第 6章 DC-AC变换技术
§ 6.1 逆变器分类,功率流向和波形指标
§ 6.2 方波逆变器
§ 6.3脉冲宽度调制 （ PWM）
返回
把直流电变成交流电称为逆变，相应的功率变换装臵被称为逆变器。
如果把逆变器的交流侧接到交流电源上，把直流电逆变成同频率的交流电送到电网去，叫有源逆变；
如果逆变器的交流侧不与电网连接，而是直接接到负载，
即把直流电逆变成某一频率的交流电供给负载，则叫无源逆变。
DC-AC方框图如图 6-1所示。
图 6-1 DC-AC方框图
§ 6.1 逆变器分类、功率流方向和指标
1、分类
逆变器分为单相和三相两大类。单相逆变器适用于小、中功率；三相逆变器适用于中、大功率。这两大类按不同的特点又可分为：
1）按输入电源特点
输入电压为恒压源称为电压源逆变器（ Voltage Source Inverter 缩写 VSI）或电压型逆变器，如图 6-2所示,电压源逆变器的输入特点是其输入具有理想电压源性质；输入为恒流源称为电流源逆变器
（ Current Source Inverter 缩写 CSI），或电流型逆变器，如图 6-3
所示，电流源逆变器输入为理想电流源，在实际应用中使用较少。
负载电压 负载电流负载电流图 6-2 电压源逆变器 图 6-3 电流源逆变器
电压源逆变器又可分为：
a、具有可变直流电压环节（ Variable DC link）的电压源逆变器，如图 6-4所示。由 DC-DC变换器或可控整流获得可变的直流电压，输出电压幅度取决于输入可变直流电压，
输出电压频率由逆变器决定。一般情况下，该变换器输出电压为方波。
b、具有恒定直流电压环节（ Fixed DC link）的电压源逆变器，方块图如图 6-5所示。其直流电压恒定，输出电压幅度和频率利用 PWM技术同步调整。
图 6-4 具有可变直流电压环节的电压源逆变器图
6-5 具有恒定直流电压环节的电压源逆变器
2）按电路结构特点可分为半桥式、全桥式，推挽式和单管式逆变器。
3）按器件的换流特点可分为强迫换流式和自然换流式逆变器。
4）按负载特点可分为谐振式和非谐振式逆变器。
5）按输出波形可分为正弦式和非正弦式逆变器。
工业用的特殊交流电源有变频变压电压源
VVVF(variable voltage variable frequency)
和恒频恒压电压源 CVCF(constant voltage
constant frequency)。
2,逆变器功率流方向
无论逆变器输出是方波还是正弦，在负载为感性或容性负载时，其输出电压滞后或超前电流。因此，在任意时刻（除阻性负载）其输出功率的瞬时值有正有负。正的输出功率表明逆变器输出功率，即能量从逆变器输入向负载传输；负的输出功率表明逆变器工作于整流状态，
从负载向逆变器反馈能量。因此逆变器必须能够工作在四个象限才能适应各种不同的负载情况。
设逆变器输出电压为正弦，输出电流滞后于输出电压 φ 弧度，在此负载情况下，其输出功率情况可以从图从图 6-6和 6-7中可知,在第一象限，逆变器输出电压和电流均为正，逆变器输出能量；在第三象限，
逆变器输出电压和电流均为负，逆变器输出能量；即在 1,4象限，逆变器工作在逆变状态。在第二象限，逆变器输出电压为负，电流为正，
逆变器从负载向逆变器反馈能量；在第三象限，逆变器输出电压为正，
电流为负，逆变器从负载向逆变器反馈能量。即在 2,3象限，逆变器工作在整流状态。
为了使逆变其能够在四个象限工作，功率开关管反并联一个二极管即可实现，连接如图 6-8所示 。
图 6-6 逆变器输出瞬时电压和电流曲线 逆变器整流器逆变器整流器图 6-7 四象限工作情况 图 6-8 反并联二极管
3,逆变器波形指标
实际逆变器的输出波形总是偏离理想的正弦波形，含有谐波成分，为了评价输出波形的品质质量，从电压角度引入下述几个参数指标：
1）谐波因子（ Harmonic Factor）
第 n次谐波因子 HFn定义为第 n次谐波分量有效值同基波分量有效之值比，即
2）总谐波（畸变）因子 THD (Total harmonic distortion factor)
该参数表征了一个实际波形同基波分量的接近程度。输出为理想正弦波的
THD为零。
3）畸变因子（ Distortion factor）
总谐波因子指示了总的谐波合量，但它并不能告诉我们每一个谐波分量的影响程度，畸变因子定义：
对于第次谐波的畸变因子定义如下：
返回
§ 6.2 方波逆变器
1、单相半桥式逆变电路
半桥式逆变电路如图 6-9（ a）所示，在直流侧有两个相互串联的足够大的电容，使得两个电容的联结点为直流电压的中点。两个电容构成一个桥臂，开关管和及其反并二极管和构成另一个桥臂，
两桥臂的中点为输出端，可以通过变压器输出，
也可由这两端直接输出。因电容 C容量较大，每个电容两端电压,B点电位基本上不变,A点的电位则取决于器件的工作情况。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,20- A pr - 2 001 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ l i ho ng.ddb D r a w n B y:
Q
Q
D
D
1
2
1
2
V
in
C
C
Z
AB
i
L
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in /2
( a ) ( b ) ( c)
D
2
D
1
图 6-9 半桥逆变器的主电路及主要波形
若 Q1导通，则 。
若 Q2导通，则 。所以输出电压为 1800
电角度的方波交流电，宽度等于 Ton（ Q1或 Q2
的导通时间）。频率等于开关频率是开关周期。
在纯电阻负载 R情况下,D1或 D2都不参与导通,Q1和 Q2互相轮流导通，输出波形为方波，
其幅值为,为保证电路正常工作,Q1和
Q2不能同时导通，否则将出现直流侧短路现象。改变 Q1和 Q2的激励信号的频率，输出电压的频率也随之改变。
其输出电压有效值为：
其瞬时值表达式为：
当 n=1时，其基波分量的有效值为：
当负载为纯电感负载时，若 Q1管在 TS/2关断，由于电感中的电流不能突然改变方向，此时即使 Q2
管加上驱动信号,iL也必须通过 D2流动，直到 iL为零 Q2才能导通。 iL为零后电流开始反向,Q2管才流过电流。
在 作用下,iL线性增长,Q1截止后,iL维持原方向流动，电流 D2经续流，于是 变负，在此电压作用下 iL下降，下降速度与增长速度相同。
由此可见，感性负载时 Q1和 Q2,D1和 D2是轮流导通的。
由于 D1或 D2续流，电压形成一个负 (正 )的面积。
如果 Q1或 Q2导通时间超过 TS/4，波形为 1800方波，
电感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导通时间变化的影响，如图 6-9（ c）所示。
2、单相全桥逆变电路
单相全桥逆变电路如图 6-10所示，有四个功率管、四个反并联二极管组成，其控制方式有双极性控制、有限双极性控制和移相控制三种。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,22 -A pr - 2 00 1 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ l i ho ng,d db D r a w n B y:
Q
Q
D
D
2
4
2
4
V
in
Z
B
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in
( a ) ( b ) ( c)
D
2
D
1
Q
Q
D
D
1
3
1
3
A
Q
4
Q
3
Q
4
Q
4
D
3
Q
3
D
4
Q
4
6-10全桥逆变器主电路和双极性控制工作波形
1)双极性控制方式
图 6-10（ b）和（ c）给出了双极性控制方式下的工作波形。在 PWM调制方式下，开关周期为 Ts，在前半个开关周期,Q1和 Q4导通时间为 ton；后半周期 Q2和 Q3导通时间也为 ton 。假定功率管为理想器件则在 Q1和 Q4导通期间 vAB=Vin；在 Q2和 Q3导通期间 vAB=-Vin ；四个功率均截止时,VAB=0。
若负载 Z为纯电阻负载，则流过负载的电流的波形与电压波形相同。调节功率管的开通时间，从而调节 VAB的有效值大小。纯电阻负载时与功率管反并联的二极管没有电流流通，也就是说反并联的二极管不参与工作。
若负载 Z为纯电感负载 L，在 Q1和 Q4导通时，
vAB=Vin,流过负载 L的电流从零增加，电流变化率为,该电流在 t=ton时达到最大值，即在
Q1和 Q4将关断时达到最大值,Q1和 Q4关断后，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，因此 D3和 D2导通续流，于是 vAB=-Vin 。在这个电压作用下，电感电流减小，减小速度与和导通时的增长速度相同。 iL=0时,Q2和 Q3导通，负载电流开始反向流过，负载 L的电流从零反向增加，
该电流在 t=ton时达到最大值，即在 Q2和 Q3将关断时达到最大值,Q2和 Q3关断后，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，因此 D1
和 D4导通续流，于是 vAB=Vin 。
由于 D2,D3(或 D1,D4)续流，电压形成一个与导通期间伏秒积相等的负 (正 )的面积。如果 Q1和 Q4（ Q2和 Q3）导通时间超过 Ts/4，波形为 1800方波，电感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导通时间变化的影响。由此可见，
全桥逆变器在感性负载时不宜采用双极性控制方式。
vAB的有效值和瞬时值为：
—— 为输出电压角频率。
当 n=1时，其基波分量的有效值为：
显然当电源电压和负载不变时，其输出功率是半桥电路的
4倍。
2)受限双极性控制方式
受限双极性控制方式的工作原理是让一个桥臂的两个管子
(例如 Q1 和 Q3)以 PWM方式工作，另一个桥臂的两个管子 Q2、
Q4各轮流导通半个周期。
在纯电阻负载或空载时波形与双极性控制方式工作时相同，
如图 6-11（ a）；在负载为纯电感情况下，波形与双极性控制方式工作时不同，其波形如图 6-11(b)所示。
在负载为纯电感情况下,Q1和 Q4导通，,流过负载 L
的电流从零增加,Q1关断，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，形成由 D3、负载 L和 Q4构成的续流回路，,由于该电路中没有外电源，若不计电路损耗，则电感电流保持不变，直到 Q4 关断,Q2和 Q3导通，
电感电流才开始下降。在此工作方式下，仅与开关器件的状态有关，与负载性质和大小无关。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,22 -A pr - 20 01 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ l i ho ng,dd b D r a w n B y:
Q Q
1 3
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q
Q
1
2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in
( a ) ( b )
D
3
D
1Q
4
Q
2
Q
4
Q
3
t
t
图 6-11全桥电路受限双极性控制方式工作波形
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,22 -A pr - 2 00 1 S he e t o f
F i l e,F,\李宏电路图 \ l i ho ng,d db D r a w n B y:
Q
Q
D
D
2
4
2
4
V
in
Z
B
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in
( a ) ( b ) ( c)
D
2
D
1
Q
Q
D
D
1
3
1
3
A
Q
4
Q
3
Q
4
Q
4
D
3
Q
3
D
4
Q
4
3)移相控制方式
移相控制方式的工作过程是 Q1和 Q3轮流导通，各导通 1800电角； Q2和 Q4也是这样，但 Q1和 Q4不是同时导通。 Q1先导通,Q4后导通，两者导通差 a电角度，如图 6-12（ a）所示。其中 Q1和 Q3分别先于 Q2
和 Q4导通，故称 Q1和 Q3组成的桥臂为超前桥臂,Q2
和 Q4组成的桥臂为滞后桥臂。
移相控制时，电阻负载或空载时电压波形与上述两种方式的工作波形相同，纯电感负载时的工作波形与受限双极式工作波形相同，波形的宽度仅与移相角有关，即在此工作方式下，仅与开关器件的状态有关，也与负载性质和大小无关。
图 6-12 全桥电路移相控制方式的工作过程
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,2 2 -A p r - 2 0 0 1 S h e e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ l i h o n g,d d b D r a w n B y,
Q Q
1 3
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
T
s
T
s
/2
V
in
Q
4
Q
2
t
a
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,22 -A pr - 2 00 1 S he e t o f
F i l e,F,\李宏电路图 \ l i ho ng,d db D r a w n B y:
Q
Q
D
D
2
4
2
4
V
in
Z
B
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in
( a ) ( b ) ( c)
D
2
D
1
Q
Q
D
D
1
3
1
3
A
Q
4
Q
3
Q
4
Q
4
D
3
Q
3
D
4
Q
4
3傅立叶级数、方波逆变器输出谐波
1)傅立叶级数
傅立叶级数是研究和分析波形形状的工具。为了分析方便，把傅立叶级数的基本定义、概念叙述如下。
在实际问题中，除了正弦函数外，还会遇到许多非正弦的周期函数，为了研究非正弦的周期函数，
将周期函数展开成由三角函数组成的级数，即将周期为 的周期函数用一系列三角函数之和来表示：
其中 都是常数。
用上述方法将周期函数展开，它的物理意义是很明确的，即把一个比较复杂的周期运动看成是许多不同频率的简谐振动叠加。这种展开称为谐波分析，常数项 A0称为的直流分量； 称为一次谐波（又叫做基波）；
,,… 依次称为二次谐波，三次谐波，等等。
为了方便，将正弦函数 展开：
把 从 [ ]逐项积分，
根据三角函数的正交性，得到傅立叶系数为：
当周期为 的 为奇函数时，它的傅立叶系数为：
当周期为 的 为偶函数时，它的傅立叶系数为：
方波逆变器输出波形傅立叶分解
由于方波逆变器输出方波为奇函数，所以有：
当 n为偶数 (even)时，,bn=0；
当 n为奇数（ odd）时，,所以：
方波输出的傅立叶表达式可写成基波为 1
3 次谐波为 0,33
5 次谐波为 0,2
7 次谐波为 0,14
9 次谐波为 0,11
11 次谐波为 0,0 9
图 6-13 方波逆变器输出频谱
因此，我们得出方波逆变器输出的频谱图，如图 6-13所示，并有以下结论：
（ 1）方波逆变器输出的方波谐波幅度随着 n的增加而减小，其减小系数为 1/n；
(2)偶次谐波不存在；
(3)最低次谐波为 3次谐波；
(4)由于基波和谐波频率差较小，低通滤波器设计相当困难。
图 6-14为方波的各次谐波时域图。
逆变器输出基波
3 次谐波
5 次谐波逆变器输出基波次谐波次谐波图 6-14 方波的各次谐波
图 6-15为一个准方波波形，显然它是一个奇函数，因此有
如果 n是偶数，则图 6-15 准方波波形
准方波的基波幅度为：
由式 6-22可以知道，基波的幅度可以通过改变 α 而被控制。
同理，准方波的三次谐波幅度为
当 时,即准方波的三次谐波为零。
一般地，当 时,n次谐波将为零。
4负载为感性负载的方波逆变器特性
前面讨论的方波逆变器负载为两种情况，纯电阻负载和纯电感负载，一般说来，负载总是电感和电阻同时出现，因此负载电压和电流有相位差，
电流滞后于电压。 R-L负载的工作情况。
方波输出的傅立叶表达式
输出电流的傅立叶表达式可写为：
当较小，若忽略 R
电流谐波的幅度与谐波次数的平方成比例
（ 1/n2），电流的最低次谐波 3次谐波的幅度为基波的 1/9，因此可以把电流近似写成基波形式
就是电压和电流的相差。
在 R-L负载下，全桥逆变器工作过程可以分为 4个模式，如图 6-16（ a）所示。
s
V
R L
1模 式
1
Q 2
Q
3
Q
4
Q
1
D
2
D
3
D
4
D
o
i
o
v
s
V
R L
2模 式
1
Q 2
Q
3
Q
4
Q
1
D
2
D
3
D
4
D
o
i
o
v
s
V
R L
4模 式
1
Q 2
Q
3
Q
4
Q
1
D
2
D
3
D
4
D
o
i
o
v
s
V
R L
3模 式
1
Q 2
Q
3
Q
4
Q
1
D
2
D
3
D
4
D
o
i
o
v
()a
1模 式 0
2
模 式 2
2
模 式 3
3
2
模 式 2
3
2
2
o
v
s
i
s
i
s
i
s
i
o
i
2
2?
0
s
i
1模 式 2模 式 3模 式 4模 式
()b
图 6-16 全桥逆变器工作模式分析
模式 1,Q1和 Q4从 0角度开始导通，由于电流滞后电压，所以流过负载的电流为负，它沿着二极管
D1和 D4流动,Q1和 Q4零电流导通。
模式 2开始于负载电流过零，过零时刻角度,
在此时刻电流流过 Q1和 Q4。
在模式 1和模式 2负载上的电压相同，为正电压。
模式 3开始于,此时,Q1和 Q4被强迫关断,Q2和
Q3开始导通，负载中的电流要仍然保持原来的方向，因此它沿着二极管 D2和 D3流动，虽然 Q2和 Q3
导通，但无电流流动。此时负的电压加在负载上，
并保持到模式 4。
模式 4开始于,此时输出电流过零，在此时刻电流流过 Q2和 Q3，在 时刻,Q2和 Q3被强迫关断,D1和 D4开始导通，进入下一循环周期。
负载电压和电流、电源电流如图 6-16（ b）所示。
5方波逆变器输出滤波
方波逆变器输出是一交变方波电压，在某些场合可以直接应用，例如在驱动交流电机等应用中；在另一些场合，方波逆变器输出就必须进行滤波，才能满足应用的需要。
通常采用 LC低通滤波器（ low pass
filter）滤除方波逆变器输出方波的高次谐波，将 LC低通滤波器臵于方波逆变器输出和负载之间，如图 6-17所示。
低通滤波低通滤波图 6-17 LC低通滤波器臵于方波逆变器输出和负载之间在方波逆变器中，其输出幅度为输入直流电压幅度，无法控制其输出电压幅度和谐波。对某一频率的输出，其谐波总是基波频率的 3倍,5倍,7倍等，采用 LC低通滤波器滤除谐波很困难。
LC低通滤波器的截止频率是固定不变的，滤波器的体积由滤波器的 VA额定值确定。为了减小滤波器的体积，必须采用 PWM开关方案。
5 三相方波逆变器
当三相负载较大时,通常采用三相逆变器 。 三相逆变器电路可以由三个单相逆变器组成,单相逆变器可以是半桥式的也可以是全桥式的,
三个单相逆变器的激励脉冲之间彼此相差 1200,以便获得三相平衡
（ 基波 ） 的输出 。 输出通常采用 ㄚ 以便消除输出电压中的三倍数谐波
（ 3,6,9,）,通常三相逆变电路采用三相桥式电路,三相桥式电路如图所示 。 每个桥臂 （ Red leg,Yellow leg,Blue leg） 相互延迟 1200。
当 G点和 N点不连接时,180O导电型工作过程，负载为阻性。
6个功率管的驱动信号如图 6-20所示，其导通顺序为 5,6、
1； 6,1,2； 1,2,3； 2,3,4； 3,4,5； 4,5,6； 5、
6,1…,；每组管子导通 60度。 6个状态的等效电路如图
6-21所示。
S1
b
ω t
ω t
π 2 π
ω t
π 2 π
ω t
ω t
ω t
S2 b
S3 b
S4 b
S5 b
S6 b
图 6-20 6个开关的驱动信号（ 1800导电类型）
图 6-21 全桥逆变器开关不同组合时的等效电路图
可以求出 6个状态时三相输出电压,
由上式画出三相输出相电压波形，如图所示，可见波形每个周期由六个阶梯组成，因此又称为六阶梯波。我们称,,为逆变器相电压；,,为逆变器线电压。 120o导电型模式时，每个开关元件导通 120o,S1～ S6依次间隔 60o导通，逆变器中任一时刻只有两管导通，工作安全可靠，不会发生同一桥臂直通现象，其导通时序按进行，其输出波形读者可以自己分析。
返回
§ 6.3脉冲宽度调制（ PWM）
方波逆变器可以方便地调整输出电压的频率，但输出电压的幅度在逆变环节中无法调节，通常需要增加调压环节完成调压功能，但这种方法使系统复杂，且输出电压谐波大。
从傅立叶分析可知，如果把方波逆变器输出的方波用个小方波取代（如图 6-24所示），就可以通过控制小方波的宽度控制逆变器输出基波的幅度。由于小方波的频率是逆变器输出基波频率的 N倍，因此逆变器输出的最低次谐波频率升高，即可以通过增加 N的办法减小最低次谐波幅度。
同时由于 LC低通滤波器的截止频率升高，因此体积也减小。
1964年，德国学者 A,Schonung 和 H,Stemmler 率先提出了脉宽调制（ PWM,Pulse Width Modulation）的思想，
把通讯技术中的调制技术应用于交流传动中，开创了 DC-
AC技术研究的新领域。一般说来,PWM信号输出端加适当的滤波器可以恢复出原调制波信号。
方波基波方波基波图 6-24方波逆变器输出的方波用 N个小方波取代改变小方波脉冲宽度调节输出基波幅度
PWM逆变器从根本上解决了方波逆变器存在的问题。
近几十年来，该技术一直是电力电子的研究热点，
并在工业应用领域产生了极大的经济效益。在技术实现上，从模拟电路发展到全数字化方案；在调制原理上提出了自然采样法、规则采样法、等面积算法、消除有限次谐波的优化调制方法等等。
为了适应交流异步电机变频调速的应用，提出了电压正弦波调制、磁通正弦波调制和电流正弦波调制算法。为了获得优良的输出波形，提出了消除有限次谐波的算法、效率最优的和转矩脉动最小的 PWM算法。为了消除音频噪声、消除低次谐波以及提高系统稳定性，又提出了各种随机 PWM技术。
到目前为止，对这一技术仍不断有新方案提出，
充分体现出其强大的生命力。
1,PWM波形生成原理在采样控制理论中，有一个重要结论：冲量相等而形状不同的脉冲，加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量，即是指窄脉冲的面积。这里所说的效果相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果将其输出波形用傅氏变换分析，其中低频特性基本相同，仅在高频段略有差异。
例如，图 6-25中所示的三个面积相等但形状不同的窄脉冲，当他们分别加在惯性上环节上时，
输出基本相同，并且，脉冲宽度越窄，其输出的差异越小。当脉冲变为图 6-25(d)中的单位脉冲函数时，环节的响应即为该环节脉冲过度函数。
0 t
f(t)
0 t
f(t)
0 t
f(t)
0
f(t)
t
a b c d
图 6-25 形状不同而冲量相同的各种脉冲基于上述理论，下面再来分析一下如何用一系列幅度相等、宽度不等的脉冲序列代替一个正弦波。
将图 6-26(a)中所示的正弦波（半个周期）分成 N等份，可以把正弦波（半个周期）看成由 N个脉冲组成。这些脉冲宽度相等，幅值不等，脉冲顶部不是水平直线，而是按正弦规律变化的曲线。我们将这些脉冲以一组幅度相等、宽度不等的脉冲代替，使脉冲的中点和相对应的正弦等分的中点重合,且使脉冲面积和相应的正弦部份面积（冲量）相等，我们就得到如图 6-26(b)所示的一组脉冲,把它们重画在一起，如图 6-27所示，这就是 SPWM波形。
6-26 幅度相等、宽度不等的脉冲序列代替一个正弦波示意图
把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的 PWM波形。图 6-27为所希望的波形和所期望的 SPWM波的关系。
P WM 波希望的正弦波波希望的正弦波图 6-27所希望的波形和所期望的 SPWM波的关系
通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，在交点时刻就可以得到宽度正比于调制信号波幅度的脉冲。图 6-28为调制波、载波和 SPWM波的关系图形。
采用 SPWM技术时可以对 DC-AC逆变器的输出幅度和频率进行独立控制。
需要说明的是,PWM和 SPWM这两个术语，实质上是没有区别的，有时为了强调正弦波调制，用 SPWM
表示，经常混用这两个术语。 SVPWM是从电机控制角度出发，指电机磁通正弦脉冲宽度调制。
载波调制波 载波调制波
6-28 调制波、载波和 SPWM波的关系
6-29 SPWM技术对 DC-AC逆变器输出幅度和频率独立控制示意图
2 PWM的调制方式与相关术语
1) 单极性（ Unipolar） PWM调制与双极性 (Bipolar)PWM调制
载波（三角波）在调制波半个周期内只在一个方向变化，所得到的 PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性 PWM控制方式。 单极性 PWM控制方式如图 6-28所示，它说明了 SPWM技术对 DC-
AC逆变器输出幅度和频率独立控制。单极性调制中，逆变器同一桥臂的上部功率开关管和下部功率开关管在调制波（输出电压基波）的半周期内仅有一个功率开关管多次开通和关断。
和单极性 PWM控制方式不同的是双极性 PWM控制方式。在双极性控制方式中，载波（三角波）在调制波半个周期内是在正负两个方向变化，所得到的 PWM波形也正负两个在方向变化，图 6-29为双极性 PWM调制。在双极性 PWM调制方式中，同一桥臂上下两个功率开关的驱动信号是互补的信号，但实际上为了防止同一桥臂上下两个功率开关直通而造成短路，在两个信号中间加入死区，死区时间大小主要由功率开关器件的关断时间决定，死区时间将会给输出的 SPWM波形带来影响，使其偏离正弦波。
这两种方式的差别仅仅在于正弦波与三角波比较的方法。一般说来，单极性 PWM调制方案产生的谐波较小，但是难于实现，在本书中只讨论双极性 PWM调制方法。
载波比 —— 载波频率 fc与调制信号频率
fr 之比根据载波和信号波是否同步及载波比 p的变化情况,PWM调制方式分为 异步调制 和 同步调制 。
在异步调制方式中，调制信号 fr频率变化时，保持载波信号 fc频率固定不变，因而载波比是变化的。这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲的相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时半周期内前后
1/4周期的脉冲也不对称。
当调制信号频率较低时，载波比 p较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制频率增高时，载波比 p就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就增大，输出波形与和正弦波之间的差异变大。因此，在采用异步调制方式示，希望尽量提高载波频率，以便在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。
载波比 p等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在同步调制方式中，调制信号频率变化时，载波比 p不变，即调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。在三相
SPWM逆变电路中，通常公用一个三角波载波信号且取载波比为 3的整数倍,以使三相输出波形严格对称，同时，为了使一相的波形正负半周镜向对称,p应取为奇数。
当逆变电路输出频率很低时，因为在半个周期内输出脉冲的数目是固定的，所以由 PWM调制而产生的附近的谐波频率也相应降低，这种频率较低的谐波通常不易滤除，如果负载为电动机，就会产生较大的转矩脉动和噪声，给电动机正常工作带来不利影响；作为正弦电源，滤波器的设计非常困难。
为了克服上述缺点，通常都采用分段同步调制的方法，即把逆变电路的输出频率划分为若干个频段，每个频段内都保持载波比为恒定，不同频段的载波比不同。在输出频率的高频段采用较低的载波比，以使载波频率不致过高，在功率开关器件所允许的范围内，在输出频率的低频段采用较高的载波比，以使载波频率不至过低而对负载产生不利影响。
3)调制度（ Modulation Index）
调制度（ Modulation Index ）定义：
如果 MI高，正弦波输出幅度也高,反之亦然。
即有以下线性关系：
V1是逆变器输出电压的基波幅度； Vin为输入直流电压的幅值。
3,SPWM生成方法
1）自然采样法 (Natural sampling)
按照 SPWM控制的基本理论，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率器件的通断，这种生成 SPWM波形的方法称为 自然采样法 。
正弦波在不同的相位角时其值不同，因而与三角波相交所得的脉冲宽度也不同。另外，当正弦波频率变化或者幅值变化时，各脉冲的宽度也相应变化，要准确生成 SPWM波形，就应准确地计算出正弦波和三角波的交点。
正弦调制波为
式中,MI为调制度 (即调制波幅值与载波幅值之比 ).
从图 6-30可以看出，在三角波载波的一个周期内，其下降段和上升段各与正弦调制波有一个交点，使正弦调制波上升段的过零点和三角波下降段过零点重合并把该时刻作为零时刻。同时，把该点所在的三角波周期作为正弦调制波周期内的第一个三角波周期，则第 n个周期的三角波方程可以表示如下：
cT
am
At
Bt
Δ M
I
s in ω
r
t
t
u
u
t
δ
k
t
A
t
B
6-30 自然采样法
这样，正弦调制波和第 n个周期的三角波的交点时刻和可分别由下式求得
在给定 和 后，求解上面两式即可求得和，脉冲宽度 δ k可由下式求出：
tA和 tB均是未知数，求解这两个超越方程式非常困难的，
这是由于正弦调制波和三角波的交点的任意性造成的。由于求解时需要花费较多的计算时间，难以在实时控制中在线计算，因而自然采样法在实际工程应用不多。
2）规则采样法 (Regular sampling)
规则采样法有不对称规则采样法
（ Asymmetric regular sampling）和对称规则采样法 (Symmetric regular
sampling)两种。规则采样法的脉冲宽度关系如图 6-31所示，在对称规则采样法中 ；而不对称规则采样法中 。
调制波载波调制波载波图 6-31规则采样法脉冲宽度关系
设载波周期为,,
的分界点为某个三角波的负峰值点。将图 6-31中第个脉冲单独画出来，如图 6-32所示。按冲量相等而形状不同的在脉冲加在具有惯性环节上时其效果基本相同的原理计算第个 PWM
脉冲的开通角和关断角，示意图如图 6-33所示。
图 6-32 第 k个 PWM脉冲
6-33 按冲量相等原理计算双极性第 k个 PWM脉冲开通和关断角
由图 6-32可得：
结合图 6-32和图 6-33计算出 PWM脉冲前半个的平均电压：
同样可以计算出 PWM脉冲后半个周期的平均电压：
现在计算第个脉冲对应的调制波的面积
由于 非常小时，有,因此可以改写为：
同理：
带入,有
即
同样可得：
由 和 可得：
由 和 可得：
因此：
第 k个 PWM脉冲的上升沿开通角为,；
第 k个 PWM脉冲的下降沿关断角为,；
以上等式对于不对称调制（ Asymmetric
modulation）成立。
对于对称调制（ Symmetric modulation）有
PWM脉冲整个周期的平均电压：
第 k个 PWM脉冲的伏秒积：
与第 k个 PWM脉冲对应的正弦波伏秒积：
冲量相等,所以
因此对于对称调制（ Symmetric modulation）有：
第个 PWM脉冲的上升沿开通角为,第个 PWM脉冲的下降沿关断角为 。
我们可以直接利用图 6-34写出对称和不对称规则采样法的以及计算公式。
对于对称规则采样法，以三角波负半周角平分线与正弦波交点作为采样点，过此点作平行线，该平行线与三角波在 内有两个交点，此两个交点即脉冲的开通时刻和关断时刻。
对于不对称规则采样法，把 四等份，等份线与正弦波在内有三个交点，除去等份线与正弦波交点，剩余两个交点，此两个交点作为采样点，过这两点作平行线与三角波在内有四个交点，取采样点最近的两个交点作为脉冲的开通时刻和关断时刻。
Δ
M
I
sin ω t
δ
k
δ
k
δ
1k
δ
2k
α
k
δ
0
δ
0
δ
0
δ
0
2
dc
V
2
dc
V
- 1
1
Sa m pl e poi nt
ω t
ω t
As y m m e t ri c
sam pl i ng
不对称采样
S y m m e t ri c
sam pl i ng
对称采样图 6-34 对称和不对称规则采样法
对于三相桥式逆变电路，应该形成三相
SPWM波形。三相正弦调制波互差 120o相位，
设在同一三角波周期内三相的脉冲宽度分别为,,,由于在同一时刻三相正弦调制波电压之和为零：
左边负脉冲宽度：
右边负脉冲宽度：
利用上述公式可以简化生成三相 SPWM波形时的计算。
在调制波（正弦波）一个周期内，假定 PWM
波为奇函数，那么第 k个 PWM脉冲所包含的谐波可以计算出来：
显然这个等式再无法有效简化,PWM波形的傅立叶系数是一个周期内 p个脉冲的和：
图 6-35 是规则采样法的频谱图，观察图 6-35频谱图可以得到：
基波幅度大小与调制度 (depth of modulation) or
（ modulation index）成正比：。
谐波频率的主要分量以簇（ clusters）的形式出现：；,式中 是调制波（正弦）的频率，
为载波频率的数倍，在主要谐波频率附近存在边带
（ side-bands）。
谐波幅度随着调制度变化而变化，其相互关系不清楚。
当调制比（载波比）较小时（ p<10），在主要谐波频率附近存在边带重叠。
调制度基波幅值调制度基波幅值
6-35 SPWM 频谱图
对于三相逆变器，如果选择为 奇数并且为三的倍数 （例如 3,9,15,21,27… ），线电压的形状与正弦波更为接近；在相电压的谐波中不存在偶次谐波，如图 6-36所示。
幅值基波谐波次数幅值基波谐波次数图 6-36 三相逆变器相电压（ A）和线电压（ B）谐波比较
线电压谐波中没有 2p-1次以下谐波以及载波频率整数倍次谐波（图 6-35B）,线电压的频谱比较干净，这就意味着线电压的 THD
较小，线电压波形更接近正弦。
尽可能的取较大的 p。这是因为较大的 p时，
谐波频率较高：，为调制波频率。尽管电压波形的 THD随着 p的增加没有大的改善，
但由于负载的滤波效应，电流波形的 THD改善明显。
3） SPWM波形等面积动态递推算法
把一个正弦半波分为 N等份，然后每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合，这样，由 N个等幅而不等宽的矩形脉冲所构成的波形就与正弦半波等效，正弦波的负半周也可用同样方法来等效。显然这一系列脉冲波形的宽度或开关时刻可以严格地用数学方法计算得到。
将正弦信号的正半周分为 N等份（ N
为三的倍数），则每份为 弧度，
脉冲高度为 Vdc/2，调制波（正弦波）
电压幅值为 V1m,设第 K个脉冲宽度为,则第 K份正弦波面积与对应的第 K个 SPWM脉冲面积相等，在双极式等面积算法中，逆变器主电路中每个桥臂的两个开关器件交替通断，处于互补工作方式，如图 6-37
所示，将正弦信号半周期分为 N等份，
其第 K等份面积与所对应的 SPWM脉冲面积相等：
又：
0
U
U
t
t
(v)
(v)
K
N
1?
on(K) of f (K)
0
K
'
K
K
N
图 6-37双极式 SPWM等面积算法
解得
则第 K个脉冲开关角为,
在分段同步调制中，每个频段载波比 N（每半周的等份数）为恒定值，不同频段 N不同。当 N确定后，
只要先将 的余弦值算好，在单片机中建立一个余弦表格（对应一个频段），每个数值都有一个对应的数据指针指向余弦表格，那么：
式中：
表示数据指针指向余弦表格的第 K个数值；
表示数据指针指向余弦表格的第 K+1个数值；
显然通过单片机将余弦运算转换为减法运算，并且只存储 N个余弦值（对应一个频段）。
在三相桥式 SPWM逆变电路中，负载星型连接,N点和 G点同电位（图 6-19），各相输出电压波形完全相同，只是在相位上互差 120o，设 R相和 Y相的基波电压分别为：
则：
显然当时，输出线电压（基波）最大幅值为,
即直流电压的利用率仅为 0.866。为了获得较高的电压幅值，必须使用其它调制办法。
为了提高电源利用率，在 MI接近
1时采用过调制方法。过调制一般有两种办法，其一是在调制波半个周期内，只 在 和内进行调制，中间范围内为一个方波，如图 6-39所示，也可以用梯形波作为载波，只在 和内进行调制。其二是在正弦调制波中叠加三次谐波。
叠加后的调制波为马鞍形。
这两种方法提高了直流电源利用率，但也使谐波提高。
u
1m
si nw t
图 6-39 过调制方法之一其他调制方法还有谐波消取法、最佳 SPWM法（使某一指标最小的 PWM算法）、电流滞环法等。总之各种调制方法都是为了消除低次谐波，提高电压利用率，同时要尽量减小计算工作量。
u
uUN’
O? t
O
O
O
O
Ud
2
-Ud
2
uVN’
uWN’
uUV
uUN
t
t
t
t
O? t
urU urV urWuc
Ud
23Ud2
3,交流滤波器设计
在大多数逆变器中，为了使逆变器输出电压正弦化，必须设臵滤波器。滤波器的任务就是使单次谐波和总谐波含量降低到指标允许的范围内。滤波器种类很多,常用的有 LC滤波（常 K型两元件滤波器）和 m型三元件 Γ
型滤波器。
1) 常 K型两元件 Γ 型滤波器
Γ 型四端网络如图 6-40所示，
设串联臂阻抗为 Z1，并联臂阻抗为 Z2，可写出：
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,26 -A ug - 2 00 1 S he e t o f
F i l e,F,\李宏电路图 \ M y D e s ign 2.d db D r a w n B y:
Zs
Z1
Z2 ZL
~
E
I I 2?
