5.2 负反馈对放大器性能的影响
5.4 深度负反馈
*5.3 负反馈放大器的性能分析
5.1 反馈放大器的基本概念第 5 章 放大器中的负反馈
5.5 负反馈放大器的稳定性
5.1 反馈放大器的基本概念
5.1.1 反馈放大器的组成将放大器输出信号的一部分或全部,通过反馈网络回送到电路输入端,并对输入信号进行调整,所形成的闭合回路即反馈放大器 。
反馈放大器组成框图基本放大器 A
反馈网络 kf
xoxi
x?i
xf
净输入信号 fii xxx输入信号反馈信号 输出信号第 5 章 放大器中的负反馈
反馈放大器增益一般表达式基本放大器 A
反馈网络 kf
xoxi x?i
xf
iof / xxA?
开环增益
io / xxA
反馈系数
off / xxk?
闭环增益
fi
o
xx
x
F
A
Ak
A?
f1if
io
/1
/
xx
xx
反馈深度
f1 AkF T1
环路增益
fif / AkxxT
反馈深度 F(或环路增益 T )是衡量反馈强弱的一项重要指标 。 其值直接影响电路性能 。
第 5 章 放大器中的负反馈
反馈极性
fii xxx由于净输入信号
若 xf 削弱了 xi，使 x?i < xi 负反馈
若 xf 增强了 xi，使 x?i > xi 正反馈说明
负反馈具有自动调整作用，可改善放大器性能。
例：某原因oxfx )( fii xxx
ox
正反馈使放大器工作不稳定，多用于振荡器中。
负反馈的自动调整作用是以牺牲增益为代价的。
第 5 章 放大器中的负反馈
5.1.2 四种类型负反馈放大器
根据输出端连接方式
电压反馈
A
kf
RL +
-
voxi
xf
x?i
在输出端,凡反馈网络与基本放大器 并接,反馈信号取自负载上输出电压的反馈称为电压反馈 。 输出量 xo = vo
xi
xf
x?i
A
kf
RLio
在输出端，凡反馈网络与基本放大器 串接,反馈信号取自负载中输出电流的反馈称为电流反馈。
电流反馈输出量 xo = io
第 5 章 放大器中的负反馈
根据输入端连接方式
串联反馈在输入端,反馈网络与基本放大器 串接,反馈信号以电压
vf 的形式出现,并在输入端进行电压比较,即 v?i = vi - vf 。
在输入端,反馈网络与基本放大器 并接,反馈信号以电流
if 的形式出现,并在输入端进行电流比较,即 ii?= ii - if 。
并联反馈
A
kf
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
xo A
kf
RSiS
ii
if
ii?
xo
第 5 章 放大器中的负反馈
四种类型负反馈放大器增益表达式
Av
kfv
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RL +
-
vo
Ar
kfg
RL +
-
voRSiS
ii
if
ii?
电压串联负反馈
io / vvA v
开环电压增益电压反馈系数 off / vvk v?
闭环电压增益 )1/( ff vvvv kAAA
电压并联负反馈
io / ivA r
开环互阻增益互导反馈系数 off / vik g?
闭环互阻增益 )1/( ff grrr kAAA
第 5 章 放大器中的负反馈
Ag
kfr
RLio
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RSiS
ii
if
ii?
Ai
kfi
RLio
电流串联负反馈
io / viA g
开环互导增益互阻反馈系数 off / ivk r?
闭环互导增益 )1/( ff rggg kAAA
电流并联负反馈
io / iiA i
开环电流增益电流反馈系数 off / iik i?
闭环互阻增益 )1/( ff iiii kAAA
注意：不同反馈类型对应不同输入、输出电量，因此不同类型反馈电路的 A,kf,Af 含义不同 。
第 5 章 放大器中的负反馈
A
kf
xoxi
xf
x?i
5.1.2 反馈极性与类型的判别
判断是否为反馈电路看电路输出与输入之间是否接有元件,若有则为反馈电路,该元件即为反馈元件 。
例 1
Rf 为反馈元件 。 RE 为反馈元件 。
第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCC
RCR
f v
o
vi
VCC
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2
例 2
判断反馈类型 — 采用短路法假设输出端交流短路,若反馈信号消失,则为电压反馈；
反之为电流反馈 。
判断电压与电流反馈
判断串联与并联反馈假设输入端交流短路,若反馈作用消失,则为并联反馈；
反之为串联反馈 。
Av
kfv
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RL +
-
vo
ii ii? io
RSiS if Ai
kfi
RL
第 5 章 放大器中的负反馈
判断反馈极性 — 采用瞬时极性法
A
kf
xoxi
xf
xi?
设 vi 瞬时极性 为用正负号表示电路中各点电压的瞬时极性,或用箭头表示各节点电流瞬时流向的方法称瞬时极性法 。
比较 xf 与 xi 的极性 ( xi? = xi - xf )
若 xf 与 xi 同相,使 xi? 减小的,为负反馈；
若 xf 与 xi 反相，使 xi? 增大的，为正反馈。
经 A 判 断 v
o
？
？
经 kf判断 x
f
？
？
第 5 章 放大器中的负反馈说明
用瞬时极性法比较 xf 与 xi 极性时：
若是并联反馈,则需根据电压的瞬时极性，标出 相 关支路的电流流向，然后用电流进行比较 (ii?= ii - if )。
若是串联反馈,则 直接 用电压进行比较 (vi?= vi - vf )。
按交、直流性质分：
直流反馈：
交流反馈：
反馈信号为直流量，用于稳定电路静态工作点。
反馈信号为交流量，用于改善放大器动态性能。
多级放大器中的反馈：
局部反馈：
越级反馈：
反馈由本级输出信号产生，可忽略。
输出信号跨越一个以上放大级向输入端传送的称为级间 (或越级 )反馈。
第 5 章 放大器中的负反馈例 1 判断电路的反馈极性和反馈类型。
假设输出端交流短路,Rf 引入的反馈消失 电压反馈。
假设输入端交流短路,Rf 的反馈作用消失 并联反馈。
分析：
→ 则 vc 为 ○ -? 假设 vi 瞬时极性 为 ○ +
○ + ○ -
→ 形成的 if 方向如图示。
ii
if
ib
因净输入电流 ib = ii - if < ii 负反馈。
结论,Rf 引入电压并联负反馈。
第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCC
RCR
f
vo+
-
+
-
例 2 判断图示电路的反馈极性和反馈类型。
假设输出端交流短路,RE 上的反馈依然存在 电流反馈。
假设输入端交流短路,RE 上的反馈没有消失 串联反馈。
分析：
假设 vi 瞬时极性为 ○ +
因净输入电压 vbe = vi - vf < vi 负反馈。
结论,RE 引入电流串联负反馈。
○ +
→ 则 ve(即 vf )极性为 ○ +
○ +
第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCC
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2 vi
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2
例 3 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs vo
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs
vo
○ + ○ -
○ -
电流并联负反馈 电流串联正反馈
○ + ○ -
○ -○ -
○ + ○ -
电压并联负反馈 电压串联负反馈
○ + ○ +
○ +
第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCCR
C1
vo
+
-
+
- RE1
RB RC2
RE2Rf vi
VCCR
C1
vo
+
-
+
- RE1
RB RC2
RE2Rf
vi
VCC
RC1 v
o
VEE
Rf
RE2R1
RC2 RC3
RS
T1 T2
T3
例 4 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
vi
VCC
RC1
vo
VEE
RE
R1
RC2
RC3
RS T
1 T2
T3
Rf
○ +
○ -○ -
○ +
○ +○ + 电流串联负反馈
○ +
电流并联负反馈第 5 章 放大器中的负反馈例 4 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
○ +
○ +
○ + ○ +
○ -
电压并联正反馈
○ -
○ +
电压串联负反馈第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCC
RD1
vo
+
-
+
-
RS1RG2
RD2
RS2Rf
RG1
vi
VCC
RD1
vo
+
-
+
-
RS1RG2
RD2
RS2Rf
RG1
5.2.1 降低增益
5.2 负反馈对放大器性能的影响反馈越深，电路增益越小。
F
A
Ak
AA?
