1
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
2
第 6章 PWM控制技术
PWM控制 对脉冲的宽度进行调制的技术通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）
直流斩波电路斩控式交流调压电路矩阵式变频电路
3
6.1 PWM控制的基本原理采样控制理论中一个重要结论冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同冲量 窄脉冲的面积效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同
如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异
4
图 a为方波窄脉冲、图
b为三角波窄脉冲、图 c
为正弦半波窄脉冲，它们的面积都等于 1，当它们分别加在具有惯性的同一环节上时，其输出响应基本相同
当窄脉冲变为图 6-1d的单位冲击函数 δ （ t）时，
环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数
f (t)
d (t)
tO
a) b)
c) d)
tO
f (t)
tO
f (t)
tO
f (t)
图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
5
i (t )
u ( t)
i(t)
t0
a)
b)
图 6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
u(t)为电压窄脉冲，为电路的输入，电流 i(t)为电路的输出,i(t)的上升阶段，脉冲形状不同,i(t)得形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同，脉冲越窄，各 i(t)波形的差异也越小如周期性地施加上述脉冲，
则响应 i(t)也是周期性的
用傅里叶级数分解后，各
i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同
上述原理为 面积等效原理,
是 PWM控制技术的重要理论基础
6
O
u
ω t
>
将图 6-3a的正弦波分成 N个比此相连的脉冲序列所组成的波形，这些脉冲宽度相等，为
π /N，但幅值不等，各脉冲幅值按正弦规律变化
O
u
ω t
>
a
O
u
ωt>
b
图 6-3 用 PWM波代替正弦半波如将 脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替，
使矩形脉冲的重点和相应的正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，得图 6-3b脉冲序列，
即 PWM波形
7
脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 PWM波形SPWM波形
SPWM波形 等幅 PWM（直流电源产生）
不等幅 PWM（交流电源产生）
直流斩波电路得到的 PWM波是等效直流波形，
SPWM波得到的是等效正弦波
8
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
9
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
10
6.2.1 计算法和调制法计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算 PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需 PWM波形调制法把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波得调制得到所期望的 PWM波形
11
等腰三角波或锯齿波等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系，且左右对称，
当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，
就可得到宽度正比于信号波幅值的脉冲调制法把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波得调制得到所期望的 PWM波形
12
信号波载波图6 - 4
调制电路
U
d
+
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
R L
u
r
u
c
图 6-4 单相桥式 PWM逆变电路
V1和 V2通断互补,V3
和 V4通断也互补
uo正半周时,V1导通，
V2关断,V3和 V4交替通断
负载电流比电压滞后，
在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负阻感负载负载电流为正的区间，
V1和 V4导通时,uo等于
Ud
V4关断时，负载电流通过 V1和 VD3续流，
uo=0
负载电流为负的区间，
V1和 V4仍导通,io为负，
实际上 io从 VD1和 VD4流过，仍有 uo=Ud
V4关断,V3开通后，
io从 V3和 VD1续流,uo=0
uo总可得到 Ud和零两种电平
uo负半周，让 V2保持通,V1保持断,V3和 V4
交替通断,uo可得 -Ud和零两种电平
13
图6 - 5
u
r
u
cu
O
t
O
t
u
o
u
of
u
o
U
d
- U
d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
调制信号 ur为正弦波，载波 uc在 ur的正半周为正极性的三角波，在负半周为负正极性的三角波
在 ur和 uc的交点时刻控制
IGBT的通断
ur正半周,V1保持通,V2
保持断
当 ur>uc时使 V4通,V3断，
uo=Ud
当 ur<uc时使 V4断,V3通，
uo=0
表示 uo的基波分量单极性 PWM控制方式
（单相桥逆变）
Ur负半周,V1保持断,V2
保持通
当 ur<uc时使 V3通,V4断，
uo=－ Ud
当 ur>uc时使 V3断,V4通，
uo=0
单极性 PWM控制方式
Ur半个周期内三角波载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化，所得
PWM波形的控制方法
14
图6 - 6
u
r
u
cu
O
t
O
t
u
o
u
ofu
o
U
d
- U
d
图 6-5 双极性 PWM控制方式波形双极性 PWM控制方式
（单相桥逆变） 双极性 PWM控制方式在 ur的 半个周期内，三角波载波有正有负，所得
PWM波也有正有负
在 ur的一个周期内,输出的 PWM波只有 ± Ud两种电平
同样在调制信号 ur和载波信号 uc的交点时刻控制哥开关器件的通断
ur正负半周,对各开关器件的控制规律相同
当 ur >uc时,给 V1和 V4导通信号,给 V2和 V3关断信号
如 io>0,则 V1和 V4通,
如 io<0,VD1和 VD4通,
不管哪种情况 uo=Ud
当 r<uc时,给 V2和 V3导通信号,给 V1和 V4关断信号
如 io<0,V2和 V3通
如 io>0,VD2和 VD3通,
不管哪种情况 uo=-Ud
15
图6 - 7
调制电路
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
c
V
6
VD
6
V
5
VD
5
V
U
W
NN'
C
+
C
+
u
rU
u
rV
u
rW
2
U
d
2
U
d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路双极性 PWM控制方式
（三相桥逆变）?U,V和 W三相的
PWM控制通常公用三角波载波 uc，三相的调制信号 urU,urV和 urW依次相差 120°
U,V和 W各相功率开关器件的控制规律相同当 urU>uc时，给 V1导通信号，给 V4关断信号，
则 uUN’=Ud/2
当 urU<uc时，给 V4导通信号，给 V1关断信号，
则 uUN’=-Ud/2
当给 V1(V4)加导通信号时，可能是 V1(V4)导通，也可能是二极管
VD1(VD4)续流导通
16
图6 - 8
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
u
W N '
u
UN
u
UV
U
d
- U
d
O
t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U
d
2
U
d
2
U
d
2
U
d
2
U
d
3
U
d
3
2 U
d
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
uUN’,uVN’和 uWN’的 PWM
波形只有 ± Ud/2两种电平
线电压波形 uUV的波形可由 uUN’-uVN’得出
当 1和 6通时,uUV=Ud
当 3和 4通时,uUV=－ Ud
当 1和 3或 4和 6通时,uUV=0
逆变器输出线电压 PWM波由
± Ud和 0三种电平构成
负载向电压 uUN可由下式求得
负载相电压 PWM波由
(± 2/3)Ud,(± 1/3)Ud和 0共 5种电平组成
3
'''
'
WNVNUN
UNUN
uuuuu
17
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，在上下两臂切换时留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间
死区时间的长短主要由功率开关器件的关断时间决定
死区时间会给输出的 PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波
18
图6 - 9
O
t
u
o
U
d
- U
d
2
a
1
a
2
a
3
图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形特定谐波消去法
● 在输出电压半周期内，
器件通、断各 3次（不包括 0和 π），共 6个开关时刻可控
●首先，为消除偶次谐波，
使波形正负两半周期镜对称，即
)()( tutu
(6-1)
19
)()( tutu
,5,3,1
s i n)(
n
n tnatu
20 ds i n)(4
ttntua n
其次,为消除谐波中余弦项,应使波形在正半周期内前后 1/4周期以 π/2为轴线对称,即同时满足式 （ 6-1）,（ 6-2） 的波形称为四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为式中,an为
(6-2)
(6-3)
20
图 6-9中,能独立控制的只有 a1,a 2和 a 3共 3个时刻 。 该波形的 an为式中 n=1,3,5,…
确定 a1的值,再令两个不同的 an=0,就可建三个方程,
