1
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
2
交交变频电路交直交变频电路交流 -交流变流电路一种形式的交流变成另一种形式交流的电路在进行交流 — 交流变速时，可改变相关的电压、电流、频率和相数等交流电力控制电路只改变电压、电流或对电路的通断进行控制，不改变频率的电路变频电路改变频率的电路大多不改变相数，也有改变相数的第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路
3
交直交变频电路交交变频电路直接把一种频率的交流变成另一种频率或可变频率的交流直接变频电路间接变频电路先将交流整流成直流，再把直流逆变成另一种频率或可变频率的交流
4
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
5
4.1 交流调压电路
4.1.1 单相交流调压电路
4.1.2 三相交流调压电路
6
4.1 交流调压电路交流电力控制电路 两个晶闸管反并联后串联在交流电路中，
通过控制晶闸管就可控制交流电力交流调压电路 每半个周波内通过对晶闸管开通相位的控制，调节输出电压有效值交流调功电路以交流电周期为单位控制晶闸管通断，改变通断周期数的比，调节输出功率的平均值交流电力电子开关 不调节输出平均功率，只接通或断开电路，
串入电路的晶闸管
7
4.1 交流调压电路
4.1.1 单相交流调压电路
4.1.2 三相交流调压电路
8
4.1.1 单相交流调压电路
1．电阻负载图 4-1电阻负载单相交流调压电路及其波形
在交流电源 u1的正半周和负半周，
分别对 VT1和 VT2的开通角 a进行控制就可以调节输出电压。
正负半周 a起始时刻（ a=0）均为电压过零时刻，在稳态情况下，
正负半周的 a相等。
负载电压波形是电源电压波形的一部分，负载电流和负载电压的波形相同。
R
O
u 1 u o
i o
VT 1
VT 2
u 1
u o
i o
u VT
w t
O w t
O w t
O w t
9
电阻负载单相交流调压电路在开通角为 a时，负载电压有效值 Uo、负载电流有效值 Io、晶闸管电流有效值 IVT和电路的功率因数 λ 分别为
a?a?wwa 2s i n2 1ds i n21 121o UttUU (4-1)
)
2
2s i n1(
2
1s i n2
2
1 1
2
1
a
aww
a
R
Utd
R
tUI
T
(4-2)
a?a
2s i n
2
1
1
o
o1
oo
U
U
IU
IU
S
P
(4-3)
R
UI o
o?
(4-4)
10
a的移相范围为 0≤ a≤π 。 a
=0时，相当于晶闸管一直接通
，输出电压为最大值,Uo=U1。
随着 a的增大,Uo逐渐降低,直到 a=π 时,Uo =0。
a =0时，功率因数 λ=1,随着 a增大，输入电流滞后于电压且发生畸变,λ 也逐渐降低。
R
O
u 1 u o
io
VT 1
VT 2
u 1
u o
io
u VT
w t
O w t
O w t
O w t
图 4-1电阻负载单相交流调压电路及其波形
11
R
L
0,6
图4 - 2
O
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
w tO
w t
O w t
w tO
u
G1
u
G2
O
O
w t
w t
2.阻感负载设负载阻抗角为 j = arctan(wL / R)
如果用导线把晶闸管完全短接，
稳态时负载电流为正弦波，其相位滞后于电源电压 u1的角度为 j，
当用晶闸管控制时，只能进行滞后控制，使负载电流更为滞后，
无法使其超前。
a =0时刻仍定在电源电压 u1过零的时刻，阻感负载下稳态时 a的移相范围应为 j ≤ a≤π 。
图 4-2 阻感负载单相交流调压电路及其波形
12
在 ωt = a时刻开通 VT1，负载电流应满足如下方程式和初始条件解方程得式中，,θ 为晶闸管导通角利用边界条件,ωt = a+θ 时 io =0,可求得 θ
0
s i n2
d
d
o
1o
o
aw
w
t
i
tURi
t
iL (4-5)
awajajw j
wa
tetZ Ui
t
tg1
o )s i n ()s i n (
2 (4-6)
22 )( LRZ w
j
jaj?a tg)s i n ()s i n (
e
(4-7)
13
以 j为参变量，利用式（ 4-7）可将 a和 θ
的关系用图 4-3曲线表示
VT2导通时,a和 θ
关系完同，只是 io极性相反，相位相差
180°
0 20 1 0 060 1 4 0 1 8 0
20
1 0 0
图4 - 3
60
/
(°
)
1 8 0
1 4 0
a / (° )
j
=
9
0
°
7
5
°
6
0
°
4
5
°
3
0
°
1
5
°
0°
图 4-3 单相交流调压电路以 a为参变量的
θ和 a关系曲线
14
阻感负载单相交流调压电路在开通角为 a时，负载电压有效值 Uo、晶闸管电流有效值 IVT负载电流有效值 Io分别为
)22s i n (2s i n1
)()s i n2(
1
1
2
1o
aa
ww
a
a
U
tdtUU
(4-8)
j
ja?
wjajw
a
a
j
wa
c os
)2c os (s i n
2
)d()s i n ()s i n (
2
2
1
1
2
tg1
VT
Z
U
tet
Z
U
I
t
(4-9)
VTII 20?
(4-10)
15
图 4-4 单相交流调压电路 a为参变量时 IVTN和 a关系曲线
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
1601800 40 12080
j= 0
a /(° )
I VT
N
12 U
ZII
VTV T N?
设晶闸管电流 IVT的标么值为
(4-11)
IVT和 a的关系曲线如图 4-4
16
0 20 1 0 060 1 4 0 1 8 0
20
1 0 0
图4 - 3
60
/
(°
)
1 8 0
1 4 0
a / (° )
j
=
9
0
°
7
5
°
6
0
°
4
5
°
3
0
°
1
5
°
0°
图 4-3 单相交流调压电路以 a为参变量的
θ和 a关系曲线
当 j<a<π 时,VT2的导通角 θ 均小于 π,如图 4-3所示,a越小，
θ 越大。
当 a?j时,θ =π
当 a继续减小,0?a<j的某一时刻触发 VT1,VT1的导通时间将超过 π 。
到 ω t=π +a时刻出发 VT2，负载电流 io尚未过零 VT1仍在导通，
VT2不会立即导通。
直到 i0过零后，如 VT2的触发脉冲有足够的宽度而尚未消失，（
见图 4-2）,VT2就会可开通。
R
L
0,6
图4 - 2
O
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
w tO
w t
O w t
w tO
u
G1
u
G2
O
O
w t
w t
图 4-2 阻感负载单相交流调压电路及其波形
17
w t
w t
w t
w t
图4 - 5
a
a
a
O
O
O
O
u
1
i
G1
i
G2
i
o
j
i
T1
i
T2
图 4-5 a<j时阻感负载交流调压电路工作波形
当 a<j,VT1提前通，负载 L被过充电，其放电时间将延长,VT1结束导电时刻大于j，使 VT2推迟开通
,VT2的导通角小于 π 。
io由两个分量组成，第一项为正弦稳态分量、第二项为指数衰减分量。
在指数分量的衰减过程中
,VT1的导通时间渐短，
VT2的导通时间逐渐延长。
当指数分量衰减到零后，
VT1和 VT2的导通时间都趋近于 π,稳态的工作情况和
a?j时完全相同
18
3.单相交流调压电路的谐波分析波形正负半波对称，不含直流分量和偶次谐波，用傅里叶级数表示如下式中，
,5,3,1
o )s i nc o s()(
n
nn tnbtnatu www
(4-12)
)12( c o s22 11 a?Ua
)(22s i n22 11 a?a Ub
1)1c o s (111)1c o s (112 1 aa? nnnnUa n
aa? )1s i n (11)1s i n (11
2 1 n
nnn
Ub
n
(n=3,5,7,…)
(n=3,5,7,…)
19
0 60 120 180
图4 - 6
基波
3 次
5 次
7 次触发延迟角 a / ( ° )
I
n
/
I
*
/
%
20
40
60
80
100
图 4-6 电阻负载单相交流调压电路基波和谐波电流含量负载电流基波和各次谐波有效值为
22
on 2
1
nn baU
(4-13)
基波和各次谐波有效值可按下式求得
RUI /onon?
