，因此产生开关损耗。假定在开通和关断过程中电压和电流线形变化
图 3-9为集电极耗散功率示意图。
图 3-9集电极耗散功率示意图
5、二次击穿
二次击穿是 GTR损坏的主要原因，是影响
GTR变流装臵可靠性的一个重要因素。
时，当集电结的反偏电压 逐渐增大到某一值时，集电极电流急剧增大，这就是通常的雪崩击穿，即一次击穿现象。一次击穿的特点是：在急剧增加的过程中，集电结的维持电压保持不变，如图所示。
当再增大时，上升到某一临界点（ ）时，
突然下降,继续增长，出现了负阻效应
（ 减少,增大），这种现象称为二次击穿现象。二次击穿的电压和电流（ ）
称为二次击穿的临界电压和临界电流，其乘积 称为二次击穿的临界功率。把不同下发生二次击穿的临界点连接起来就形成二次击穿临界线，如图 3-11所示。
图 3-11 二次击穿临界线示意图
晶体管的二次击穿可以发生在其工作的各个不同阶段,GTR发射结正偏压、零偏压和负偏压时都可以发生二次击穿。
晶体管的二次击穿具有下述特点：
a、在二次击穿临界点停留的时间 τ称为二次击穿延迟时间。对于不同类型的二次击穿这一时间长短相差很大，长的可达 100多毫秒，短的几乎是瞬间发生。晶体管进入二次击穿需满足以下条件：
式中 为二次击穿耐量。也就是说，发生二次击穿必须同时具备高电压、大电流和持续时间。
b、负阻特性阶段的过渡过程是瞬间完成的，这一阶段是非稳定状态，且不可逆。
c、不管二次击穿的临界电压和电流如何，一旦进入二次击穿，晶体管的集电极 —发射极电压都在
10～ 15V左右。
d、二次击穿临界功率和晶体管的特征频率、下降时间和温度都有关系，示意图如图 3-12（ a）、
（ b）、（ c）所示。
图 3-12（ a）二次击穿临界功率和晶体管的特征频率关系示意图
（ b）二次击穿临界功率和下降时间关系示意图
（ c）二次击穿临界功率和温度关系示意图
6、安全工作区（ SOA）
为了确保 GTR在开关过程中能安全可靠的工作，其动态轨迹（ ）必须限定在特定的范围内，该范围被称为
GTR的安全工作区 SOA（ safe
operation area），一般由 GTR的电流、
电压、耗散功率和二次击穿临界功率四条线直接围成。如图 3-13所示。
a.正偏安全工作区 FBSOA（ forward bias
safe operation area）
正偏安全工作区 FBSOA又称导通安全工作区，由 GTR的电流、电压、耗散功率和二次击穿临界功率四条线直接围成。 FBSOA还同温度、集电极脉冲电流持续时间有关。图 3-14是某 GTR
的 FBSOA，由图可知脉冲持续时间越长 FBSOA区域就越小，工作温度越高，
FBSOA区域就越小。
S O A
μ? á÷?T
P
CM
T
P
SB
T
μ1?T
U CE
I C
0 U
m a x
I m a x
1 1 0 1 0 0 1 0 0 0
1 0 0 0
1 0 0
10
U
CE
/V
I C
/A
10 ms
1 ms
50 us
T
C
= 2 5 O图 3-13晶体管或 GTR安全工作区（ SOA）
图 3-14 某 GTR的正偏安全工作区 FBSOA
b.反偏安全工作区 RBSOA（ reverse bias safe
operation area）
前面已经指出，基射结加反相偏臵可以提高 GTR的集射结的一次击穿电压，所以几乎所有的 GTR驱动电路都采用足够的反相基极电流来提高 GTR的电压承受能力。
c.非重复安全工作区（ AOA）
大功率晶体管（ GTR）的过载能力是反映器件水平的一项重要技术指标，可分为正偏非重复过载安全区（ FBAOA）和反偏非重复过载安全区
（ RBAOA）。正偏非重复过载安全区（ FBAOA）规定了发生每一种过载或短路的持续时间，这表明保护电路至少应在这个规定的时间内使晶体管关断，但这并不意味着晶体管的关断不受损坏，而应通过 FBAOA进行检验。在应用 AOA曲线时还应注意下面两点：
1).过载电流大于最大值的次数应限于规定的次数以内。
2).在下一次过载到来以前，晶体管（ GTR）的结温必须返回到规定的结温。
7 GTR模块
单个 GTR电流增益比较低，
一般只有 10左右，显然需要较大的驱动电流，为了驱动
GTR，一般需要由其它晶体管提供基极驱动电流，这种电路连接称为达林顿
（ Darlington）连接，如图
3-15所示。达林顿连接由两个晶体管级联组成，电路总的放大倍数是和的电流放大倍数的乘积，这样驱动所需的基极电流就减小。
图 3-15 达林顿晶体管
图 3-15中电阻 R1和 R2在电路导通时为 T2提供基射极的正向偏臵，在电路关断时构成泄漏电路；二极管 D2为反相基极电流提供低阻抗通道；二极管 D1
是快速二极管，对 T2起保护作用；由图可见，,这样可以阻止 T2进入过饱和状态，
从而使关断更快。
将图 3-15 做成集成电路，将 B,C和 E引出，便形成达林顿晶体管（ Darlington transistor），达林顿晶体管有时采用三个晶体管复合的结构。将 2
个达林顿晶体管或 4个达林顿晶体管或 6个达林顿晶体管封装在一个外壳内形成一个模块，称为两管模块、四管模块和六管模块，可以构成一个桥臂或两个桥臂或三个桥臂主电路。模块的外壳设计着重考虑安装方便，同时考虑散热需要，将引出端子布臵在一个平面，接线方便。
图 3-16 GTR双管模块内部电路 图 3-17某 GTR六管模块内部电路
8 GTR驱动
GTR驱动电路的设计方法叙述如下
确定基极驱动电流 。 GTR的电流增益 hFE
（ β ）是在一定的集电极电流、集射极电压和节温条件下给出的，不能只看其标程值，一般厂商都给出 hFE~Ic 曲线,hFE随着温度和 UCE变化，因此工程上取其标程值的
70%，基极电流下式取值：
确定基 —射反向电压。基 —射反向电压可以减少关断时间，还可以使 GTR承受更高的反向电压，并且与 dv/dt引起的电流有关，试验证明如果这个电压大于
2V，则 dv/dt引起的电流几乎为零。因此，反向偏臵电压至少为 2V，但不能超过最大反响电压。
确定反向基极驱动电流 IB2。 IB2增大，
GTR的关断时间缩短，但 IB2增大，浪涌电压增大，反向偏臵安全工作区变窄，
因此确定 IB2反向基极驱动电流必须考虑使用频率、反向偏臵安全工作区、存储时间和下降时间。由于浪涌电压与的大小和主电路的设臵密切相关，所以在实际应用中由试验确定。一般 IB2最大值为
IB1的 2～ 3倍。
1）常见驱动电路
最常见的驱动电路如图 3-18（ a）、（ b）、（ c）、（ d）所示，图 3-
18（ a）由单电源供电，电路简单，但是没有提供稳定的反向偏臵电压，一般用于小功率场合；图 3-18（ b）由双电源供电，电路中电容 C
是加速电容； 3-18（ c）为光电耦合隔离驱动电路； 3-18（ d）为脉冲变压器隔离驱动电路。
图 3-18 GTR最常见的驱动电路（ a）单电源方式 （ b）双电源方式（ c）
光电隔离方式（ d）脉冲变压器隔离方式
2）集成驱动电路
随着集成电路技术的发展，为了使 GTR安全可靠的工作，现在已把驱动电路制成了有一定输出功率的专用集成电路或厚膜电路，如 M57215BL,M57957L,M57958L,UAA4002,HL201A,HL202A、
EXB365/367等。
M57215BL的内部电路和应用电路如图所示，虚框内是内部电路，
M57215BL用来驱动 50A以下的 GTR，图中 R3,R1分别为限制正向和反向基极电流的电阻。驱动不同电流容量的 GTR时,R2,R3和 C1的参数有一点改变。
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§ 3.4晶闸管
晶闸管（ Thyristor）包括普通晶闸管、双向晶闸管、可关断晶闸管和逆导晶闸管等。
在不致引起混淆和误解时，晶闸管可以用来表示晶闸管族系的任何一种器件。由于普通晶闸管被大量应用，通常用? 晶闸管?
这一总称来代替普通晶闸管的名称。
1晶闸管结构及工作原理
晶闸管（ Thyristor）是四层三端器件，如图 3-22a所示，它有三个 PN结,J1,J2和 J3，
A为阳极,K为阴极,G为门极。为了说明晶闸管的工作原理，从和中间将其分为两个部分，如图 3-22b所示，这两个部分分别构成 NPN三极管和 PNP三极管。
当晶闸管承受正向阳极电压时（ A-K两端加正电压），结 J1和 J3为正偏臵，则中间结 J2为反偏臵。当晶闸管承受反向阳极电压时（ A-K两端加反电压），中间结为正偏臵，而 J1和 J3均为反偏臵。
a b c
图 3-22 晶闸管两晶体管模型
当晶闸管承受正向阳极电压时，为使晶闸管导通，必须使承受反向电压的 PN结 J2失去阻挡作用，从图 3-
22（ c）可见，每个晶体管的集电极电流同时就是另一个晶体管的基极电流，因此，当有足够的门极电流流入时，就会形成正反馈，使两个晶体管饱和导通，即晶闸管饱和导通。
设两三极管的集电极电流相应为 IC1和 IC2；发射极电流相应为 IE1和 IE2；电流放大系数相应为 和 ；流过的反向漏电流为 ICO。
晶闸管阳极电流等于两管的集电极电流和漏电流总和：
或
若门极电流为,则晶闸管的阴极电流为,
晶闸管的阳极电流为,
由式可知，当晶闸管承受阳极电压，而门极未受电压的情况下，,很小，晶闸管阳极电流为 J2的反向漏电流，晶闸管处于正向阻断状态。
由于电流放大系数随着晶闸管阳极电流的增大而增大，如图 3-23所示。无论采用何种办法增加通过晶闸管阳极的电流，由于其内部的正反馈作用，
晶闸管阳极电流增大，,流过晶闸管的电流完全由主回路的电源电压和回路电阻所决定，
晶闸管处于导通状态，即使此时门极电流为零，
晶闸管仍能维持原来的阳极电流而继续导通，也就是说晶闸管导通后，门极失去作用。
图 3-23 α1和 α2与晶闸管阳极电流关系
综合上述情况，可得如下结论：
当晶闸管承受反向阳极电压时，不论门极承受何种电压，晶闸管都处于关断状态。
当晶闸管承受正向阳极电压时，仅在门极承受正向电压的情况下才能被导通，即从关断状态变为导通状态必须同时具备正向阳极电压和正向门极脉冲，也就是说触发脉冲到来的时刻必须处在 A—K两端出现正向电压的期间，否则晶闸管无法导通。
由于晶闸管内部存在正反馈过程，因此晶闸管一旦被触发导通后只要晶闸管中流过的电流达到一定临界值，即使把触发信号撤走，晶闸管仍能维持导通，这个临界电流值被称为挚住电流。
晶闸管在导通状态下，无论采用何种办法使通过晶闸管的电流下降到某一临界值，
晶闸管将自动从通态转变为断态，这个临界电流值被称为维持电流。
2伏安特性
晶闸管阳极与阴极间的电压和晶闸管阳极电流的关系，简称晶闸管的伏安特性。简单的晶闸管主电路和晶闸管的伏安特性如图 3-24所示，其正向特性位于第一象限内，反向特性位于第三象限内。
图 3-24简单的晶闸管主电路和晶闸管的伏安特性
晶闸管的反向特性是指晶闸管的反向阳极电压（阳极相对阴极为负电压）与阳极漏电流的伏安特性，晶闸管的反向伏安特性与一般二极管的伏安特性相似。正常情况下，晶闸管承受反向阳极电压时，晶闸管总是处于阻断状态。当反向阳极电压增加到一定值时，其反向漏电流增加较快，若反向阳极电压继续增大，将导致晶闸管损坏。晶闸管的正向特性是指晶闸管的正向阳极电压（阳极相对阴极为正电压）与阳极漏电流的伏安特性，包括通态和断态两种情况：
1）在门极电流为零时，晶闸管处于断态，只有很小的漏极电流，这时逐渐增大晶闸管的正向阳极电压，当达到正向转折电压 时，漏电流突然剧增，特性曲线从高阻区经负阻区到达低阻区，晶闸管从阻断状态转化为导通状态。
2）晶闸管处于导通状态时，晶闸管特性和一般二极管的正向伏安特性相似，即通过较大的阳极电流，而晶闸管本身的导通压将却很小。在正常工作时，不允许把正向阳极电压加到转折值，而是靠门极的触发电流使晶闸管导通，晶闸管门极的触发电流越大，阳极电压转折点越低。
3 晶闸管主要参数
1）晶闸管电压参数
正向断态重复峰值电压,晶闸管断态时,A和 K
两端出现的重复最大电压瞬时值；
反向断态重复峰值电压：晶闸管 A和 K两端出现的重复最大反向电压瞬时值；
额定电压：正向断态重复峰值电压和反向断态重复峰值电压中较小的那个数值作为器件的额定电压。
通态（峰值）电压：晶闸管通过一倍或规定倍数额定电流值时的瞬态峰值电压，从减小损耗和器件发热的观点出发，应该选择通态较小的晶闸管。
2）晶闸管电流参数
通态平均电流,所谓通态平均电流是指
50赫兹的工频正弦半波的通态电流在一个周期内的平均值；
晶闸管的额定电流即一定条件下的最大通态平均电流，设流过晶闸管的交流电流峰值为,根据通态平均电流 的定义可得：
设电流有效值为 I，则正弦半波的电流有效值为：
正弦半波情况下电流有效值和通态平均电流的比值：
设晶闸管最大能够流过的任意波形电流的平均值为 Id，定义有效值和平均值之比为波形系数
根据电流有效值相等，,则晶闸管能够流过的任意波形电流平均值的最大值和晶闸管通态平均电流 （晶闸管的额定电流）的关系：
如果流过晶闸管的电流波形为正弦半波，则晶闸管最大能够流过的电流平均值等于晶闸管的额定电流。
要求出晶闸管最大能够流过的任意波形电流的平均值，必须知道这种电流波形的波形系数和晶闸管的额定电流，晶闸管的额定电流在选定了晶闸管后即可知道，波形系数必须由定义求出该波形的通态平均电流和电流有效值才能得到。
维持电流 IH：使晶闸管维持通态所必须的最小值；
挚住电流 IL：晶闸管刚从断态转入通态，并移除触发信号之后，能保持通态所需的最小值。
维持电流是晶闸管导通后逐步减小阳极电流，当电流降低到 IH 以下时晶闸管就关断了。显然，维持电流和挚住电流这两个概念是不同的。挚住电流的数值与工作条件有关，对于同一晶闸管来说，通常擎住电流约为维持电流的 2-4倍。
3）晶闸管门极参数
触发电流 IG,使晶闸管由断态转入通态所必需的最小门极电流。
门极触发电压 UGT 。产生门极触发电流所必需的最小门极电压。
4)晶闸管动态参数和结温
晶闸管不能作为线性放大器件，只有两种状态：导通和关断。晶闸管工作波形如图
3-26所示，当门极电流 IG到来时，阳极电流要延迟 td才开始上升，经过上升时间 tr后达到阳极电流 IA的稳态值，定义：
图 3-26 晶闸管的开关波形（ a）门极电流；（ b）阳极电流；
（ c）阳极电压
电路施加反向电压 UR于晶闸管 A,K两端，迫使它的阳极电流从稳态值开始下降，然而晶闸管并不能在阳极电流下降到零时刻就可以承受外加反向电压，而需经过一个反向恢复期,这个过程类似于整流管的反向恢复过程。尽管晶闸管此时可以加上反向电压，但并未恢复门极控制能力，
也就是说，这时还不能在晶闸管上施以一定变化率的正向电压（重加 ），还需经过一段恢复门极控制能力的阶段，晶闸管才能真正关断。因此器件的关断时间定义为从阳极电流降为零起到能加上一定变化率的正向电压为止这一段时间。
晶闸管的四个动态参数及结温分别为：
开通时间 ton；
关断时间 toff；
断态电压临界上升率 du/dt。在额定结温和门极开路的情况下，不导致从断态到通态转换的最大主电压上升率。过大的 du/dt会引起误导通。
通态电流临界上升率 di/dt。在规定条件下，晶闸管能承受而无有害影响的最大通态电流上升率。
额定结温。器件在正常工作时所允许的最高结温。
在此温度下，一切有关的额定值和特性都得到保证。
4晶闸管触发电路
由于晶闸管属于电流驱动器件，因而首先要求触发电路具有较大的驱动电流，触发电流应略大于额定值；其次应尽量采用脉冲序列触发，以防止误关断；第三，从安全和抗干扰角度出发，应使用脉冲变压器或光电隔离输出。
5 派生器件
1）逆导晶闸管 RCT（ Reverse Conducting
Thyristor）
逆导晶闸管的作用相当于一个晶闸管和一个整流二极管反并联，其正向特性与普通晶闸管一样，具有可控性；其反向特性是整流管的正向特性。其基本结构、等效电路、符号和伏安特性如图 3-30所示。
图 3-30逆导晶闸管 a．基本结构 b．等效电路ｃ．符号
ｄ．伏安特性
晶闸管区和整流管区之间的隔离区是极为重要的。
如果没有隔离区，则反向恢复期间充满整流管的载流子就可能到达晶闸管区，并在晶闸管承受正阳极电压时，引起误导通，即所谓换流失败。
与普通晶闸管相比较，逆导晶闸管具有正向压降小、关断时间短、高温特性好、额定结温高等优点。由于逆导晶闸管等效于两个反并联的普通晶闸管和整流管，即晶闸管和整流管集成在同一芯片上，使两种元件和为一体，缩小了组合元件的体积，因此在使用时，使元件的数目减少、装臵体积缩小、重量减轻、价格降低、接线简单、可靠性提高、经济性好，特别是消除了整流管的接线电感，使晶闸管承受的反向偏臵时间增加。
同时带来了所谓逆导晶闸管的换流能力问题。逆导晶闸管的换流能力是指器件反向导通后恢复正向阻断特性的能力。逆导晶闸管的额定电流分别以晶闸管电流和整流管电流表示，一般前者列于分子，后者列于分母。
2）双向晶闸管 TRIAC
双向晶闸管的结构、符号及静态特性如图
3-31所示。双向晶闸管不论从结构还是从特性方面来说，都可以把它看成是一对反向并联的普遍晶闸管。由于在制造过程中，