联立可求得 a1,a2和 a3,这样可消去两种特定频率的谐波
)c o s2c o s2c o s21(
2
d)s i n
2
(ds i n
2
d)s i n
2
(ds i n
2
4
321
2
0
3
3
2
2
1
1
nnn
n
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
a
d
dd
dd
n
(6-4)
21
在三相对称电路的线电压中,相电压所含的 3次谐波相互抵消,可考虑消去 5次和 7次谐波,得如下联立方程给定 a1,解方程可得 a1,a2和 a3。 a1改变时,a1,a2和 a3
也相应改变
0)7c o s27c o s27c o s21(
7
2
0)5c o s25c o s25c o s21(
5
2
)c o s2c o s2c o s21(
2
321
d
7
321
d
5
321
d
1
U
a
U
a
U
a
(6-5)
22
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
23
6.2.2 异步调制和同步调制载波比载波频率 fc与调制信号频率 fr之比,N= fc / fr
载波和信号波是否同步及载波比的变化情况异步调制 PWM调制方式分为 同步调制
24
1,异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式
通常保持 fc固定不变,当 fr变化时,载波比 N是变化的
在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期的脉冲不对称,半周期内前后
1/4周期的脉冲也不对称
当信号频率较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,
PWM波形接近正弦波
当 信号频率 增高时,N减小,一周期内的脉冲数减少,
使得输出 PWM波和正弦波差异变大
25
2,同步调制载波比 N等于常数，在变频时使载波与信号波保持同步的调制方式，
在基本同步调制方式中,fr变化时 N不变，信号波一周期内输出脉冲数是固定，脉冲相位也是固定的
三相电路中公用一个三角波载波，且取 N为 3的整数倍，
使三相输出波形严格对称
为使一相的 PWM波正负半周镜对称,N应取奇数
26
图6 - 1 0
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
O
t
t
t
t
O
O
O
u
W N '
2
U
d
2
U
d
图 6-10 同步调制三相 PWM波形
当逆变电路输出频率很低时,fc也很低,fc过低时由调制带来的谐波不易滤除
当逆变电路输出频率很高时，同步调制时的载波频率 fc会过高，使开关器件难以承受
27
分段同步调制
把逆变电路的输出频率范围划分成若干个频段，每个频段内保持 N恒定，不同频段的 N不同
在 fr高的频段采用较低的 N，使载波频率不致过高，
限制功率开关器件允许的范围
在 fr低的频段采用较高的 N，使载波频率不致过低而对负载产生不利影响
28
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
2,4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
99
69 45 33
21
图6 - 1 1
f
r
/ H z
f
c
/
k
H
z
图 6-11 分段同步调制方式举例
为防止载波频率在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法
在不同的频率段内，载波频率的变化范围基本一致,fc大约在 1.4~2.0KHz
之间
29
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
30
6.2.3 规则采样法自然采样法按照 SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关的通断，这种生成 SPWM
波形的方法规则采样法 工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量比自然采样法小得多
31
图6 - 1 2
u
c
u
O t
u
r
T
c
A D
B
O t
u
o
t
A
t
D
t
B
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
取三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc
使脉冲中点 和三角波一周期的中点（即负峰点）重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化
在三角波的负峰时刻 tD对正弦信号波采样得 D点，过
D点作一水平直线和三角波分别交于 A,B点，在 A点时刻 tA和 B点时刻 tB控制功率开关器件的通断
这种规则采样法得到的脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近
32
设正弦调制信号波为式中,a称为调制度,0≤ a<1；?r为信号波角频率，从图 6-12中得以下关系式因此可得三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 δ ’为
tau rs inr
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta
d
)s i n1(2 Drc taT?d
(6-6)
)s i n1(421' Drcc taTT?dd
(6-7)
33
三相桥逆变电路应形成三相 SPWM波形，三相的三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120°
设同一三角波周期内三相的脉宽分别为 dU,dV和 dW，
脉冲两边的间隙宽度分别为 d’U,d’V和 d’W,同一时刻三相调制波电压之和为零,由式 (6-6)得由式 (6-7)得利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
2
3 c
WVU
T ddd
4
3''' c
W V U
T ddd
(6-8)
(6-9)
34
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
35
6,2.4 PWM逆变电路的谐波分析
PWM逆变电路使 输出电压输出电流 接近正弦波
使用载波对正弦信号波调制，也产生和载波有关的谐波分量
谐波频率和幅值是衡量 PWM逆变电路性能的重要指标之一
同步调制可看成异步调制的特殊情况
36
1
0
0 2+
-
1 2 3
4+
-
0 2+
-
4+
-
0 1+
-
3+
-
5+
-
谐波振幅图6 - 1 3
角频率 ( n?
c
+ k?
r
)
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
1,2
1,4
k
n
a = 1,0
a = 0,8
a = 0,5
a = 0
图 6-13 单相 PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
包含的 谐波角频率为式中
n=1,3,5,… 时,k=0,2,4,…
n=2,4,6,… 时,k=1,3,5,…
PWM波中不含低次谐波，
只含?c及其附近的谐波以及 2?c,3?c等及其附近的谐波
rc kn?
(6-10)
37
1
0
0 2+
-
1 2 3
4+
-
0 2+
-
4+
-
0 1+
-
3+
-
5+
-
谐波振幅图6 - 1 4
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
1,2
k
n
a = 1,0
a = 0,8
a = 0,5
a = 0
角频率 ( n?
c
+ k?
r
)
图 6-14 三相桥式 PWM逆变电路输出线电压频谱图
在输出线电压中，包含的谐波角频率为式中
n=1,3,5,… 时，
k=3(2m－ 1)± 1,m=1,2,…
n=2,4,6,… 时,
rc kn?
(6-11)
,2,116
,1,016
mm
mmk
三相桥式 PWM逆变电路可每相各有一个载波信号，
也可三相公用一个载波信号
38
三相桥式逆变电路和单相桥式逆变电路比较都不含低次谐波载波角频率?c整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的 是?c± 2?r和 2?c±?r
共同区别
SPWM波中谐波主要是角频率为?c,2?c及其附近的谐波调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成对信号波本身进行谐波分析所得的结果由于信号波对载波的调制而产生的谐波
39
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
40
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数衡量 PWM控制优劣 输出波形中所 含谐波多少提高逆变电路直流电压利用率、减少开关次数可提高逆变器的输出能力 可降低开关损耗直流电压利用率 逆变电路输出交流电压基波最大 幅值 U
1m和直流电压 Ud之比
41
正弦波作为调制信号梯形波作为调制信号有效提高直流电压利用率直流电压利用率低当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值已超过三角波幅值幅值不能超过三角波幅值
42图6 - 1 5
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
U N '
O
t
O
t
O
t
O
t
u
V N '
u
UV
图 6-15 梯形波为调制信号的 PWM控制
三角化率 s =Ut/Uto描述梯形波的形状
s =0时梯形波变为矩形波
s =1时梯形波变为三角波
梯形波含低次谐波,调制后的 PWM波仍含同样的低次谐波
低次谐波产生的波形畸变率为 d
s不同时,d 和直流电压利用率 U1m/Ud也不同
43
0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0
d
s
图6 - 1 6
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
1,2
U
1m
U
d
,d
U
d
U
1m
图 6-16 s 变化时的 d和直流电压利用率
图 6-16 d和 U1m /Ud随 s
变化的情况
s = 0.8左右时谐波含量最少，但直流利用率也较低
s = 0.4时，谐波含量也较少,d 约为 3.6%，直流电压利用率为 1.03,是正弦波调制的 1.19倍，综合效果较好
44
0,2 0,4 0,6 0,8 1,0
s
图6 - 1 7
5?
r
0
0,1
0,2
7?
r
11?
r
13?