(4-14)
基准电流为 a=0时的有效值，电流基波和各次谐波标么值随 a变化的曲线如图 4-6所示
20
4．斩控式交流调压电路
R
L
图4 - 7
u
1
i
1
u
o
V
1
V
2
VD
1
VD
2
V
3
V
4
VD
4
VD
3
图 4-7 斩控式交流调压电路
斩控式交流调压电路 一般采用全控型器件作为开关器件。
基本原理和直流斩波电路有类似之处，直流斩波电路输入是直流电压，斩控式交流调压电路的输入是正弦交流电压。
在交流电源 u1的正半周，用 V1进行斩波控制，用 V3个负载电流提供续流通道。
在 u1的负半周，用 V2进行斩波控制，用 V4给负载电流提供续流通道。
设斩波器件（ V1或 V2）导通时间为 ton，开关周期为 T，则导通比
a = ton/T，和直流斩波电路一样，
通过改变 a 可调节输出电压。
21
图 4-8 电阻负载斩控式交流调压电路波形
u
1
u
o
i1
0
0
0
ωt
ωt
ωt
电源电流的基波分量和电源电压同相位，即位移因数为 1。
电源电流不含低次谐波，只含和开关周期 T有关的高次谐波
这些高次谐波用很小的滤波器即可滤除。
这些电路的功率因数接近 1
22
4.1 交流调压电路
4.1.1 单相交流调压电路
4.1.2 三相交流调压电路
23
4.1.2 三相交流调压电路
n
负载
a
c
n '
负载
a
b
c
a) b)
负载
a
b
c
c)
负载
b
d)
图4 - 9
a
b
c
u
a
u
b
u
c
i
a
U
a 0 '
n
u
a
u
b
u
c
i
a
n
u
a
u
b
u
c
i
a
n
u
a
u
b
u
c
i
a
VT
1
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
VT
2
图 4-9 三相交流调压电路
a) 星形联结 b) 线路控制三角形联结 c) 支路控制三角形联结 d) 中点控制三角形联结
24
1．星形联结电路
n n'
负载
a
b
c
a)
ua
ub
uc
ia Ua0'VT1
VT3 VT4
VT5 VT6
VT2
图 4-9 三相交流调压电路
a) 星形联结三相三线星形联结电路三相四线
三相四线时，相当于三个单相交流调压电路的组合，三相互相错开
120° 工作。基波和 3倍次以外的谐波在三相之间流动，不流过零线
三相中 3的整数倍次谐波同相位，不能在各相之间流动，全部流过零线。
零线中有很大的 3次谐波电流及其它
3的整数倍次谐波电流。当 a=90°
时，零线电流甚至和各相电流的有效值接近。
三相三线时，任一相导通须和另一相构成回路，电流流通路经中有两个晶闸管，应采用双脉冲或宽脉冲触发。
三相的触发脉冲依次相差 1200，同一相的两个反并联晶闸管触发脉冲相差
1800。三相桥式全控整流电路一样，触发脉冲顺序为 VT1~ VT6,依次相差 60° 。
相电压过零点定为 a的起点，两相间导通时是靠线电压导通，线电压超前相电压 300,a角移相范围是 0° ~ 150° 。
25
图4 - 1 0
c)
晶闸管导通区间
a)
a
晶闸管导通区间
晶闸管导通区间
b)
a
4?
3
2?
3
5?
3
3
0 2?
4?
3
2?
3
5?
3
3
0 2?
a
4?
3
2?
3
5?
3
3
0 2?
u
a o '
u
a o '
u
a o '
u
a
u
a
u
a
u
ab
2
u
ac
2
u
ab
2
u
ac
2
u
ab
2
u
ac
2
t
1
t
2
t
3
t
1
t
2
t
3
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
1
VT
6
VT
2
VT
5
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
2
VT
6
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
2
VT
6
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
2
VT
4
VT
6
图 4-10 不同 a角时负载相电压波形
a) a =30° b) a =60° c) a =120°
1） 0° ≤ a <60°,
三个晶闸管导通与两个晶闸管导通交替，
每个晶闸管导通角度为 180° － a。但 a
=0° 时，一直是三管导通
2） 60° ≤ <90°,
任一时刻两个晶闸管导通，每个晶闸管导通角度 120°
3） 90° ≤ a <150°,
两个晶闸管导通与无晶闸管导通交替，每个晶闸管导通角度为 300°
－ 2 a,导通角度被分割为不连续的两部分，
在半周波内形成两个断续的波头，各占 1500?a。
26
电流中含有很多谐波,进行傅里叶分析可知,其中电流谐波次数为 6k± 1(k=1,2,3,… )。
和三相桥式全控整流电路交流侧电流所含谐波的次数完全相同 。
谐波次数越低,含量越大 。
和单相交流调压电路相比,没有 3的整数倍次谐波,因三相对称时,它们不能流过三相三线电路 。
a?j时,负载电流最大且为正弦波 。
电感大时 。 谐波电流的含量要小些 。
27
2．支路控制三角联结电路负载
a
b
c
c)
n
ua
u b
uc
ia
图 4-9 三相交流调压电路
c)支路控制三角形联结
支路控制三角形联结电路由三个单相交流调压电路组成，三个单相电路分别在不同的线电压作用下单独工作。
由于三相对称负载相电流中的 3的整数倍次谐波相位和大小相同，它们在三角形回路中流动，而不出现在线电流中。
线电流中所谐波次数为 6k± 1(k为正整数 )。
在相同负载和 a角时，线电流中谐波含量少于三相三线星形电路。
28
图 4-11 晶闸管控制电抗器 (TCR)电路晶闸管控制电抗器（ Thyristor Controlled Reactor— TCR），电路图如 4-11所示
a移相范围为 90° ~ 180°,
通过对 a角的控制可连续调节流过电抗器的电流，从而调节电路从电网中吸收的无功功率。
如配以固定电容器，就可在从容性到感性的范围内连续调节无功功率，称为 静止无功补偿装臵 。用来对无功功率进行动态补偿，以补偿电压波动或闪变。
负载
ua i
a
ub
uc
n b
a
c
29
a) b) c)
图4 - 1 2
图 4-12 TCR电路负载相电流和输入线电流波形
a) α=120° b) α=135° c) α=160°
30
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
31
4.2 其他交流电力控制电路
4.2.1 交流调功电路
4.2.2 交流电力电子开关
32
交流调功电路与交流调压电路电路形式完全相同，只是控制方法不同。
交流调功电路不是在每个交流电源周期都对输出电压波形进行控制，而是将负载与交流电源接通几个整周波，再断开几个整周波，通过改变通断周波数的比值来调节负载所消耗的平均功率。
因其直接调节对象是电路的平均输出功率,所以称为 交流调功电路
通常控制晶闸管导通时刻都是在电源电压过零的时刻,在交流电源接通期间,负载电压电流都是正弦波,不对电网电压电流造成通常意义的谐波污染 。
4.2.1 交流调功电路
33
M
电源周期控制周期 = M 倍电源周期 = 2?
4?
M
图4 - 1 3
O
导通段 =
2? N
M
3?
M
2?
M
u
o
u
1
u
o
,i
o
w t
U
1
2
图 4-13 交流调功电路典型波形 (M =3,N =2)
设控制周期为 M倍电源周期，其中晶闸管在前 N个周期导通，后 M－ N个周期关断,当 M=3,N=2时的电路波形如图 4-13，负载电压和负载电流的重复周期为 M倍电源周期。
负载电阻时，负载电流波形和负载电压波形相同。
34
0 12 14
谐波次数相对于电源频率的次数图4 - 1 4
2 4 6 108
0,6
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
0 51 2 3 4
I
n
/
I
0m
图 4-14 交流调功电路的电流频谱图 (M =3,N =2)
以控制周期为基准,In为 n
次谐波有效值,Io为导通时电路电流幅值。
以电源周期为基准，电流中不含整数倍频率的谐波，
但含有非整数倍频率的谐波，
在电源频率附近，非整数倍频率谐波的含量较大。
35
4.2 其他交流电力控制电路
4.2.1 交流调功电路
4.2.2 交流电力电子开关
36
4.2.2 交流电力电子开关交流电力电子开关 把晶闸管反并联后串入交流电路中，
代替电路中的机械开关 。
与机械开关相比
响应速度快
没有触点
寿命长
可以频繁控制通断与交流调功电路的区别
并不控制电路的平均输出功率
通常没有明确的控制周期，只是根据需要控制电路的接通和断开
控制频度通常比交流调功电路低得多
37
I
U
抑制冲击电流的小电感
a)
图4 - 1 5
b)
图 4-15 TSC基本原理图
a) 基本单元单相简图 b) 分组投切单相简图
两个反并联的晶闸管起着把 C并入电网或从电网断开的作用。
串联电感很小，只是用来抑制电容器投入电网时可能出现的冲击电流。
为避免容量较大的电容器组同时投入或切断对电网造成较大冲击，一般把电容器分成几组。
根据电网对无功的需求而改变投入电容器的容量。
TSC实际上成为断续可调的动态无功功率补偿器。
38
TSC运行时选择晶闸管投入时刻的原则是，该时刻交流电源电压应和电容器预充电电压相等，这样电容器电压不会产生跃变，就不会产生冲击电流。
理想情况下，希望电容器预充电电压为电源电压峰值，这时电源电压的变化率为零，投入时刻 ic才为零，
之后才按正弦规律上升，电容投入过程不但没有冲击电流，电流也没有阶跃变化。
39
us
iC uC
C
VT1
VT2
uVT1
t
t
t
tus
iC
uC
VT1
VT2t
1 t2
uVT1
图 4-16 TSC理想投切时刻原理说明
本次导通开始前，电容器的端电压 uc已由上次导通时段最后导通的晶闸管 VT1充电至电源电压 us的正峰值。
本次导通开始时刻取为 us和 uc相等的时刻 t1，各 VT2触发脉冲使之开通,ic开始流通。
40
us
iC
uVT
uC
C
VT
VD
t
t
t
tus
iC
uVT
uC
VT
VD
t1 t2 t3 t4
图 4-17 晶闸管和二极管反并联方式的 TSC
TSC电路也可采用晶闸管和二极管反并联的方式，由于二极管的作用在电路不导通时 uC总会维持在电源。
电压峰值。因二极管不可控，
响应速度稍慢，投切电容器的最大时间滞后为一个周波。
以后每半个周波轮流触发 VT1和
VT2,电路继续导通。
需要切除该条电容支路时，如在
t2时刻 ic已降为零,VT2关掉，这时撤出触发脉冲,VT1就不会导通，
uc保持 VT2导通结束时的电源电压负峰值，为下一次投入电容器做准备。
41
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
42
4.3 交交变频电路
4.3.1 单相交交变频电路
4.3.2 三相交交变频电路
43
uo
0
输出电压 ap=0 平均输出电压