ff 1
由 得知：
SfS
S
fs 1 F
A
kA
AA S?
注：当取源增益时，上式依然成立，即
5.2.2 减小增益灵敏度 (或提高增益稳定性 )
A
A
A
A
A
A
A
A
AA
AAS A
A?
f
f
f
f
ff
/
/
f
定义
f
f
1
1
AkA
A
由
2
f
f
)1(
1
AkA
A
得
FAkS
A
A
1
1
1
f
f
(2)?(1)得
(1) (2)
反馈越深，增益灵敏度越小。
第 5 章 放大器中的负反馈
5.2.3 改变输入、输出电阻
输入电阻
串联反馈 +
-
A
kf
RiR
s
vs +
-
+
- vf
vi?
+
-
vi
ii
xo
i
i
if i
vR?
i
fii
i
Akvv FRAk
i
v
if
i
i )1(
iii / ivR
基放输入电阻
fif / AkvvT
环路增益反馈电路输入电阻：
i
fi
i
vv
引入串联反馈,反馈越深,输入电阻越大 。结论第 5 章 放大器中的负反馈
并联反馈
i
i
if i
vR?
反馈电路输入电阻：
引入并联反馈,反馈越深,输入电阻越小 。结论
A
kf
Ri
Rsis
if
ii?
+
-
vi
ii
xo基放输入电阻
i
i
i i
vR
环路增益
f
i
f Ak
i
iT?
fii
i
Akii
v
F
R
Aki
v i
fi
i
)1(
1?
fi
i
ii
v
第 5 章 放大器中的负反馈
输出电阻
电压反馈
Ro,考虑反馈网络负载效应后,基放输出电阻 。
Ast,负载开路时,基本放大器源增益 。 i
+
-v
基放
Ro
xf
xs?
Ast xs?
反馈网络
+
-
令 xs = 0由定义得 Rof 电路模型：
由图 osst /)( RxAvi
vkxx ffs
得
st
o
fst
o
of 1 F
R
kA
R
i
vR?
引入电压反馈,反馈越深,输出电阻越小,vo 越稳定 。结论基放
Ro
xf
xs?
Ast xs?
反馈网络
+
- R
L
xs
vo+
-
第 5 章 放大器中的负反馈
电流反馈
Ro,考虑反馈网络负载效应后,基放输出电阻 。
Asn,负载短路时，基本放大器源增益。
由定义得 Rof 电路模型：
由图 ossn )( RxAiv
ikxx ffs
得
snofstoof )1( FRkARi
vR
引入电流反馈,反馈越深,输出电阻越大,io 越稳定 。结论基放
Ro
xs
xf
xs?
io
Asn xs?
RL
反馈网络令 xs = 0
i
+
-v
基放
Rox
f
xs?
Asn xs?
反馈网络第 5 章 放大器中的负反馈
5.2.4 减小频率失真 (或扩展通频带 )
由于负反馈降低了电路增益灵敏度,因此放大器可在更宽的通频带范围内维持增益不变 。
单极点系统引入负反馈后,反馈越深,上限角频率越大,
增益越小,但其增益带宽积维持不变 。
设基放为单极点系统：
P/1
)(?sAsA I PH则若反馈网络反馈系数为,fk
则闭环系统,pf
fI
f
f /1)(1
)()(
s
A
ksA
sAsA
其中：
F
A
kA
AA I
fI
I
fI 1 FkA HfIHHfpf )(1
注意,通频带的扩展是以降低增益为代价的。
第 5 章 放大器中的负反馈
5.2.5 减小非线性失真基本放大器 vovi
vf
v?i
例如：一基本放大器，
引入负反馈反馈网络注意：负反馈只能减小反馈环内的失真，若输入信号本身产生失真，反馈电路无能为力。
输入正弦信号时，输出产生失真。
vo 失真 减小。
第 5 章 放大器中的负反馈
5.2.6 噪声性能不变同减小非线性失真一样，引入负反馈可减小噪声。
注意,负反馈在减小噪声的同时,有用信号以同样的倍数在减小,其信噪比不变 。
因此，引入负反馈放大器噪声性能不变。
综上所述，负反馈对放大器性能影响主要表现为：
降低增益
减小增益灵敏度 (或提高增益稳定性 )
改变电路输入,输出电阻
减小频率失真 (或扩展通频带 )
减小非线性失真
噪声性能不变第 5 章 放大器中的负反馈
在电路输出端基本放大器引入负反馈的原则若要求电路 vo 稳定或 Ro 小 应引入电压负反馈。
若要求电路 io 稳定或 Ro 大 应引入电流负反馈。
在电路输入端若要求 Ri 大或从信号源索取的电流小 引入串联负反馈。
若要求 Ri 小或从信号源索取的电流大 引入并联负反馈。
反馈效果与信号源内阻 RS 的关系若电路采用 RS 较小的电压源激励 应引入串联负反馈若电路采用 RS 较大的电流源激励 应引入并联负反馈第 5 章 放大器中的负反馈反馈效果与 RS 关系的说明：
串联负反馈
采用电压源激励时，若 RS? 0
则 fsfii vvvvv
由于 vS 恒定,则 vf 的变化量全部转化为 vi? 的变化量,此时反馈效果最强 。
采用电流源激励时，若 RS
由于 iS 恒定,vi? 固定不变,
结果导致反馈作用消失 。
+
- A
kf
RiRs
vs +
-
+
- vf
vi?+
-
vi
xo
(电压源激励 )
is
+
- A
kf
Ri
Rs +
-vf
vi?+
-
vi
xo
(电流源激励 )
则
isi Riv 恒定第 5 章 放大器中的负反馈
ii?ii
if A
kf
Ri
xo
Rs
vs+
-
vi?+-
(电压源激励 )
if
ii?ii
A
kf
Ri
xo
is R
s
(电流源激励 )
并联负反馈
采用电压源激励时，若 RS? 0
则 fsfii iiiii
由于 iS 恒定,则 if 的变化量全部转化为 ii? 的变化量,此时反馈效果最强 。
采用电流源激励时，若 RS
由于 vi? 固定不变,结果导致反馈作用消失 。
则
si vv
恒定第 5 章 放大器中的负反馈
深度负反馈条件
5.4 深度负反馈当电路满足深度负反馈条件 时：
将 T >> 1 或 F >> 1 称为深度负反馈条件。
串联反馈电路输入电阻, FRR iif
并联反馈电路输入电阻,0/
iif FRR
电压反馈电路输出电阻：
电流反馈电路输出电阻,
snoof FRR
0/ stoof FRR
ff
f
1
1 kAk
AA?