r
U
1m
U
nm
图 6-17,s 变化时各次谐波分量幅值 Unm和基波幅值
U1m之比
用梯形波调制时，输出波形中含 5次,7次等低次谐波，
是梯形波调制的缺点
实际使用时，当正弦波调制不能满足输出电压的要求时，改用梯形波调制，以提高直流电压利用率图 6-17 s 变化时的各次谐波含量
45
对两个线电压进行控制，
适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压线电压控制方式相电压控制方式相对线电压控制方式，
控制目标为相电压
46
图6 - 1 8
u
c
u
r1
u
O
t
u
r
u
r1
u
O? t
u
r3
图 6-18 叠加 3次谐波的调制信号
在相电压调制信号中叠加适当大小 3次谐波，使之成为鞍形波，经过 PWM调制后逆变电路 输出相电压中也含 3次谐波，且三相的三次谐波相位相同
合成线电压时，各相电压 3次谐波相互抵消，线电压为正弦波在调制信号中，基波
ur1正峰值附近恰为 3次谐波 ur3的负半波，两者相互抵消
ur=ur1+ur3成为鞍形波，
其中含幅值更大的基波分量 ur1,ur的最大值不超过三角波载波最大值
47图6 - 1 9
u
c
u
r U 1
u
r V 1
u
r W 1
u
u
UN'
U
d
- U
d
O
t
O
u
rU
u
rV
u
rW
u
c
O
t
O
O
O
O
t
t
t
t
t
u
VN'
u
W N '
u
UV
u
1
- 1
1
- 1
- 0,5
u
P
2
U
d
2
U
d
图 6-19 线电压控制方式举例
除可以在正弦调制信号中叠加 3次谐波外，
还可叠加其他 3倍频于正弦波的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压
给正弦信号叠加的信号 up,既包含 3倍次谐波,
也包含直流分量,up大小随正弦信号的大小而变化
48
设三角波载波幅值为 1,三相调制信号的正弦分别为
urU1,urV1和 urW1,并令则三相的调制信号分别为不论 urU1,urV1和 urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有
1/3周期的值和三角波负峰值相等。
pr W 1rW
pr V 1rV
pr U 1rU
uuu
uuu
uuu
(6-12) 1),,m i n (
r W 1r V 1r U 1p uuuu
(6-13)
49
在信号波的 1/3周期内开关器件不动作，可是功率器件的开关损耗减少 1/3
最大输出线电压基波幅值为 Ud，和相电压控制方法比较，
直流电压利用率提高
输出线电压不含低次谐波，因为相电压中相应于 up的谐波分量相互抵消的原因，这一性能 优于梯形波调制方式两相控制方式在这 1/3周期中，不对调制信号值为 -1的相进行控制，只对其他两相进行控制优点
50
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
51
6.2.6 PWM逆变电路的多重化
PWM多重化逆变电路提高等效开关频率减少开关损耗减少和载波有关的谐波分量
PWM逆变电路多重化联结方式 变压器方式电抗器方式
52
图6 - 2 0
N'
U
1
V
1 W
1
U
2
V
2 W
2
u
U
u
V
u
W
U
V
W
2
U
d
2
U
d
图 6-20 二重 PWM型逆变电路利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路
电路的输出从电抗器中心抽头引出
两个单元的载波信号错开 180°
输出端相对于直流电源中点 N’的电压
uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已变为单极性 PWM波
53
图6 - 2 1
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
t
u
UV
u
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
u
U 1 N '
u
U 2 N '
u
U N '
u
V N '
2
U
d
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
输出线电压共有 0、
(± 1/2)Ud,± Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少
在多重 PWM逆变电路中，电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了二重化后，输出电压所含谐波角频率仍可表示为 nwc+kwr，但其中 n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在 2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍
54
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
55
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
56
6.3 PWM跟踪控制技术把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化三角波比较方式滞环比较方式跟踪控制方法
57
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
58
6.3.1 滞环比较方式负载
L
+
图6 - 2 2
-
i
i
i
*
VD
1
VD
2
V
1
V
2
2
U
d
2
U
d
图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
把指令电流 i*和实际输出电流 i的偏差 i*-i作为滞环比较器的输入,通过比较器的输出控制器件 V1和 V2的通断
V1（或 VD1）通时,i增大
V2（或 VD2）通时,i减小
通过环宽为 2DI的滞环比较器的控制,i就在 i*+DI和 i*-
DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流 i*
59
环宽过宽时，开关动作频率低，跟踪误差大
环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大
L过大时,i的变化率过小，对指令电流的跟踪慢
L过 小时,i的变化率过大,i*-i频繁地达到 ± DI，
开关频率过高
O
图6 - 2 3
t
i i i *
+ D Ii
*
- D Ii
*
图 6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流
60
图6 - 2 4
+
-
i
U
i
*
U
V
4
+
-
i
V
i
*
V
+
-
i
W
i
*
W
V
1
V
6
V
3
V
2
V
5
U
d
U V W
图 6-24 三相电流跟踪型 PWM逆变电路图 6-24采用滞环比较方式的三相电流跟踪型 PWM逆变电路，有和图 6-22相同的三个单相半桥电路组成，三相电流指令信号 iu*,iv*,iw*依次相差 1200
61
图6 - 2 5
O
t
i
*
U
O
t
u
AB
i
U
i
图 6-25 三相电流跟踪型 PWM逆变电路输出波形图 6-25线电压的正半周和负半周内，都有极性相反的脉冲输出，这将使输出电压中的谐波分量增大，
也使负载的谐波损耗增加
62
采用滞环比较方式的电流跟踪型 PWM变流电路有如下特点
① 硬件电路简单
② 属于实时控制方式，电流响应快
③ 不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波
④ 和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多
⑤ 属于闭环控制，是各种跟踪型 PWM变流电路的共同特点
63
滤波器
+
-u
u*
u
2
Ud
2
Ud
图 6-26 电压跟踪控制电路举例把指令电压 u*和板桥逆变电路输出电压 u进行比较,通过滤除偏差信号中的谐波分量,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输出控制主电路开关器件的通断,从而实现电压跟踪控制
64
和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈信号从电流变为电压
输出电压 PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当的滤波器滤除
u*=0时,输出电压 u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路
u*为直流信号时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽的矩形波
u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和 u* 相同,从而实现电压跟踪控制
65
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
66
6.3.2 三角波比较方式图 6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路负载
+
- iU i*
U
+
- iV i*
V
+
- iW i*
W
Ud
C +-
C +-
C +-
三相三角波发生电路
A
A
A
通过闭环来进行控制
把指令电流 i*U,i*V和
i*W和实际输出电流 iU,iV、
iW进行比较，求出偏差，
通过放大器 A放大后，再去和三角波进行比较，产生 PWM波形
功率开关器件开关频率是一定的，等于载波频率
67
为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波信号
和滞环比较控制方式相比，三角波比较控制方式输出电流所含的谐波少定时比较方式不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据二者偏差的极性来控制变流电路开关器件的通断
68
负载
L
+
图6 - 2 2
-
i
i
i
*
VD
1
VD
2
V
1
V
2
2
U
d
2
U
d
图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
在时钟信号到来的时刻
如 i < i*，令 V1导通,V2
关断，使 i增大
如 i > i*，令 V1关断,V2
导通，使 i减小
每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小
69