U
1
U 2
图 6-40 Γ型四端网络
输入阻抗为：
输出阻抗为：
对于任意的四端网络，如果其输入阻抗等于信号源阻抗，
输出阻抗等于负载阻抗，则四端网络的输入和输出均处于匹配状态，即四端网络工作在最佳状态。
四端网络的输入特性阻抗和输出特性阻抗
根据四端网络的基本理论，如果网络是对称的，其特性阻抗,在此情况下，定义传输常数为四端网络输入端电压和输出端电压之比的自然对数，即,也可以为,也可写成
由于四端网络中各元件均为复阻抗，电压和电流亦为复数，
所以可以写成
式中,b为四端网络固有衰耗,a为四端网络固有移相常数，
显然,b=0，则滤波器只起移相作用； b不等于零，滤波器表现为滤波。
由于,所以：
由上式可见，传输常数由网络的结构和各元件阻抗决定，
所以称为四端网络的固有传输常数。
设 x,y为实数，复数,令,则称为指数函数。
复变量的余弦函数和正弦函数分别定义为
复变量的双曲正弦、双曲余弦分别定义为
g写成指数形式：
用双曲线函数表示
由于滤波器它能够无损耗或以很小的损耗通过某以频带的电功率，而对这一频带以外的电功率则表现为很大的损耗，滤波器具有一个通频带的条件称为传通条件。由于,所以如果滤波器具有一个无损耗或以很小的损耗的通频带，
其值 b必为零：
因为,因此传通条件可表示为：
这是一个重要的关系式，阻抗 Z1,Z2必须满足此关系式,Γ 型四端网络才具有滤波器的功能。
由 Γ 型滤波器传通条件,Z1,Z2必须反号，即一个为感抗，另一个必须为容抗，对于低通滤波器：
显然，两者乘积为常数，一旦 Z1和 Z2确定，常数 K
也就确定下来。故称这种滤波器为常 K型 Γ 型滤波器。
Γ 型低通滤波器传通条件可改写为
则当频率在 区间时,Γ 型低通滤波器的衰减为零，当频率大于 fc时，滤波器开始有损耗。
滤波器在阻带（通带以外）的电功率则表现为很大的损耗：
当,则,因此：
可以用此式来计算通带的移相角。
当,则,,因此：
由于 b为四端网络固有衰耗，因此用此式计算阻带的衰耗。
为了确定滤波元件 L和 C,首先确定 fc。理论计算的最低次谐波是在理想条件下取得的，由于功率半导体器件动态压降和饱和压降的不一致以及其它各种非线性因数的影响，
使得实际产品中可能具有甚高的二次、三次谐波电压，所以一般选为基波频率的 2倍。
其次选定滤波器的标称阻抗 R。从前面叙述中，我们知道，
四端网络在最佳工作状态时的输入阻抗和输出阻抗为：
显然 Zc1,Zc2为 的函数，当负载所需的功率和电压为已知时,RL就是一个已知量
2） m型三元件 Γ 型滤波器
图 6-42示出了两种滤波器的输入特性阻抗关系。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,2 5 -N o v - 2 0 0 1 S h e e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ M y D e s ig n 2,d d b D r a w n B y,
Z1
Z2
I I 2
U
2
Z 1 m
Z 2 m
I I 2
U
2
Z c1 Z c m 1
图 6-42 滤波器的输入特性阻抗
为了确定 m型滤波器的组成和特性，从滤波器特性阻抗入手，设 K型 Γ 型滤波器的特性阻抗为 Zc1,m型滤波器的特性阻抗为 Zcm1，且,则有：
设,
解得
可见，若,则 Z2m将变成两个元件串联。
图 6-43 m型滤波器电路图
m型三元件 Γ型滤波器的阻带损耗为：
当 时，,即阻带无穷大。
则阻带损耗的峰值频率 可有下式求出：
在工程设计中，一般取 由于 m型滤波器中的并臂是由一个电容与一个电感组成，在其谐振频率即阻带损耗的峰值频率,此时并臂阻抗为零，因而其在
[fc,]衰减为无穷大，使得损耗曲线陡度显著增加，故滤波器输出的低次谐波大大减少，这是 m型滤波器优于常 K型滤波器的主要方面。
练习题
1 半桥逆变器的负载为，电源电压为 320V,求流过电感的平均直流电流，画出负载的电压和电流波形。
2 介绍单极性（ Unipolar） PWM调制与双极性
(Bipolar)PWM调制的区别。
3介绍调制比、同步调制和异步调制的概念。
4 调制度（ Modulation Index）定义
5 全桥逆变器输入直流电压 200V，输出频率,负载,
1）画出负载电压和电流波形；
2）画出输入直流电源电压、电流波形；
6．题 6图中两种电路能否工作？为什么？
7 比较图两种电路的特点签名 日期底图总号旧底图总号标题编号标记 处数 更改单号 签名 日期日 期签 名设 计校 对审 核标准化检查批 准阶 段 标 记 重 量 比 例共 张
( b )( a )
( a ) ( b )
签名 日期底图总号旧底图总号标题编号标记 处数 更改单号 签名 日期日 期签 名设 计校 对审 核标准化检查批 准阶 段 标 记 重 量 比 例共 张
( a ) ( b )
D?
D I O D E
题 6
题 7
8 对于题 8图所示电路，测得波形如右图，分析波形出现尖峰的原因，说明减小其电压尖峰的原因。
9 图 6-10（ a）中，负载为纯电阻负载，请问二极管是否参与工作？画出的电压波形，并标出导通和关断区间。
题 8
10 对于图 6-18的三相桥式逆变电路，画出 120度工作模式、纯电阻平衡负载时相电压波形。
11 分析图 6-18的三相桥式逆变电路,180度工作模式、纯电阻平衡时输出相电压的谐波。
12 为什么说方波逆变器纯感性负载时，如果 Q1和
Q4（ Q2和 Q3）导通时间超过 TS/4，输出电压不再受 Q1或 Q2导通时间变化的影响？
13 说明谐波因子 与逆变器输出品质关系。
14 为什么考虑逆变器最低次谐波（与基波频率最接近的谐波）？
15题图 15 说明 LC滤波和题图滤波的主要差异。
15题图返回第 7章 AC-AC变换技术
§ 7.1 交流控制器
§ 7.2 周波变换器返回
AC-AC 变换常用的有两大类，直接变换（ direct
conversion）和间接变换 (indirect conversion )。
所谓直接变换就是输入交流通过开关器件与输出连接，通过开关器件的通断控制，得到同频率或不同频率的输出交流电源。不改变输出频率的直接变换器称之为交流控制器；
改变输出频率的直接变换器称之为周波变换器
（ cycloconverter），周波变换器的输出频率远低于输入频率，一般取输入交流频率的 1/n,n一般取整数。通常应用于大功率（大于 100Kw）工业设备。
间接变换器通过中间环节，即 AC-DC-AC，即要进行 AC-DC
变换和 DC-AC变换。开关器件一般采用可关断器件如
POWEMOSFET和 IGBT等。其输出频率可以大于或小于输入频率，最小频率可接近于零，最大频率只受开关器件工作频率限制。这种变换器又称逆变器，通常在中等功率范围内应用，其工作原理在 DC-AC变换中已有讲述。
§ 7.1 交流控制器
交流信号的三要素即频率、幅度和相位，交流控制器不改变输出频率，只改变交流的幅度。
改变交流输出的幅度，有三种方法可以实现：
1）周期性开通和关断输入电源；通过控制通断时间调节输出的平均幅度。
2）如第二章所述的控制晶闸管的延迟角，从而控制输出平均幅度。
3）输入电源采用高频开关，调节输入电源的脉冲宽度控制输出幅度。
1 开关控制（ ON-OFF CONTROL）
单相开关控制电路入图 7-1所示，由于输入为交流电源，理想开关作为开关器件可以双向传递功率，
而电力半导体器件为单向导电器件，因此必须采用器件反并联才能实现双向通电。设导通 n个周期，
关断 m个周期，其输出电源周期为 n+m，定义占空比为 。
当用晶闸管作为开关时，在导通的 n个输入电源周期，电源的正半周，触发晶闸管 T1导通，负半周时，触发晶闸管 T2导通，在关断的 m个输入电源周期，两个晶闸管均无触发信号。输出电源的功率周期为 m+n个输入电源周期。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 4 - D e c - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,C,\ P r o g r a m F i l e s \ D e s i g n E x p l o r e r 9 9 S E \ E x a m p l e s \ d i 5,d d bD r a w n B y,
T1
T2
Z
Z
VS
VS
S
Vo
+
--
+
Vo
a 理想开关 b 晶闸管开关图 7-1 通断控制图 7-2 单相通断控制输出波形
从能量守恒角度出发，假设晶闸管为理想器件，
导通期间，输入电源流过负载 Z，在导通的 n个输入电源周期其输入能量与输出电压有效值在 n+m个输入电源周期内输出的能量相等：
电压传输比
输入电压有效值为 220V,D=0.6,n=6（即 m=4）时，
其输出波形如图 7-2所示。对输出波形进行谐波分析后可以看出，这种控制方法输出谐波较大。
2 延迟角控制
交流调压通常采用两个反并联晶闸管或双向晶闸管作为一相电流的通断开关，通过调节延迟角控制电压幅度，在灯光、温度等小容量控制中有着广泛的用途。单相交流调压电路图和图 7-1相同。
1)单相延迟角控制
负载为纯阻性负载时，其工作过程为，交流电压正半周时，
经过延迟角,在 时触发晶闸管 T1，在 时刻触发晶闸管 T2,T1,T2导通角为 。图 7-3示出其电压和电流输出波形。设输入电压 220V，负载电阻 10，延迟角 。
输出有效值
电压传输比：
图 7-4电压传输比与延迟角关系图，从图可以看出，增大延迟角，电压传输比减小，即输出电压有效值减小，也就是说可以通过调节延迟角调节输出电压，在延迟角为 1弧度到 2.5弧度内近似线性降低，其斜率绝对值较大，即改变一点延迟角就可以较大的改变电压传输比，改变输出电压。因此通常在 90度临近调节延迟角，输出变化反应大。
7-4电压传输比与延迟角关系
R-L负载,当电源电压过零时，负载电感产生的电动势使晶闸管继续导通，此时导通角,也就是说当输入电压过零时，
输出电流并不等于零。在 时刻触发晶闸管 T1导通，在 时刻，晶闸管 T1电流为零,T1自然关断,为熄灭角。电压平衡方程：
解得
输入电压为交流
220V，,,,,输出电压和电流如图 7-5所示。
7-5 延迟角控制的输出电压、电流图 (负载 )
L负载,当负载为电感负载（即电阻 R非常小）、延迟角时,电压平衡方程：
由,可以求出熄灭角：
晶闸管 T1在 时刻到通，此时输入正弦电压加在负载电感上，晶闸管电流从零开始上升，当输入电压小于零时，晶闸管电流开始减小，在 时刻，晶闸管电流下降到零时，晶闸管关断。
由于晶闸管导通角 小于熄灭角，因此即使在 时刻触发晶闸管 T2，由于 T1仍在导通，承受正向电压，即 T2
承受反向电压，因此晶闸管 T2不会导通，输出电流为单向脉动电流。
时输出电压有效值及电压传输比：
输入电压为交流 220V,50Hz，,L=0.005H，
输出电压和电流如图 7-6所示。
图 7-6 电感负载时输出电压和电流（ ）
延迟角大于 90度时，熄灭角为,即在 区间晶闸管 T1流过电流。在区间输出电流为零,时刻导通晶闸管 T2，其熄灭角为,即在 区间晶闸管 T2流过电流，如此重复。输入电压为交流 220V,50HZ，,L=0.005H，
输出电压和电流如图 7-7所示。
图 7-7 电感负载时输出电压和电流（ ）58
2） 三相延迟角控制
三相交流控制器一般用于交流电机控制，电路连接只是把三相电源的三个端子分别串入双向晶闸管或采用两个反并联晶闸管，负载一般采用星星连接。为了分析简单，只分析电阻负载，电路如图 7-8所示，负载连接公共点为，再次写出三相交流电源的相电压和线电压表达式：
显然，如果不考虑晶闸管导通压降，所有晶闸管的门及触发信号均保持触发，就相当于 6个二极管，输出电压和输入电压相同。输入三相电压、线电压波形如图 7-9所示。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,2 3 - D e c - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,E,\ M y D e s i g n - l i 5,D d b D r a w n B y,
T1
T4
T3
T6
T5
T2
R
R
R
A
B
C
a
b
c
图 7-8 负载为 Y连接的三相交流控制器图 7-9 三相相电压和线电压波形
晶闸管只有在承受正向阳极电压、门极触发信号有效时才能导通，关断采用自然关断，即当晶闸管电流小于维持电流时关断。因此 T1,T3,T5只能在相应电压（,,）正半周时才能导通，
T4,T6,T2只能在相应电压（,,）负半周时才能导通。
T1,T3,T5 要导通，其延迟角应分别为,,,T4,T6,T2的延迟角应分别为,,,
延迟角 。
延迟角不同，变换器工作状态相当不同。这里只分析延迟角 情况：
在电阻负载下，不考虑分布电感，电流换相在瞬时完成，同时只有两个晶闸管导通，一个是正向导通，一个是反向导通，这样才能把输入电压加到负载上去。只有满足导通条件的晶闸管
（ ）才能触发导通，导通顺序和换向如图 7-10所示。
0AKv?
T
1 T
2
T 2 T 3
T
3 T
4T 4
T
5
T 5 T 6
T
6 T
1
换相
T6 → T2
换相
T1 → T3
换相
T2 → T4
换相
T3 → T5
换相
T4 → T6
换相
T5 → T1
图 7-10 导通顺序和换向图
T1在延迟角等于 时导通,T5承受反压关断，输出电流沿着 流动，负载两相通电（ a,b），负载各相电压：
在 时刻,T2承受正向电压导通,T6承受反压关断，
输出电流沿着 流动，负载两相通电（ a,c），
负载各相电压：
同理
可以看出，对每一相电压，其正向电压输出延迟角都是相对于各相电压正向过零点延迟 角，其反向电压输出延迟角均为 。以 为例，在正半周期其导通角为,输出有两部分组成：
在负半周期输出和正周半周期波形相同符号相反，
时三相输出电压波形如图 7-11所示。
三相延迟角控制电路还有其它电路结构，如负载为三角形连接,deltal连接（又称为内三角连接）、三开关连接等，这三种连接可查阅相关文献。
图 7-11 三相输出电压波形
3 PWM控制
如前所述，相控电路的低次谐波较大，并且很难消除，为了改进相控电路的不足,PWM控制被提出。
交流 PWM控制的基本思路为，把交流电源用理想开关控制导通、关断，其输出为一系列等宽不等高的脉冲，其包络和输入电源相同。电源输出幅度可以通过控制脉冲宽度（开关频率不变）来改变，
也就是前述的占空比控制。理想电路如图 7-12所示，输出波形如图 7-13所示。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i tl e
N u m b e r R e v is i o nSi z e
B
D a t e,6 - J a n - 2 0 0 6 Sh e e t o f
Fi l e,E,\ M y D e s i g n,d d b D r a w n B y,
Zvi
s
vo
S1
G T R
S2
G T R
S1
G T R
S2
G T R
D1
D I O D E
D2
D I O D E
a b
图 7-12 PWM控制 图 7-13 PWM控制室的输出波形
输出电源每个周期用 2n个脉冲平分,n一般取 3的整数倍，占空比 d，则 i第个脉冲的中心点角度为,每个脉冲宽度为,因此第 i个脉冲起始角和中止角为 和,。
由于电力半导体全控开关都是单向导电，并且都反并联有二极管，简单的反并联无法满足要求，
实际应用中理想开关必须用电力半导体开关构成双向开关，以 GTR为例，连接形式如图 7-14所示。
图 7-14a为串联连接，图 7-14b为二极管组合连接，
因此运用可关断器件构成双向开关十分复杂，通常采用门极可关断 GTO反并联构成双向开关。
a b c
图 7-14 电力半导体开关构成双向开关设输入电压为,输出电压基波有效值由下式计算：
对图 7-13进行谐波分析可以发现，最低次谐波较电源输入频率高出很多（倍），因此虑除较为容易。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nSi z e
B
D a t e,8 - J a n - 2 0 0 6 Sh e e t o f
Fi l e,E,\ \ M y D e s i g n,d d b D r a w n B y,
S1
G T R
S2
G T R
S1
G T R
S2
G T R
D1
D I O D E
D2
D I O D E
a b
D2
D I O D E
D4
D I O D E
D3
D I O D E
D1
D I O D E
D?
G T R
c
返回
§ 7.2 周波变换器
将频率和幅值固定的市电直接变换为频率和幅值可变的交流电称为周波变换器
（ cycloconverter），一般应用于大功率
（至少大于 100Kw）、低频的应用场合。采用晶闸管作为开关元件，晶闸管自然换相，
变换器输出频率一般远远低于输入电源频率。典型应用最大输出频率为输入频率的
1/3，其特点是无中间环节，变换效率高，
容易实现可逆运行，频率和幅值可控。
1 单相周波变换器
单相 -单相四象限周波变换器如图 7-15所示。设输出频率为输入电源频率的 1/3，在输出电压 VO的正半周期
（ ），晶闸管 T1,T3 在延迟角,时刻导通，晶闸管 T2,T4在延迟角 时刻导通，晶闸管 T1’、
T3’,T2’,T4’总是关断的。
在输出电压负半周期，晶闸管 T1’,T3’在延迟角 时刻导通，晶闸管 T2’,T4’ 在延迟角 时刻导通，晶闸管
T1,T3,T2,T4’是关断的。
所有晶闸管都是自然换相，其输出波形如图 7-16所示。显然改变 角就可以改变输出电压的基波幅度。图 7-16采用固定 调制，谐波较大，如果让中间的波无延迟角导通，
则输出电压谐波要小得多。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,6 - M a r- 2 0 0 8 S h e e t o f
F i l e,E,\ d m l d? \ M y D e s i g n,d d b D r a w n B y,
T1
T4
T2
T3
T 1 '
T 4 '
T 2 '
T 3 '
~
L
Vo
图 7-15 单相 -单相四象限周波变换器图 7-16单相 -单相四象限周波变换器输出电压（ ）
2 三相周波变换器
三相 -三相半波周波变换器如图 7-17所示，共六组，
每组三个晶闸管，共使用了 18个晶闸管，负载为星星连接，一般用于大功率变换中,整流器触发角采用正弦调制获得，通过控制策略可以改变输出电压的频率和基波幅度。
三相 -三相半波周波变换器 18个晶闸管可分为正组整流器（ *1,*3,*5）和负组整流器（ *4,*6、
*2），每个正组有三个晶闸管（ T1,T3,T5），
每个负组也有三个晶闸管（ T4,T6,T2）。 *1、
*4构成 a相组,*3,*6构成 b相组,*5,*2构成 c相组。相组之间每次只有一正组晶闸管一个负组晶闸管导通。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,7 - J a n - 2 0 0 6 S h e e t o f
F i l e,E,\ \ M y D e s i g n - l i 5,D d b D r a w n B y,
A
B
b
z
z
z
L
L
L
O
T1T3T5
*1
+
a
-
*4
T2T6T4
T1T3T5
*3
+
-
*6
T2T6T4
T1T3T5
*5
+
-
*2
T2T6T4
C
c
图 7-17 三相 -三相半波周波变换器
如果希望得到输出电压周期为 TO，则两个相组之间正组互差 （即周期 TO/3），负组互差 （即周期 TO/3 ）换流，不同相组正负组之间互差 （即周期 TO/6 ）换流。
组间换流顺续：,
三相 -三相半波周波变换器换流次序如图 7-18所示。
t
* 1
* 2
* 3
* 4
* 5
* 6* 6
T
0
T
0
/6 2T
0
/6 3T
0
/6 4T
0
/6 5T
0
/6
T
1
T
3
T
5
T
1
T
3
T
6
T
2
T
4
T
6
T
2
T
4
T
6
T
2
T
5
T
1
T
3
T
5
T
1
T
4
T
6
T
2
T
4
T
6
T
3
T
5
T
1
T
3
T
5
T
2
T
4
T
6
图 7-18三相 -三相半波周波变换器换流次序
图 7-18中每 TO/30的三相输出电压可写为：
显然三相输出电压互差 120度电角度。
如果把三相 -三相半波周波变换器每个晶闸管再反并联一个晶闸管，就形成了三相 -三相全桥（波）周波变换器，共需要 36个晶闸管，其输出电压谐波要比三相 -三相半波周波变换器小得多，其电路图如图 7-19所示。
这个电路相当于三个三相 -单相周波变换器，
其分析过程和前面分析方法基本相同，这里不再重复。有关周波变换器的其他内容可以参考相关技术文献。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,8 - J a n - 2 0 0 6 S h e e t o f
F i l e,E,\ \ M y D e s i g n - l i 5,D d b D r a w n B y,
T5T3T1
*1
*4
T2T6T4
T1 T3 T5
T2 T6 T4
L
T5T3T1
*3
*6
T2T6T4
T1 T3 T5
T2 T6 T4
L
T5T3T1
*5
*2
T2T6T4
T1 T3 T5
T2 T6 T4
L
a
c
b
A
B
C
A
B
C
A
B
C
A
B
C
A
B
C
A
B
C
图 7-19 全桥三相 -三相周波变换器电路图
练习题
1 开关控制（又称通断控制）常用于加热，输出电源的周期是多少？，通断控制的主要特点是什么？
2 电阻加热器（ R=10），采用开关控制，输入电压为
220V/50Hz，输出电源周期为 15秒，
若需要输出平均功率 2.4KW，计算开通时间。
若输出功率为最大功率的 10%，计算计算开通时间。
3 交流电源 220V采用开关控制（又称通断控制），若占空比为 0.5，输出电压周期为输入电压周期的 9倍，计算输出电压有效值和电压传输比。
4 如图 7-3所示的延迟角控制，设电压幅值（峰值）为
530V，阻型负载,R=20，延迟角为 30度。
画出输出电压波形；
计算输出电压有效值；
计算电压传输比。
5 为什么周波变换器的输出频率要比输入频率的低得多？
6 PWM控制方法中，比较图 7-14两种开关的特点，
并说明原因。
7 延迟角控制方法中，说明输出电压频率与输入电压频率关系，输出电压有效值与输入电压有效值关系。
8 利用图 7-14b构成 PWM控制器，画出输出电压波形（占空比为 0.5,PWM频率为输入频率的 12倍）。
9 说明周波变换器的主要应用场合。
10 AC-AC周波变换器功能可否用 DC-AC变换实现？
为什么？
返回第 8章 软开关的概念
8.1软开关的概念
8.2软开关技术的实现及其类型
8.3谐振电路
8.4准谐振和多谐振变换器
8.5软开关的 PWM技术
8.6 零电压 /电流转换 PWM变换器返回
8.1软开关的概念
传统 PWM变换器中的开关器件工作在硬开关状态，硬开关工作的四大缺陷妨碍了开关器件工作频率的提高,它存在如下问题：
1）开通和关断损耗大；
2）感性关断问题
3）容性开通问题；
4）二极管反向恢复问题 ；
为了提高变换器效率，减小变换器的重量体积，就必须解决上述的四个问题。
所谓软开关就是功率器件在零电压条件下导通（或关断），在零电流条件下关断
（或导通）。与硬开关相比，软开关的功率器件在零电压、零电流条件下工作，功率器件开关损耗大大减小。
与此同时,du/dt和 di/dt大为下降，提高了变换器的可靠性，由于软开关开关损耗很小，与硬开关相比，它可以工作于较高的工作频率，因此减小变换器的体积和重量，同时提高变换器的变换效率。
软开关的开通有以下几种方法
1） 零电流开通：在开关管开通时,
使其电流保持在零,或者限制电流的上升率,从而减小电流与电压的交叠区 。 从图 8-2（ a） 可以看出,
由于电流下降时间的提前,大大减少了电压与电流的重叠区间,因而开通损耗大大减小 。
2） 零电压开通：在开关管开通前,
便其电压下降到零 。 从图 8-2（ b）
可以看出,开通损耗基本减小到零 。
3） 同时做到零电流开通和零电压开通,在这种情况下,开通损耗为零 。
这种情况最为理想 。
图 8-2 零电流开通和关断
软开关的关断几种方法
1） 零电流关断：在开关管关断前,使其电流减小到零 。
2） 零电压关断：在开关管关断时,使其电压保持在零,或者限制电压的上升率,从而减小电流与电压的交叠区 。
3）同时做到零电流关断和零电压关断，在这种情况下，关断损耗为零。
返回
8.2软开关技术的实现及其类型
从谐振角度看，所谓谐振变换器或逆变器至少包含有一个谐振回路，谐振回路至少包含一个电感和一个电容，谐振电路的阶数决定于所包含的独立的储能元件数目。
以谐振类型划分，软开关变换器有谐振型变换器、多谐振 /准谐振变换器、零开关
PWM变换器、零转换 PWM变换器等；从拓扑结构上看，有电流型软开关变换器、电压型软开关变换器。
1）谐振型变换器
利用谐振现象，使电子开关器件上电压或电流按正弦规律变化，以创造零电压开通或零电流关断的条件，以这种技术为主导的变换器称为谐振变换器。它又可以分为全谐振型变换器、准谐振变换器和多谐振变换器三种类型。
a） 全谐振型变换器：一般称之为谐振变换器
(Resonant converters)。 该类变换器实际上是负载谐振型变换器,按照谐振元件的谐振方式,分为串联谐振变换器 (Series resonant converters,
SRCs) 和 并 联 谐 振 变 换 器 (Parallel resonant
converters,PRCs)两类 。 在谐振变换器中,谐振元件一直谐振工作,参与谐振工作的全过程 。 该变换器与负载关系很大,对负载的变化很敏感,
一般采用频率调制方法 。
b）准谐振变换器 (Quasi-resonant converters,QRCs)；
它是最早出现的软开关电路。其特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。由于正向和反向 LC回路值不一样，即振荡频率不同，电流幅值不同，所以振荡不对称。一般正向正弦半波大于负向正弦半波，所以常称为准谐振。无论是串联 LC或并联 LC都会产生准谐振，利用准谐振现象，使电子开关器件上的电压或电流按正弦规律变化，从而创造了零电压或零电流的条件，以这种技术为主导的变换器称为准谐振变换器。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器 (Zero-current-switching Quasi-
resonant converters,ZCS-QRCs)和零电压开关准谐振变换器 (Zero-voltage-switching Quasi-resonant
converters,ZVS-QRCs)。
c）多谐振变换器 (Multi-resonant converters,
MRCs)：其特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。多谐振变换器的谐振回路、
参数可以超过两个、三个或更多，称为多谐振变换器。准谐振 /多谐振单元与主开关的关系如图 8-
3所示。
a零电压开关准谐振电路； b零电流开关准谐振电路； c零电压开关多谐振电路图 8-3 准谐振电路的基本开关单元
为保持输出电压不随输入电压变化而变化,不随负载变化而变化 （ 或基本不变 ）,谐振,准谐振和多谐振变换器主要靠调整开关频率,所以是调频系统 。 调频系统不如 PWM开关变换器那样容易控制,这是因为调频系统是依靠 L,C振荡使得电路产生谐振和准谐振的,功率器件所受的电压与电流的应力都要比相应的硬开关 PWM变换电路功率器件承受的压力大,并且该应力随电路的 Q值和负载变化而变化 。 调频系统是依靠改变开关频率来改变变换器的输出,开关频率大范围变化使得滤波器,变压器设计难以优化,干扰难以抑制,而且由于调频来调节输出,负载变化大时,相应的电压和电流调节范围比相应 PWM变换电路窄,超前一定范围后,变换电路不能达到零电压或零电流开关条件 。
2） 零开关 PWM变换器 (Zero-switching-PWM-converters)
分为零电压开关 PWM变换器 (Zero-voltage-switching PWM
converters,ZVS PWM)和零电流开关 PWM变换器 (Zero-
current-switching PWM converters,ZCS-PWM)。 该类变换器是在准谐振 /多谐振变换器的基础上,引入了辅助开关来控制谐振的开始时刻,使谐振仅发生于开关过程前后,
实现恒定频率控制,即实现 PWM控制 。 这样,变换器既有电压过零 （ 或电流过零 ） 控制的软开关特点,又有 PWM恒频调宽的特点 。 这时谐振网络中的电感是与主开关串联的 。
与准谐振 /多谐振变换器不同的是,谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短,一般为开关周期的 1/10~1/5，
电压和电流基本上是方波,只是上升沿和下降沿较缓,开关承受的电压明显降低；电路可以采用开关频率固定的
PWM控制方式 。
a）零电压开关 PWM电路的基本开关单元 b）零电流开关 PWM电路的基本开关单元图 8-4 零开关 PWM电路的基本开关单元
3）零转换 PWM变换器 (Zero-transition-converters)
零转换－ PWM变换器与零开关－ PWM变换器并无本质上的差别，也是软开关与 PWM的结合。采用辅助开关控制谐振的开始时刻，但谐振电路是与主开关并联的。它可分为零电压转换 PWM变换器 (Zero-voltage-transition PWM
converters,ZVT PWM converters)和零电流开关 PWM变换器 (Zero-current-transition PWM converters,ZVT PWM
converters)。这类变换器是软开关技术的又一个飞跃。
它的特点是变换器工作在 PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，
在其它时间则停止工作，这样辅助谐振电路的损耗很小。
其拓扑结构特点是谐振元件从能量交换主通道移开，电路在很宽的输入电压范围内和从零负载到满载都能工作在软开关状态。电路中无功功率的交换被削减到最小，这使得电路效率有了进一步提高。
返回
8.3谐振电路
1 串联谐振电路：
串联谐振槽路如图 8-6所示，其中是谐振电感 Lr，是谐振电容 Cr，谐振电感存在等效阻抗 R，其导纳为图 8-6 串联谐振电路定义串联谐振电路的品质因数为由于谐振时
1()Ys
R
,因此谐振时负载 R 上的电压等于电源电压,s? 是输入正弦电源的频率，谐振时 sr,
其中 1sV 为方波电压基波分量的幅值,dU 为方波电压的幅值，在这种情况下谐振槽路电流 Lri 与方波电压同相，因此可以利用电路的谐振特性来滤除谐波。
2 电压型串联谐振式逆变器
半桥电路如图 8-8所示，当电路工作频率大于谐振频率时，电压超前电流相位，回路负载特性呈现感性，设某一时刻，开关管 S1处于导通状态，负载中流过电流（如图 8-8中实现表示）
图 8-8 感性负载时的工作过程
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 1 -M a r - 2 0 0 8 S h e e t o f
F i l e,E,\ \ 1 5 k w f,d d b D r a w n B y,
L
4
2
1
6
3
5
7
S1
G1
G2
G N D L
C
C
R
B
G N D H
S2
D1
D2
当 S1关断时,由于电感的储能作用,将通过二极管 D2续流,如图 8-8
所示 。 由于 D2续流,IGBT（ S2） EC之间的电压仅为二极管正向导通压降,S1承受电源电压,死区时间结束后,开通 S2,D2承受反向电压而关断,如果能够正好在续流结束之前开通 S2,则实现了零电压开通,二极管 D2实现零电流关断 。
图 8-9 容性负载时的工作过程
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 1 - M a r - 2 0 0 8 S h e e t o f
F i l e,E,\ \ 1 5 k w f,d d b D r a w n B y,
L
4
2
1
6
3
5
7
S1
G1
G2
G N D L
C
C
R
B
G N D H
S2
D1
D2
当电路工作频率小于谐振频率时,电流超前电压相位,回路负载特性呈现容性,设某一时刻,开关管 S1处于导通状态,负载中流过电流
（ 图 8-9中用实线表示 ）,由于电流超前电压相位,因此在 S1仍导通时电流首先过零,之后电流通过二极管 D1反向流通 （ 图 8-9中用虚线表示 ）,如图 8-9中所示 。
二极管 D1导通后,S1实际上已不起作用,当 S1关断,S2导通时,D1将承受反向电压而强迫关断,关断过程中 D1将产生较大的反向恢复电流,
此恢复电流将通过 D1,S2使电源短路,从而危及 IGBT。 当 S2导通末期,
电流再次提前反向,D2续流,此时如果 S1导通,D2将承受反向电压而强迫关断,二极管 D2反向恢复电流和 S2使电源短路 。
通过上面分析可以看出,当电路工作于容性状态时,IGBT的交替导通,
由于二极管反向恢复电流较大,IGBT损耗较大,不适合频繁起动的工作场合,容易导致 IGBT的损坏 。 当电路工作于感性状态时,IGBT可以实现零电压导通,开关损耗取决于电流滞后的角度 。
因此,要让谐振回路工作于略感性负载的准谐振状态,保证电路的安全可靠工作 。
3 串联负载串联谐振 DC-DC变换器通常认为输出滤波电容 fC 足够 大，所以输出电压
o
V 等效为电压源，即
'BB
V 之间的电位为一个幅值为 oV 的 180
o
宽的交流电压。 根据 开关情况和电感电流方向,对于 8 - 1 0 a 半桥电路 有四种开关模态，如图 8 - 1 1 所示。 实际上 还 有一种模态 （零态）,就是 1Q 和 2Q 均不工作,
电 感电流为零，负载由滤波电容供电。
开关模态 3,对应于23,tt,此时 1Q 和 2Q 均不工作,所有的开关管和二极管都关断，
初始条件为 1( ) 0Lrit?,1( ) 2C r ov t V? 保持不变，负载电流由滤波电容提供。 在 3t 时刻,即
1
2
s
T
时 刻,开关 2Q 零电流 导通，开始了另外一个半个周期的工作，运行原理与上述类似。
2,当 12 r s rf f f 时，电流为连续工作方式
s
i
Lr
i
Cr
v
r
L
r
C
R
图 8 - 16 并联谐振电路
4 并联谐振电路
5 并联负载串联谐振 DC-DC变换器
6 E类变换器图 8 - 20 E 类逆变器的电路拓扑图 8 - 21 E 类逆变器 开关元件在三种工作状态下其两端电压的示意图返回
8.4准谐振和多谐振变换器
1 零电流开关准谐振变换器（ ZCS QRC）
2 多谐振开关 (MRS,Multi-resonant switch)变换器返回