ffs
s
fs
1
1 kkA
AA?
增益,或第 5 章 放大器中的负反馈
深度负反馈条件下 Avf 的估算
根据反馈类型确定 kf 含义，并计算 kf
分析步骤：
若并联反馈：将输入端交流短路若串联反馈：将输入端交流开路则反馈系数
确定 Afs(= xo / xs) 含义，并计算 Afs = 1 / kf
将 Afs 转换成 Avfs = vo / vs
kf = xf / xo
计算此时 xo 产生的 xf
第 5 章 放大器中的负反馈例 1 图示电路，试在深度负反馈条件下估算 Avfs 。
该电路为电压串联负反馈放大器。解：
将输入端交流开路,即将 T1 管射极断开：
则
fE1
E1
o
f
f RR
R
v
vk
v
因此 E1fffs /1/1 RRkA vv
第 5 章 放大器中的负反馈
vs
RC1 vo
+
-+
-
RE1 RLRC2Rf
RS
T1
T2
+
-vf
例 2 图示电路，试在深度负反馈条件下估算 Avfs 。
该电路为电流并联负反馈放大器。解：
将输入端交流短路，即将 T1 管基极交流接地：
则
fE2
E2
o
f
f RR
R
i
ik
i
因此
E2
f
f
fs 1
1
R
R
kA ii
S
L
E2
f
S
L
fs
Ss
LC2o
s
o
fs )1(
)//(
R
R
R
R
R
RA
Ri
RRi
v
vA
iv
第 5 章 放大器中的负反馈
is
RC1 vo
+
-RLRC2Rf
RS
T1
T2
if RE2
io
例 3 图示电路，试在深度负反馈条件下估算 Avfs 。
该电路为电压并联负反馈。(1)解：
将反相输入端交流接地：
则 foff /1/ Rvik g
fff /1 RkA gsr
因此
1
f
1
fs
1s
o
s
o
fs R
R
R
A
Ri
v
v
vA r
v
该电路为电压串联负反馈。(2)解：
将反相输入端交流开路：
则
f1
1
o
f
f RR
R
v
vk
v
因此 1fff /1/1 RRkA vsv
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs vo
if
(图 1)
-
+
AR1
Rf
+
-
vs
vo
- +vf
(图 2)
第 5 章 放大器中的负反馈
5.5 负反馈放大器的稳定性实际上,放大器在中频区施加负反馈时,有可能因
Akf 在高频区的附加相移使负反馈变为正反馈,引起电路自激 。
5.5.1 判别稳定性的准则反馈放大器频率特性：
)(j1
)(j)(j
f?
T
AA
若在某一频率上 T(j?) =?1 放大器自激自激振幅条件
1)(jT
1)(T
)(T 自激相位条件说明 自激时,即使 xi = 0,但由于 xi? = xf,因此反馈电路在无输入时,仍有信号输出 。
第 5 章 放大器中的负反馈
不自激条件
1)(T)(T当 或 dB 0)(T 时，
1)(T)(T或当 dB 0)(T时,或注意,只要设法破坏自激的振幅条件或相位条件，放大器就不会产生自激。
稳定裕量要保证负反馈放大器稳定工作,还 需 使 它 远离自激状态,
远离程度可用稳定裕量表示 。
1)( gT?当 时，相位裕量 ogTo 45)(1 8 0
)(T当 时，增益裕量 dB 0)(lg20)dB(g T
g— 增益交界角频率；— 相位交界角频率 。
第 5 章 放大器中的负反馈
相位裕量图解分析法假设 放大器施加的是电阻性反馈,kf 为实数：
)/1l g (20)(lg20 fg kA得 1)()( fgg kAT由
在 A(?) 或 T(?) 波特图上找?g
在 A(?) 波特图上，作 1/kf (dB) 的水平线，交点即?g 。
在 T(?) 波特图上，与水平轴 [T(?) = 0 dB]的交点，即?g 。
根据?g 在相频曲线上找?T(?g)
判断相位裕量
ogTo 45)(1 8 0若 放大器稳定工作
ogTo 45)(1 8 0若 放大器工作不稳定注,1/kf (dB) 的水平线称增益线。
第 5 章 放大器中的负反馈例 1 已知 A(j?) 波特图，判断电路是否自激。
(1/kf )dB
g
T(?g)
(1)在 A(?) 波特图上作 1/kf (dB) 的水平线。分析：
(2)找出交点，即?g。
(3)在?T(?) 波特图上，找出?T(?g) 。
(4)由于 > 45?,因此电路稳定工作，不自激。
A(?)/dB
O
T(?)
O
-180?
-90?
第 5 章 放大器中的负反馈例 2 已知 T(j?) 波特图，判断电路是否自激。
T(?g)
(1)由 T(?) 波特图与横轴的交点，找出?g 。分析：
(2)由?g 在?T(?) 波特图上，找出?T(?g)。
T(?)/dB
O
T(?)
