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第四章 振幅调制、解调与混频电路第一节 频谱搬移电路的组成模型第二节 相乘器电路第三节 混频电路第四节 振幅调制与解调电路
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第四章 振幅调制、解调与混频电路振幅调制与解调,混频,频率调制与解调等电路是通信系统的基本组成电路 。 它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换,以获得具有所需频谱的输出信号 。
频谱变换电路分为频谱搬移电路和频谱非线性变换电路两大类 。
频谱搬移电路：将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移 。 （ 振幅调制,解调和混频电路 ）
频谱非线性变换电路：将输入信号进行特定的非线性变换（频率调制与解调）
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§ 4.1 频谱搬移电路的组成模型本节以介绍振幅调制电路为重点,而后对照分析振幅解调电路和混频电路在组成上的异同点 。
4.1.1振幅调制电路的组成模型振幅调制电路有两个输入信号：
调制信号 …… 含有所需传输信号 vΩ（ t）
载波信号 …… 输入高频等幅信号 vm（ t）
振幅调制电路的功能就是在它们的共同作用下产生所需的振幅调制信号 。
分类：普通调幅,抑制载波的双边带调制和抑制载波的一个边带的单边带调制 。 其中普通调幅信号是基本的,其它振幅调制信号都是由它演变而来 。
4
一,普通调制信号及其电路模型普通调幅信号是载波信号振幅在 Vm0
上下按输入调制信号规律变化的一种振幅调制信号 。
其中 Vm0cosωct为载波信号,Vm0＝ kVcm
为载波信号的振幅,vΩ（ t） 为未调制信号
k和 ka是取决于调幅电路的比例常数,
一般要求 ∣ kavΩ（ t） ∣ ＜ Vm0
1,组成模型
（先乘后加）
先加后乘）
ttvktV
ttvkVtv
cacm
camO
c os)(c os
(c os)]([)(
0
0
5
2,单音调制设 vΩ（ t） ＝ VΩmcosΩt＝ VΩmcos2πFt 且 fc＞ F（ 一般 fc＞＞ F）
则输出电压为式中 Ma＝ kaVΩm / Vm0 是调制信号的调幅系数,简称调幅度 。
相应的波形如图所示 。
图中,Vm0(1+MacosΩt)是 vO(t)的振幅,它反映了调制信号的变化,称为调制信号的包络 。
调幅信号的最大值 Vmmax,Vm0(1＋ Ma)
调幅信号的最小值 Vmmin,Vm0(1－ Ma)
ttMVttVkVtv camcmamO c o s)c o s1(c o s)c o s()( 00
6
调幅度是表征调幅信号的重要参数,它的一般定义式为显然 Ma＜必须小于或等于 1；当 Ma＞ 1时,在 Ωt＝ π附近,vO(t)
变为负值,它的包络已不能反映调制信号的变化而造成失真 。
将 vO(t)的表达式用三角函数展开：
上式表明,单音调制时调幅信号的频谱由三个频率分量组成：
角频率为 ωc的载波分量角频率为 ωc＋ Ω的上边频分量角频率为 ωc－ Ω的下边频分量其中上下边频分量是由相乘器对 vΩ（ t） 和 vc(t)相乘的产物 。
%1 0 0
m inm a x
m inm a x?
mm
mma
VV
VVM
tVMtVMtVttVMtVtv cmacmacmcmacmO )c os (21)c os (21c osc osc osc os)( 00000
7
3,复杂音调制进一步假设 vΩ（ t） 为非余弦的周期信号,其傅里叶级数展开式为：
式中 为最高调制角频率,其值恒小于 ωc,根据式可推导出输出调制电压其中
m a x
1
co s)(
n
n
mn tnVtv
m a xm a xm a xm a xm a x 2,// FFFn
ttvkVtv camO?c o s)]([)( 0
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m a xm a x
11
tntnVkttVk c
n
n
cmn
a
c
n
n
mba
8
BWAM＝ 2Fmax
总之，调制电路组成模型中的相乘器对 vΩ（ t）和 vc(t)实现相乘运算的结果，反映在波形上是将 vΩ（ t）不失真地搬移到载波信号振幅上；反映在频谱上则是将 vΩ（ t）的频谱不失真地搬移到 ωc的两边。
可以看出,vO(t)的频谱结构中,
除角频率为 ωc的载波分量外,还有有相乘器产生的角频率为
（ ωc± Ω ）,（ ωc± 2Ω ） ……
（ ωc± nmaxΩ） 的上下边频分量,
它们的幅度与调制信号中相应频率分量的幅度 VΩmax成正比；或者说,这些上下边频分量是将调制信号频谱不失真地搬移到 ωc两边而形成的 。 由图可见,调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的两倍 。
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4,功率在单位电阻上,单音调制时调幅信号电压在载频信号一个周期内的平均功率式中,是载频电压分量产生的平均值 。
上式表明 P(t)是时间的函数,当
Ωt＝ 0时,P(t)最大,Pmax＝ P0(1＋ Ma)2；
Ωt＝ π时,P(t)最小,Pmax＝ P0(1－ Ma)2；
Ma＝ 1时,Pmax＝ 4,Pmin＝ 0 。
P(t)在一个调制信号周期内的平均功率式中 PSB是上,下边频电压分量产生的功率 。
2022 0222 0 )c o s1()c o s1(21c o s)c o s1(2 1)( tMPtMVttdtMVtP aamccam
2/200 mVP?