8.5软开关的 PWM技术
由于准谐振 /多谐振变换器采用调频调制，变化的频率使变换器的磁性电路设计十分困难，为了便于控制和设计电路，希望在软开关变换器中，采用恒定频率控制，即 PWM控制，能实现 PWM的软开关变换器称之为零电压 PWM变换器（ ZVS-PWM）或者零电流变换器（ ZCS-PWM）。
其基本原理是在在准谐振型变换电路基础上加入一个辅助开关管来控制谐振元件的谐振过程，仅在需要开关状态转变时才启动谐振电路，
创造开关管的零压开通或零流关断条件，其余时间，谐振电路处于不工作状态。
谐振电感与主开关器件串联在电路中，开通时承受负载电流，因此，
变换电路可按恒定频率 PWM方式调控输出电压。既可以像 QRC电路一样通过谐振为主功率开关管创造零电压或零电流开关条件，又可以使电路像常规 PWM电路一样，通过恒频占空比调制来调节输出电压。
1零电流 PWM变换器（ ZCS-PWM ）
2 零电压 PWM变换器（ ZVS-PWM ）
返回
8.6 零电压 /电流转换 PWM变换器
这一类型的变换器的共同特点是
1、采用 PWM控制，开关频率恒定；
2、辅助开关只在主开关改变状态瞬间（关断 /开通）工作，
其余时间处于不工作状态，从而有效地减少电路损耗；
3、辅助电路与功率主回路并联，有效地降低了辅助回路自身的损耗；
4、辅助回路工作时，不会增加主开关管的电压 /电流应力，
主开关的电压电流应力很小，这点是 ZVT-PWM/ZCT-PWM与
ZVS-PWM/ZCS-PWM的根本的区别返回第 9章 变换器的交流小信号模型
9.1 平均值模型的物理意义
9.2线性化模型
9.3变换器的交流小信号模型
9.4 状态空间平均模型返回
9.1 平均值模型的物理意义控制器参考电压脉宽调制调节器反 馈连 接负载变换器驱动器控制器参考电压脉宽调制调节器反 馈连 接负载变换器驱动器图 9-1 包含了反馈控制系统的 buck变换器门 极驱动信号
（ a ）
真实波形
（包括纹波）
()vt
平均波形
（包括纹波）
()vt
（ b ）
门 极驱动信号
（ ）
真实波形
（包括纹波）
平均波形
（包括纹波）
（ ）
调制波频率及谐波开关频率及谐波 开关谐波频谱
()vt
调制波频率及谐波开关频率及谐波 开关谐波频谱图 9-3 BUCK输出电压波形的频谱
BUCK电路中的电感电流和电容电压波形的开关纹波通过平均技术 （ 大于一个开关周期内平均 ）
被消除,通过平均获得了电感和电容波形的低频部分,因此可以通过在大于一个开关周期中对变量进行平均来消除高频开关纹波,平均值随着每个周期而变化 。
图 9-2 门极驱动信号和变换器输出平均信号示意图
（ 9-2）
（ 9-3）
对图 9-1中电感电流和电容电压取平均值，即
（ 9-4）
同样也可以写出电容电压和电流的平均关系
（ 9-5）
平均的概念可以扩展到电路定律,即基尔霍夫电压和电流定律图 9-4 平均法示例图 9-5 全桥电路返回
9.2线性化模型实际非线性曲线线性化曲线工作点实际非线性曲线线性化曲线工作点图 9 - 6 二极管的小信号模型
a ）非线性的电流 b ）在工作点线性化 c ）线性化的小信号模型返回
9.3变换器的交流小信号模型
1 电感电压和电流的平均
2 电容电压和电流的平均
3 输入电流的平均
4 平均方法的一些讨论
5 摄动和线性化
6 构造小信号等效电路模型方程（ 9-56）描述了一个包含电感的回路，
该回路电压方程表示了包含电感在内的小信号模型，等效电路如图 9-15
7 交流小信号模型的传递函数返回
9.4 状态空间平均模型
Buck变换器有两个工作模式，如图 9-20所示。
状态空间平均法建立小信号模型步骤如下：
返回练习题返回第 10章 几种应用设计举例
§ 10.1 小灵通基站电源设计
§ 10.2 直流电机调速
§ 10.3 基于 DSP的直流电机弱磁调速示例
§ 10.4 高频弧焊电源设计返回
§ 10.1 小灵通基站电源设计
小灵通 (PHS) 的基站基本上由市电供电，需要电力部门、基站所在单位或市民配合，电力检修或电网故障会造成服务中断，给小灵通的正常运行造成极大的困难，阻碍了小灵通的发展，严重地损害了小灵通运营商的信誉和小灵通用户的利益。
通信电源典型的配电方式有市电和 UPS、市电和发电机，由于小灵通基站多，不可能为每一个基站配备 UPS或发电机，为了保证基站供电安全，若对基站供电采用采用远程直流供电，即市电工作正常时，利用市电供电，市电停电后，利用小灵通基站的空余线对进行直流远供，这种方式成本较低可靠性高，室外维护量小，可以保证小灵通的通讯需要。
1 技术指标
输入电压,41-57 Vdc；
输入电流,<5A；
转换效率 ≥ 85%；
输出电压,220Vdc± 20%；
输出电流,500mA；
电压调整率：整定值 ± 0.2%；
输出纹波电压峰 -峰值小于 200mV；
过载保护,输出功率 >120%额定功率时切断输出,
自恢复；
开路保护,输出电流 ≤ 50mA时自动关断,自恢复；
2 基于 UC3846的电源设计
DC/DC变换器主电路拓扑有正、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等。控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。
图 10-1示出了采用电流型 PWM控制器的全桥 DC-DC变换器的原理电路。控制电路包含两个反馈环节：峰值电流的内环反馈和输出电压的外环反馈，外环误差放大器 OP的输出作为内环的给定，由于峰值电流型变换器在占空比大于 0.5
时会出现不稳定现象，需要斜坡补偿，在峰值电流取样信号（电感电流取样信号）上按一定的补偿系数叠加振荡器产生的震荡信号。内环和外环共同作用根据输入电压和负载的变化情况调整占空比 D，保证输出电压 Vo的稳定。
选用全桥式 DC/DC变换器作为主电路，电流型 PWM控制芯片
UC3846作为该系统的控制单元。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,4- J a n- 20 01 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ M y D e s ign,d db D r a w n B y:
Q1
Q2
Q3
Q4
T
D1D2
C
L
V
i
功率级变换高频整流滤波
Rs
CO M P
参考电压
V
r ef
C1
OP
R1
W
R2
逻辑及分频电路驱动电路
A
B
A ' B ' C ' D '
A'
B'
C'
D'
V
o
电流型P W M 控制器
R3
R4
斜坡补偿信号振荡器
V
S
V
2
图 10-1 峰值电流型 PWM控制的全桥 DC-DC变换器的原理电路
1）控制电路设计
UC1846的内部结构方框图如图 10-2所示，它专门设计了一个电流测定放大器，增益为 3。误差放大器 E/A（管脚 5,6、
7）输出（ 7脚）经二极管和 0.5V偏压后送至比较器反向端，
比较器同相端为三倍后的电流测量信号。注意振荡器的锯齿波信号没有输入比较器，因此比较器后增设一个锁存器。
关断信号与 350mV电压比较后，也送到锁存器,锁存器由锯齿波作为复位时钟脉冲。另外，振荡器具有可变死区时间控制和外同步能力。电流限制 1端电平可由外电路限定，
由它影响误差放大器的电压输出值。基准电压精度达 1%，
振荡器频率可达 1MHz，因此脉宽调制器 A,B输出端的工作频率可达 500 KHz。
图 10-2 UC1846的内部结构方框图
电流测定放大器输出由内电路限定在 3.5V，
因此，电流取样的入最大电压值为 1.2，根据 1.2V数值可以选定电流测定环节参数。
当使用电阻测定电流时，阻值：
IPK即为电感电流的峰值。也可以用电流传感器测量电流，得到电压加在 3,4 端。如果电感电流有瞬态尖峰，则应加入小电容 —— 电阻进行滤波。
UC1846 的电流限制方式是它的突出优点之一，它限制尖峰电流的能力特别强，可以实现电流逐个脉冲比较，即对每个脉冲电流检测限定。
图 10-3示出电流测定、限制调整的工作原理。基准电压 经电阻 R1,R2到地，故
当 E/A误差放大器输出电压为 VP1+0.5时（ 0.5V为
Tr导通所需电压），晶体管将导通。因此，电流限制 1端的电压给定值即给定了 E/A的限幅值。此限幅值的 1/3，即应为电流测定电阻 Rs的电压值。
因此，使比较器翻转的阀值电压为 ； Rs的两端电压超过 VRS值时,UC1846 PWM比较器将输出锁闭，相应此时的电感峰值电流为：
图 10-3 电流测定、限定调整的工作原理
振荡器的频率：
RT的值从 1 k--500 k 。 CT的值不能小于
100P。增大 CT的值，增大锯齿波下降时间，
即死区增大。一般可选 =1000P，如果多片
UC1846 工作需要同步时，则只要在一个
UC1846 上装上 RT,CT元件，并把他的同步端连接到所有的 UC1846的同步端上即可。
使用时在 R2 两端并联电容 CS可起软启动控制的作用。
2）主电路设计
全桥电路对角的两个功率晶体管作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，中间有死区，在死区时间内，四个开关将均处与断开状态。
四个开关导通占空比值均相等。
根据设计指标,最大输入功率：
最小输入电压,41V，则最大输入脉冲电流：
3）变压器变比
变压器的原边电压：
为 POWER MOSFET 开通时的最大饱和压降；
VRL为导线压降。代入数值，
从左到右依次为,输出电压、整流二极管压降、
电感电压、线损电压降。因为输出电压为,
代入数值
变压器初级和次级的匝数比：
4） 输出滤波管的设计
主电路的工作频率为 100KHZ，输出整流快采用快恢复二极管，变压器次级电流最大值为
5）驱动电路设计
在功率变换装臵中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。
电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快
（脉冲的前沿和后沿），原、副边的绝缘强度高,dv/dt
共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在 50％，信号的最小宽度又受磁化电流所限。
光电隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，增加了电路的复杂性，随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。如 EXB840/841,EXB850/851、
M57959L/AL,M57962L/AL,HR065,HCPL316等等，它们均采用的是光电隔离。
IR2110是美国国际整流器公司（ International Rectifier Company）
于 1990年前后开发并投放市场至今独家生产的大功率 MOSFET专用驱动集成电路。
IR2110自举技术同时输出两路驱动信号,驱动逆变桥中高压侧与低压侧 MOSFET，它的内部为自举工作设计了悬浮电源，悬浮电源保证了
IR2110直接可用于母线电压为 -4—— +500V的系统中来驱动功率
MOSFET。同时器件本身允许驱动信号的电压上升率达 ± 50V/μs,芯片自身有整形功能，实现了不论其输入信号前后沿陡度如何，都可保证加到被驱动 MOSFET栅极上的驱动信号前后沿很陡，因而可极大地减少被驱动功率器件的开关时间，降低开关损耗。
IR2110的功耗很小，故可极大地减小应用它来驱动功率 MOS器件时栅极驱动电路的电源容量。从而可减小栅极驱动电路的体积和尺寸，当其工作电源电压为 15V时，其功耗仅为 1.6mW。
IR2110的合理设计，使其输入级电源与输出级电源可应用不同的电压值，因而保证了其输入与 CMOS或 TTL电平兼容，而输出具有较宽的驱动电压范围，它允许的工作电压范围为 5-20V。同时，允许逻辑地与工作地之间有 -5--+5V的电位差。
在 IR2110内部不但集成有独立的逻辑电源实现与用户脉冲匹配，而且还集成有滞后和下拉特性的施密特触发器作为输入级，保证当驱动电路电压不足时封锁驱动信号，防止被驱动功率 MOS器件退出饱和区、
进入放大区而损坏。可对输入的两个通道信号之间产生合适的延时，
保证加到被驱动的同桥臂上的两个功率 MOS 器件的驱动信号之间有一互锁时间间隔，防止了被驱动的逆变桥中两个功率 MOS 器件同时导通，
防止了直通短路的危险。
IR2110的的最高工作频率较高，内部对信号的延时很小。对两个通道来说，其典型开通延时为 120ns，而关断延时为 94ns，且两个通道之间的延时误差不超过 10ns，因而决定了 IR2110可用来实现最高工作频率大于 1MHz的门极驱动。
IR2110的输出级采用推挽结构来驱动功率 MOSFET，输出最大为 2A的驱动电流，且开关速度较快，当所驱动的功率 MOS器件的栅极等效电容为 1000pF时，该开关时间的典型值为 25ns。
IR2110原理图见图 10-4。从图可见，其内部集成有一个逻辑信号输入级及两个独立的、分别以高电压、低电压为基准的输出通道，它的主要构成有三个独立的施密特触发器、两个 RS触发器、两个 Vdd/Vcc电平转换器、一个脉冲放大环节、一个脉冲滤波环节、一个高压电平转换网络及两个或非门、六个 MOS场效应晶体管、一个具有反相输出的与非门、一个反向器和一个逻辑网络。
图 10-4 IR2110的原理图
两个输出通道（上通道及下通道）的控制脉冲通过逻辑电路与输入信号相对应，当保护信号（ SD）输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器输出为低电平，两个 RS触发器的臵位信号无效，两或非门的输出跟随 HIN及 LIN变化；
而当 SD端输入为高电平时，因施密特触发器输出高电平，
两个 RS触发器臵位，两或非门输出恒为低电平,HIN及 LIN
输入信号无效，此时即使 SD变为低电平，但由于 RS触发器由 Q端维持高电平，两或非门输出将保持低电平，直到施密特触发器输出脉冲的上升沿到来，两个或非门才因 RS触发器翻转为低电平而跟随 HIN及 LIN变化。
由于逻辑输入级中的施密特触发器具有一定的滞后，因而整个逻辑输入级具有良好的抗干扰能力，并可接受上升时间较长的输入信号，再则逻辑电路以其自身的逻辑电源为基准，这就决定了逻辑电源可用比输出电源电压低得多的电源。
为了将逻辑信号电平转变为输出驱动信号电平，
片内设臵两个抗干扰性能很好的 Vdd/Vcc电平转换电路，该电路的逻辑地电位（ Vss）和功率电路地电位（ COM）之间允许有 +/-5V的额定偏差，因此决定了逻辑电路不受输出驱动开关动作而产生的耦合干扰的影响。集成于片内下通道内的延时网络实现了两个通道的传输延时，此种结构简化了控制电路时间上的要求。两个通道分别应用了两个相同的推挽式低阻场效应晶体管，该两个场效应晶体管分别有两个 N沟道的 MOSFET驱动，因而其输出峰值电流可达 2A以上。
对于上通道，开通和关断脉冲分别由 HIN的上升和下降沿触发，用以驱动电平转换器，转换器接着又对工作于悬浮电位上的 RS触发器进行臵位或复位，这便是以地电位为基准的 HIN信号的电平转换为悬浮电位的过程。由于 Vs端快速 dV/dt瞬变产生的 RS触发器的误触发可以通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效地区别开来，这样，上通道基本上可承受任意幅值的 dV/dt值，并保证了上通道的电平转换电路即使在 Vs端电压降到比 COM端还低 4V时仍能正常工作。
对于下通道，由于正常时 SD为低电平,Vcc不欠压，所以施密特触发器的输出跟随 LIN而变化，此信号经下通道中的 Vdd/Vcc电平转换器转换后加给延时网络，由延时网络延时一定的时间后加到与非门电路，其同相和反向输出分别用来控制两个互补输出级中的低阻场效应晶体管驱动级中的 MOS管，当 Vcc低于电路内部整定值时，下通道中的欠压检测环节输出，在封锁下通道的同时封锁上通道的脉冲产生环节，使整个芯片的输出被封锁；而当 Vb欠电压时，则上通道中的欠电压检测环节输出仅封锁上通道的输出脉冲。
IR2110的典型应用连接图见图 10-5。通常，它的输出级的工作电源是一悬浮电源，这是通过一种自举技术由固定的电源得来的。充电二极管 VD的耐压能力必须大于高于母线的峰值电压，为了减小功耗，推荐采用快恢复的二极管。
D
C
图 10-5 IR2110典型连接图
为了向需要开关的容性负载提供瞬态电流，
应用中应在 Vcc和 COM间,Vdd和 Vss间连接两个旁路电容，这两个电容及 Vb和 Vs间的储能电容都要与器件就近连接。建议 Vcc上的旁路电容用一个 0.1μF 的陶瓷电容和一个 1μF 的胆电容并联，电源 Vdd上有一个
0.1μF 的陶瓷电容就足够了。
功率的 MOSFET或 IGBT可在输出处串一个栅极电阻，栅极电阻的值依赖于电磁兼容
（ EMC）的需要、开关损耗及其最大允许
dV/dt值。
由于电平转换损耗通常比漏电损耗要大得多，因而静态损耗通常可忽略。实验证明：当 VB为定值时，对容性负载来说，在一定的工作温度下，随着被驱动的 MOSFET或 IGBT工作开关频率的提高，
在固定的高压母线电压下，开关损耗值将线性增大，并且随着被驱动的 MOSFET 或 IGBT工作电路中高压母线电压的提高，开关损耗亦增大，并且随着容性负载电容值的增大而增大，实际上，在电平转换期间,Vs是变化的。
自举电容 C依赖于开关频率，占空比和功率 MOSFET
或 IGBT栅极的充电需要，应注意的是电容两端电压不允许低于欠电压封锁临界值，否则将产生保护性关断。具体说来，自举电容大小取决于
MOSFET的门极充电电荷、最大导通时间、最小导通时间。
a门极充电电荷
IGBT和 POWER MOSFET具有相似的门极特性，开同时需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。
假定器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（ 10V，高压侧锁定电压为
8.7/8.3V）要高；再假定在自举电容充电路径上有 1.5V的压降（包括二极管的正向压降）；最后假定有 1/2的栅电压（栅极门槛电压通常 3～ 5V）
因泄漏电流引起电压降。综合上述条件，此时对应的自举电容可用下式表示：
式中,Qg为 MOSFET导通需要的门极电荷。
b最长导通时间
在选择自举电容大小时，应考虑悬浮驱动的最长导通时间
ton(max)。门极电压必须在最长导通时间末期保持足够的幅臵，使 MOSFET充分导通，假定自举电容输出稳态电流为
IQBS，则 C可写为
c最小导通时间
在自举电容的充电路径上，杂散阻抗影响了充电的速率。
下管的最窄导通时间应保证自举电容能够获得充足够的电荷，以满足自举电容所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间
ton(min)考虑，自举电容应足够小。
因此，在选择自举电容大小时，应综合考虑悬浮驱动的最宽导通时间 ton(max)和最窄导通时间 ton(min)。导通时间既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。根据功率器件的工作频率、开关速度、
门极特性对导通时间进行选择，估算后经调试而定。对于
5KHz以上的开关应用，自举电容通常采用 0.1μF 的电容是合适的。
单从驱动 MOSFET和 IGBT的角度考虑，均不需要栅极负偏臵。门极驱动电压等于零完全可以保证器件正常关断。但在有些情况下，负偏臵是必要的。这是因为当器件关断时，其集电极－发射极之间的 dv/dt过高时，将通过集电极－栅极之间的（密勒）
电容以尖脉冲的形式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高，而 IGBT的门槛电压通常是
3～ 5V左右，一旦尖脉冲的高度和宽度达到一定的水平，功率器件将会误导通，造成灾难性的后果。而采用栅极负偏臵，可以较好地解决这个问题。
7） MOSFET功率开关器件的散热计算
在大功率高频电源等设备中功率开关器件的电能损耗尤显突出，这部分消耗功率会转变为热量使功率器件管芯发热、
结温升高，如果不能及时、有效的将此热量释放，就会影响到器件的工作性能，从而降低系统工作的可靠性，甚至损坏器件。因此热设计愈加成为电力电子产品设计的关键一环。
在尽量通过优化设计等方式而减少功率开关发热量的同时，
一般还需要通过散热器利用传导、对流、辐射的传热原理，
将器件产生的热量快速释放到周围环境中去，以减少内部热累积，使元件工作温度降低。
进行功率器件及功率模块散热计算的目的，就是在确定的散热条件下选择合适的散热器，以保证器件或模块安全、
可靠地工作。散热器的设计必须顾及使用环境、条件，以及元件允许的工作温度等多种参数。但是对散热器的传热分析目前国内外都还研究得很不够，工程应用中的设计大多是凭经验选取，并作相应的核校计算。
单位时间内功率器件所消耗的电能称作为器件的功率损耗。
器件的功率消耗将导致其结温升高从而产生了散热冷却的要求；而散热器在单位时间内所散发出的热能量叫耗散功率。在设备正常稳定工作时，器件的功率损耗和散热器的耗散功率将达到平衡，器件的温度也不会继续升高，即系统达到了热平衡状态。在系统的热设计中就正是根据能达到热平衡状态时的功率参数来确定散热器应当具备的相关参数，因此在设计过程中一般先根据相关数据手册和实际电路工作参数来计算出功率器件的功率损耗，然后以此作为依据计算散热器相关参数。
而功率器件的功率损耗一般包括器件的通态损耗、开关损耗、断态漏电流损耗。功率器件在开关过程中消耗在驱动控制板上的功率以及在导通状态时维持一定的栅极电压、
电流所消耗的功率称为开关器件的驱动损耗。一般情况下，
这部分的功率损耗与器件的其他部分损耗相比可以忽略不计，但对于 GTO,GTR等通态电流比较大的功率器件则需要特殊考虑。
在较大功率的电力电子设备中，为了提高散热效果，保证系统稳定工作，提高功率器件使用寿命，往往对电力电子功率器件采用了强迫风冷技术，强迫风冷的散热效果远好于自然风冷,复杂性大大低于水冷和油冷。
采用强迫风冷还可以显著减小散热器体积，有利于设备小型化、轻量化的实现。在采用强迫风冷时，散热器的热阻将会显著减小。降低热阻，提高对流换热的途径主要有：
加大散热器尺寸或者增加散热片数量以加大散热面积；
采用更大尺寸或拥有更强风力的风机增大空气流速以增大；
通常情况下,选用散热面积较大的型材散热器和风量较大的风机可以降低散热器到环境介质的热阻,但散热面积的增加和风机风量的提高均受装臵体积、重量以及噪音指标等限制。由于电力电子器件的小型化和轻量化的发展趋势，在散热器和风机参数一定的条件下,通过合理的风道设计，在散热器表面流场引入紊流是改善散热的又一有效途径。
合理的风道设计一般要求引导风扇气流冲击散热器表面，适当的改变气流在散热器表面的流动方向以在散热器附近流场中形成大的扰动,
从而形成广泛的紊流区,加强散热效果,同时不应使气流压头损失过大,
流速下降过多,以免降低散热效果。
7)电流取样尖峰消取
图 10-6 消取电流取样的前沿尖峰电路由于
UC1846为峰值电流取样，
取样电流信号前沿尖峰很大，严重时影响工作，
为消取电流取样的前沿尖峰，设计了消取电流取样的前沿尖峰电路,工作原理如图 10-6所示，
信号如图 10-7所示。
1 2 3 4
A
B
C
D
4321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e vi s i o nS i z e
A4
D a t e,1 6- N o v- 2 00 5 S he e t o f
F i l e,L,\ 李宏电路图 \ l i h on g,d db D r a w n B y,
R1
V C C
R6
R8
4
5
12
3
11
6
U 1 A
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
D 1 A
C1
R P 1
V C C
R2
R3
R4
V C C
R9
R5
R P 2
R 1 0
- V C C
R7
V C C
电流传感器取样信号
U C 1 8 4 6 同步端信号（ S Y N C )
处理后的电流取样信号
R P 3
9
10
7
8
U 1 B
图 10-6 消取电流取样的前沿尖峰电路
1 2 3 4
A
B
C
D
4321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e vi s i o nS i z e
A4
D a t e,1 6- N o v- 2 00 5 S he e t o f
F i l e,L,\ 李宏电路图 \ l i h on g,d db D r a w n B y,
0
0
0
0
比较器 U 1 B 输出
Q 反
Q
比较器 U 1 A 输出电流传感器取样信号处理后电流取样信号图 10-7 各点信号
9）系统设计
综上所考虑，小灵通基站电源的系统电路图如图 10-8所示。由功率电路（主电路，
包括输入 EMI,H桥，输出整流滤波）、控制电路（包括 UC3846、电压取样电路、电流取样尖峰消取电路）和驱动电路
（ IR2110驱动）组成。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
C
D a t e,1 3 - N o v - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,F,\ L I H O N G \ \ 1,d d bD r a w n B y,
C1
2 2 0 0 P F / 1 0 0 V
C2
2 2 0 0 P F / 1 0 0 V
C3
2 2 0 0 P F / 1 0 0 V
C4
2 2 0 0 P F / 1 0 0 V
R4
1 2 0 / 2 W
R5
1 2 0 / 2 W
R7
1 2 0 / 2 W
R6
1 2 0 / 2 W
L1
1 0 0 U H / 2 A
C / S S S
1
V R E F
2
C / S -
3
C / S +
4
E / A +
5
E / A -
6
C O M P
7
CT
8
S H U T D O W N
16
V I N
15
B O U T
14
VC
13
G N D
12
A O U T
11
S Y N C
10
RT
9
U 1 3
U C 1 8 4 6
C 4 6
0,1 U F
R 7 5
7,5 K
R 7 2
1 8 K
C 4 3
0,1 u F
R 7 4
3,3 K
C 1 7
0,0 2 2 U F
C8
0,0 1 U F
R 7 8
5 6 0
R 7 7
5 6 0
R 7 6
36
C 4 5
0,1 U F
C 4 4
0,1 U F
R 7 1
4,7 K
R 7 3
6,8 K
C 5 2
3 3 0 0 P F
R 6 6
1K
+V C C
C
O
M
2
V
C
C
34
VS
5
VB
6
LO
1
14
V
S
S13
L
I
N
12
SD
11
H
I
N
10
V
D
D
9
HO
7
8
U 1 5
I R 2 1 1 0
C 3 9
1 U F
C 4 7
2 U F
G N D
R 4 0
2,7
R 4 1
2,7
C 4 1
0,1 U F
G N D
C
O
M
2
V
C
C
34
VS
5
VB
6
LO
1
14
V
S
S13
L
I
N
12
SD
11
H
I
N
10
V
D
D
9
HO
7
8
U 1 4
I R 2 1 1 0
C 4 0
1 U F
C 4 8
2 U F
G N D
R 4 2
2,7
R 4 3
2,7
C 4 2
0,1 U F
G N D
G N D
G N D
G N DG N D
G N D
V3
I
R
F
2
4
0
N
V4
I
R
F
2
4
0
N
V1
I
R
F
2
4
0
N
V2
I
R
F
2
4
0
N
V5
B Y V 2 6 ( P H )
V8
B Y V 2 6 ( P H )
G N D
V9
B Y V 2 6 ( P H )
V 1 0
B Y V 2 6 ( P H )V6
B Y V 2 6 ( P H )
V7
B Y V 2 6 ( P H )
C 5 1
2 2 0 U F / 3 5 V
+V C C+V C C
G N D
C 5 3 4 7 0 P f
C
2
2
1
0
0
0
P
/
1
0
0
V
R 6 4
1K
4
5
12
3
11
6
U 1 1 A
L M 3 1 9
+V C C
R 7 0
1K
R 6 2
1 0 K
V 2 2
2 N 2 2 2 2
R 6 9
1K
9
10
7
8
U 1 1 B
L M 1 1 9
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
V C C
16
G N D
8
U 1 2 A 4 5 2 8
C 5 6
2 2 0 p F
R P 1
1 0 K
+V C C
R 6 5 1K
R 6 8
1K
R 6 7
1K
G N D
+V C C
R 8 4
R E S 2
R 6 3
1K
R P 2
1 0 K
G N D
C 5 4
0,1 U F
G N D
C 5 5
0,1 U F
D1
M
U
8
1
0
0
E
D2
M
U
R
8
1
0
0
D3
M
U
R
8
1
0
0
D4
M
U
R
8
1
0
0
T2
R8
4 7 K / 2 W
R9
1 K / 2 W
T3
C
2
1
0
.
3
3
U
/
2
7
5
V
C
2
0
0
.
3
3
U
/
2
7
5
V
T1
I _ s a m p l e
G N D 1
V _ s a m p l e
R 1 R 2 R 3
0,3 / 5 W
C 3 8
2 0 0 U / 2 5 \ V
C 4 9
2
0
0
U
/
2
5
V
G1 S1 G2 S2G3 G4
G1
G2
G3
G4
S2S1
R 1 7
2 4 K O
R 1 1
2K
R 1 0
1 0 K
S H U T _ D O W N
C 3 6
1 0 0 0 P
G N D
G N D
4 8 V _ i n
+V C C
G N D
3
2
1
8
4
U 4 A
L M 1 5 8
C 3 7
C A P
G N D
G N D
3 8 4 6
C 2 3
1 0 0 0 U F / 2 5 0 V
C
2
4
1
0
0
U
F
/
2
5
0
V
R 8 6
4,7 K
R 8 3
2 7 0
G N D
G N D
+ V C C
C 3 0
1 0 0 0 P F / 6 3 0 V
R 3 5
1 2 0 / 2 W
C 5 7
1 0 0 0 P F / 6 3 0 V
R 3 6
1 2 0 / 2 W
C
2
8
1
0
0
0
P
F
/
6
3
0
V
R
3
2
1
2
0
/
2
W
C
2
9
1
0
0
0
P
F
/
6
3
0
V
R
3
3
1
2
0
/
2
W
R 8 7
2,2 K
V _ s a m p l e
VO
图 10-8 略去保护电路的小灵通基站电源电路图 返回
§ 10.2 直流电机调速
1专用集成电路 UC3637控制器电路设计
UC3637是直流电动机脉宽调制（ PWM）控制器。该集成电路用于开环或闭环直流电动机速度控制。输出两路 PWM脉冲信号，这两路信号与误差电压信号的幅值成正比，且与极性相关，可构成双向的调速系统。
该控制器还可以用于其他电动机 PWM控制，例如无刷直流电动机 PWM速度控制、位臵控制等。
1） UC3637的特点
单电源或双电源工作,± 2.5V — ± 20V； 双路 PWM信号输出，驱动电流能力为 100 mA；限流保护；欠电压封锁；有温度补偿,2.5V阈值的关机控制。
2）结构与功能
UC3637结构功能图如图 10-9，可以看出 UC3637主要由下列几部分组成：
三角波发生器,CP,CN,S1,SR1； PWM比较器,CA,CB；输出控制门：
NA,NB；限流电路,CL,SRA,SRB；误差放大器,EA；关机比较器：
CS；欠电压封锁电路,UVL。
图 10-9 UC3637的结构功能图
如图 10-10所示，在正电源和负电源之间串接 R1,R2,R3三个电阻（其中
R1=R3），两个分压点分别接 (１脚 )和 (3
脚 )，作为阈值电压。 2脚和 18脚分别接电容 CT和电阻 RT，电容和电阻另一端都接地。 +VTH 还通过内部的缓冲电路与 RT
作用产生给电容 CT充电的恒流 Is。当 CT以恒流线性充电,2脚电压达到 VTH时，比较器 CP（ 1,2脚为输入）触发触发器的端，
使为高电平，关闭相应开关。负电流 -IS
接 2脚,CT以线性放电，到 -VTH时，比较器 CN（ 3,2脚为输入）触发 RS触发器的复位端 R，引起电容的重新充电过程。产生的三角波电压信号峰 — 峰值为,
其频率由 CT,RT决定。
图 10-10
三角波发生器电路
参看图 10-11比较器连接图，比较器 CA和 CB的（ 10脚）、
（ 8脚）连至 2脚，得到三角波输入。外接控制信号（ 17脚）
经过两个电阻分别接，并从（ 11脚）输入，从－Ｂ in（ 9
脚）输入。这两比较器的输出为双 PWM信号，它们互为反相，并且在它们的前后沿都存在死区时间，见图 10-12，
比较器 A和 B的信号经门电路后输出（ 4脚）和（ 7脚）输出，
门电路主要是进行欠电压封锁和过流封锁。
图 10-11 比较器外电路连接图
在图 10-13中，利用 RS作为电动机电流的检测电阻，
检测信号从 12和 13脚输入。比较器 CL设有 200mV的阈值，当电动机电流增大而使 RS上的电压达到这个阈值时,CL输出变为高电平，令 SRA和 SRB复位至低电平，进而使 AOUT和 BOUT变为低电平。
图 UC3637内部的欠电压封锁电路。在电源电压低于 +4.15V时作用，使输出 AOUT和 BOUT 锁定为低电平。
关机控制比较器 CS的反相输入端内接（ VS-2.5V）
电压，同相输入端接 14脚。在 14脚外接适当电路可以用来控制电动机的起停，或延时起动，或其他保护控制。
误差放大器：独立的误差放大器是一个高速运算放大器，典型带宽为 1MHz，有低输出阻抗，可在闭环速度控制中作为速度调节器使用。
图 10-12 双 PWM信号的产生 图 10-13 限流保护电路图
2主电路设计
可逆 PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式 (亦称 H形 )电路,如图 10-14所示。
这时，电动机 M两端电压的极性随开关器件驱动电压的变化而变化，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，这里采用最常用的双极式控制的可逆 PWM变换器。
双极式控制可逆 PWM变换器的工作顺序如图
10-15所示。
V T 1
V D 1
V T 3
V D 3
V T 2
V D 2
V T 4
V D 4
M
-
U S
A
B
V T 1
V T 4
V D 2
V D 3
V T 3
V T 2
V D 4
V D 1
V T 1
V T 4
V D 2
V D 3
V D 4
V D 1
t
t
SU
SU?