它不是简单的把两个晶闸管组合在一起的。
图 3-31 双向晶闸管 a结构 b 等效电路 c符号
d伏安特性
特点：
它有两个主电极 T1和 T2，一个门级 G，使得在主电极的正、反两个方向均可触发导通，
即双向晶闸管在第一象限（ Ⅰ ）和第三象限（ Ⅲ ）有对称的伏安特性。
双向晶闸管具有四种门极触发方式：即 T2
为正,T1为负，门极 G相对主电极 T2的电压极性为正或负时的两种驱动方式（ Ⅲ+,
Ⅲ -）；
T1为正,T2为负，门极 G相对主电极 T1的电压极性为正或负时的两种驱动方式（ Ⅰ+,
Ⅰ -）。常采用 Ⅰ -和 Ⅲ -两种触发方式。
由于双向晶闸管可在交流调压、可逆直流调速等电路中代替两个反并联普通晶闸管，因此可以大大简化电路，并且只有一个门极，而且正、负脉冲都能使它触发导通，所以触发电路设计灵活。
双向晶闸管在交流电路中使用时，必须承受正、
反两个半波电流和电压，在一个方向导电结束时刻，由于芯片中的载流子还没有恢复到截止状态，
这时在相反方向承受电压，这些载流子电流有可能作为晶闸管反向工作时的触发电流而误导通，
从而造成换流失败。双向晶闸管常用于交流电路中电阻性负载，也可用于固态继电器，难于应用于感性负载,目前已有应用于感性负载的 TRIAC,通常用有效值表示它的额定电流。
3）门极关断晶闸管 GTO（ Gate Turn off
Thyristor）
可关断晶闸管（ GTO）是在门极加正脉冲电流就导通，加负脉冲电流就能关断的器件。它的基本结构和伏安特性与普通晶闸管相同，主要特点是导通时 a1+a2近似等于 1，而不是象普通晶闸管导通时远大于 1。由于普通晶闸管导通时 a1+a2远大于 1，
器件饱和程度深，因而无法用门极负脉冲电流关断，可关断晶闸管（ GTO）导通时 a1+a2略大于 1，
处于临界饱和状态，因此可关断晶闸管（ GTO）在门极用负脉冲电流就能关断。
可关断晶闸管（ GTO）关断等效电路和关断时阳极电流和门极电流的波形，如图 3-32
所示，符号、门极静态伏安特性如图 3-33
所示。
开关 K闭合，门极加上负偏压（ -VG），晶体管 P1N1P2的集电极电流被抽出来，形成门极负电流（ -IG）。由于的部分电流被抽走，
引起晶体管 N1P2N2的基极电流减小，从而集电极电流减小，如此循环，最终导致 GTO关断。
图 3-32 GTO关断等效电路和关断时阳极电流和门极电流的波形图 3-33 GTO符号、门极静态伏安特性
在 GTO关断情况下，逐渐增加门极正向电压和电流，当达到导通门极电流 Igf时，由于阳极电流 IA的出现，使门极电压产生跃增，阳极电流越大，跃增越大。
在可关断晶闸管（ GTO）导通情况下，给门极逐渐施以反向电压，按阳极电流的不同，门极的工作点沿伏安特性从第一象限经第四象限而到达第三象限。当门极反向电流、
电压到达某一数值时，阳极电流开始下降，随着阳极电流的不断下降,a1和 a2也不断减小，当 a1+a2≤1 时，器件内部正馈作用停止，阳极电流逐渐下降到零，可关断晶闸管关断。关断所需的门极电流和电压数值比触发电流和电压大,
并且与 GTO的阳极电流大小有关。在关断点上门极特性再次发生跃变，门极电压增加，而门极电流下降。完全阻断后，没有阳极电流流过 GTO，门极的工作点转移到门极 PN
结的反向特性。
图 3-33中,ugk为门极的反向击穿电压，
tr+tf为 GTO的关断时间。可关断晶闸管
（ GTO）需要相对大的门极关断电流（一般为阳极电流的五分之一）来关断它，实际上它能够用高幅值的窄脉冲电流来关断它。
与普通晶闸管比较,GTO具有如下优点：只需提供足够幅度、宽度的门极关断脉冲信号，就可以保证可靠关断。具有较高的开关速度，工作频率介于晶闸管和 GTR之间，
极限工作频率可达 100KHZ。
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§ 3.5静电感应器件
在电极上加上负电压，电极附近的电子就会离开，在加了负偏压的区域附近没有电子的现象就是静电感应（ Static Induction）效应。
图 3-34是用结构成的静电感应晶体管的原理示意图，在左、右电极之间，通过电流，如在上面的电极上加上负电压，则附近的电子逃逸，
因而在虚线 A的范围内部不存在电子，这时仅从该区域的下方通过电流，因此减少了电流流通，
用这种方法，可改变加在负载电阻 RL两端的电压，即可以发生放大作用。上面电极所流过的电流只是静电电容器的放电电流 。
p
n
R
L
A
B
G
D
S
V G
I
图 3-34 静电感应晶体管
实际上，如果在上面所装的控制电极（栅极）长度较长时，右端没有电子的区域（称为耗尽层）
这时向外侧进一步扩大，如图 3-34虚线所示。随着外加在下面 n型半导体两端电极上的偏压的不断增加，耗尽层最后在右端最终可横穿过 n型半导体，
达到下部。这样一来，对于从右向左流过的电流，
电阻增大，该电阻被称为沟道电阻 Rch。将其分开写，引入跨电导 Gm：
式中 Gm0可视为 Rch为 0时的值，当 Rch的值很小，
时，则有：
相反，如果,则有：
通常被称为场效应晶体管（ FET）的就属于后者，而前者就称为静电感应晶体管。 FET
视为利用静电感应效应改变沟道电阻的晶体管。
当沟道基本上被耗尽层横切而切断时（切断时的电压称为夹断电压：当 为某一固定值值，使电流 为微小电流，此时栅源之间所加的电压为夹断电压,）。由于电流是从左方流入电子的，如果由于某种原因使电流增大，则沟道中的压降也会增大，即 增大,增大，从而使沟道宽度变窄，沟道电阻 Rch增加，于是流过沟道的电流减少。如果电流由于某种原因减少，
在沟道中的压降也会减少,也会减少，从而使沟道宽度变宽，使沟道电阻减少，于是沟道的电流增大，这是一种负反馈。正是由于沟道电阻的负反馈作用，电流可以基本稳定而无变化的继续流过。
，
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1、静电感应晶体管
静电感应晶体管 SIT（ Static Induction
transistor）分常通型和常断型两种。常通型 SIT
在栅偏压为零时，处于导通状态，栅电压加负偏压可以关断它的漏极电流；常断型 SIT在栅偏压为零时，漏极电流被截断而处于断开状态，在栅源之间加正偏压时，便成导通状态，常断型 SIT被称为双极模式 SIT（ BSIT）。图 3-35是常通型 n型 SIT
的结构剖面示意图,SIT的符号示于图 3-36。 P型沟道和 N型沟道的 SIT的表示法和晶体管一样，箭头向外表示 n型，这里主要介绍常通型的 SIT。
图 3-35剖面结构是一种使栅区 P+隐埋于源漏之间的 N+型半导体中，这种结构称为埋栅结构，
SIT是利用漏极电压和门极电压的静电感应来调制沟道内部的电位分布和势垒高度，从而控制由源区注入的多子浓度。
图 3-35 SIT结构剖面示意图 图 3-36符号
由于没有来自栅极的载流子注入，因此能够以极高的速度工作，即高频特性和高速开关特性优异。由于沟道电阻非常小，可以忽略，源极电阻成了内阻的主要部分，
因此电流具有负温度特性，不容易发生热击穿，无电流集中，耐压强度高。由于输入阻抗高，是电压驱动器件，驱动功率小。
非饱和电压和电流特性：由于沟道电阻极小，由它决定的负反馈量就小，所以输出电压和电流特性显示典型的指数函数特性。
常通型 SIT的输出特性
如前所述，常通型 SIT的输出特性是非饱和的电压电流特性，如图 3-37所示，负载电阻一经确定，
就和一般的电路设计一样，画出负载线，把工作范围分为饱和区、截止区和线性工作区三部分。
图 3-37 常通特性 SIT的输出特性
开关工作方式使用 SIT的场合,SIT工作在饱和区和截止区，
线性放大方式使用的场合,SIT工作在线性工作区。开关工作方式的基本电路如图 3-38，当输入脉冲 时，
SIT工作在饱和区,SIT处于导通状态，不加输入脉冲时，
栅极电位为负，工作在截止区，为关断状态。线性工作方式的基本电路如图 3-39，只是和的数值取线性区中心附近的电压，大约分别为开关工作方式时的电压值的二分之一。
图 3-38 SIT开关工作方式的基本电路 3-39 SIT线性工作方式的基本电路
SIT应用注意事项
a.常通型 SIT必须先加栅偏压,然后再加漏极电压。不加栅压时，源漏之间导通，如果这样加漏极电压的话，就会发生过流，从而损坏 SIT。
b.栅源间电压 VGS必须考虑到电压放大系数,且在栅源间耐压容许的范围内尽可能加大,以便充分截止漏极电流。电压放大系数一般规定为 时的值，但是，它随着 VGS,VDS的大小而变化，电压增大时，电压放大系数增大。如果考虑开关工作时的峰值和尖峰电压等，就必须根据下面的公式 求出需外加的基准值。
c.为了减少开关损耗和提高开关频率,SIT导通时应加一个很小的正向偏臵电压。
d.SIT是电压控制器件，开关工作特性好，但开关工作时常发生尖峰电压，所以必须采取保护措施，使尖峰电压不超过 SIT的最大耐压。
2、静电感应晶闸管
大功率静电感应晶闸管 SIThy（ Static Induction
Thyistor）一般采用隐埋栅结构，迄今为止，所开发的隐埋栅结构的大功率静电感应晶闸管主要是常通型器件，图
3-40为具有常通特性的 SIThy的基本结构以及工作原理说明图。
该 SITHy的 p+n-n+二极管的 n-层内，埋入了起门极作用的 p+
层，该 p+层被 n-包围，相邻两个 p+层的间隔被称为沟道。
在门极和阴极之间无负偏压时，按照 p+n-n+二极管工作，
如图 3-40 (a)所示，该 SITHy处于导通状态。在门极和阴极之间加负偏压时，即图 3-40 (b)中合上开关，在 p+n-p+
晶体管区加上了主电源电压和门极电源电压之和的偏压在门极区，门极区附近的 n-层内的空穴被吸引。此外在
n+p+n-静电感应晶体管区域中的 n-p+结上加上了反向偏压，
因此,n层内的电子被扫向阴极。其结果在 n-层和 p+层的边界附近和沟道中形成了电荷较少的高电阻的空穴层，使其处于阻断状态。
p
+
n
-
n
+
i
A
p
+
阳极门极
p
+
负载
E
G
S
G
阴极
S I T
p
+
n
-
p
+
晶体管
i
AA
沟道
E
S
p
+
n
-
n
+
p
+
阳极门极负载
E
G
S
G
阴极
i
AA
=0=0
E
S
p
+
空穴层阳极阴极门极图 3-40 (a)导通状态 (b)阻断状态 (c)SIThy电路符号
SIT,SITHy的静态伏安特性曲线如图 3-41所示，他们的正向特性类似于真空三极管的特性曲线，在栅压为零时，这两种器件均处于导通状态，即器件的正向阻断电压为零；
随着负栅压的增加，器件的正向阻断电压增加。因此设计驱动电路时，一般关断器件需要数十伏负栅压，器件导通亦可加 5~6V正栅压，以降低器件的通态压降。
图 3-41 SIT,SITHY的静态伏安特性曲线
§ 3.6 功率场效应晶体管
1 基本结构
横向 N沟导 MOSFET如图 3-42a所示，包括一片轻掺杂 P型基底，其上扩散了两个高掺杂的 N+区作为源极和漏极，在两者之间是受光刻工艺制约的沟道。这一结构导致沟道长度长、反向耐压低和导通电阻大等缺点。
横向双扩散 MOSFET功率晶体管（ LDMOS），
如图 3-42b所示，所有端子仍在晶片顶部，由于顶部漏极结构所需的面积使硅平面利用率较低，
这是该结构的一个主要缺点。
V形槽 MOSFET，简称为 VVMOS，如图 3-42c所示。这种结构是在 n+衬底上的 n-外延层上，先后进行 p型区两次选择扩散，然后利用优先蚀刻形成 V形槽。由于这种结构第一次改变了 MOSFET的电流方向，电流不再是沿表面水平方向流动，而是从 n+源极出发，沿沟道流到 n-漂移区，然后垂直的流到漏极。这种结构主要缺点是由于它的非平面结构，使晶片成本升高。
VDMOS采用具有密集源胞结构的 VDMOS技术，其 N沟道源胞结构如图 3-42d所示，这一结构与图 b类似，只是将漏极移到了 N-基底的下面，晶片的底部。栅极结构是多晶硅夹在两个氧化层之间，源极金属均匀覆盖于整个工作表面，
这一结构保持了平面 LDMOS的优点，更有可能制造出低值和高耐压的产品。通常一个 VDMOS管是由许多源胞构成，一个功率 MOSFET芯片的源胞密度可达每立方英寸
140000个。
N
+
N
+
P
S
G
D
N 型沟道绝缘层
a,常规小型号 MOS F ET 横向结构
N
+ N
+
P P
N
-
S G D
沟道 电流
b,横向双扩散 MOS F ET （ L DMO S F ET )
G
n
+
p
S
n
+
p
S
n
-
n
+
D
c,VMO S 结构
N
+
N
+
P P
N
-
G S
D
N
+
N
+
N
+
d,VD MOS 结构图 3-42 MOSFET的四种结构
2,N沟道增强型 VDMOS工作原理
功率 MOSFET有三个极：栅极 G（ SILICON GATE）；源极 S
（ SOURCE）；漏极 D（ DRAIN）。栅极由多晶硅制成，它同基区之间隔着 薄层，因此它同其他两个极间是绝缘的，只要 层不被击穿，栅极与源极之间的阻抗是非常高的。这种 N沟道增强型器件在使用时源极接电源负端，漏极接电源正端,N沟道增强型功率
MOSFET的符号如图所示。
为了解 MOS管工作原理，首先看一下多晶硅 G— —P半导体构成的 MOS结构，在栅极和源极之间加正电压，当 达到某一临界值
（栅极阀值电压 ）时，靠近 附近的 P型表面层形成了与原来半导体导电性相反的层，即 N反型层，这个反型层被称为沟道,N沟道将漏极和源极连接起来，形成了从漏极到源极的电流，电流从漏极垂直地流进硅片，经过器件的基区，水平地流过沟道区，然后垂直地流过源极,VDMOS管就导通了。由上述分析可知,VDMOS管的动态响应是非常快的，它仅受 MOS电容充放电速度的影响。
图 3-43 N沟道增强型功率 MOSFET的符号
3,VDMOS主要电参数
（ 1）开启电压：开启电压即扩散沟道区发生变形使沟道导通所必需的栅源电压。随着栅极电压的增加，导电沟道逐渐? 增强?,即其电阻逐渐减小，电流逐渐增大。
（ 2）漏极电流：当栅极加适当的极性和大小的电压时，沟道连接了源极和漏极的轻掺杂区，并且产生了漏极电流。当漏极电压较小时，漏极电流与漏极电压呈线性关系：
其中,为载流子迁移率； C0为单位面积的栅极氧化电容； Z为沟道宽度； L为沟道长度。
随着漏极电压的增加，漏极电流出现饱和与 VGS
平方成一定关系：
（ 3）互导,VDMOS的互导或增益定义为漏极电流对栅源电压的变化率：
（ 4）静态漏源导通电阻 RDS(on)：静态漏源导通电阻定义为漏极电流从漏极流到源极遇到的总电阻。 如图 3-44（ a）所示,VDMOS的导通电阻主要由四部分组成：
式中,rCH 为反型沟道区电阻； rACC为栅漏积累区电阻；
rJFET为结型场效应管夹断电阻； rD为轻掺杂区电阻（漏极电阻）；
沟道电阻随着沟道长度增加而增加，累积区电阻随基底宽度增加而增加，夹断电阻随结电阻的增加而增加，三者都与沟道宽度和栅源电压成反比。漏极电阻 rD与结电阻、基底宽度成正比，与沟道宽度成反比。
图 3-44 (a) VDMOS导通电阻示意图图 3-44
(b) 栅源电压 VGS与漏源导通电阻 RDS(on)影响
这表明，对于高压大功率 VDMOS,结厚且结电阻值很高，其静态漏源导通电阻主要由 rD决定。低压器件结薄且结电阻值低，整个静态漏源电阻中 rCH占很大部分。图 3-
44(b))示出了栅源电压与漏源导通电阻的关系曲线，图中两条曲线，变化较大者为低压器件，较小者为高压器件，由图可知，
栅极电压增加到 12V电压以上时,RDS(on)下降变得缓慢；低耐压器件变化较大，高耐压器件变化缓慢。 MOS管的导通电阻具有正的温度系数，因此漏极电流就具有负的温度系数，这就是 MOS管易于并联的原因。
（ 5）反向耐压,VDMOS的反向耐压或击穿电压与 GTR定义相同，这里的击穿指的是雪崩击穿。
（ 6） VDMOS管电容：在 VDMOS结构的功率
MOSFET存在两种固有电容,与 MOS结构有关的电容和与 PN结有关的电容。 VDMOS器件的寄生电容如图所示。栅源电容 和栅漏电容 是 MOS电容，漏源电容 是与 PN结有关的电容。
当器件导通时，栅漏电容 突然增加,由两部分组成，一部分是栅极与源极之间的金属氧化物之间的电容，与工作电压无关，另一部分是栅极与沟道之间的电容，随着工作条件不同有很大的变化。
N
+
N
+
P P
N
-
G S
D
N
+
N
+
N
+
C
GS
C
GD
C
DS
图 3-45 VDMOS器件的寄生电容
VDMOS的极间电容不是一个固定参数，它是漏源电压和栅源电压的函数，通常用输入电容,输出电容 和转移电容 定义
VDMOS的极间电容：
图 3-46给出了变化趋势,横坐标上标出变量（ VGS 和 VDS 测试条件
(VGS =0和 VDS=0)。
图 3-46 VDMOS工作过程中极间电容变化
0DSVV?