SBaaav PPMPtdtMPtdtPP 02020 )211()c o s1(2 1)(2 1
10
二,双边带和单边带调制电路组成模型
1,双边带调制信号由频谱信号的频谱结构可知：唯有上、下边频分量才反映调制信号的频谱结构，而载频分量仅起着通过相乘器将调制信号频谱搬移到 ω c两边的作用，本身并不反映调制信号的变化。因此
，从传输信息的观点看，占有绝大部分功率的载频分量是无用的；如果在传输前把它抑制掉，则可在不影响传输信息的条件下，大大节省发射机的发射功率。这种仅仅传输两个边频的调制方式称为抑制载波的双边带调制，简称双边带调制。
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表示为它与调幅信号的区别就在于其载波电压振幅不在 Vm0上下按调制信号规律变化 。
图中还显示出载波信号还有 180° 的相位突变。
ttvktv caO?c o s)()(
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2,单边带调制信号进一步观察双边带调制信号的频谱结构,可以发现,上边带和下边带都反映了调制信号的频谱结构,区别仅在于下边带反映的是调制信号的频谱倒置 。 这种区别对传输信号来说是无关紧要的；因此,从传输信息的观点看,还可以进一步将其中一个边带抑制掉 。 这种仅传输一个边带 （ 上边带或下边带 ） 的调制方式称为单边带调制 。 它除了保持双边带调制波节省发射机规律外,还将已调制信号的频谱宽带压缩一半 。
实现方法,① 滤波法 …… 由相乘器和带通滤波器组成
② 相移法 …… 由两个相乘器,两个 90° 相移器和一个相加器组成 。
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4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型振幅解调器和混频器的作用都是实现频谱不失真的搬移,具有类似的组成模型 。
一,振幅解调电路解调是调制的逆过程 。
振幅调制信号的解调电路称为振幅检波电路,简称检波电路 。 它的作用是从振幅调制信号中不失真地检出调制信号来 。
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如图 vs（ t） …… 输入振幅已调信号电压 （ 双边带 ）
vo（ t） …… 反映调制信号变化的输出电压
vr（ t） …… 等幅,与 vs（ t） 同频,同相的余弦电压即同步信号 vr（ t） ＝ Vrmcosω ct
在频域上,这种作用就是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到零频率附近 。 因此振幅检波电路也是一种频谱搬移电路,可以用相乘器实现这种作用 。
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先将 vs（ t） 与 vr（ t） 相乘,结果是 vs（ t） 频谱被搬移到 ω c的两边,一边搬移到 2ω c上,构成载波频率为 2ω c的双边带调制信号,它是无用的寄生分量；另一边搬移到零频率上,这样,
vs（ t） 的一个边带就必将被搬移到负频率轴上,负频率是不存在的,实际上,这些负频率分量应叠加到相应的正频率分量上,
构成实际的频谱,它比在 2ω c上的任一边带频谱在数值上加倍 。
而后用低通滤波器滤除无用的寄生分量,取出所需的解调电压 。
这种电路也叫同步检波电路 。
还有一种检波电路（包络检波电路），后面介绍。
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二,混频电路混频电路又称变频电路,是超外差式收音机的重要组成部分 。
它的作用是将载频为 fc的已调信号 vs(t)不失真地变换为载频为 fI的已调信号 v1(t)（ 通常称为中频信号 ） 。 相应的 f1称为中频频率 。
如图 vl(t)＝ VLmcosω Lt…… 本地振荡器产生的本振电压
ω L＝ 2π fL…… 本振角频率
fI＝ fc＋ fL
或 fI＝ fc－ fL （ fc>fL ）
fI＝ fL － fc （ fc<fL ）
其中 fI高于 fc的混频称为上混频,fI低于 fc的混频称为下混频 。 调幅收音机一般采用下混频,它的中频规定为 465kHZ。
从频谱观点来看,混频的作用就是将输入已调信号频谱不失真得从 fc搬移到 fI的位置上；因此,混频电路是一种典型的频谱搬移电路,可以用相乘器和带通滤波器来实现这种频谱搬移 。
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4.1.3 小结振幅调制电路、振幅解调电路、混频电路都属于频谱搬移电路，它们都可以用相乘器和相应的滤波器组成的模型来实现。相乘器中的两个信号中，一个是输入信号，另一个称为参考信号，相乘器的作用就是将输入信号频谱不失真得搬移到参考信号频率的两边，或者说，输入信号频谱向左右搬移参考信号频率的数值。滤波器则是取出有用分量，抑制无用分量。对于不同的频谱搬移电路，有不同的输入信号、不同的参考信号以及不同类型和要求的滤波器。
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§ 4.2 相乘器电路（混频）
在本书的应用范围内，实际相乘器都是利用非线性器件构成的一种电子线路。非线性器件有电阻性和电抗性两大类，这里仅讨论非线性电阻器件构成的相乘器电路。根据两个输入信号的不同注入方式，相乘器又可分为两种类型，一种是两个输入信号电压加到同一器件的输入端；另一种是两个输入信号分别加到不同器件的输入端，构成两个非线性函数相乘的特性。
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4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性一,非线性器件相乘作用的一般分析一个非线性器件 （ 二极管或三极管 ）,它的伏安特性为 i=f(v)
式中,v=VQ+v1+v2 其中 VQ为静态工作点电压,v1和 v2为两个输入电压,用泰勒级数展开
i=a0+a1(v1+v2)+a2(v1+v2)2+…… ＋ an(v1+v2) n
式中,a0,a1,a2,……,an
可由下列通式表示由于所以上式可写为
!
)()(
!
1 )(
n
Vf
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vfd
n
a Q
n
Vvn
n
n Q
n
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0
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0 0 21)!(!
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n
n
m
mmn
n vvamnm
ni
21
可见,当同时作用着两个电压时,器件的响应电流中出现了两个电压的相乘项 2a2v1v2,（ 对应于 m＝ 1,n＝ 2的展开项 ）,它是由特性的二次方程产生的 。 但同时也出现了众多无用的高阶相乘项 。 因此,需要采取措施减少这些无用的高阶相乘项 。
综上所述,为了实现理想相乘运算,必须减少无用的高阶相乘项及其产生的组合频率分量 。 实践上,可采用以下三个措施：
1,从器件的特性考虑 。 选用具有平方律特性的场效应管；选择合适的静态工作点 。
2,从电路考虑 。 采用多个非线性器件组成平衡电路；采用补偿或负反馈技术 。
3、从输入电压大小考虑。限制信号值使器件工作在线性时变状态，可以获得优良的频谱特性。
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二,线性时变状态将 改写为 v2的幂级数实际上,上式就是 i=f(VQ+v1+v2)在 （ VQ+v1） 上对 v2的泰勒级数展开式,即式中,
0 0 21)!(!