2?a?p2?a?p
ωt
P
u
o
Z
N
图 4-18 单相交交变频电路原理图和输出电压波形
4.3.1 单相交交变频电路
1．电路构成和基本工作原理
单相交交变频电路由 P组和 N
组反并联的晶闸管变流电路构成，和直流电动机可逆调速用的四象限变流电路完全相同。
变流器 P和 N都是相控整流电路。
P组工作时，负载电流 io为正
N组工作时,io为负
两组变流器按一定的频率交替工作,负载就得到该频率的交流电 。
改变两组变流器的切换频率,
就可改变输出频率 wo
改变变流电路的控制角 a,就可以改变交流输出电压的幅值 。
为使 uo波形接近正弦波,可按正弦规律对 a角进行调制
在半个周期内让正组变流器
P组 a 角按正弦规律从 90°
减到 0° 或某个值,然后再逐渐增大到 90° 。
每个控制间隔内的平均输出电压就按正弦规律从零逐渐增至最高,再逐渐减低到零 。
另外半个周期可对 N组进行同样的控制 。
uo并不是平滑的正弦波,而是由若干段电源电压拼接而成,在 uo的一个周期内,所包含的电源电压段数越多,
其波形就越接近正弦波 。
44
2．整流与逆变工作状态
a)
uP u Nuo
i o
i Ni P
图 4-19 理想化交交变频电路的整流和逆变工作状态
a) 电路图
把交交变频电路理想化,忽略变流电路换相时 uo的脉动分量,就可把电路等效成图 4-19a所示的正弦波交流电源和二极管的串联 。 其中交流电源表示变流电路可输出交流正弦电压,二极管体现了变流电路的电流单向性 。
设负载阻抗角为 j,输出电流滞后输出电压 j 角,两组变流电路工作时采取直流可逆调速系统中的无环流工作方式,即一组变流电路工作时,封锁另一组变流电路的触发脉冲 。
45
整流 逆变阻断
b)
P
N
t
t
t
t
t
整流 逆变阻断
O
O
O
O
O
u o,io u o
io
t1 t2 t3 t4 t5
u ou P
u N
u o
iP
iN
图 4-19 理想化交交变频电路的整流和逆变工作状态
b) 波形
t1~t3期间的 io正半周，正组变流电路工作，反组电路被封锁。
t1~ t2阶段,uo和 io均为正，
正组变流电路工作在整流状态，输出功率为正。
t2 ~ t3阶段,uo反向,io仍为正，正组变流电路工作在逆变状态，输出功率为负。
t3 ~ t5阶段,io负半周，反组变流电路工作，正组电路被封锁。
t3 ~ t4阶段,uo和 io均为负，反组变流电路工作在整流状态。
t4 ~ t5阶段,io为负,uo为正，
反组变流电路工作在逆变状态。
哪组变流电路工作由 io方向决定，
与 uo极性无关。
变流电路工作在整流状态还是逆变状态，根据 uo方向与 io方向是否相同确定。
46
1
O
O
2
3 4
5
6
图4 - 2 0
u
o
i
o
w t
w t
图 4-20 单相交交变频电路输出电压和电流波形考虑无环流工作方式下 io过零的死区时间，一周期可分为 6段第 1段 io <0,uo >0，反组逆变第 2段电流过零，为无环流死区第 3段 io >0,uo >0，正组整流第 4段 io >,o <,正组逆变第 5段又是无环流死区第 6段 <,<,为反组整流
当 uo和 io的相位差小于 90° 时，一周期内电网向负载提供能量的平均值为正，电动机工作在电动状态
当二者相位差大于 90° 时,一周期内电网向负载提供能量的平均值为负,电网吸收能量,电动机为发电状态
47
3．输出正弦波电压的调制方法余弦交点法设 Ud0为 a= 0时整流电路的理想空载电压，则控制角为 a时 uo为设要得到的正弦波输出电压为比较式（ 4-15）和式（ 4-16），应使式中,g称为输出电压比因此
ac o sd0o Uu? (4-15)
tUu oomo s in w?
(4-16)
ttUU oo
d0
om s i ns i nc o s wgwa (4-17)
)10(0 gg domUU
)s in(c o s o1 twga (4-18)
48
图4 - 2 1
u
2
u
3
u
4
u
5
u
6
u
1
u
s2
u
s3
u
s4
u
s5
u
s6
u
s1
u
o
a
P3
a
P4
w t
w t
图 4-21 余弦交点法原理
us1~us6比相应的 u1~u6超前 30°,us1~us6的最大值和相应线电压 a=0的时刻对应 。
以 a=0为零时刻,则
us1~us6为余弦信号 。
希望输出电压为 uo,则各晶闸管触发时刻由相应的同步电压 us1~us6的下降段和 uo的交点来决定 。
49
g = 0
g = 0,1
相位控制角
a
/
(
°
)
输出相位 w
0
t
图4 - 2 2
1 2 0
1 5 0
1 8 0
30
60
90
0
0,1
0,2
0,3
0,8
0,9
1,0
0,8
0,2
0,3
0,9
1,0
2?
2
2
3?
图 4-22 不同 g时 a和 wot的关系
)s in(s in
2
)s in(c o s
o
1
o
1
t
t
wg
wga
g 较小，即输出电压较低时，
a只在离 90° 很近的范围内变化，电路的输入功率因数非常低。
50
4.输入输出特性
1)输出上限频率
输出频率增高时，输出电压一周期所含电网电压段数减少，波形畸变严重。
电压波形畸变以及由此产生的电流波形畸变和转矩脉动是限制输出频率提高的主要因素。
就输出波形畸变和输出上限频率的关系而言，很难确定一个明确的界限。
构成交交变频电路的两组变流电路的脉波数越多，输出上限频率越高。
6脉波三相桥式电路，输出上限频率不高于电网频率的 1/3~1/2。电网频率为 50Hz时，交交变频电路的输出上限频率约为 20Hz。
51
2)输入功率因数
输入电流的相位滞后于输入电压，需要电网提供无功功率。
在输入电压的一周期内,a角以 90°
为中心变化。
输出电压比 g越小，半周期内 a的平均值越靠近 90°,位移因数因数越低。
负载功率因数越低，输入功率因数也越低。
不论负载功率因数是滞后的还是超前的，输入的无功电流总是滞后。
g = 0
g = 0,1
相位控制角
a
/
(
°
)
输出相位 w
0
t
图4 - 2 2
1 2 0
1 5 0
1 8 0
30
60
90
0
0,1
0,2
0,3
0,8
0,9
1,0
0,8
0,2
0,3
0,9
1,0
2?
2
2
3?
图 4-22 不同 g时 a和 wot的关系
52
0,8 0,6 0,4 0,2 0
g
=
1
,0
输入位移因数负载功率因数 （ 滞后 ）负载功率因数 （ 超前 ）
图4 - 2 3
0
1,00,80,60,40,20
0,8
0,6
0,4
0,2
0
,8
0
,6
0,
4
0,2
图 4-23 单相交交变频电路的功率因数
输入位移因数就是输入的基波功率因数，其值通常略大于输入功率因数。
即使负载功率因数为 1且输出电压比 γ也为 1，输入功率因数仍小于 1，随着负载功率因数的降低和 γ的减小，输入功率因数也随之降低。
53
3)输出电压谐波
交交变频电路输出电压既和电网频率 fi以及变流电路的脉波数有关,也和输出频率 fo有关 。
采用三相桥式电路的交交变频电路输出电压所含主要谐波的频率为
6fi± fo,6fi± 3fo,6fi± 5fo,…
12fi± fo,12fi± 3fo,12fi± 5fo,…
采用无环流控制方式时,由于电流方向改变时死区的影响,将使输出电压中增加 5fo,7fo等次谐波 。
54
4)输入电流谐波
单相交交变频电路输入电流波形和可控整流电路的输入波形类似，但其幅值和相位均按正弦规律被调制
采用三相桥式电路的交交变频电路输入电流谐波频率为和式中,k=1,2,3,… ； l=0,1,2,…
oiin 216 lffkf
oiin 2 kfff
(4-19)
(4-20)
55
4.3 交交变频电路
4.3.1 单相交交变频电路
4.3.2 三相交交变频电路
56
4.3.2 三相交交变频电路
1．电路接线方式图4 - 2 4
图 4-24 公共交流母线进线三相交交变频电路（简图）
1) 公共交流母线进线方式
由三组彼此独立的、输出电压相位相互错开 120° 的单相交交变频电路构成
电源进线通过进线电抗器接在公共的交流母线上
因为电源进线端公用，所以三组的输出端必须隔离。
交流电动机的三个绕组必须拆开，共引出六根线 。
57
a)
b)
图 4-25 输出星形联结方式三相交交变频电路
a）简图 b）详图
2)输出星形联结方式
三组的输出端是星形联结，电动机的三个绕组也是星形联结
电动机中性点不和变频器中性点接在一起，电动机只引出三根线即可。
三组单相交交变频器分别用三个变压器供电。
由于输出端中点不和负载中点相联接，所以在构成三相变频电路的六组桥式电路中，至少要有不同输出相的两组桥中的四个晶闸管同时导通才能构成回路，形成电流。
和整流电路一样，同一组桥内的两个晶闸管靠双触发脉冲保证同时导通。
两组桥之间则是靠各自的触发脉冲有足够的宽度
，以保证同时导通。
58
2 0 0 t / ms
输出电压单相输出时
U 相输入电流三相输出时
U 相输入电流图4 - 2 6
2 0 0 t / ms
2 0 0 t / ms
图 4-26 交交变频电路的输入电流波形
2,输入输出特性三相交交变频电路和单相交交变频电路的输出上限频率和输出电压谐波是一致的，但输入电流和输入功率因数有些差别。
59
oiin 616 lffkf
oiin 6 kfff
三相输出时，总输入电流由三个单相的同一相输入电流合成而得到有些谐波相互抵消，谐波种类有所减少，总的谐波幅值也有所降低，谐波频率为和式中,k =1,2,3,… ； l =0,1,2,…
当变流电路采用三相桥式电路时，输入谐波电流的主要频率为 fi± 6fo,5fi,5fi± 6fo,7fi,7fi± 6fo,11fi,
11fi± 6fo,13fi,13fi± 6fo,fi± 12fo等。其中 5fi次谐波的幅值最大。
(4-21)
(4-22)
60
三相交交变频电路由三组单相交交变频电路组成，每组单相变频电路由自己的有功功率、无功功率和视在功率，总输入功率因数应为
三相电路总的有功功率为各相有功功率之和，
但视在功率却不能简单相加，而应由总输入电流有效值和输入电压有效值来计算，比三相各自的视在功率之和要小。
三相总输入功率因数要高于单相交交变频电路。
S
PPP
S
P cba
(4-23)
61
3．改善输入功率因数和提高输出电压
u
A N '
的基波分量图4 - 2 7
u
O
t
u
AB
u
A N '
u
B N '
图 4-27 梯形波控制方式的理想输出电压波形交流偏臵梯形波输出控制方式使三组单相变频器的输出均为梯形波 （准梯形波） 。
在线电压中,三次谐波相互抵消，线电压仍为正弦波。
因为桥式电路较长时间工作在高输出电压区域（即梯形波的平顶区）,a角较小，因此输入功率因数可提高 15%
左右。
直流偏臵
负载电动机低速运行时，变频器输出电压很低，各组桥式电路的 a角都在 90° 附近，因此输入功率因数很低。
给各相输出电压叠加上同样的直流分量，控制角 a将减小，
但变频器输出线电压并不改变。
62