由于输入电容随着 变化，栅极驱动源阻抗和 决定的
RC时间常数在开关周期内是变化的，因此用栅极驱动源阻抗和输入电容来计算栅极电压上升时间只是一个粗略的估计。
转移电容 ( )又称为米勒电容，在器件工作过程中影响了开关时间。当 MOSFET处于断态时，,等于电源电压，这意味着转移电容 ( )上的电压被充电至漏极电源电压，当器件导通时,漏源电压相当小，为,而约为 15V，因此转移电容 ( )被充电至,如果认定漏极为正极，则该电压为负值，即转移电容上的电压在工作过程中极性发生变化，这个电压的大幅度摆动对栅极驱动源的电流输出和吸收能力提出了严格的要求。在导通过程中，栅极驱动源不仅要对 进行充电，而且还要为提供转移电流。
4,功率 MOSFET栅极充电说明
确定功率 MOSFET输入阻抗的另一种方法是给出栅极充电曲线，这样一条曲线指出了导通的不同阶段必须供给栅极的电量。由于这些曲线形式简单、
便于使用且信息量大，它们以及相应的栅极电量额定值正逐步取代输入电容额定值。
图 3-47是栅极电量测试电路，用恒流源对 MOSFET
的输入电容进行充电，恒定的电流保证了输入电容以恒定速率被充电，波形便同时给出了与栅极电量和时间的关系。
图 3-48是某一 MOSFET导通期间栅源电压、漏源电压和漏极电流的示意波形。在这里栅极驱动电流为 1mA，漏极负载电流为 15A。
图 3-47 栅极电量测试电路
图 3-48 某 MOSFET导通期间栅源电压、漏源电压和漏极电流的波形
V
DS
V
GS
I
D
总栅极电量（ 2 nC/D I V ） 或时间（ 2 us /D I V ）
Q1 Q2 Q3
V
GS
2V /D I V
V
DS
10 V /D I V
I
D
5A /D I V
0 2 4 6 8 1 0 1 2 1 4 1 6 1 8 2 0
Q1
栅极电量图的各个转折点表明了导通过程中不同间隔的起点和终点。把 Q1电量传送到栅极所需的时间是主要是导通延迟时间；到达 Q2时漏源电压已降到 VDS(on)，导通过程结束。当电荷等于 Q3时，
栅极被充电至 VDS(on),此时不再需要电荷，这里
VDS(on) =10V。
在关断期间，电量由 Q3降至 Q2所需的时间为延迟时间，由 Q2降至 Q1时漏源电压上升至电源电压，
放掉 Q1使 VGS回到零伏。显然导通时栅极驱动电源提供给栅极的电量和关断时栅极驱动电源吸收的能量大小相同。由公式 i=q/t和 i=Cdu/dt可以从栅极电量图看出其坡度或输入电容至少有三个值即
MOSFET导通分三个阶段：
第一阶段：当 VGS从零伏上升时,Ciss较小，
因而充电非常容易,MOSFET保持断态,VDS
保持恒定且等于电源电压,ID等于零，直到
VGS等于开启电压 VGS(th)。从等于开启电压开始，到达 VGS水平段开始时刻,MOSFET导通，
ID线性上升,VDS略有下降,VGS上升速率略有下降，但变化不大。因此,VGS从零伏上升到达 VGS水平段开始时刻可以认为驱动电路所提供的电荷主要向 CGS充电，而 CGD上的电压变化很小，输入电容 Ciss基本是一个常数。
第二阶段：输入电容似乎为无穷大，因为所加的电荷几乎不使 VGS变化。在这一区域,VGS的增量约为零，因此没有电荷进入 CGS，所有电荷都进入了转移电容 Crss(即 CDG)，
如果认为,则
在 VGS的水平段，随着 VDS电压接近 VDS(on),VDS曲线的坡度有明显的变化，在水平段的前部电压变化较快（导通过程较快），表明有一个较小的转移电容 Crss(即 CDG)，在水平段中部某点开始，电压变化较慢（导通过程变慢），表明有一个较大的转移电容 Crss(即 CDG)，这两个值一个和图
3-46曲线上正漏栅电压对应，另一个和负漏栅电压对应。
图 3-48相关联的漏栅电压曲线如图 3-49所示，该图清楚的显示出就在 VDG改变极性前，坡度已经改变，切换开关由于
Crss的突然增加而减慢。
时间（ 2 us/DI V ）
V
DG
10V /DI V
I
D
5A /DI V
0V
图 3-49 随着 VDG接近极性变换，开关速度明显减慢
图 3-50显示增加漏极电流抬高了水平段的高度，这是由伏安特性所决定。
2 V 2 us
I
D
=5A
I
D
=15A
I
D
=10A
V
GS
2V
/D
I
V
总栅极电量（ 2 nC /DI V ） 或时间（ 2 us/DI V ）
图 3-50 增加漏极电流抬高了水平段的高度
图 3-51是改变 VDD的结果，这是因为的变化改变了 MOSFET的漏极电位，即改变了转移电容必须被充到的电位差，充电量必须增大，因此水平段变长。
2 V 2 us
V
DD
=40V
V
DD
=20V
V
DD
=30V
V
GS
2V/D
I
V
总栅极电量（ 2 nC /DI V ） 或时间（ 2 us /DI V ）
图 3-51 改变 VDD使水平段增长
第三阶段：水平段结束后,VGS又开始上升，栅极被充电至 VGS(on)，但没有第一阶段上升的快。这说明输入 Ciss电容要比第一阶段大的多。 MOSFET从这个阶段开始完全导通，漏栅电压为负值，即图 3-
46中负漏栅电压对应电容值。
栅极充电参数的最直接应用是用来确定为完全导通某器件必须向栅极提供的电量。该电量可分三部分，每一部分对应开关每一阶段的需要。第一段主要确定了导通延迟期间所需电量，第二段说明了使 VDS上升或下降所需的电量，第三段的电量与关断延迟有关。
当栅极电压在导通期间停止上升时，栅极驱动源阻抗上的电压为 (水平段 )，驱动源阻抗等于这一电压除以 IG。 VGG为驱动源输出电压。
图 3-52表明即使在导通和关断时栅极驱动电阻相同，关断也更加迅速。图中 IG为流过栅极驱动电阻的电流。这是因为导通时栅极驱动源电阻上的电压为 （水平段）,而关断时栅极驱动源电阻上的电压为,此时 VGG 约等于零。
时间（ 1 us/D I V ）
I
G
8m A /D I V
0
图 3-52 栅极驱动电阻上导通和关断时的电流
5 功率 MOSFET开关过程分析
开关电路如图 3-53
所示，假定嵌位二极管没有反向恢复时间，负载感抗足够大，在导通和关断时能过维持恒定的负载电流。 图 3-53 开关电路
1）导通瞬态（ Turn-on Transients）
开通状态可以用四种电路模式说明，如图 3-54所示,3-55给出了电压、电流波形。假定 MOSFET在关断状态已经有足够的时间，负载电流通过嵌位二极管流动，初始条件是图 3-54导通瞬态（ Turn-on Transients）四种电路模式
模式 1：阶跃信号电压加在门极驱动电阻 Rg上，由于驱动信号远大于 MOSFET的门槛信号 VT，即 Vg>VT，电容 CGS和
CGD经过 Rg充电，在时间 t1时刻，门极电压等于门槛电压，
即 vgs=VT，这一区间的电压表达式：
只要电压 vgs<VT,MOSFET就不会流过电流,把 vgs=VT带入解得
称 t1为延迟时间。 图 3-55导通瞬态电压、电流波形
模式 2：从 t1开始，漏极 D电流开始增加，嵌位
（续流）二极管电流开始转移到漏极，直到漏极电流等于负载电流 IO，此时二极管仍嵌位，
MOSFET承受全部的电源电压 VDD，由于负载电感被二极管短路，所以没有密勒增益和密勒电容。门极电压按公式 上升，漏极电流假定按线性增加（增益为 gm），因此
在 t2时刻，负载电流完全转移到漏极，嵌位二极管反向偏臵,MOSFET有了密勒增益。
模式 3：从 t2开始，漏极电压开始下降，漏极电流为常数 IO,vgs也为常数 Vgp
门极电流
若电容 CGD的充电电流为线性，则有
在 t3时刻,vDS下降到 MOSFET的导通压降 VF，
MOSFET进入导通状态，下降时间
模式 4：在 t3之后,MOSFET进入欧姆区或线性区，传输增益 gm不是常数，门极电压继续升高，把电容 CGS和 CGD充电至 Vg。若 id按线性增大，则表达式可写出
2）关断瞬态（ Turn-off Transients）
关断也可以用四个电路模式分析，四种模式电路图如图 3-56所示，电压电流波形如图 3-57所示。
假定处于导通状态已经有足够的时间，初始条件为图 3-56关断瞬态（ Turn-on Transients）四种电路模式
模式 1：此时门极驱动信号突然为零,vgs开始下降：
直到,
电流 Id和 Vds没有任何变化，既保持负载电流，
vgs下降到 vgp所需的时间称之为关断延迟时间：
图 3-57 关断时电压、电流波形
模式 2：从 t1时刻开始，电流 Id仍然保持不变，门极电压 vgs=Vgp也保持,Vds开始上升，在门极电阻
Rg上的电流
此电流是放电电流，为电容 CGD通过门极电阻线性放电，由 可得，因此有
在 t2时刻,vds达到了电源电压 VDD，时间 t2可计算
模式 3：
迄今为止，我们没有考虑与 D极串联的杂散
（ stray）电感，如果考虑此电感影响，则 vds将超过电源电压 VDD，在此时刻嵌位（续流）二极管导通，门极电压按指数下降
电流 Id也开始按式 下降，在
t3时刻,vgs=VT，电流降低到零即，把和 带入得
模式 4：
t3之后，门极电压继续按指数下降到零。若电流按一阶近似，可以写出：
5 功率 MOSPET静态输出特性和安全工作区
1）输出特性
VDMOS管的静态输出特性如图
3-58所示。当 VDMOS管充分导通进入电阻区（线性区）时，就像一个电阻，当栅极电压小于阀值电压时,VDMOS管处于截止状态，阀值电压的典型值为 2—4伏。为保证器件导通后进入线性工作区，
栅极电压要足够大，一般要大于
10V。显然,VGS越大，可变电阻区部分就越大。由于 VDMOS从结构和参数上保证了寄生晶体管不起作用，因此 VDMOS管在工作中很难发生二次击穿现象，它的安全工作区宽。
V
GS
可变电阻区 饱和区I D
V
DS
0
V
GS
>U
T
V
GS
<U
T
U
BR
击穿区线性区可变电阻区 饱和区击穿区线性区有源区可变电阻区 饱和区击穿区线性区可变电阻区 饱和区击穿区线性区有源区图 3-58 VDMOS管静态输出特性
2)安全工作区
VDMOS管的安全工作区分正偏安全工作区
（ FASOA）和开关安全工作区（ SSOA）。如图
3-59所示,SSOA相当于晶体管的反偏安全工作区，由图可知，其二次击穿限制不存在，它的开关安全工作区成了仅由电压和电流围成的矩形，安全工作区比晶体管大。
1 10 100 1000
100
V
DS
/V
I
D
/A
1 ms
100 us
10 us
T
C
=25
O
10 ms
DC
导通电阻限制功耗限制热限制
V
DS
/V
0 100 200 300 400
I
D
/A
30
图 3-59 VDMOS管的安全工作区
6,功率 MOSFET栅极驱动方法
当功率 MOSFET用作高压侧开关，被驱动充分导通，即在漏极和源极两极间电压降到最低时，它的栅极驱动要求可概括如下：
1)栅极电压一定要高于漏极电压 10-15V，作为高压侧开关，这样的栅极电压必定高于干线电压，常常是系统中可能相对最高的电位。
2）栅极电压必须是可控的，它通常以地为参考点。因此，控制信号不得不将电平转换为高压侧功率器件的漏极电位，在绝大部分应用中,控制信号电位在两根干线电位间摆动。
调制电路
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
c
V
6
VD
6
V
5
VD
5
V
U
W
NN'
C
+
C
+
u
rU
u
rV
u
rW
2
U
d
2
U
d
VT
1
VT
4
VT
3
VT
6
VT
5
VT
2
调制电路调制电路
几种驱动方法：
1）、浮动栅驱动电源法如图 a所示。隔离电源的费用较大
（每个高压侧 MOSFET需要一个）光隔离器在带宽和噪声敏感性上受到限制。
2）、充电泵法如图 c所示。电压放大效率低，需要多级
泵激励? 。
3）、自举法如图 d所示。简单便宜，但由于占空比和开启时间都因自举电容需要刷新而需要时间，因而受到限制。
4）、脉冲变压器法如图 b所示。简单并且便宜，但在许多方面受到限制。当占空比变化很大时，需要运用复杂技术。
功率 MOSFET的低压侧驱动和高压侧驱动相比，由于不需要电平转换，且功率 MOSFET是电压驱动器件，因此比较简单。目前，有许多功率 MOSFET集成驱动电路,IR公司的 IR2110栅极驱动器就是用来驱动一个高压侧和一个低压侧的功率 MOSFET和 IGBT的集成驱动电路。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,7 - A p r - 2 0 0 0 S h e e t o f
F i l e,D,\l i w o r d \ l i h o n g 1,d d b D r a w n B y,
门极驱动电 路
V C C
光电隔离电路电平移位电路或负 载或低压侧装置功率电源负 载或低压侧装置功率电源输入信号负 载或低压侧装置功率电源负 载或低压侧装置功率电源
V C C
振荡信号门极驱动电 路光电隔离电路电平移位电路或负 载或低压侧装置功率电源输入信号输入信号
V C C
振荡信号浮动栅驱动电源法 载波驱动法充电泵法 自举法 脉冲变压器驱动法
a b
c d
图 3-60 MOSFET驱动方法
由于 MOSFET具有极高的开关速度、驱动容易和安全工作区宽等优点，功率 MOSFET成为功率电子设备设计中合乎逻辑的选择。
作为多数载流子器件，由于其导通特性与温度和额定电压具有强烈的依赖关系 (高耐压的 MOSFET导通压降大于小耐压的
MOSFET)，使其上述优点被部分抵消，而且随着额定电压增大，其固有的内部反并联二极管关断时间增长，关断损耗增大。
返回
§ 3.7绝缘栅晶体管（ IGBT）
1,IGBT结构
图 3-61a是 N沟道增强型 IGBT的结构剖面图,b是等效电路图,c是其符号。被称为集电极（ collector）的端子 C，实际上是其内部 PNP晶体管的发射极
（ emitter）。尽管 IGBT的剖面结构与 POWER
MOSFET的剖面结构类似，但这两个管子的工作过程相当不同,IGBT是少数载流子器件而 MOSFET是多子器件。除了增加了一个 P+外,IGBT的剖面结构与
MOSFET没有什么差别，这两个器件都具有相似的门极结构和源极结构。但 IGBT的工作过程却与双极性晶体管（ Bipolar）更为接近。 IGBT由连接成伪达林顿结构的 PNP晶体管和驱动它的 N沟道 MOSFET组成。
值得指出的是,IGBT内部的 PNP晶体管的发射结
（ IGBT的 C端）的反向击穿电压承受能力很低，只有
20V左右，因此驱动电压要小于此值。
N
+
N
+
P P
+
N
-
G
N
+
N
+
N
+
r
b
’
G
E
多晶硅氧化层
P
-
r
b
’
p
+
C
C
E
G
C
E
G
r
b
’
( a)
( b) ( c)
图 3-61a N沟道增强型 IGBT的结构剖面图
b N沟道增强型 IGBT的等效电路图 c N沟道增强型 IGBT的符号
绝缘栅晶体管（ Insulated Gate Bipolar Transistor，
简称 IGBT），是少数载流子器件，具有 POWER
MOSFET大部分诱人的优良特性，例如：驱动容易、安全工作区宽等。一般说来,IGBT的最大工作频率小于 MOSFET，目前新型的 IGBT的开关频率已非常接近 MOSFET，它的优良的导通特性优于 MOSFET，其通态电压与 GTR相同。由于没有内部反并联二极管，使使用者可以灵活的选用与电路相适应的超快恢复二极管，这一特征是一个优点也是一个缺点，取决于工作频率、二极管成本和电路需要。但 IGBT模块总是把二极管和
IGBT反并联地封装在一起。
如图 3-57（ b）所示,IGBT由连接成伪达林顿结构（ pseudo-Darlington）的 PNP晶体管和驱动它的
N沟道 MOSFET组成。结型场效应管承受了大部分的电压，因此允许采用低压类型的 MOSFET作为驱动。
2、导通特性
由于输出极的伪达林顿连接，作为输出的 PNP不会进入过饱和状态，因此它的导通压降比过饱和晶体管的导通压降要高，如图 3-62所示。与具有同样管芯区域
MOSFET相比，其导通压降和温度的关系曲线如图 3-
63所示，温度升高，对 MOSFET来说，导通压降变化显著，而对 IGBT而言，变化很小。
从两个图可以看出导通压降的大小还与流过管子的电流有关。实际上，额定电压越高其导通压降也越高。
50
40
30
20
10
7
5
3
2
1
20 30 50 70 90 110 130 150
结温（ O C ）
开通状态的管压降（
V)
M OS F ET,I R F 84 0
I GB T,I R GB C 40 U
4.0
3.0
2.0
1
结温（ O C ）
开通状态的管压降（
V)
- 60 - 4 0 - 2 0 0 2 0 4 0 6 0 8 0 1 0 0 1 2 0 1 4 0 1 6 0
I
C
= 13 A
I
C
= 6,5A
I
C
= 3,3A
V
GE
= 15 V
脉宽 80 uS
图 3-62 MOSFET和 IGBT导通压降比较 图 3-63 IGBT导通压降与电流关系
IGBT的静态输出特性如图
3-64所示，该曲线不是始于原点，这是由于 PN结的开启电压。 IGBT同 GTR一样可以划分为三个工作区：
截止区、放大区和饱和区。
IGBT的栅极阀值电压一般为 3～ 6V，当栅压小于开启电压时,IGBT关闭，输出电流与栅压基本成线性关系。
I
C
U
CE
0
V
GE
=5V
V
GE
增大图 3-64 IGBT的静态输出特性
3,IGBT开关特性
IGBT的开关速度主要受 PNP管的开关速度的影响，由于 PNP管是少数载流子器件，少数载流子的电荷存储效应主要影响着 IGBT的开关速度，由于 PNP 管的基极在 IGBT的内部，不可能采用外部电路来改善它的开关时间，尽管其内部的伪达林顿连接使其没有存储时间，它的开关速度比过饱和的 PNP管要快的多，
但这些在高频应用中还是不充分的。
PNP管基区电荷的存储效应导致了 IGBT
在关断时的电流拖尾现象，如图 3-65所示。这个拖尾增加了关断损耗，同时在桥式应用中，由于上下管的交替导通，
必须增加死区时间以防止上下管的直通现象。 IGBT的工作过程受温度的影响，
温度升高，特性变坏。
V
CE
/ DI V,
I
C
,5 A/ D I V,
t,0,5 u s / DI V
t
图 3-65基区电荷的存储效应导致了 IGBT在关断时的电流拖尾现象
1） IGBT导通（ turn on）
IGBT导通期间，集电极电流受电压 VGE控制，与功率 MOSFET导通过程类似。 IGBT在应用中一般反并联一个同样电流等级的二极管，在桥式应用中，感性负载导通时刻前，负载电流 IO流过桥臂上另一个与 IGBT反并联的续流二极管。图
3-66为 IGBT的半桥应用电路原理，图 3-67是不考虑反并联二极管反向恢复时间和杂散电感时的理想导通波形，门极驱动电压 VG在 t0时刻通过门极电阻 RG加到 IGBT门极,VGE开始上升，向
IGBT的门射极电容 CGE充电，当 VGE上升到 IGBT的开启电压时,IGBT集电极电流 IC开始随着 VGE的上升而上升，与此同时续流二极管的电流开始下降，续流二极管电流和 IGBT电流之和等于输出电流。
图 3-66 IGBT的半桥应用电路原理 图 3-67理想导通波形
在 t1到 t2期间续流二极管的电流下降但仍处于正向偏臵导通，这意味着直流母线电压仍然加在
IGBT的 C和 E两端,IGBT分担输出电流 IO的一部分，
这一期间 IGBT的功率损耗较大。从 t2时刻起，负载电流 IO全部由 IGBT负担，即 IO=IC。此时，二极管电流下降到零。假设二极管没有反向恢复时间，
从此刻起，二极管开始承受反向电压，从 t2到 t5
这一期间，二极管承受的反向电压逐步上升，与此同时,IGBT的 VCE逐步下降，在 t5时刻,IGBT达到其饱和压降 VCE(on)，交换过程全部结束。
I
C
V
CE
V
GE
I
O
I
RR
0
0
t
0
t
1
t
2
t
3
t
4
t
5
图 3-68 IGBT实际导通时门极电压、集电极电流 IC和 VCE的波形
图 3-68是 IGBT的一个实际波形，考虑了二极管反向恢复和杂散电感，当 IGBT电流 IC在 t1时刻开始上升时，杂散电感影响着电流变化率,VCE下降引起电容 CGC放电，该电流从门极流向集电极，
减少了向门射极电容 CGE充电，从而使 VGE上升率减少，导致集电极电流上升率减少。
在 t2时刻，二极管正向电流为零，它需要时间恢复其阻断特性然后才能承受反向电压，二极管反向恢复电流来自 IGBT电流，此时 IGBT电流超过输出电流。
在 t3时刻，流过 IGBT的电流等于输出电流 IO和二极管反向恢复峰值电流 IRR之和，二极管开始恢复其反向阻断能力，反向恢复电流逐步减少，二极管反向电压的上升引起 VCE迅速下降。在这一期间,IGBT和二极管都有能量损耗。负 dVCE/dt
的引起密勒电容从门极到集电极的电流，从而使
VGE有短暂的下降。
在 t4时刻，由于杂散电感和杂散电容而引起的振铃现象。在 t4和 t5期间,IGBT的集电极电压达到稳定状态,VGE恰好与集电极电流相适应，由于门极驱动输出电压恒定，因此流过门极驱动电阻的电流恒定，这一电流流过密勒电容 CGC，在这一区间的末期，集电极电压衰减率
当 VGE接近 IGBT的饱和压降时,dVCE/dt缓慢减少，
这是由于当接近 IGBT的饱和压降时，电容 CGC增大
2-3个数量级，一旦 VGE达到稳态值,dVCE/dt减小到零，门极驱动电流恢复对门射极电容 CGE充电，
上升到门极驱动电压 VG，在 t5时刻 IGBT充分导通。
减少门极驱动电压不仅减少集电极电流初始上升率，而且导致集电极电压下降减慢，这两种情况都引起较高的导通损耗。
I
C
V
CE
V
GE
0
0
t
0
t
1
t
2
t
3
图 3-69 IGBT关断时门极电压、集电极电流 IC和 VCE的波形
2） IGBT关断（ turn off）
图 3-69显示 IGBT关断时门极电压、集电极电流和的波形。
关断开始时，门射极电压减少，门射极电容 CGE放电。
从 t0到 t1,IC和 VCE仍然没有变化。在 t1时刻，门极电流恰好使 IGBT进入临界饱和，输出电流 IO全部由 IGBT供给。
从 t1开始,VCE开始慢慢上升,dVCE/dt引起的感应电流通过门集极电容 CGC向门射极电容 CGE充电，由于这种反馈作用,VGE在 t1到 t2期间几乎是一个常数。
门集驱动电阻越大，关断延迟时间越长。从 t2开始，当
VCE增加到 10V左右时，密勒电容的容量大大减小，明显地减少了从集电极到门极的反馈电流,VGE向零下降,VCE
迅速向直流母线电压上升，但 IC仍然等于输出电流 IO，这是由于续流二极管仍然是反向偏臵。
在 t3时刻,IGBT的集电极电压达到直流母线电压，输出电流转由续流二极管提供，电流下降快慢主要由 IGBT内部参数决定。
通过上述分析，可得如下结论：
（ 1）、在门集驱动电阻一定时，门集驱动电压越高，导通损耗越小；
（ 2）、在门集驱动电压一定时，门集驱动电阻越大，导通损耗越大；
（ 3）、门极驱动电阻增大，关断延迟时间增长，关断损耗增大，但增大并不明显。
4,挚住效应和安全工作区（ SOA）
IGBT是由四个交替的 P-N-P-N层组成，如果条件满足（ ）,IGBT就象晶闸管一样被锁住，只能控制导通，不能控制关断，这种现象被称为挚住效应（ Latching）。
寄生的 NPN晶体管的基区与发射极之间有一个体电阻，流过体电阻的电流形成的压降，相当于寄生的 NPN晶体管的基区与发射极正偏臵。如果的阻值不是很小的话，在 IGBT关断过程中，有一个大密度空穴电流流过体电阻,寄生的 NPN晶体管的增益就会增大到相当大的值，从而使 NPN和
PNP饱和导通，门极失去控制效应，动态锁定发生即挚住效应。
1000
100
10
1
1 10 100 1000
P W =15 us
100us
1 ms
DC
U
C
/V
I
C
/A
I
C
/A
U
C
/V
重复脉冲
T
C
=25
O
C
1000
100
10
1
0 400 800 1200
T
C
=25
O
C
V
G
=15V
- V
G
<15V
R
G
=5?