!
n
n
m
mmn
n vvamnm
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0 1 2
2
2
2
12
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2
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!)(''
n
n
nQ van
nvVf
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所以,若 v2足够小,可以忽略 v2的二次方及其以上的各次项,
则上式可简化为式中,f(VQ+v1)和 f’(VQ+v1)是与 v2无关的系数，但是它们都是 v1
的非线性函数随时间而变化，
211 )(')( vvVfvVfi QQ
22121121 )(''!21)(')()( vvVfvvVfvVfvvVfi QQQQ
故称为时变系数或时变参量 。 其中,f(VQ+v1)是 v2=0时的电流,
称为时变静态电流,用 I0(v1)表示； f’(VQ+v1)是增量电导在 v2=0
时的数值,称为时变增量电导,用 g(v1)表示 。 则上式表示为
i≈I0(v1)＋ g(v1)v2
上式表明,i与 v2之间的关系是线性的，类似于线性器件，但是它们的系数是时变的，因此将这种器件的工作状态称为线性时变。这种状态十分适宜于构成频谱搬移电路。例题 1（ p184）
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小结：由非线性器件构成的相乘电路，是将 v2与经非线性变换的
v1相乘，这种相乘器主要应用在频谱搬移电路中，称为调制器或混频器。通常采用的电路是差分对平衡调制器，大动态平衡调制器，二极管环形混频器。
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4.2.2 双差分对平衡调制器和模拟相乘器一,双差分对平衡调制器
1,电路的组成原理图中电路由三个差分对管组成
T1,T2和 T3,T4分别由 T5,T6提供偏置电流
T5,T6由 I0提供偏置电流输入电压 v1交叉地加在 T1,T2和
T3,T4的输入端输入电压 v2加在 T5,T6输入端
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平衡调制器的输出电流 iⅠ 和 iⅡ 由上面两差分对输出电流合成 。
i=iⅠ － iⅡ ＝ （ i1＋ i3） － （ i2＋ i4） ＝ （ i1－ i2） － （ i4－ i3）
式中 （ i1－ i2） 是左边差分对管的输出差值电流
（ i4－ i3） 是右边差分对管的输出差值电流它们分别为故：
其中 （ i5－ i6） 是下面差分对管的输出差值电流,
其值为 因而上式表明,双差分对平衡调制器不能实现 v1和 v2的相乘运算,
但当 v1和 v2都小于 26mV时,
v/（ 2VT） ≤0.5 ∴
可以实现 v1和 v2的相乘运算
)2( 1521
TV
vthiii )2( 1634
TV
vthiii
)2()( 165
TV
vthiii
)2( 2065
TV
vthIii )
2()2(
21
0
TT V
vth
V
vthIi?
TT V
v
V
vth
2)2(? 2210 4
TV
vvIi?
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4.2.4 二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器是一种工作在开关状态的相乘组件,可以构成性能优良的混频器 。
一,电路组成原理图中,vs＝ Vsmcosω ct 为输入信号电压,相应的端口称为 R端口；
vL＝ VLmcosω Lt 为本振电压,相应的端口称为 L端口；
RL为输出负载电阻,取出中频信号,相应的端口称为 I端口；
两个变压器为带有中心抽头的宽频变压器,其初,次级绕组的匝数比为 1:1 ；
D1～ D4为四只肖特基表明势垒二极管 。
若 VLm＞＞ Vsm,则可认为各二极管均工作在受 vL控制的开关状态
28
29
在 vL的正半周：
D2,D3导通,D1,D4截止,等效于图 （ b）
在 vL的负半周：
D2,D3截止,D1,D4导通,等效于图 （ c）
由图可知,两个电路的工作不会相互影响,可以分别讨论它们的性能,而后将它们合成,便可得到双平衡混频器的性能 。
设开关函数为 K1(ω Lt)
由图 （ b） 可得：
vs－ i2RD＋ vL－ （ i2－ i3)RL=0
vs＋ i3RD－ vL－ （ i2－ i3） RL=0
整理可得（消去 vL） DL s RR
vii
2
2
32
30
加上相应的开关函数,可改写为同样的分析可得出图 （ c） 的表达式为因而通过 RL的总电流为且输出电流的中频电流分量为
)(12 232 tKii LRR v DdL s
)(12 241 tKii LRR v DL s
]3c o s
3
4
c o s
4
[
2
c o s2
)(
2
c o s2
)]()([
2
2
)()( 2113241
tt
RR
tV
tK
RR
tV
tKtK
RR
v
iiiii
LL
DL
csm
L
DL
csm
LL
DL
S
O
由上式可见,该电路也是一个相乘器 。
tRR Vi cL
DL
sm )co s (
2
4
1
31
把双平衡混频器电路改画为 4-2-17，可见，图中四个二极管组成一个环路，各二极管的极性沿着环路一致，故又称为环形混频器。
二,混频器的损耗混频损耗是评价混频性能的重要指标。它的定义是：在最大功率传输条件下，输入信号功率 Ps对输出中频功率 PI的比值，单位是分贝（ dB）。
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§ 4.3 混频电路混频电路又称变频电路,是超外差式收音机的重要组成部分 。
其作用是将天线上感生的输入高频信号 （ 经滤波,放大 ） 变换为频率固定的中频信号 。 由于混频电路靠近接收天线 （ 有些接收机不设高频放大 ）,它的特性直接影响接收机的动态范围 。 目前,
高质量的接收机广泛采用二极管环形混频器和由差分对平衡调制器构成的混频器,而在一般的接收机中,为了简化电路,通常采用简单的三极管混频器 。
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4.3.1 通信接收机中的混频电路一,主要性能指标在通信接收机中,对混频电路提出的要求除了混频增益外,主要是噪声系数,1dB电平压缩,混频失真,隔离度等 。
1,混频增益混频增益是指混频器的输出中频信号电压 Vi（ 或功率 PI） 对输入信号电压 Vs（ 或功率 P S ） 的比值,单位是分贝 （ dB） 。
2,噪声系数混频器的噪声系数是指输入信号噪声功率比 （ PS / Pn） i对输出中频信号噪声功率比 （ PI/Pn） o的比值,单位是分贝 （ dB） 。
接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路,在没有高频放大器的情况下,则主要由混频电路决定 。
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3,1dB压缩电平当输入信号功率较小时,混频增益为定值,输出中频功率随输入信号功率线性地增大；以后由于非线性,输出中频功率的增大趋于缓慢,直到比线性增大低于 1dB时所对应的输出中频功率电平称为 1dB压缩电平,用 PI1dB表示；它所对应的输入功率是混频器动态范围的上限电平；而混频器的下限动态电平则是由噪声系数确定的最小输入信号功率 。