O
-180o
g
(3)由于 < 0?,因此电路自激。
第 5 章 放大器中的负反馈
利用幅频特性渐近波特图判别稳定性一无零三极系统波特图如下,分析?g 落在何处系统稳定 。
O
p20.1?p1 10?p3?A(?)
- 90?
p1?p3
- 180?
- 270?
p2?p1
A(? )/dB
20
40
60
O?p3
-20 dB/10 倍频
-40 dB/10 倍频
-60 dB/10 倍频
80
放大器必稳定工作 。
或?g 落在
P1 与?P2 之间,
只要?g落在斜率为：
(?20dB/10 倍频 )的下降段内,
g
则 > 45?
p2 = 10?p1,?p3 = 10?p2
第 5 章 放大器中的负反馈
O
p20.1?p1 10?p3?A(?)
- 90?
p1?p3
- 180?
- 270?
p2?p1
A(? )/dB
20
40
60
O?p3
-20 dB/10 倍频
-40 dB/10 倍频
-60 dB/10 倍频
80
p2 = 10?p1,将?p3 靠近?p2 。 由于 |?T(?p2)|
则?g 落在?p1 与?p2 之间时，放大器依然稳定工作。
第 5 章 放大器中的负反馈结论,在多极点的低通系统中,若?p3? 10?p2,则只要
g 落在斜率为 (?20 dB/10 倍频 )的下降段内,或?g 落在?p1
与?p2 之间,放大器必稳定工作 。
将?p2 靠近?p1,由于 |?T(?p2)|上述结论不成立。
O
p20.1?p1 10?p3?A(?)
- 90?
p1?p3
- 180?
- 270?
p2?p1
A(? )/dB
20
40
60
O?p3
-20 dB/10 倍频
-40 dB/10 倍频
-60 dB/10 倍频
80
第 5 章 放大器中的负反馈
5.5.2 集成运放的相位补偿技术解决方法：采用相位补偿技术 。
在中频区,反馈系数 kf 越大,反馈越深,电路性能越好 。
在高频区,kf 越大,相位裕量越小,放大器工作越不稳定 。
在中频增益 AI 基本不变的前提下,设法拉长?p1 与
p2 之间的间距,或加长斜率为,?20 dB/10 倍频,线段的长度,使得 kf 增大时,仍能获得所需的相位裕量 。
相位补偿基本思想：
第 5 章 放大器中的负反馈
滞后补偿技术
简单电容补偿 — 降低?p1
补偿方法：将补偿电容 C? 并接在集成运放产生第一个极点角频率的节点上,使?p1 降低到?d。
Adi
R
C C?RC1p1
)(
1
d
CCR
p1 降低到?d?反馈增益线下移?稳定工作允许的 kf 增大。
p2?p1
A(? )/dB
O?
p3
AvdI
d
20lg(1/kf)
第 5 章 放大器中的负反馈
p2?p1
A(? )/dB
O?
p3
AvdI
d
20lg(1/kfv)
d 与 kf 之间的关系：
由图 d B / 20
lglg
)/1l g (20lg20
dp2
fdI?
vv kA 十倍频整理得 )/( fdIP2d vv kA
kfvd反馈电路稳定性?，但?H?。
kfv = 1 时，
dIp2d0d / vA 全补偿 (C?用 CS 表示 )
d0
此时,kfv无论取何值,电路均可稳定工作 。
第 5 章 放大器中的负反馈例 1 一集成运放 AvdI = 105,fp1 = 200 Hz,fp2= 2 MHz，
fp3 = 20 MHz,产生 fp1 节点上等效电路 R1 = 200 k?,接成同相放大器,采用简单电容补偿 。 试求：
fp2fp1
Avd (f )/dB
fO f
p3
100
20
40
60
80
解：
(1)求未补偿前，同相放大器提供的最小增益？
根据题意，可画出运放的幅频渐近波特图。
未补偿前，为保证稳定工作：
1
kfv
Avfmin = 104
1k
fv(dB)? 80 dB
即第 5 章 放大器中的负反馈解：
(2)若要求 Avf = 10，求所需的 补偿电容 C? =？
由 Avf = 10,得 kfv = 0.1
则 r a d /s 1022r a d /s
1.010
1022 2
5
6
fdI
P2
d
vv kA
由
11
P1
1
CR
得 pF 41
P11
1RC
)(
1
d
CCR由 得 F 4.01 1
d1
CRC
(3)若要求 Avf = 1,求所需的 补偿电容 CS =？
解,由 Avf = 1,得 kfv = 1
则 r a d / s 202/
dIp2do vA
F 41 1
d01
s CRCC
第 5 章 放大器中的负反馈
密勒电容补偿 — 降低?p1,增大?p2
补偿方法,将补偿电容 C? 跨接在三极管 B 极与 C 极之间,利用密勒倍增效应,使?p1 降低,?P2 增大,
拉长?p1 与?P2 之间的间距 。 这种补偿方法又称极点分离术 。 (分析略 )
简单电容补偿缺点：
补偿电容 C? 数值较大 (?F 量级 )，集成较困难。
密勒电容补偿优点：
用较小的电容 (pF 量级 )，即可达到补偿目的。
第 5 章 放大器中的负反馈
超前补偿技术 — 引入幻想零点补偿思路,在?p2 附近,引入一个具有超前相移的零点,以抵消原来的滞后相移,使得在不降低?p1 的前提下,拉长?p1 与?p2 之间的间距 。
在反馈电阻 Rf 上并接补偿电容 C?。
补偿 方法,
-
+
A
R1
Rf
+
-Vs (s)
Vo(s)R2
)j//()j(
)j()j(
f1
1
o
f
f
CRR
R
V
Vk
v
P
Z
f1
1
/j1
/j1
RR
R
则其中,1
f
Z
CR?
CRR )//( 1
1f
p?
C?
第 5 章 放大器中的负反馈
p2
f
Z
1
CR
利用零点角频率?Z 将?p2 抵消,可将 斜率为
,?20dB/10 倍频,的下降段,延长到?p3。
假设运放为无零三极系统，且?p1 <?p2 <?p3 。
选择合适的 C?,使
p3
1f
p )//(
1
CRR
p2?p1
A(? )/dB
O?
p3
AvdI?20 dB/10 倍频第 5 章 放大器中的负反馈相位补偿技术在宽带放大器中的应用密勒电容补偿超前电容补偿
vI
VCC
R1
vo
R2
T1
T2
T3
RL
RE1 RE3
Rf
Cf
Cc T4 T
5
R3 R4
R5 T
6 T7
T8
CB
MC-1553 集成宽带放大器内部电路
Av = 100 fH = 45 MHz
5.4 深度负反馈
*5.3 负反馈放大器的性能分析
5.1 反馈放大器的基本概念第 5 章 放大器中的负反馈
5.5 负反馈放大器的稳定性
5.1 反馈放大器的基本概念
5.1.1 反馈放大器的组成将放大器输出信号的一部分或全部,通过反馈网络回送到电路输入端,并对输入信号进行调整,所形成的闭合回路即反馈放大器 。
反馈放大器组成框图基本放大器 A
反馈网络 kf
xoxi
x?i
xf
净输入信号 fii xxx输入信号反馈信号 输出信号第 5 章 放大器中的负反馈
反馈放大器增益一般表达式基本放大器 A
反馈网络 kf
xoxi x?i
xf
iof / xxA?