a IGBT正偏安全工作区 b IGBT反偏安全工作区
5,IGBT的短路电流和门极驱动
实验证明,IGBT饱和压降越高，其允许的短路时间越长。
引申上述结论,IGBT可以通过减少 IGBT的门极驱动电压来降低短路电流和延长短路时间。
IGBT栅极驱动电阻的大小影响 IGBT的工作过程,增大，
相当于 降低，故障短路电流减小，但 和 减小； 增大，容易引起 IGBT动态挚住效应和误导通。
IGBT栅极驱动电路设计中，除了正确计算驱动电阻外，
还应注意以下几点。
1）门极驱动电压 ——门极驱动电压增大，导通饱和压降降低，但将减弱 IGBT的负载短路能力。
2）门极负偏压 ——IGBT关断时，在实践中通常在门极加负电压，在门极施加负偏压可以确保门极电压不会上升到开启电压，从而保证 IGBT可靠关断。由于在关断瞬间，
集 -射极电压由饱和导通压降上升到直流母线电压，过高的 dVCE/dt产生较大的转移电流，该电流在门极驱动电阻上形成压降使 IGBT误导通，即所谓的密勒效应。在门极加负偏压可以抵消转移电流产生的压降，防止误导通。
3） IGBT的驱动
在大部分情况下，功率 MOSFET的驱动电路适用于 IGBT。目前应用较多的有
CONCEPTD的 IGD515\IGD516等系列，号称万能 IGBT驱动器，可以输出 ± 1.5A到
± 8A电流，但成本较高； INFINEON的
IED020I12-S系列可以驱动 1200VIGBT，具有 2A的电流输出能力； VLA517-01RZO作为 EXB系列的替代产品，对于 EXB系列用户具有吸引力，具有 4A的驱动能力；安捷伦的 HCPL316J可以驱动 150A以下 IGBT。
6,IGBT的参数特点
1） IGBT的开关速度高，开关损耗小，据统计,IGBT电压在 1000V以上时的开关损耗只是 GTR的 1/10，与 VDMOS相当。
2 ） IGBT的通态压降比 VDMOS低，特别是大电流区段。
3 ） IGBT的通态压降在 1/2或 1/3额定电流以下区段具有负的温度系数，在以上区段具有正的温度系数，因此，
IGBT在并联使用时具有电流自动调节的能力，有易于并联的特点。
4 ） IGBT的安全工作区比 GTR宽，且它还具有耐脉冲电流冲击的性能。
5 ） IGBT的输入特性与 VDMOS相似，输入阻抗高，它在驱动电路中作为负载时呈容抗性质，其栅电荷曲线示于图
3-72，也与 VDMOS类似。
6 ）与 VDMOS和 GTR相比,IGBT的耐压可以继续做的高，
电流可以继续做的大，同时还保持工作频率高的特点。
2 V 2 us
V
CE
=80 0V
V
CE
=40 0V
V
CE
=60 0V
V
GE
总栅极电量（ 200 nC /DIV ）
图 3-72 IGBT栅电荷曲线返回
3.8 MOS场控晶闸管（ MCT）
1 MCT工作原理
MCT是在 SCR结构中引进一对 MOSFET来控制 SCR的导通和关断。使 MCT导通的 MOSFET称为 ON-FET，使
MCT关断的 MOSFET被称为 OFF-FET。 MCT源胞有两种类型，一种为 N-MCT，另一种为 P-MCT。 P-MCT元胞结构如图 3-73（ a）所示，一个 MCT由许多元胞组成，其等效模型和符号如图（ b）所示。 N-MCT元胞结构如图（ c）所示，其等效模型和符号如图
（ d）所示。
图 3-73 MCT结构、等效模型和符号
1） N-MCT
当门极相对于阳极加正脉冲信号时，靠近门极的下面的的 P表面层反型成 N型（ N沟道），于是一个小的阳极电流从经过沟道和层流出阴极，即 ON-
FET被接通（ OFF-FET被关闭）。该电流恰好为晶体管提供了基极电流，与此同时该晶体管的集电极电流增加，的集电极又是晶体管的基极，从而使晶闸管的正反馈机制发生作用，最后导致 MCT导通。 MCT中晶闸管部分一旦导通，其通道电阻比激励通道的电阻小的多，因此主电流由晶闸管部分承担，激励通道只维持很小的激励电流。当门极相对于阳极加负脉冲信号时，门极下面的 N表面层反型为 P型，形成 P沟道，则将晶体管的基射极短路，也就是说，从 P2基区中抽取电流，从而使晶体管进入关断过程，最后导致晶闸关不能维持导通条件（ α1+α2>1 ）而关断。
2） P-MCT
当门极相对于阳极加负脉冲信号时，靠近门极的下面的的
N表面层反型成 P型（ P沟道），于是一个小的阳极电流流入 P1+层，经过 P层和 P沟道流向结，即 ON-FET被接通
（ OFF-FET被关闭）。该电流恰好为晶体管提供了基极电流，使该晶体管的集电极电流增加,的集电极又是晶体管的基极，从而使晶闸管的正反馈机制发生作用，最后导致 MCT导通。 MCT中晶闸管部分一旦导通，其通道电阻比激励通道的电阻小的多，因此主电流由晶闸管部分承担，激励通道只维持很小的激励电流。当门极相对于阳极加正脉冲信号时，门极下面的 P表面层反型为 N型，形成 N沟道，
则将晶体管的基射极短路，也就是说，从 N1基区中抽取电流，从而使 P1+N1P2-晶体管进入关断过程，最后导致晶闸关不能维持导通条件（ α1+α2>1 ）而关断。
对于 N-MCT，一般 +5V脉冲可以使 MCT导通,-10V脉冲可以使 MCT关断；对于 P-MCT，一般 -5V~-15V脉冲可以使 MCT导通,+10V脉冲可以使 MCT关断。
2 MCT特点
MCT和 IGBT一样，都具有 MOS器件和双极型器件的优点，但其电压和电流容量可以做的比 IGBT更大，其主要特点如下：
1、通态压降小（为 IGBT的 1/3，约 1.1V）；
2、开关速度快，开关损耗小，工作频率可达 20Khz;
3、可以承受极高的 di/dt(2000A/us)和 dV/dt(20000V/us)；
4、工作温度高（ 200OC以上）；
5、门极驱动电路简单；
6、器件阻断电压高，峰值电流大。
MCT和 IGBT都是场控器件，目前 IGBT在开关特性方面比 MCT
好，在驱动方面也比 MCT容易； MCT通态损耗比 IGBT低，但其开关损耗比 IGBT高。
练习题
1 按多子和少子器件对本章所述器件进行分类。
2 解释基区电导调制效应。
3 快恢复二极管的动态参数有哪些？用图示说明恢复时间。
4 按恢复时间划分二极管有那几类？在高频功率电路中常用那些二极管？
5 晶闸管导通的条件是什么？
6 维持晶闸管导通的条件是什么？如何使晶闸管由导通变为关断？
7晶闸管维持电流和挚住电流有何差别？
8 如何用万用表判断晶闸管的管脚？
9 静电感应效应是什么？
10 达林顿结构是如何防止 GTR进入过饱和状态的？
11 理解 VDMOS或（ IGBT）的栅极电流波形，曲线斜率的三次变化代表是么？
12 IGBT的过电流保护与栅极电压关系。
13 是么是静电感应？简述静电感应器件工作原理。
14比较 GTR,VDMOS,IGBT的主要特征
15 说明晶闸管的关断条件是什么。
16 叙述 IGBT的特点。
17 GTR,IGBT关断为什么需要负电压？
18单相交流电压 220V/50Hz，经过全桥整流后连接 10负载，画出电压、电流波形，计算,1）峰值电流； 2）平均电流； 3）流过二极管的电流有效值。假定二极管为理想二极管。 返回第 4章 AC-DC变换技术
§ 4.1单相半波整流
§ 4.2 全波整流
§ 4.3 三相整流
§ 4.4 AC-DC电路的网侧（输入）功率因数返回
将交流电源变换成直流电源的电路称为 AC-
DC变换或整流电路。功率由电源传向负载的变换被称为整流，功率由负载传回电源的变换被称为? 有源逆变?,整流电路按交流输入相数大致可分为单相和多相整流；
按导通角可控与否可分为可控和不可控整流；按电路形式可分为半波、全波与桥式整流等。对于需要改变直流输出电压的场合，可以采用相控整流方案，也可采用其它高性能的调节方案（如斩波或高频调制技术）。
§ 4.1单相半波整流电路
1、单相半波整流
单相半波整流电路是最简单的整流电路。整流电路如图
4-1所示。利用整流管的单向导电特性，在交流电源的作用下，周期性导通和截止，
实现变换，将交流转换成脉动直流。由于半波整流引起电流的畸变，电流中包含直流成分，会引起输入电源变压器饱和，因此在实际中采用较少。
D
i s
u = U s i n ω ts
m
u o
R
图 4-1 单相半波不控整流电路（阻性负载 ）
1）电阻负载
忽略整流管的导通压降和反向漏电流，在阻性负载下，电压波形和电流波形完全一样。
则整流输出电压平均值为：
输出电流平均值为：
由有效值定义，输出电压和电流有效值为：
2） R-L负载
负载电路如图 4-2所示，根据电路理论，可以写出电压平衡方程
这是一阶微分方程，解此方程可得：
图 4-3是 R-L负载时的波形。
从图可以看出：由于,有负电压产生，尽管输入电压已为负，二极管仍然导通，其正向导通角大于,二极管关断时，电流为零。
图 4-2 R-L负载图 4-3 图 4-2各点波形
定义熄灭角 为从二极管导通到电流为零时的角度，由：
上式只能得出数字解，无法写出解析表达式。二极管导通区间为
电流平均值：
电流有效值：
负载吸收功率（有功功率）,
3） R-C负载
如图 4-4所示，在电路初始状态，假定电容尚未充电，当电源电压为正时，二极管导通，输出电压为电源电压，电容充电到,从 起，
电容以指数规律向负载放电，这时电源电压低于输出电压，二极管反向偏臵，负载与电源隔离。
当电源电压再次为正时，由于电容已经充电，只有当电源电压大于电容电压时，二极管才能导通，
电源电压低于输出电压时，二极管反向偏臵，负载与电源隔离。周而复始，当二极管正向导通时，
输出电压为电源电压；当二极管截止时输出电压以指数规律放电。输出波形图如图 4-5所示。
图 4-4 R-C负载图 4-5 图 4-4波形
正弦波形的导数为,电容的放电曲线导数为
在 时，这两个斜率应该相等，因此：
整理得：
在 处，正弦波形的幅值与电容的放电曲线在该处的幅值相等：
上式只能得出数字解，无法写出解析表达式。从公式可知，
增大,增大，二极管导通时间减小，若输出平均电流不变，二极管峰值电流必然增大，因此,增大导致大的二极管脉动电流增大。
从图可知，最大输出电压,在时刻，最小输出电压为,输出电压纹波：
在实际应用电路中,一般很大，
显然,把代入上式得输出电压纹波：
将上式用台勒级数展开，得：
输出电压纹波与滤波电容大小成反比,C增大，可以减小输出电压纹波。
2、单相可控整流电路
1）阻性负载
将不控整流中的整流管换成晶闸管，该电路就变成了可控整流电路。纯电阻负载的单相半波可控整流电路和波形如图 4-6所示，
在电源正半周，晶闸管承受正向阳极电压，处于正向阻断状态，
假定 时刻发出触发脉冲，则在 期间，晶闸管不导通，
电源电压全部加在晶闸管上，负载电阻上电压为零，流过负载的电流也为零，在 时刻触发晶闸管，则晶闸管从正向阻断状态进入导通状态，晶闸管一旦被触发，门极失去控制作用，故触发信号只需一个脉冲电压即可。于是在 期间，电源电压全部加在负载上，电流流过。
图 4-6 单相半波可控整流电路及波形（纯阻负载）
电流 i0值为：
在交流电压正半周快结束时，晶闸管中的电流自然的下降到维持电流以下，晶闸管自动进入阻断状态，负载电流变为零，交流电源为负时，在负半周期间，晶闸管转入反向阻断状态，电源电压又全部加在晶闸管上，负载上电压又为零。而后，
电路重复上述过程。
因此，在电源工作周期内，负载上只是得到脉动直流电压，其脉动频率与电源频率一样，它的波形只在电源电压正半周出现，故称为单向半波可控整流电路。
定义：从晶闸管本身承受正向电压起到加上触发脉冲这一角度称为控制角 （触发角）。
在阻性负载条件下，晶闸管导通角度为导通角,
显然有 。
当触发角为时，整流输出电压平均值为：
上式说明 关系是非线性的。
从,则输出电压平均值从 变到零。这意味着改变控制角 就可以改变输出电压的平均值，
达到可控整流的目的。不控整流是 时的可控整流电路的一种特殊情况。
由有效值定义，整流输出电压、电流的有效值为：
整流输出电流有效值与其平均值之比为波形系数：
从上一章中，我们知道，晶闸管的额定电流是指在额定结温（ 25oC）下允许晶闸管通过电流波形为（工频）正弦半波的最大电流平均值，因此必须注意流过晶闸管的电流波形，以防止其有效值超出定额。
2）感性负载及续流二极管
感性负载可以等效为电感 L和电阻 R串联，整流电路带感性负载时的半波可控整流电路及其波形如图 4-7所示。
在 时刻触发晶闸管，电压被加到感性负载上。由于电感存在，负载电流不能突变，所以电流从 0开始上升，达到最大值后，然后开始下降，
由于电感的感应电势影响，尽管电源电压已反向，
但晶闸管仍然为正偏，继续导通。所以在电源负半周的一段时间里，负载电流仍继续流动，直到感应电动势与电源电压瞬时值相等为止。此时回路电压为零，负载电流下降到零。
为求出整流输出电压平均值，首先必须确定晶闸管的熄灭角（导电角） 。
图 4-7半波可控整流电路及其波形（感性负载）
电压平衡方程：
解得
由于 时有 则有
当 时有,则有
所以
上式表明 同 以及负载阻抗角 有关，它是一个超越方程，无法给出代数解。现在讨论几种特殊情况下导电角 与触发角 的关系：
第一种情况：纯电阻负载
第二种情况：纯电感负载
显然只有
即
第三种情况：导电角 的条件：
将 展开得：
两边同除一 得
整理得
当 时，有即
当 时,；当 时，

感性负载上平均电压
又,
所以
即感性负载上的平均电压就等于负载电阻上的平均电压。
在单相半波可控整流电路中，由于电感存在，整流输出平均电压变小，特别是在大电感负载下，输出电压接近于零,
且负载电流不连续，为解决这个问题，只要在负载两端并接一个续流二极管即可，晶闸管和续流二极管不可能同时导通。当电源电压进入负半周时，感应电动势使续流二极管导通续流，如忽略二极管压降，感性负载上的电压波形与阻性负载的情况没有什么区别。当电感很大时，流过负载上的电流基本保持不变，这个电流在晶闸管导通时由晶闸管提供，晶闸管关断后由续流二极管提供。 返回
1、不控整流
全波整流电路有两种形式，一种为单相全桥整流电路，如图 4-8所示；一种为带中心抽头的全波整流，如图 4-9所示。
单相全桥整流电路中，整流二极管分两组轮流导通，对角二极管同时导通，同时截止；带中心抽头的全波整流电路中，两个二极管轮流导通。
§ 4.2 全波整流图 4-8 单相全桥整流电路图 4-9带中心抽头的全波整流电路
1） R负载
输出直流电压平均值：
这两个电路各点电流、电压的波形如图 4-10所示。比较这两电路可以发现：
带中心抽头的全波整流电路需要带中心抽头的变压器，桥式整流则不需要；
带中心抽头的全波整流只需要两个二极管，每半周期内只有一个二极管导通，单相全桥整流需要 4个二极管，每半周期内有两个二极管导通，因此带中心抽头的全波整流的导通损耗是单相全桥整流的一半。
带中心抽头的全波整流电路中，
二极管所承受的反向电压是单相全桥整流电路中二极管承受电压的两倍。
单相全桥整流 带中心抽头的全波整流图 4-10 各点电流、电压的波形
2）
由于负载中有电感存在，流过二极管的电流发生畸变，电流滞后于电压，当一对二极管导通时，另一对二极管中的上管起着续流二极管的作用，因此电流不会反向。输出波形如图 4-11所示 。
图 4-11 R-L负载时桥式整流电路输出波形
从图 4-11可以看出，电源电流 is畸变严重，电源功率因数下降。输出电压是偶函数，利用傅立叶级数（ Fourier
Series）,输出电压可写为：
令
则输出直流电流和谐波电流可表示为：
输出电流：
对于大电感负载，即 足够大，且,
也就是说，大电感负载使输出电流的各次谐波减弱，几乎等于零，输入电源的电流为方波电流，输出电流约为一直流：
输出电流有效值：
由电源传递到负载的功率：
2,可控整流电路单相桥式可控整流如图 4-12所示 。
1） R负载
当变压器二次电压 为正半周时，在控制角为 时刻，晶闸管 和 触发导通，电流从 a
端经,R和 流回 b 端，当 为零时，电流也为零,,截止。
电压 为负半周时,在相应控制角 时刻，
晶闸管 T2和 T3触发导通，电流从 b端经 T2,R和 T3
流回 a端，当 u2为零时，电流也为零，晶闸管 T2
和 T3截止。晶闸管承受最大的反向电压为 Um。
显然，在 T1和 T4导通时,T2和 T3承受反向电压而截止,T2和 T3导通时,T1和 T4承受反向电压而截止。两组触发两组触发脉冲相位相差 180o。
图 4-12 单相桥式可控整流电路及阻性负载时电流和电压波形
由于属于全波整流，因此其输出平均电压为半波整流的两倍
当 时，相当于不控桥式整流；当 时，
输出电压为零，故晶闸管可控移相范围为 1800。
负载电流平均值为：
2） R-L负载
单向桥式可控整流电路（电感性负载 ）
如图 4-13所示,电路工作时，,和,均是同时被触发，触发脉冲互差 1800。其工作工程可划分为下述两个阶段。
由于,电感电流连续，输出电流 则为一恒定值。
① 期间。在 时刻，同时触发 T1和 T2，则电源电压 就加在负载端，当 u2过零变负时，因为电感上产生的感应电动势使 T1和 T2仍然承受正向电压而继续导通，因此 ud波形中出现负值部分,此时 T3和 T4虽然承受正向电压，但都不导通。
、
图 4-13单向桥式可控整流电路（电感性负载 ωL>>R）及输出波形
② 期间。当 时刻，同时触发 T3
和 T4使其导通,T1和 T2承受反向电压而关断。负载电流从 T1和 T2转移到 T3和 T4，同样因为电感上产生的感应电动势使 T3和 T4并不在 时结束导通，
仍然承受正向电压而继续导通，直到 T1和 T2再次导通为止，即一直延续到 时刻，以后继续重复上述过程。
电流连续时，输出电压平均值为：
输出电压有效值为：
由式可知，当 时，输出电压为正，变流器工作与? 整流方式? ；当 时，输出电压为负，
变流器工作于? 逆变方式? 。
3、半控整流电路
将图 4-13中 T4和 T2用整流二极管来代替，就形成了所谓单相半控桥式整流电路，如图 4-14
所示。即用一个晶闸管控制一个支路的导通时刻，如果只是为了整流，这样线路比全控桥式整流电路更加简单。
半控整流电路在电阻性负载时工作情况与全控电路是完全相同，两者电路的区别只使用两个二极管代替晶闸管。
图 4-14单相半控桥式整流电路及波形
（ Lω>>R，有续流二极管 ）
当电源电压在正半周期、控制角为 时刻触发晶闸管 T1，
则 T1和 D2导通。当电源电压下降到零并变负时，由于电感作用,T1继续导通，但此时 a点电位比 b点电位低，因此整流管 D2导通截止，电流从 D2转移到 D4,此时电流不再经过变压器绕组而由 T1和 D4起续流作用，在此阶段，忽略元件的管压降，输出电压为零，不象桥式全控电路那样出现负值电压。
负半周期期间，晶闸管 T3承受正向电压，在相应控制角时刻触发导通 T3,T1受到反向电压而强迫关断。此时电流从晶闸管 T3,负载,D4返回变压器。当电源电压过零并变正时，由于电感作用,T3继续导通，但此时 b点电位比 a点电位低，因此整流管 D2导通 D4截止，电流从 D4转移到 D2，此时电流不再经过变压器绕组而由 D2和 T3起续流作用，此时输出电压又等于零。它和电阻性负载时的电压波形一致。
由于大电感存在，输出电流波形为一水平线。上述电路的工作特点是晶闸管在触发时刻换相，整流管在电源电压过零时自然换相。
在实际运行中，当突然把控制角增大到 180O或突然把控制电路切断时，会发生一个晶闸管一直导通、另两个整流管轮流导通的异常现象，例如当 T1导通时切断触发电路，当
u2变负时，由于电感作用，负载电流由 T1和 D4续流，当 u2
又为正时，因为 T1已经导通，所以电源又通过 T1和 D2向负载供电。此时输出电压的波形和单相半波不控整流输出相同，为避免这种情况发生，在负载侧并联一个续流二极管，
负载电流经过续流二极管 DR续流，而不再经过 T1和 D4，这样就可以使晶闸管恢复阻断能力。其输出电压波形如图 4-
14所示。
输出电压平均值：
输出电压有效值：
将图 4-14中晶闸管和整流管上下对调，则形成了另一种形式的桥式半控整流电路。
返回
§ 4.3 三相整流电路
三相整流与单相整流相比，具有输出电压高且脉动小，脉动频率高，网侧功率因数高以及动态响应快等优点。因此当负载容量大，或者要求直流电压脉动小，易滤波等场合，一般采用对电网来说是平衡的三相整流装臵。
三相全桥整流电路由六个二极管组成，其中共阳极三个二极管和共阴极三个二极管，如图
4-15所示。
图 4-15 三相全桥整流电路及波形
1,三相不控整流电路
当共阳极某二极管承受的电压为最高时，这个二极管导通，其余截止；当共阴极某二极管承受的电压为最低时，这个二极管导通，其余截止。
例如，如果 uan电压比其他两相电压高时,D1导通，
则与负载 upn端接通，此刻如果 ubn电压比其他两相电压低，则 D6与负载端 unn接通，负载上得到电压为 。
输出平均电压为：
为两相之间的线电压。
2,三相半波可控整流电路
三相半波可控整流电路如图所示，整流变压器的一次绕阻一般接成三角形，二次绕阻必须接成星型，三个晶闸管的阳极分别到三相电源，他们的阴极连接在一起，称为共阴极接法，这种接法使用比较广泛。
1)R负载
相电压波形如图 4-16所示，在 期间,u相电压 v比和 w相都高。如果在 时刻触发晶闸管 VT1使其导通，此时负载上得到 u相相压。在 期间,v相电压最高，
在时刻触发晶闸管 VT2导通。此时 VT1因承受反向电压而关断，负载上得到 V相电压，在 时刻触发晶闸管 VT3导通，负载上得到 w相电压。图 4-17中输出电压是负载上电压波型，在一个周期内有三次脉动，三个触发脉冲互差
1200。
在三相电路中，通常规定 为触发角 的起算点，
即该处,各相触发脉冲依次间隔 1200。在一个周期内，三相电源轮流向负载供电，负载电流是连续的。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N um ber R evi s i onS i z e
C
D at e,10 - J ul - 2000 S h eet of