4,混频失真在接收机中,加在混频器输入端的除了有用的输入信号外,
还往往存在着多个干扰信号 。 由于非线性,混频器输出电流中将包含除了有用的中频分量外的众多频率分量,其中有些很靠近中频,输出中频滤波器无法将它们滤除,引起失的真称为混频失真；它将严重影响通信质量 。
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5,隔离度理论上,混频器各个端口之间是隔离的；但实际上,由于种种原因,总有极少数隔离在端口之间窜通 。 本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比,称为隔离度；单位是分贝 （ dB） 。 它的危害在于它会通过输入信号回路加到天线上,产生反向辐射而严重影响到邻近的接收机 。
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二,二极管环形混频器和双差分对混频器在很长的一段时间内,二极管环形混频器是高性能通信接收机中应用最广的一种混频器 。 近年来,由于双差分对混频器容易集成化,已逐步取而代之 。
1,二极管环形混频器优点：工作频带宽 （ 几十千赫～几千兆赫 ）,噪声系数低 （ 约
6dB）,混频失真小,动态范围大缺点：没有混频增益,隔离度低,需要匹配网络
2,双差分对平衡混频器优点：混频增益大,不必匹配网络,隔离度高,集成化缺点：噪声系数大（＞ 10dB）、动态范围小
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电路简单,通常用于要求不高的接收机中 。
一,作用原理图中
L1C1为输入信号回路,调谐在 fc上
L2C2为输出中频回路,调谐在 fI上
vL=VLmcosω Lt为本振电压
vS=Vsmcosω ct 为信号电压 （ 很小,满足线性时变条件 ）
VBB0为基极静态偏置电压
vBB(t)=VBB0+vL为三极管的等效偏置电压 （ 时变基极偏压 ）
vBE=VBB0+vL+vS
4.3.2 三极管混频电路
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iC≈f(vBE)≈IC0(vL)+gm(vL)vS
用傅里叶级数对 gm(vL)展开后乘以 vS,并令 ω I＝ ω L－ ω c 可得中频电流分量为称为混频跨导,定义为输出中频电流幅值对输入信号电压幅值之比,其值等于 gm(t)中基波分量幅度的一半 。
若设中频回路的谐振电阻为 Re,则所需的中频电压 vI＝－ iIR，
相应的混频增益为在满足线性时变的条件下，三极管混频电路的混频增益与 gmc
成正比，而 gmc又与 VLm和静态偏置有关
tVgtVgtIi IsmmcIsmmII c o sc o s21c o s 1Im
1
Im
2
1
m
sm
mc gV
Ig其中
emc
sm
C RgV
VA Im
39
图中,虚线方框为本机振荡器 （ 电感三点式 ）,产生的本机振荡电压通过耦合线圈 Le加到 T1管的发射极上 。
天线上感生的信号电压通过耦合线圈 La加到信号回路上,再通过耦合线圈 Lb加到 T1管的基极上 。
二,电路
40
§ 4.4 振幅调制与解调电路
4.4.1 振幅调制电路振幅调制电路是无线电发射机的重要组成部分。按其功率高低，分为高电平调制电路和低电平调制电路两大类。前者置于发射机的末端，要求产生功率足够大的已调信号；后者置于发射机的前端，产生小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大器放大到所需的发射功率。
一,高电平调幅电路在调幅发射机（中波和短波）中，一般采用高电平调制电路，
它的优点是可以不必采用效率较低的线性功率放大器，这对提高发射机整机效率有利。广泛采用高效率的丙类谐振功率放大器。
包括集电极调制电路和基极调制电路。
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集电极调幅电路载波信号,T1放大 …… L1,C1调谐 …… L2…… T2的基极调制信号,Tr…… L4…… 采用并馈方式加到 T2管的集电极匹配选频,C6,C7,L5
L4：高频扼流圈
C8：高频滤波电容
C5：隔直电容
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基极调幅电路载波信号,L1…… L2,C1调谐 …… T的基极调制信号,Tr…… L3…… T的基极
L3：高频扼流圈
C2：高频滤波电容
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二,低电平调制电路一般来说,低电平调制电路主要用来实现双边带和单边带调制,对它提出的要求主要是调制线性好,载波抑制能力强,而功率和效率的要求则是次要的 （ 信号的特点 ） 。
需要反复地混频和滤波 。
在某些单边带发射机中,为了接收机便于产生同步信号,还同时发射低功率的载波信号,称为导频信号 。
44
4.4.2 二极管包络检波电路 （ 用于普通调幅 ）
不论哪一种振幅调制信号,都可以用相乘器和低通滤波器组成的同步检波电路进行解调 。 对于普通调幅信号来说,由于它的载波分量未被抑制,可以直接利用非线性器件实现相乘作用,得到所需的解调电压,而未必另加同步信号,通常将这种振幅检波器称为包络检波器 。
如图 （ 图 4-4-4） 是二极管包络检波器的原理电路 。 由二极管 D和低通滤波器 RLC相串接构成 （ 同第一章的二极管整流器 ） 。
当输入端作用着普通调幅电压,且其值足够大时,二极管的伏安特性可用自原点转折,斜率为 gD=1/RD
的折线逼近 。
一,工作原理
ttMVtv camcS?c o s)c o s1()(
45
在工作原理上,二极管包络检波器与整流电路十分类似,但在要求上两者却有很大的差别 。
4-4-5a：输入信号 vs ； 4-4-5a上半边：二极管 D的电压 vo ；
4-4-5b：二极管 D的电流 iVA
46
二,输入电阻在接收机中,检波器前接有中频放大器 （ 4-4-6a）,画出其等效电路 （ 4-4-6b） 。 图中,iS和 L1,C1,R1分别为中频放大器折算到检波器输入端的等效电流源和输出谐振回路 （ 调谐在 ω c上
） 。 检波器是中频放大器的输出负载,可用检波输入电阻 Ri来表示这种负载效应；而 Ri定义为输入高频电压振幅对二极管电流的比值 。
设 vS(t)=Vmcosω t,输出为接近直流电压 VAV ；
检波器获得的高频功率为输出的有用平均功率为由此可得,表明二极管包络检波器的输入电阻 Ri与输出负载电阻 RL直接有关 。
imi RVP 2/2?
LAVL RVP /2?
Li RR 21?
47
Ri会使输入中频谐振回路的谐振电阻减小，为了减小二极管检波器对输入谐振电路的负载效应，必须增大 Ri，相应地就必须增大 RL，但是 RL的增大将受到检波器中非线性失真的限制；为了解决这个矛盾，可采用三极管射极包络检波电路（ 4-4-7），它利用发射结产生与二极管包络检波器相似的工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了（ 1+β ）倍。
48
三,并联型二极管包络检波电路在某些电路中，需要在中频放大器和检波器之间接入隔直电容，以防止中频放大器的集电极馈电电压加到检波器上（ 4-
4-8）。图中 C是负载电容，兼作隔直电容,RL是负载电阻，与二极管并接，为二极管电流中的平均分量提供通路。由于 RL与 D
并接，故将这种电路称为并联型电路，而把前面讨论的电路称为串联型电路。需要指出的是这种电路需要在检波器后续的电路中另加低通滤波器将高频成分滤除。在这电路中
Li RR 31?