开环增益
io / xxA
反馈系数
off / xxk?
闭环增益
fi
o
xx
x
F
A
Ak
A?
f1if
io
/1
/
xx
xx
反馈深度
f1 AkF T1
环路增益
fif / AkxxT
反馈深度 F(或环路增益 T )是衡量反馈强弱的一项重要指标 。 其值直接影响电路性能 。
第 5 章 放大器中的负反馈
反馈极性
fii xxx由于净输入信号
若 xf 削弱了 xi，使 x?i < xi 负反馈
若 xf 增强了 xi，使 x?i > xi 正反馈说明
负反馈具有自动调整作用，可改善放大器性能。
例：某原因oxfx )( fii xxx
ox
正反馈使放大器工作不稳定，多用于振荡器中。
负反馈的自动调整作用是以牺牲增益为代价的。
第 5 章 放大器中的负反馈
5.1.2 四种类型负反馈放大器
根据输出端连接方式
电压反馈
A
kf
RL +
-
voxi
xf
x?i
在输出端,凡反馈网络与基本放大器 并接,反馈信号取自负载上输出电压的反馈称为电压反馈 。 输出量 xo = vo
xi
xf
x?i
A
kf
RLio
在输出端，凡反馈网络与基本放大器 串接,反馈信号取自负载中输出电流的反馈称为电流反馈。
电流反馈输出量 xo = io
第 5 章 放大器中的负反馈
根据输入端连接方式
串联反馈在输入端,反馈网络与基本放大器 串接,反馈信号以电压
vf 的形式出现,并在输入端进行电压比较,即 v?i = vi - vf 。
在输入端,反馈网络与基本放大器 并接,反馈信号以电流
if 的形式出现,并在输入端进行电流比较,即 ii?= ii - if 。
并联反馈
A
kf
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
xo A
kf
RSiS
ii
if
ii?
xo
第 5 章 放大器中的负反馈
四种类型负反馈放大器增益表达式
Av
kfv
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RL +
-
vo
Ar
kfg
RL +
-
voRSiS
ii
if
ii?
电压串联负反馈
io / vvA v
开环电压增益电压反馈系数 off / vvk v?
闭环电压增益 )1/( ff vvvv kAAA
电压并联负反馈
io / ivA r
开环互阻增益互导反馈系数 off / vik g?
闭环互阻增益 )1/( ff grrr kAAA
第 5 章 放大器中的负反馈
Ag
kfr
RLio
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RSiS
ii
if
ii?
Ai
kfi
RLio
电流串联负反馈
io / viA g
开环互导增益互阻反馈系数 off / ivk r?
闭环互导增益 )1/( ff rggg kAAA
电流并联负反馈
io / iiA i
开环电流增益电流反馈系数 off / iik i?
闭环互阻增益 )1/( ff iiii kAAA
注意：不同反馈类型对应不同输入、输出电量，因此不同类型反馈电路的 A,kf,Af 含义不同 。
第 5 章 放大器中的负反馈
A
kf
xoxi
xf
x?i
5.1.2 反馈极性与类型的判别
判断是否为反馈电路看电路输出与输入之间是否接有元件,若有则为反馈电路,该元件即为反馈元件 。
例 1
Rf 为反馈元件 。 RE 为反馈元件 。
第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCC
RCR
f v
o
vi
VCC
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2
例 2
判断反馈类型 — 采用短路法假设输出端交流短路,若反馈信号消失,则为电压反馈；
反之为电流反馈 。
判断电压与电流反馈
判断串联与并联反馈假设输入端交流短路,若反馈作用消失,则为并联反馈；
反之为串联反馈 。
Av
kfv
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RL +
-
vo
ii ii? io
RSiS if Ai
kfi
RL
第 5 章 放大器中的负反馈
判断反馈极性 — 采用瞬时极性法
A
kf
xoxi
xf
xi?
设 vi 瞬时极性 为用正负号表示电路中各点电压的瞬时极性,或用箭头表示各节点电流瞬时流向的方法称瞬时极性法 。
比较 xf 与 xi 的极性 ( xi? = xi - xf )
若 xf 与 xi 同相,使 xi? 减小的,为负反馈；
若 xf 与 xi 反相，使 xi? 增大的，为正反馈。
经 A 判 断 v
o
？
？
经 kf判断 x
f
？
？
第 5 章 放大器中的负反馈说明
用瞬时极性法比较 xf 与 xi 极性时：
若是并联反馈,则需根据电压的瞬时极性，标出 相 关支路的电流流向，然后用电流进行比较 (ii?= ii - if )。
若是串联反馈,则 直接 用电压进行比较 (vi?= vi - vf )。
按交、直流性质分：
直流反馈：
交流反馈：
反馈信号为直流量，用于稳定电路静态工作点。
反馈信号为交流量，用于改善放大器动态性能。
多级放大器中的反馈：
局部反馈：
越级反馈：
反馈由本级输出信号产生，可忽略。
输出信号跨越一个以上放大级向输入端传送的称为级间 (或越级 )反馈。
第 5 章 放大器中的负反馈例 1 判断电路的反馈极性和反馈类型。
假设输出端交流短路,Rf 引入的反馈消失 电压反馈。
假设输入端交流短路,Rf 的反馈作用消失 并联反馈。
分析：
→ 则 vc 为 ○ -? 假设 vi 瞬时极性 为 ○ +
○ + ○ -
→ 形成的 if 方向如图示。
ii
if
ib
因净输入电流 ib = ii - if < ii 负反馈。
结论,Rf 引入电压并联负反馈。
第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCC
RCR
f
vo+
-
+
-
例 2 判断图示电路的反馈极性和反馈类型。
假设输出端交流短路,RE 上的反馈依然存在 电流反馈。
假设输入端交流短路,RE 上的反馈没有消失 串联反馈。
分析：
假设 vi 瞬时极性为 ○ +
因净输入电压 vbe = vi - vf < vi 负反馈。
结论,RE 引入电流串联负反馈。
○ +
→ 则 ve(即 vf )极性为 ○ +
○ +
第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCC
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2 vi
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2
例 3 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs vo
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs
vo
○ + ○ -
○ -
电流并联负反馈 电流串联正反馈
○ + ○ -
○ -○ -
○ + ○ -
电压并联负反馈 电压串联负反馈
○ + ○ +
○ +
第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCCR
C1
vo
+
-
+
- RE1
RB RC2
RE2Rf vi
VCCR
C1
vo
+
-
+
- RE1
RB RC2
RE2Rf
vi
VCC
RC1 v
o
VEE
Rf
RE2R1
RC2 RC3
RS
T1 T2
T3
例 4 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
vi
VCC
RC1
vo
VEE
RE
R1
RC2
RC3
RS T
1 T2
T3
Rf
○ +
○ -○ -
○ +
○ +○ + 电流串联负反馈
○ +
电流并联负反馈第 5 章 放大器中的负反馈例 4 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
○ +
○ +
○ + ○ +
○ -
电压并联正反馈
○ -
○ +
电压串联负反馈第 5 章 放大器中的负反馈
vi
VCC
RD1
vo
+
-
+
-
RS1RG2
RD2
RS2Rf
RG1
vi
VCC
RD1
vo
+
-
+
-
RS1RG2
RD2
RS2Rf
RG1
5.2.1 降低增益
5.2 负反馈对放大器性能的影响反馈越深，电路增益越小。
F
A
Ak
AA?