ABU
t
V T 3
V T 2
di 1di 2diT
t o n
t
图 10-15 双极式控制可逆 PWM变换器的驱动电压、输出电压和电流波形图 10-14 桥式可逆 PWM变换器
图 id的两条电流波形,id1相当于一般负载时的情况，脉动电流的方向也始终为正； id2相当于轻载时的情况，电流可在正负方向之间脉动，但平均电流仍为正，等于负载电流。在不同情况下，器件的道通、电流的方向与回路都和有制动电流通路的不可逆 PWM变换器相似。电动机的正反转则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时,ton>T/2，则 UAB的平均值为正，电动机正转，
反之则反转；如果正、负脉冲相等，平均输出电压为零，则电动机停止。
基于专用集成电路 UC3637的开环直流调速系统控制电路如图 10-16所示，功率电路和驱动不再讨论。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 9 - J u n - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,H,\ M y,d d b D r a w n B y,
1
+ V th
2
Ct
3
- V t h
4
A o u t
5
- V s
6
+ V s
7
B o u t
8
+ B in
9
- B i n
- A i n
10
+ A i n
11
+ C / L
12
- C / L
13
SD
14
+ E / A
15
- E /A
16
E / A o u t
17
I s e t
18
U3
U C 3 6 3 7
R2
5K
0,1 u
0,1 u
R3
7,5 K
0,1 u
0,1 u
+
C 1 2
0
.
1
u
R1
7,5 K
+
C 1 1
0
.
1
u
+
C 1 0
0,1 u
7,5 k
+
C9
0,1 u
C1
1 5 0 0 p
R4
1 1 K
R5
1k
R6
1K
R7
1 1 K
1 1 k
R 1 5
13
R 1 4
13
C5
1u
R8
1 0 K
R 1 0
1 0 K
H V < = 5 0 0 V
Q1M O S F E T N
Q2M O S F E T N Q4
M O S F E T N
Q3
M O S F E T N
R 1 1
2,5 K
R 1 2
R E S 2
D1
D
I
O
D
E
C2
0,1 u
D3
D
I
O
D
E
D2
D
I
O
D
E
D4
D
I
O
D
E
7,5 K R 1 3
2 5 k
12
J1
C O N 2
V C C
V D D
9
H I N
10
SD
11
L I N
12
V
S
S
13
HO
7
VB
6
VS
5
V C C
3
C
O
M2
LO
1
U1
I R 2 1 1 0
C3
1u
C4
0,1 u
D5
D I O D E
V C C
R 1 7
13
R 1 6
13
C8
1u
V D D
9
H I N
10
SD
11
L I N
12
V
S
S
13
HO
7
VB
6
VS
5
V C C
3
C
O
M2
LO
1
U2
I R 2 1 1 0
C6
1u
C7
0,1
D6
D I O D E
V C C
V C C
R9
1 0 K
A
B
0
.
1
u
0
.
1
u
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
12
V
S
S
13
C
O
M2
V
S
S
13
C
O
M2
0
.
1
u
0
.
1
u
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
12
V
S
S
13
C
O
M2
V
S
S
13
C
O
M2
图 10-16 UC3637的开环直流调速系统控制电路返回
§ 10.3 基于 DSP的直流电机弱磁调速
1性能指标
电机功率容量 1.00 kW
输入电压 220 V直流
效率 80%
电机额定转速 3000 r/min
转速稳定精度 速度误差
≤ ± 3%
启动电流 ≤ 30A
2 系统组成
直流电机弱磁调速由功率电路及控制系统两部分组成。功率电路由主电源、辅助电源,IGBT驱动电路及直流电机组成。控制电路由 DSP,PWM信号辅助生成电路、检测电路、信号处理及保护电路等组成。由 DSP产生的两路 PWM信号经驱动电路调节驱动 IGBT，将主电源输入给电机，分别进行软启动和励磁电压调节，进而控制转速，当转速反馈达到给定速度信号时,DSP输出的 PWM占空比保持不变，由 DSP构成的控制系统来实现的。图 10-
17示出了以 DSP为核心的稳速系统总体组成。
TMS 320 LF 2407
驱动电路
P W M 辅助电路保护电路控制指令 速度给定
I GB T
直流电机主电源辅助电源信号处理电路电流检测电压检测电流采样电流采样转速检测转速反馈
I GB T
励磁调节电枢调节图 10-17系统总体结构框图
3直流电机的调速方法
直流电机转速 n的表达式为
式中 Ua－电枢端电压（ V）； Ia－电枢电流（ A）； －
电枢电路总电阻（?）； －每极磁通量（ Wb）； Ce－与电机结构有关的常数。
直流电机转速调节方法可以分为三种：
调节电枢电压，改变电枢电压是从额定电压往下降低电压，
使电动机从额定转速向下变速，适用于要求大范围无级平滑调速的系统。
改变电机主磁通，只能减弱磁通，使电动机从额定转速向上变速，属恒功率调速方法，动态响应较慢，虽能无级平滑调速，但调速范围小。
改变电枢电路电阻，在电动机电枢外串电阻进行调速，只能有级调速，平滑性差，机械特性软，效率低。
4 功率电路结构设计
PWM斩波器的优点最多，需要的滤波装臵很小甚至只利用电枢电感就已经足够，不需要外加滤波装臵。降压斩波器的原理电路及输出电压波形如图
10-18所示，假定晶体管先导通 T1秒（忽略晶体管的管压降，这期间电源电压全部加到电枢上），
然后关断 T2秒（这期间电枢端电压为零），如此反复。电压 Ua为其平均值。
Ud
RL
V
Ua
0 T1 T2
T
t
Ua Ud
图 10-18 降压斩波器原理电路及输出电压波形
在本系统中由于不要求电机反向转动，因此选择单管斩波电路即可实现，本系统两路单管斩波电路，一路用于电机软启动，软启动结束后,IGBT
功率管完全导通，这样做的目的是减少启动电流；
另一路对励磁电压进行 PWM调节，以稳定转速，斩波器如图 10-19所示。斩波电路由开关器件（ IGBT
模块）及吸收网络和续流二极管组成。主要技术参数有输入电压、开关频率、输出电压和输出电流。控制系统产生的信号通过驱动电路控制功率管的开通和关断，在电机上得到频率恒定、脉冲宽度可调的脉冲电压，功率开关管关断期间电机电流通过续流二极管续流导通。电路中的电感和电容具有两个功能，一个是使两路斩波器减小互相干扰，另一个功能是减小从主电源的脉动电流。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,7 - N o v - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,F,\ L I H O N G \ \ S C H & P C B \ M O T O R 2,D D BD r a w n B y,
C1
2 2 0 u F / 4 5 0 V 1
2
,
7
6
3
V1
G A 7 5 L S 1 2 0 K
L2
3 9 0 u H
C2
2 2 0 u F / 4 5 0 V 1
2
,
7
6
3
V2
G A 7 5 L S 1 2 0 K
C5
0,1 u F / 1 2 0 0 V
C6
0,1 u F / 1 2 0 0 V
C3
1 2 0 0 V / 0,1 u F
L1
1 0 0 u H
C4
1 2 0 0 V / 0,1 u F
R3
1 2 0
BT
B A T T E R Y
t o m o t o r a r m a t u r e w i n d i n g
t o m o t o r e x c i t a t i o n w i n d i n g
图 10-19 斩波电路
5 IGBT模块及驱动
目前 IGBT 已模块化，功率管采用 IGBT模块，其冷却安装面与其内部电路电气绝缘，工作频率高，
减小了驱动电路的复杂性，容易安装，使整个电路结构简单，安装和维修方便，同时集成化的
IGBT专用驱动电路也已制造出来，本系统选用惠普公司 的 HCPL316作为驱动器，其内部电路框图如图 10-20所示。驱动电路如图 10-21所示,DSP产生的 PWM信号从 HCPL316的 1脚送入，同时把故障信号送给 DSP。 HCPL316的应用可参见相关资料。
图 10-20 HCPL316结构框图图 10-21 IGBT驱动电路 HCPL316(同向驱动 )
6 控制电路设计
控制系统由 DSP（ TMS320LF2407）与外部存储器 RAM（ IS61LV6416-10T）、微处理器、
微控制器方式选择开关,FLASH编程电压输入、晶振以及仿真接口（ JTAG）构成。 DSP
内部已有 32K字的 Flash ROM，为了调试方便，外加了程序 RAM，在程序经多次调试，
成熟可靠时写入内部 Flash ROM。 DSP片上有 544字的双口 RAM（ DARAM），可全部配臵到数据空间，将程序中所用的变量全部分配到双口 RAM中，以提高处理速度。
VDDO
4
VDD
29
VDD
50
VDD
86
VDD
1 29
RS
1 33
P D P I N T A
7
X I N T 1 / I O P A 2
23
X I N T 2 / A D C S O C / I O P D 0
21
C L K O U T / I O P E 0
73
P D P I N T B
1 37
X T A L 1 / C L K I N
1 23
X T A L 2
1 24
P L L V C C A
12
B O O T _ E N / X F
1 21
I O P F 6
1 31
P L L F
11
V C C P ( 5V )
58
T P 1( F L A S H )
60
T P 2( F L A S H )
63
T 1 P W M / T 1C M P / I O P B 4
16
P W M 6 / I O P B 3
40
P W M 5 / I O P B 2
44
P W M 4 / I O P B 1
47
P W M 3 / I O P B 0
52
P W M 2 / I O P A 7
54
P W M 1 / I O P A 6
56
S T R B
96
C A P 3/ I O P A 5
75
C A P 2/ Q E P 2/ I O P A 4
79
V I S _O E
97
E N A _ 14 4
1 22
M P / M C
1 18
R E A D Y
1 20
C A P 1/ Q E P 1/ I O P A 3
83
VDDO
1 41
VDDO
95
VDDO
77
VDDO
67
VDDO
42
T 2 P W M / T 2C M P / I O P B 5
18
T D I R A / I O P B 6
14
T C L K I N A / I O P B 7
37
C A P 4/ Q E P 3/ I O P E 7
88
C A P 5/ Q E P 4/ I O P F 0
81
C A P 6/ I O P F 1
69
P W M 7 / I O P E 1
65
P W M 8 / I O P E 2
62
P W M 9 / I O P E 3
59
P W M 1 0/ I O P E 4
55
P W M 1 1/ I O P E 5
46
P W M 1 2/ I O P E 6
38
T 3 P W M / T 3C M P / I O P F 2
8
T 3 P W M / T 3C M P / I O P F 3
6
T D I R B / I O P F 4
2
T C L K I N B / I O P F 5
1 26
B I O / I O P C 1
1 19
E M U 0
90
E M U 1/ O F F
91
T C K
1 35
T D I
1 39
T D O
1 42
T M S
1 44
T M S 2
36
T R S T
1
DS
87
IS
82
PS
84
R / W
92
W / R / I O P C 0
19
RD
93
WE
89
A1
78
A2
74
A3
71
A D C I N 0 0
1 12
A D C I N 0 1
1 10
A D C I N 0 2
1 07
A D C I N 0 3
1 05
A4
68
A5
64
A6
61
A7
57
A8
53
A9
51
A 1 0
48
A 1 1
45
A 1 2
43
A 1 3
39
A D C I N 1 2
1 06
A D C I N 1 1
1 08
A D C I N 1 0
1 09
A D C I N 0 9
1 11
A D C I N 0 8
1 13
V S S O
41
A D C I N 0 7
99
A D C I N 0 5
1 02
A D C I N 0 6
1 00
A D C I N 0 4
1 03
A D C I N 1 3
1 04
A D C I N 1 4
1 01
A D C I N 1 5
98
V r e f hi
1 15
V C C A
1 16
V r e f l o
1 14
A 1 4
34
A 1 5
31
D0
1 27
D1
1 30
D2
1 32
D3
1 34
D4
1 36
D5
1 38
V S S A
1 17
C A N R X / I O P C 7
70
C A N T X / I O P C 6
72
S C I T X D / I O P A 0
25
S C I R X D / I O P A 1
26
D6
1 43
D7
5
D8
9
D9
13
S P I C L K / I O P C 4
35
S P I S I M O / I O P C 2
30
D 1 0
15
D 1 1
17
D 1 2
20
S P I S O M I / I O P C 3
32
S P I S T E / I O P C 5
33
A0
80
D 1 3
22
P L L F 2
10
V S S O
1 40
V S S O
1 25
V S S O
94
D 1 4
24
D 1 5
27
V S S
1 28
V S S
85
V S S
49
V S S
28
V S S O
76
V S S O
66
V S S O
3
U1 T M S 3 2 0 L F 2 4 0 7
A0
A1
A2
A3
A4
A5
A6
A7
A8
A9
A 1 0
A 1 1
A 1 2
A 1 3
A 1 4
A 1 5
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
D8
D9
D 1 0
D 1 1
D 1 2
D 1 3
D 1 4
D 1 5
A0
44
A1
43
A2
42
A3
27
A4
26
A5
25
A7
21
A6
24
A8
20
A9
19
A 1 0
18
A 1 1
5
A 1 2
4
A 1 3
3
A 1 4
2
A 1 5
1
OE
41
CE
6
WE
17
NC
22
V C C
33
V C C
11
GND
12
V S S
34
NC
23
NC
28
UB
40
LB
39
I / O 1 5
38
I / O 1 4
37
I / O 1 3
36
I / O 1 2
35
I / O 1 1
32
I / O 1 0
31
I / O 9
30
I / O 8
29
I / O 7
16
I / O 6
15
I / O 5
14
I / O 4
13
I / O 3
10
I / O 2
9
I / O 1
8
I / O 0
7
U3 I S 61 L V 64 16
A0
44
A1
43
A2
42
A3
27
A4
26
A5
25
A7
21
A6
24
A8
20
A9
19
A 1 0
18
A 1 1
5
A 1 2
4
A 1 3
3
A 1 4
2
A 1 5
1
OE
41
CE
6
WE
17
NC
22
V C C
33
V C C
11
GND
12
V S S
34
NC
23
NC
28
UB
40
LB
39
I / O 1 5
38
I / O 1 4
37
I / O 1 3
36
I / O 1 2
35
I / O 1 1
32
I / O 1 0
31
I / O 9
30
I / O 8
29
I / O 7
16
I / O 6
15
I / O 5
14
I / O 4
13
I / O 3
10
I / O 2
9
I / O 1
8
I / O 0
7
U 1 3I S 61 L V 64 16
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
D8
D9
D 1 0
D 1 1
D 1 2
D 1 3
D 1 4
D 1 5
A0
A1
A2
A3
A4
A5
A6
A7
A8
A9
A 1 0
A 1 1
A 1 2
A 1 3
A 1 4
A 1 5
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
D8
D9
D 1 0
D 1 1
D 1 2
D 1 3
D 1 4
D 1 5
A0
A1
A2
A3
A4
A5
A6
A7
A8
A9
A 1 0
A 1 1
A 1 2
A 1 3
A 1 4
A 1 5
C7 0,1 u F
C8 0,1 u F
+
C9
1 0 u F / 1 6 V
+ 3,3 V
C 1 0
0,1 u F
C 1 1 0,1 u F
+
C 1 2
1 0 u F / 1 6 V
+ 3,3 V
RD
DS
WE
RD
PS
WE
RD
WE
DS
PS
C 1 3
0,1u F
C 1 4
0,1u F
C 1 5
0,1u F
C 1 6
0,1u F
C 1 7
0,1u F
C 1 8
0,1u F
C 1 9
0,1u F
C 2 0
0,1u F
C 2 1
0,1u F
C 2 2
0,1u F
+ 3,3 V
RS
+ 3,3 V
R2
1 0K
R3
1 0K
+ 5V
C 2 4
1500P
C 2 3
0,6 8 u F
R4
15
R5
10K
+ 3,3 V
E M U 0
E M U 1
T C K
T D I
T D O
T M S
T R S T
1234567891011121314
X S 3
J T A G
R6
4,7 K
R7
4,7 K
E
M
U
1
E
M
U
0
+ 3,3 V
T
C
K
T
D
O
T
M
S
T
R
S
T
T
D
I
O V E R I
1
2
3
4 5
6
7
8
S1 S W - D I P 4
R 1 8
1 0K
C 3 9
2 0P
+
C 4 0
1 0u F / 1 6V
+ 3,3 V
NC
1
GND
2
C L K
3
V C C
4
U 1 0
1 5M
+ 3,3 V
R 2 4
1 0K
+ 5VC 3 3 0,1 u F
1
2
3
4 5
6
7
8
S2 S W - D I P 4
图 10-22 DSP系统原理图
电机的转速反馈信号为正弦信号，因此必须把信号处理为矩形脉冲信号，送给 DSP的捕获单元来捕获转速脉冲，进而确定电机转速。其转速信号处理电路如图 10-23所示，由图 10-23可知，速度反馈信号通过 V4A和 V4B进行两级滤波放大，把信号中的尖峰信号滤掉，处理后的信号送入比较器 V4C，
得到方波信号，为了消除小脉冲干扰，采用 V3A和
V11A数字电路进行小脉宽消除，转速反馈信号变成方波信号，方波信号输入到 DSP的捕获端，实现对速度的捕获。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e vi s i o nS i z e
B
D a t e,3 0- M a y - 20 05 S he e t o f
F i l e,D,\ W a ng Y i nt a o\ P r oj e c t W o r k\ 2 00 4 直流调速 \ 技术 文件 \ 技术文件 \ S C H & P C B \ m ot o r,d dbD r a w n B y,
R 4 3
1K
R 4 8
1K
R 4 4
1K
R 4 7
1K
R 5 2
5,1K
R 5 0
5,1K
R 5 1
5,1K
R 4 2
1K
R 4 1
1 20 K
1
2
C 7 0
0,1U F
1
2
C 7 7
0,1U F
1
2
C 7 9
4 70 0P F
1 2C 7 2 0,01 U F
1 2
C 7 8
1 00 0P F
V6
D I O D E
V7
D I O D E
V5
D I O D E
C 7 3
4,7U F
C 8 0
4,7U F
3
2
1
4
11
V 4 A
V C C
- V C C
5
6
7
V 4 B
10
9
8
V 4 C
C 7 1
0,01 U F
V C C
1
2
C 3 8
0,1U F
R 4 0
1 0K
V C C
R 4 9
4,7K
V9
1 5V
V8
1 5V
R 3 8
1 0K
D
5
Q
1
C L K
3
Q
2
R
4
S
6
V
C
C
14
GND
7
V 1 1A
4 01 3
V C C
1
2
C 6 9
0,1U F
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
V 3 A
4 52 8
S
S
S G N D
R 4 6
1K
R 4 5
1K
V 1 0
2 22 2
V C C
图 10-23 转速信号处理电路
7 控制系统软件设计
控制程序由主程序,ADC中断、捕获单元中断、定时器溢出中断、功率保护中断及速度调节子程序等组成。
主程序
主程序流程图主程序完成上电初始化，如锁相环、
看门狗、事件管理单元 CAP和 PWM,ADC模块的初始化，建立和分配各种初始化数据区。为了在初始化的过程中，防止中断的意外到来，应在主程序的开始处关中断，完成初始化后，打开中断。主程序的流程图如图 10-25所示。
开始关中断设置锁相环和看门狗初始化程序变量配置系统控制寄存器设置事件管理器设置 ADC 模块读取当前捕获单元设置中断逻辑开中断复位事件管理器循环等待中断A
A
图 10-25 主程序流程图
PWM波形的产生
本系统设计中，由于要求电机软起动，这就要求电枢电压缓慢展开，同时还要调节励磁电压来控制转速，这就要求 TMS320LF2407要发出两路驱动
IGBT的波形，这两路波形的产生通过通用定时器模块的 T1PWM和 T2PWM来实现。与这两路 PWM信号有关的事件管理寄存器有 GPTCONA,T1CNT,T1CMPR、
T1PR,T2CNT,T2CMPR,T2PR。
可选用连续增或连续增 /减计数模式来产生 PWM输出。选用连续增计数模式时可产生边沿触发或非对称 PWM波形；选用连续增 /减计数模式时可产生对称 PWM波形。本系统选用连续增计数模式,PWM
波形产生流程图如图 10-26所示。
复位事件管理器
PWM 初始化
T 2 PWM 强制高转速反馈,占空比计算
T 2 CMP R 在线更新延时T 1 PWM 波形展开？
T 1 PWM 强制高过流保护？
功率保护中断处理
YES
NO
NO
YES
图 10-26 PWM波形产生流程图返回
§ 10.4 高频弧焊电源设计
一台完善的逆变弧焊电源的主电路框图
10-29如图所示，包括电磁干扰滤波器、输入整流器、输入滤波器,DC／ AC变换器、
高频变压器、输出整流器、输出滤波器。
图 10-29逆变弧焊电源工作原理简图
一定长度的电弧，在稳定状态下电弧电压 uf与电弧电流 if之间的关系，称为焊接电弧的静特，焊接电弧的静特性近似呈 U形曲线，故也称 U形特性，
如图 10-30所示。在正常使用范围内，并不包括电弧静特性曲线的所有部分，手工弧焊工作在静特性的平特性段，即电弧电压只随弧长而变化，与焊接电流关系很小。 u f
i f
0
图 10-30 电弧的电压、电流特性
在电源焊接过程中，弧焊逆变器起供电作用，电弧作为供电对象，从而构成,逆变器一电弧,系统，能在给定电弧电压和电流下，维持长时间的连续电弧放电，保持静态平衡。
手工弧焊中，一般是工作于电弧静特性的平特性段上，因此对弧焊的逆变器最好采用恒流带外拖特性的逆变器，其空载电压尽可能地高，同时考虑经济性和人身安全，对空载电压加以限制，图
10-31是两种恒流带外拖特性的示意图。 u f u
f
i f i f拐点 拐点0 0
图 10-31 手弧焊逆变器外特性
1技术指标
输入电压,380V± 10%；
额定暂载率,60%；
焊接电流范围,5-160A；
工作电压,10-40V；
输出空载电压,50-60V；
额定电流,160A；
效率,80%-90%；
功率因数,0.9。
2主电路设计
逆变电源主电路是指逆变电源的强电回路，弧焊逆变电源组成包括电磁干扰滤波器、输入整流器、输入滤波器,DC
／ AC变换器、高频变压器、输出整流器。
输出功率：
输入功率：
式中,为逆变器效率,为占空比。
三相输入整流电压约为 520V，则最大输入开关电流：
留 50％安全余量，选用 50A的 IGBT模块作为全桥的功率开关器件。
型号,2MBl50N-120，主要技术参数：额定电流 50A，额定电压 1200V，工作频率 20KHZ。
输入整流一般采用模块式三相整流桥，为保证整可靠性，
一般留有 50％的余量，并充分考虑散热问题。选用 50A三相整流模块，型号 DF50AA-16。
滤波电容选取。假设 50Hz电源停电或漏掉一个周期波形，希望输出电压仍能维持一段时间再开始下降，取电源输出保持时间为 10，直流电压降低 80V，根据能量守恒定律，在期间输出的能量是由输入滤波电容释放的能量供给的，故滤波电容：
选用 500V/2200两个并联。
设计高频变压器。
选磁芯
1）变压器计算功率的计算
变压器工作时磁芯所需的功率容量为变压器计算功率。本设计主电路结构采用全桥结构、输出整流采用全波整流，故：
其中,PO为直流输出功率，单位 W； Pt为变压器计算功率，单位 W。
2）确定工作磁感应强度
工作磁感应强度是变压器设计中的一个重要磁性参数，与磁芯结构形式、材料性能、
工作频率、功率大小等因素有关。铁氧体工作磁感应强度 T为 0,15～ 0,25，选取
0,175。
3）选择电流密度系数
EC型在温升为 25度时为 366
4）确定窗口占空系数
初次级绕组铜线在磁芯窗口面积中所占的比值称为窗口系数，取窗口系数为 0.4。
5）确定磁芯尺寸
式中,AP为磁芯面积乘积,Ac为磁芯截面积,AM为磁芯窗口截面积。
式中,Pt为变压器计算功率； Bm为工作磁感应强度,f为工作频率,Kw为窗口占空系数,KJ为电流密度系数。
根据上述计算选择磁芯型号,E-36，其
Ac=13,AM=13.32，符合设计要求。
计算绕组匝数
1）初级绕组匝数
式中,W1为初级绕组匝数； Bm为工作磁感应强度,Up1为初级电压幅值，
Ac为磁芯截面积,Ton为初级输入脉冲电压宽度。
本设计占空比为 0,72；开关频率为 20 KHZ，
故 Ton,17.5us
2）次级绕组匝数
由技术指标，弧焊逆变器输出空载电压为
50~60V,占空比为 0.7。
考虑到整流压降、绕组压降等，取 4匝。
式中,W1为次级绕组匝数； W2为初级绕组匝数； UP1为初级电压幅值； UP2为初级电压幅值。
确定电流密度
考虑到设计中已留有余量选 J=2,J为电流密度，
KJ为电流密度系数，
选择导线
初级绕组：
次级绕组：
趋肤效应：有效截面的减小可用穿透深度来表示,
式中,—— 穿透深度,f—— 电流频率，导线直径要小于两倍穿透深度，因此采用多股导线。
输出滤波器采用电感。为保持负载电流的连续性，
应按负载电流最小时保证电流连续
3 控制电路设计
由自动控制原理，要稳定那个参量就要负反馈那个参量。因此采用电流负反馈实现恒流特性。有两种外拖特性，一种是下倾斜线，一种是阶梯曲线。 方案采用电流反馈及最小脉宽限制以实现阶梯曲线的外拖。
如图 10-34所示,a段是电弧工作段，为恒流特性，其值可均匀调节，由于采用恒流控制，使得焊接过程中电弧十分稳定。 a段的获取是通过电流负反馈闭环控制来实现的。
c段为短路特性，其值可以根据需要调节，以此调节电弧推力电流。
b段为恒压特性，为工作段与短路特性的过渡段，其值一般设臵在正常焊接电弧电压下，保证焊接过程中，处于正常工作状态下的焊接电弧不会进入 c段短路特性而造成电弧电流的波动，影响电弧的稳定性。
u f
if
拐点0
a
b
c
图 10-34阶梯曲线的外拖
b段的获取原理如下所述，在控制电路中设臵最小脉宽控制电路，即预先设定某一个最小脉宽，脉宽减小到 Tmin时，
此时即使电弧负载进一步减小，脉宽也不再减小，恒定在
Tmin。由于逆变电源的输出电压于脉冲宽度成正比，所以当最小脉宽 Tmin确定后，即最小脉宽限制电路起作用后，
电源输出电压将恒定不变，自然形成 b段平等特性。 c段短特性是采用门限控制电路来实现的，在电路中预先设臵某个电流门限值 Ic。当负载进入 b段特性或短路时，电流增加，电流信号的取样与 Ic比较，电流超过 Ic时，关闭 PWM
的电路的输出，输出电流随之开始下降，当降到小于 Ic以上后，保护电路自动恢复 PWM电路的输出，如此反复，即实现了 c段短路特性的控制。 c段特性这种控制方法的设计优点在于，既控制了电源外特性，还能起到瞬时过流保护作用，可靠地保证了焊机的安全作用。上述这种采用闭环与门限综合控制电源外特性的具有良好的动态响应，可对焊接电弧进行精确控制。
图 10-35为主电路图，设计了减小上电冲击的保护电路，采用接触器和充电电阻，
电源接通后，通过向电容和充电，当电容电压接近整流输出电压 500V时，控制接触器吸合，电阻短接，完成了限制上电电流的的功能；同时也限制了电容最大充电电流，保护了电容；电容和所并联的电阻为分压电阻，确保两个电容各自承担电源电压；每个 IGBT连接了阻容吸收电路，限制关断时刻的电压尖峰；由于输出电压较低，
输出采用全部整流。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 6 - N o v - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,F,\ L I H O N G \ \ b o o k 7,d d b D r a w n B y,
D1 D2 D3
D6 D7 D8
D4
D9
Q1
Q2
D 1 0
D 1 1
R3
R6
R2
R5
C1
C2
C3
C4
K1
R1
D5
D 1 2
Q3
Q4
R4
R7
C5
C6
S1
T1
L1
图 10-35 主电路图
10-36为控制电路图，控制电路包括推力电流调解、电流反馈、电流取样前沿尖峰消取、最小脉宽限制、过流保护等电路，驱动电路可选用 HCPL316或 EXB841，此处不再叙述，详细设计可参见相关资料。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e vi s i o nS i z e
B
D a t e,1 6- N o v- 2 00 5 S he e t o f
F i l e,F,\ L I H O N G \ 小灵通基站电源 \ b oo k7,d db D r a w n B y,
R 1 0
1,6K
R 1 1
1,6K
R4
1 0K
R6
1 0K
R3
1 0K
C9
0,01 uF
C 1 3
0,01 uF
GND
C / S S S
1
V R E F
2
C / S -
3
C / S +
4
E / A +
5
E / A -
6
C O M P
7
CT
8
S H U T D O W N
16
V I N
15
B O U T
14
VC
13
GND
12
A O U T
11
S Y N C
10
RT
9
U5
U C 1 84 6
C7
0,1U F
R 2 1
7,5K
R 1 8
1 8K
C5
0,1u F
R 2 0
3,3K
C 1 4
0,02 2U F
C 1 8
0,02 2U F
R 2 5
5 60
R 2 4
5 60
R 2 6
36
C8
0,1U F
C6
0,1U F
R 1 9
5,6K
C 2 1
3 30 0P F
R 1 2
1K
+ 15
GND
GND
GND
GND
GND
GND
C 2 0
2 20 U F / 3 5V
GND
C 2 2 4 70 P f
9
10
7
8
U 4 B
L M 31 9
R 1 3
1K
R 1 7
1K
GND
+ 15
R 2 2
R E S 2
R P 4
1 0K
S H U T _D O W N
R 2 3
1,8K
W6
R 1 5
1K
4
5
12
3
11
6
U 4 A
L M 31 9
+ V C C
R 3 2
1K
R 3 1
1 0K
V1
2 N 22 22
R 3 5
1K
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
V C C
16
GND
8
U 7 A
4 52 8
C 2 5
2 20 pF
R P 3
1 0K
+ V C C
R 1 6
1K
R 1 4
1K
GND
C4
0,1U F
GND
C3
0,1U F
GND
GND
+ V C C
R2
1 0K
+ 15
GND
R5
1 0K
- 1 5
W3
1 0K
2
3
7
65
1
8
4
U1
L M 31 1
+ 15
R7
1KD1
GND
R1
1 0K
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
U 6 A
RC
14
C
15
A
12
B
11
C L R
13
Q
10
Q
9
U 6 B
+ 15
C 2 3
6 00 P F
C 2 4
6 00 P F
W4
1 0K
W5
1 0K
+ 15 D3
D4
D2
D5
R 2 8
R 2 9
GND
GND
3
2
1
4
11
U 2 A
5
6
7
U 2 B
C2
0,1U F
C1
0,1U F
GND
GND
4
5
12
3
11
6
U 3 A
L M 31 9
9
10
7
8
U 3 B
L M 31 9
+ 15
GND
R 2 7
2 7K
R 3 0
2,7K
+ 15
GND
GND
R8
1K
R9
1K
输出电流取样开关电流取样电流给定电位器推力电流调节电位器送驱动电路送驱动电路图 10-36 控制电路图 返回
§ 6.1 逆变器分类,功率流向和波形指标
§ 6.2 方波逆变器
§ 6.3脉冲宽度调制 （ PWM）
返回
把直流电变成交流电称为逆变，相应的功率变换装臵被称为逆变器。
如果把逆变器的交流侧接到交流电源上，把直流电逆变成同频率的交流电送到电网去，叫有源逆变；
如果逆变器的交流侧不与电网连接，而是直接接到负载，
即把直流电逆变成某一频率的交流电供给负载，则叫无源逆变。
DC-AC方框图如图 6-1所示。
图 6-1 DC-AC方框图
§ 6.1 逆变器分类、功率流方向和指标
1、分类
逆变器分为单相和三相两大类。单相逆变器适用于小、中功率；三相逆变器适用于中、大功率。这两大类按不同的特点又可分为：
1）按输入电源特点
输入电压为恒压源称为电压源逆变器（ Voltage Source Inverter 缩写 VSI）或电压型逆变器，如图 6-2所示,电压源逆变器的输入特点是其输入具有理想电压源性质；输入为恒流源称为电流源逆变器
（ Current Source Inverter 缩写 CSI），或电流型逆变器，如图 6-3
所示，电流源逆变器输入为理想电流源，在实际应用中使用较少。
负载电压 负载电流负载电流图 6-2 电压源逆变器 图 6-3 电流源逆变器
电压源逆变器又可分为：
a、具有可变直流电压环节（ Variable DC link）的电压源逆变器，如图 6-4所示。由 DC-DC变换器或可控整流获得可变的直流电压，输出电压幅度取决于输入可变直流电压，
输出电压频率由逆变器决定。一般情况下，该变换器输出电压为方波。
b、具有恒定直流电压环节（ Fixed DC link）的电压源逆变器，方块图如图 6-5所示。其直流电压恒定，输出电压幅度和频率利用 PWM技术同步调整。
图 6-4 具有可变直流电压环节的电压源逆变器图
6-5 具有恒定直流电压环节的电压源逆变器
2）按电路结构特点可分为半桥式、全桥式，推挽式和单管式逆变器。
3）按器件的换流特点可分为强迫换流式和自然换流式逆变器。
4）按负载特点可分为谐振式和非谐振式逆变器。