49
四,大信号检波与小信号检波在前面的讨论中,只有当输入信号足够大时,二极管才能正常地导通和截止,因此,将二极管包络检波的这种工作状态称为大信号检波 。 工程上认为当输入高频电压大于 500mV以上就能保证二极管检波器工作在大信号检波状态 。 在接收机中,总是先将输入信号放大到足够的强度后再进行检波 。
五,二极管包络检波电路的失真当输入为普通调幅波时，为保证检波器的输出平均电压 vAV不失真地反映输入调幅波的变化，输入电压必须足够大，使其包络变化范围内检波器始终工作在大信号检波状态。当电路参数选择不当时，二极管包络检波器将产生惰性失真和负峰切割失真。
50
1,惰性失真从放电的观点看，增大 RL和 C值，可以提高检波电路电压传输系数和高频滤波能力；但过分增大 RL和 C值，由于二极管截止时间 C
通过 RL的放电速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出的平均电压就会产生失真，通常将这种失真称为惰性失真。
51
2,负峰切割失真当考虑到检波器和下级放大器相连时,一般采用右图所示的阻容耦合电路,以避免 vAV 中的直流分量
VAV影响下级放大电路的静态工作点
。 但在这种检波电路中,输出直流负载不对于交流负载,并且交流负载电阻小于直流负载电阻值,当输入调幅电压的 Ma较大时,由于上述的交直流负载不等,输出音频电压在负峰值附近将被削平,出现所谓的负峰切割失真 。
52
4.4.3 同步检波电路实现同步检波的关键是要产生一个与载波信号同频同相的同步信号 。
同步检波又称相干检波,主要用来解调双边带和单边带调制信号,它有两种实现电路 。 一种是由相乘器和低通滤波器组成；另一种直接采用二极管包络检波器 。 它的特点是先输入信号与同步信号叠加,合成为包络反映调制信号变化的普通调幅信号 。
53
对于双边带调制信号来说,同步信号可直接从双边带信号中提取出来 。
对于发射导频信号的单边带调制信号来说，可采用高选择性的窄带滤波器从输入信号中取出该导频信号，经放大后就可作为同步信号；如果发射机不发射导频信号，那么，接收机就只有采用高稳定度晶体振荡器产生指定稳定频率的同步信号。
第四章 振幅调制、解调与混频电路第一节 频谱搬移电路的组成模型第二节 相乘器电路第三节 混频电路第四节 振幅调制与解调电路
2
第四章 振幅调制、解调与混频电路振幅调制与解调,混频,频率调制与解调等电路是通信系统的基本组成电路 。 它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换,以获得具有所需频谱的输出信号 。
频谱变换电路分为频谱搬移电路和频谱非线性变换电路两大类 。
频谱搬移电路：将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移 。 （ 振幅调制,解调和混频电路 ）
频谱非线性变换电路：将输入信号进行特定的非线性变换（频率调制与解调）
3
§ 4.1 频谱搬移电路的组成模型本节以介绍振幅调制电路为重点,而后对照分析振幅解调电路和混频电路在组成上的异同点 。
4.1.1振幅调制电路的组成模型振幅调制电路有两个输入信号：
调制信号 …… 含有所需传输信号 vΩ（ t）
载波信号 …… 输入高频等幅信号 vm（ t）
振幅调制电路的功能就是在它们的共同作用下产生所需的振幅调制信号 。
分类：普通调幅,抑制载波的双边带调制和抑制载波的一个边带的单边带调制 。 其中普通调幅信号是基本的,其它振幅调制信号都是由它演变而来 。
4
一,普通调制信号及其电路模型普通调幅信号是载波信号振幅在 Vm0
上下按输入调制信号规律变化的一种振幅调制信号 。
其中 Vm0cosωct为载波信号,Vm0＝ kVcm
为载波信号的振幅,vΩ（ t） 为未调制信号
k和 ka是取决于调幅电路的比例常数,
一般要求 ∣ kavΩ（ t） ∣ ＜ Vm0
1,组成模型
（先乘后加）
先加后乘）
ttvktV
ttvkVtv
cacm
camO
c os)(c os
(c os)]([)(
0
0
5
2,单音调制设 vΩ（ t） ＝ VΩmcosΩt＝ VΩmcos2πFt 且 fc＞ F（ 一般 fc＞＞ F）
则输出电压为式中 Ma＝ kaVΩm / Vm0 是调制信号的调幅系数,简称调幅度 。
相应的波形如图所示 。
图中,Vm0(1+MacosΩt)是 vO(t)的振幅,它反映了调制信号的变化,称为调制信号的包络 。
调幅信号的最大值 Vmmax,Vm0(1＋ Ma)
调幅信号的最小值 Vmmin,Vm0(1－ Ma)
ttMVttVkVtv camcmamO c o s)c o s1(c o s)c o s()( 00
6
调幅度是表征调幅信号的重要参数,它的一般定义式为显然 Ma＜必须小于或等于 1；当 Ma＞ 1时,在 Ωt＝ π附近,vO(t)
变为负值,它的包络已不能反映调制信号的变化而造成失真 。
将 vO(t)的表达式用三角函数展开：
上式表明,单音调制时调幅信号的频谱由三个频率分量组成：
角频率为 ωc的载波分量角频率为 ωc＋ Ω的上边频分量角频率为 ωc－ Ω的下边频分量其中上下边频分量是由相乘器对 vΩ（ t） 和 vc(t)相乘的产物 。
%1 0 0
m inm a x
m inm a x?