ff 1
由 得知：
SfS
S
fs 1 F
A
kA
AA S?
注：当取源增益时，上式依然成立，即
5.2.2 减小增益灵敏度 (或提高增益稳定性 )
A
A
A
A
A
A
A
A
AA
AAS A
A?
f
f
f
f
ff
/
/
f
定义
f
f
1
1
AkA
A
由
2
f
f
)1(
1
AkA
A
得
FAkS
A
A
1
1
1
f
f
(2)?(1)得
(1) (2)
反馈越深，增益灵敏度越小。
第 5 章 放大器中的负反馈
5.2.3 改变输入、输出电阻
输入电阻
串联反馈 +
-
A
kf
RiR
s
vs +
-
+
- vf
vi?
+
-
vi
ii
xo
i
i
if i
vR?
i
fii
i
Akvv FRAk
i
v
if
i
i )1(
iii / ivR
基放输入电阻
fif / AkvvT
环路增益反馈电路输入电阻：
i
fi
i
vv
引入串联反馈,反馈越深,输入电阻越大 。结论第 5 章 放大器中的负反馈
并联反馈
i
i
if i
vR?
反馈电路输入电阻：
引入并联反馈,反馈越深,输入电阻越小 。结论
A
kf
Ri
Rsis
if
ii?
+
-
vi
ii
xo基放输入电阻
i
i
i i
vR
环路增益
f
i
f Ak
i
iT?
fii
i
Akii
v
F
R
Aki
v i
fi
i
)1(
1?
fi
i
ii
v
第 5 章 放大器中的负反馈
输出电阻
电压反馈
Ro,考虑反馈网络负载效应后,基放输出电阻 。
Ast,负载开路时,基本放大器源增益 。 i
+
-v
基放
Ro
xf
xs?
Ast xs?
反馈网络
+
-
令 xs = 0由定义得 Rof 电路模型：
由图 osst /)( RxAvi
vkxx ffs
得
st
o
fst
o
of 1 F
R
kA
R
i
vR?
引入电压反馈,反馈越深,输出电阻越小,vo 越稳定 。结论基放
Ro
xf
xs?
Ast xs?
反馈网络
+
- R
L
xs
vo+
-
第 5 章 放大器中的负反馈
电流反馈
Ro,考虑反馈网络负载效应后,基放输出电阻 。
Asn,负载短路时，基本放大器源增益。
由定义得 Rof 电路模型：
由图 ossn )( RxAiv
ikxx ffs
得
snofstoof )1( FRkARi
vR
引入电流反馈,反馈越深,输出电阻越大,io 越稳定 。结论基放
Ro
xs
xf
xs?
io
Asn xs?
RL
反馈网络令 xs = 0
i
+
-v
基放
Rox
f
xs?
Asn xs?
反馈网络第 5 章 放大器中的负反馈
5.2.4 减小频率失真 (或扩展通频带 )
由于负反馈降低了电路增益灵敏度,因此放大器可在更宽的通频带范围内维持增益不变 。
单极点系统引入负反馈后,反馈越深,上限角频率越大,
增益越小,但其增益带宽积维持不变 。
设基放为单极点系统：
P/1
)(?sAsA I PH则若反馈网络反馈系数为,fk
则闭环系统,pf
fI
f
f /1)(1
)()(
s
A
ksA
sAsA
其中：
F
A
kA
AA I
fI
I
fI 1 FkA HfIHHfpf )(1
注意,通频带的扩展是以降低增益为代价的。
第 5 章 放大器中的负反馈
5.2.5 减小非线性失真基本放大器 vovi
vf
v?i
例如：一基本放大器，
引入负反馈反馈网络注意：负反馈只能减小反馈环内的失真，若输入信号本身产生失真，反馈电路无能为力。
输入正弦信号时，输出产生失真。
vo 失真 减小。
第 5 章 放大器中的负反馈
5.2.6 噪声性能不变同减小非线性失真一样，引入负反馈可减小噪声。
注意,负反馈在减小噪声的同时,有用信号以同样的倍数在减小,其信噪比不变 。
因此，引入负反馈放大器噪声性能不变。
综上所述，负反馈对放大器性能影响主要表现为：
降低增益
减小增益灵敏度 (或提高增益稳定性 )
改变电路输入,输出电阻
减小频率失真 (或扩展通频带 )
减小非线性失真
噪声性能不变第 5 章 放大器中的负反馈
在电路输出端基本放大器引入负反馈的原则若要求电路 vo 稳定或 Ro 小 应引入电压负反馈。
若要求电路 io 稳定或 Ro 大 应引入电流负反馈。
在电路输入端若要求 Ri 大或从信号源索取的电流小 引入串联负反馈。
若要求 Ri 小或从信号源索取的电流大 引入并联负反馈。
反馈效果与信号源内阻 RS 的关系若电路采用 RS 较小的电压源激励 应引入串联负反馈若电路采用 RS 较大的电流源激励 应引入并联负反馈第 5 章 放大器中的负反馈反馈效果与 RS 关系的说明：
串联负反馈
采用电压源激励时，若 RS? 0
则 fsfii vvvvv
由于 vS 恒定,则 vf 的变化量全部转化为 vi? 的变化量,此时反馈效果最强 。
采用电流源激励时，若 RS
由于 iS 恒定,vi? 固定不变,
结果导致反馈作用消失 。
+
- A
kf
RiRs
vs +
-
+
- vf
vi?+
-
vi
xo
(电压源激励 )
is
+
- A
kf
Ri
Rs +
-vf
vi?+
-
vi
xo
(电流源激励 )
则
isi Riv 恒定第 5 章 放大器中的负反馈
ii?ii
if A
kf
Ri
xo
Rs
vs+
-
vi?+-
(电压源激励 )
if
ii?ii
A
kf
Ri
xo
is R
s
(电流源激励 )
并联负反馈
采用电压源激励时，若 RS? 0
则 fsfii iiiii
由于 iS 恒定,则 if 的变化量全部转化为 ii? 的变化量,此时反馈效果最强 。
采用电流源激励时，若 RS
由于 vi? 固定不变,结果导致反馈作用消失 。
则
si vv
恒定第 5 章 放大器中的负反馈
深度负反馈条件
5.4 深度负反馈当电路满足深度负反馈条件 时：
将 T >> 1 或 F >> 1 称为深度负反馈条件。
串联反馈电路输入电阻, FRR iif
并联反馈电路输入电阻,0/
iif FRR
电压反馈电路输出电阻：
电流反馈电路输出电阻,
snoof FRR
0/ stoof FRR
ff
f
1
1 kAk
AA?