采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的 1/2
和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些
70
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
71
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
72
6.4 PWM整流电路及其控制方法实际应用的整流电路晶闸管相控整流或二极管整流
●输入电流滞后于电压，滞后角随着 a的增大而增大，位移因数随之降低
●输入电流中谐波分量大，功率因数很低虽位移因数接近 1，
但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低
73
PWM整流电路 把逆变电路中的 SPWM控制技术用于整流电路使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为 1
单位功率因数变流器
(高功率因数整流器 )
通过控制
74
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
75
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
1．单相 PWM整流电路图 6-28 单相 PWM整流电路
a)单相半桥电路 b)单相全桥电路负载us
Ls
is Rs
V1
V2
V4
V3A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
+
+
ud
us
Ls Rs
V1
V2
VD
1
VD
2
ud负载
C1
C2
a)
b)
半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接
全桥电路直流侧电容只要一个就可以
Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的
Rs包括外接电抗器中的电阻和交流电源的内阻
76
图 6-28 单相 PWM整流电路
b)单相全桥电路
用正弦信号波和三角波相比较的方法对 V1~V4进行 SPWM
控制，就可以在桥的交流输入端 AB产生一个 SPWM波 uAB
uAB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，
以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波
由于 Ls的滤波作用，谐波电压只使 is产生很小的脉动当正弦信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的正弦波在 us一定时,is幅值和相位仅由 uAB中基波 uABf的幅值及其与 us的相位差决定
改变 uABf的幅值和相位，可使 is和 us同相或反相,is比 us超前 90°,或使 is与 us相位差为所需角度负载
u
s
L
s
i R
s
V
1
V
2
V
4
V
3A
B
V
D
3
V
D
1
V
D
2
V
D
4
+ u
ds
77
图 6-29 PWM整流电路的运行方式相量图
a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d)Is超前角为图 a中,UAB 滞后 Us 相角 d,Is和 Us同相，电路工作整流状态，功率因数为 1
· · · ·图 b中,超前 U
s的相角 d,Is和 反相，电路工作在逆变状态
··图 c中,滞后
s 相角 d,s 超前 Us 90°,电路向交流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发生器
··图 d中，通过对 U
AB 幅值和相位的控制，可以使 Is 比 Us 超前或滞后任一角度 j
···
j
d
·U
s
·U
R
·U
AB
·I
s
·U
L
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s
·U
L
c) d)
·
d
·U
s
·U
R
·U
AB·Is ·
UL
b)
d ·
UL
·U
R
·U
AB
·I
s
a)
Us
78
图 6-28 单相 PWM整流电路
b)单相全桥电路负载
u
s
L
s
i
s
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+ u
d
整流运行状态下
当 us > 0时,由 V2,VD4、
VD1,Ls和 V3,VD1,VD4、
Ls分别组成两个升压斩波电路
V2通时,us通过 V2,VD4向
Ls 储能
V2关断时,Ls中储存的能量通过 VD1,VD4向直流侧 C充电
us < 0时，由 V1,VD3、
2,Ls和 V4,VD2,VD3、
Ls分别组成两个升压斩波电路，工作原理和 us > 0时类似
79
2．三相 PWM整流电路负载图6 - 3 0
C
u
a
L
s
i
a
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3
A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
u
d
C
V
5
VD
5
V
6
VD
6
u
b
i
b
u
c
i
c
图 6-30 三相桥式 PWM整流电路
●工作原理和前述的单相全桥电路相似，
只是从单相扩展到三相进行 SPWM控制，
在交流输入端 A,B
和 C可得 SPWM电压，
按图 6-29a的相量图控制，可使 ia,ib、
ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为 1
●和单相相同，该电路也可工作在逆变运行状态及图 c或 d
的状态
80
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
81
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
1．间接电流控制 没有引入电流反馈相位和幅值控制按图 6-29a（逆变时为图 6-29b）的相量关系来控制整流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为 1的控制效果
82
控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环
直流电压给定信号和实际直流电压 ud比较后送入 PI调节器,PI调节器的输出为一直流电流信号 id,id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比图6 - 3 1
PI
+
-
负载三角波
s i n (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制系统结构稳态时,ud=ud,PI调节器输入为零,PI调节器的输出 id
和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应
*
负载电流增大时,C放电而使其 ud下降,PI调节器的输入端出现正偏差，使其输出 id增大，使整流器交流输入电流增大，也使 ud回升达到稳态时,ud仍和 ud 相等,PI调节器输入仍恢复到零，
而 id则稳定为为新的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流相对应
*
负载电流减小时，调节过程和上述过程相反
83
图6 - 3 1
PI
+
-
负载三角波
s i n (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制系统结构整流器从整流运行向逆变运行转换首先负载电流反向而向 C充电,使 ud抬高,PI调节器出现负偏差,id减小后变为负值,使交流输入电流相位和电压相位反相,实现逆变运行稳态时,ud和 ud 仍然相等,PI调节器输入恢复到零，输出
id为负值，并与逆变电流的大小对应
*
84
图6 - 3 1
PI
+
-
负载三角波
s i n (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制系统结构控制系统中其余部分的工作原理
上面的乘法器是 id分别乘以和 a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,再乘以电阻 R,得到各相电流在 Rs上的压降 uRa,uRb和 uRc
下面的乘法器是 分别乘以比,,三相相电压相位超前 π /2的余弦信号,再乘以电感 L的感抗,
得到各相电流在电感 Ls上的压降 uLa,uLb和 uLc
各相电源相电压 ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在 R和 L上的压降,可得到所需整流桥交流输入端各相的相电压 uA,uB和 uC的信号,用该信号对三角波载波进行调制,得到 PWM开关信号去控制整流桥,可得到需要的控制效果
85
通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值
2,直接电流控制
86
图6 - 3 2
PI
负载
s i n (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
i
d
i
a,b,c
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
i
*
a,b,c
图 6-32 直接电流控制系统结构图双闭环控制系统 外环是直流电压控制环内环是交流电流控制环
外环 PI调节器的输出为直流电流信号 id,id分别乘以和 a、
b,c三相相电压同相位的正弦信号，得到三相交流电流的正弦指令信号 ia,ib 和 ic***
指令信号和实际交流电流信号比较后,通过滞环对器件进行控制,便可使实际交流输入电流跟踪指令值,其跟踪误差在由滞环环宽所决定的范围
*? i
a,ib和 ic分别和各自的电源电压同相位,其幅值和反映负载电流大小的直流信号 id成正比,这是整流器运行时所需的交流电流指令信号
**
87
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
88
本 章 小 结
PWM控制技术用于直流斩波电路
直流斩波电路实际上就是直流 PWM电路，是 PWM
控制技术应用较早也成熟较早的一类电路，应用于直流电动机调速系统就构成广泛应用的 直流脉宽调速系统
PWM控制技术用于交流 — 交流变流电路
交流 — 交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是 PWM控制技术在这类电路中应用的代表，
矩阵式变频电路因其容易实现集成化，可望有良好的发展前景