mm
mma
VV
VVM
tVMtVMtVttVMtVtv cmacmacmcmacmO )c os (21)c os (21c osc osc osc os)( 00000
7
3,复杂音调制进一步假设 vΩ（ t） 为非余弦的周期信号,其傅里叶级数展开式为：
式中 为最高调制角频率,其值恒小于 ωc,根据式可推导出输出调制电压其中
m a x
1
co s)(
n
n
mn tnVtv
m a xm a xm a xm a xm a x 2,// FFFn
ttvkVtv camO?c o s)]([)( 0
ttnVkVttvkVtv c
n
n
mnamcamO co s]co s[co s)]([)(
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])co s ()[ co s (2co sco s
m a xm a x
11
tntnVkttVk c
n
n
cmn
a
c
n
n
mba
8
BWAM＝ 2Fmax
总之，调制电路组成模型中的相乘器对 vΩ（ t）和 vc(t)实现相乘运算的结果，反映在波形上是将 vΩ（ t）不失真地搬移到载波信号振幅上；反映在频谱上则是将 vΩ（ t）的频谱不失真地搬移到 ωc的两边。
可以看出,vO(t)的频谱结构中,
除角频率为 ωc的载波分量外,还有有相乘器产生的角频率为
（ ωc± Ω ）,（ ωc± 2Ω ） ……
（ ωc± nmaxΩ） 的上下边频分量,
它们的幅度与调制信号中相应频率分量的幅度 VΩmax成正比；或者说,这些上下边频分量是将调制信号频谱不失真地搬移到 ωc两边而形成的 。 由图可见,调幅信号的频谱宽度为调制信号频谱宽度的两倍 。
9
4,功率在单位电阻上,单音调制时调幅信号电压在载频信号一个周期内的平均功率式中,是载频电压分量产生的平均值 。
上式表明 P(t)是时间的函数,当
Ωt＝ 0时,P(t)最大,Pmax＝ P0(1＋ Ma)2；
Ωt＝ π时,P(t)最小,Pmax＝ P0(1－ Ma)2；
Ma＝ 1时,Pmax＝ 4,Pmin＝ 0 。
P(t)在一个调制信号周期内的平均功率式中 PSB是上,下边频电压分量产生的功率 。
2022 0222 0 )c o s1()c o s1(21c o s)c o s1(2 1)( tMPtMVttdtMVtP aamccam
2/200 mVP?
SBaaav PPMPtdtMPtdtPP 02020 )211()c o s1(2 1)(2 1
10
二,双边带和单边带调制电路组成模型
1,双边带调制信号由频谱信号的频谱结构可知：唯有上、下边频分量才反映调制信号的频谱结构，而载频分量仅起着通过相乘器将调制信号频谱搬移到 ω c两边的作用，本身并不反映调制信号的变化。因此
，从传输信息的观点看，占有绝大部分功率的载频分量是无用的；如果在传输前把它抑制掉，则可在不影响传输信息的条件下，大大节省发射机的发射功率。这种仅仅传输两个边频的调制方式称为抑制载波的双边带调制，简称双边带调制。
11
表示为它与调幅信号的区别就在于其载波电压振幅不在 Vm0上下按调制信号规律变化 。
图中还显示出载波信号还有 180° 的相位突变。
ttvktv caO?c o s)()(
12
2,单边带调制信号进一步观察双边带调制信号的频谱结构,可以发现,上边带和下边带都反映了调制信号的频谱结构,区别仅在于下边带反映的是调制信号的频谱倒置 。 这种区别对传输信号来说是无关紧要的；因此,从传输信息的观点看,还可以进一步将其中一个边带抑制掉 。 这种仅传输一个边带 （ 上边带或下边带 ） 的调制方式称为单边带调制 。 它除了保持双边带调制波节省发射机规律外,还将已调制信号的频谱宽带压缩一半 。
实现方法,① 滤波法 …… 由相乘器和带通滤波器组成
② 相移法 …… 由两个相乘器,两个 90° 相移器和一个相加器组成 。
13
4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型振幅解调器和混频器的作用都是实现频谱不失真的搬移,具有类似的组成模型 。
一,振幅解调电路解调是调制的逆过程 。
振幅调制信号的解调电路称为振幅检波电路,简称检波电路 。 它的作用是从振幅调制信号中不失真地检出调制信号来 。
14
如图 vs（ t） …… 输入振幅已调信号电压 （ 双边带 ）
vo（ t） …… 反映调制信号变化的输出电压
vr（ t） …… 等幅,与 vs（ t） 同频,同相的余弦电压即同步信号 vr（ t） ＝ Vrmcosω ct
在频域上,这种作用就是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到零频率附近 。 因此振幅检波电路也是一种频谱搬移电路,可以用相乘器实现这种作用 。
15
16
先将 vs（ t） 与 vr（ t） 相乘,结果是 vs（ t） 频谱被搬移到 ω c的两边,一边搬移到 2ω c上,构成载波频率为 2ω c的双边带调制信号,它是无用的寄生分量；另一边搬移到零频率上,这样,
vs（ t） 的一个边带就必将被搬移到负频率轴上,负频率是不存在的,实际上,这些负频率分量应叠加到相应的正频率分量上,
构成实际的频谱,它比在 2ω c上的任一边带频谱在数值上加倍 。
而后用低通滤波器滤除无用的寄生分量,取出所需的解调电压 。
这种电路也叫同步检波电路 。
还有一种检波电路（包络检波电路），后面介绍。
17
二,混频电路混频电路又称变频电路,是超外差式收音机的重要组成部分 。
它的作用是将载频为 fc的已调信号 vs(t)不失真地变换为载频为 fI的已调信号 v1(t)（ 通常称为中频信号 ） 。 相应的 f1称为中频频率 。
如图 vl(t)＝ VLmcosω Lt…… 本地振荡器产生的本振电压
ω L＝ 2π fL…… 本振角频率
fI＝ fc＋ fL
或 fI＝ fc－ fL （ fc>fL ）
fI＝ fL － fc （ fc<fL ）
其中 fI高于 fc的混频称为上混频,fI低于 fc的混频称为下混频 。 调幅收音机一般采用下混频,它的中频规定为 465kHZ。
从频谱观点来看,混频的作用就是将输入已调信号频谱不失真得从 fc搬移到 fI的位置上；因此,混频电路是一种典型的频谱搬移电路,可以用相乘器和带通滤波器来实现这种频谱搬移 。
18
4.1.3 小结振幅调制电路、振幅解调电路、混频电路都属于频谱搬移电路，它们都可以用相乘器和相应的滤波器组成的模型来实现。相乘器中的两个信号中，一个是输入信号，另一个称为参考信号，相乘器的作用就是将输入信号频谱不失真得搬移到参考信号频率的两边，或者说，输入信号频谱向左右搬移参考信号频率的数值。滤波器则是取出有用分量，抑制无用分量。对于不同的频谱搬移电路，有不同的输入信号、不同的参考信号以及不同类型和要求的滤波器。
19
§ 4.2 相乘器电路（混频）
在本书的应用范围内，实际相乘器都是利用非线性器件构成的一种电子线路。非线性器件有电阻性和电抗性两大类，这里仅讨论非线性电阻器件构成的相乘器电路。根据两个输入信号的不同注入方式，相乘器又可分为两种类型，一种是两个输入信号电压加到同一器件的输入端；另一种是两个输入信号分别加到不同器件的输入端，构成两个非线性函数相乘的特性。
20
4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性一,非线性器件相乘作用的一般分析一个非线性器件 （ 二极管或三极管 ）,它的伏安特性为 i=f(v)
式中,v=VQ+v1+v2 其中 VQ为静态工作点电压,v1和 v2为两个输入电压,用泰勒级数展开
i=a0+a1(v1+v2)+a2(v1+v2)2+…… ＋ an(v1+v2) n
式中,a0,a1,a2,……,an
可由下列通式表示由于所以上式可写为
!