F i l e,D,\ l i w o r d \ l i hon g1,ddb D r aw n B y,
V T 1
V T 2
V T 3
R
T
u
v
w
iu
A
B
C
d d
u u u
u
2
u
d
u
G
ω t
ω t
ω t
un vn wn
α =0
ω t1 ω t2 ω t3
n
图 4-16 三相半波可控整流电路及波形
显然,、,是三个晶闸管能够触发的最早时刻。这个交点叫做自然换相点，这是因为如把晶闸管换成不可控的整流二极管，相电压的交点就是二极管的自然换相点的缘故。从图 4- 17可见,α =300是负载电流处于连续和断续的临界点。
输出电压的平均值：
① 时,VT1在 到 范围内导通，故
② 时，输出电压波形断续,u相电压减至零时 VT1关断：
输出电压有效值,
图 4-17 三相半波可控整流电路及波形
（ ωL>>R）
2）大电感负载
在 时刻触发 VT1,u相电压加到负载上，
VT1管通过负载电流 iT1，一直持续到 v相晶闸管
VT2被触发为止。
在 时刻,VT2导通,VT1立即被加上反向电压（ ）而关断，负载电流由 VT2承担，负载被施加 v相电压，直到 VT3被触发。
在 时刻触发 VT3，则 VT2承受反向电压
( ),负载电流也立刻转移到 VT3管,一直工作到 VT1被触发。电路及波形如图 4-17所示。
从上述分析可知：
在负载电流连续情况下，每个晶闸管的导电角均为 120度；
在晶闸管支路不存在电感情况下，晶闸管之间的电流转移是瞬间完成的。
负载上出现的电压波型是相电压波形。
未导通晶闸管承受的电压是线电压。
整流输出电压的脉动频率为 3f。
电感性负载时整流电流基本是平直的，尽管,
仍能使各晶闸管导通 1200，保证电流连续,ud可能出现负值。
若,则输出电压平均值为
输出电压有效值：
3）电源变压器 T漏感影响
前面讨论中都忽略了电源变压器漏感对晶闸管换相的影响；在分析电感性负载的可控整流电路过程时都假设晶闸管的换相是瞬时完成的，即认为欲停止导通的晶闸管其电流从突然下降到零，而刚开始导通的晶闸管电流从零瞬时上升到。众所周知变压器都有漏感，该漏感可用一个集中参数
Lc表示，且其值是折算到变压器二次侧的，由于电感要阻止电流的变化，电感电流不能突变，因此电流换相必然要经过一段时间，不能瞬时完成。
考虑变压器漏感的电路如图 4-19所示，现在分析漏感对换相的影响。
V T3
u
v
w
u
d
n
Lc
Lc
Lc
u'
v'
w'
i
i
i
w
v
u
d
I
u
u
u
u
un
vn wn
wn
π /6
u
d
α
γ
i
i i i i i
w
u v w u
I d
i
h
ω t
ω t
V T2
V T1
4-19变压器漏抗对可控整流电路电压和电流波形的影响
VT1导通，换相开始前,VT2,VT3不通。开始换相时，此时触发 VT2，因为每一相中都有电感，
所以 VT1管中的电流不能突然消失,VT2管中的电流也不能突然增加到 Id，而需要一个逐渐变化的过程，也就是说,VT1管中的电流不能瞬间的转移到 VT2管中去，而需要一个换相过程，在换相过程中 VT1管的电流逐渐变小,VT2管中的电流逐渐上升，即存在一个很短的两个晶闸管同时导通的重叠期间，这就是通常所说的换相重叠问题。
换相重叠期间，负载电流保持不变，有,
对上式微分得：
忽略 VT1和 VT2管压降，电路方程为：
整理得
因为在换相期间,而,这表明，换相重叠期间，换相回路有一个电位差,它在两相漏抗回路中产生一环流，如图 4-19中虚线所示，它迫使 VT1管中的电流下降,VT2管中电流上升，此时输出电压为：
上式说明在换相重叠期间，加在负载上的电压不是 v相电压，而是 u和 v两相电压的平均值，它与无的波形相比，少了一块面积，因此输出电压的平均值就减少了，这是由于换相支路的漏感造成的，
其平均电压降可表示为：
式中 m为一个电压周期内换相次数,γ 为换相重叠角,上式表示换相压降平均值正比于负载电流 Id
和 乘积。
为了使获得的换相重叠角 γ 具有普遍意义，把图 4-19的电压坐标纵轴移到自然换相点，则相电源中相邻两相（和 ）
电压表示成余弦函数，即：
两边积分得换相重叠角与漏抗和控制角的关系：
变压器的漏抗与交流进线电抗器的作用一样，能够限制其短路电流，使电流变化比较缓和，但是，在漏抗引起的换相重叠期间，相间短路，致使相电压波形出现一很深的缺口，造成电网波形崎变，因此实际的整流装臵入端加滤波器以消除这种畸变波形。另外漏抗使整流装臵的功率因素变坏，电压脉动系数增加，输出电压调整率降低。
3、三相桥式全控整流电路
三相桥式整流电路如图所示，共阴极组在正半周导电，共阳极组在负半周导电，正负半周都有电流流过变压器，因此变压器使用率提高。
显然三相桥式全控整流输出平均电压是三相半波整流电路的两倍，三相桥式晶闸管承受的最大反向电压比三相半波电路中的晶闸管低一半。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
C
D a t e,10 -J ul - 20 00 S he e t o f
F i l e,D,\l i w or d \ l i ho n g1,d db D r a w n B y:
V T 1 V T 3 V T 5T
u
v
w
A
B
C
V T 4 V T 6 V T 2
Z
i
d
n
图 4-20 三相桥式整流电路
=0时的波形如图 4-21所示，把一个周期分为六等份，每份 60度。
I阶段,u相电位电压最高,v 相点位电压最低，因而 VT1和 VT6触发导通，变压器 u,v两相工作，加在负载上的整流电压为：
Ⅱ 阶段：这时,u相电位仍然最高,VT1继续导通，但 w相电位最低，经自然换相点后触发 w
相 VT2，电流从 u相换到 w相,VT6承受反向关断，负载上的电压为
第三 Ⅲ 阶段：这是 v相电位最高,VT3导通，
电流从 u相换到 v相,VT2继续导通，负载上电压为 。
第四个弧度 (Ⅳ 阶段 ),VT3,VT4导通,v,u
两相工作，负载电压为 uvu 。
同理，第 Ⅴ 段,VT4,VT5导通,w,u两相工作，负载电压 uwu。
在第 Ⅵ 段,VT5,VT6导通,w,v两相工作，
负载电压 uwv。
六个晶闸管的导通顺序是,6-1,1-2,4-3，
3-4,4-5,5-6,6-1。
Ⅰ　Ⅱ　Ⅲ Ⅳ　Ⅴ　Ⅵ
u
u v
u
u w
u
v w
u
vu
u
w u
u
wv
u
un
u
vn
u
wn
u
2
u
d
ω t
ω t
α =0
ω t
ω t
ω t
ω t
1 3 5 1
6 2 4 6
1 1 ' 3 3 ' 5 5 ' 1
6 2 2 ' 4 4 ' 6 6 '
u
G
u
G
u
G
u
G
0
0
0
0
0
0
宽脉冲双窄脉冲
图 4-21三相全桥整流波形及触发脉冲
由上述工作过程可以看出：
三相桥式全控整流电路在任何时间必须各有一个共阴极和共阳极晶闸管同时导通；
三相桥式全控电路是两组三相半波整流电路的串联，因此共阴极组 VT1,VT3,VT5依次导通，每个触发脉冲的相位差 1200；共阳极组 VT4,VT6,VT2
依次导通，每个触发脉冲的相位差 1200，因为同组晶闸管的触发脉冲相位差 1200，所以晶闸管最大导电角为 1200。
由于共阴极组在正半周触发，共阳极组在负半周触发，因此同一桥臂（接在同一相的两个晶闸管）
触发脉冲的相位差为 1800。
每隔 600就有一次换相，所以其整流输出电压脉动频率是电源频率的六倍。
为了保证在任何情况下共阴极组和共阳极组都有一个晶闸管导通，可以采用两种办法，一种被称为宽脉冲触发，使每个触发脉冲的宽度大于 600（必须小于 1200），一般取 800～ 1000；另一种被称为双窄脉冲触发，即在触发某一个晶闸管时，同时给前一个晶闸管补发一个脉冲，例如当要求导通 VT1时，除了发出触发的 VT1脉冲外，同时发出触发的 VT6脉冲。
实际应用中常采用双窄脉冲触发。图 4-21
中,1～ 6为脉冲序号。
图 4-22 α=30o,α=60o,α=90o时三相桥式全控整流电路输出电压波形（电感性负载）
u
1,6 1,2 2,3
u
un
u
vn
u
wn
u
vu
u
vw
u
wv
u
wu
u
uv
π /6
α =30
0
2 π
3,4 4,5 5,6
u
uw
ω t
u 1,6 1,2 2,3
u
un
u
vn
u
wn
u
vu
u
vw
u
wv
u
wu
u
uv
π /6
α =60
0
2 π
3,4 4,5 5,6
u
uw
u 1,6 1,2 2,3
u
un
u
vn
u
wn
u
vu
u
vw
u
wv
u
wu
u
uv
π /6
α =90
0
2 π
3,4 4,5 5,6
u
uw
a
u
wv
u
wv
5,6
b
c
0
0
0
0
0
0
u
d
u
d
u
d
u
u
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
当控制角 时，每个晶闸管都是在自然换相角后移角 开始换相，方法与 相同。
可以从 角开始，把一个周期六等份，每一等份
2π/6,在第一等份,VT1,VT6导通，器件虽然经过共阳极组的自然换相点,w相电压开始低于相 v电压,VT2开始承受正向电压，但因未被触发而由 VT6继续导电，工作 π/6 弧度后,VT2被触发，
迫使 VT6关断，进入第二等份,VT1,VT2导通，
负载上的电压由 uuv变为 uuw,依此类推，得到一个周期六个脉动电压,uuv,uuw,uvw,uvu,uwu，
uvw。
现将交流电源的相电压表示为：
那么其线电压可表示为：
对于感性负载，每个晶闸管的导电角总是 1200，
因为一般负载电流是连续的，对于阻性负载，负载电流可以连续，也可以断续。负载电流连续时输出电压平均值,
电阻性负载 时，整流只能在正半周进行，
故：
4 三相半控桥式整流电路
具有续流二极管的三相半控桥式整流电路如图 4-
23所示。在 情况下，可忽略负载电流的脉动，晶闸管的脉动互差 120o。
假定触发角为,如图 4-24所示，因此在 时刻触发 u相管 T1导通，必然使 w相整流管 D1导通，
因为此时 w相电位最低，于是 uuw出现在负载上，
直到 为止，此时,uuw=0,过后 T1管加上反压，续流二极管 DR导通，负载电流转到 DR管。
若无续流二极管,T1管导通时间要一直延续到 v相
T2管被触发导通为止，因此，在 期间，
负载电流自动的通过 T1和 D2管续流。
图 4-23具有续流二极管的三相半控桥式整流电路
在 时,v相 T2管被触发导通，同时 u相 D2整流管也导通，于是,uvu电压加到负载上，同时续流二极管 DR被加上反向电压而关断，直到 为止，此时,。过后,T2管被加上反向电压
（ 变负），续流二极管 DR又导通，负载电流转到 DR管。
同理,T3管在时刻 导通，一直持续到,
在这期间电压 加在负载上。由图 4-24可知，
时，有续流二极管导通。当 时，每一个晶闸管导通角均为 120o,续流二极管 DR就始终不导通。
u
T 3,D3 T 1,D1
D
T 2,D2
D D
T 3,D3
u
un
u
vn
u
wn
u
un
- u
wn
= u
uw
u
vn
- u
un
= u
vu
u
wn
- u
vn
= u
wv
u
d
u
wn
- u
vn
= u
wv
i
T1
,i
D1
i
T2
,i
D2
i
T3
,i
D3
i
DR
i
u
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
ω t
0
0
0
0
0
0
0
π /6
α
π /2
π / 6+ α
7 π /6
5 π / 6+ α
11 π /6
9 π / 6+ α
2 π
图 4-24 三相半控桥式整流电路各点波形（带续流二极管，电感性负载）
输出电压平均值：
输出电压有效值：
返回
§ 4.4 AC-DC电路输入功率因数
1,AC-DC相控整流电路网侧 （ 输入 ） 谐波电流
以单相桥式整流电路为例,AC电源经全波整流后,再接一个电容器滤波,得到直流电压 。 输入电压 Vi是正弦,但输入整流脉动电压仅在高于电容电压的瞬间对电容充电,所以输入交流电流 i 波形严重畸变,呈脉冲状 （ 在滤波电容 C=1000uF,负载电阻 R=100时,
脉宽为 4mS） 。 脉冲状的输入电流,含有大量谐波,一方面使谐波噪声水平提高,同时 AC—DC整流电路输入端必需增加滤波器,
成本高,体积,重量大 。 图 4-17给出了单相桥式整流电路的输入电流谐波分析,如果把基波分量定为 100%,则电流的三次谐波分量达 77.5%,而五次谐波分量也达到 50.3%,… ；总的谐波电流分量有效值 （ 或称总谐波畸变 Total Harmonic Distortion,用
THD表示,其表达式为 ） 为 95.6%,输入端功率因数只有 68.3%。 。
4-25整流电路及输出电压电流波形
图 4-26 输入电流谐波分析柱状图
0
20
40
60
80
100
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
谐波分量
再看三相桥整流，其输入相电流的波形如图所示。电流为双脉动形状，失真严重。
Time
50ms 60ms 70ms 80ms 90ms 100ms
I(L1)
-40A
0A
40A
V(Va:+)
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SEL>>
在可控整流电路中，整流电源是依靠改变控制角来实现调压或稳压，这种传统的相控整流电路的网侧电流绝大多数都是非正弦的（如图 4-27所示），若考虑到换相重叠时，即使是全波带阻性负载的不可控整流电路，网侧电流也有畸变，当不控整流输出加滤波时，网侧电流为断续脉冲波，
因此相控整流装臵相当于一个电流谐波发生器。由此可见，整流电路的大量应用，
使电网输出非正弦电流，网侧功率因数下降，对电网的谐波电流污染严重。
图 4-27 相控整流电路的网侧电流波形
大量电流谐波分量倒流入电网（称为 Harmonic
Emission），一方面造成对电网的谐波? 污染?,增加了电网的无功损耗与线路压降，这些谐波电流在传输线上流动将引起传导和射频干扰，干扰对它敏感的电子设备；另一方面产生? 二次效应?,即失真电流流经电源内部和线路阻抗时，其谐波电流就会在电源内阻和线路阻抗上产生电压降，构成谐波电压,谐波电压叠加在电源的基波电压上就会引起电源电压失真。
近年来，由于谐波电流的存在使得电流波形失真，成为除相移因数外第二个使变流电路输入端功率因数下降的主要原因。这样负载上可以得到的实际功率减小，脉冲状的输入电流波形，有效值大而平均值小，所以电网输入伏安数大，负载功率却较小。例如用容量为 1000kVA的发电机来带动功率为 10kW的电动机，如采用变流电路，由于其功率因数只有 0.65左右，则该发电机最多能带动的电动机数为
65台，但若使变流电路的功率因数提高到 0.95，则该发电机所能带动的电动机台数至少为 90台。由此可见，提高功率因数能充分利用发电设备的容量。
2、提高 AC-DC电路网侧功率因数的主要方法为了减小变流电路输入端谐波电流造成的噪声和对电网产生的谐波? 污染?,以保证电网供电质量，提高电网的可靠性，同时也为了提高输入端功率因数，必须限制电路的输入端谐波电流分量。现在，相应的国际标准已经颁布实施，如 IEC-555-2,EN60555-2等。一般规定各次谐波不得大于某极限值。提高变流电路输入端功率因数和减小输入电流谐波的主要方法有：
1）这一方案是在变换器的输入端加入有针对性的滤波器，
即无功补偿装臵。无源校正法的优点在于其电路简单，易于实现，而且其成本低、可靠性高,EMI小。但缺点是其功率因数校正效果有限（一般可提高到 0.9左右），工作性能与频率、负载变化及输入电压变化有关，电感和电容器之间有大的充放电电流，而且在低频情况下，需要大容量的电感器和电容器，使变换器的体积、重量、性能价格比与有源功率因数校正法相比有明显的不足。
2）增加整流相数，使网侧电流更加接近正弦。
3）尽量设法让整流装臵运行在 比较小的状况下。
4）利用自关断器件代替晶闸管（一般需要串入整流管），通过适当的控制策略，如熄灭角控制、对称角控制、脉宽调制（ PWM）、正弦脉宽调制（ SPWM）等来改善功率因数。
（ 1）熄灭角控制这种方法就是让开关器件在交流电源过零时开通，通过控制熄灭角 β 来达到改变整流输出电压的目的。
从图 4-28可以看出，
网侧电流中的基波电流分量领先于电源电压一个相角，从而补偿了电网中的滞后无功分量。
4-28 熄灭角控制电路图及网侧电流波形
由于是全控桥电路，在电感性负载情况下，器件导通顺序是：
T1,T2 导通,[0,]
T1,T4 导通,[,]
T4,T3 导通,[,]
T3,T2 导通,[,0]
循环往复，电路重复上述过程，不断进行下去。
根据波形可以求出输出电压平均值和有效值：
（ 2）对称角控制在相控整流电路中,输入电流波形基波滞后输入电压；熄灭角控制，
输入电流波形基波超前输入电压，
对称角控制就是希望网侧电流
（输入电流）基波与输入电压同相位 。
π /2
π
3 π /2
2 π
5 π /2
γ
( π - γ ) / 2
( π + γ ) / 2
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利用图 4-29可以实现对称角控制。在对称角控制中功率开关管导通角 是以 （ k=1,3,5,… ）为中心，因此 T1在 时开通，在 时关断； T3在 时开通，在 时关断；
持续不断的循环下去，在负载上得到如图 4-29所示的电压，网侧电流亦如图 4-29所示。
图 4-29对称角控制式的波形 4-30 脉宽调制式的波形（ PWM）
(3)脉宽调制技术（ PWM）
上述两种控制方法，每半周只有一个脉冲，将网侧电流进行傅立叶分析，含有三次谐波，滤除三次谐波比较困难，采用脉宽调制技术，每一个半周由几个到上千个脉冲（根据开关管的工作频率不同而不同），通过选择不同的脉冲个数，可以消除某些低次谐波，例如如果脉冲个数是 3或 3的整数倍，网次电流就不含 3或 3的整数倍次谐波。
脉冲个数的增加会增加高次谐波的幅值，但高次谐波容易滤除。因此，利用脉宽调制技术，可以降低或消除网侧电流的低次谐波，提高网侧的功率因数。改变脉冲宽度可以改变输出电压的大小。
每半周有三个脉冲的脉宽调制工作波形如图 4-30所示，其输出电压平均值为
式中 p为电源半周内的脉冲个数；
为第 m个脉冲的导通起始角；
为第 m个脉冲的脉宽（用弧度表示）；
若负载平均电流为 Id，忽略其脉动，把网侧电流进行谐波分析，由于网侧电流是奇函数，所以其,即不含有偶次谐波和直流分量
利用 PWM所获得脉冲宽度是等宽的，容易实现，但网侧电流谐波含量仍然很大，利用
SPWM调制所获得的脉冲宽度是不等宽的，
其宽度变化符合正弦函数的变换规律，网侧电流的基波分量与电源电压同相，位移因数等于 1，明显改善了网侧功率因数，同时还能使网侧电流中的谐波得到有效的抑制或消除。
（ 4） 有源功率因数校正器
基本思想是，放弃传统的相控整流方案，代之以高频调制原理，通过适当的控制策略，使网侧电流近似为正弦。这就是新一代整流电路（高功率因数变流器）所依据的工作原理。
在不控整流器和负载之间接入一个 DC－ DC开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流 i波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使 i接近正弦。在该方案中，由于输入电流被校正成与输入电压同相位的正弦波，因而功率因数可以提高到近似为 1.0，输入端 THD小于 5%，而且具有稳定的直流输出电压。有源功率因数控制器由集成电流控制器与乘法器组成。它的主要优点是：可得较高的功率因数
(0.97—0.99)，甚至接近 1；可在较宽的输入电压范围
（如 90—264VAC）和宽频带下工作；体积、重量小；输出电压可保持恒定。主要缺点是：电路复杂；成本高； EMI
高；效率会有所降低。目前，这种功率因数控制器已开始广泛应用于新型开关电源中。
整流电路电压取样电流取样
D C / D C
变换器电压取样
V
O
负载误差放大器
-
VA
+
给定电压
V
I
乘法器 M
比较器
+
C
A
-
驱动电路
u
u
ω t
图 4-31 PFC原理框图
其基本思想为：将输入交流电压进行全桥整流。
对得到的全波脉动电压进行 DC/DC变换。通过适当的控制使得输入电流自动跟随全波脉动电压，输入阻抗呈纯阻性，从而实现功率因数为 1。图 4-31
为 PFC原理框图。变换器输出电压是常数，输入电压、电流都是正弦半波。从原理上讲，图中 DC/DC
变换器可以是 Buck,Boost,Buck-Boost等变换器。
但是，由于 BOOST电路具有输入电流可连续、输入功率因数高并可直接控制电感电流以控制输入电流等优点，所以常常用作前级功率因数校正。控制电路包括电压误差放大器及基准电压，乘法器 M，
比较器 CA和驱动电路等，负载可以是一个开关电源。
PFC的工作原理如下：主电路的输出电压 VO取样信号与基准电压 Vref输入给电压误差放大器 VA，整流后电压取样信号和的输出电压信号共同加到乘法器 M的输入端，乘法器 M的输出作为电流取样的基准信号，与电流取样信号经比较器 CA比较后，产生 PWM信号,PWM信号经驱动电路控制变换器开关的通断，从而使输入电流的波形与整流电压的波形相位基本一致，使电流谐波大为减小，提高了输入端功率因数，由于功率因数校正器同时保持输出电压恒定，使下一级开关电源的设计更为容易些。
常用的控制 AC-DC变换器实现 PFC的方法基本上有三种，即电流峰值控制，电流滞环控制，以及平均电流控制。下面就控制方法的各自特点结合原理框图叙述如下。
峰值电流控制法