89
PWM控制技术用于逆变电路
PWM控制技术在逆变电路中广泛而成功的应用，奠定了 PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位
PWM控制技术用于整流电路构成 PWM整流电路,可看成逆变电路中的 PWM技术向整流电路的延伸
90
目 录绪论
1 电力电子器件
2 整流电路
3 直流斩波电路
4 交流电力控制电路和交交变频电路
5 逆变电路
6 PWM控制技术
7 软开关技术
8 组合变流技术
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
2
第 6章 PWM控制技术
PWM控制 对脉冲的宽度进行调制的技术通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）
直流斩波电路斩控式交流调压电路矩阵式变频电路
3
6.1 PWM控制的基本原理采样控制理论中一个重要结论冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同冲量 窄脉冲的面积效果基本相同 环节的输出响应波形基本相同
如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异
4
图 a为方波窄脉冲、图
b为三角波窄脉冲、图 c
为正弦半波窄脉冲，它们的面积都等于 1，当它们分别加在具有惯性的同一环节上时，其输出响应基本相同
当窄脉冲变为图 6-1d的单位冲击函数 δ （ t）时，
环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数
f (t)
d (t)
tO
a) b)
c) d)
tO
f (t)
tO
f (t)
tO
f (t)
图 6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲
5
i (t )
u ( t)
i(t)
t0
a)
b)
图 6-2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形
u(t)为电压窄脉冲，为电路的输入，电流 i(t)为电路的输出,i(t)的上升阶段，脉冲形状不同,i(t)得形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同，脉冲越窄，各 i(t)波形的差异也越小如周期性地施加上述脉冲，
则响应 i(t)也是周期性的
用傅里叶级数分解后，各
i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同
上述原理为 面积等效原理,
是 PWM控制技术的重要理论基础
6
O
u
ω t
>
将图 6-3a的正弦波分成 N个比此相连的脉冲序列所组成的波形，这些脉冲宽度相等，为
π /N，但幅值不等，各脉冲幅值按正弦规律变化
O
u
ω t
>
a
O
u
ωt>
b
图 6-3 用 PWM波代替正弦半波如将 脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲代替，
使矩形脉冲的重点和相应的正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，得图 6-3b脉冲序列，
即 PWM波形
7
脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 PWM波形SPWM波形
SPWM波形 等幅 PWM（直流电源产生）
不等幅 PWM（交流电源产生）
直流斩波电路得到的 PWM波是等效直流波形，
SPWM波得到的是等效正弦波
8
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
9
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
10
6.2.1 计算法和调制法计算法根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算 PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需 PWM波形调制法把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波得调制得到所期望的 PWM波形
11
等腰三角波或锯齿波等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系，且左右对称，
当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，
就可得到宽度正比于信号波幅值的脉冲调制法把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波得调制得到所期望的 PWM波形
12
信号波载波图6 - 4
调制电路
U
d
+
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
R L
u
r
u
c
图 6-4 单相桥式 PWM逆变电路
V1和 V2通断互补,V3
和 V4通断也互补
uo正半周时,V1导通，
V2关断,V3和 V4交替通断
负载电流比电压滞后，
在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负阻感负载负载电流为正的区间，
V1和 V4导通时,uo等于
Ud
V4关断时，负载电流通过 V1和 VD3续流，
uo=0
负载电流为负的区间，
V1和 V4仍导通,io为负，
实际上 io从 VD1和 VD4流过，仍有 uo=Ud
V4关断,V3开通后，
io从 V3和 VD1续流,uo=0
uo总可得到 Ud和零两种电平
uo负半周，让 V2保持通,V1保持断,V3和 V4
交替通断,uo可得 -Ud和零两种电平
13
图6 - 5
u
r
u
cu
O
t
O
t
u
o
u
of
u
o
U
d
- U
d
图 6-5 单极性 PWM控制方式波形
调制信号 ur为正弦波，载波 uc在 ur的正半周为正极性的三角波，在负半周为负正极性的三角波
在 ur和 uc的交点时刻控制
IGBT的通断
ur正半周,V1保持通,V2
保持断
当 ur>uc时使 V4通,V3断，
uo=Ud
当 ur<uc时使 V4断,V3通，
uo=0
表示 uo的基波分量单极性 PWM控制方式
（单相桥逆变）
Ur负半周,V1保持断,V2
保持通
当 ur<uc时使 V3通,V4断，
uo=－ Ud
当 ur>uc时使 V3断,V4通，
uo=0
单极性 PWM控制方式
Ur半个周期内三角波载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化，所得
PWM波形的控制方法
14
图6 - 6
u
r
u
cu
O
t
O
t
u
o
u
ofu
o
U
d
- U
d
图 6-5 双极性 PWM控制方式波形双极性 PWM控制方式
（单相桥逆变） 双极性 PWM控制方式在 ur的 半个周期内，三角波载波有正有负，所得
PWM波也有正有负
在 ur的一个周期内,输出的 PWM波只有 ± Ud两种电平
同样在调制信号 ur和载波信号 uc的交点时刻控制哥开关器件的通断
ur正负半周,对各开关器件的控制规律相同
当 ur >uc时,给 V1和 V4导通信号,给 V2和 V3关断信号
如 io>0,则 V1和 V4通,
如 io<0,VD1和 VD4通,
不管哪种情况 uo=Ud
当 r<uc时,给 V2和 V3导通信号,给 V1和 V4关断信号
如 io<0,V2和 V3通
如 io>0,VD2和 VD3通,
不管哪种情况 uo=-Ud
15
图6 - 7
调制电路
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
c
V
6
VD
6
V
5
VD
5
V
U
W
NN'
C
+
C
+
u
rU
u
rV
u
rW
2
U
d
2
U
d
图 6-7 三相桥式 PWM型逆变电路双极性 PWM控制方式
（三相桥逆变）?U,V和 W三相的
PWM控制通常公用三角波载波 uc，三相的调制信号 urU,urV和 urW依次相差 120°
U,V和 W各相功率开关器件的控制规律相同当 urU>uc时，给 V1导通信号，给 V4关断信号，
则 uUN’=Ud/2
当 urU<uc时，给 V4导通信号，给 V1关断信号，
则 uUN’=-Ud/2
当给 V1(V4)加导通信号时，可能是 V1(V4)导通，也可能是二极管
VD1(VD4)续流导通
16
图6 - 8
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
u
W N '
u
UN
u
UV
U
d
- U
d
O
t
O
O
O
O
O
t
t
t
t
t
2
U
d
2
U
d
2
U
d
2
U
d
2
U
d
3
U
d
3
2 U
d
图 6-8 三相桥式 PWM逆变电路波形
uUN’,uVN’和 uWN’的 PWM
波形只有 ± Ud/2两种电平
线电压波形 uUV的波形可由 uUN’-uVN’得出
当 1和 6通时,uUV=Ud
当 3和 4通时,uUV=－ Ud
当 1和 3或 4和 6通时,uUV=0
逆变器输出线电压 PWM波由
± Ud和 0三种电平构成
负载向电压 uUN可由下式求得
负载相电压 PWM波由
(± 2/3)Ud,(± 1/3)Ud和 0共 5种电平组成
3
'''
'
WNVNUN
UNUN
uuuuu
17
同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，在上下两臂切换时留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间
死区时间的长短主要由功率开关器件的关断时间决定
死区时间会给输出的 PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波
18
图6 - 9
O
t
u
o
U
d
- U
d
2
a
1
a
2
a
3
图 6-9 特定谐波消去法的输出 PWM波形特定谐波消去法
● 在输出电压半周期内，
器件通、断各 3次（不包括 0和 π），共 6个开关时刻可控
●首先，为消除偶次谐波，
使波形正负两半周期镜对称，即
)()( tutu
(6-1)
19
)()( tutu
,5,3,1
s i n)(
n
n tnatu
20 ds i n)(4
ttntua n
其次,为消除谐波中余弦项,应使波形在正半周期内前后 1/4周期以 π/2为轴线对称,即同时满足式 （ 6-1）,（ 6-2） 的波形称为四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表示为式中,an为