交直交变频电路 先把交流变换成直流，再把直流逆变成可变频率的交流交交变频电路和交直交变频电路比较，交交变频电路的只用一次变流，效率较高优点 可方便地实现四象限工作低频输出波形接近正弦波接线复杂受电网频率和变流电路脉波数的限制，
缺点 输出频率较低输入功率因数较低输入电流谐波含量大，频谱复杂
63
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
64
4.4 矩阵式变频电路输入输出
a) b)
图4 - 2 8
a b c
u
v
w
S
1
1
S
1
2
S
1
3
S
2
1
S
2
2
S
2
3
S
3
1
S
3
2
S
3
3
S
ij
图 4-28 矩阵式变频电路
直接变频电路所用开关器件是全控型的，
控制方式是斩控方式
矩阵式变频电路（矩阵变换器）
三相输入电压为 ua,ub和 uc
三相输出电压为 uu,uv和
uw
9个开关器件组成 3× 3矩阵
65
矩阵式变频电路优点
输出电压为正弦波
输出频率不受电网频率的限制
输入电流也可控制为正弦波且和电压同相
功率因数为 1,也可控制为需要的功率因数
能量可双向流动,适用于交流电动机的四象限运行
不通过中间直流环节而直接实现变频,效率较高
66
对单相交流电压 us进行斩波控制,即进行 PWM控制时,如果开关频率足够高,则输出电压 uo为式中,Tc为开关周期； ton为一个开关周期内开关导通时间； s 为占空比
不同的开关周期中采用不同的 s,可得到与 us频率和波形都不同的 uo
由于单相交流 us波形为正弦波,可利用的输入电压部分只有如图 4-29a所示的单相电压阴影部分,因此 uo将受到很大的局限,
无法得到所需输出波形
ss
c
on
o uuT
tu s (4-24)
67
不同的开关周期中采用不同的 s,可得到与 us频率和波形都不同的 uo
由于单相交流 us波形为正弦波,可利用的输入电压部分只有如图 4-29a所示的单相电压阴影部分,因此 uo
将受到很大的局限,无法得到所需输出波形图 4-29 构造输出电压时可利用的输入电压部分
a)单相输入
a)
68
输入输出
a b c
u
v
w
S1
1
S1
2
S1
3
S2
1
S2
2
S2
3
S3
1
S3
2
S3
3
图 4-28 矩阵式变频电路图 4-29 构造输出电压时可利用的输入电压部分
b) 三相输入构造输出相电压
如把输入交流电源改为三相，如用图 4-28a中的第一行的 3个开关共同作用构造 u相输出电压 uu，就可利用图 4-
29b所示的三相相电压包络线中所有的阴影部分。
理论上所构造的 uu的频率可不受限制但如 uu必须为正弦波，则其最大幅值仅为输入相电压 ua幅值的 0.5倍 。
Um U
m
1
2
b)
69
如用图 4-28a中第一行和第二行的 6个开关共同作用来构造输出线电压 uuv,就可利用图 4-29c中 6个线电压包络线中所有的阴影部分
当 uuv必须为正弦波时，最大幅值就可达到输入线电压幅值的 0.866倍。是正弦波输出条件下矩阵式变频电路理论上最大的输出输入电压比输入输出
a b c
u
v
w
S1
1
S1
2
S1
3
S2
1
S2
2
S2
3
S3
1
S3
2
S3
3
图 4-28 矩阵式变频电路
U 1m U
1m2
3
c)
图 4-29 构造输出电压时可利用的输入电压部分
c) 三相输出构造输出线电压
70
cbau uuuu 131211 sss
1131211 sss
利用对开关 S11,S12和 S13的控制构造输出电压 uu时,为防止输入电源短路,任何时刻只能有一个开关接通 。 考虑负载一般是阻感负载,负载电流具有电流源性质,为使负载不开路,任一时刻必须有一个开关接通,因此,u
相输出电压 uu和各相输入电压的关系为式中 s11,s12和 s13为一个开关周期内开关 S11,S12,S13的导通占空比
(4-25)
(4-26)
71
用同样的方法控制图 4-28a矩阵第 2,3行的各开关，可得到类似式
（ 4-25）表达式，将其和写成矩阵形式，即可缩写为式中
c
b
a
w
v
u
u
u
u
u
u
u
333231
232221
131211
sss
sss
sss
(4-27)
(4-28)
333231
232221
131211
sss
sss
sss
s
T
cbai
T
wvuo
uuuu
uuuu
io uu s?
72
s称为 调制矩阵,它是时间函数,s矩阵中各元素确定后，输入电流 ia,ib,ic和输出电流 iu,iv,iw的关系也就确定了，各相输入电流分别是各相输出电流按照相应的占空比相加而成，即可缩写为式中式 (4-27),(4-29)是 矩阵式变频电路的基本输入输出关系式
w
v
u
c
b
a
i
i
i
i
i
i
332313
322212
312111
sss
sss
sss
(4-29)
Twvuo
cbai
iiii
iiii
T
oTi ii s?
(4-30)
c
b
a
w
v
u
u
u
u
u
u
u
333231
232221
131211
sss
sss
sss
(4-27)
73
对实际系统来说,输入电压和所需要的输出电流是已知的 。 设为式中,Uim,Iom为输入电压和输出电流的幅值； wi,wo为 输入电压和输出电流的角频率； jo为相应于输出频率的负载阻抗角 。
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
iim
iim
iim
w
w
w
tU
tU
tU
u
u
u
c
b
a
ooom
ooom
ooom
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
j
w
j
w
jw
tI
tI
tI
i
i
i
w
v
u
(4-32)
(4-31)
74
变频电路希望的输出电压和输入电流分别为式中,Uom,Iim为输出电压和输入电流的幅值； ji 为输入电流滞后于电压的相位角
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
oom
oom
oom
w
v
u
w
w
w
tU
tU
tU
u
u
u
iiim
iiim
iiim
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
j
w
j
w
jw
tI
tI
tI
i
i
i
c
b
a
(4-34)
(4-33)
75
当期望的输入功率因数为 1时,ji =0。 把式 (4-31)~式 (4-34)代入式
(4-27)和式 (4-29),可得如能求得满足式 (4-35)和式 (4-36)的 s,就可得到希望的输出电压和输入电流
3
4
c os
3
2
c os
c os
oom
oom
oom
w
w
w
tU
tU
tU
3
4
c os
3
2
c os
c os
iim
iim
iim
w
w
w
tU
tU
tU
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
iim
iim
iim
w
w
w
tI
tI
tI
ooom
ooom
ooom
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
j
w
j
w
jw
tI
tI
tI
(4-35)
(4-36)
76
矩阵式变频电路能够很好地工作，需解决的问题
如何求取理想的调制矩阵 s
开关切换时如何实现既无交叠又无死区矩阵式变频电路的优点
有十分理想的电气性能,可使输出电压和输入电流均为正弦波,输入功率因数为 1,能量可双向流动,可实现四象限运行 。
和目前广泛应用的交直交变频电路相比,虽多用了 6
个开关器件,却省去了直流侧大电容,将使体积减小,
且容易实现集成化和功率模块化 。
77
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
78
1） 交流 — 交流变流电路的分类及其基本概念
2)单相交流调压电路的电路构成,在电阻负载和阻感负载时的工作原理和电路特性
3)三相交流调压电路的基本构成和基本工作原理
4)交流调功电路和交流电力电子开关的基本概念
5)晶闸管相位控制交交变频电路的电路构成,工作原理和输入输出特性
6)矩阵式交交变频电路的基本概念
7)各种交流 — 交流变流电路的主要应用本 章 小 结
79
目 录绪论
1 电力电子器件
2 整流电路
3 直流斩波电路
4 交流电力控制电路和交交变频电路
5 逆变电路
6 PWM控制技术
7 软开关技术
8 组合变流技术
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
2
交交变频电路交直交变频电路交流 -交流变流电路一种形式的交流变成另一种形式交流的电路在进行交流 — 交流变速时，可改变相关的电压、电流、频率和相数等交流电力控制电路只改变电压、电流或对电路的通断进行控制，不改变频率的电路变频电路改变频率的电路大多不改变相数，也有改变相数的第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路
3
交直交变频电路交交变频电路直接把一种频率的交流变成另一种频率或可变频率的交流直接变频电路间接变频电路先将交流整流成直流，再把直流逆变成另一种频率或可变频率的交流
4
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
5
4.1 交流调压电路
4.1.1 单相交流调压电路
4.1.2 三相交流调压电路
6
4.1 交流调压电路交流电力控制电路 两个晶闸管反并联后串联在交流电路中，
通过控制晶闸管就可控制交流电力交流调压电路 每半个周波内通过对晶闸管开通相位的控制，调节输出电压有效值交流调功电路以交流电周期为单位控制晶闸管通断，改变通断周期数的比，调节输出功率的平均值交流电力电子开关 不调节输出平均功率，只接通或断开电路，
串入电路的晶闸管
7
4.1 交流调压电路
4.1.1 单相交流调压电路
4.1.2 三相交流调压电路
8
4.1.1 单相交流调压电路
1．电阻负载图 4-1电阻负载单相交流调压电路及其波形
在交流电源 u1的正半周和负半周，
分别对 VT1和 VT2的开通角 a进行控制就可以调节输出电压。
正负半周 a起始时刻（ a=0）均为电压过零时刻，在稳态情况下，
正负半周的 a相等。
负载电压波形是电源电压波形的一部分，负载电流和负载电压的波形相同。
R
O
u 1 u o
i o
VT 1
VT 2
u 1
u o
i o
u VT
w t
O w t
O w t
O w t
9
电阻负载单相交流调压电路在开通角为 a时，负载电压有效值 Uo、负载电流有效值 Io、晶闸管电流有效值 IVT和电路的功率因数 λ 分别为
a?a?wwa 2s i n2 1ds i n21 121o UttUU (4-1)
)
2
2s i n1(
2
1s i n2
2
1 1
2
1
a
aww
a
R
Utd
R
tUI
T
(4-2)
a?a
2s i n
2
1
1
o
o1
oo
U
U
IU
IU
S
P
(4-3)
R
UI o
o?