5）按输出波形可分为正弦式和非正弦式逆变器。
工业用的特殊交流电源有变频变压电压源
VVVF(variable voltage variable frequency)
和恒频恒压电压源 CVCF(constant voltage
constant frequency)。
2,逆变器功率流方向
无论逆变器输出是方波还是正弦，在负载为感性或容性负载时，其输出电压滞后或超前电流。因此，在任意时刻（除阻性负载）其输出功率的瞬时值有正有负。正的输出功率表明逆变器输出功率，即能量从逆变器输入向负载传输；负的输出功率表明逆变器工作于整流状态，
从负载向逆变器反馈能量。因此逆变器必须能够工作在四个象限才能适应各种不同的负载情况。
设逆变器输出电压为正弦，输出电流滞后于输出电压 φ 弧度，在此负载情况下，其输出功率情况可以从图从图 6-6和 6-7中可知,在第一象限，逆变器输出电压和电流均为正，逆变器输出能量；在第三象限，
逆变器输出电压和电流均为负，逆变器输出能量；即在 1,4象限，逆变器工作在逆变状态。在第二象限，逆变器输出电压为负，电流为正，
逆变器从负载向逆变器反馈能量；在第三象限，逆变器输出电压为正，
电流为负，逆变器从负载向逆变器反馈能量。即在 2,3象限，逆变器工作在整流状态。
为了使逆变其能够在四个象限工作，功率开关管反并联一个二极管即可实现，连接如图 6-8所示 。
图 6-6 逆变器输出瞬时电压和电流曲线 逆变器整流器逆变器整流器图 6-7 四象限工作情况 图 6-8 反并联二极管
3,逆变器波形指标
实际逆变器的输出波形总是偏离理想的正弦波形，含有谐波成分，为了评价输出波形的品质质量，从电压角度引入下述几个参数指标：
1）谐波因子（ Harmonic Factor）
第 n次谐波因子 HFn定义为第 n次谐波分量有效值同基波分量有效之值比，即
2）总谐波（畸变）因子 THD (Total harmonic distortion factor)
该参数表征了一个实际波形同基波分量的接近程度。输出为理想正弦波的
THD为零。
3）畸变因子（ Distortion factor）
总谐波因子指示了总的谐波合量，但它并不能告诉我们每一个谐波分量的影响程度，畸变因子定义：
对于第次谐波的畸变因子定义如下：
返回
§ 6.2 方波逆变器
1、单相半桥式逆变电路
半桥式逆变电路如图 6-9（ a）所示，在直流侧有两个相互串联的足够大的电容，使得两个电容的联结点为直流电压的中点。两个电容构成一个桥臂，开关管和及其反并二极管和构成另一个桥臂，
两桥臂的中点为输出端，可以通过变压器输出，
也可由这两端直接输出。因电容 C容量较大，每个电容两端电压,B点电位基本上不变,A点的电位则取决于器件的工作情况。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,20- A pr - 2 001 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ l i ho ng.ddb D r a w n B y:
Q
Q
D
D
1
2
1
2
V
in
C
C
Z
AB
i
L
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in /2
( a ) ( b ) ( c)
D
2
D
1
图 6-9 半桥逆变器的主电路及主要波形
若 Q1导通，则 。
若 Q2导通，则 。所以输出电压为 1800
电角度的方波交流电，宽度等于 Ton（ Q1或 Q2
的导通时间）。频率等于开关频率是开关周期。
在纯电阻负载 R情况下,D1或 D2都不参与导通,Q1和 Q2互相轮流导通，输出波形为方波，
其幅值为,为保证电路正常工作,Q1和
Q2不能同时导通，否则将出现直流侧短路现象。改变 Q1和 Q2的激励信号的频率，输出电压的频率也随之改变。
其输出电压有效值为：
其瞬时值表达式为：
当 n=1时，其基波分量的有效值为：
当负载为纯电感负载时，若 Q1管在 TS/2关断，由于电感中的电流不能突然改变方向，此时即使 Q2
管加上驱动信号,iL也必须通过 D2流动，直到 iL为零 Q2才能导通。 iL为零后电流开始反向,Q2管才流过电流。
在 作用下,iL线性增长,Q1截止后,iL维持原方向流动，电流 D2经续流，于是 变负，在此电压作用下 iL下降，下降速度与增长速度相同。
由此可见，感性负载时 Q1和 Q2,D1和 D2是轮流导通的。
由于 D1或 D2续流，电压形成一个负 (正 )的面积。
如果 Q1或 Q2导通时间超过 TS/4，波形为 1800方波，
电感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导通时间变化的影响，如图 6-9（ c）所示。
2、单相全桥逆变电路
单相全桥逆变电路如图 6-10所示，有四个功率管、四个反并联二极管组成，其控制方式有双极性控制、有限双极性控制和移相控制三种。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,22 -A pr - 2 00 1 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ l i ho ng,d db D r a w n B y:
Q
Q
D
D
2
4
2
4
V
in
Z
B
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in
( a ) ( b ) ( c)
D
2
D
1
Q
Q
D
D
1
3
1
3
A
Q
4
Q
3
Q
4
Q
4
D
3
Q
3
D
4
Q
4
6-10全桥逆变器主电路和双极性控制工作波形
1)双极性控制方式
图 6-10（ b）和（ c）给出了双极性控制方式下的工作波形。在 PWM调制方式下，开关周期为 Ts，在前半个开关周期,Q1和 Q4导通时间为 ton；后半周期 Q2和 Q3导通时间也为 ton 。假定功率管为理想器件则在 Q1和 Q4导通期间 vAB=Vin；在 Q2和 Q3导通期间 vAB=-Vin ；四个功率均截止时,VAB=0。
若负载 Z为纯电阻负载，则流过负载的电流的波形与电压波形相同。调节功率管的开通时间，从而调节 VAB的有效值大小。纯电阻负载时与功率管反并联的二极管没有电流流通，也就是说反并联的二极管不参与工作。
若负载 Z为纯电感负载 L，在 Q1和 Q4导通时，
vAB=Vin,流过负载 L的电流从零增加，电流变化率为,该电流在 t=ton时达到最大值，即在
Q1和 Q4将关断时达到最大值,Q1和 Q4关断后，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，因此 D3和 D2导通续流，于是 vAB=-Vin 。在这个电压作用下，电感电流减小，减小速度与和导通时的增长速度相同。 iL=0时,Q2和 Q3导通，负载电流开始反向流过，负载 L的电流从零反向增加，
该电流在 t=ton时达到最大值，即在 Q2和 Q3将关断时达到最大值,Q2和 Q3关断后，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，因此 D1
和 D4导通续流，于是 vAB=Vin 。
由于 D2,D3(或 D1,D4)续流，电压形成一个与导通期间伏秒积相等的负 (正 )的面积。如果 Q1和 Q4（ Q2和 Q3）导通时间超过 Ts/4，波形为 1800方波，电感电流成为正负面积对称的三角波，不再受或导通时间变化的影响。由此可见，
全桥逆变器在感性负载时不宜采用双极性控制方式。
vAB的有效值和瞬时值为：
—— 为输出电压角频率。
当 n=1时，其基波分量的有效值为：
显然当电源电压和负载不变时，其输出功率是半桥电路的
4倍。
2)受限双极性控制方式
受限双极性控制方式的工作原理是让一个桥臂的两个管子
(例如 Q1 和 Q3)以 PWM方式工作，另一个桥臂的两个管子 Q2、
Q4各轮流导通半个周期。
在纯电阻负载或空载时波形与双极性控制方式工作时相同，
如图 6-11（ a）；在负载为纯电感情况下，波形与双极性控制方式工作时不同，其波形如图 6-11(b)所示。
在负载为纯电感情况下,Q1和 Q4导通，,流过负载 L
的电流从零增加,Q1关断，由于电感电流不能突变，电感电流仍将按原来方向流动，形成由 D3、负载 L和 Q4构成的续流回路，,由于该电路中没有外电源，若不计电路损耗，则电感电流保持不变，直到 Q4 关断,Q2和 Q3导通，
电感电流才开始下降。在此工作方式下，仅与开关器件的状态有关，与负载性质和大小无关。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,22 -A pr - 20 01 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ l i ho ng,dd b D r a w n B y:
Q Q
1 3
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q
Q
1
2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in
( a ) ( b )
D
3
D
1Q
4
Q
2
Q
4
Q
3
t
t
图 6-11全桥电路受限双极性控制方式工作波形
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,22 -A pr - 2 00 1 S he e t o f
F i l e,F,\李宏电路图 \ l i ho ng,d db D r a w n B y:
Q
Q
D
D
2
4
2
4
V
in
Z
B
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in
( a ) ( b ) ( c)
D
2
D
1
Q
Q
D
D
1
3
1
3
A
Q
4
Q
3
Q
4
Q
4
D
3
Q
3
D
4
Q
4
3)移相控制方式
移相控制方式的工作过程是 Q1和 Q3轮流导通，各导通 1800电角； Q2和 Q4也是这样，但 Q1和 Q4不是同时导通。 Q1先导通,Q4后导通，两者导通差 a电角度，如图 6-12（ a）所示。其中 Q1和 Q3分别先于 Q2
和 Q4导通，故称 Q1和 Q3组成的桥臂为超前桥臂,Q2
和 Q4组成的桥臂为滞后桥臂。
移相控制时，电阻负载或空载时电压波形与上述两种方式的工作波形相同，纯电感负载时的工作波形与受限双极式工作波形相同，波形的宽度仅与移相角有关，即在此工作方式下，仅与开关器件的状态有关，也与负载性质和大小无关。
图 6-12 全桥电路移相控制方式的工作过程
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,2 2 -A p r - 2 0 0 1 S h e e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ l i h o n g,d d b D r a w n B y,
Q Q
1 3
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
T
s
T
s
/2
V
in
Q
4
Q
2
t
a
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,22 -A pr - 2 00 1 S he e t o f
F i l e,F,\李宏电路图 \ l i ho ng,d db D r a w n B y:
Q
Q
D
D
2
4
2
4
V
in
Z
B
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
R
t
t
t
Q Q
1 2
Q
1
V
AB
i
L
t
t
t
T
s
T
on T
s
/2 T
s
T
s
/2
T
on
V
in
( a ) ( b ) ( c)
D
2
D
1
Q
Q
D
D
1
3
1
3
A
Q
4
Q
3
Q
4
Q
4
D
3
Q
3
D
4
Q
4
3傅立叶级数、方波逆变器输出谐波
1)傅立叶级数
傅立叶级数是研究和分析波形形状的工具。为了分析方便，把傅立叶级数的基本定义、概念叙述如下。
在实际问题中，除了正弦函数外，还会遇到许多非正弦的周期函数，为了研究非正弦的周期函数，
将周期函数展开成由三角函数组成的级数，即将周期为 的周期函数用一系列三角函数之和来表示：
其中 都是常数。
用上述方法将周期函数展开，它的物理意义是很明确的，即把一个比较复杂的周期运动看成是许多不同频率的简谐振动叠加。这种展开称为谐波分析，常数项 A0称为的直流分量； 称为一次谐波（又叫做基波）；
,,… 依次称为二次谐波，三次谐波，等等。
为了方便，将正弦函数 展开：
把 从 [ ]逐项积分，
根据三角函数的正交性，得到傅立叶系数为：
当周期为 的 为奇函数时，它的傅立叶系数为：
当周期为 的 为偶函数时，它的傅立叶系数为：
方波逆变器输出波形傅立叶分解
由于方波逆变器输出方波为奇函数，所以有：
当 n为偶数 (even)时，,bn=0；
当 n为奇数（ odd）时，,所以：
方波输出的傅立叶表达式可写成基波为 1
3 次谐波为 0,33
5 次谐波为 0,2
7 次谐波为 0,14
9 次谐波为 0,11
11 次谐波为 0,0 9
图 6-13 方波逆变器输出频谱
因此，我们得出方波逆变器输出的频谱图，如图 6-13所示，并有以下结论：
（ 1）方波逆变器输出的方波谐波幅度随着 n的增加而减小，其减小系数为 1/n；
(2)偶次谐波不存在；
(3)最低次谐波为 3次谐波；
(4)由于基波和谐波频率差较小，低通滤波器设计相当困难。
图 6-14为方波的各次谐波时域图。
逆变器输出基波
3 次谐波
5 次谐波逆变器输出基波次谐波次谐波图 6-14 方波的各次谐波
图 6-15为一个准方波波形，显然它是一个奇函数，因此有
如果 n是偶数，则图 6-15 准方波波形
准方波的基波幅度为：
由式 6-22可以知道，基波的幅度可以通过改变 α 而被控制。
同理，准方波的三次谐波幅度为
当 时,即准方波的三次谐波为零。
一般地，当 时,n次谐波将为零。
4负载为感性负载的方波逆变器特性
前面讨论的方波逆变器负载为两种情况，纯电阻负载和纯电感负载，一般说来，负载总是电感和电阻同时出现，因此负载电压和电流有相位差，
电流滞后于电压。 R-L负载的工作情况。
方波输出的傅立叶表达式
输出电流的傅立叶表达式可写为：
当较小，若忽略 R
电流谐波的幅度与谐波次数的平方成比例
（ 1/n2），电流的最低次谐波 3次谐波的幅度为基波的 1/9，因此可以把电流近似写成基波形式
就是电压和电流的相差。
在 R-L负载下，全桥逆变器工作过程可以分为 4个模式，如图 6-16（ a）所示。
s
V
R L
1模 式
1
Q 2
Q
3
Q
4
Q
1
D
2
D
3
D
4
D
o
i
o
v
s
V
R L
2模 式
1
Q 2
Q
3
Q
4
Q
1
D
2
D
3
D
4
D
o
i
o
v
s
V
R L
4模 式
1
Q 2
Q
3
Q
4
Q
1
D
2
D
3
D
4
D
o
i
o
v
s
V
R L
3模 式
1
Q 2
Q
3
Q
4
Q
1
D
2
D
3
D
4
D
o
i
o
v
()a
1模 式 0
2
模 式 2
2
模 式 3
3
2
模 式 2
3
2
2
o
v
s
i
s
i
s
i
s
i
o
i
2
2?
0
s
i
1模 式 2模 式 3模 式 4模 式
()b
图 6-16 全桥逆变器工作模式分析
模式 1,Q1和 Q4从 0角度开始导通，由于电流滞后电压，所以流过负载的电流为负，它沿着二极管
D1和 D4流动,Q1和 Q4零电流导通。
模式 2开始于负载电流过零，过零时刻角度,
在此时刻电流流过 Q1和 Q4。
在模式 1和模式 2负载上的电压相同，为正电压。
模式 3开始于,此时,Q1和 Q4被强迫关断,Q2和
Q3开始导通，负载中的电流要仍然保持原来的方向，因此它沿着二极管 D2和 D3流动，虽然 Q2和 Q3
导通，但无电流流动。此时负的电压加在负载上，
并保持到模式 4。
模式 4开始于,此时输出电流过零，在此时刻电流流过 Q2和 Q3，在 时刻,Q2和 Q3被强迫关断,D1和 D4开始导通，进入下一循环周期。
负载电压和电流、电源电流如图 6-16（ b）所示。
5方波逆变器输出滤波
方波逆变器输出是一交变方波电压，在某些场合可以直接应用，例如在驱动交流电机等应用中；在另一些场合，方波逆变器输出就必须进行滤波，才能满足应用的需要。
通常采用 LC低通滤波器（ low pass
filter）滤除方波逆变器输出方波的高次谐波，将 LC低通滤波器臵于方波逆变器输出和负载之间，如图 6-17所示。
低通滤波低通滤波图 6-17 LC低通滤波器臵于方波逆变器输出和负载之间在方波逆变器中，其输出幅度为输入直流电压幅度，无法控制其输出电压幅度和谐波。对某一频率的输出，其谐波总是基波频率的 3倍,5倍,7倍等，采用 LC低通滤波器滤除谐波很困难。
LC低通滤波器的截止频率是固定不变的，滤波器的体积由滤波器的 VA额定值确定。为了减小滤波器的体积，必须采用 PWM开关方案。
5 三相方波逆变器
当三相负载较大时,通常采用三相逆变器 。 三相逆变器电路可以由三个单相逆变器组成,单相逆变器可以是半桥式的也可以是全桥式的,
三个单相逆变器的激励脉冲之间彼此相差 1200,以便获得三相平衡
（ 基波 ） 的输出 。 输出通常采用 ㄚ 以便消除输出电压中的三倍数谐波
（ 3,6,9,）,通常三相逆变电路采用三相桥式电路,三相桥式电路如图所示 。 每个桥臂 （ Red leg,Yellow leg,Blue leg） 相互延迟 1200。
当 G点和 N点不连接时,180O导电型工作过程，负载为阻性。
6个功率管的驱动信号如图 6-20所示，其导通顺序为 5,6、
1； 6,1,2； 1,2,3； 2,3,4； 3,4,5； 4,5,6； 5、
6,1…,；每组管子导通 60度。 6个状态的等效电路如图
6-21所示。
S1
b
ω t
ω t
π 2 π
ω t
π 2 π
ω t
ω t
ω t
S2 b
S3 b
S4 b
S5 b
S6 b
图 6-20 6个开关的驱动信号（ 1800导电类型）
图 6-21 全桥逆变器开关不同组合时的等效电路图
可以求出 6个状态时三相输出电压,
由上式画出三相输出相电压波形，如图所示，可见波形每个周期由六个阶梯组成，因此又称为六阶梯波。我们称,,为逆变器相电压；,,为逆变器线电压。 120o导电型模式时，每个开关元件导通 120o,S1～ S6依次间隔 60o导通，逆变器中任一时刻只有两管导通，工作安全可靠，不会发生同一桥臂直通现象，其导通时序按进行，其输出波形读者可以自己分析。
返回
§ 6.3脉冲宽度调制（ PWM）
方波逆变器可以方便地调整输出电压的频率，但输出电压的幅度在逆变环节中无法调节，通常需要增加调压环节完成调压功能，但这种方法使系统复杂，且输出电压谐波大。
从傅立叶分析可知，如果把方波逆变器输出的方波用个小方波取代（如图 6-24所示），就可以通过控制小方波的宽度控制逆变器输出基波的幅度。由于小方波的频率是逆变器输出基波频率的 N倍，因此逆变器输出的最低次谐波频率升高，即可以通过增加 N的办法减小最低次谐波幅度。
同时由于 LC低通滤波器的截止频率升高，因此体积也减小。
1964年，德国学者 A,Schonung 和 H,Stemmler 率先提出了脉宽调制（ PWM,Pulse Width Modulation）的思想，
把通讯技术中的调制技术应用于交流传动中，开创了 DC-
AC技术研究的新领域。一般说来,PWM信号输出端加适当的滤波器可以恢复出原调制波信号。
方波基波方波基波图 6-24方波逆变器输出的方波用 N个小方波取代改变小方波脉冲宽度调节输出基波幅度
PWM逆变器从根本上解决了方波逆变器存在的问题。
近几十年来，该技术一直是电力电子的研究热点，
并在工业应用领域产生了极大的经济效益。在技术实现上，从模拟电路发展到全数字化方案；在调制原理上提出了自然采样法、规则采样法、等面积算法、消除有限次谐波的优化调制方法等等。
为了适应交流异步电机变频调速的应用，提出了电压正弦波调制、磁通正弦波调制和电流正弦波调制算法。为了获得优良的输出波形，提出了消除有限次谐波的算法、效率最优的和转矩脉动最小的 PWM算法。为了消除音频噪声、消除低次谐波以及提高系统稳定性，又提出了各种随机 PWM技术。
到目前为止，对这一技术仍不断有新方案提出，
充分体现出其强大的生命力。
1,PWM波形生成原理在采样控制理论中，有一个重要结论：冲量相等而形状不同的脉冲，加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量，即是指窄脉冲的面积。这里所说的效果相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如果将其输出波形用傅氏变换分析，其中低频特性基本相同，仅在高频段略有差异。
例如，图 6-25中所示的三个面积相等但形状不同的窄脉冲，当他们分别加在惯性上环节上时，
输出基本相同，并且，脉冲宽度越窄，其输出的差异越小。当脉冲变为图 6-25(d)中的单位脉冲函数时，环节的响应即为该环节脉冲过度函数。
0 t
f(t)
0 t
f(t)
0 t
f(t)
0
f(t)
t
a b c d
图 6-25 形状不同而冲量相同的各种脉冲基于上述理论，下面再来分析一下如何用一系列幅度相等、宽度不等的脉冲序列代替一个正弦波。
将图 6-26(a)中所示的正弦波（半个周期）分成 N等份，可以把正弦波（半个周期）看成由 N个脉冲组成。这些脉冲宽度相等，幅值不等，脉冲顶部不是水平直线，而是按正弦规律变化的曲线。我们将这些脉冲以一组幅度相等、宽度不等的脉冲代替，使脉冲的中点和相对应的正弦等分的中点重合,且使脉冲面积和相应的正弦部份面积（冲量）相等，我们就得到如图 6-26(b)所示的一组脉冲,把它们重画在一起，如图 6-27所示，这就是 SPWM波形。
6-26 幅度相等、宽度不等的脉冲序列代替一个正弦波示意图
把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的 PWM波形。图 6-27为所希望的波形和所期望的 SPWM波的关系。
P WM 波希望的正弦波波希望的正弦波图 6-27所希望的波形和所期望的 SPWM波的关系
通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，在交点时刻就可以得到宽度正比于调制信号波幅度的脉冲。图 6-28为调制波、载波和 SPWM波的关系图形。
采用 SPWM技术时可以对 DC-AC逆变器的输出幅度和频率进行独立控制。
需要说明的是,PWM和 SPWM这两个术语，实质上是没有区别的，有时为了强调正弦波调制，用 SPWM
表示，经常混用这两个术语。 SVPWM是从电机控制角度出发，指电机磁通正弦脉冲宽度调制。
载波调制波 载波调制波
6-28 调制波、载波和 SPWM波的关系
6-29 SPWM技术对 DC-AC逆变器输出幅度和频率独立控制示意图
2 PWM的调制方式与相关术语
1) 单极性（ Unipolar） PWM调制与双极性 (Bipolar)PWM调制
载波（三角波）在调制波半个周期内只在一个方向变化，所得到的 PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性 PWM控制方式。 单极性 PWM控制方式如图 6-28所示，它说明了 SPWM技术对 DC-
AC逆变器输出幅度和频率独立控制。单极性调制中，逆变器同一桥臂的上部功率开关管和下部功率开关管在调制波（输出电压基波）的半周期内仅有一个功率开关管多次开通和关断。
和单极性 PWM控制方式不同的是双极性 PWM控制方式。在双极性控制方式中，载波（三角波）在调制波半个周期内是在正负两个方向变化，所得到的 PWM波形也正负两个在方向变化，图 6-29为双极性 PWM调制。在双极性 PWM调制方式中，同一桥臂上下两个功率开关的驱动信号是互补的信号，但实际上为了防止同一桥臂上下两个功率开关直通而造成短路，在两个信号中间加入死区，死区时间大小主要由功率开关器件的关断时间决定，死区时间将会给输出的 SPWM波形带来影响，使其偏离正弦波。
这两种方式的差别仅仅在于正弦波与三角波比较的方法。一般说来，单极性 PWM调制方案产生的谐波较小，但是难于实现，在本书中只讨论双极性 PWM调制方法。
载波比 —— 载波频率 fc与调制信号频率
fr 之比根据载波和信号波是否同步及载波比 p的变化情况,PWM调制方式分为 异步调制 和 同步调制 。
在异步调制方式中，调制信号 fr频率变化时，保持载波信号 fc频率固定不变，因而载波比是变化的。这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲的相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时半周期内前后
1/4周期的脉冲也不对称。
当调制信号频率较低时，载波比 p较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制频率增高时，载波比 p就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就增大，输出波形与和正弦波之间的差异变大。因此，在采用异步调制方式示，希望尽量提高载波频率，以便在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。
载波比 p等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在同步调制方式中，调制信号频率变化时，载波比 p不变，即调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。在三相
SPWM逆变电路中，通常公用一个三角波载波信号且取载波比为 3的整数倍,以使三相输出波形严格对称，同时，为了使一相的波形正负半周镜向对称,p应取为奇数。
当逆变电路输出频率很低时，因为在半个周期内输出脉冲的数目是固定的，所以由 PWM调制而产生的附近的谐波频率也相应降低，这种频率较低的谐波通常不易滤除，如果负载为电动机，就会产生较大的转矩脉动和噪声，给电动机正常工作带来不利影响；作为正弦电源，滤波器的设计非常困难。
为了克服上述缺点，通常都采用分段同步调制的方法，即把逆变电路的输出频率划分为若干个频段，每个频段内都保持载波比为恒定，不同频段的载波比不同。在输出频率的高频段采用较低的载波比，以使载波频率不致过高，在功率开关器件所允许的范围内，在输出频率的低频段采用较高的载波比，以使载波频率不至过低而对负载产生不利影响。
3)调制度（ Modulation Index）
调制度（ Modulation Index ）定义：
如果 MI高，正弦波输出幅度也高,反之亦然。
即有以下线性关系：
V1是逆变器输出电压的基波幅度； Vin为输入直流电压的幅值。
3,SPWM生成方法
1）自然采样法 (Natural sampling)
按照 SPWM控制的基本理论，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率器件的通断，这种生成 SPWM波形的方法称为 自然采样法 。
正弦波在不同的相位角时其值不同，因而与三角波相交所得的脉冲宽度也不同。另外，当正弦波频率变化或者幅值变化时，各脉冲的宽度也相应变化，要准确生成 SPWM波形，就应准确地计算出正弦波和三角波的交点。
正弦调制波为
式中,MI为调制度 (即调制波幅值与载波幅值之比 ).
从图 6-30可以看出，在三角波载波的一个周期内，其下降段和上升段各与正弦调制波有一个交点，使正弦调制波上升段的过零点和三角波下降段过零点重合并把该时刻作为零时刻。同时，把该点所在的三角波周期作为正弦调制波周期内的第一个三角波周期，则第 n个周期的三角波方程可以表示如下：
cT
am
At
Bt
Δ M
I
s in ω
r
t
t
u
u
t
δ
k
t
A
t
B
6-30 自然采样法
这样，正弦调制波和第 n个周期的三角波的交点时刻和可分别由下式求得
在给定 和 后，求解上面两式即可求得和，脉冲宽度 δ k可由下式求出：
tA和 tB均是未知数，求解这两个超越方程式非常困难的，
这是由于正弦调制波和三角波的交点的任意性造成的。由于求解时需要花费较多的计算时间，难以在实时控制中在线计算，因而自然采样法在实际工程应用不多。
2）规则采样法 (Regular sampling)
规则采样法有不对称规则采样法
（ Asymmetric regular sampling）和对称规则采样法 (Symmetric regular
sampling)两种。规则采样法的脉冲宽度关系如图 6-31所示，在对称规则采样法中 ；而不对称规则采样法中 。
调制波载波调制波载波图 6-31规则采样法脉冲宽度关系
设载波周期为,,
的分界点为某个三角波的负峰值点。将图 6-31中第个脉冲单独画出来，如图 6-32所示。按冲量相等而形状不同的在脉冲加在具有惯性环节上时其效果基本相同的原理计算第个 PWM
脉冲的开通角和关断角，示意图如图 6-33所示。
图 6-32 第 k个 PWM脉冲
6-33 按冲量相等原理计算双极性第 k个 PWM脉冲开通和关断角
由图 6-32可得：
结合图 6-32和图 6-33计算出 PWM脉冲前半个的平均电压：
同样可以计算出 PWM脉冲后半个周期的平均电压：
现在计算第个脉冲对应的调制波的面积
由于 非常小时，有,因此可以改写为：
同理：
带入,有
即
同样可得：
由 和 可得：
由 和 可得：
因此：
第 k个 PWM脉冲的上升沿开通角为,；
第 k个 PWM脉冲的下降沿关断角为,；
以上等式对于不对称调制（ Asymmetric
modulation）成立。
对于对称调制（ Symmetric modulation）有
PWM脉冲整个周期的平均电压：
第 k个 PWM脉冲的伏秒积：
与第 k个 PWM脉冲对应的正弦波伏秒积：
冲量相等,所以
因此对于对称调制（ Symmetric modulation）有：
第个 PWM脉冲的上升沿开通角为,第个 PWM脉冲的下降沿关断角为 。
我们可以直接利用图 6-34写出对称和不对称规则采样法的以及计算公式。
对于对称规则采样法，以三角波负半周角平分线与正弦波交点作为采样点，过此点作平行线，该平行线与三角波在 内有两个交点，此两个交点即脉冲的开通时刻和关断时刻。
对于不对称规则采样法，把 四等份，等份线与正弦波在内有三个交点，除去等份线与正弦波交点，剩余两个交点，此两个交点作为采样点，过这两点作平行线与三角波在内有四个交点，取采样点最近的两个交点作为脉冲的开通时刻和关断时刻。
Δ
M
I
sin ω t
δ
k
δ
k
δ
1k
δ
2k
α
k
δ
0
δ
0
δ
0
δ
0
2
dc
V
2
dc
V
- 1
1
Sa m pl e poi nt
ω t
ω t
As y m m e t ri c
sam pl i ng
不对称采样
S y m m e t ri c
sam pl i ng
对称采样图 6-34 对称和不对称规则采样法
对于三相桥式逆变电路，应该形成三相
SPWM波形。三相正弦调制波互差 120o相位，
设在同一三角波周期内三相的脉冲宽度分别为,,,由于在同一时刻三相正弦调制波电压之和为零：
左边负脉冲宽度：
右边负脉冲宽度：
利用上述公式可以简化生成三相 SPWM波形时的计算。
在调制波（正弦波）一个周期内，假定 PWM
波为奇函数，那么第 k个 PWM脉冲所包含的谐波可以计算出来：
显然这个等式再无法有效简化,PWM波形的傅立叶系数是一个周期内 p个脉冲的和：
图 6-35 是规则采样法的频谱图，观察图 6-35频谱图可以得到：
基波幅度大小与调制度 (depth of modulation) or
（ modulation index）成正比：。
谐波频率的主要分量以簇（ clusters）的形式出现：；,式中 是调制波（正弦）的频率，
为载波频率的数倍，在主要谐波频率附近存在边带
（ side-bands）。
谐波幅度随着调制度变化而变化，其相互关系不清楚。
当调制比（载波比）较小时（ p<10），在主要谐波频率附近存在边带重叠。
调制度基波幅值调制度基波幅值
6-35 SPWM 频谱图
对于三相逆变器，如果选择为 奇数并且为三的倍数 （例如 3,9,15,21,27… ），线电压的形状与正弦波更为接近；在相电压的谐波中不存在偶次谐波，如图 6-36所示。
幅值基波谐波次数幅值基波谐波次数图 6-36 三相逆变器相电压（ A）和线电压（ B）谐波比较
线电压谐波中没有 2p-1次以下谐波以及载波频率整数倍次谐波（图 6-35B）,线电压的频谱比较干净，这就意味着线电压的 THD
较小，线电压波形更接近正弦。
尽可能的取较大的 p。这是因为较大的 p时，
谐波频率较高：，为调制波频率。尽管电压波形的 THD随着 p的增加没有大的改善，
但由于负载的滤波效应，电流波形的 THD改善明显。
3） SPWM波形等面积动态递推算法
把一个正弦半波分为 N等份，然后每一等份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合，这样，由 N个等幅而不等宽的矩形脉冲所构成的波形就与正弦半波等效，正弦波的负半周也可用同样方法来等效。显然这一系列脉冲波形的宽度或开关时刻可以严格地用数学方法计算得到。
将正弦信号的正半周分为 N等份（ N
为三的倍数），则每份为 弧度，
脉冲高度为 Vdc/2，调制波（正弦波）
电压幅值为 V1m,设第 K个脉冲宽度为,则第 K份正弦波面积与对应的第 K个 SPWM脉冲面积相等，在双极式等面积算法中，逆变器主电路中每个桥臂的两个开关器件交替通断，处于互补工作方式，如图 6-37
所示，将正弦信号半周期分为 N等份，
其第 K等份面积与所对应的 SPWM脉冲面积相等：
又：
0
U
U
t
t
(v)
(v)
K
N
1?
on(K) of f (K)
0
K
'
K
K
N
图 6-37双极式 SPWM等面积算法
解得
则第 K个脉冲开关角为,
在分段同步调制中，每个频段载波比 N（每半周的等份数）为恒定值，不同频段 N不同。当 N确定后，
只要先将 的余弦值算好，在单片机中建立一个余弦表格（对应一个频段），每个数值都有一个对应的数据指针指向余弦表格，那么：
式中：
表示数据指针指向余弦表格的第 K个数值；
表示数据指针指向余弦表格的第 K+1个数值；
显然通过单片机将余弦运算转换为减法运算，并且只存储 N个余弦值（对应一个频段）。
在三相桥式 SPWM逆变电路中，负载星型连接,N点和 G点同电位（图 6-19），各相输出电压波形完全相同，只是在相位上互差 120o，设 R相和 Y相的基波电压分别为：
则：
显然当时，输出线电压（基波）最大幅值为,
即直流电压的利用率仅为 0.866。为了获得较高的电压幅值，必须使用其它调制办法。
为了提高电源利用率，在 MI接近
1时采用过调制方法。过调制一般有两种办法，其一是在调制波半个周期内，只 在 和内进行调制，中间范围内为一个方波，如图 6-39所示，也可以用梯形波作为载波，只在 和内进行调制。其二是在正弦调制波中叠加三次谐波。
叠加后的调制波为马鞍形。
这两种方法提高了直流电源利用率，但也使谐波提高。
u
1m
si nw t
图 6-39 过调制方法之一其他调制方法还有谐波消取法、最佳 SPWM法（使某一指标最小的 PWM算法）、电流滞环法等。总之各种调制方法都是为了消除低次谐波，提高电压利用率，同时要尽量减小计算工作量。
u
uUN’
O? t
O
O
O
O
Ud
2
-Ud
2
uVN’
uWN’
uUV
uUN
t
t
t
t
O? t
urU urV urWuc
Ud
23Ud2
3,交流滤波器设计
在大多数逆变器中，为了使逆变器输出电压正弦化，必须设臵滤波器。滤波器的任务就是使单次谐波和总谐波含量降低到指标允许的范围内。滤波器种类很多,常用的有 LC滤波（常 K型两元件滤波器）和 m型三元件 Γ
型滤波器。
1) 常 K型两元件 Γ 型滤波器
Γ 型四端网络如图 6-40所示，
设串联臂阻抗为 Z1，并联臂阻抗为 Z2，可写出：
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,26 -A ug - 2 00 1 S he e t o f
F i l e,F,\李宏电路图 \ M y D e s ign 2.d db D r a w n B y:
Zs
Z1
Z2 ZL
~
E
I I 2?