(6-2)
(6-3)
20
图 6-9中,能独立控制的只有 a1,a 2和 a 3共 3个时刻 。 该波形的 an为式中 n=1,3,5,…
确定 a1的值,再令两个不同的 an=0,就可建三个方程,
联立可求得 a1,a2和 a3,这样可消去两种特定频率的谐波
)c o s2c o s2c o s21(
2
d)s i n
2
(ds i n
2
d)s i n
2
(ds i n
2
4
321
2
0
3
3
2
2
1
1
nnn
n
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
ttn
U
a
d
dd
dd
n
(6-4)
21
在三相对称电路的线电压中,相电压所含的 3次谐波相互抵消,可考虑消去 5次和 7次谐波,得如下联立方程给定 a1,解方程可得 a1,a2和 a3。 a1改变时,a1,a2和 a3
也相应改变
0)7c o s27c o s27c o s21(
7
2
0)5c o s25c o s25c o s21(
5
2
)c o s2c o s2c o s21(
2
321
d
7
321
d
5
321
d
1
U
a
U
a
U
a
(6-5)
22
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
23
6.2.2 异步调制和同步调制载波比载波频率 fc与调制信号频率 fr之比,N= fc / fr
载波和信号波是否同步及载波比的变化情况异步调制 PWM调制方式分为 同步调制
24
1,异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式
通常保持 fc固定不变,当 fr变化时,载波比 N是变化的
在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期的脉冲不对称,半周期内前后
1/4周期的脉冲也不对称
当信号频率较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,
PWM波形接近正弦波
当 信号频率 增高时,N减小,一周期内的脉冲数减少,
使得输出 PWM波和正弦波差异变大
25
2,同步调制载波比 N等于常数，在变频时使载波与信号波保持同步的调制方式，
在基本同步调制方式中,fr变化时 N不变，信号波一周期内输出脉冲数是固定，脉冲相位也是固定的
三相电路中公用一个三角波载波，且取 N为 3的整数倍，
使三相输出波形严格对称
为使一相的 PWM波正负半周镜对称,N应取奇数
26
图6 - 1 0
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
UN'
u
VN'
O
t
t
t
t
O
O
O
u
W N '
2
U
d
2
U
d
图 6-10 同步调制三相 PWM波形
当逆变电路输出频率很低时,fc也很低,fc过低时由调制带来的谐波不易滤除
当逆变电路输出频率很高时，同步调制时的载波频率 fc会过高，使开关器件难以承受
27
分段同步调制
把逆变电路的输出频率范围划分成若干个频段，每个频段内保持 N恒定，不同频段的 N不同
在 fr高的频段采用较低的 N，使载波频率不致过高，
限制功率开关器件允许的范围
在 fr低的频段采用较高的 N，使载波频率不致过低而对负载产生不利影响
28
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
2,4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
99
69 45 33
21
图6 - 1 1
f
r
/ H z
f
c
/
k
H
z
图 6-11 分段同步调制方式举例
为防止载波频率在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法
在不同的频率段内，载波频率的变化范围基本一致,fc大约在 1.4~2.0KHz
之间
29
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
30
6.2.3 规则采样法自然采样法按照 SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关的通断，这种生成 SPWM
波形的方法规则采样法 工程实用方法，效果接近自然采样法，计算量比自然采样法小得多
31
图6 - 1 2
u
c
u
O t
u
r
T
c
A D
B
O t
u
o
t
A
t
D
t
B
d d 'd '
2
d
2
d
图 6-12 规则采样法
取三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc
使脉冲中点 和三角波一周期的中点（即负峰点）重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化
在三角波的负峰时刻 tD对正弦信号波采样得 D点，过
D点作一水平直线和三角波分别交于 A,B点，在 A点时刻 tA和 B点时刻 tB控制功率开关器件的通断
这种规则采样法得到的脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近
32
设正弦调制信号波为式中,a称为调制度,0≤ a<1；?r为信号波角频率，从图 6-12中得以下关系式因此可得三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度 δ ’为
tau rs inr
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
ta
d
)s i n1(2 Drc taT?d
(6-6)
)s i n1(421' Drcc taTT?dd
(6-7)
33
三相桥逆变电路应形成三相 SPWM波形，三相的三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差 120°
设同一三角波周期内三相的脉宽分别为 dU,dV和 dW，
脉冲两边的间隙宽度分别为 d’U,d’V和 d’W,同一时刻三相调制波电压之和为零,由式 (6-6)得由式 (6-7)得利用以上两式可简化三相 SPWM波的计算
2
3 c
WVU
T ddd
4
3''' c
W V U
T ddd
(6-8)
(6-9)
34
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
35
6,2.4 PWM逆变电路的谐波分析
PWM逆变电路使 输出电压输出电流 接近正弦波
使用载波对正弦信号波调制，也产生和载波有关的谐波分量
谐波频率和幅值是衡量 PWM逆变电路性能的重要指标之一
同步调制可看成异步调制的特殊情况
36
1
0
0 2+
-
1 2 3
4+
-
0 2+
-
4+
-
0 1+
-
3+
-
5+
-
谐波振幅图6 - 1 3
角频率 ( n?
c
+ k?
r
)
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
1,2
1,4
k
n
a = 1,0
a = 0,8
a = 0,5
a = 0
图 6-13 单相 PWM桥式逆变电路输出电压频谱图
包含的 谐波角频率为式中
n=1,3,5,… 时,k=0,2,4,…
n=2,4,6,… 时,k=1,3,5,…
PWM波中不含低次谐波，
只含?c及其附近的谐波以及 2?c,3?c等及其附近的谐波
rc kn?
(6-10)
37
1
0
0 2+
-
1 2 3
4+
-
0 2+
-
4+
-
0 1+
-
3+
-
5+
-
谐波振幅图6 - 1 4
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
1,2
k
n
a = 1,0
a = 0,8
a = 0,5
a = 0
角频率 ( n?
c
+ k?
r
)
图 6-14 三相桥式 PWM逆变电路输出线电压频谱图
在输出线电压中，包含的谐波角频率为式中
n=1,3,5,… 时，
k=3(2m－ 1)± 1,m=1,2,…
n=2,4,6,… 时,
rc kn?
(6-11)
,2,116
,1,016
mm
mmk
三相桥式 PWM逆变电路可每相各有一个载波信号，
也可三相公用一个载波信号
38
三相桥式逆变电路和单相桥式逆变电路比较都不含低次谐波载波角频率?c整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的 是?c± 2?r和 2?c±?r
共同区别
SPWM波中谐波主要是角频率为?c,2?c及其附近的谐波调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成对信号波本身进行谐波分析所得的结果由于信号波对载波的调制而产生的谐波
39
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
40
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数衡量 PWM控制优劣 输出波形中所 含谐波多少提高逆变电路直流电压利用率、减少开关次数可提高逆变器的输出能力 可降低开关损耗直流电压利用率 逆变电路输出交流电压基波最大 幅值 U
1m和直流电压 Ud之比
41
正弦波作为调制信号梯形波作为调制信号有效提高直流电压利用率直流电压利用率低当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值已超过三角波幅值幅值不能超过三角波幅值
42图6 - 1 5
u
c
u
rU
u
rV
u
rW
u
u
U N '
O
t
O
t
O
t
O
t
u
V N '
u
UV
图 6-15 梯形波为调制信号的 PWM控制
三角化率 s =Ut/Uto描述梯形波的形状
s =0时梯形波变为矩形波
s =1时梯形波变为三角波
梯形波含低次谐波,调制后的 PWM波仍含同样的低次谐波
低次谐波产生的波形畸变率为 d
s不同时,d 和直流电压利用率 U1m/Ud也不同
43
0 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0
d
s
图6 - 1 6
0,2
0,4
0,6
0,8
1,0
1,2
U
1m
U
d
,d
U
d
U
1m
图 6-16 s 变化时的 d和直流电压利用率
图 6-16 d和 U1m /Ud随 s
变化的情况
s = 0.8左右时谐波含量最少，但直流利用率也较低
s = 0.4时，谐波含量也较少,d 约为 3.6%，直流电压利用率为 1.03,是正弦波调制的 1.19倍，综合效果较好
44
0,2 0,4 0,6 0,8 1,0
s
图6 - 1 7
5?
r
0
0,1
0,2
7?
r
11?
r
13?