(4-4)
10
a的移相范围为 0≤ a≤π 。 a
=0时，相当于晶闸管一直接通
，输出电压为最大值,Uo=U1。
随着 a的增大,Uo逐渐降低,直到 a=π 时,Uo =0。
a =0时，功率因数 λ=1,随着 a增大，输入电流滞后于电压且发生畸变,λ 也逐渐降低。
R
O
u 1 u o
io
VT 1
VT 2
u 1
u o
io
u VT
w t
O w t
O w t
O w t
图 4-1电阻负载单相交流调压电路及其波形
11
R
L
0,6
图4 - 2
O
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
w tO
w t
O w t
w tO
u
G1
u
G2
O
O
w t
w t
2.阻感负载设负载阻抗角为 j = arctan(wL / R)
如果用导线把晶闸管完全短接，
稳态时负载电流为正弦波，其相位滞后于电源电压 u1的角度为 j，
当用晶闸管控制时，只能进行滞后控制，使负载电流更为滞后，
无法使其超前。
a =0时刻仍定在电源电压 u1过零的时刻，阻感负载下稳态时 a的移相范围应为 j ≤ a≤π 。
图 4-2 阻感负载单相交流调压电路及其波形
12
在 ωt = a时刻开通 VT1，负载电流应满足如下方程式和初始条件解方程得式中，,θ 为晶闸管导通角利用边界条件,ωt = a+θ 时 io =0,可求得 θ
0
s i n2
d
d
o
1o
o
aw
w
t
i
tURi
t
iL (4-5)
awajajw j
wa
tetZ Ui
t
tg1
o )s i n ()s i n (
2 (4-6)
22 )( LRZ w
j
jaj?a tg)s i n ()s i n (
e
(4-7)
13
以 j为参变量，利用式（ 4-7）可将 a和 θ
的关系用图 4-3曲线表示
VT2导通时,a和 θ
关系完同，只是 io极性相反，相位相差
180°
0 20 1 0 060 1 4 0 1 8 0
20
1 0 0
图4 - 3
60
/
(°
)
1 8 0
1 4 0
a / (° )
j
=
9
0
°
7
5
°
6
0
°
4
5
°
3
0
°
1
5
°
0°
图 4-3 单相交流调压电路以 a为参变量的
θ和 a关系曲线
14
阻感负载单相交流调压电路在开通角为 a时，负载电压有效值 Uo、晶闸管电流有效值 IVT负载电流有效值 Io分别为
)22s i n (2s i n1
)()s i n2(
1
1
2
1o
aa
ww
a
a
U
tdtUU
(4-8)
j
ja?
wjajw
a
a
j
wa
c os
)2c os (s i n
2
)d()s i n ()s i n (
2
2
1
1
2
tg1
VT
Z
U
tet
Z
U
I
t
(4-9)
VTII 20?
(4-10)
15
图 4-4 单相交流调压电路 a为参变量时 IVTN和 a关系曲线
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
1601800 40 12080
j= 0
a /(° )
I VT
N
12 U
ZII
VTV T N?
设晶闸管电流 IVT的标么值为
(4-11)
IVT和 a的关系曲线如图 4-4
16
0 20 1 0 060 1 4 0 1 8 0
20
1 0 0
图4 - 3
60
/
(°
)
1 8 0
1 4 0
a / (° )
j
=
9
0
°
7
5
°
6
0
°
4
5
°
3
0
°
1
5
°
0°
图 4-3 单相交流调压电路以 a为参变量的
θ和 a关系曲线
当 j<a<π 时,VT2的导通角 θ 均小于 π,如图 4-3所示,a越小，
θ 越大。
当 a?j时,θ =π
当 a继续减小,0?a<j的某一时刻触发 VT1,VT1的导通时间将超过 π 。
到 ω t=π +a时刻出发 VT2，负载电流 io尚未过零 VT1仍在导通，
VT2不会立即导通。
直到 i0过零后，如 VT2的触发脉冲有足够的宽度而尚未消失，（
见图 4-2）,VT2就会可开通。
R
L
0,6
图4 - 2
O
u
1
u
o
i
o
VT
1
VT
2
u
1
u
o
i
o
u
VT
w tO
w t
O w t
w tO
u
G1
u
G2
O
O
w t
w t
图 4-2 阻感负载单相交流调压电路及其波形
17
w t
w t
w t
w t
图4 - 5
a
a
a
O
O
O
O
u
1
i
G1
i
G2
i
o
j
i
T1
i
T2
图 4-5 a<j时阻感负载交流调压电路工作波形
当 a<j,VT1提前通，负载 L被过充电，其放电时间将延长,VT1结束导电时刻大于j，使 VT2推迟开通
,VT2的导通角小于 π 。
io由两个分量组成，第一项为正弦稳态分量、第二项为指数衰减分量。
在指数分量的衰减过程中
,VT1的导通时间渐短，
VT2的导通时间逐渐延长。
当指数分量衰减到零后，
VT1和 VT2的导通时间都趋近于 π,稳态的工作情况和
a?j时完全相同
18
3.单相交流调压电路的谐波分析波形正负半波对称，不含直流分量和偶次谐波，用傅里叶级数表示如下式中，
,5,3,1
o )s i nc o s()(
n
nn tnbtnatu www
(4-12)
)12( c o s22 11 a?Ua
)(22s i n22 11 a?a Ub
1)1c o s (111)1c o s (112 1 aa? nnnnUa n
aa? )1s i n (11)1s i n (11
2 1 n
nnn
Ub
n
(n=3,5,7,…)
(n=3,5,7,…)
19
0 60 120 180
图4 - 6
基波
3 次
5 次
7 次触发延迟角 a / ( ° )
I
n
/
I
*
/
%
20
40
60
80
100
图 4-6 电阻负载单相交流调压电路基波和谐波电流含量负载电流基波和各次谐波有效值为
22
on 2
1
nn baU
(4-13)
基波和各次谐波有效值可按下式求得
RUI /onon?
(4-14)
基准电流为 a=0时的有效值，电流基波和各次谐波标么值随 a变化的曲线如图 4-6所示
20
4．斩控式交流调压电路
R
L
图4 - 7
u
1
i
1
u
o
V
1
V
2
VD
1
VD
2
V
3
V
4
VD
4
VD
3
图 4-7 斩控式交流调压电路
斩控式交流调压电路 一般采用全控型器件作为开关器件。
基本原理和直流斩波电路有类似之处，直流斩波电路输入是直流电压，斩控式交流调压电路的输入是正弦交流电压。
在交流电源 u1的正半周，用 V1进行斩波控制，用 V3个负载电流提供续流通道。
在 u1的负半周，用 V2进行斩波控制，用 V4给负载电流提供续流通道。
设斩波器件（ V1或 V2）导通时间为 ton，开关周期为 T，则导通比
a = ton/T，和直流斩波电路一样，
通过改变 a 可调节输出电压。
21
图 4-8 电阻负载斩控式交流调压电路波形
u
1
u
o
i1
0
0
0
ωt
ωt
ωt
电源电流的基波分量和电源电压同相位，即位移因数为 1。
电源电流不含低次谐波，只含和开关周期 T有关的高次谐波
这些高次谐波用很小的滤波器即可滤除。
这些电路的功率因数接近 1
22
4.1 交流调压电路
4.1.1 单相交流调压电路
4.1.2 三相交流调压电路
23
4.1.2 三相交流调压电路
n
负载
a
c
n '
负载
a
b
c
a) b)
负载
a
b
c
c)
负载
b
d)
图4 - 9
a
b
c
u
a
u
b
u
c
i
a
U
a 0 '
n
u
a
u
b
u
c
i
a
n
u
a
u
b
u
c
i
a
n
u
a
u
b
u
c
i
a
VT
1
VT
3
VT
4
VT
5
VT
6
VT
2
图 4-9 三相交流调压电路
a) 星形联结 b) 线路控制三角形联结 c) 支路控制三角形联结 d) 中点控制三角形联结
24
1．星形联结电路
n n'
负载
a
b
c
a)
ua
ub
uc
ia Ua0'VT1
VT3 VT4
VT5 VT6
VT2
图 4-9 三相交流调压电路
a) 星形联结三相三线星形联结电路三相四线
三相四线时，相当于三个单相交流调压电路的组合，三相互相错开
120° 工作。基波和 3倍次以外的谐波在三相之间流动，不流过零线
三相中 3的整数倍次谐波同相位，不能在各相之间流动，全部流过零线。
零线中有很大的 3次谐波电流及其它
3的整数倍次谐波电流。当 a=90°
时，零线电流甚至和各相电流的有效值接近。
三相三线时，任一相导通须和另一相构成回路，电流流通路经中有两个晶闸管，应采用双脉冲或宽脉冲触发。
三相的触发脉冲依次相差 1200，同一相的两个反并联晶闸管触发脉冲相差
1800。三相桥式全控整流电路一样，触发脉冲顺序为 VT1~ VT6,依次相差 60° 。
相电压过零点定为 a的起点，两相间导通时是靠线电压导通，线电压超前相电压 300,a角移相范围是 0° ~ 150° 。
25
图4 - 1 0
c)
晶闸管导通区间
a)
a
晶闸管导通区间
晶闸管导通区间
b)
a
4?