U
1
U 2
图 6-40 Γ型四端网络
输入阻抗为：
输出阻抗为：
对于任意的四端网络，如果其输入阻抗等于信号源阻抗，
输出阻抗等于负载阻抗，则四端网络的输入和输出均处于匹配状态，即四端网络工作在最佳状态。
四端网络的输入特性阻抗和输出特性阻抗
根据四端网络的基本理论，如果网络是对称的，其特性阻抗,在此情况下，定义传输常数为四端网络输入端电压和输出端电压之比的自然对数，即,也可以为,也可写成
由于四端网络中各元件均为复阻抗，电压和电流亦为复数，
所以可以写成
式中,b为四端网络固有衰耗,a为四端网络固有移相常数，
显然,b=0，则滤波器只起移相作用； b不等于零，滤波器表现为滤波。
由于,所以：
由上式可见，传输常数由网络的结构和各元件阻抗决定，
所以称为四端网络的固有传输常数。
设 x,y为实数，复数,令,则称为指数函数。
复变量的余弦函数和正弦函数分别定义为
复变量的双曲正弦、双曲余弦分别定义为
g写成指数形式：
用双曲线函数表示
由于滤波器它能够无损耗或以很小的损耗通过某以频带的电功率，而对这一频带以外的电功率则表现为很大的损耗，滤波器具有一个通频带的条件称为传通条件。由于,所以如果滤波器具有一个无损耗或以很小的损耗的通频带，
其值 b必为零：
因为,因此传通条件可表示为：
这是一个重要的关系式，阻抗 Z1,Z2必须满足此关系式,Γ 型四端网络才具有滤波器的功能。
由 Γ 型滤波器传通条件,Z1,Z2必须反号，即一个为感抗，另一个必须为容抗，对于低通滤波器：
显然，两者乘积为常数，一旦 Z1和 Z2确定，常数 K
也就确定下来。故称这种滤波器为常 K型 Γ 型滤波器。
Γ 型低通滤波器传通条件可改写为
则当频率在 区间时,Γ 型低通滤波器的衰减为零，当频率大于 fc时，滤波器开始有损耗。
滤波器在阻带（通带以外）的电功率则表现为很大的损耗：
当,则,因此：
可以用此式来计算通带的移相角。
当,则,,因此：
由于 b为四端网络固有衰耗，因此用此式计算阻带的衰耗。
为了确定滤波元件 L和 C,首先确定 fc。理论计算的最低次谐波是在理想条件下取得的，由于功率半导体器件动态压降和饱和压降的不一致以及其它各种非线性因数的影响，
使得实际产品中可能具有甚高的二次、三次谐波电压，所以一般选为基波频率的 2倍。
其次选定滤波器的标称阻抗 R。从前面叙述中，我们知道，
四端网络在最佳工作状态时的输入阻抗和输出阻抗为：
显然 Zc1,Zc2为 的函数，当负载所需的功率和电压为已知时,RL就是一个已知量
2） m型三元件 Γ 型滤波器
图 6-42示出了两种滤波器的输入特性阻抗关系。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,2 5 -N o v - 2 0 0 1 S h e e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ M y D e s ig n 2,d d b D r a w n B y,
Z1
Z2
I I 2
U
2
Z 1 m
Z 2 m
I I 2
U
2
Z c1 Z c m 1
图 6-42 滤波器的输入特性阻抗
为了确定 m型滤波器的组成和特性，从滤波器特性阻抗入手，设 K型 Γ 型滤波器的特性阻抗为 Zc1,m型滤波器的特性阻抗为 Zcm1，且,则有：
设,
解得
可见，若,则 Z2m将变成两个元件串联。
图 6-43 m型滤波器电路图
m型三元件 Γ型滤波器的阻带损耗为：
当 时，,即阻带无穷大。
则阻带损耗的峰值频率 可有下式求出：
在工程设计中，一般取 由于 m型滤波器中的并臂是由一个电容与一个电感组成，在其谐振频率即阻带损耗的峰值频率,此时并臂阻抗为零，因而其在
[fc,]衰减为无穷大，使得损耗曲线陡度显著增加，故滤波器输出的低次谐波大大减少，这是 m型滤波器优于常 K型滤波器的主要方面。
练习题
1 半桥逆变器的负载为，电源电压为 320V,求流过电感的平均直流电流，画出负载的电压和电流波形。
2 介绍单极性（ Unipolar） PWM调制与双极性
(Bipolar)PWM调制的区别。
3介绍调制比、同步调制和异步调制的概念。
4 调制度（ Modulation Index）定义
5 全桥逆变器输入直流电压 200V，输出频率,负载,
1）画出负载电压和电流波形；
2）画出输入直流电源电压、电流波形；
6．题 6图中两种电路能否工作？为什么？
7 比较图两种电路的特点签名 日期底图总号旧底图总号标题编号标记 处数 更改单号 签名 日期日 期签 名设 计校 对审 核标准化检查批 准阶 段 标 记 重 量 比 例共 张
( b )( a )
( a ) ( b )
签名 日期底图总号旧底图总号标题编号标记 处数 更改单号 签名 日期日 期签 名设 计校 对审 核标准化检查批 准阶 段 标 记 重 量 比 例共 张
( a ) ( b )
D?
D I O D E
题 6
题 7
8 对于题 8图所示电路，测得波形如右图，分析波形出现尖峰的原因，说明减小其电压尖峰的原因。
9 图 6-10（ a）中，负载为纯电阻负载，请问二极管是否参与工作？画出的电压波形，并标出导通和关断区间。
题 8
10 对于图 6-18的三相桥式逆变电路，画出 120度工作模式、纯电阻平衡负载时相电压波形。
11 分析图 6-18的三相桥式逆变电路,180度工作模式、纯电阻平衡时输出相电压的谐波。
12 为什么说方波逆变器纯感性负载时，如果 Q1和
Q4（ Q2和 Q3）导通时间超过 TS/4，输出电压不再受 Q1或 Q2导通时间变化的影响？
13 说明谐波因子 与逆变器输出品质关系。
14 为什么考虑逆变器最低次谐波（与基波频率最接近的谐波）？
15题图 15 说明 LC滤波和题图滤波的主要差异。
15题图返回第 7章 AC-AC变换技术
§ 7.1 交流控制器
§ 7.2 周波变换器返回
AC-AC 变换常用的有两大类，直接变换（ direct
conversion）和间接变换 (indirect conversion )。
所谓直接变换就是输入交流通过开关器件与输出连接，通过开关器件的通断控制，得到同频率或不同频率的输出交流电源。不改变输出频率的直接变换器称之为交流控制器；
改变输出频率的直接变换器称之为周波变换器
（ cycloconverter），周波变换器的输出频率远低于输入频率，一般取输入交流频率的 1/n,n一般取整数。通常应用于大功率（大于 100Kw）工业设备。
间接变换器通过中间环节，即 AC-DC-AC，即要进行 AC-DC
变换和 DC-AC变换。开关器件一般采用可关断器件如
POWEMOSFET和 IGBT等。其输出频率可以大于或小于输入频率，最小频率可接近于零，最大频率只受开关器件工作频率限制。这种变换器又称逆变器，通常在中等功率范围内应用，其工作原理在 DC-AC变换中已有讲述。
§ 7.1 交流控制器
交流信号的三要素即频率、幅度和相位，交流控制器不改变输出频率，只改变交流的幅度。
改变交流输出的幅度，有三种方法可以实现：
1）周期性开通和关断输入电源；通过控制通断时间调节输出的平均幅度。
2）如第二章所述的控制晶闸管的延迟角，从而控制输出平均幅度。
3）输入电源采用高频开关，调节输入电源的脉冲宽度控制输出幅度。
1 开关控制（ ON-OFF CONTROL）
单相开关控制电路入图 7-1所示，由于输入为交流电源，理想开关作为开关器件可以双向传递功率，
而电力半导体器件为单向导电器件，因此必须采用器件反并联才能实现双向通电。设导通 n个周期，
关断 m个周期，其输出电源周期为 n+m，定义占空比为 。
当用晶闸管作为开关时，在导通的 n个输入电源周期，电源的正半周，触发晶闸管 T1导通，负半周时，触发晶闸管 T2导通，在关断的 m个输入电源周期，两个晶闸管均无触发信号。输出电源的功率周期为 m+n个输入电源周期。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 4 - D e c - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,C,\ P r o g r a m F i l e s \ D e s i g n E x p l o r e r 9 9 S E \ E x a m p l e s \ d i 5,d d bD r a w n B y,
T1
T2
Z
Z
VS
VS
S
Vo
+
--
+
Vo
a 理想开关 b 晶闸管开关图 7-1 通断控制图 7-2 单相通断控制输出波形
从能量守恒角度出发，假设晶闸管为理想器件，
导通期间，输入电源流过负载 Z，在导通的 n个输入电源周期其输入能量与输出电压有效值在 n+m个输入电源周期内输出的能量相等：
电压传输比
输入电压有效值为 220V,D=0.6,n=6（即 m=4）时，
其输出波形如图 7-2所示。对输出波形进行谐波分析后可以看出，这种控制方法输出谐波较大。
2 延迟角控制
交流调压通常采用两个反并联晶闸管或双向晶闸管作为一相电流的通断开关，通过调节延迟角控制电压幅度，在灯光、温度等小容量控制中有着广泛的用途。单相交流调压电路图和图 7-1相同。
1)单相延迟角控制
负载为纯阻性负载时，其工作过程为，交流电压正半周时，
经过延迟角,在 时触发晶闸管 T1，在 时刻触发晶闸管 T2,T1,T2导通角为 。图 7-3示出其电压和电流输出波形。设输入电压 220V，负载电阻 10，延迟角 。
输出有效值
电压传输比：
图 7-4电压传输比与延迟角关系图，从图可以看出，增大延迟角，电压传输比减小，即输出电压有效值减小，也就是说可以通过调节延迟角调节输出电压，在延迟角为 1弧度到 2.5弧度内近似线性降低，其斜率绝对值较大，即改变一点延迟角就可以较大的改变电压传输比，改变输出电压。因此通常在 90度临近调节延迟角，输出变化反应大。
7-4电压传输比与延迟角关系
R-L负载,当电源电压过零时，负载电感产生的电动势使晶闸管继续导通，此时导通角,也就是说当输入电压过零时，
输出电流并不等于零。在 时刻触发晶闸管 T1导通，在 时刻，晶闸管 T1电流为零,T1自然关断,为熄灭角。电压平衡方程：
解得
输入电压为交流
220V，,,,,输出电压和电流如图 7-5所示。
7-5 延迟角控制的输出电压、电流图 (负载 )
L负载,当负载为电感负载（即电阻 R非常小）、延迟角时,电压平衡方程：
由,可以求出熄灭角：
晶闸管 T1在 时刻到通，此时输入正弦电压加在负载电感上，晶闸管电流从零开始上升，当输入电压小于零时，晶闸管电流开始减小，在 时刻，晶闸管电流下降到零时，晶闸管关断。
由于晶闸管导通角 小于熄灭角，因此即使在 时刻触发晶闸管 T2，由于 T1仍在导通，承受正向电压，即 T2
承受反向电压，因此晶闸管 T2不会导通，输出电流为单向脉动电流。
时输出电压有效值及电压传输比：
输入电压为交流 220V,50Hz，,L=0.005H，
输出电压和电流如图 7-6所示。
图 7-6 电感负载时输出电压和电流（ ）
延迟角大于 90度时，熄灭角为,即在 区间晶闸管 T1流过电流。在区间输出电流为零,时刻导通晶闸管 T2，其熄灭角为,即在 区间晶闸管 T2流过电流，如此重复。输入电压为交流 220V,50HZ，,L=0.005H，
输出电压和电流如图 7-7所示。
图 7-7 电感负载时输出电压和电流（ ）58
2） 三相延迟角控制
三相交流控制器一般用于交流电机控制，电路连接只是把三相电源的三个端子分别串入双向晶闸管或采用两个反并联晶闸管，负载一般采用星星连接。为了分析简单，只分析电阻负载，电路如图 7-8所示，负载连接公共点为，再次写出三相交流电源的相电压和线电压表达式：
显然，如果不考虑晶闸管导通压降，所有晶闸管的门及触发信号均保持触发，就相当于 6个二极管，输出电压和输入电压相同。输入三相电压、线电压波形如图 7-9所示。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,2 3 - D e c - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,E,\ M y D e s i g n - l i 5,D d b D r a w n B y,
T1
T4
T3
T6
T5
T2
R
R
R
A
B
C
a
b
c
图 7-8 负载为 Y连接的三相交流控制器图 7-9 三相相电压和线电压波形
晶闸管只有在承受正向阳极电压、门极触发信号有效时才能导通，关断采用自然关断，即当晶闸管电流小于维持电流时关断。因此 T1,T3,T5只能在相应电压（,,）正半周时才能导通，
T4,T6,T2只能在相应电压（,,）负半周时才能导通。
T1,T3,T5 要导通，其延迟角应分别为,,,T4,T6,T2的延迟角应分别为,,,
延迟角 。
延迟角不同，变换器工作状态相当不同。这里只分析延迟角 情况：
在电阻负载下，不考虑分布电感，电流换相在瞬时完成，同时只有两个晶闸管导通，一个是正向导通，一个是反向导通，这样才能把输入电压加到负载上去。只有满足导通条件的晶闸管
（ ）才能触发导通，导通顺序和换向如图 7-10所示。
0AKv?
T
1 T
2
T 2 T 3
T
3 T
4T 4
T
5
T 5 T 6
T
6 T
1
换相
T6 → T2
换相
T1 → T3
换相
T2 → T4
换相
T3 → T5
换相
T4 → T6
换相
T5 → T1
图 7-10 导通顺序和换向图
T1在延迟角等于 时导通,T5承受反压关断，输出电流沿着 流动，负载两相通电（ a,b），负载各相电压：
在 时刻,T2承受正向电压导通,T6承受反压关断，
输出电流沿着 流动，负载两相通电（ a,c），
负载各相电压：
同理
可以看出，对每一相电压，其正向电压输出延迟角都是相对于各相电压正向过零点延迟 角，其反向电压输出延迟角均为 。以 为例，在正半周期其导通角为,输出有两部分组成：
在负半周期输出和正周半周期波形相同符号相反，
时三相输出电压波形如图 7-11所示。
三相延迟角控制电路还有其它电路结构，如负载为三角形连接,deltal连接（又称为内三角连接）、三开关连接等，这三种连接可查阅相关文献。
图 7-11 三相输出电压波形
3 PWM控制
如前所述，相控电路的低次谐波较大，并且很难消除，为了改进相控电路的不足,PWM控制被提出。
交流 PWM控制的基本思路为，把交流电源用理想开关控制导通、关断，其输出为一系列等宽不等高的脉冲，其包络和输入电源相同。电源输出幅度可以通过控制脉冲宽度（开关频率不变）来改变，
也就是前述的占空比控制。理想电路如图 7-12所示，输出波形如图 7-13所示。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i tl e
N u m b e r R e v is i o nSi z e
B
D a t e,6 - J a n - 2 0 0 6 Sh e e t o f
Fi l e,E,\ M y D e s i g n,d d b D r a w n B y,
Zvi
s
vo
S1
G T R
S2
G T R
S1
G T R
S2
G T R
D1
D I O D E
D2
D I O D E
a b
图 7-12 PWM控制 图 7-13 PWM控制室的输出波形
输出电源每个周期用 2n个脉冲平分,n一般取 3的整数倍，占空比 d，则 i第个脉冲的中心点角度为,每个脉冲宽度为,因此第 i个脉冲起始角和中止角为 和,。
由于电力半导体全控开关都是单向导电，并且都反并联有二极管，简单的反并联无法满足要求，
实际应用中理想开关必须用电力半导体开关构成双向开关，以 GTR为例，连接形式如图 7-14所示。
图 7-14a为串联连接，图 7-14b为二极管组合连接，
因此运用可关断器件构成双向开关十分复杂，通常采用门极可关断 GTO反并联构成双向开关。
a b c
图 7-14 电力半导体开关构成双向开关设输入电压为,输出电压基波有效值由下式计算：
对图 7-13进行谐波分析可以发现，最低次谐波较电源输入频率高出很多（倍），因此虑除较为容易。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nSi z e
B
D a t e,8 - J a n - 2 0 0 6 Sh e e t o f
Fi l e,E,\ \ M y D e s i g n,d d b D r a w n B y,
S1
G T R
S2
G T R
S1
G T R
S2
G T R
D1
D I O D E
D2
D I O D E
a b
D2
D I O D E
D4
D I O D E
D3
D I O D E
D1
D I O D E
D?
G T R
c
返回
§ 7.2 周波变换器
将频率和幅值固定的市电直接变换为频率和幅值可变的交流电称为周波变换器
（ cycloconverter），一般应用于大功率
（至少大于 100Kw）、低频的应用场合。采用晶闸管作为开关元件，晶闸管自然换相，
变换器输出频率一般远远低于输入电源频率。典型应用最大输出频率为输入频率的
1/3，其特点是无中间环节，变换效率高，
容易实现可逆运行，频率和幅值可控。
1 单相周波变换器
单相 -单相四象限周波变换器如图 7-15所示。设输出频率为输入电源频率的 1/3，在输出电压 VO的正半周期
（ ），晶闸管 T1,T3 在延迟角,时刻导通，晶闸管 T2,T4在延迟角 时刻导通，晶闸管 T1’、
T3’,T2’,T4’总是关断的。
在输出电压负半周期，晶闸管 T1’,T3’在延迟角 时刻导通，晶闸管 T2’,T4’ 在延迟角 时刻导通，晶闸管
T1,T3,T2,T4’是关断的。
所有晶闸管都是自然换相，其输出波形如图 7-16所示。显然改变 角就可以改变输出电压的基波幅度。图 7-16采用固定 调制，谐波较大，如果让中间的波无延迟角导通，
则输出电压谐波要小得多。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,6 - M a r- 2 0 0 8 S h e e t o f
F i l e,E,\ d m l d? \ M y D e s i g n,d d b D r a w n B y,
T1
T4
T2
T3
T 1 '
T 4 '
T 2 '
T 3 '
~
L
Vo
图 7-15 单相 -单相四象限周波变换器图 7-16单相 -单相四象限周波变换器输出电压（ ）
2 三相周波变换器
三相 -三相半波周波变换器如图 7-17所示，共六组，
每组三个晶闸管，共使用了 18个晶闸管，负载为星星连接，一般用于大功率变换中,整流器触发角采用正弦调制获得，通过控制策略可以改变输出电压的频率和基波幅度。
三相 -三相半波周波变换器 18个晶闸管可分为正组整流器（ *1,*3,*5）和负组整流器（ *4,*6、
*2），每个正组有三个晶闸管（ T1,T3,T5），
每个负组也有三个晶闸管（ T4,T6,T2）。 *1、
*4构成 a相组,*3,*6构成 b相组,*5,*2构成 c相组。相组之间每次只有一正组晶闸管一个负组晶闸管导通。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,7 - J a n - 2 0 0 6 S h e e t o f
F i l e,E,\ \ M y D e s i g n - l i 5,D d b D r a w n B y,
A
B
b
z
z
z
L
L
L
O
T1T3T5
*1
+
a
-
*4
T2T6T4
T1T3T5
*3
+
-
*6
T2T6T4
T1T3T5
*5
+
-
*2
T2T6T4
C
c
图 7-17 三相 -三相半波周波变换器
如果希望得到输出电压周期为 TO，则两个相组之间正组互差 （即周期 TO/3），负组互差 （即周期 TO/3 ）换流，不同相组正负组之间互差 （即周期 TO/6 ）换流。
组间换流顺续：,
三相 -三相半波周波变换器换流次序如图 7-18所示。
t
* 1
* 2
* 3
* 4
* 5
* 6* 6
T
0
T
0
/6 2T
0
/6 3T
0
/6 4T
0
/6 5T
0
/6
T
1
T
3
T
5
T
1
T
3
T
6
T
2
T
4
T
6
T
2
T
4
T
6
T
2
T
5
T
1
T
3
T
5
T
1
T
4
T
6
T
2
T
4
T
6
T
3
T
5
T
1
T
3
T
5
T
2
T
4
T
6
图 7-18三相 -三相半波周波变换器换流次序
图 7-18中每 TO/30的三相输出电压可写为：
显然三相输出电压互差 120度电角度。
如果把三相 -三相半波周波变换器每个晶闸管再反并联一个晶闸管，就形成了三相 -三相全桥（波）周波变换器，共需要 36个晶闸管，其输出电压谐波要比三相 -三相半波周波变换器小得多，其电路图如图 7-19所示。
这个电路相当于三个三相 -单相周波变换器，
其分析过程和前面分析方法基本相同，这里不再重复。有关周波变换器的其他内容可以参考相关技术文献。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,8 - J a n - 2 0 0 6 S h e e t o f
F i l e,E,\ \ M y D e s i g n - l i 5,D d b D r a w n B y,
T5T3T1
*1
*4
T2T6T4
T1 T3 T5
T2 T6 T4
L
T5T3T1
*3
*6
T2T6T4
T1 T3 T5
T2 T6 T4
L
T5T3T1
*5
*2
T2T6T4
T1 T3 T5
T2 T6 T4
L
a
c
b
A
B
C
A
B
C
A
B
C
A
B
C
A
B
C
A
B
C
图 7-19 全桥三相 -三相周波变换器电路图
练习题
1 开关控制（又称通断控制）常用于加热，输出电源的周期是多少？，通断控制的主要特点是什么？
2 电阻加热器（ R=10），采用开关控制，输入电压为
220V/50Hz，输出电源周期为 15秒，
若需要输出平均功率 2.4KW，计算开通时间。
若输出功率为最大功率的 10%，计算计算开通时间。
3 交流电源 220V采用开关控制（又称通断控制），若占空比为 0.5，输出电压周期为输入电压周期的 9倍，计算输出电压有效值和电压传输比。
4 如图 7-3所示的延迟角控制，设电压幅值（峰值）为
530V，阻型负载,R=20，延迟角为 30度。
画出输出电压波形；
计算输出电压有效值；
计算电压传输比。
5 为什么周波变换器的输出频率要比输入频率的低得多？
6 PWM控制方法中，比较图 7-14两种开关的特点，
并说明原因。
7 延迟角控制方法中，说明输出电压频率与输入电压频率关系，输出电压有效值与输入电压有效值关系。
8 利用图 7-14b构成 PWM控制器，画出输出电压波形（占空比为 0.5,PWM频率为输入频率的 12倍）。
9 说明周波变换器的主要应用场合。
10 AC-AC周波变换器功能可否用 DC-AC变换实现？
为什么？
返回第 8章 软开关的概念
8.1软开关的概念
8.2软开关技术的实现及其类型
8.3谐振电路
8.4准谐振和多谐振变换器
8.5软开关的 PWM技术
8.6 零电压 /电流转换 PWM变换器返回
8.1软开关的概念
传统 PWM变换器中的开关器件工作在硬开关状态，硬开关工作的四大缺陷妨碍了开关器件工作频率的提高,它存在如下问题：
1）开通和关断损耗大；
2）感性关断问题
3）容性开通问题；
4）二极管反向恢复问题 ；
为了提高变换器效率，减小变换器的重量体积，就必须解决上述的四个问题。
所谓软开关就是功率器件在零电压条件下导通（或关断），在零电流条件下关断
（或导通）。与硬开关相比，软开关的功率器件在零电压、零电流条件下工作，功率器件开关损耗大大减小。
与此同时,du/dt和 di/dt大为下降，提高了变换器的可靠性，由于软开关开关损耗很小，与硬开关相比，它可以工作于较高的工作频率，因此减小变换器的体积和重量，同时提高变换器的变换效率。
软开关的开通有以下几种方法
1） 零电流开通：在开关管开通时,
使其电流保持在零,或者限制电流的上升率,从而减小电流与电压的交叠区 。 从图 8-2（ a） 可以看出,
由于电流下降时间的提前,大大减少了电压与电流的重叠区间,因而开通损耗大大减小 。
2） 零电压开通：在开关管开通前,
便其电压下降到零 。 从图 8-2（ b）
可以看出,开通损耗基本减小到零 。
3） 同时做到零电流开通和零电压开通,在这种情况下,开通损耗为零 。
这种情况最为理想 。
图 8-2 零电流开通和关断
软开关的关断几种方法
1） 零电流关断：在开关管关断前,使其电流减小到零 。
2） 零电压关断：在开关管关断时,使其电压保持在零,或者限制电压的上升率,从而减小电流与电压的交叠区 。
3）同时做到零电流关断和零电压关断，在这种情况下，关断损耗为零。
返回
8.2软开关技术的实现及其类型
从谐振角度看，所谓谐振变换器或逆变器至少包含有一个谐振回路，谐振回路至少包含一个电感和一个电容，谐振电路的阶数决定于所包含的独立的储能元件数目。
以谐振类型划分，软开关变换器有谐振型变换器、多谐振 /准谐振变换器、零开关
PWM变换器、零转换 PWM变换器等；从拓扑结构上看，有电流型软开关变换器、电压型软开关变换器。
1）谐振型变换器
利用谐振现象，使电子开关器件上电压或电流按正弦规律变化，以创造零电压开通或零电流关断的条件，以这种技术为主导的变换器称为谐振变换器。它又可以分为全谐振型变换器、准谐振变换器和多谐振变换器三种类型。
a） 全谐振型变换器：一般称之为谐振变换器
(Resonant converters)。 该类变换器实际上是负载谐振型变换器,按照谐振元件的谐振方式,分为串联谐振变换器 (Series resonant converters,
SRCs) 和 并 联 谐 振 变 换 器 (Parallel resonant
converters,PRCs)两类 。 在谐振变换器中,谐振元件一直谐振工作,参与谐振工作的全过程 。 该变换器与负载关系很大,对负载的变化很敏感,
一般采用频率调制方法 。
b）准谐振变换器 (Quasi-resonant converters,QRCs)；
它是最早出现的软开关电路。其特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。由于正向和反向 LC回路值不一样，即振荡频率不同，电流幅值不同，所以振荡不对称。一般正向正弦半波大于负向正弦半波，所以常称为准谐振。无论是串联 LC或并联 LC都会产生准谐振，利用准谐振现象，使电子开关器件上的电压或电流按正弦规律变化，从而创造了零电压或零电流的条件，以这种技术为主导的变换器称为准谐振变换器。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器 (Zero-current-switching Quasi-
resonant converters,ZCS-QRCs)和零电压开关准谐振变换器 (Zero-voltage-switching Quasi-resonant
converters,ZVS-QRCs)。
c）多谐振变换器 (Multi-resonant converters,
MRCs)：其特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全程参与。多谐振变换器的谐振回路、
参数可以超过两个、三个或更多，称为多谐振变换器。准谐振 /多谐振单元与主开关的关系如图 8-
3所示。
a零电压开关准谐振电路； b零电流开关准谐振电路； c零电压开关多谐振电路图 8-3 准谐振电路的基本开关单元
为保持输出电压不随输入电压变化而变化,不随负载变化而变化 （ 或基本不变 ）,谐振,准谐振和多谐振变换器主要靠调整开关频率,所以是调频系统 。 调频系统不如 PWM开关变换器那样容易控制,这是因为调频系统是依靠 L,C振荡使得电路产生谐振和准谐振的,功率器件所受的电压与电流的应力都要比相应的硬开关 PWM变换电路功率器件承受的压力大,并且该应力随电路的 Q值和负载变化而变化 。 调频系统是依靠改变开关频率来改变变换器的输出,开关频率大范围变化使得滤波器,变压器设计难以优化,干扰难以抑制,而且由于调频来调节输出,负载变化大时,相应的电压和电流调节范围比相应 PWM变换电路窄,超前一定范围后,变换电路不能达到零电压或零电流开关条件 。
2） 零开关 PWM变换器 (Zero-switching-PWM-converters)
分为零电压开关 PWM变换器 (Zero-voltage-switching PWM
converters,ZVS PWM)和零电流开关 PWM变换器 (Zero-
current-switching PWM converters,ZCS-PWM)。 该类变换器是在准谐振 /多谐振变换器的基础上,引入了辅助开关来控制谐振的开始时刻,使谐振仅发生于开关过程前后,
实现恒定频率控制,即实现 PWM控制 。 这样,变换器既有电压过零 （ 或电流过零 ） 控制的软开关特点,又有 PWM恒频调宽的特点 。 这时谐振网络中的电感是与主开关串联的 。
与准谐振 /多谐振变换器不同的是,谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短,一般为开关周期的 1/10~1/5，
电压和电流基本上是方波,只是上升沿和下降沿较缓,开关承受的电压明显降低；电路可以采用开关频率固定的
PWM控制方式 。
a）零电压开关 PWM电路的基本开关单元 b）零电流开关 PWM电路的基本开关单元图 8-4 零开关 PWM电路的基本开关单元
3）零转换 PWM变换器 (Zero-transition-converters)
零转换－ PWM变换器与零开关－ PWM变换器并无本质上的差别，也是软开关与 PWM的结合。采用辅助开关控制谐振的开始时刻，但谐振电路是与主开关并联的。它可分为零电压转换 PWM变换器 (Zero-voltage-transition PWM
converters,ZVT PWM converters)和零电流开关 PWM变换器 (Zero-current-transition PWM converters,ZVT PWM
converters)。这类变换器是软开关技术的又一个飞跃。
它的特点是变换器工作在 PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，
在其它时间则停止工作，这样辅助谐振电路的损耗很小。
其拓扑结构特点是谐振元件从能量交换主通道移开，电路在很宽的输入电压范围内和从零负载到满载都能工作在软开关状态。电路中无功功率的交换被削减到最小，这使得电路效率有了进一步提高。
返回
8.3谐振电路
1 串联谐振电路：
串联谐振槽路如图 8-6所示，其中是谐振电感 Lr，是谐振电容 Cr，谐振电感存在等效阻抗 R，其导纳为图 8-6 串联谐振电路定义串联谐振电路的品质因数为由于谐振时
1()Ys
R
,因此谐振时负载 R 上的电压等于电源电压,s? 是输入正弦电源的频率，谐振时 sr,
其中 1sV 为方波电压基波分量的幅值,dU 为方波电压的幅值，在这种情况下谐振槽路电流 Lri 与方波电压同相，因此可以利用电路的谐振特性来滤除谐波。
2 电压型串联谐振式逆变器
半桥电路如图 8-8所示，当电路工作频率大于谐振频率时，电压超前电流相位，回路负载特性呈现感性，设某一时刻，开关管 S1处于导通状态，负载中流过电流（如图 8-8中实现表示）
图 8-8 感性负载时的工作过程
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 1 -M a r - 2 0 0 8 S h e e t o f
F i l e,E,\ \ 1 5 k w f,d d b D r a w n B y,
L
4
2
1
6
3
5
7
S1
G1
G2
G N D L
C
C
R
B
G N D H
S2
D1
D2
当 S1关断时,由于电感的储能作用,将通过二极管 D2续流,如图 8-8
所示 。 由于 D2续流,IGBT（ S2） EC之间的电压仅为二极管正向导通压降,S1承受电源电压,死区时间结束后,开通 S2,D2承受反向电压而关断,如果能够正好在续流结束之前开通 S2,则实现了零电压开通,二极管 D2实现零电流关断 。
图 8-9 容性负载时的工作过程
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 1 - M a r - 2 0 0 8 S h e e t o f
F i l e,E,\ \ 1 5 k w f,d d b D r a w n B y,
L
4
2
1
6
3
5
7
S1
G1
G2
G N D L
C
C
R
B
G N D H
S2
D1
D2
当电路工作频率小于谐振频率时,电流超前电压相位,回路负载特性呈现容性,设某一时刻,开关管 S1处于导通状态,负载中流过电流
（ 图 8-9中用实线表示 ）,由于电流超前电压相位,因此在 S1仍导通时电流首先过零,之后电流通过二极管 D1反向流通 （ 图 8-9中用虚线表示 ）,如图 8-9中所示 。
二极管 D1导通后,S1实际上已不起作用,当 S1关断,S2导通时,D1将承受反向电压而强迫关断,关断过程中 D1将产生较大的反向恢复电流,
此恢复电流将通过 D1,S2使电源短路,从而危及 IGBT。 当 S2导通末期,
电流再次提前反向,D2续流,此时如果 S1导通,D2将承受反向电压而强迫关断,二极管 D2反向恢复电流和 S2使电源短路 。
通过上面分析可以看出,当电路工作于容性状态时,IGBT的交替导通,
由于二极管反向恢复电流较大,IGBT损耗较大,不适合频繁起动的工作场合,容易导致 IGBT的损坏 。 当电路工作于感性状态时,IGBT可以实现零电压导通,开关损耗取决于电流滞后的角度 。
因此,要让谐振回路工作于略感性负载的准谐振状态,保证电路的安全可靠工作 。
3 串联负载串联谐振 DC-DC变换器通常认为输出滤波电容 fC 足够 大，所以输出电压
o
V 等效为电压源，即
'BB
V 之间的电位为一个幅值为 oV 的 180
o
宽的交流电压。 根据 开关情况和电感电流方向,对于 8 - 1 0 a 半桥电路 有四种开关模态，如图 8 - 1 1 所示。 实际上 还 有一种模态 （零态）,就是 1Q 和 2Q 均不工作,
电 感电流为零，负载由滤波电容供电。
开关模态 3,对应于23,tt,此时 1Q 和 2Q 均不工作,所有的开关管和二极管都关断，
初始条件为 1( ) 0Lrit?,1( ) 2C r ov t V? 保持不变，负载电流由滤波电容提供。 在 3t 时刻,即
1
2
s
T
时 刻,开关 2Q 零电流 导通，开始了另外一个半个周期的工作，运行原理与上述类似。
2,当 12 r s rf f f 时，电流为连续工作方式
s
i
Lr
i
Cr
v
r
L
r
C
R
图 8 - 16 并联谐振电路
4 并联谐振电路
5 并联负载串联谐振 DC-DC变换器
6 E类变换器图 8 - 20 E 类逆变器的电路拓扑图 8 - 21 E 类逆变器 开关元件在三种工作状态下其两端电压的示意图返回
8.4准谐振和多谐振变换器
1 零电流开关准谐振变换器（ ZCS QRC）
2 多谐振开关 (MRS,Multi-resonant switch)变换器返回