r
U
1m
U
nm
图 6-17,s 变化时各次谐波分量幅值 Unm和基波幅值
U1m之比
用梯形波调制时，输出波形中含 5次,7次等低次谐波，
是梯形波调制的缺点
实际使用时，当正弦波调制不能满足输出电压的要求时，改用梯形波调制，以提高直流电压利用率图 6-17 s 变化时的各次谐波含量
45
对两个线电压进行控制，
适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压线电压控制方式相电压控制方式相对线电压控制方式，
控制目标为相电压
46
图6 - 1 8
u
c
u
r1
u
O
t
u
r
u
r1
u
O? t
u
r3
图 6-18 叠加 3次谐波的调制信号
在相电压调制信号中叠加适当大小 3次谐波，使之成为鞍形波，经过 PWM调制后逆变电路 输出相电压中也含 3次谐波，且三相的三次谐波相位相同
合成线电压时，各相电压 3次谐波相互抵消，线电压为正弦波在调制信号中，基波
ur1正峰值附近恰为 3次谐波 ur3的负半波，两者相互抵消
ur=ur1+ur3成为鞍形波，
其中含幅值更大的基波分量 ur1,ur的最大值不超过三角波载波最大值
47图6 - 1 9
u
c
u
r U 1
u
r V 1
u
r W 1
u
u
UN'
U
d
- U
d
O
t
O
u
rU
u
rV
u
rW
u
c
O
t
O
O
O
O
t
t
t
t
t
u
VN'
u
W N '
u
UV
u
1
- 1
1
- 1
- 0,5
u
P
2
U
d
2
U
d
图 6-19 线电压控制方式举例
除可以在正弦调制信号中叠加 3次谐波外，
还可叠加其他 3倍频于正弦波的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压
给正弦信号叠加的信号 up,既包含 3倍次谐波,
也包含直流分量,up大小随正弦信号的大小而变化
48
设三角波载波幅值为 1,三相调制信号的正弦分别为
urU1,urV1和 urW1,并令则三相的调制信号分别为不论 urU1,urV1和 urW1幅值的大小,urU,urV,urW总有
1/3周期的值和三角波负峰值相等。
pr W 1rW
pr V 1rV
pr U 1rU
uuu
uuu
uuu
(6-12) 1),,m i n (
r W 1r V 1r U 1p uuuu
(6-13)
49
在信号波的 1/3周期内开关器件不动作，可是功率器件的开关损耗减少 1/3
最大输出线电压基波幅值为 Ud，和相电压控制方法比较，
直流电压利用率提高
输出线电压不含低次谐波，因为相电压中相应于 up的谐波分量相互抵消的原因，这一性能 优于梯形波调制方式两相控制方式在这 1/3周期中，不对调制信号值为 -1的相进行控制，只对其他两相进行控制优点
50
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.2.1 计算法和调治法
6.2.2 异步调制和同步调制
6.2.3 规则采样法
6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析
6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数
6.2.6 PWM逆变电路多重化
51
6.2.6 PWM逆变电路的多重化
PWM多重化逆变电路提高等效开关频率减少开关损耗减少和载波有关的谐波分量
PWM逆变电路多重化联结方式 变压器方式电抗器方式
52
图6 - 2 0
N'
U
1
V
1 W
1
U
2
V
2 W
2
u
U
u
V
u
W
U
V
W
2
U
d
2
U
d
图 6-20 二重 PWM型逆变电路利用电抗器联接的二重 PWM逆变电路
电路的输出从电抗器中心抽头引出
两个单元的载波信号错开 180°
输出端相对于直流电源中点 N’的电压
uUN’=(uU1N’+uU2N’)/2,已变为单极性 PWM波
53
图6 - 2 1
U
d
- U
d
O
u
rU
u
rV
u
c2
u
c1
t
u
UV
u
O
t
O
t
O
t
O
t
O
t
u
U 1 N '
u
U 2 N '
u
U N '
u
V N '
2
U
d
2
U
d
图 6-21 二重 PWM型逆变电路输出波形
输出线电压共有 0、
(± 1/2)Ud,± Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少
在多重 PWM逆变电路中，电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了二重化后，输出电压所含谐波角频率仍可表示为 nwc+kwr，但其中 n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在 2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍
54
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
55
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
56
6.3 PWM跟踪控制技术把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化三角波比较方式滞环比较方式跟踪控制方法
57
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
58
6.3.1 滞环比较方式负载
L
+
图6 - 2 2
-
i
i
i
*
VD
1
VD
2
V
1
V
2
2
U
d
2
U
d
图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
把指令电流 i*和实际输出电流 i的偏差 i*-i作为滞环比较器的输入,通过比较器的输出控制器件 V1和 V2的通断
V1（或 VD1）通时,i增大
V2（或 VD2）通时,i减小
通过环宽为 2DI的滞环比较器的控制,i就在 i*+DI和 i*-
DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流 i*
59
环宽过宽时，开关动作频率低，跟踪误差大
环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大
L过大时,i的变化率过小，对指令电流的跟踪慢
L过 小时,i的变化率过大,i*-i频繁地达到 ± DI，
开关频率过高
O
图6 - 2 3
t
i i i *
+ D Ii
*
- D Ii
*
图 6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流
60
图6 - 2 4
+
-
i
U
i
*
U
V
4
+
-
i
V
i
*
V
+
-
i
W
i
*
W
V
1
V
6
V
3
V
2
V
5
U
d
U V W
图 6-24 三相电流跟踪型 PWM逆变电路图 6-24采用滞环比较方式的三相电流跟踪型 PWM逆变电路，有和图 6-22相同的三个单相半桥电路组成，三相电流指令信号 iu*,iv*,iw*依次相差 1200
61
图6 - 2 5
O
t
i
*
U
O
t
u
AB
i
U
i
图 6-25 三相电流跟踪型 PWM逆变电路输出波形图 6-25线电压的正半周和负半周内，都有极性相反的脉冲输出，这将使输出电压中的谐波分量增大，
也使负载的谐波损耗增加
62
采用滞环比较方式的电流跟踪型 PWM变流电路有如下特点
① 硬件电路简单
② 属于实时控制方式，电流响应快
③ 不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波
④ 和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流中高次谐波含量多
⑤ 属于闭环控制，是各种跟踪型 PWM变流电路的共同特点
63
滤波器
+
-u
u*
u
2
Ud
2
Ud
图 6-26 电压跟踪控制电路举例把指令电压 u*和板桥逆变电路输出电压 u进行比较,通过滤除偏差信号中的谐波分量,滤波器的输出送入滞环比较器,由比较器输出控制主电路开关器件的通断,从而实现电压跟踪控制
64
和电流跟踪控制电路相比,只是把指令和反馈信号从电流变为电压
输出电压 PWM波形中含大量高次谐波,必须用适当的滤波器滤除
u*=0时,输出电压 u为频率较高的矩形波,相当于一个自励振荡电路
u*为直流信号时,u产生直流偏移,变为正负脉冲宽度不等,正宽负窄或正窄负宽的矩形波
u*为交流信号时,只要其频率远低于上述自励振荡频率,从 u中滤除由器件通断产生的高次谐波后,所得的波形就几乎和 u* 相同,从而实现电压跟踪控制
65
6.3 PWM跟踪控制技术
6.3.1 滞环比较方式
6.3.2 三角波比较方式
66
6.3.2 三角波比较方式图 6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路负载
+
- iU i*
U
+
- iV i*
V
+
- iW i*
W
Ud
C +-
C +-
C +-
三相三角波发生电路
A
A
A
通过闭环来进行控制
把指令电流 i*U,i*V和
i*W和实际输出电流 iU,iV、
iW进行比较，求出偏差，
通过放大器 A放大后，再去和三角波进行比较，产生 PWM波形
功率开关器件开关频率是一定的，等于载波频率
67
为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波信号
和滞环比较控制方式相比，三角波比较控制方式输出电流所含的谐波少定时比较方式不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟，以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据二者偏差的极性来控制变流电路开关器件的通断
68
负载
L
+
图6 - 2 2
-
i
i
i
*
VD
1
VD
2
V
1
V
2
2
U
d
2
U
d
图 6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例
在时钟信号到来的时刻
如 i < i*，令 V1导通,V2
关断，使 i增大
如 i > i*，令 V1关断,V2
导通，使 i减小
每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小
69
采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的 1/2