3
2?
3
5?
3
3
0 2?
4?
3
2?
3
5?
3
3
0 2?
a
4?
3
2?
3
5?
3
3
0 2?
u
a o '
u
a o '
u
a o '
u
a
u
a
u
a
u
ab
2
u
ac
2
u
ab
2
u
ac
2
u
ab
2
u
ac
2
t
1
t
2
t
3
t
1
t
2
t
3
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
1
VT
6
VT
2
VT
5
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
2
VT
6
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
4
VT
6
VT
2
VT
6
VT
5
VT
5
VT
1
VT
3
VT
5
VT
4
VT
2
VT
4
VT
6
图 4-10 不同 a角时负载相电压波形
a) a =30° b) a =60° c) a =120°
1） 0° ≤ a <60°,
三个晶闸管导通与两个晶闸管导通交替，
每个晶闸管导通角度为 180° － a。但 a
=0° 时，一直是三管导通
2） 60° ≤ <90°,
任一时刻两个晶闸管导通，每个晶闸管导通角度 120°
3） 90° ≤ a <150°,
两个晶闸管导通与无晶闸管导通交替，每个晶闸管导通角度为 300°
－ 2 a,导通角度被分割为不连续的两部分，
在半周波内形成两个断续的波头，各占 1500?a。
26
电流中含有很多谐波,进行傅里叶分析可知,其中电流谐波次数为 6k± 1(k=1,2,3,… )。
和三相桥式全控整流电路交流侧电流所含谐波的次数完全相同 。
谐波次数越低,含量越大 。
和单相交流调压电路相比,没有 3的整数倍次谐波,因三相对称时,它们不能流过三相三线电路 。
a?j时,负载电流最大且为正弦波 。
电感大时 。 谐波电流的含量要小些 。
27
2．支路控制三角联结电路负载
a
b
c
c)
n
ua
u b
uc
ia
图 4-9 三相交流调压电路
c)支路控制三角形联结
支路控制三角形联结电路由三个单相交流调压电路组成，三个单相电路分别在不同的线电压作用下单独工作。
由于三相对称负载相电流中的 3的整数倍次谐波相位和大小相同，它们在三角形回路中流动，而不出现在线电流中。
线电流中所谐波次数为 6k± 1(k为正整数 )。
在相同负载和 a角时，线电流中谐波含量少于三相三线星形电路。
28
图 4-11 晶闸管控制电抗器 (TCR)电路晶闸管控制电抗器（ Thyristor Controlled Reactor— TCR），电路图如 4-11所示
a移相范围为 90° ~ 180°,
通过对 a角的控制可连续调节流过电抗器的电流，从而调节电路从电网中吸收的无功功率。
如配以固定电容器，就可在从容性到感性的范围内连续调节无功功率，称为 静止无功补偿装臵 。用来对无功功率进行动态补偿，以补偿电压波动或闪变。
负载
ua i
a
ub
uc
n b
a
c
29
a) b) c)
图4 - 1 2
图 4-12 TCR电路负载相电流和输入线电流波形
a) α=120° b) α=135° c) α=160°
30
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
31
4.2 其他交流电力控制电路
4.2.1 交流调功电路
4.2.2 交流电力电子开关
32
交流调功电路与交流调压电路电路形式完全相同，只是控制方法不同。
交流调功电路不是在每个交流电源周期都对输出电压波形进行控制，而是将负载与交流电源接通几个整周波，再断开几个整周波，通过改变通断周波数的比值来调节负载所消耗的平均功率。
因其直接调节对象是电路的平均输出功率,所以称为 交流调功电路
通常控制晶闸管导通时刻都是在电源电压过零的时刻,在交流电源接通期间,负载电压电流都是正弦波,不对电网电压电流造成通常意义的谐波污染 。
4.2.1 交流调功电路
33
M
电源周期控制周期 = M 倍电源周期 = 2?
4?
M
图4 - 1 3
O
导通段 =
2? N
M
3?
M
2?
M
u
o
u
1
u
o
,i
o
w t
U
1
2
图 4-13 交流调功电路典型波形 (M =3,N =2)
设控制周期为 M倍电源周期，其中晶闸管在前 N个周期导通，后 M－ N个周期关断,当 M=3,N=2时的电路波形如图 4-13，负载电压和负载电流的重复周期为 M倍电源周期。
负载电阻时，负载电流波形和负载电压波形相同。
34
0 12 14
谐波次数相对于电源频率的次数图4 - 1 4
2 4 6 108
0,6
0,5
0,4
0,3
0,2
0,1
0 51 2 3 4
I
n
/
I
0m
图 4-14 交流调功电路的电流频谱图 (M =3,N =2)
以控制周期为基准,In为 n
次谐波有效值,Io为导通时电路电流幅值。
以电源周期为基准，电流中不含整数倍频率的谐波，
但含有非整数倍频率的谐波，
在电源频率附近，非整数倍频率谐波的含量较大。
35
4.2 其他交流电力控制电路
4.2.1 交流调功电路
4.2.2 交流电力电子开关
36
4.2.2 交流电力电子开关交流电力电子开关 把晶闸管反并联后串入交流电路中，
代替电路中的机械开关 。
与机械开关相比
响应速度快
没有触点
寿命长
可以频繁控制通断与交流调功电路的区别
并不控制电路的平均输出功率
通常没有明确的控制周期，只是根据需要控制电路的接通和断开
控制频度通常比交流调功电路低得多
37
I
U
抑制冲击电流的小电感
a)
图4 - 1 5
b)
图 4-15 TSC基本原理图
a) 基本单元单相简图 b) 分组投切单相简图
两个反并联的晶闸管起着把 C并入电网或从电网断开的作用。
串联电感很小，只是用来抑制电容器投入电网时可能出现的冲击电流。
为避免容量较大的电容器组同时投入或切断对电网造成较大冲击，一般把电容器分成几组。
根据电网对无功的需求而改变投入电容器的容量。
TSC实际上成为断续可调的动态无功功率补偿器。
38
TSC运行时选择晶闸管投入时刻的原则是，该时刻交流电源电压应和电容器预充电电压相等，这样电容器电压不会产生跃变，就不会产生冲击电流。
理想情况下，希望电容器预充电电压为电源电压峰值，这时电源电压的变化率为零，投入时刻 ic才为零，
之后才按正弦规律上升，电容投入过程不但没有冲击电流，电流也没有阶跃变化。
39
us
iC uC
C
VT1
VT2
uVT1
t
t
t
tus
iC
uC
VT1
VT2t
1 t2
uVT1
图 4-16 TSC理想投切时刻原理说明
本次导通开始前，电容器的端电压 uc已由上次导通时段最后导通的晶闸管 VT1充电至电源电压 us的正峰值。
本次导通开始时刻取为 us和 uc相等的时刻 t1，各 VT2触发脉冲使之开通,ic开始流通。
40
us
iC
uVT
uC
C
VT
VD
t
t
t
tus
iC
uVT
uC
VT
VD
t1 t2 t3 t4
图 4-17 晶闸管和二极管反并联方式的 TSC
TSC电路也可采用晶闸管和二极管反并联的方式，由于二极管的作用在电路不导通时 uC总会维持在电源。
电压峰值。因二极管不可控，
响应速度稍慢，投切电容器的最大时间滞后为一个周波。
以后每半个周波轮流触发 VT1和
VT2,电路继续导通。
需要切除该条电容支路时，如在
t2时刻 ic已降为零,VT2关掉，这时撤出触发脉冲,VT1就不会导通，
uc保持 VT2导通结束时的电源电压负峰值，为下一次投入电容器做准备。
41
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
42
4.3 交交变频电路
4.3.1 单相交交变频电路
4.3.2 三相交交变频电路
43
uo
0
输出电压 ap=0 平均输出电压
2?a?p2?a?p
ωt
P
u
o
Z
N
图 4-18 单相交交变频电路原理图和输出电压波形
4.3.1 单相交交变频电路
1．电路构成和基本工作原理
单相交交变频电路由 P组和 N
组反并联的晶闸管变流电路构成，和直流电动机可逆调速用的四象限变流电路完全相同。
变流器 P和 N都是相控整流电路。
P组工作时，负载电流 io为正
N组工作时,io为负
两组变流器按一定的频率交替工作,负载就得到该频率的交流电 。
改变两组变流器的切换频率,
就可改变输出频率 wo
改变变流电路的控制角 a,就可以改变交流输出电压的幅值 。
为使 uo波形接近正弦波,可按正弦规律对 a角进行调制
在半个周期内让正组变流器
P组 a 角按正弦规律从 90°
减到 0° 或某个值,然后再逐渐增大到 90° 。
每个控制间隔内的平均输出电压就按正弦规律从零逐渐增至最高,再逐渐减低到零 。
另外半个周期可对 N组进行同样的控制 。
uo并不是平滑的正弦波,而是由若干段电源电压拼接而成,在 uo的一个周期内,所包含的电源电压段数越多,
其波形就越接近正弦波 。
44
2．整流与逆变工作状态
a)
uP u Nuo
i o
i Ni P
图 4-19 理想化交交变频电路的整流和逆变工作状态
a) 电路图