8.5软开关的 PWM技术
由于准谐振 /多谐振变换器采用调频调制，变化的频率使变换器的磁性电路设计十分困难，为了便于控制和设计电路，希望在软开关变换器中，采用恒定频率控制，即 PWM控制，能实现 PWM的软开关变换器称之为零电压 PWM变换器（ ZVS-PWM）或者零电流变换器（ ZCS-PWM）。
其基本原理是在在准谐振型变换电路基础上加入一个辅助开关管来控制谐振元件的谐振过程，仅在需要开关状态转变时才启动谐振电路，
创造开关管的零压开通或零流关断条件，其余时间，谐振电路处于不工作状态。
谐振电感与主开关器件串联在电路中，开通时承受负载电流，因此，
变换电路可按恒定频率 PWM方式调控输出电压。既可以像 QRC电路一样通过谐振为主功率开关管创造零电压或零电流开关条件，又可以使电路像常规 PWM电路一样，通过恒频占空比调制来调节输出电压。
1零电流 PWM变换器（ ZCS-PWM ）
2 零电压 PWM变换器（ ZVS-PWM ）
返回
8.6 零电压 /电流转换 PWM变换器
这一类型的变换器的共同特点是
1、采用 PWM控制，开关频率恒定；
2、辅助开关只在主开关改变状态瞬间（关断 /开通）工作，
其余时间处于不工作状态，从而有效地减少电路损耗；
3、辅助电路与功率主回路并联，有效地降低了辅助回路自身的损耗；
4、辅助回路工作时，不会增加主开关管的电压 /电流应力，
主开关的电压电流应力很小，这点是 ZVT-PWM/ZCT-PWM与
ZVS-PWM/ZCS-PWM的根本的区别返回第 9章 变换器的交流小信号模型
9.1 平均值模型的物理意义
9.2线性化模型
9.3变换器的交流小信号模型
9.4 状态空间平均模型返回
9.1 平均值模型的物理意义控制器参考电压脉宽调制调节器反 馈连 接负载变换器驱动器控制器参考电压脉宽调制调节器反 馈连 接负载变换器驱动器图 9-1 包含了反馈控制系统的 buck变换器门 极驱动信号
（ a ）
真实波形
（包括纹波）
()vt
平均波形
（包括纹波）
()vt
（ b ）
门 极驱动信号
（ ）
真实波形
（包括纹波）
平均波形
（包括纹波）
（ ）
调制波频率及谐波开关频率及谐波 开关谐波频谱
()vt
调制波频率及谐波开关频率及谐波 开关谐波频谱图 9-3 BUCK输出电压波形的频谱
BUCK电路中的电感电流和电容电压波形的开关纹波通过平均技术 （ 大于一个开关周期内平均 ）
被消除,通过平均获得了电感和电容波形的低频部分,因此可以通过在大于一个开关周期中对变量进行平均来消除高频开关纹波,平均值随着每个周期而变化 。
图 9-2 门极驱动信号和变换器输出平均信号示意图
（ 9-2）
（ 9-3）
对图 9-1中电感电流和电容电压取平均值，即
（ 9-4）
同样也可以写出电容电压和电流的平均关系
（ 9-5）
平均的概念可以扩展到电路定律,即基尔霍夫电压和电流定律图 9-4 平均法示例图 9-5 全桥电路返回
9.2线性化模型实际非线性曲线线性化曲线工作点实际非线性曲线线性化曲线工作点图 9 - 6 二极管的小信号模型
a ）非线性的电流 b ）在工作点线性化 c ）线性化的小信号模型返回
9.3变换器的交流小信号模型
1 电感电压和电流的平均
2 电容电压和电流的平均
3 输入电流的平均
4 平均方法的一些讨论
5 摄动和线性化
6 构造小信号等效电路模型方程（ 9-56）描述了一个包含电感的回路，
该回路电压方程表示了包含电感在内的小信号模型，等效电路如图 9-15
7 交流小信号模型的传递函数返回
9.4 状态空间平均模型
Buck变换器有两个工作模式，如图 9-20所示。
状态空间平均法建立小信号模型步骤如下：
返回练习题返回第 10章 几种应用设计举例
§ 10.1 小灵通基站电源设计
§ 10.2 直流电机调速
§ 10.3 基于 DSP的直流电机弱磁调速示例
§ 10.4 高频弧焊电源设计返回
§ 10.1 小灵通基站电源设计
小灵通 (PHS) 的基站基本上由市电供电，需要电力部门、基站所在单位或市民配合，电力检修或电网故障会造成服务中断，给小灵通的正常运行造成极大的困难，阻碍了小灵通的发展，严重地损害了小灵通运营商的信誉和小灵通用户的利益。
通信电源典型的配电方式有市电和 UPS、市电和发电机，由于小灵通基站多，不可能为每一个基站配备 UPS或发电机，为了保证基站供电安全，若对基站供电采用采用远程直流供电，即市电工作正常时，利用市电供电，市电停电后，利用小灵通基站的空余线对进行直流远供，这种方式成本较低可靠性高，室外维护量小，可以保证小灵通的通讯需要。
1 技术指标
输入电压,41-57 Vdc；
输入电流,<5A；
转换效率 ≥ 85%；
输出电压,220Vdc± 20%；
输出电流,500mA；
电压调整率：整定值 ± 0.2%；
输出纹波电压峰 -峰值小于 200mV；
过载保护,输出功率 >120%额定功率时切断输出,
自恢复；
开路保护,输出电流 ≤ 50mA时自动关断,自恢复；
2 基于 UC3846的电源设计
DC/DC变换器主电路拓扑有正、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等。控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。
图 10-1示出了采用电流型 PWM控制器的全桥 DC-DC变换器的原理电路。控制电路包含两个反馈环节：峰值电流的内环反馈和输出电压的外环反馈，外环误差放大器 OP的输出作为内环的给定，由于峰值电流型变换器在占空比大于 0.5
时会出现不稳定现象，需要斜坡补偿，在峰值电流取样信号（电感电流取样信号）上按一定的补偿系数叠加振荡器产生的震荡信号。内环和外环共同作用根据输入电压和负载的变化情况调整占空比 D，保证输出电压 Vo的稳定。
选用全桥式 DC/DC变换器作为主电路，电流型 PWM控制芯片
UC3846作为该系统的控制单元。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t le
N u m be r R e vi s i onS i z e
B
D a t e,4- J a n- 20 01 S he e t o f
F i l e,F,\ 李宏电路图 \ M y D e s ign,d db D r a w n B y:
Q1
Q2
Q3
Q4
T
D1D2
C
L
V
i
功率级变换高频整流滤波
Rs
CO M P
参考电压
V
r ef
C1
OP
R1
W
R2
逻辑及分频电路驱动电路
A
B
A ' B ' C ' D '
A'
B'
C'
D'
V
o
电流型P W M 控制器
R3
R4
斜坡补偿信号振荡器
V
S
V
2
图 10-1 峰值电流型 PWM控制的全桥 DC-DC变换器的原理电路
1）控制电路设计
UC1846的内部结构方框图如图 10-2所示，它专门设计了一个电流测定放大器，增益为 3。误差放大器 E/A（管脚 5,6、
7）输出（ 7脚）经二极管和 0.5V偏压后送至比较器反向端，
比较器同相端为三倍后的电流测量信号。注意振荡器的锯齿波信号没有输入比较器，因此比较器后增设一个锁存器。
关断信号与 350mV电压比较后，也送到锁存器,锁存器由锯齿波作为复位时钟脉冲。另外，振荡器具有可变死区时间控制和外同步能力。电流限制 1端电平可由外电路限定，
由它影响误差放大器的电压输出值。基准电压精度达 1%，
振荡器频率可达 1MHz，因此脉宽调制器 A,B输出端的工作频率可达 500 KHz。
图 10-2 UC1846的内部结构方框图
电流测定放大器输出由内电路限定在 3.5V，
因此，电流取样的入最大电压值为 1.2，根据 1.2V数值可以选定电流测定环节参数。
当使用电阻测定电流时，阻值：
IPK即为电感电流的峰值。也可以用电流传感器测量电流，得到电压加在 3,4 端。如果电感电流有瞬态尖峰，则应加入小电容 —— 电阻进行滤波。
UC1846 的电流限制方式是它的突出优点之一，它限制尖峰电流的能力特别强，可以实现电流逐个脉冲比较，即对每个脉冲电流检测限定。
图 10-3示出电流测定、限制调整的工作原理。基准电压 经电阻 R1,R2到地，故
当 E/A误差放大器输出电压为 VP1+0.5时（ 0.5V为
Tr导通所需电压），晶体管将导通。因此，电流限制 1端的电压给定值即给定了 E/A的限幅值。此限幅值的 1/3，即应为电流测定电阻 Rs的电压值。
因此，使比较器翻转的阀值电压为 ； Rs的两端电压超过 VRS值时,UC1846 PWM比较器将输出锁闭，相应此时的电感峰值电流为：
图 10-3 电流测定、限定调整的工作原理
振荡器的频率：
RT的值从 1 k--500 k 。 CT的值不能小于
100P。增大 CT的值，增大锯齿波下降时间，
即死区增大。一般可选 =1000P，如果多片
UC1846 工作需要同步时，则只要在一个
UC1846 上装上 RT,CT元件，并把他的同步端连接到所有的 UC1846的同步端上即可。
使用时在 R2 两端并联电容 CS可起软启动控制的作用。
2）主电路设计
全桥电路对角的两个功率晶体管作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，中间有死区，在死区时间内，四个开关将均处与断开状态。
四个开关导通占空比值均相等。
根据设计指标,最大输入功率：
最小输入电压,41V，则最大输入脉冲电流：
3）变压器变比
变压器的原边电压：
为 POWER MOSFET 开通时的最大饱和压降；
VRL为导线压降。代入数值，
从左到右依次为,输出电压、整流二极管压降、
电感电压、线损电压降。因为输出电压为,
代入数值
变压器初级和次级的匝数比：
4） 输出滤波管的设计
主电路的工作频率为 100KHZ，输出整流快采用快恢复二极管，变压器次级电流最大值为
5）驱动电路设计
在功率变换装臵中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。
电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快
（脉冲的前沿和后沿），原、副边的绝缘强度高,dv/dt
共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在 50％，信号的最小宽度又受磁化电流所限。
光电隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，增加了电路的复杂性，随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。如 EXB840/841,EXB850/851、
M57959L/AL,M57962L/AL,HR065,HCPL316等等，它们均采用的是光电隔离。
IR2110是美国国际整流器公司（ International Rectifier Company）
于 1990年前后开发并投放市场至今独家生产的大功率 MOSFET专用驱动集成电路。
IR2110自举技术同时输出两路驱动信号,驱动逆变桥中高压侧与低压侧 MOSFET，它的内部为自举工作设计了悬浮电源，悬浮电源保证了
IR2110直接可用于母线电压为 -4—— +500V的系统中来驱动功率
MOSFET。同时器件本身允许驱动信号的电压上升率达 ± 50V/μs,芯片自身有整形功能，实现了不论其输入信号前后沿陡度如何，都可保证加到被驱动 MOSFET栅极上的驱动信号前后沿很陡，因而可极大地减少被驱动功率器件的开关时间，降低开关损耗。
IR2110的功耗很小，故可极大地减小应用它来驱动功率 MOS器件时栅极驱动电路的电源容量。从而可减小栅极驱动电路的体积和尺寸，当其工作电源电压为 15V时，其功耗仅为 1.6mW。
IR2110的合理设计，使其输入级电源与输出级电源可应用不同的电压值，因而保证了其输入与 CMOS或 TTL电平兼容，而输出具有较宽的驱动电压范围，它允许的工作电压范围为 5-20V。同时，允许逻辑地与工作地之间有 -5--+5V的电位差。
在 IR2110内部不但集成有独立的逻辑电源实现与用户脉冲匹配，而且还集成有滞后和下拉特性的施密特触发器作为输入级，保证当驱动电路电压不足时封锁驱动信号，防止被驱动功率 MOS器件退出饱和区、
进入放大区而损坏。可对输入的两个通道信号之间产生合适的延时，
保证加到被驱动的同桥臂上的两个功率 MOS 器件的驱动信号之间有一互锁时间间隔，防止了被驱动的逆变桥中两个功率 MOS 器件同时导通，
防止了直通短路的危险。
IR2110的的最高工作频率较高，内部对信号的延时很小。对两个通道来说，其典型开通延时为 120ns，而关断延时为 94ns，且两个通道之间的延时误差不超过 10ns，因而决定了 IR2110可用来实现最高工作频率大于 1MHz的门极驱动。
IR2110的输出级采用推挽结构来驱动功率 MOSFET，输出最大为 2A的驱动电流，且开关速度较快，当所驱动的功率 MOS器件的栅极等效电容为 1000pF时，该开关时间的典型值为 25ns。
IR2110原理图见图 10-4。从图可见，其内部集成有一个逻辑信号输入级及两个独立的、分别以高电压、低电压为基准的输出通道，它的主要构成有三个独立的施密特触发器、两个 RS触发器、两个 Vdd/Vcc电平转换器、一个脉冲放大环节、一个脉冲滤波环节、一个高压电平转换网络及两个或非门、六个 MOS场效应晶体管、一个具有反相输出的与非门、一个反向器和一个逻辑网络。
图 10-4 IR2110的原理图
两个输出通道（上通道及下通道）的控制脉冲通过逻辑电路与输入信号相对应，当保护信号（ SD）输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器输出为低电平，两个 RS触发器的臵位信号无效，两或非门的输出跟随 HIN及 LIN变化；
而当 SD端输入为高电平时，因施密特触发器输出高电平，
两个 RS触发器臵位，两或非门输出恒为低电平,HIN及 LIN
输入信号无效，此时即使 SD变为低电平，但由于 RS触发器由 Q端维持高电平，两或非门输出将保持低电平，直到施密特触发器输出脉冲的上升沿到来，两个或非门才因 RS触发器翻转为低电平而跟随 HIN及 LIN变化。
由于逻辑输入级中的施密特触发器具有一定的滞后，因而整个逻辑输入级具有良好的抗干扰能力，并可接受上升时间较长的输入信号，再则逻辑电路以其自身的逻辑电源为基准，这就决定了逻辑电源可用比输出电源电压低得多的电源。
为了将逻辑信号电平转变为输出驱动信号电平，
片内设臵两个抗干扰性能很好的 Vdd/Vcc电平转换电路，该电路的逻辑地电位（ Vss）和功率电路地电位（ COM）之间允许有 +/-5V的额定偏差，因此决定了逻辑电路不受输出驱动开关动作而产生的耦合干扰的影响。集成于片内下通道内的延时网络实现了两个通道的传输延时，此种结构简化了控制电路时间上的要求。两个通道分别应用了两个相同的推挽式低阻场效应晶体管，该两个场效应晶体管分别有两个 N沟道的 MOSFET驱动，因而其输出峰值电流可达 2A以上。
对于上通道，开通和关断脉冲分别由 HIN的上升和下降沿触发，用以驱动电平转换器，转换器接着又对工作于悬浮电位上的 RS触发器进行臵位或复位，这便是以地电位为基准的 HIN信号的电平转换为悬浮电位的过程。由于 Vs端快速 dV/dt瞬变产生的 RS触发器的误触发可以通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效地区别开来，这样，上通道基本上可承受任意幅值的 dV/dt值，并保证了上通道的电平转换电路即使在 Vs端电压降到比 COM端还低 4V时仍能正常工作。
对于下通道，由于正常时 SD为低电平,Vcc不欠压，所以施密特触发器的输出跟随 LIN而变化，此信号经下通道中的 Vdd/Vcc电平转换器转换后加给延时网络，由延时网络延时一定的时间后加到与非门电路，其同相和反向输出分别用来控制两个互补输出级中的低阻场效应晶体管驱动级中的 MOS管，当 Vcc低于电路内部整定值时，下通道中的欠压检测环节输出，在封锁下通道的同时封锁上通道的脉冲产生环节，使整个芯片的输出被封锁；而当 Vb欠电压时，则上通道中的欠电压检测环节输出仅封锁上通道的输出脉冲。
IR2110的典型应用连接图见图 10-5。通常，它的输出级的工作电源是一悬浮电源，这是通过一种自举技术由固定的电源得来的。充电二极管 VD的耐压能力必须大于高于母线的峰值电压，为了减小功耗，推荐采用快恢复的二极管。
D
C
图 10-5 IR2110典型连接图
为了向需要开关的容性负载提供瞬态电流，
应用中应在 Vcc和 COM间,Vdd和 Vss间连接两个旁路电容，这两个电容及 Vb和 Vs间的储能电容都要与器件就近连接。建议 Vcc上的旁路电容用一个 0.1μF 的陶瓷电容和一个 1μF 的胆电容并联，电源 Vdd上有一个
0.1μF 的陶瓷电容就足够了。
功率的 MOSFET或 IGBT可在输出处串一个栅极电阻，栅极电阻的值依赖于电磁兼容
（ EMC）的需要、开关损耗及其最大允许
dV/dt值。
由于电平转换损耗通常比漏电损耗要大得多，因而静态损耗通常可忽略。实验证明：当 VB为定值时，对容性负载来说，在一定的工作温度下，随着被驱动的 MOSFET或 IGBT工作开关频率的提高，
在固定的高压母线电压下，开关损耗值将线性增大，并且随着被驱动的 MOSFET 或 IGBT工作电路中高压母线电压的提高，开关损耗亦增大，并且随着容性负载电容值的增大而增大，实际上，在电平转换期间,Vs是变化的。
自举电容 C依赖于开关频率，占空比和功率 MOSFET
或 IGBT栅极的充电需要，应注意的是电容两端电压不允许低于欠电压封锁临界值，否则将产生保护性关断。具体说来，自举电容大小取决于
MOSFET的门极充电电荷、最大导通时间、最小导通时间。
a门极充电电荷
IGBT和 POWER MOSFET具有相似的门极特性，开同时需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。
假定器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（ 10V，高压侧锁定电压为
8.7/8.3V）要高；再假定在自举电容充电路径上有 1.5V的压降（包括二极管的正向压降）；最后假定有 1/2的栅电压（栅极门槛电压通常 3～ 5V）
因泄漏电流引起电压降。综合上述条件，此时对应的自举电容可用下式表示：
式中,Qg为 MOSFET导通需要的门极电荷。
b最长导通时间
在选择自举电容大小时，应考虑悬浮驱动的最长导通时间
ton(max)。门极电压必须在最长导通时间末期保持足够的幅臵，使 MOSFET充分导通，假定自举电容输出稳态电流为
IQBS，则 C可写为
c最小导通时间
在自举电容的充电路径上，杂散阻抗影响了充电的速率。
下管的最窄导通时间应保证自举电容能够获得充足够的电荷，以满足自举电容所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间
ton(min)考虑，自举电容应足够小。
因此，在选择自举电容大小时，应综合考虑悬浮驱动的最宽导通时间 ton(max)和最窄导通时间 ton(min)。导通时间既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。根据功率器件的工作频率、开关速度、
门极特性对导通时间进行选择，估算后经调试而定。对于
5KHz以上的开关应用，自举电容通常采用 0.1μF 的电容是合适的。
单从驱动 MOSFET和 IGBT的角度考虑，均不需要栅极负偏臵。门极驱动电压等于零完全可以保证器件正常关断。但在有些情况下，负偏臵是必要的。这是因为当器件关断时，其集电极－发射极之间的 dv/dt过高时，将通过集电极－栅极之间的（密勒）
电容以尖脉冲的形式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高，而 IGBT的门槛电压通常是
3～ 5V左右，一旦尖脉冲的高度和宽度达到一定的水平，功率器件将会误导通，造成灾难性的后果。而采用栅极负偏臵，可以较好地解决这个问题。
7） MOSFET功率开关器件的散热计算
在大功率高频电源等设备中功率开关器件的电能损耗尤显突出，这部分消耗功率会转变为热量使功率器件管芯发热、
结温升高，如果不能及时、有效的将此热量释放，就会影响到器件的工作性能，从而降低系统工作的可靠性，甚至损坏器件。因此热设计愈加成为电力电子产品设计的关键一环。
在尽量通过优化设计等方式而减少功率开关发热量的同时，
一般还需要通过散热器利用传导、对流、辐射的传热原理，
将器件产生的热量快速释放到周围环境中去，以减少内部热累积，使元件工作温度降低。
进行功率器件及功率模块散热计算的目的，就是在确定的散热条件下选择合适的散热器，以保证器件或模块安全、
可靠地工作。散热器的设计必须顾及使用环境、条件，以及元件允许的工作温度等多种参数。但是对散热器的传热分析目前国内外都还研究得很不够，工程应用中的设计大多是凭经验选取，并作相应的核校计算。
单位时间内功率器件所消耗的电能称作为器件的功率损耗。
器件的功率消耗将导致其结温升高从而产生了散热冷却的要求；而散热器在单位时间内所散发出的热能量叫耗散功率。在设备正常稳定工作时，器件的功率损耗和散热器的耗散功率将达到平衡，器件的温度也不会继续升高，即系统达到了热平衡状态。在系统的热设计中就正是根据能达到热平衡状态时的功率参数来确定散热器应当具备的相关参数，因此在设计过程中一般先根据相关数据手册和实际电路工作参数来计算出功率器件的功率损耗，然后以此作为依据计算散热器相关参数。
而功率器件的功率损耗一般包括器件的通态损耗、开关损耗、断态漏电流损耗。功率器件在开关过程中消耗在驱动控制板上的功率以及在导通状态时维持一定的栅极电压、
电流所消耗的功率称为开关器件的驱动损耗。一般情况下，
这部分的功率损耗与器件的其他部分损耗相比可以忽略不计，但对于 GTO,GTR等通态电流比较大的功率器件则需要特殊考虑。
在较大功率的电力电子设备中，为了提高散热效果，保证系统稳定工作，提高功率器件使用寿命，往往对电力电子功率器件采用了强迫风冷技术，强迫风冷的散热效果远好于自然风冷,复杂性大大低于水冷和油冷。
采用强迫风冷还可以显著减小散热器体积，有利于设备小型化、轻量化的实现。在采用强迫风冷时，散热器的热阻将会显著减小。降低热阻，提高对流换热的途径主要有：
加大散热器尺寸或者增加散热片数量以加大散热面积；
采用更大尺寸或拥有更强风力的风机增大空气流速以增大；
通常情况下,选用散热面积较大的型材散热器和风量较大的风机可以降低散热器到环境介质的热阻,但散热面积的增加和风机风量的提高均受装臵体积、重量以及噪音指标等限制。由于电力电子器件的小型化和轻量化的发展趋势，在散热器和风机参数一定的条件下,通过合理的风道设计，在散热器表面流场引入紊流是改善散热的又一有效途径。
合理的风道设计一般要求引导风扇气流冲击散热器表面，适当的改变气流在散热器表面的流动方向以在散热器附近流场中形成大的扰动,
从而形成广泛的紊流区,加强散热效果,同时不应使气流压头损失过大,
流速下降过多,以免降低散热效果。
7)电流取样尖峰消取
图 10-6 消取电流取样的前沿尖峰电路由于
UC1846为峰值电流取样，
取样电流信号前沿尖峰很大，严重时影响工作，
为消取电流取样的前沿尖峰，设计了消取电流取样的前沿尖峰电路,工作原理如图 10-6所示，
信号如图 10-7所示。
1 2 3 4
A
B
C
D
4321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e vi s i o nS i z e
A4
D a t e,1 6- N o v- 2 00 5 S he e t o f
F i l e,L,\ 李宏电路图 \ l i h on g,d db D r a w n B y,
R1
V C C
R6
R8
4
5
12
3
11
6
U 1 A
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
D 1 A
C1
R P 1
V C C
R2
R3
R4
V C C
R9
R5
R P 2
R 1 0
- V C C
R7
V C C
电流传感器取样信号
U C 1 8 4 6 同步端信号（ S Y N C )
处理后的电流取样信号
R P 3
9
10
7
8
U 1 B
图 10-6 消取电流取样的前沿尖峰电路
1 2 3 4
A
B
C
D
4321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e vi s i o nS i z e
A4
D a t e,1 6- N o v- 2 00 5 S he e t o f
F i l e,L,\ 李宏电路图 \ l i h on g,d db D r a w n B y,
0
0
0
0
比较器 U 1 B 输出
Q 反
Q
比较器 U 1 A 输出电流传感器取样信号处理后电流取样信号图 10-7 各点信号
9）系统设计
综上所考虑，小灵通基站电源的系统电路图如图 10-8所示。由功率电路（主电路，
包括输入 EMI,H桥，输出整流滤波）、控制电路（包括 UC3846、电压取样电路、电流取样尖峰消取电路）和驱动电路
（ IR2110驱动）组成。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
C
D a t e,1 3 - N o v - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,F,\ L I H O N G \ \ 1,d d bD r a w n B y,
C1
2 2 0 0 P F / 1 0 0 V
C2
2 2 0 0 P F / 1 0 0 V
C3
2 2 0 0 P F / 1 0 0 V
C4
2 2 0 0 P F / 1 0 0 V
R4
1 2 0 / 2 W
R5
1 2 0 / 2 W
R7
1 2 0 / 2 W
R6
1 2 0 / 2 W
L1
1 0 0 U H / 2 A
C / S S S
1
V R E F
2
C / S -
3
C / S +
4
E / A +
5
E / A -
6
C O M P
7
CT
8
S H U T D O W N
16
V I N
15
B O U T
14
VC
13
G N D
12
A O U T
11
S Y N C
10
RT
9
U 1 3
U C 1 8 4 6
C 4 6
0,1 U F
R 7 5
7,5 K
R 7 2
1 8 K
C 4 3
0,1 u F
R 7 4
3,3 K
C 1 7
0,0 2 2 U F
C8
0,0 1 U F
R 7 8
5 6 0
R 7 7
5 6 0
R 7 6
36
C 4 5
0,1 U F
C 4 4
0,1 U F
R 7 1
4,7 K
R 7 3
6,8 K
C 5 2
3 3 0 0 P F
R 6 6
1K
+V C C
C
O
M
2
V
C
C
34
VS
5
VB
6
LO
1
14
V
S
S13
L
I
N
12
SD
11
H
I
N
10
V
D
D
9
HO
7
8
U 1 5
I R 2 1 1 0
C 3 9
1 U F
C 4 7
2 U F
G N D
R 4 0
2,7
R 4 1
2,7
C 4 1
0,1 U F
G N D
C
O
M
2
V
C
C
34
VS
5
VB
6
LO
1
14
V
S
S13
L
I
N
12
SD
11
H
I
N
10
V
D
D
9
HO
7
8
U 1 4
I R 2 1 1 0
C 4 0
1 U F
C 4 8
2 U F
G N D
R 4 2
2,7
R 4 3
2,7
C 4 2
0,1 U F
G N D
G N D
G N D
G N DG N D
G N D
V3
I
R
F
2
4
0
N
V4
I
R
F
2
4
0
N
V1
I
R
F
2
4
0
N
V2
I
R
F
2
4
0
N
V5
B Y V 2 6 ( P H )
V8
B Y V 2 6 ( P H )
G N D
V9
B Y V 2 6 ( P H )
V 1 0
B Y V 2 6 ( P H )V6
B Y V 2 6 ( P H )
V7
B Y V 2 6 ( P H )
C 5 1
2 2 0 U F / 3 5 V
+V C C+V C C
G N D
C 5 3 4 7 0 P f
C
2
2
1
0
0
0
P
/
1
0
0
V
R 6 4
1K
4
5
12
3
11
6
U 1 1 A
L M 3 1 9
+V C C
R 7 0
1K
R 6 2
1 0 K
V 2 2
2 N 2 2 2 2
R 6 9
1K
9
10
7
8
U 1 1 B
L M 1 1 9
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
V C C
16
G N D
8
U 1 2 A 4 5 2 8
C 5 6
2 2 0 p F
R P 1
1 0 K
+V C C
R 6 5 1K
R 6 8
1K
R 6 7
1K
G N D
+V C C
R 8 4
R E S 2
R 6 3
1K
R P 2
1 0 K
G N D
C 5 4
0,1 U F
G N D
C 5 5
0,1 U F
D1
M
U
8
1
0
0
E
D2
M
U
R
8
1
0
0
D3
M
U
R
8
1
0
0
D4
M
U
R
8
1
0
0
T2
R8
4 7 K / 2 W
R9
1 K / 2 W
T3
C
2
1
0
.
3
3
U
/
2
7
5
V
C
2
0
0
.
3
3
U
/
2
7
5
V
T1
I _ s a m p l e
G N D 1
V _ s a m p l e
R 1 R 2 R 3
0,3 / 5 W
C 3 8
2 0 0 U / 2 5 \ V
C 4 9
2
0
0
U
/
2
5
V
G1 S1 G2 S2G3 G4
G1
G2
G3
G4
S2S1
R 1 7
2 4 K O
R 1 1
2K
R 1 0
1 0 K
S H U T _ D O W N
C 3 6
1 0 0 0 P
G N D
G N D
4 8 V _ i n
+V C C
G N D
3
2
1
8
4
U 4 A
L M 1 5 8
C 3 7
C A P
G N D
G N D
3 8 4 6
C 2 3
1 0 0 0 U F / 2 5 0 V
C
2
4
1
0
0
U
F
/
2
5
0
V
R 8 6
4,7 K
R 8 3
2 7 0
G N D
G N D
+ V C C
C 3 0
1 0 0 0 P F / 6 3 0 V
R 3 5
1 2 0 / 2 W
C 5 7
1 0 0 0 P F / 6 3 0 V
R 3 6
1 2 0 / 2 W
C
2
8
1
0
0
0
P
F
/
6
3
0
V
R
3
2
1
2
0
/
2
W
C
2
9
1
0
0
0
P
F
/
6
3
0
V
R
3
3
1
2
0
/
2
W
R 8 7
2,2 K
V _ s a m p l e
VO
图 10-8 略去保护电路的小灵通基站电源电路图 返回
§ 10.2 直流电机调速
1专用集成电路 UC3637控制器电路设计
UC3637是直流电动机脉宽调制（ PWM）控制器。该集成电路用于开环或闭环直流电动机速度控制。输出两路 PWM脉冲信号，这两路信号与误差电压信号的幅值成正比，且与极性相关，可构成双向的调速系统。
该控制器还可以用于其他电动机 PWM控制，例如无刷直流电动机 PWM速度控制、位臵控制等。
1） UC3637的特点
单电源或双电源工作,± 2.5V — ± 20V； 双路 PWM信号输出，驱动电流能力为 100 mA；限流保护；欠电压封锁；有温度补偿,2.5V阈值的关机控制。
2）结构与功能
UC3637结构功能图如图 10-9，可以看出 UC3637主要由下列几部分组成：
三角波发生器,CP,CN,S1,SR1； PWM比较器,CA,CB；输出控制门：
NA,NB；限流电路,CL,SRA,SRB；误差放大器,EA；关机比较器：
CS；欠电压封锁电路,UVL。
图 10-9 UC3637的结构功能图
如图 10-10所示，在正电源和负电源之间串接 R1,R2,R3三个电阻（其中
R1=R3），两个分压点分别接 (１脚 )和 (3
脚 )，作为阈值电压。 2脚和 18脚分别接电容 CT和电阻 RT，电容和电阻另一端都接地。 +VTH 还通过内部的缓冲电路与 RT
作用产生给电容 CT充电的恒流 Is。当 CT以恒流线性充电,2脚电压达到 VTH时，比较器 CP（ 1,2脚为输入）触发触发器的端，
使为高电平，关闭相应开关。负电流 -IS
接 2脚,CT以线性放电，到 -VTH时，比较器 CN（ 3,2脚为输入）触发 RS触发器的复位端 R，引起电容的重新充电过程。产生的三角波电压信号峰 — 峰值为,
其频率由 CT,RT决定。
图 10-10
三角波发生器电路
参看图 10-11比较器连接图，比较器 CA和 CB的（ 10脚）、
（ 8脚）连至 2脚，得到三角波输入。外接控制信号（ 17脚）
经过两个电阻分别接，并从（ 11脚）输入，从－Ｂ in（ 9
脚）输入。这两比较器的输出为双 PWM信号，它们互为反相，并且在它们的前后沿都存在死区时间，见图 10-12，
比较器 A和 B的信号经门电路后输出（ 4脚）和（ 7脚）输出，
门电路主要是进行欠电压封锁和过流封锁。
图 10-11 比较器外电路连接图
在图 10-13中，利用 RS作为电动机电流的检测电阻，
检测信号从 12和 13脚输入。比较器 CL设有 200mV的阈值，当电动机电流增大而使 RS上的电压达到这个阈值时,CL输出变为高电平，令 SRA和 SRB复位至低电平，进而使 AOUT和 BOUT变为低电平。
图 UC3637内部的欠电压封锁电路。在电源电压低于 +4.15V时作用，使输出 AOUT和 BOUT 锁定为低电平。
关机控制比较器 CS的反相输入端内接（ VS-2.5V）
电压，同相输入端接 14脚。在 14脚外接适当电路可以用来控制电动机的起停，或延时起动，或其他保护控制。
误差放大器：独立的误差放大器是一个高速运算放大器，典型带宽为 1MHz，有低输出阻抗，可在闭环速度控制中作为速度调节器使用。
图 10-12 双 PWM信号的产生 图 10-13 限流保护电路图
2主电路设计
可逆 PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式 (亦称 H形 )电路,如图 10-14所示。
这时，电动机 M两端电压的极性随开关器件驱动电压的变化而变化，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，这里采用最常用的双极式控制的可逆 PWM变换器。
双极式控制可逆 PWM变换器的工作顺序如图
10-15所示。
V T 1
V D 1
V T 3
V D 3
V T 2
V D 2
V T 4
V D 4
M
-
U S
A
B
V T 1
V T 4
V D 2
V D 3
V T 3
V T 2
V D 4
V D 1
V T 1
V T 4
V D 2
V D 3
V D 4
V D 1
t
t
SU
SU?