图 4-32为用峰值电流控制法实现 Boost功率因数校正电路原理图。电感电流被送入比较器。电流基准值由乘法器输出供给。乘法器有两个输入，一个为输出电压取样与基准电压之间的误差（经过电压误差放大器）信号；另一个为输入交流电压整流后取样信号，因此电流基准为（双半波正弦电压），所以电感电流的峰值包络线跟踪输入电压的波形，输入电流与输入电压同相位，并接近正弦。闭环系统由双环组成，外环为电压环，内环为电流环。电压环由分压器、电压误差放大器、乘法器、电流比较器组成。因此，在提高输入端功率因数的同时，
也能保持输出电压稳定。
峰值电流法存在的主要问题有以下几个：（ 1）电感电流的峰值和平均电流之间的误差在 Boost功率因数校正器中是非常严重的问题，以致无法满足 THD很小的要求。当峰值电流按要求的正弦波电流变化时，
平均电流却不能作同样的变化。峰值与平均值的误差在小电流时变得非常严重，特别是当正弦波每半个周期过零时导致电感电流不连续时更是如此，这就需要大电感以减小电感电流斜率，但因此而产生的平坦的电感电流斜坡使系统的抗干扰性更差。（ 2）在占空比超过 50%时不稳定，会产生低次谐波振荡。可在比较器输入端加上一个与电感电流下斜坡相同斜率的补偿斜坡来消除不稳定性。在 Boost高功率因数校正器中，电感电流下斜坡斜率随经整流的正弦波输入电压的变化而变化。提供足够补偿的固定斜坡在大部分时间内会过补偿，这将导致 性能降低并增加干扰。（ 3）峰值对噪声相当敏感 。
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电流取样电流取样图 4-32 峰值电流法控制的 Boost功率因数校正器电路原理框图
电流滞环控制法
图 4-33给出了用电流滞环控制法控制的 Boost功率因数校正器电路原理图。由图可见，电流滞环控制法与峰值电流控制法的差别只是控制电路中比较器换成了滞环比较器。滞环比较器的特性，和继电器特性一样，有一个电流滞环带，产生两个基准电流：上限和下限值。当电感电流达基准下限值时，开关导通，电感电流上升，当电感电流达基准上限值时，开关关断，电感电流下降。电流滞环宽度决定了电流纹波大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成正比。电流滞环控制法对噪声仍很敏感。
从其控制原理上来说，仍是双环控制，内环为电流调节环，提高了系统控制的快速性。外环为稳定输出电压的闭环反馈，用来提高系统的稳定性和控制精度。给定的基准电压与反馈电压比较后，其输出和电压取样值乘积作为电流调节环的基准值与输入电流取样值经滞环比较器运算后，便形成了 PWM脉冲驱动开关管的开通和关断。
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电流取样电流取样
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+
图 4-33 滞环法控制的 Boost功率因数校正器电路原理图
平均电流控制法
图 4-34给出一个用平均电流控制的 Boost功率因数校正器电路原理图。
它的主要特点是增加了电流误差放大器。平均电流控制法应用于功率因数调节，以输入整流电压和电压误差放大器输出的乘积作为电感电流的基准，该电流基准和电感电流取样信号送入误差放大器,其输出信号即平均电流误差信号，平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关驱动信号，并决定了其应有的占空比，输入电流平均值被迅速而精确地校正，使与输入整流电压同相位，并接近正弦波。放大后的由于电流环有较高的增益 ― 带宽，使跟踪误差产生的畸变小于 1%，容易实现接近于 1的功率因数。
平均电流控制的特点有：
（ 1）平均电流非常精确地跟随电流给定值。这在高功率因数校正器中尤其重要，这样用一个很小的电感就可使谐波干扰小于 3%。实际上，
在小电流时电感电流由连续变为不连续时，平均电流仍能很好地工作。
这种变化对电压外环没有影响。
（ 2）不需要斜坡补偿，但在开关频率处必须限制环路增益以获得稳定性。
（ 3）抗干扰性非常好。对噪声不敏感。
（ 4）平均电流控制法可检测和控制电路的任意支路电流。
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电流取样电流取样图 4-34 平均电流法控制的 Boost功率因数校正器电路原理图图 4-34 平均电流法控制的 Boost功率因数校正器电路原理图
练习题
1 单相半波可控整流电路的负载为感性负载,L=20mH，
R=10，电源电压为 100V，频率为 50，分别求当 时的负载电流平均值，并画出输出电压和电流的波形。
2 请说明单相半波可控整流电路（负载为感性负载）当时,触发角同阻抗角的关系。
3 说明单相全桥整流电路和带中心抽头的双半波（全波）
整流电路的差异及适用条件。
4 可控整流电路的输出能否接滤波电容？为什么？
5 为什么相控整流电路的输入电流的基波分量滞后与输入电压？
6 以三相半波全控整流电路（阻性负载）为例，画出考虑变压器漏感时整流电路输出电压，并分析原因。
7 三相桥式全控整流电路 (如图 4-20所示 )，六个晶闸管的导通顺序是什么？
8,电力公害? 是什么？简述改善措施。
9 功率因数（ power factor）定义、意义。
OO 30,0
什么是谐波分析？
11 计算如图所示波形的三次、五次、七次谐波的有效值。
12 高功率因数整流的基本原理。
13在图 4-2 单相半波不控整流电路中，负载为 R
和 L串联，输入电压为交流有效值 220V，
50HZ,L=30mH,R=10,计算输入电流有效值和输出功率，画出输入电压和电流波形。
A
- A
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2
0
题 11 图
14 在上题（ 13题）负载两端，反并联续流二极管，输入电压为交流有效值 220V,50HZ,L=30mH,R=1,计算输入电流有效值和输出功率，画出输入电压和电流波形。
15 在图 4-4中，有效值 220V,50HZ,C=10uF,R=100,计算负载上的电压纹波、输出的平均功率，画出输出电压、流过二极管的电流波形。
16 填空
1）选用晶闸管的额定电压值应比实际工作时的最大电压大＿＿倍，使其有一定的电压裕量。
2）选用晶闸管的额定电流时，根据实际最大电流计算后至少还要乘以＿＿＿＿。
3）单相半波可控整流电路，当电感性负载接续流二极管时，控制角的移相范围为＿＿。
4）在反电动势负载时，只有＿＿＿＿＿＿＿的瞬时值大于负载的反电动势，整流桥路中的晶闸管才能随受正压而触发导通。
5）把晶闸管承受正压起到触发导通之间的电角度称为＿
＿＿＿＿＿＿。
6）触发脉冲可采取宽脉冲触发与双窄脉冲冲触发两种方法，目前采用较多的是＿＿＿＿＿＿＿触发方法。
7）由于电路中共阴极与共阳极组换流点相隔 60o，所以每隔 60o 有一次＿＿＿＿＿。
8）在三相可控整流电路中,的地方（自然换相点）为相邻线电压的交点，它距对应线电压波形的原点为＿＿＿＿＿＿＿。
9）在三相半波可控整流电路中，电阻性负载，当控制角＿＿＿＿＿
＿＿时，电流连续。
10）三相桥式全控整流电路，电阻性负载，当控制角＿＿＿＿＿＿＿
时，电流连续。
11）三相桥式可控整流电路适宜在＿＿＿＿＿＿＿电压而电流不太大的场合使用。
11）考虑变压器漏抗的可控整流电路中，如与不考虑漏坑的相比，则使输出电压平均值＿＿＿＿＿＿＿。
17 图 4-12中,计算当输出电压平均值为 220V时，延迟角
18 在图 4-8中，负载（ R-L负载，大电感）两端并结反并联二极管，
分析工作过程，画出输出电压和电流波形。

第 5章 DC-DC变换技术
§ 5.1 概述
§ 5.2 DC-DC变换器的基本电路拓扑
§ 5.3 带变压器隔离的 DC-DC变换器原理
§ 5.4 PWM控制器原理返回
§ 5.1 概述
将一个不受控制的输入直流电压变换成为另一个受控的输出直流电压称之为 DC-DC变换。
随着科学技术的发展，对电子设备的要求是：①性能更加可靠；②功能不断增加；③使用更加方便；④体积日益减小。这些使 DC-DC变换技术变得更加重要。目前,DC-DC变换器在计算机、航空、航天、水下行器、通信及电视等领域得到了广泛的应用，同时，这些应用也促进了 DC-DC变换技术的进一步发展。
实现 DC-DC变换有两种模式，一种是线性调节模式 (Linear
Regulator)，另一种是开关调节模式（ Switching
Regulator）。
1、两种调节模式及比较
线性调节器模式如图 5-1a所示，在这种模式中晶体管工作在线性工作区，其输出电压为 。
晶体管模型可以用可调电阻 RT等效，其等效电路如图 5-1b所示。显然晶体管功率损耗为 。
开关调节模式如图 5-2a所示，其等效电路和输出电压如图 5-2b,5-2c所示。
假设：晶体管关断时,；晶体管导通时 ；则该晶体管为理想开关（ Ideal
switch），在理想开关情况下，晶体管损耗为零。
两种模式的电源方块图如图 5-3a和图 5-3b所示。
LRLIsV CEv LRLIsV CE
v
oV oVa b
图 5-1 a 线性调节器模式 b 等效电路 LRL
IsV CEv LRLIsVoV oVa b sV oVon闭 合off断 开 tc
图 5-2a开关调节模式图 5-2b等效电路图 5-2c输出电压
a 线性模式电源框图
b 开关模式电源 (SMPS,Switch-mode power supply)框图图
5-3线性电源和开关电源框图
开关调节模式与线性调节模式相比具有明显的特点：
1、功耗小、效率高。在 DC-DC变换中，电力半导体器件工作在开关状态，工作频率很高，目前这个工作频率已达到数百甚至 1000KHz，这使电力半导体器件功耗减少、效率大幅度提高。
2、体积小、重量轻。由于频率提高，使脉冲变压器、滤波电感、电容的体积、重量大大减小，同时，由于效率提高，散热器体积也减小。还由于 DC-DC变换无笨重的工频变压器，所以 DC-DC变换体积小、重量轻。
3、稳压范围宽。目前 DC-DC变换中基本使用脉宽调制
（ PWM）技术，通过调节脉宽来调节输出电压，对输入电压变化也可调节脉宽来进行补偿，所以稳压范围宽。
由于电力半导体器件工作在高频开关状态，它所产生的电流和电压会通过各种耦合途径，产生传导干扰和辐射干扰。
目前，许多国家包括我国对电子产品的电磁兼容性和电磁干扰制定了许多强制性标准，任何电子产品如果不符合标准不得进入市场。
2 DC-DC变换分类：
1）按激励方式划分。由于电力半导体器件需要激励信号，
按激励方式划分为它激式和自激式两种方式，它激式 DC-
DC变换中有专业的电路产生激励信号控制电力半导体器件开关；自激式变换中电力半导体器件是作为振荡器的一部分（作为振荡器的振荡管）。
2） 按调制方式划分。目前在变 換 中常使用脉宽调制和频率调制两种方式，脉宽调制 PWM（ pulse width modulation）
是电力半导体器件工作频率保持不变，通过调整脉冲宽度达到调整输出电压。频率调制 PFM（ pulse frequent
modulation）是保持开通时间不变，通过调节电力半导体器件开关工作频率达到调整输出电压。频率调制在 DC-DC
变换器设计中由于易产生谐波干扰、且滤波器设计困难。
脉宽调制与频率调制相比具有明显的优点，目前在 DC-DC
变换中占据主导地位。还有混合式，即在某种条件下使用脉宽调制（ PWM），在另一条件下使用频率调制（ PFM）。
3）按储能电感与负载连接方式划分。可分为串联型和并联型两种。储能电感串联在输入输出之间称之为串联型；储能电感并联在输出与输入之间称之为并联型。
4）按电力半导体器件在开关过程中是否承受电压、电流应力划分。可分为硬开关和软开关。所谓软开关是指电力半导体器件在开关过程中承受零电压（ ZVS）或零电流
（ ZIS）。
5）按输入输出电压大小划分。可分为降压型和升压型。
6）按输入与输出之间是否有电气隔离划分。可分为隔离型和不隔离型。隔离型 DC-DC变换器按电力半导体器件的个数可分为：单管 DC-DC变换器 [单端正激（ Forward）、单端反激 (Flyback)]；双管 DC-DC变换器 [双管正激 (Double
transistor forward converter)、双管反激（ Double
transistor flyback converter）、推挽电路（ Push-
pull converter）和半桥电路（ Half-bridge converter）
等 ]；四管 DC-DC变换器即全桥 DC-DC变换器（ Full-bradge
converter）。不隔离型主要有降压式（ Buck）变换器、
升压式（ Boost）变换器、升降压式（ Buck-Boost）变换器,Cuk变换器,Zeta变换器,Sepic变换器等。
3,DC-DC变换器的要求及主要技术指标
1）输入参数：输入电压及输入电压变化范围；输入电流及输入电流变化范围；
2）输出参数：输出电压及输出电压变化范围；输出电流及输出电流变化范围；输出电压稳压精度。
输出电压稳压精度，包括两个内容,
负载调整率，即负载效应。指当负载在 0-100%额定电流范围内变化时，输出电压的变化量与输出电压额定值的比值。
源效应是指当输入电压在规定范围内变化时，输出电压的变化量与输出电压额定值的比值。
效率
输出电压纹波有效值和峰 -峰值
比功率（功率 /重量）,是表征小型化的重要指标。
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§ 5.2 DC-DC变换器的基本电路
1,Buck电路
Buck电路又称为串联开关稳压电路，或降压斩波电路。 Buck变换器原理图如图 5-5a所示。它有两种基本工作模式，即电感电流连续模式 CCM和电感电流断续模式。电感电流连续是指输出滤波电感电流总是大于零，电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间电感电流为零，这两种状态之间有一个临界状态，即在开关管关断末期电感电流刚好为零。电感电流连续时,Buck变换器存在两种开关状态；电感电流断续时,Buck变换器存在三种开关状态；如图 5-5b,c,d所示。
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o
Q 导通
Q 关断 Q 关断时电感电流为零
B u c k 电路图
L
i
L
i
L
i
图 5-5 Buck变换器原理图及不同开关状态下的等效电路图
将图 5-6所示的方波信号加到功率半导体器件的控制极，功率半导体器件在控制信号激励下，周期性的开关。通过电感中的电流 iL是否连续取决于开关频率、滤波电感和电容的数值。电感电流 iL连续条件下其工作波形如图 5-6a所示。电路稳定状态下的工作分析如下：
1）电感电流连续模式 CCM（ Continuous
current mode）
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Δ Q
Δ Q
V
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of f
T t
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T
t ’
of f
图 5-6 Buck电路图各点波形
开关状态 1,Q导通
t=0时刻,Q管被激励导通，二极管 D中的电流迅速转换到 Q管。二极管 D被截止，等效电路如图 5-5b
所示，这时电感上的电压为：
若 VO在这期间保持不变，则有：
显然
即导通过程的电流变化：
开关状态 2,Q关断
t=ton时刻,Q关断，储能电感中的电流不能突变，
于是电感 L两端产生了与原来电压极性相反的自感电动势，该电动势使二极管 D正向偏臵，二极管 D导通，储能电感中储存的能量通过二极管 D向负载供电，二极管 D的作用是续流，这就是二极管 D被称为续流二极管的原因。等效电路如图 5-
5c所示，这时电感上的电压为：
显然
即关断过程的电流变化：
显然，只有 Q管导通期间（ ton内）电感 L增加的电流等于 Q管截止期间（ toff时间内）
减少的电流，这样电路才能达到平衡，才能保证储能电感 L中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。
考虑到 和,可得
因此,Buck电路输出电压平均值与占空比
δ 成正比,δ 从 0变到 1，输出电压从 0变到,
且输出电压最大值不超过输入电压 。
由于滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压,的波形如图 5-6a所示。
因为,当 时,C充电，输出电压 vo
升高；当 时,C放电，输出电压 vo下降，假设负载电流 io的脉动量很小而可以忽略，
则,即电感的峰峰脉动电流 即为电容 C充放电电流。
电容充电电荷量即电流曲线与横轴所围的面积由式可知，降低纹波电压，除与输入输出电压有关外，增大储能电感 L和滤波电容 C可以起到显著效果，提高电力半导体器件的工作频率也能收到同样的效果。在已知,Vd,Vo和 f的情况下根据上述公式可以确定 C和 L的值。
设负载阻抗,则电感平均电流为：
电感电流的最大值：
电感电流的最小值：
电感电流不能突变，只能近似的线性上升和下降，电感量越大电流的变化越平滑；
电感量越小电流的变化越陡峭。当电感量小到一定值时，在 t=T时刻，电感 L中储藏的能量刚刚释放完毕，这时,此时的电感量被称为临界电感，当储能电感 L的电感量小于临界电感时，电感中电流就发生断续现象。
LC即为临界电感值，式中 RL为负载电阻。
2）电感电流断续工作方式（ Discontinuous current
mode）
图 5-6b给出了电感电流断续时的工作波形，它有三种工作状态：① Q导通，电感电流 iL从零增长到 ；② Q关断，二极管 D续流,iL从 降到零；
③ Q和 D均截止，在此期间 iL保持为零，负载电流由输出滤波电容供电。这三种工作状态对应三种不同的电路结构，如图 5-2b,c,d所示。
Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为
Q截止后，电感电流从最大值线性下降，在时刻下降到零，其减小量为：
电感电流增长量和电感电流减小量在稳态时应相等：
电感电流连续时，,电感电流断续时,。
变换器输出电流等于电感电流平均值：
上式表明，电感电流断续时,不仅与占空比有关，而且与负载电流有关。
BUCK变换器设计步骤
选择续流二极管 D。续流二极管选用快恢复二极管，其额定工作电流和反向耐压必须满足电路要求，并留一定的余量。
选择开关管工作频率。最好工作频率大于 20KHZ，以避开音频噪声。
工作频率提高可以减小 L,C，但开关损耗增大，因此效率减小。
开关管可选方案,MOSFET,IGBT,GTR。
占空比选择。为保证当输入电压发生波动时，输出电压能够稳定，占空比一般选 0.7左右。
确定临界电感。,电感选取一般为临界电感的 10倍。
确定电容。电容耐压必须超过额定电压；电容必须能够传送所需的电流有效值；电流有效值计算：电流波形为三角形，三角形高为,
底宽为,因此电容电流有效值为：
根据纹波要求，确定电容容量。
确定连接导线。确定导线必须计算电流有效值（ RMS）,电感电流有效值由下式给出：
由电流有效值确定导线截面积，由工作频率确定穿透深度（当导线为圆铜导线时，穿透深度为,），然后确定线径和导线根数。
2,Boost电路
Boost电路如图 5-7a所示，等效电路如图 5-7b所示，工作波形图如图 5-8所示。它是一升压斩波电路，同 Buck变换器一样,Boost变换器也有电感电流连续和断续两种工作方式，电感电流连续时，存在两种开关状态；电感电流断续时，存在三种开关状态。电路稳定状态下的工作分析如下：
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b Q 导通
Q 关断 Q 关断时电感电流为零
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图 5-7 Boost电路及不同开关状况下等效电路
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图 5-8 Boost电路各点工作波形
1) 电感电流连续模式 CCM（ Continuous current mode）
开关状态 1,Q导通
Q管导通，输入电压加到储能电感 L两端，二极管 D被反向截止，等效电路如图 5-7b所示，流过电感的电流：
开关状态 2,Q截止
Q管截止，二极管正向偏臵而导通，等效电路如图 5-7c所示电源功率和储存在 L中的能量通过二极管 D输送给负载和滤波电容 C。此时流过电感的电流为：
显然，只有 Q管导通期间（内）储能电感 L增加的电流等于 Q管截止期间（内）减少的电流，这样电路才能达到平衡，才能保证储能电感中一直有能量，才能不断地向负载提供能量和功率。
解得：
表明 Boost DC-DC变换器是一个升压电路，当占空比从零变到 1时，输出电压从 变到任意大。
设负载阻抗 Z=RL，从能量守恒定律出发，输出电流 IO=VO/RL，电感平均电流即为输入电流 IL=Ii：
电感电流的最大值：
电感电流的最小值：
电感电流不能突变，只能近似的线性上升和下降，
电感量越大电流的变化越平滑；电感量越小电流的变化越陡峭。当电感量小到一定值时，在 t=T时刻，电感 L中储藏的能量刚刚释放完毕，这时,此时的电感量被称为临界电感，当储能电感 L的电感量小于临界电感时，电感中电流就发生断续现象。
滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压,的波形如图 5-8a所示。若忽略负载电流脉动，则在导通期间电容泄放电荷量应等于在关断期间电容充电电荷量，反映了电容峰 -峰电压脉动量：