把交交变频电路理想化,忽略变流电路换相时 uo的脉动分量,就可把电路等效成图 4-19a所示的正弦波交流电源和二极管的串联 。 其中交流电源表示变流电路可输出交流正弦电压,二极管体现了变流电路的电流单向性 。
设负载阻抗角为 j,输出电流滞后输出电压 j 角,两组变流电路工作时采取直流可逆调速系统中的无环流工作方式,即一组变流电路工作时,封锁另一组变流电路的触发脉冲 。
45
整流 逆变阻断
b)
P
N
t
t
t
t
t
整流 逆变阻断
O
O
O
O
O
u o,io u o
io
t1 t2 t3 t4 t5
u ou P
u N
u o
iP
iN
图 4-19 理想化交交变频电路的整流和逆变工作状态
b) 波形
t1~t3期间的 io正半周，正组变流电路工作，反组电路被封锁。
t1~ t2阶段,uo和 io均为正，
正组变流电路工作在整流状态，输出功率为正。
t2 ~ t3阶段,uo反向,io仍为正，正组变流电路工作在逆变状态，输出功率为负。
t3 ~ t5阶段,io负半周，反组变流电路工作，正组电路被封锁。
t3 ~ t4阶段,uo和 io均为负，反组变流电路工作在整流状态。
t4 ~ t5阶段,io为负,uo为正，
反组变流电路工作在逆变状态。
哪组变流电路工作由 io方向决定，
与 uo极性无关。
变流电路工作在整流状态还是逆变状态，根据 uo方向与 io方向是否相同确定。
46
1
O
O
2
3 4
5
6
图4 - 2 0
u
o
i
o
w t
w t
图 4-20 单相交交变频电路输出电压和电流波形考虑无环流工作方式下 io过零的死区时间，一周期可分为 6段第 1段 io <0,uo >0，反组逆变第 2段电流过零，为无环流死区第 3段 io >0,uo >0，正组整流第 4段 io >,o <,正组逆变第 5段又是无环流死区第 6段 <,<,为反组整流
当 uo和 io的相位差小于 90° 时，一周期内电网向负载提供能量的平均值为正，电动机工作在电动状态
当二者相位差大于 90° 时,一周期内电网向负载提供能量的平均值为负,电网吸收能量,电动机为发电状态
47
3．输出正弦波电压的调制方法余弦交点法设 Ud0为 a= 0时整流电路的理想空载电压，则控制角为 a时 uo为设要得到的正弦波输出电压为比较式（ 4-15）和式（ 4-16），应使式中,g称为输出电压比因此
ac o sd0o Uu? (4-15)
tUu oomo s in w?
(4-16)
ttUU oo
d0
om s i ns i nc o s wgwa (4-17)
)10(0 gg domUU
)s in(c o s o1 twga (4-18)
48
图4 - 2 1
u
2
u
3
u
4
u
5
u
6
u
1
u
s2
u
s3
u
s4
u
s5
u
s6
u
s1
u
o
a
P3
a
P4
w t
w t
图 4-21 余弦交点法原理
us1~us6比相应的 u1~u6超前 30°,us1~us6的最大值和相应线电压 a=0的时刻对应 。
以 a=0为零时刻,则
us1~us6为余弦信号 。
希望输出电压为 uo,则各晶闸管触发时刻由相应的同步电压 us1~us6的下降段和 uo的交点来决定 。
49
g = 0
g = 0,1
相位控制角
a
/
(
°
)
输出相位 w
0
t
图4 - 2 2
1 2 0
1 5 0
1 8 0
30
60
90
0
0,1
0,2
0,3
0,8
0,9
1,0
0,8
0,2
0,3
0,9
1,0
2?
2
2
3?
图 4-22 不同 g时 a和 wot的关系
)s in(s in
2
)s in(c o s
o
1
o
1
t
t
wg
wga
g 较小，即输出电压较低时，
a只在离 90° 很近的范围内变化，电路的输入功率因数非常低。
50
4.输入输出特性
1)输出上限频率
输出频率增高时，输出电压一周期所含电网电压段数减少，波形畸变严重。
电压波形畸变以及由此产生的电流波形畸变和转矩脉动是限制输出频率提高的主要因素。
就输出波形畸变和输出上限频率的关系而言，很难确定一个明确的界限。
构成交交变频电路的两组变流电路的脉波数越多，输出上限频率越高。
6脉波三相桥式电路，输出上限频率不高于电网频率的 1/3~1/2。电网频率为 50Hz时，交交变频电路的输出上限频率约为 20Hz。
51
2)输入功率因数
输入电流的相位滞后于输入电压，需要电网提供无功功率。
在输入电压的一周期内,a角以 90°
为中心变化。
输出电压比 g越小，半周期内 a的平均值越靠近 90°,位移因数因数越低。
负载功率因数越低，输入功率因数也越低。
不论负载功率因数是滞后的还是超前的，输入的无功电流总是滞后。
g = 0
g = 0,1
相位控制角
a
/
(
°
)
输出相位 w
0
t
图4 - 2 2
1 2 0
1 5 0
1 8 0
30
60
90
0
0,1
0,2
0,3
0,8
0,9
1,0
0,8
0,2
0,3
0,9
1,0
2?
2
2
3?
图 4-22 不同 g时 a和 wot的关系
52
0,8 0,6 0,4 0,2 0
g
=
1
,0
输入位移因数负载功率因数 （ 滞后 ）负载功率因数 （ 超前 ）
图4 - 2 3
0
1,00,80,60,40,20
0,8
0,6
0,4
0,2
0
,8
0
,6
0,
4
0,2
图 4-23 单相交交变频电路的功率因数
输入位移因数就是输入的基波功率因数，其值通常略大于输入功率因数。
即使负载功率因数为 1且输出电压比 γ也为 1，输入功率因数仍小于 1，随着负载功率因数的降低和 γ的减小，输入功率因数也随之降低。
53
3)输出电压谐波
交交变频电路输出电压既和电网频率 fi以及变流电路的脉波数有关,也和输出频率 fo有关 。
采用三相桥式电路的交交变频电路输出电压所含主要谐波的频率为
6fi± fo,6fi± 3fo,6fi± 5fo,…
12fi± fo,12fi± 3fo,12fi± 5fo,…
采用无环流控制方式时,由于电流方向改变时死区的影响,将使输出电压中增加 5fo,7fo等次谐波 。
54
4)输入电流谐波
单相交交变频电路输入电流波形和可控整流电路的输入波形类似，但其幅值和相位均按正弦规律被调制
采用三相桥式电路的交交变频电路输入电流谐波频率为和式中,k=1,2,3,… ； l=0,1,2,…
oiin 216 lffkf
oiin 2 kfff
(4-19)
(4-20)
55
4.3 交交变频电路
4.3.1 单相交交变频电路
4.3.2 三相交交变频电路
56
4.3.2 三相交交变频电路
1．电路接线方式图4 - 2 4
图 4-24 公共交流母线进线三相交交变频电路（简图）
1) 公共交流母线进线方式
由三组彼此独立的、输出电压相位相互错开 120° 的单相交交变频电路构成
电源进线通过进线电抗器接在公共的交流母线上
因为电源进线端公用，所以三组的输出端必须隔离。
交流电动机的三个绕组必须拆开，共引出六根线 。
57
a)
b)
图 4-25 输出星形联结方式三相交交变频电路
a）简图 b）详图
2)输出星形联结方式
三组的输出端是星形联结，电动机的三个绕组也是星形联结
电动机中性点不和变频器中性点接在一起，电动机只引出三根线即可。
三组单相交交变频器分别用三个变压器供电。
由于输出端中点不和负载中点相联接，所以在构成三相变频电路的六组桥式电路中，至少要有不同输出相的两组桥中的四个晶闸管同时导通才能构成回路，形成电流。
和整流电路一样，同一组桥内的两个晶闸管靠双触发脉冲保证同时导通。
两组桥之间则是靠各自的触发脉冲有足够的宽度
，以保证同时导通。
58
2 0 0 t / ms
输出电压单相输出时
U 相输入电流三相输出时
U 相输入电流图4 - 2 6
2 0 0 t / ms
2 0 0 t / ms
图 4-26 交交变频电路的输入电流波形
2,输入输出特性三相交交变频电路和单相交交变频电路的输出上限频率和输出电压谐波是一致的，但输入电流和输入功率因数有些差别。
59
oiin 616 lffkf
oiin 6 kfff
三相输出时，总输入电流由三个单相的同一相输入电流合成而得到有些谐波相互抵消，谐波种类有所减少，总的谐波幅值也有所降低，谐波频率为和式中,k =1,2,3,… ； l =0,1,2,…
当变流电路采用三相桥式电路时，输入谐波电流的主要频率为 fi± 6fo,5fi,5fi± 6fo,7fi,7fi± 6fo,11fi,
11fi± 6fo,13fi,13fi± 6fo,fi± 12fo等。其中 5fi次谐波的幅值最大。
(4-21)
(4-22)
60
三相交交变频电路由三组单相交交变频电路组成，每组单相变频电路由自己的有功功率、无功功率和视在功率，总输入功率因数应为
三相电路总的有功功率为各相有功功率之和，
但视在功率却不能简单相加，而应由总输入电流有效值和输入电压有效值来计算，比三相各自的视在功率之和要小。
三相总输入功率因数要高于单相交交变频电路。
S
PPP
S
P cba
(4-23)
61
3．改善输入功率因数和提高输出电压
u
A N '
的基波分量图4 - 2 7
u
O
t
u
AB
u
A N '
u
B N '