ffs
s
fs
1
1 kkA
AA?
增益,或第 5 章 放大器中的负反馈
深度负反馈条件下 Avf 的估算
根据反馈类型确定 kf 含义，并计算 kf
分析步骤：
若并联反馈：将输入端交流短路若串联反馈：将输入端交流开路则反馈系数
确定 Afs(= xo / xs) 含义，并计算 Afs = 1 / kf
将 Afs 转换成 Avfs = vo / vs
kf = xf / xo
计算此时 xo 产生的 xf
第 5 章 放大器中的负反馈例 1 图示电路，试在深度负反馈条件下估算 Avfs 。
该电路为电压串联负反馈放大器。解：
将输入端交流开路,即将 T1 管射极断开：
则
fE1
E1
o
f
f RR
R
v
vk
v
因此 E1fffs /1/1 RRkA vv
第 5 章 放大器中的负反馈
vs
RC1 vo
+
-+
-
RE1 RLRC2Rf
RS
T1
T2
+
-vf
例 2 图示电路，试在深度负反馈条件下估算 Avfs 。
该电路为电流并联负反馈放大器。解：
将输入端交流短路，即将 T1 管基极交流接地：
则
fE2
E2
o
f
f RR
R
i
ik
i
因此
E2
f
f
fs 1
1
R
R
kA ii
S
L
E2
f
S
L
fs
Ss
LC2o
s
o
fs )1(
)//(
R
R
R
R
R
RA
Ri
RRi
v
vA
iv
第 5 章 放大器中的负反馈
is
RC1 vo
+
-RLRC2Rf
RS
T1
T2
if RE2
io
例 3 图示电路，试在深度负反馈条件下估算 Avfs 。
该电路为电压并联负反馈。(1)解：
将反相输入端交流接地：
则 foff /1/ Rvik g
fff /1 RkA gsr
因此
1
f
1
fs
1s
o
s
o
fs R
R
R
A
Ri
v
v
vA r
v
该电路为电压串联负反馈。(2)解：
将反相输入端交流开路：
则
f1
1
o
f
f RR
R
v
vk
v
因此 1fff /1/1 RRkA vsv
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs vo
if
(图 1)
-
+
AR1
Rf
+
-
vs
vo
- +vf
(图 2)
第 5 章 放大器中的负反馈
5.5 负反馈放大器的稳定性实际上,放大器在中频区施加负反馈时,有可能因
Akf 在高频区的附加相移使负反馈变为正反馈,引起电路自激 。
5.5.1 判别稳定性的准则反馈放大器频率特性：
)(j1
)(j)(j
f?
T
AA
若在某一频率上 T(j?) =?1 放大器自激自激振幅条件
1)(jT
1)(T
)(T 自激相位条件说明 自激时,即使 xi = 0,但由于 xi? = xf,因此反馈电路在无输入时,仍有信号输出 。
第 5 章 放大器中的负反馈
不自激条件
1)(T)(T当 或 dB 0)(T 时，
1)(T)(T或当 dB 0)(T时,或注意,只要设法破坏自激的振幅条件或相位条件，放大器就不会产生自激。
稳定裕量要保证负反馈放大器稳定工作,还 需 使 它 远离自激状态,
远离程度可用稳定裕量表示 。
1)( gT?当 时，相位裕量 ogTo 45)(1 8 0
)(T当 时，增益裕量 dB 0)(lg20)dB(g T
g— 增益交界角频率；— 相位交界角频率 。
第 5 章 放大器中的负反馈
相位裕量图解分析法假设 放大器施加的是电阻性反馈,kf 为实数：
)/1l g (20)(lg20 fg kA得 1)()( fgg kAT由
在 A(?) 或 T(?) 波特图上找?g
在 A(?) 波特图上，作 1/kf (dB) 的水平线，交点即?g 。
在 T(?) 波特图上，与水平轴 [T(?) = 0 dB]的交点，即?g 。
根据?g 在相频曲线上找?T(?g)
判断相位裕量
ogTo 45)(1 8 0若 放大器稳定工作
ogTo 45)(1 8 0若 放大器工作不稳定注,1/kf (dB) 的水平线称增益线。
第 5 章 放大器中的负反馈例 1 已知 A(j?) 波特图，判断电路是否自激。
(1/kf )dB
g
T(?g)
(1)在 A(?) 波特图上作 1/kf (dB) 的水平线。分析：
(2)找出交点，即?g。
(3)在?T(?) 波特图上，找出?T(?g) 。
(4)由于 > 45?,因此电路稳定工作，不自激。
A(?)/dB
O
T(?)
O
-180?
-90?
第 5 章 放大器中的负反馈例 2 已知 T(j?) 波特图，判断电路是否自激。
T(?g)
(1)由 T(?) 波特图与横轴的交点，找出?g 。分析：
(2)由?g 在?T(?) 波特图上，找出?T(?g)。
T(?)/dB
O
T(?)