由此可知，降低纹波电压，除与输出电压有关外，
增大滤波电容 C可以起到显著效果，提高电力半导体器件的工作频率也能收到同样的效果。
2）电感电流断续工作方式（ Discontinuous
current mode）
Boost变换器在电感电流断续时有三种开关状态：
① Q导通，电感电流从零增长到 ；② Q关断，二极管 D续流，电感电流从 降到零；③ Q和 D均截止，电感电流保持为零，负载由输出滤波电容供电。这三种工作状态的等效电路如图 5-7b,c,d
所示。
Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为：
Q截止后，电感电流从 线性下降，并在时刻下降到零，即：
式中,电感电流断续时
若 t=toff时电流恰好等于零，
两边各自相加除以 2得 即临界电感
电感电流临界连续时的平均值
3,Buck-Boost电路
图 5-9a为 Buck-Boost电路原理图，它即能够工作在 Buck型，又能够工作在 Boost型。
它的输入电压极性与输出电压极性相反，
输入为正时输出为负，在 Buck和 Boost变换器中存在一个能量从电源流入负载的期间，
而在 Buck-Boost变换器中，能量首先储存在电感中，然后再由电感向负载释放能量。
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Q 关断 Q 关断时电感电流为零
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图 5-9 Buck-Boost电路原理图
1、电感电流连续模式 CCM（ Continuous current mode）
在电感电流连续条件下，工作于图 5-9b,c所示的两种状态。
状态 1,Q导通
Q管导通，二极管 D反偏关断，能量从输入电源流入，并存储在电感 L中,L上的电压上正下负，等于输入电压，此时负载电流由虑波电容 C提供，等效电路如图 5-9b所示。
在 ton期间内电感电流的增量为：
状态 2,Q关断
在 t=ton时刻,Q关断，由于电感中电流不能突变,L上呈现的感应电势,当该感应电势超过输出电压 VO时，二极管导通，电感 L上存储的能量通过 D向负载和电容 C释放，补充了电容 C在 ton期间损失的能量，负载电压极性与输入电压极性相反，等效电路如图 5-9c所示，波形如图 5-10a所示。
电流按线性规律直线下降，电感电流的减少量为
显然，电路平衡时，才能保证储能电感 L中一直有能量，
才能不断地向负载提供能量和功率。因此电流在开通和关断期间变化相等，得输出电压平均值
改变占空比就能获得所需的输出电压。
当 时,；
当 时，,为升压型；
当 时，,为降压型。
这样，就可以得到高于或低于输入电压的任何输出电压。在要求输出电压一定的情况下，容许输入电压有较大的变化都能够工作。
假设电路中所有的器件为理想开关，即变换器无功率损耗，输入功率等于输出功率，负载阻抗,
由于输入平均电流与电感平均电流有以下关系
因此有：
电感电流的最大值：
电感电流的最小值：
当电感电流的最小值为零时，电感为临界电感：
电容上的峰 -峰脉动电压求法同 Boost电路一样，可得：
Q管截止时承受的反向电压为：
Q管开通时，加于二极管 D上的反向电压为
2）电感电流断续工作方式（ Discontinuous
current mode）
图 5-10b给出了电感电流断续工作时的主要波形，
此时 Book-Boost变换器有三种开关状态，① Q导通，
电感电流从零增长到最大值；② Q关断，二极管续流，电感电流从最大值降到零；③ Q和 D均截止，
电感电流保持为零，负载由输出滤波电容供电。
这三种工作状态的等效电路如图 5-9b,c,d所示。
Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量为：
Q截止后，电感电流线性下降，并在 时刻下降到零，即：
因此有：
式中,电感电流断续时
若 t=toff时电流恰好等于零,
两边各自相加后除以 2得
电感电流临界连续时的平均值
4,Cuk电路
由于 Buck-Boost变换器的电感 L在中间，其输入和输出电流的脉动都很大。针对这一缺点，美国加州理工大学的 Slobdan Cuk教授提出了单管 Cuk变换器，该变换器使用了两个电感，一个在输入端，
一个在输出端，从而减小了电流脉动。
Cuk变换器的电路形式如图 5-11a所示，在负载电流连续的条件下，工作波形图如图 5-12a所示，其中 L1,L2为储能电感,Q为功率开关管,D为续流二极管,C1为传输能量的耦合电容,C2为滤波电容。 Cuk变换器能够提供一个反极性、不隔离的输出电压，输出电压可高于或低于输入电压，而且其输入电流和输出电流都是连续的、非脉动的，
这些特点使 Cuk变换器有着广阔的应用前景。
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图 5-11 Cuk变换器电路原理图及等效电路
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图 5-12 CUK变换器工作波形
模式 1,Q导通
Q导通,L1储能,C1电容上的电压使 D反偏臵，电容通过负载 Z和 L2传输能量，负载获得反极性电压,L2,C2储能。由电路可知，在这种电路结构中,Q管和二极管 D是同步工作的,Q导通,D截止； Q截止,D导通。
L1的电流增量为：
从输出回路来看，在 ton期间,C1供电,L2储能，若 C1的足够大，可忽略 C1上的压降，则 L2上的电压为,L2中的电流以 的速率线性上升，在 ton期间,L2的电流增量为,
模式 2,Q关断
在 toff期间,Q截止,D导通，电容 C1被充电,L1通过 C1和 D向 C1充电储能，同时 L2向负载释放能量，
在这种电路结构中，无论在 ton期间还是在 toff期间都从输入向负载传输能量，只要电感 L1,L2和电容 C1足够大，输入输出电流基本上是平滑的。
在 toff期间 C1充电，在 ton期间 C1向负载放电，可见
C1起着传递能量的作用。
在 toff期间,L1释放能量,L1上的压降,
L1中的电流以 的速率线性下降,L1的电流减量为：
从输出回路来看，在 toff期间，由于 D导通，
L2释放能量，则 L2上的电压为 -VO,L2中的电流以 的速率线性下降，在 toff期间，
L2的电流减量为：
在稳定状态下，电感 L1电流变化量应相等
L2中电流变化量应相等
若 C1足够大，在导通,截止期间上的电压可认为近似不变（只有很小的顶降），则有
假设电路中所有的器件为理想开关，即变换器无功率损耗，输入功率等于输出功率，
负载阻抗 Z=RL，输入平均电流 Ii即为电感 L1
平均电流 IL1
电感 L1电流的最大值：
电感 L1电流的最小值：
临界电感：
输出平均电流即电感 L2的平均电流：
L2电感电流的最大值：
电感电流的最小值：
临界电感：
下面来看电容 C2的峰 -峰脉动电压。假设负载电流的脉动量很小而可以忽略，即电感的峰 -峰脉动电流即为电容充放电电流。
返回
§ 5.3 隔离的 DC-DC变换器原理
在实际应用中，有许多场合需要输出电压和输入电压隔离，或需要多路输出，此时需要高频变压器来完成这些功能。
1,单端 DC-DC变换器原理及设计
上一节介绍的四种基本类型的变换器加上变压器隔离后，可以引申出各种类型的单端变换器,Buck型引申为 Forward型（单端正激）变换器； Boost型引申为 Fly-back型
（单端反激）变换器 。
1） Fly-back（单端反激）变换器原理
Fly-back（单端反激）变换器原理图如图 5-13
所示。在工作过程中，变压器起了储能电感的作用，实际上是耦合电感，用普通导磁材料作铁芯时，铁芯必须留有气隙，保证在最大负载电流时铁芯不会饱和。 Fly-back（单端反激）变换器由于电路简单，所用器件少，适于多路输出场合应用。
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F i l e,F,\李宏电路图 \ D I S A N T U D r a w n B y,
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图 5-13 Fly-back变换器原理
和 BOOST变换器一样,Fly-back（单端反激）
变换器也有电流连续和断续两种工作方式，
仅仅是连续和断续的定义不同。 BOOST变换器只有一个电感,Fly-back变换器是耦合电感，对原边绕组的自感来讲，它的电流不可能连续，因为功率晶体管断开后电流必然为零，这时必然在次级绕组的自感中引起电流，故对 Fly-back变换器来讲，电流连续是指变压器两个绕组的合成安匝在一个开关周期中不为零，与此相反即为电流断续。
开关状态 1,Q导通
等效电路如图 5-14a所示，在时，功率晶体管的门极被激励而导通时，输入电压加到变压器的初级绕组两端，由于变压器对应的极性，次级绕组下正上负，二极管截止，次级绕组中没有电流流过，负载电流由滤波电容提供。此时只有变压器原边绕组工作，变压器相当于一个电感，设绕组 N1的电感量为 L1，绕组 N2的电感量为 L2，
则管导通期间流过初级绕组 N1的电流为：
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*
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b
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图 5-14 Fly-back变换器不同开关状态的等效电路图
t=ton时，电流 ip达到最大值 ipmax
t=ton时，功率晶体管 Q截止，如图 2-14b所示，原边绕组开路，次级绕组的电压极性上正下负，二极管 D导通，导通期间储存在变压器中的能量通过二极管向负载释放，同时向电容充电。此时变压器只有副边绕组工作,Q管截止期间流过次级绕组的电流为：
t=T时，副边电流 is达到最小值：
t=T时刻,Ismin=0表示导通期间储存的磁场能量刚好释放完毕； Ismin>0表示导通期间储存的磁场能量还没有释放完； Ismin<0表示导通期间储存的磁场能量还没有到时刻就已经释放完毕，事实上,Ismin不可能小于零，
导通期间储存的磁场能量释放完毕后 Ismin=0。
上述三种情况即 Fly-back变换器的三种工作状态：连续状态、临界状态和断续状态。
1）临界状态
t=T即时刻，绕组 N2中的电流 is正好下降到零 。 在下一个周期重新导通时,N1中的电流 ip也从零开始按的 规律线性上升，
这时磁化电流处于临界状态。
2)不连续状态
当 Q的截止时间 toff比绕组 N2中电流 is衰减到零所需的时间更长时：
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图 5-15 Fly-back变换器变压器中的初、次级电流、磁通及初级电压波形
即 t=T时刻，绕组中的电流和变压器的磁通早已衰减到零，在下一个周期 Q重新导通时，
N1中的电流 ip和变压器磁通都从零开始按
VIN/L1的规律线性上升。电流断续时有三种开关状态，如图 5-14a,b,c所示，断续期间负载所需能量由电容提供。磁化电流处于断续状态时变压器中的初、次级电流、
磁通及初级电压波形如图 5-15b所示。
从能量守恒出发，假定电路中没有损耗，
输入的能量都被负载吸收，在此条件下，
推导磁化电流处于断续状态时输出电压与输入电压的关系。
导通期间存储在变压器重的能量为：
在一个周期 T的时间内，其输出能量为：
从能量守恒出发，由下式成立：
输出电压与负载阻值成正比，这就是反激式变换器必须在电路中接入固定负载的原因。
现在看一看 Q承受的反向耐压。 Q截止时,D1
导通，次级绕组 N2上的电压近似为输出电压
VO，此时绕组 N1上感应的电压为
因此截止期间，集 -射（漏 -源）极间承受的电压为：
即截止期间，集 -射（漏 -源）极间承受的电压不仅与输入电压还于输出电压有关，
而输出电压又与负载阻值成正比，因此，
负载开路时容易损坏管子。
3) 连续状态
当截止时间 toff小于绕组 N2中的电流衰减到零所需的时间时，即：
绕组 N2中的电流 is大于零,在下一个周期 Q重新导通时,N1中的电流 ip从 Ipmin开始按
VIN/L1的规律线性上升，这时磁化电流处于连续状态。电流连续时,Fly-back变换器有两种开关状态，如图 5-15a,b所示。磁化电流处于连续状态时变压器中的初、次级电流、磁通及初级电压波形如图 5-15a所示。
变压器 B磁芯中的磁通 在 Q导通期间随着变压器初级绕组中的电流的增长而增长，在截止期间随着变压器次级绕组中的电流减小而减小，设磁通的最小值为,显然,大于零，磁通只工作在磁滞回线的一侧，在磁化电流临界状态和不连续状态下对应于剩磁感应的磁通。如果在每个工作周期结束时，磁通没有回到周期开始的出发点，
而是随着周期的重复，磁通棘轮式上升，即工作点逐渐上移，电流逐渐增大，铁芯最终饱和，最终造成损坏，这一过程是在瞬间完成。因此，每个周期结束时磁通必须回到原来的位臵。
从电压与磁通的关系 出发，有：
Q导通期间：
Q截止期间：
导通和截止期间磁通的变量应相等，有：
在磁化电流连续状态下，单端反激式变换器的输出电压值取决于匝比、占空比和输入电压，与负载电阻无关 。
当占空比等于 0.5时，集射（漏源）承受电压为两倍的输入电压，当占空比小于 0.5时，集射（漏源）
承受电压大于两倍的输入电压。
2） Forward（单端正激）变换器
Forward变换器（单端正激变换器）实际上是在降压式 BUCK变换器中插入隔离变压器而成，由于变压器的磁通只工作在磁滞回线的一侧，因此要遵循磁通复位的原则，即每个周期结束时变压器磁通必须回到原来的位臵，也就是说，
要保证变压器原边在导通期间的电压时间乘积
（伏秒积）与关断期间的伏秒积相等。正激变换器变压器铁芯的磁复位有许多方法，在输入端接复位绕组是最常用的方法。
图 5-16给出了输入端接复位绕组的单端正激变换器的主电路。开关管 Q按 PWM方式工作,D1是输出整流二极管,D2是续流二极管,Lf是输出滤波电感,Cf是输出滤波电容。变压器有三个绕组,W1原边绕组,W2副边绕组,W3复位绕组，
符号 *表示绕组同名端。图 5-17是变换器在不同开关状态下的等效电路。
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图 5-16 单端正激变换器的主电路
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( a ) Q 导通
( b ) Q 关断
( c) Q 关断，磁复位完成
（ a ） Q 导通
（ b ） Q 关断，变压器磁复位
（ c ） Q 关断图 5-17 FORWARD变换器不同开关状态下的等效电路
开关管 Q导通，电源电压 VIN加在原边绕组上，变压器铁芯磁通 φ 增加，则变压器铁芯磁通增量：
由 得变压器原边电流：
式中 LM是原边绕组的励磁电感。副边绕组 W2上的电压为：
此时整流二极管 D1导通，续流二极管 D2截止，流过滤波电感 Lf的电流增加：
显然这和 BUCK变换器中开关管 Q导通时一样。
变压器原边绕组电流：
Q关断，变压器原边绕组和副边绕组中都没有电流流过，此时变压器通过复位绕组进行磁复位，励磁电流 iM从复位绕组 W3经过二极管 D3回馈到输入电源中去。此时整流管 D1
关断，流过电感 Lf电流通过续流二极管 D2续流，复位绕组电压：
变压器原边绕组和副边绕组的电压分别为：
此时整流管关断，流过电感 Lf电流通过续流二极管 D2续流，显然和 BUCK变换器类似。在此开关状态中，加在 Q上的电压为：
电源 VIN反向加在复位绕组 W3上，故铁芯被去磁，铁芯的磁通 φ 减小：
铁芯磁通 φ 的减小量：
式中 Tr-ton是去磁时间。
励磁电流 iM从原边绕组中转移到复位绕组中，并开始线性减小：
在 Tr时刻，,变压器完成磁复位。
Q关断状态中，所有绕组均没有电流，它们的电压为零。滤波电感电流经续流二极管续流。在此时 Q上的电压为 。
由于在正激变换器中磁通必须复位，得：
整理得：
如果 W1>W3，则去磁时间小于开通时间
即开关管的工作占空比 。
如果 W1<W3,则去磁时间大于开通时间
即开关管的工作占空比 。
W1>W3,Q管电压大于 2倍输入电压； W1<W3,Q管电压小于 2
倍输入电压。
为了充分提高占空比和减小 Q两端电压，必须折衷选择。
一般选 W1=W3，这时,,而 Q管电压等于 2
倍输入电压。
由于单端正激变换器（ Forword）变换器实际上是一个隔离的 BUCK变换器，因此其输入和输出关系为：
主要波形见图 5-18所示。
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图 5-18 主要波形
3) 单端变换器的磁复位技术
使用单端隔离变压器之后，变压器磁芯如何在每个脉动工作磁通之后都能恢复到磁通起始值，这是产生的新问题，
称为去磁复位问题。因为线圈通过的是单向脉动激磁电流，
如果没有每个周期都作用的去磁环节，剩磁通的累加可能导致出现饱和。这时开关导通时电流很大；断开时，过电压很高，导致开关器件的损坏。
剩余磁通实质是磁芯中仍残存有能量，如何使此能量转移到别处，就是磁芯复位的任务。具体的磁芯复位线路可以分成两种：
一种是把铁芯残存能量自然的转移，在为了复位所加的电子元件上消耗掉，或者把残存能量反馈到输入端或输出端；
另一种是通过外加能量的方法强迫铁芯的磁状态复位。具体使用那种方法，可视功率的大小、所使用的磁芯磁滞特性而定。最典型的两种磁芯磁滞特性曲线如图 5-19所示。
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B
B
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- B
r
0
H
B
B
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图 5-19 典型的两种磁芯磁滞特性曲线
在磁场强度 H为零时，磁感应强度的多少是由铁芯材料决定。图 5-19a的剩余磁感应强度 Br比图 5-19b小，图 5-19a
一般是铁氧体、铁粉磁芯和非晶合金磁芯，图 5-19b一般为无气隙的晶粒取向镍铁合金铁芯。
对于剩余磁感应强度 Br较小的铁芯，一般使用转移损耗法。
转移损耗法有线路简单、可靠性高的特点。对于剩余磁感应强度 Br较高的铁芯，一般使用强迫复位法。强迫复位法线路较为复杂。
简单的损耗法磁芯复位电路是由一只稳压管和二极管组成，
稳压管和二极管与变压器原边绕组或和变压器副边绕组并联，磁芯中残存能量由于稳压管反向击穿导通而损耗，它具有两种功能，既可以限制功率开关管过电压又可以消除磁芯残存能量。在实际应用中由于变压器从原边到副边的漏电感（寄生电感）存在，这个电感中也有存储的能量，
因此一般把稳压管和二极管与变压器原边绕组并联连结。
这种电路只适用于小功率变换器中，如图 5-20所示。
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图 5-20将变压器铁芯的储能反馈到变换器的输出端
大功率去磁电路一般使用将变压器铁芯的储能反馈到输入电源或变换器输出端。使用这种复位方法，变压器铁芯的储能几乎没有损耗（或者说损耗较小）变换器变换效率是很高的。
图 5-17的复位绕组就是将变压器铁芯的储能反馈到输入电源，图 5-20将变压器铁芯的储能反馈到变换器的输出端。在图 5-20中，稳压管接在变压器的原边，如上所述，它有两种功能，由于消耗在稳压管的能量很小，在这里主要是起箝位作用，
铁芯的储能通过连结在变压器的副边二极管 D3反馈到变换器输出端，一般将 D3与电容 C连结，如果将 D3与高阻抗的电感连结会在变压器的原边绕组和副边绕组出现一个很高的电压尖峰脉冲。
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图 5-21 恒流源复位
当变压器铁芯中的剩余磁感应强度 Br较大时使用图 5-21进行复位。由于在变换器输出端均有滤波电感，可以把它看作恒流源，因此使用恒流源和附加绕组 Nr复位。在变压器副边中增加一个中间抽头形成绕组 Nr，通过 D3与电感连结即可。
在单端变换器中，引起开关引力高的主要原因是开关管关断时漏感引起的开关管集电极和发射极之间电压突然升高，抑制开关管应力的方法有两个，一是减小漏电感，二是耗散过电压的能量，
或者是能量反馈到电源中。
减小漏电感主要靠工艺，耗散过电压的能量要依靠与电感并联的 R,C缓冲器，或与开关并联的 R、
C缓冲器。能量反馈回电源要依靠附加的线圈和定向二极管。
2、推挽式 DC-DC变换器（ PUSH-PULL）
推挽式（ PUSH-PULL） DC-DC变换器由推挽逆变器和输出整流滤波电路构成，因此推挽 DC-DC变换器是属于 DC-AC-DC变换器。变压器两个原边绕组匝数相等为 W11=W12=W1,副边绕组匝数为 W2。
1)推挽逆变器
Q1和 Q2 180o互补导通工作
图 5-23a,b是和 180o互补导通工作时的波形。当 Q1
导通时，电源电压 Vin加在 W11上，当 Q2导通时，电源电压 Vin加在 W12上，因此绕组 W2中的电势为一个宽度为 180o的交变方波，幅值 。
Q1关断时，它的集电极和发射极之间电压为
同理,Q2关断时，它的集电极和发射极之间电压为
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图 5-22推挽式逆变器主电路