ABU
t
V T 3
V T 2
di 1di 2diT
t o n
t
图 10-15 双极式控制可逆 PWM变换器的驱动电压、输出电压和电流波形图 10-14 桥式可逆 PWM变换器
图 id的两条电流波形,id1相当于一般负载时的情况，脉动电流的方向也始终为正； id2相当于轻载时的情况，电流可在正负方向之间脉动，但平均电流仍为正，等于负载电流。在不同情况下，器件的道通、电流的方向与回路都和有制动电流通路的不可逆 PWM变换器相似。电动机的正反转则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时,ton>T/2，则 UAB的平均值为正，电动机正转，
反之则反转；如果正、负脉冲相等，平均输出电压为零，则电动机停止。
基于专用集成电路 UC3637的开环直流调速系统控制电路如图 10-16所示，功率电路和驱动不再讨论。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 9 - J u n - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,H,\ M y,d d b D r a w n B y,
1
+ V th
2
Ct
3
- V t h
4
A o u t
5
- V s
6
+ V s
7
B o u t
8
+ B in
9
- B i n
- A i n
10
+ A i n
11
+ C / L
12
- C / L
13
SD
14
+ E / A
15
- E /A
16
E / A o u t
17
I s e t
18
U3
U C 3 6 3 7
R2
5K
0,1 u
0,1 u
R3
7,5 K
0,1 u
0,1 u
+
C 1 2
0
.
1
u
R1
7,5 K
+
C 1 1
0
.
1
u
+
C 1 0
0,1 u
7,5 k
+
C9
0,1 u
C1
1 5 0 0 p
R4
1 1 K
R5
1k
R6
1K
R7
1 1 K
1 1 k
R 1 5
13
R 1 4
13
C5
1u
R8
1 0 K
R 1 0
1 0 K
H V < = 5 0 0 V
Q1M O S F E T N
Q2M O S F E T N Q4
M O S F E T N
Q3
M O S F E T N
R 1 1
2,5 K
R 1 2
R E S 2
D1
D
I
O
D
E
C2
0,1 u
D3
D
I
O
D
E
D2
D
I
O
D
E
D4
D
I
O
D
E
7,5 K R 1 3
2 5 k
12
J1
C O N 2
V C C
V D D
9
H I N
10
SD
11
L I N
12
V
S
S
13
HO
7
VB
6
VS
5
V C C
3
C
O
M2
LO
1
U1
I R 2 1 1 0
C3
1u
C4
0,1 u
D5
D I O D E
V C C
R 1 7
13
R 1 6
13
C8
1u
V D D
9
H I N
10
SD
11
L I N
12
V
S
S
13
HO
7
VB
6
VS
5
V C C
3
C
O
M2
LO
1
U2
I R 2 1 1 0
C6
1u
C7
0,1
D6
D I O D E
V C C
V C C
R9
1 0 K
A
B
0
.
1
u
0
.
1
u
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
12
V
S
S
13
C
O
M2
V
S
S
13
C
O
M2
0
.
1
u
0
.
1
u
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
D
I
O
D
E
12
V
S
S
13
C
O
M2
V
S
S
13
C
O
M2
图 10-16 UC3637的开环直流调速系统控制电路返回
§ 10.3 基于 DSP的直流电机弱磁调速
1性能指标
电机功率容量 1.00 kW
输入电压 220 V直流
效率 80%
电机额定转速 3000 r/min
转速稳定精度 速度误差
≤ ± 3%
启动电流 ≤ 30A
2 系统组成
直流电机弱磁调速由功率电路及控制系统两部分组成。功率电路由主电源、辅助电源,IGBT驱动电路及直流电机组成。控制电路由 DSP,PWM信号辅助生成电路、检测电路、信号处理及保护电路等组成。由 DSP产生的两路 PWM信号经驱动电路调节驱动 IGBT，将主电源输入给电机，分别进行软启动和励磁电压调节，进而控制转速，当转速反馈达到给定速度信号时,DSP输出的 PWM占空比保持不变，由 DSP构成的控制系统来实现的。图 10-
17示出了以 DSP为核心的稳速系统总体组成。
TMS 320 LF 2407
驱动电路
P W M 辅助电路保护电路控制指令 速度给定
I GB T
直流电机主电源辅助电源信号处理电路电流检测电压检测电流采样电流采样转速检测转速反馈
I GB T
励磁调节电枢调节图 10-17系统总体结构框图
3直流电机的调速方法
直流电机转速 n的表达式为
式中 Ua－电枢端电压（ V）； Ia－电枢电流（ A）； －
电枢电路总电阻（?）； －每极磁通量（ Wb）； Ce－与电机结构有关的常数。
直流电机转速调节方法可以分为三种：
调节电枢电压，改变电枢电压是从额定电压往下降低电压，
使电动机从额定转速向下变速，适用于要求大范围无级平滑调速的系统。
改变电机主磁通，只能减弱磁通，使电动机从额定转速向上变速，属恒功率调速方法，动态响应较慢，虽能无级平滑调速，但调速范围小。
改变电枢电路电阻，在电动机电枢外串电阻进行调速，只能有级调速，平滑性差，机械特性软，效率低。
4 功率电路结构设计
PWM斩波器的优点最多，需要的滤波装臵很小甚至只利用电枢电感就已经足够，不需要外加滤波装臵。降压斩波器的原理电路及输出电压波形如图
10-18所示，假定晶体管先导通 T1秒（忽略晶体管的管压降，这期间电源电压全部加到电枢上），
然后关断 T2秒（这期间电枢端电压为零），如此反复。电压 Ua为其平均值。
Ud
RL
V
Ua
0 T1 T2
T
t
Ua Ud
图 10-18 降压斩波器原理电路及输出电压波形
在本系统中由于不要求电机反向转动，因此选择单管斩波电路即可实现，本系统两路单管斩波电路，一路用于电机软启动，软启动结束后,IGBT
功率管完全导通，这样做的目的是减少启动电流；
另一路对励磁电压进行 PWM调节，以稳定转速，斩波器如图 10-19所示。斩波电路由开关器件（ IGBT
模块）及吸收网络和续流二极管组成。主要技术参数有输入电压、开关频率、输出电压和输出电流。控制系统产生的信号通过驱动电路控制功率管的开通和关断，在电机上得到频率恒定、脉冲宽度可调的脉冲电压，功率开关管关断期间电机电流通过续流二极管续流导通。电路中的电感和电容具有两个功能，一个是使两路斩波器减小互相干扰，另一个功能是减小从主电源的脉动电流。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,7 - N o v - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,F,\ L I H O N G \ \ S C H & P C B \ M O T O R 2,D D BD r a w n B y,
C1
2 2 0 u F / 4 5 0 V 1
2
,
7
6
3
V1
G A 7 5 L S 1 2 0 K
L2
3 9 0 u H
C2
2 2 0 u F / 4 5 0 V 1
2
,
7
6
3
V2
G A 7 5 L S 1 2 0 K
C5
0,1 u F / 1 2 0 0 V
C6
0,1 u F / 1 2 0 0 V
C3
1 2 0 0 V / 0,1 u F
L1
1 0 0 u H
C4
1 2 0 0 V / 0,1 u F
R3
1 2 0
BT
B A T T E R Y
t o m o t o r a r m a t u r e w i n d i n g
t o m o t o r e x c i t a t i o n w i n d i n g
图 10-19 斩波电路
5 IGBT模块及驱动
目前 IGBT 已模块化，功率管采用 IGBT模块，其冷却安装面与其内部电路电气绝缘，工作频率高，
减小了驱动电路的复杂性，容易安装，使整个电路结构简单，安装和维修方便，同时集成化的
IGBT专用驱动电路也已制造出来，本系统选用惠普公司 的 HCPL316作为驱动器，其内部电路框图如图 10-20所示。驱动电路如图 10-21所示,DSP产生的 PWM信号从 HCPL316的 1脚送入，同时把故障信号送给 DSP。 HCPL316的应用可参见相关资料。
图 10-20 HCPL316结构框图图 10-21 IGBT驱动电路 HCPL316(同向驱动 )
6 控制电路设计
控制系统由 DSP（ TMS320LF2407）与外部存储器 RAM（ IS61LV6416-10T）、微处理器、
微控制器方式选择开关,FLASH编程电压输入、晶振以及仿真接口（ JTAG）构成。 DSP
内部已有 32K字的 Flash ROM，为了调试方便，外加了程序 RAM，在程序经多次调试，
成熟可靠时写入内部 Flash ROM。 DSP片上有 544字的双口 RAM（ DARAM），可全部配臵到数据空间，将程序中所用的变量全部分配到双口 RAM中，以提高处理速度。
VDDO
4
VDD
29
VDD
50
VDD
86
VDD
1 29
RS
1 33
P D P I N T A
7
X I N T 1 / I O P A 2
23
X I N T 2 / A D C S O C / I O P D 0
21
C L K O U T / I O P E 0
73
P D P I N T B
1 37
X T A L 1 / C L K I N
1 23
X T A L 2
1 24
P L L V C C A
12
B O O T _ E N / X F
1 21
I O P F 6
1 31
P L L F
11
V C C P ( 5V )
58
T P 1( F L A S H )
60
T P 2( F L A S H )
63
T 1 P W M / T 1C M P / I O P B 4
16
P W M 6 / I O P B 3
40
P W M 5 / I O P B 2
44
P W M 4 / I O P B 1
47
P W M 3 / I O P B 0
52
P W M 2 / I O P A 7
54
P W M 1 / I O P A 6
56
S T R B
96
C A P 3/ I O P A 5
75
C A P 2/ Q E P 2/ I O P A 4
79
V I S _O E
97
E N A _ 14 4
1 22
M P / M C
1 18
R E A D Y
1 20
C A P 1/ Q E P 1/ I O P A 3
83
VDDO
1 41
VDDO
95
VDDO
77
VDDO
67
VDDO
42
T 2 P W M / T 2C M P / I O P B 5
18
T D I R A / I O P B 6
14
T C L K I N A / I O P B 7
37
C A P 4/ Q E P 3/ I O P E 7
88
C A P 5/ Q E P 4/ I O P F 0
81
C A P 6/ I O P F 1
69
P W M 7 / I O P E 1
65
P W M 8 / I O P E 2
62
P W M 9 / I O P E 3
59
P W M 1 0/ I O P E 4
55
P W M 1 1/ I O P E 5
46
P W M 1 2/ I O P E 6
38
T 3 P W M / T 3C M P / I O P F 2
8
T 3 P W M / T 3C M P / I O P F 3
6
T D I R B / I O P F 4
2
T C L K I N B / I O P F 5
1 26
B I O / I O P C 1
1 19
E M U 0
90
E M U 1/ O F F
91
T C K
1 35
T D I
1 39
T D O
1 42
T M S
1 44
T M S 2
36
T R S T
1
DS
87
IS
82
PS
84
R / W
92
W / R / I O P C 0
19
RD
93
WE
89
A1
78
A2
74
A3
71
A D C I N 0 0
1 12
A D C I N 0 1
1 10
A D C I N 0 2
1 07
A D C I N 0 3
1 05
A4
68
A5
64
A6
61
A7
57
A8
53
A9
51
A 1 0
48
A 1 1
45
A 1 2
43
A 1 3
39
A D C I N 1 2
1 06
A D C I N 1 1
1 08
A D C I N 1 0
1 09
A D C I N 0 9
1 11
A D C I N 0 8
1 13
V S S O
41
A D C I N 0 7
99
A D C I N 0 5
1 02
A D C I N 0 6
1 00
A D C I N 0 4
1 03
A D C I N 1 3
1 04
A D C I N 1 4
1 01
A D C I N 1 5
98
V r e f hi
1 15
V C C A
1 16
V r e f l o
1 14
A 1 4
34
A 1 5
31
D0
1 27
D1
1 30
D2
1 32
D3
1 34
D4
1 36
D5
1 38
V S S A
1 17
C A N R X / I O P C 7
70
C A N T X / I O P C 6
72
S C I T X D / I O P A 0
25
S C I R X D / I O P A 1
26
D6
1 43
D7
5
D8
9
D9
13
S P I C L K / I O P C 4
35
S P I S I M O / I O P C 2
30
D 1 0
15
D 1 1
17
D 1 2
20
S P I S O M I / I O P C 3
32
S P I S T E / I O P C 5
33
A0
80
D 1 3
22
P L L F 2
10
V S S O
1 40
V S S O
1 25
V S S O
94
D 1 4
24
D 1 5
27
V S S
1 28
V S S
85
V S S
49
V S S
28
V S S O
76
V S S O
66
V S S O
3
U1 T M S 3 2 0 L F 2 4 0 7
A0
A1
A2
A3
A4
A5
A6
A7
A8
A9
A 1 0
A 1 1
A 1 2
A 1 3
A 1 4
A 1 5
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
D8
D9
D 1 0
D 1 1
D 1 2
D 1 3
D 1 4
D 1 5
A0
44
A1
43
A2
42
A3
27
A4
26
A5
25
A7
21
A6
24
A8
20
A9
19
A 1 0
18
A 1 1
5
A 1 2
4
A 1 3
3
A 1 4
2
A 1 5
1
OE
41
CE
6
WE
17
NC
22
V C C
33
V C C
11
GND
12
V S S
34
NC
23
NC
28
UB
40
LB
39
I / O 1 5
38
I / O 1 4
37
I / O 1 3
36
I / O 1 2
35
I / O 1 1
32
I / O 1 0
31
I / O 9
30
I / O 8
29
I / O 7
16
I / O 6
15
I / O 5
14
I / O 4
13
I / O 3
10
I / O 2
9
I / O 1
8
I / O 0
7
U3 I S 61 L V 64 16
A0
44
A1
43
A2
42
A3
27
A4
26
A5
25
A7
21
A6
24
A8
20
A9
19
A 1 0
18
A 1 1
5
A 1 2
4
A 1 3
3
A 1 4
2
A 1 5
1
OE
41
CE
6
WE
17
NC
22
V C C
33
V C C
11
GND
12
V S S
34
NC
23
NC
28
UB
40
LB
39
I / O 1 5
38
I / O 1 4
37
I / O 1 3
36
I / O 1 2
35
I / O 1 1
32
I / O 1 0
31
I / O 9
30
I / O 8
29
I / O 7
16
I / O 6
15
I / O 5
14
I / O 4
13
I / O 3
10
I / O 2
9
I / O 1
8
I / O 0
7
U 1 3I S 61 L V 64 16
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
D8
D9
D 1 0
D 1 1
D 1 2
D 1 3
D 1 4
D 1 5
A0
A1
A2
A3
A4
A5
A6
A7
A8
A9
A 1 0
A 1 1
A 1 2
A 1 3
A 1 4
A 1 5
D0
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
D8
D9
D 1 0
D 1 1
D 1 2
D 1 3
D 1 4
D 1 5
A0
A1
A2
A3
A4
A5
A6
A7
A8
A9
A 1 0
A 1 1
A 1 2
A 1 3
A 1 4
A 1 5
C7 0,1 u F
C8 0,1 u F
+
C9
1 0 u F / 1 6 V
+ 3,3 V
C 1 0
0,1 u F
C 1 1 0,1 u F
+
C 1 2
1 0 u F / 1 6 V
+ 3,3 V
RD
DS
WE
RD
PS
WE
RD
WE
DS
PS
C 1 3
0,1u F
C 1 4
0,1u F
C 1 5
0,1u F
C 1 6
0,1u F
C 1 7
0,1u F
C 1 8
0,1u F
C 1 9
0,1u F
C 2 0
0,1u F
C 2 1
0,1u F
C 2 2
0,1u F
+ 3,3 V
RS
+ 3,3 V
R2
1 0K
R3
1 0K
+ 5V
C 2 4
1500P
C 2 3
0,6 8 u F
R4
15
R5
10K
+ 3,3 V
E M U 0
E M U 1
T C K
T D I
T D O
T M S
T R S T
1234567891011121314
X S 3
J T A G
R6
4,7 K
R7
4,7 K
E
M
U
1
E
M
U
0
+ 3,3 V
T
C
K
T
D
O
T
M
S
T
R
S
T
T
D
I
O V E R I
1
2
3
4 5
6
7
8
S1 S W - D I P 4
R 1 8
1 0K
C 3 9
2 0P
+
C 4 0
1 0u F / 1 6V
+ 3,3 V
NC
1
GND
2
C L K
3
V C C
4
U 1 0
1 5M
+ 3,3 V
R 2 4
1 0K
+ 5VC 3 3 0,1 u F
1
2
3
4 5
6
7
8
S2 S W - D I P 4
图 10-22 DSP系统原理图
电机的转速反馈信号为正弦信号，因此必须把信号处理为矩形脉冲信号，送给 DSP的捕获单元来捕获转速脉冲，进而确定电机转速。其转速信号处理电路如图 10-23所示，由图 10-23可知，速度反馈信号通过 V4A和 V4B进行两级滤波放大，把信号中的尖峰信号滤掉，处理后的信号送入比较器 V4C，
得到方波信号，为了消除小脉冲干扰，采用 V3A和
V11A数字电路进行小脉宽消除，转速反馈信号变成方波信号，方波信号输入到 DSP的捕获端，实现对速度的捕获。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e vi s i o nS i z e
B
D a t e,3 0- M a y - 20 05 S he e t o f
F i l e,D,\ W a ng Y i nt a o\ P r oj e c t W o r k\ 2 00 4 直流调速 \ 技术 文件 \ 技术文件 \ S C H & P C B \ m ot o r,d dbD r a w n B y,
R 4 3
1K
R 4 8
1K
R 4 4
1K
R 4 7
1K
R 5 2
5,1K
R 5 0
5,1K
R 5 1
5,1K
R 4 2
1K
R 4 1
1 20 K
1
2
C 7 0
0,1U F
1
2
C 7 7
0,1U F
1
2
C 7 9
4 70 0P F
1 2C 7 2 0,01 U F
1 2
C 7 8
1 00 0P F
V6
D I O D E
V7
D I O D E
V5
D I O D E
C 7 3
4,7U F
C 8 0
4,7U F
3
2
1
4
11
V 4 A
V C C
- V C C
5
6
7
V 4 B
10
9
8
V 4 C
C 7 1
0,01 U F
V C C
1
2
C 3 8
0,1U F
R 4 0
1 0K
V C C
R 4 9
4,7K
V9
1 5V
V8
1 5V
R 3 8
1 0K
D
5
Q
1
C L K
3
Q
2
R
4
S
6
V
C
C
14
GND
7
V 1 1A
4 01 3
V C C
1
2
C 6 9
0,1U F
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
V 3 A
4 52 8
S
S
S G N D
R 4 6
1K
R 4 5
1K
V 1 0
2 22 2
V C C
图 10-23 转速信号处理电路
7 控制系统软件设计
控制程序由主程序,ADC中断、捕获单元中断、定时器溢出中断、功率保护中断及速度调节子程序等组成。
主程序
主程序流程图主程序完成上电初始化，如锁相环、
看门狗、事件管理单元 CAP和 PWM,ADC模块的初始化，建立和分配各种初始化数据区。为了在初始化的过程中，防止中断的意外到来，应在主程序的开始处关中断，完成初始化后，打开中断。主程序的流程图如图 10-25所示。
开始关中断设置锁相环和看门狗初始化程序变量配置系统控制寄存器设置事件管理器设置 ADC 模块读取当前捕获单元设置中断逻辑开中断复位事件管理器循环等待中断A
A
图 10-25 主程序流程图
PWM波形的产生
本系统设计中，由于要求电机软起动，这就要求电枢电压缓慢展开，同时还要调节励磁电压来控制转速，这就要求 TMS320LF2407要发出两路驱动
IGBT的波形，这两路波形的产生通过通用定时器模块的 T1PWM和 T2PWM来实现。与这两路 PWM信号有关的事件管理寄存器有 GPTCONA,T1CNT,T1CMPR、
T1PR,T2CNT,T2CMPR,T2PR。
可选用连续增或连续增 /减计数模式来产生 PWM输出。选用连续增计数模式时可产生边沿触发或非对称 PWM波形；选用连续增 /减计数模式时可产生对称 PWM波形。本系统选用连续增计数模式,PWM
波形产生流程图如图 10-26所示。
复位事件管理器
PWM 初始化
T 2 PWM 强制高转速反馈,占空比计算
T 2 CMP R 在线更新延时T 1 PWM 波形展开？
T 1 PWM 强制高过流保护？
功率保护中断处理
YES
NO
NO
YES
图 10-26 PWM波形产生流程图返回
§ 10.4 高频弧焊电源设计
一台完善的逆变弧焊电源的主电路框图
10-29如图所示，包括电磁干扰滤波器、输入整流器、输入滤波器,DC／ AC变换器、
高频变压器、输出整流器、输出滤波器。
图 10-29逆变弧焊电源工作原理简图
一定长度的电弧，在稳定状态下电弧电压 uf与电弧电流 if之间的关系，称为焊接电弧的静特，焊接电弧的静特性近似呈 U形曲线，故也称 U形特性，
如图 10-30所示。在正常使用范围内，并不包括电弧静特性曲线的所有部分，手工弧焊工作在静特性的平特性段，即电弧电压只随弧长而变化，与焊接电流关系很小。 u f
i f
0
图 10-30 电弧的电压、电流特性
在电源焊接过程中，弧焊逆变器起供电作用，电弧作为供电对象，从而构成,逆变器一电弧,系统，能在给定电弧电压和电流下，维持长时间的连续电弧放电，保持静态平衡。
手工弧焊中，一般是工作于电弧静特性的平特性段上，因此对弧焊的逆变器最好采用恒流带外拖特性的逆变器，其空载电压尽可能地高，同时考虑经济性和人身安全，对空载电压加以限制，图
10-31是两种恒流带外拖特性的示意图。 u f u
f
i f i f拐点 拐点0 0
图 10-31 手弧焊逆变器外特性
1技术指标
输入电压,380V± 10%；
额定暂载率,60%；
焊接电流范围,5-160A；
工作电压,10-40V；
输出空载电压,50-60V；
额定电流,160A；
效率,80%-90%；
功率因数,0.9。
2主电路设计
逆变电源主电路是指逆变电源的强电回路，弧焊逆变电源组成包括电磁干扰滤波器、输入整流器、输入滤波器,DC
／ AC变换器、高频变压器、输出整流器。
输出功率：
输入功率：
式中,为逆变器效率,为占空比。
三相输入整流电压约为 520V，则最大输入开关电流：
留 50％安全余量，选用 50A的 IGBT模块作为全桥的功率开关器件。
型号,2MBl50N-120，主要技术参数：额定电流 50A，额定电压 1200V，工作频率 20KHZ。
输入整流一般采用模块式三相整流桥，为保证整可靠性，
一般留有 50％的余量，并充分考虑散热问题。选用 50A三相整流模块，型号 DF50AA-16。
滤波电容选取。假设 50Hz电源停电或漏掉一个周期波形，希望输出电压仍能维持一段时间再开始下降，取电源输出保持时间为 10，直流电压降低 80V，根据能量守恒定律，在期间输出的能量是由输入滤波电容释放的能量供给的，故滤波电容：
选用 500V/2200两个并联。
设计高频变压器。
选磁芯
1）变压器计算功率的计算
变压器工作时磁芯所需的功率容量为变压器计算功率。本设计主电路结构采用全桥结构、输出整流采用全波整流，故：
其中,PO为直流输出功率，单位 W； Pt为变压器计算功率，单位 W。
2）确定工作磁感应强度
工作磁感应强度是变压器设计中的一个重要磁性参数，与磁芯结构形式、材料性能、
工作频率、功率大小等因素有关。铁氧体工作磁感应强度 T为 0,15～ 0,25，选取
0,175。
3）选择电流密度系数
EC型在温升为 25度时为 366
4）确定窗口占空系数
初次级绕组铜线在磁芯窗口面积中所占的比值称为窗口系数，取窗口系数为 0.4。
5）确定磁芯尺寸
式中,AP为磁芯面积乘积,Ac为磁芯截面积,AM为磁芯窗口截面积。
式中,Pt为变压器计算功率； Bm为工作磁感应强度,f为工作频率,Kw为窗口占空系数,KJ为电流密度系数。
根据上述计算选择磁芯型号,E-36，其
Ac=13,AM=13.32，符合设计要求。
计算绕组匝数
1）初级绕组匝数
式中,W1为初级绕组匝数； Bm为工作磁感应强度,Up1为初级电压幅值，
Ac为磁芯截面积,Ton为初级输入脉冲电压宽度。
本设计占空比为 0,72；开关频率为 20 KHZ，
故 Ton,17.5us
2）次级绕组匝数
由技术指标，弧焊逆变器输出空载电压为
50~60V,占空比为 0.7。
考虑到整流压降、绕组压降等，取 4匝。
式中,W1为次级绕组匝数； W2为初级绕组匝数； UP1为初级电压幅值； UP2为初级电压幅值。
确定电流密度
考虑到设计中已留有余量选 J=2,J为电流密度，
KJ为电流密度系数，
选择导线
初级绕组：
次级绕组：
趋肤效应：有效截面的减小可用穿透深度来表示,
式中,—— 穿透深度,f—— 电流频率，导线直径要小于两倍穿透深度，因此采用多股导线。
输出滤波器采用电感。为保持负载电流的连续性，
应按负载电流最小时保证电流连续
3 控制电路设计
由自动控制原理，要稳定那个参量就要负反馈那个参量。因此采用电流负反馈实现恒流特性。有两种外拖特性，一种是下倾斜线，一种是阶梯曲线。 方案采用电流反馈及最小脉宽限制以实现阶梯曲线的外拖。
如图 10-34所示,a段是电弧工作段，为恒流特性，其值可均匀调节，由于采用恒流控制，使得焊接过程中电弧十分稳定。 a段的获取是通过电流负反馈闭环控制来实现的。
c段为短路特性，其值可以根据需要调节，以此调节电弧推力电流。
b段为恒压特性，为工作段与短路特性的过渡段，其值一般设臵在正常焊接电弧电压下，保证焊接过程中，处于正常工作状态下的焊接电弧不会进入 c段短路特性而造成电弧电流的波动，影响电弧的稳定性。
u f
if
拐点0
a
b
c
图 10-34阶梯曲线的外拖
b段的获取原理如下所述，在控制电路中设臵最小脉宽控制电路，即预先设定某一个最小脉宽，脉宽减小到 Tmin时，
此时即使电弧负载进一步减小，脉宽也不再减小，恒定在
Tmin。由于逆变电源的输出电压于脉冲宽度成正比，所以当最小脉宽 Tmin确定后，即最小脉宽限制电路起作用后，
电源输出电压将恒定不变，自然形成 b段平等特性。 c段短特性是采用门限控制电路来实现的，在电路中预先设臵某个电流门限值 Ic。当负载进入 b段特性或短路时，电流增加，电流信号的取样与 Ic比较，电流超过 Ic时，关闭 PWM
的电路的输出，输出电流随之开始下降，当降到小于 Ic以上后，保护电路自动恢复 PWM电路的输出，如此反复，即实现了 c段短路特性的控制。 c段特性这种控制方法的设计优点在于，既控制了电源外特性，还能起到瞬时过流保护作用，可靠地保证了焊机的安全作用。上述这种采用闭环与门限综合控制电源外特性的具有良好的动态响应，可对焊接电弧进行精确控制。
图 10-35为主电路图，设计了减小上电冲击的保护电路，采用接触器和充电电阻，
电源接通后，通过向电容和充电，当电容电压接近整流输出电压 500V时，控制接触器吸合，电阻短接，完成了限制上电电流的的功能；同时也限制了电容最大充电电流，保护了电容；电容和所并联的电阻为分压电阻，确保两个电容各自承担电源电压；每个 IGBT连接了阻容吸收电路，限制关断时刻的电压尖峰；由于输出电压较低，
输出采用全部整流。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e v i s i o nS i z e
B
D a t e,1 6 - N o v - 2 0 0 5 S h e e t o f
F i l e,F,\ L I H O N G \ \ b o o k 7,d d b D r a w n B y,
D1 D2 D3
D6 D7 D8
D4
D9
Q1
Q2
D 1 0
D 1 1
R3
R6
R2
R5
C1
C2
C3
C4
K1
R1
D5
D 1 2
Q3
Q4
R4
R7
C5
C6
S1
T1
L1
图 10-35 主电路图
10-36为控制电路图，控制电路包括推力电流调解、电流反馈、电流取样前沿尖峰消取、最小脉宽限制、过流保护等电路，驱动电路可选用 HCPL316或 EXB841，此处不再叙述，详细设计可参见相关资料。
1 2 3 4 5 6
A
B
C
D
654321
D
C
B
A
T i t l e
N u m b e r R e vi s i o nS i z e
B
D a t e,1 6- N o v- 2 00 5 S he e t o f
F i l e,F,\ L I H O N G \ 小灵通基站电源 \ b oo k7,d db D r a w n B y,
R 1 0
1,6K
R 1 1
1,6K
R4
1 0K
R6
1 0K
R3
1 0K
C9
0,01 uF
C 1 3
0,01 uF
GND
C / S S S
1
V R E F
2
C / S -
3
C / S +
4
E / A +
5
E / A -
6
C O M P
7
CT
8
S H U T D O W N
16
V I N
15
B O U T
14
VC
13
GND
12
A O U T
11
S Y N C
10
RT
9
U5
U C 1 84 6
C7
0,1U F
R 2 1
7,5K
R 1 8
1 8K
C5
0,1u F
R 2 0
3,3K
C 1 4
0,02 2U F
C 1 8
0,02 2U F
R 2 5
5 60
R 2 4
5 60
R 2 6
36
C8
0,1U F
C6
0,1U F
R 1 9
5,6K
C 2 1
3 30 0P F
R 1 2
1K
+ 15
GND
GND
GND
GND
GND
GND
C 2 0
2 20 U F / 3 5V
GND
C 2 2 4 70 P f
9
10
7
8
U 4 B
L M 31 9
R 1 3
1K
R 1 7
1K
GND
+ 15
R 2 2
R E S 2
R P 4
1 0K
S H U T _D O W N
R 2 3
1,8K
W6
R 1 5
1K
4
5
12
3
11
6
U 4 A
L M 31 9
+ V C C
R 3 2
1K
R 3 1
1 0K
V1
2 N 22 22
R 3 5
1K
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
V C C
16
GND
8
U 7 A
4 52 8
C 2 5
2 20 pF
R P 3
1 0K
+ V C C
R 1 6
1K
R 1 4
1K
GND
C4
0,1U F
GND
C3
0,1U F
GND
GND
+ V C C
R2
1 0K
+ 15
GND
R5
1 0K
- 1 5
W3
1 0K
2
3
7
65
1
8
4
U1
L M 31 1
+ 15
R7
1KD1
GND
R1
1 0K
RC
2
C
1
A
4
B
5
C L R
3
Q
6
Q
7
U 6 A
RC
14
C
15
A
12
B
11
C L R
13
Q
10
Q
9
U 6 B
+ 15
C 2 3
6 00 P F
C 2 4
6 00 P F
W4
1 0K
W5
1 0K
+ 15 D3
D4
D2
D5
R 2 8
R 2 9
GND
GND
3
2
1
4
11
U 2 A
5
6
7
U 2 B
C2
0,1U F
C1
0,1U F
GND
GND
4
5
12
3
11
6
U 3 A
L M 31 9
9
10
7
8
U 3 B
L M 31 9
+ 15
GND
R 2 7
2 7K
R 3 0
2,7K
+ 15
GND
GND
R8
1K
R9
1K
输出电流取样开关电流取样电流给定电位器推力电流调节电位器送驱动电路送驱动电路图 10-36 控制电路图 返回