O
-180o
g
(3)由于 < 0?,因此电路自激。
第 5 章 放大器中的负反馈
利用幅频特性渐近波特图判别稳定性一无零三极系统波特图如下,分析?g 落在何处系统稳定 。
O
p20.1?p1 10?p3?A(?)
- 90?
p1?p3
- 180?
- 270?
p2?p1
A(? )/dB
20
40
60
O?p3
-20 dB/10 倍频
-40 dB/10 倍频
-60 dB/10 倍频
80
放大器必稳定工作 。
或?g 落在
P1 与?P2 之间,
只要?g落在斜率为：
(?20dB/10 倍频 )的下降段内,
g
则 > 45?
p2 = 10?p1,?p3 = 10?p2
第 5 章 放大器中的负反馈
O
p20.1?p1 10?p3?A(?)
- 90?
p1?p3
- 180?
- 270?
p2?p1
A(? )/dB
20
40
60
O?p3
-20 dB/10 倍频
-40 dB/10 倍频
-60 dB/10 倍频
80
p2 = 10?p1,将?p3 靠近?p2 。 由于 |?T(?p2)|
则?g 落在?p1 与?p2 之间时，放大器依然稳定工作。
第 5 章 放大器中的负反馈结论,在多极点的低通系统中,若?p3? 10?p2,则只要
g 落在斜率为 (?20 dB/10 倍频 )的下降段内,或?g 落在?p1
与?p2 之间,放大器必稳定工作 。
将?p2 靠近?p1,由于 |?T(?p2)|上述结论不成立。
O
p20.1?p1 10?p3?A(?)
- 90?
p1?p3
- 180?
- 270?
p2?p1
A(? )/dB
20
40
60
O?p3
-20 dB/10 倍频
-40 dB/10 倍频
-60 dB/10 倍频
80
第 5 章 放大器中的负反馈
5.5.2 集成运放的相位补偿技术解决方法：采用相位补偿技术 。
在中频区,反馈系数 kf 越大,反馈越深,电路性能越好 。
在高频区,kf 越大,相位裕量越小,放大器工作越不稳定 。
在中频增益 AI 基本不变的前提下,设法拉长?p1 与
p2 之间的间距,或加长斜率为,?20 dB/10 倍频,线段的长度,使得 kf 增大时,仍能获得所需的相位裕量 。
相位补偿基本思想：
第 5 章 放大器中的负反馈
滞后补偿技术
简单电容补偿 — 降低?p1
补偿方法：将补偿电容 C? 并接在集成运放产生第一个极点角频率的节点上,使?p1 降低到?d。
Adi
R
C C?RC1p1
)(
1
d
CCR
p1 降低到?d?反馈增益线下移?稳定工作允许的 kf 增大。
p2?p1
A(? )/dB
O?
p3
AvdI
d
20lg(1/kf)
第 5 章 放大器中的负反馈
p2?p1
A(? )/dB
O?
p3
AvdI
d
20lg(1/kfv)
d 与 kf 之间的关系：
由图 d B / 20
lglg
)/1l g (20lg20
dp2
fdI?
vv kA 十倍频整理得 )/( fdIP2d vv kA
kfvd反馈电路稳定性?，但?H?。
kfv = 1 时，
dIp2d0d / vA 全补偿 (C?用 CS 表示 )
d0
此时,kfv无论取何值,电路均可稳定工作 。
第 5 章 放大器中的负反馈例 1 一集成运放 AvdI = 105,fp1 = 200 Hz,fp2= 2 MHz，
fp3 = 20 MHz,产生 fp1 节点上等效电路 R1 = 200 k?,接成同相放大器,采用简单电容补偿 。 试求：
fp2fp1
Avd (f )/dB
fO f
p3
100
20
40
60
80
解：
(1)求未补偿前，同相放大器提供的最小增益？
根据题意，可画出运放的幅频渐近波特图。
未补偿前，为保证稳定工作：
1
kfv
Avfmin = 104
1k
fv(dB)? 80 dB
即第 5 章 放大器中的负反馈解：
(2)若要求 Avf = 10，求所需的 补偿电容 C? =？
由 Avf = 10,得 kfv = 0.1
则 r a d /s 1022r a d /s
1.010
1022 2
5
6
fdI
P2
d
vv kA
由
11
P1
1
CR
得 pF 41
P11
1RC
)(
1
d
CCR由 得 F 4.01 1
d1
CRC
(3)若要求 Avf = 1,求所需的 补偿电容 CS =？
解,由 Avf = 1,得 kfv = 1
则 r a d / s 202/
dIp2do vA
F 41 1
d01
s CRCC
第 5 章 放大器中的负反馈
密勒电容补偿 — 降低?p1,增大?p2
补偿方法,将补偿电容 C? 跨接在三极管 B 极与 C 极之间,利用密勒倍增效应,使?p1 降低,?P2 增大,
拉长?p1 与?P2 之间的间距 。 这种补偿方法又称极点分离术 。 (分析略 )
简单电容补偿缺点：
补偿电容 C? 数值较大 (?F 量级 )，集成较困难。
密勒电容补偿优点：
用较小的电容 (pF 量级 )，即可达到补偿目的。
第 5 章 放大器中的负反馈
超前补偿技术 — 引入幻想零点补偿思路,在?p2 附近,引入一个具有超前相移的零点,以抵消原来的滞后相移,使得在不降低?p1 的前提下,拉长?p1 与?p2 之间的间距 。
在反馈电阻 Rf 上并接补偿电容 C?。
补偿 方法,
-
+
A
R1
Rf
+
-Vs (s)
Vo(s)R2
)j//()j(
)j()j(
f1
1
o
f
f
CRR
R
V
Vk
v
P
Z
f1
1
/j1
/j1
RR
R
则其中,1
f
Z
CR?
CRR )//( 1
1f
p?
C?
第 5 章 放大器中的负反馈
p2
f
Z
1
CR
利用零点角频率?Z 将?p2 抵消,可将 斜率为
,?20dB/10 倍频,的下降段,延长到?p3。
假设运放为无零三极系统，且?p1 <?p2 <?p3 。
选择合适的 C?,使
p3
1f
p )//(
1
CRR
p2?p1
A(? )/dB
O?
p3
AvdI?20 dB/10 倍频第 5 章 放大器中的负反馈相位补偿技术在宽带放大器中的应用密勒电容补偿超前电容补偿
vI
VCC
R1
vo
R2
T1
T2
T3
RL
RE1 RE3
Rf
Cf
Cc T4 T
5
R3 R4
R5 T
6 T7
T8
CB
MC-1553 集成宽带放大器内部电路
Av = 100 fH = 45 MHz