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图 5-23 推挽式（ PUSH-PULL）逆变器主要波形
输出端接电阻负载时，负载电流波形和电压波形相同；输出端接电感负载时，若电感量为 L，则电感电流 iL波形为三角波，电流以 VO/L斜率上升，
也以 VO/L斜率下降。电流最大值为,fs为逆变器开关频率。
（ ）期间,Q1导通，输出电压 VO为正,iL为正，
电源能量向负载传送；（ ）期间,iL为正，
VO变负，负载向电源回馈能量，此时 D2续流；
（ ）期间,Q2导通,iL变负,VO为负，电源能量向负载传送；（ ）期间,iL为负,VO为正，
负载向电源回馈能量，此时 D1续流。显然，纯电阻负载时只有开关管中有电流流过，感性负载时开关管和二极管中都有电流流过。
Q1和 Q2 导通小于 180o工作
如果 Q1和 Q2导通时间减少，则输出电压为宽度小于 180o的方波，若输出端接电阻负载时，负载电流波形和电压波形相同；输出端接电感负载时，
若电感量为 L，则电感电流 iL波形为三角波,Q1
导通，电流上升； Q1关断，电感电流 iL经 D2续流，
电流以斜率下降。 D2续流，使 Vin加在 W12上，在 W2
绕组上，电压极性反向，如图中阴影部分所示。
如果 Q1和 Q2 导通时间分别大于 T/4，则在感性负载时，输出电压 VO为 180o的交变方波，不再受 Q1和
Q2 导通时间的影响。
2）推挽 DC-DC变换器
图 5-24是推挽式 DC-DC变换器的主电路，整流二极管 DR1
和 DR2的左侧是逆变电路，右侧是整流、滤波电路。
输出整流电路有三种基本类型：全波整流电路、全桥整流电路和倍流整流电路。全波整流电路适用于输出电压较低的场合，可以减小整流电路中的通态损耗，全桥整流电路适用于输出电压较高的场合，可以降低整流管的电压额定值。图中为全波整流电路,Lf是输出滤波电感，
Cf是输出滤波电容。推挽直流变换器可看成是两个
Forword变换器的组合，这两个 Forword变换器的开关管轮流导通，故变压器铁芯是交变磁化的。全波整流电路变压器副边有两个绕组，他们的匝数相等，图中还接有续流管 DFW，但也可不接。
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图 5-24推挽式 DC-DC变换器主电路
图 5-25是推挽直流变换器的主要波形。在 Q1或 Q2导通期间，
变压器副边绕组中感应电势为 vw2，电压脉冲宽度决定于 Q1
或 Q2的导通时间 ton，幅值为,为一交流电。该电压经整流管整成一个直流方波电压。滤波电感电流在电流连续时为三角波，图中给出了流过 DR1,DR2和 DFW的电流波形。
设 Q1或 Q2的导通时间为 ton,则
电感电流连续时输出电压与输入电压之间的关系为：
可以看出，若输入是恒定的没有纹波，则输出同样也是恒定的没有纹波。对于多路输出的开关电源来说，这一点是特别重要的。这也是为什么把降低输出电压纹波的重点和精力都放在降低输入电压纹波的原因所在。
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图 5-25 推挽变换器各点主要波形
a无续流二极管 b 有续流二极管
开关管 Q1和 Q2上的电压：
整流管 DR1和 DR2上电压为
续流二极管 上的电压为：
电感电流的平均值就是负载电流。由于 Q1和 Q2轮流导通，故的脉动频率为开关频率的二倍，通过
DR1,DR2和 DFW的电流的最大值为：
因 iDR1和 iDR2就是流过变压器副边绕组的电流，若不计变压器的励磁电流，则变压器原边绕组电流的最大值为：
流过变压器原边的电流最大值也就是流过开关管电流的最大值。开关管的反并二极管不流过负载电流，仅流过铁芯磁复位时的磁化电流。
如果断开续流管 DFW,该变压器的主要波形如图 5-
25a所示。当 Q1和 Q2关断时，本应流过 DFW的电流现在改为通过 DR1,DR2，两者电流大小相同，这样变压器副边绕组的合成磁势才为零。
Q1和 Q2的交替开关，使变压器铁芯交替磁化与去磁，完成电能从原边到副边的传递。由于电路不可能完全对称，例如 Q1和 Q2导通时的通态压降可能不同，或两管的开通时间可能不同，会在变压器原边的高频交流电压上叠加一个数值较小的直流电压，这就是所谓的直流偏磁。由于原边绕组电阻很小，即使是一个较小的直流偏磁电压，如果作用时间太长，也会使变压器铁芯单方向饱和，引起大的磁化电流，导致器件损坏。
推挽式变换器存在着以下方面缺点：①容易发生偏磁，②
功率开关的耐压至少是输入电压的二倍，考虑最坏情况下的安全设计，例如输入电压波动 ± 10%；由于变压器漏感影响在截止瞬间产生的电压尖刺一般限制在输入电压的
± 20%；实际应用中电压额定值留取 20%的余量；则功率开关的耐压至少为 倍，在直接使用交流电网供电的情况下（ 220/380V交流，对应直流 310/530V左右）
几乎很难找到合适的功率管。因而实际应用较少，只用在输入电压较低的场合。
3、半桥式 DC-DC变换器原理及设计
推挽直流变换器开关管承受反向电压至少是电源电压的两倍，因而大多用于电源电压较低的场合。
半桥变换器开关管承受的反向电压为电源电压，
故可在电源电压较高的场合应用。半桥变压器是由半桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路组成，因而也属于直流 -交流 -直流变换器。
图 5-26给出了输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路，图 5-27给出了各点主要波形。
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图 5-26输出为全波整流电路的半桥直流变换器的主电路图 5-27输出为全波整流电路的半桥直流变换器主电路各点主要波形
工作原理
由两个相等的电容 C1和 C2构成一个桥臂，开关管 Q1,Q2（均含有反并联二极管）构成另一个桥臂，两个桥臂的中点 A,B接高频变压器，由于电容 C1和 C2较大，其中点 B的电位保持不变，
且等于 Vin/2。从另一个角度看，它实际上是两个正激变换器的组合，每个正激变换器输入电压为 Vin/2,输出电压为 Vo。变压器原边绕组匝数为 W1，两个副边绕组匝数相等，即 W21=W22=W2，
图中 Llk是变压器的漏感。
不考变压器虑漏感
当 Q1导通时，变压器原边绕组上电压为,绕组感应电势? *? 端为? 正? 极性，故 DR1导通,DR2反偏截止，
输出滤波电感电流 iLf增长。在 t=Ton时,Q1关断，由于电感电流不能断续,iLf继续按原方向流动，故副边绕组 is和原边绕组中的电流 ip也仍按原方向流动,D2续流，因此极性反转,DR2导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器副边电压箝位为零，由变压器原理可知，变压器原边电压为零，这时 ip=0，这时 is1=is2=is/2，由于这时变压器原边绕阻 W1中电流为零，因此 D2续流停止。实际上当 Q1关断时出现负压的时间很短，因此在图中没有画出。在死区时间 [Ton,Ts/2]内，电感电流下降，在 Ts/2时刻,Q2导通，,变压器绕阻电势? 非 *? 为正,ip从零反向增长到,二极管 DR1截止，,,在
[Ts/2,Ts]区间，与上类似。
电感电流连续时输出电压：
Q1,Q2承受的反向电压为输入电源电压；
整流二极管承受的反向电压为 ；电感电流的平均值为负载电流 Io，通过输出整流二极管的最大电流为,为电感电流脉动量,
流过功率开关管的最大电流：
考虑变压器漏感
在实际应用中，变压器总是存在漏感，由于漏感的存在，变换器的工作原理与不考虑漏感时有所不同。图 5-27b给出了半桥变换器考虑变压器漏感时的主要波形。
Q1关断，变压器原边电流不能断续,D2由续流，
此时,输出整流二极管 DR2导通，这时输出整流二极管 DR1还在导通。由于两个输出整流二极管同时导通，将变压器原边电压箝位为零，因此 就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线性下降，在 t1时刻 ip下降到零，
此时 D2关断,Vab=0。 [Ton,t1]区间的电压方波
（图中用阴影表示）是变压器原边电流减小到零所必需的，一般称为复位电压,同样 Q2关断时也会出现复位电压。
Q2导通，,此时变压器原边电流从零开始反向线性上升，由于变压器漏感限制了它的上升率，在 t2时刻之前，输出整流二极管 DR1还没有恢复其阻断能力，两个输出整流二极管同时导通，
将变压器副边电压箝位为零，同时也把变压器原边电压箝位为零，因此 就全部加在变压器漏感上，这个电压使变压器原边电流线性增加，
在 t2时刻输出整流二极管 DR1关断，变压器原边电流线性增加，箝位结束。虽然在 [Ton/2,t2]这一区间,但变压器副边电压为零，也就是说，
变压器副边丢失了 [Ton/2,t2 ]时段的电压方波，
这部分时间与 的比值即占空比丢失 。
通过上述分析，可以看出，漏感带来复位电压和占空比丢失两个问题。要求我们在设计电路时要对最大占空比进行限制，留出复位时间；占空比丢失使有效占空比减小，为了得到所要求的输出电压，必须减小变压器的原副边匝比，但匝比减小会带来两个问题，其一是原边开关电流峰值增加，通态损耗增加；其二是输出整流二极管的耐压值要增加。为了减小复位电压时间和占空比丢失，应尽量减小漏感。
3）电容选取
电容器的值可以从已知的初级电流和工作频率来计算。若总输出功率为 PO（包括变压器损耗），
工作频率为 f，占空比,半周期为 Ts/2，则初级平均电流为
当 Q1导通，初级电流流入 B点，当 Q2导通，则从 B
点取出电流，在半个周期内由电容 C1,C2补充电荷损失。在半个周期内电容上的电压变化为：
在实际应用中,C1=C2=C，则上式可写为：
电容上直流电压变化率与输出整流电压变化率是相同的，因此输出纹波系数为：
为了满足输出纹波要求,C则为：
实际应用中，一般将滤波电容和分压电容分别设臵，滤波电容取几百到几千微法的电解电容，分压电容常取几个微法的无极性电容。
4)半桥电路抗不平衡能力分析
半桥电路具有较强的抗偏磁能力，即在主电路不平衡条件下仍能维持高频变压器磁通对称。在分析这个结论之前，
作下述假设：
只研究导通和截止的稳态过程而不考虑开通和关断的瞬态过程；
输入直流电压恒定；
功率开关用理想开关和串联等效电阻 R1,R2表示，电阻 R1、
R2表示功率开关管饱和压降不同；
高频变压器用低频等效电路表示，忽略漏感和励磁电感，
变压器直流等效电组用 R0表示，变压器二次侧负载折合到一次侧用 RL’表示,；
通过上述假设，图 5-26半桥式变换器原理图可等效为图 5-
28(a)。当开关 Q1闭合,Q2断开时,C2充电,C1放电，充放电电流分别用和表示，如图 5-28(b)所示。当开关 Q1断开，
Q2闭合时,C1充电,C2放电，充放电电流分别用和表示，
如图 5-28(c)所示。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,10 -M a r - 2 00 2 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ L I H O N G 2,dd b D r a w n B y:
C1
C2
A B
in
V
R1
R2
R3
Q1
Q2
C1
C2
A B
in
V
R1
R2
R3
Q1
Q2
C1
C2
A B
in
V
R1
R2
R3
Q1
Q2
i2
i1
i2 '
i1 '
图 5-28 半桥式变换器原理图等效电路
当 Q1闭合,Q2断开时，设 C1,C2的初始电压为
U1(0)和 U2(0),由回路电流法写出回路复变量电压方程：
解上式并拉氏反变换得：
高频变压器 电压为,
当 Q2闭合,Q1断开时，设 C1,C2的初始电压为
U1’(0)和 U2’(0),充放电电流分别用 i’1和 i’2表示 由回路电流法写出回路复变量电压方程：
解上式并拉氏反变换得：
高频变压器 uAB电压为,
在稳定工作时，开关 Q1,Q2交替导通，设 Q1闭合，
Q2断开时点电位 B电位由上升到，并在 Q1断开时间里保持不变；当开关 Q1断开,Q2闭合时点电位由下降，并在 Q2断开时间里保持不变，显然初始条件有：
解得
分别代入 高频变压器 uAB电压
分别计算在开关 Q1,Q2交替导通时加在变压器的伏秒积：
4,全桥 DC-DC变换器原理
全桥变换器原理图及波形如图所示。全桥变换器中 4个功率管只承受电源电压，与推挽变换器相比，多用了 2个功率管。
从图可以看出，全桥变换器功率管的开关过程：
SW1,SW2（或 SW3,SW4）同时开关，这两对管子互补导通。为了防止直通现象，设臵有一死区，
死区期间 4个管子都不导通。
输出电压：
全桥变换器充分利用了变压器传递能量的能力，
是大功率 DC-DC变换器的理想电路。
全桥变换器也有明显的缺点，如直通问题；偏磁问题等。
图 5-29 全桥变换器原理图及波形
所谓偏磁问题是指变压器磁芯的工作磁滞回线中心点偏离了坐标远点，变压器正反向脉冲过程中磁通不对称现象。
造成偏磁的原因主要有功率管的饱和导通压降不一致、导通时间（功率管从关断到导通的时间）
和关断时间不一致以及加在变压器上的正负脉冲电压宽度不一致等原因所造成的。
偏磁在全桥变换器中是必然现象。偏磁发生时，
可通过电流母线来观察，可以发现流过母线的相邻电流脉冲信号幅度不相等。也就是说流过、和、
的电流不相等。在电路设计中，一般都假定流过、
和、的电流相等，两组功率管分担了输出能量，
如果偏磁严重就会造成功率管的损坏。
全桥变换器必须有抗偏磁电路，否则全桥变换器几乎无法可靠工作。实际应用中，常使用变压器原边串联电容的方法或使用电流型 PWM控制器来减弱偏磁危害。 返回
§ 5.4 PWM控制器原理
1、电压型 PWM
电压型脉宽调制器是一个电压 -脉冲变换装臵，用锯齿波作调制信号的脉宽调制器原理图如图 5-30
所示。电压 与锯齿波调制信号比较，输出的
PWM开关信号为与锯齿波同频率、脉冲宽度与的大小成正比的脉宽调制信号。
误 差放 大 器给 定 电 压 （ 希 望输 出 电 压 ）
实 际 输 出 电 压
（ 反 馈 电 压 ）
控 制 电 压 c tr l
Vs e tV
oV
比 较 器锯 齿 波发 生 器
P W M
输 出
P W M
输 出锯 齿 波信 号控 制 电 压
c tr lVV t
ontT
图 5-30 脉宽调制原理图
2、电流型 PWM控制器原理电流型 PWM控制器与传统的仅有输出电压反馈的电压型 PWM控制器比较具有较多的优点。从电路结构上看，是增加了一个电感电流反馈，而且此电流反馈就作为 PWM
的斜波函数，就不再需要锯齿波 (或三角波 )发生器，更重要的是在于引入了电感电流反馈使系统的性能具有明显的优越性。
电流型 PWM控制器常用的几种原理方案
（ 1）恒定迟滞环宽控制：在电感中产生一个固定的电流减小量后，功率开关管被导通，如图 5-31
（ a）中由一迟滞比较器来实现，即恒定迟滞环宽控制。
（ 2）恒定关断时间控制：经过一个固定的时间间隔后，功率开关管被导通，如图 5-31（ b）中由一单稳态触发器来实现，即恒定关断时间控制。
（ 3）恒定频率控制；有一个固定频率的时钟信号控制触发器从而控制功率开关管的导通，如图 5-
31（ c）所示，即恒定频率控制。下边介绍恒定频率控制的电流型 PWM控制电路工作原理。
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图 5-31 电流型 PWM原理框图
（ a）恒定迟滞环宽控制（ b）恒定关断电间控制（ c）恒定频率控制
图 5-32为恒定频率的电流型 PWM控制器所构成的变换器电路工作原理,RS为流过功率管电流的取样电阻，控制电路为双环控制，具有电压外环和电流内环，峰值电流在内环。
电流内环的反馈电流为电感电流或开关电流。
误 差放 大 器给 定 电 压 （ 希 望输 出 电 压 ）
实 际 输 出 电 压
（ 反 馈 电 压 ）
eVs e tVoV
加 法 器
P W M
输 出斜 坡 补 偿 信 号
cV
T
比 较 器
sR L
i
T
inV
Li LC
LRo
V
图 5-32 具有斜坡补偿的电流型控制的 BUCK变换器
假定功率开关器件和整流二极管是理想开关；产生动态过程的扰动信号频率远低于开关频率；扰动信号的幅度比其稳态量小得多，在以上假设条件下得 BUCK功率变换器主电路等效电路如图 5-33所示。图中开关 S接通时间受占空比 D
控制。
图 5-33 全桥功率变换电路主电路等效电路
在电感电流连续模式下，每个周期有两个开关状态：通态和断态，导通时间 ton,关断时间 toff，
在一个周期 T内，其平均值分别为和,利用小信号状态空间平均技术得：
加干扰信号，用,,,分别代替,,,忽略两个微变量乘积项，得到小信号模型：
写成复变量形式，带? ^”符号的变量表示动态扰动信号：
对于功率级来说，是通过调节占空比 D来控制电感电流。因此，把 PWM功率级作为一个功能块，它有两个输入，一个为占空比，一个是输入电压，占空比为控制输入，控制功率级的开关动作，即控制电感电流。
电感电流取样电阻和电感电流信号乘积即为电流取样信号，由电感电流取样信号所围成的三角形面积在周期 T内平均值为三角形高度的一半，
利用状态空间平均技术得：
式中 m为补偿信号斜率。
加干扰信号，忽略两个微变量乘积项，写成复变量形式，得：
消去
得到电流内环传递函数结构图，如图 5-34所示。
)(? sV
e
L
V
R
m
TR
V
o
s
s
i
2
L
V
R
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L
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o
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i
L
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L
VD
o
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i
2
2
)1(
1
图 5-34 电流内环传递函数结构图
从图 5-38可见，显然极点为,在极点处，
反馈回路
趋于无穷大，可认为环路开路；环节
趋于无穷大，可认为该环节为高增益的比例环节；
环节
趋于 0，该环节可等效为一小比例环节；因此在极点处，电流内环为一阶系统。
设电感电流的上升斜率为 m1，
下降斜率为 m2，电压外环误差放大器输出电压为 Ve，当电感电流扰动 时，在下一周期求出其扰动量,如果 小于,可以认为系统是稳定的，
否则可以认为系统是不稳定的。
如图 5-35A所示，当占空比小于 50%时（ ），可以求出：
随着时间增加，,即系统稳定。
电感电流占空比小于 0,5
占空比大于 0,5
补偿斜坡占空比大于 0,5 的补偿斜坡电感电流占空比小于占空比大于补偿斜坡占空比大于 的补偿斜坡图 5-35 电流模式的变换器开环不稳定性
当占空比大于 50%时，如图 5-35B所示（ ），
随着时间增加，,系统不稳定。
如图 5-35c)所示，如果增加一个斜坡补偿，斜坡的斜率为 -m,显然这一补偿信号即可以加在上 Ve，
也可以加在电感电流上。图 5-35c中补偿信号加在
Ve上 。此时
由于 m2<0,m1>0,m>0，要保证系统稳定，必须有
当占空比增大时,m1减小，占空比为 100%时,m1
最小为零，要使 5-169成立有
对于 BUCK电路,为一常数，由此可知斜坡补偿信号斜率要大于电感电流下降斜率的一半。
通过上述分析，电流控制具有快速、精确的优点，由于峰值电流信号参与控制，使的过载、短路保护更为有效，整个系统的动态特性好，适用于负载或输入电压有较大变化的情况。
当输入电压变化或由负载变化引起输出电压变化时，都将引起电感电流变化率的改变，使功率开关的转换时刻变化，
从而控制了功率开关的占空比。这对输入电压的变化而言，
实质上是起了前馈控制作用，即输入电压变化尚未导致输出电压变化，就由内环产生调节作用，这种输入电压的前馈控制作用使得只要电流脉冲达到了预定的幅值，脉宽比较器不经过误差放大器就能改变输出脉宽，因此调整速度快。由于电流内环具有快速的响应，对于电压反馈外环，
电流内环相当于一个受控放大器，外环的瞬态响应速度仅决定于滤波电容 C和负载性质，所以整个系统具有快速的瞬态响应。电流内环对整个系统来说，滤波器 LC对稳定性影响减小，二阶环节的输出滤波器 (LC)降低为一阶环节
(C)。也就是说，对整个系统，只有一个与滤波电容和负载有关的惯性环节，使得整个系统具有高度的稳定性。
从图 5-32可见，电感电流的峰值 (或流过功率开关的电流 )
直接受误差放大器输出电流给定信号所控制，所以在任何输入电压和负载的瞬态条件下，功率开关的峰值电流被控制在一定的给定值，所以对功率开关的电流具有限流能力。
最大电流正比于限幅放大器的限幅值，改变限幅值可改变所限制的最大电流，同时，由于内环可以及时地、灵敏地、
准确地检测电感峰值电流或功率开关的峰值电流，自然形成逐个脉冲电流检测，使功率开关在输出过载甚至短路时得到保护，同时，也可以在设计时不必给功率开关元件留较大的余量，使逆变器在保证可靠工作的前提下降低成本。
由于电流型 PWM功能，使系统的内环如同一个良好的受控电流放大器，所以能很方便地进行并联工作，而不需要外加均流措施，只需将各变换器的输出端联结在一起，使用其中一个误差放大器，将其输出的电流给定信号加至每个变换器中电流内环比较器的输入端，就可实现并联，同时电流型 PWM控制器能够自动地解决偏磁问题。
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