)()(
!
1 )(
n
Vf
dv
vfd
n
a Q
n
Vvn
n
n Q
n
m
mmnn vv
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nvv
0
2121 )!(!
!)(
0 0 21)!(!
!
n
n
m
mmn
n vvamnm
ni
21
可见,当同时作用着两个电压时,器件的响应电流中出现了两个电压的相乘项 2a2v1v2,（ 对应于 m＝ 1,n＝ 2的展开项 ）,它是由特性的二次方程产生的 。 但同时也出现了众多无用的高阶相乘项 。 因此,需要采取措施减少这些无用的高阶相乘项 。
综上所述,为了实现理想相乘运算,必须减少无用的高阶相乘项及其产生的组合频率分量 。 实践上,可采用以下三个措施：
1,从器件的特性考虑 。 选用具有平方律特性的场效应管；选择合适的静态工作点 。
2,从电路考虑 。 采用多个非线性器件组成平衡电路；采用补偿或负反馈技术 。
3、从输入电压大小考虑。限制信号值使器件工作在线性时变状态，可以获得优良的频谱特性。
22
二,线性时变状态将 改写为 v2的幂级数实际上,上式就是 i=f(VQ+v1+v2)在 （ VQ+v1） 上对 v2的泰勒级数展开式,即式中,
0 0 21)!(!
!
n
n
m
mmn
n vvamnm
ni
0 1 2
2
2
2
12
1
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n n n
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n
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n vvan
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22121121 )(''!21)(')()( vvVfvvVfvVfvvVfi QQQQ
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n
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2
2
11 )!2(
!)(''
n
n
nQ van
nvVf
23
所以,若 v2足够小,可以忽略 v2的二次方及其以上的各次项,
则上式可简化为式中,f(VQ+v1)和 f’(VQ+v1)是与 v2无关的系数，但是它们都是 v1
的非线性函数随时间而变化，
211 )(')( vvVfvVfi QQ
22121121 )(''!21)(')()( vvVfvvVfvVfvvVfi QQQQ
故称为时变系数或时变参量 。 其中,f(VQ+v1)是 v2=0时的电流,
称为时变静态电流,用 I0(v1)表示； f’(VQ+v1)是增量电导在 v2=0
时的数值,称为时变增量电导,用 g(v1)表示 。 则上式表示为
i≈I0(v1)＋ g(v1)v2
上式表明,i与 v2之间的关系是线性的，类似于线性器件，但是它们的系数是时变的，因此将这种器件的工作状态称为线性时变。这种状态十分适宜于构成频谱搬移电路。例题 1（ p184）
24
小结：由非线性器件构成的相乘电路，是将 v2与经非线性变换的
v1相乘，这种相乘器主要应用在频谱搬移电路中，称为调制器或混频器。通常采用的电路是差分对平衡调制器，大动态平衡调制器，二极管环形混频器。
25
4.2.2 双差分对平衡调制器和模拟相乘器一,双差分对平衡调制器
1,电路的组成原理图中电路由三个差分对管组成
T1,T2和 T3,T4分别由 T5,T6提供偏置电流
T5,T6由 I0提供偏置电流输入电压 v1交叉地加在 T1,T2和
T3,T4的输入端输入电压 v2加在 T5,T6输入端
26
平衡调制器的输出电流 iⅠ 和 iⅡ 由上面两差分对输出电流合成 。
i=iⅠ － iⅡ ＝ （ i1＋ i3） － （ i2＋ i4） ＝ （ i1－ i2） － （ i4－ i3）
式中 （ i1－ i2） 是左边差分对管的输出差值电流
（ i4－ i3） 是右边差分对管的输出差值电流它们分别为故：
其中 （ i5－ i6） 是下面差分对管的输出差值电流,
其值为 因而上式表明,双差分对平衡调制器不能实现 v1和 v2的相乘运算,
但当 v1和 v2都小于 26mV时,
v/（ 2VT） ≤0.5 ∴
可以实现 v1和 v2的相乘运算
)2( 1521
TV
vthiii )2( 1634
TV
vthiii
)2()( 165
TV
vthiii
)2( 2065
TV
vthIii )
2()2(
21
0
TT V
vth
V
vthIi?
TT V
v
V
vth
2)2(? 2210 4
TV
vvIi?
27
4.2.4 二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器是一种工作在开关状态的相乘组件,可以构成性能优良的混频器 。
一,电路组成原理图中,vs＝ Vsmcosω ct 为输入信号电压,相应的端口称为 R端口；
vL＝ VLmcosω Lt 为本振电压,相应的端口称为 L端口；
RL为输出负载电阻,取出中频信号,相应的端口称为 I端口；
两个变压器为带有中心抽头的宽频变压器,其初,次级绕组的匝数比为 1:1 ；
D1～ D4为四只肖特基表明势垒二极管 。
若 VLm＞＞ Vsm,则可认为各二极管均工作在受 vL控制的开关状态
28
29
在 vL的正半周：
D2,D3导通,D1,D4截止,等效于图 （ b）
在 vL的负半周：
D2,D3截止,D1,D4导通,等效于图 （ c）
由图可知,两个电路的工作不会相互影响,可以分别讨论它们的性能,而后将它们合成,便可得到双平衡混频器的性能 。
设开关函数为 K1(ω Lt)
由图 （ b） 可得：
vs－ i2RD＋ vL－ （ i2－ i3)RL=0
vs＋ i3RD－ vL－ （ i2－ i3） RL=0
整理可得（消去 vL） DL s RR
vii
2
2
32
30
加上相应的开关函数,可改写为同样的分析可得出图 （ c） 的表达式为因而通过 RL的总电流为且输出电流的中频电流分量为
)(12 232 tKii LRR v DdL s
)(12 241 tKii LRR v DL s
]3c o s
3
4
c o s
4
[
2
c o s2
)(
2
c o s2
)]()([
2
2
)()( 2113241
tt
RR
tV
tK
RR
tV
tKtK
RR
v
iiiii
LL
DL
csm
L
DL
csm
LL
DL
S
O
由上式可见,该电路也是一个相乘器 。
tRR Vi cL
DL
sm )co s (
2
4
1
31
把双平衡混频器电路改画为 4-2-17，可见，图中四个二极管组成一个环路，各二极管的极性沿着环路一致，故又称为环形混频器。