图 4-27 梯形波控制方式的理想输出电压波形交流偏臵梯形波输出控制方式使三组单相变频器的输出均为梯形波 （准梯形波） 。
在线电压中,三次谐波相互抵消，线电压仍为正弦波。
因为桥式电路较长时间工作在高输出电压区域（即梯形波的平顶区）,a角较小，因此输入功率因数可提高 15%
左右。
直流偏臵
负载电动机低速运行时，变频器输出电压很低，各组桥式电路的 a角都在 90° 附近，因此输入功率因数很低。
给各相输出电压叠加上同样的直流分量，控制角 a将减小，
但变频器输出线电压并不改变。
62
交直交变频电路 先把交流变换成直流，再把直流逆变成可变频率的交流交交变频电路和交直交变频电路比较，交交变频电路的只用一次变流，效率较高优点 可方便地实现四象限工作低频输出波形接近正弦波接线复杂受电网频率和变流电路脉波数的限制，
缺点 输出频率较低输入功率因数较低输入电流谐波含量大，频谱复杂
63
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
64
4.4 矩阵式变频电路输入输出
a) b)
图4 - 2 8
a b c
u
v
w
S
1
1
S
1
2
S
1
3
S
2
1
S
2
2
S
2
3
S
3
1
S
3
2
S
3
3
S
ij
图 4-28 矩阵式变频电路
直接变频电路所用开关器件是全控型的，
控制方式是斩控方式
矩阵式变频电路（矩阵变换器）
三相输入电压为 ua,ub和 uc
三相输出电压为 uu,uv和
uw
9个开关器件组成 3× 3矩阵
65
矩阵式变频电路优点
输出电压为正弦波
输出频率不受电网频率的限制
输入电流也可控制为正弦波且和电压同相
功率因数为 1,也可控制为需要的功率因数
能量可双向流动,适用于交流电动机的四象限运行
不通过中间直流环节而直接实现变频,效率较高
66
对单相交流电压 us进行斩波控制,即进行 PWM控制时,如果开关频率足够高,则输出电压 uo为式中,Tc为开关周期； ton为一个开关周期内开关导通时间； s 为占空比
不同的开关周期中采用不同的 s,可得到与 us频率和波形都不同的 uo
由于单相交流 us波形为正弦波,可利用的输入电压部分只有如图 4-29a所示的单相电压阴影部分,因此 uo将受到很大的局限,
无法得到所需输出波形
ss
c
on
o uuT
tu s (4-24)
67
不同的开关周期中采用不同的 s,可得到与 us频率和波形都不同的 uo
由于单相交流 us波形为正弦波,可利用的输入电压部分只有如图 4-29a所示的单相电压阴影部分,因此 uo
将受到很大的局限,无法得到所需输出波形图 4-29 构造输出电压时可利用的输入电压部分
a)单相输入
a)
68
输入输出
a b c
u
v
w
S1
1
S1
2
S1
3
S2
1
S2
2
S2
3
S3
1
S3
2
S3
3
图 4-28 矩阵式变频电路图 4-29 构造输出电压时可利用的输入电压部分
b) 三相输入构造输出相电压
如把输入交流电源改为三相，如用图 4-28a中的第一行的 3个开关共同作用构造 u相输出电压 uu，就可利用图 4-
29b所示的三相相电压包络线中所有的阴影部分。
理论上所构造的 uu的频率可不受限制但如 uu必须为正弦波，则其最大幅值仅为输入相电压 ua幅值的 0.5倍 。
Um U
m
1
2
b)
69
如用图 4-28a中第一行和第二行的 6个开关共同作用来构造输出线电压 uuv,就可利用图 4-29c中 6个线电压包络线中所有的阴影部分
当 uuv必须为正弦波时，最大幅值就可达到输入线电压幅值的 0.866倍。是正弦波输出条件下矩阵式变频电路理论上最大的输出输入电压比输入输出
a b c
u
v
w
S1
1
S1
2
S1
3
S2
1
S2
2
S2
3
S3
1
S3
2
S3
3
图 4-28 矩阵式变频电路
U 1m U
1m2
3
c)
图 4-29 构造输出电压时可利用的输入电压部分
c) 三相输出构造输出线电压
70
cbau uuuu 131211 sss
1131211 sss
利用对开关 S11,S12和 S13的控制构造输出电压 uu时,为防止输入电源短路,任何时刻只能有一个开关接通 。 考虑负载一般是阻感负载,负载电流具有电流源性质,为使负载不开路,任一时刻必须有一个开关接通,因此,u
相输出电压 uu和各相输入电压的关系为式中 s11,s12和 s13为一个开关周期内开关 S11,S12,S13的导通占空比
(4-25)
(4-26)
71
用同样的方法控制图 4-28a矩阵第 2,3行的各开关，可得到类似式
（ 4-25）表达式，将其和写成矩阵形式，即可缩写为式中
c
b
a
w
v
u
u
u
u
u
u
u
333231
232221
131211
sss
sss
sss
(4-27)
(4-28)
333231
232221
131211
sss
sss
sss
s
T
cbai
T
wvuo
uuuu
uuuu
io uu s?
72
s称为 调制矩阵,它是时间函数,s矩阵中各元素确定后，输入电流 ia,ib,ic和输出电流 iu,iv,iw的关系也就确定了，各相输入电流分别是各相输出电流按照相应的占空比相加而成，即可缩写为式中式 (4-27),(4-29)是 矩阵式变频电路的基本输入输出关系式
w
v
u
c
b
a
i
i
i
i
i
i
332313
322212
312111
sss
sss
sss
(4-29)
Twvuo
cbai
iiii
iiii
T
oTi ii s?
(4-30)
c
b
a
w
v
u
u
u
u
u
u
u
333231
232221
131211
sss
sss
sss
(4-27)
73
对实际系统来说,输入电压和所需要的输出电流是已知的 。 设为式中,Uim,Iom为输入电压和输出电流的幅值； wi,wo为 输入电压和输出电流的角频率； jo为相应于输出频率的负载阻抗角 。
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
iim
iim
iim
w
w
w
tU
tU
tU
u
u
u
c
b
a
ooom
ooom
ooom
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
j
w
j
w
jw
tI
tI
tI
i
i
i
w
v
u
(4-32)
(4-31)
74
变频电路希望的输出电压和输入电流分别为式中,Uom,Iim为输出电压和输入电流的幅值； ji 为输入电流滞后于电压的相位角
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
oom
oom
oom
w
v
u
w
w
w
tU
tU
tU
u
u
u
iiim
iiim
iiim
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
j
w
j
w
jw
tI
tI
tI
i
i
i
c
b
a
(4-34)
(4-33)
75
当期望的输入功率因数为 1时,ji =0。 把式 (4-31)~式 (4-34)代入式
(4-27)和式 (4-29),可得如能求得满足式 (4-35)和式 (4-36)的 s,就可得到希望的输出电压和输入电流
3
4
c os
3
2
c os
c os
oom
oom
oom
w
w
w
tU
tU
tU
3
4
c os
3
2
c os
c os
iim
iim
iim
w
w
w
tU
tU
tU
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
iim
iim
iim
w
w
w
tI
tI
tI
ooom
ooom
ooom
3
4
c o s
3
2
c o s
c o s
j
w
j
w
jw
tI
tI
tI
(4-35)
(4-36)
76
矩阵式变频电路能够很好地工作，需解决的问题
如何求取理想的调制矩阵 s
开关切换时如何实现既无交叠又无死区矩阵式变频电路的优点
有十分理想的电气性能,可使输出电压和输入电流均为正弦波,输入功率因数为 1,能量可双向流动,可实现四象限运行 。
和目前广泛应用的交直交变频电路相比,虽多用了 6
个开关器件,却省去了直流侧大电容,将使体积减小,
且容易实现集成化和功率模块化 。
77
第 4章 交流电力控制电路和交交变频电路（ AC/AC变换）
4.1 交流调压电路
4.2 其它交流电力控制电路
4.3 交交变频电路
4.4 矩阵式变频电路本章小结
78
1） 交流 — 交流变流电路的分类及其基本概念
2)单相交流调压电路的电路构成,在电阻负载和阻感负载时的工作原理和电路特性
3)三相交流调压电路的基本构成和基本工作原理
4)交流调功电路和交流电力电子开关的基本概念
5)晶闸管相位控制交交变频电路的电路构成,工作原理和输入输出特性
6)矩阵式交交变频电路的基本概念
7)各种交流 — 交流变流电路的主要应用本 章 小 结
79
目 录绪论
1 电力电子器件
2 整流电路
3 直流斩波电路
4 交流电力控制电路和交交变频电路
5 逆变电路
6 PWM控制技术
7 软开关技术
8 组合变流技术