和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些
70
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
71
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
72
6.4 PWM整流电路及其控制方法实际应用的整流电路晶闸管相控整流或二极管整流
●输入电流滞后于电压，滞后角随着 a的增大而增大，位移因数随之降低
●输入电流中谐波分量大，功率因数很低虽位移因数接近 1，
但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低
73
PWM整流电路 把逆变电路中的 SPWM控制技术用于整流电路使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为 1
单位功率因数变流器
(高功率因数整流器 )
通过控制
74
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
75
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
1．单相 PWM整流电路图 6-28 单相 PWM整流电路
a)单相半桥电路 b)单相全桥电路负载us
Ls
is Rs
V1
V2
V4
V3A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
+
+
ud
us
Ls Rs
V1
V2
VD
1
VD
2
ud负载
C1
C2
a)
b)
半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接
全桥电路直流侧电容只要一个就可以
Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的
Rs包括外接电抗器中的电阻和交流电源的内阻
76
图 6-28 单相 PWM整流电路
b)单相全桥电路
用正弦信号波和三角波相比较的方法对 V1~V4进行 SPWM
控制，就可以在桥的交流输入端 AB产生一个 SPWM波 uAB
uAB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，
以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波
由于 Ls的滤波作用，谐波电压只使 is产生很小的脉动当正弦信号波频率和电源频率相同时,is也为与电源频率相同的正弦波在 us一定时,is幅值和相位仅由 uAB中基波 uABf的幅值及其与 us的相位差决定
改变 uABf的幅值和相位，可使 is和 us同相或反相,is比 us超前 90°,或使 is与 us相位差为所需角度负载
u
s
L
s
i R
s
V
1
V
2
V
4
V
3A
B
V
D
3
V
D
1
V
D
2
V
D
4
+ u
ds
77
图 6-29 PWM整流电路的运行方式相量图
a)整流运行 b)逆变运行 c)无功补偿运行 d)Is超前角为图 a中,UAB 滞后 Us 相角 d,Is和 Us同相，电路工作整流状态，功率因数为 1
· · · ·图 b中,超前 U
s的相角 d,Is和 反相，电路工作在逆变状态
··图 c中,滞后
s 相角 d,s 超前 Us 90°,电路向交流电源送出无功功率，这时称为静止无功功率发生器
··图 d中，通过对 U
AB 幅值和相位的控制，可以使 Is 比 Us 超前或滞后任一角度 j
···
j
d
·U
s
·U
R
·U
AB
·I
s
·U
L
d·Us
·U
R·U
AB
·I
s
·U
L
c) d)
·
d
·U
s
·U
R
·U
AB·Is ·
UL
b)
d ·
UL
·U
R
·U
AB
·I
s
a)
Us
78
图 6-28 单相 PWM整流电路
b)单相全桥电路负载
u
s
L
s
i
s
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+ u
d
整流运行状态下
当 us > 0时,由 V2,VD4、
VD1,Ls和 V3,VD1,VD4、
Ls分别组成两个升压斩波电路
V2通时,us通过 V2,VD4向
Ls 储能
V2关断时,Ls中储存的能量通过 VD1,VD4向直流侧 C充电
us < 0时，由 V1,VD3、
2,Ls和 V4,VD2,VD3、
Ls分别组成两个升压斩波电路，工作原理和 us > 0时类似
79
2．三相 PWM整流电路负载图6 - 3 0
C
u
a
L
s
i
a
R
s
V
1
V
2
V
4
V
3
A
B
VD
3
VD
1
VD
2
VD
4
+
u
d
C
V
5
VD
5
V
6
VD
6
u
b
i
b
u
c
i
c
图 6-30 三相桥式 PWM整流电路
●工作原理和前述的单相全桥电路相似，
只是从单相扩展到三相进行 SPWM控制，
在交流输入端 A,B
和 C可得 SPWM电压，
按图 6-29a的相量图控制，可使 ia,ib、
ic为正弦波且和电压同相且功率因数近似为 1
●和单相相同，该电路也可工作在逆变运行状态及图 c或 d
的状态
80
6.4 PWM整流电路及其控制方法
6.4.1 PWM整流电路的工作原理
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
81
6.4.2 PWM整流电路的控制方法
1．间接电流控制 没有引入电流反馈相位和幅值控制按图 6-29a（逆变时为图 6-29b）的相量关系来控制整流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为 1的控制效果
82
控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环
直流电压给定信号和实际直流电压 ud比较后送入 PI调节器,PI调节器的输出为一直流电流信号 id,id的大小和整流器交流输入电流幅值成正比图6 - 3 1
PI
+
-
负载三角波
s i n (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制系统结构稳态时,ud=ud,PI调节器输入为零,PI调节器的输出 id
和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应
*
负载电流增大时,C放电而使其 ud下降,PI调节器的输入端出现正偏差，使其输出 id增大，使整流器交流输入电流增大，也使 ud回升达到稳态时,ud仍和 ud 相等,PI调节器输入仍恢复到零，
而 id则稳定为为新的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流相对应
*
负载电流减小时，调节过程和上述过程相反
83
图6 - 3 1
PI
+
-
负载三角波
s i n (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制系统结构整流器从整流运行向逆变运行转换首先负载电流反向而向 C充电,使 ud抬高,PI调节器出现负偏差,id减小后变为负值,使交流输入电流相位和电压相位反相,实现逆变运行稳态时,ud和 ud 仍然相等,PI调节器输入恢复到零，输出
id为负值，并与逆变电流的大小对应
*
84
图6 - 3 1
PI
+
-
负载三角波
s i n (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
c o s (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
-
-
+
i
d
u
R
u
L
X
L
R
u
A,B,C
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
图 6-31 间接电流控制系统结构控制系统中其余部分的工作原理
上面的乘法器是 id分别乘以和 a,b,c三相相电压同相位的正弦信号,再乘以电阻 R,得到各相电流在 Rs上的压降 uRa,uRb和 uRc
下面的乘法器是 分别乘以比,,三相相电压相位超前 π /2的余弦信号,再乘以电感 L的感抗,
得到各相电流在电感 Ls上的压降 uLa,uLb和 uLc
各相电源相电压 ua,ub,uc分别减去前面求得的输入电流在 R和 L上的压降,可得到所需整流桥交流输入端各相的相电压 uA,uB和 uC的信号,用该信号对三角波载波进行调制,得到 PWM开关信号去控制整流桥,可得到需要的控制效果
85
通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值
2,直接电流控制
86
图6 - 3 2
PI
负载
s i n (? t + 2 k? / 3 )
( k = 0,1,2 )
u
*
d
u
d
+
-
+
i
d
i
a,b,c
u
d
R L
u
a
,u
b
,u
c
i
*
a,b,c
图 6-32 直接电流控制系统结构图双闭环控制系统 外环是直流电压控制环内环是交流电流控制环
外环 PI调节器的输出为直流电流信号 id,id分别乘以和 a、
b,c三相相电压同相位的正弦信号，得到三相交流电流的正弦指令信号 ia,ib 和 ic***
指令信号和实际交流电流信号比较后,通过滞环对器件进行控制,便可使实际交流输入电流跟踪指令值,其跟踪误差在由滞环环宽所决定的范围
*? i
a,ib和 ic分别和各自的电源电压同相位,其幅值和反映负载电流大小的直流信号 id成正比,这是整流器运行时所需的交流电流指令信号
**
87
第 6章 PWM控制技术
6.1 PWM的基本原理
6.2 PWM逆变电路及其控制方法
6.3 PWM跟踪控制技术
6.4 PWM整流电路及其控制方法本章小 结
88
本 章 小 结
PWM控制技术用于直流斩波电路
直流斩波电路实际上就是直流 PWM电路，是 PWM
控制技术应用较早也成熟较早的一类电路，应用于直流电动机调速系统就构成广泛应用的 直流脉宽调速系统
PWM控制技术用于交流 — 交流变流电路
交流 — 交流变流电路斩控式交流调压电路和矩阵式变频电路是 PWM控制技术在这类电路中应用的代表，
矩阵式变频电路因其容易实现集成化，可望有良好的发展前景
89
PWM控制技术用于逆变电路
PWM控制技术在逆变电路中广泛而成功的应用，奠定了 PWM控制技术在电力电子技术中的突出地位
PWM控制技术用于整流电路构成 PWM整流电路,可看成逆变电路中的 PWM技术向整流电路的延伸
90
目 录绪论
1 电力电子器件
2 整流电路
3 直流斩波电路
4 交流电力控制电路和交交变频电路
5 逆变电路
6 PWM控制技术
7 软开关技术
8 组合变流技术