二,混频器的损耗混频损耗是评价混频性能的重要指标。它的定义是：在最大功率传输条件下，输入信号功率 Ps对输出中频功率 PI的比值，单位是分贝（ dB）。
32
§ 4.3 混频电路混频电路又称变频电路,是超外差式收音机的重要组成部分 。
其作用是将天线上感生的输入高频信号 （ 经滤波,放大 ） 变换为频率固定的中频信号 。 由于混频电路靠近接收天线 （ 有些接收机不设高频放大 ）,它的特性直接影响接收机的动态范围 。 目前,
高质量的接收机广泛采用二极管环形混频器和由差分对平衡调制器构成的混频器,而在一般的接收机中,为了简化电路,通常采用简单的三极管混频器 。
33
4.3.1 通信接收机中的混频电路一,主要性能指标在通信接收机中,对混频电路提出的要求除了混频增益外,主要是噪声系数,1dB电平压缩,混频失真,隔离度等 。
1,混频增益混频增益是指混频器的输出中频信号电压 Vi（ 或功率 PI） 对输入信号电压 Vs（ 或功率 P S ） 的比值,单位是分贝 （ dB） 。
2,噪声系数混频器的噪声系数是指输入信号噪声功率比 （ PS / Pn） i对输出中频信号噪声功率比 （ PI/Pn） o的比值,单位是分贝 （ dB） 。
接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路,在没有高频放大器的情况下,则主要由混频电路决定 。
34
3,1dB压缩电平当输入信号功率较小时,混频增益为定值,输出中频功率随输入信号功率线性地增大；以后由于非线性,输出中频功率的增大趋于缓慢,直到比线性增大低于 1dB时所对应的输出中频功率电平称为 1dB压缩电平,用 PI1dB表示；它所对应的输入功率是混频器动态范围的上限电平；而混频器的下限动态电平则是由噪声系数确定的最小输入信号功率 。
4,混频失真在接收机中,加在混频器输入端的除了有用的输入信号外,
还往往存在着多个干扰信号 。 由于非线性,混频器输出电流中将包含除了有用的中频分量外的众多频率分量,其中有些很靠近中频,输出中频滤波器无法将它们滤除,引起失的真称为混频失真；它将严重影响通信质量 。
35
5,隔离度理论上,混频器各个端口之间是隔离的；但实际上,由于种种原因,总有极少数隔离在端口之间窜通 。 本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比,称为隔离度；单位是分贝 （ dB） 。 它的危害在于它会通过输入信号回路加到天线上,产生反向辐射而严重影响到邻近的接收机 。
36
二,二极管环形混频器和双差分对混频器在很长的一段时间内,二极管环形混频器是高性能通信接收机中应用最广的一种混频器 。 近年来,由于双差分对混频器容易集成化,已逐步取而代之 。
1,二极管环形混频器优点：工作频带宽 （ 几十千赫～几千兆赫 ）,噪声系数低 （ 约
6dB）,混频失真小,动态范围大缺点：没有混频增益,隔离度低,需要匹配网络
2,双差分对平衡混频器优点：混频增益大,不必匹配网络,隔离度高,集成化缺点：噪声系数大（＞ 10dB）、动态范围小
37
电路简单,通常用于要求不高的接收机中 。
一,作用原理图中
L1C1为输入信号回路,调谐在 fc上
L2C2为输出中频回路,调谐在 fI上
vL=VLmcosω Lt为本振电压
vS=Vsmcosω ct 为信号电压 （ 很小,满足线性时变条件 ）
VBB0为基极静态偏置电压
vBB(t)=VBB0+vL为三极管的等效偏置电压 （ 时变基极偏压 ）
vBE=VBB0+vL+vS
4.3.2 三极管混频电路
38
iC≈f(vBE)≈IC0(vL)+gm(vL)vS
用傅里叶级数对 gm(vL)展开后乘以 vS,并令 ω I＝ ω L－ ω c 可得中频电流分量为称为混频跨导,定义为输出中频电流幅值对输入信号电压幅值之比,其值等于 gm(t)中基波分量幅度的一半 。
若设中频回路的谐振电阻为 Re,则所需的中频电压 vI＝－ iIR，
相应的混频增益为在满足线性时变的条件下，三极管混频电路的混频增益与 gmc
成正比，而 gmc又与 VLm和静态偏置有关
tVgtVgtIi IsmmcIsmmII c o sc o s21c o s 1Im
1
Im
2
1
m
sm
mc gV
Ig其中
emc
sm
C RgV
VA Im
39
图中,虚线方框为本机振荡器 （ 电感三点式 ）,产生的本机振荡电压通过耦合线圈 Le加到 T1管的发射极上 。
天线上感生的信号电压通过耦合线圈 La加到信号回路上,再通过耦合线圈 Lb加到 T1管的基极上 。
二,电路
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§ 4.4 振幅调制与解调电路
4.4.1 振幅调制电路振幅调制电路是无线电发射机的重要组成部分。按其功率高低，分为高电平调制电路和低电平调制电路两大类。前者置于发射机的末端，要求产生功率足够大的已调信号；后者置于发射机的前端，产生小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大器放大到所需的发射功率。
一,高电平调幅电路在调幅发射机（中波和短波）中，一般采用高电平调制电路，
它的优点是可以不必采用效率较低的线性功率放大器，这对提高发射机整机效率有利。广泛采用高效率的丙类谐振功率放大器。
包括集电极调制电路和基极调制电路。
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集电极调幅电路载波信号,T1放大 …… L1,C1调谐 …… L2…… T2的基极调制信号,Tr…… L4…… 采用并馈方式加到 T2管的集电极匹配选频,C6,C7,L5
L4：高频扼流圈
C8：高频滤波电容
C5：隔直电容
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基极调幅电路载波信号,L1…… L2,C1调谐 …… T的基极调制信号,Tr…… L3…… T的基极
L3：高频扼流圈
C2：高频滤波电容
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二,低电平调制电路一般来说,低电平调制电路主要用来实现双边带和单边带调制,对它提出的要求主要是调制线性好,载波抑制能力强,而功率和效率的要求则是次要的 （ 信号的特点 ） 。
需要反复地混频和滤波 。
在某些单边带发射机中,为了接收机便于产生同步信号,还同时发射低功率的载波信号,称为导频信号 。
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4.4.2 二极管包络检波电路 （ 用于普通调幅 ）
不论哪一种振幅调制信号,都可以用相乘器和低通滤波器组成的同步检波电路进行解调 。 对于普通调幅信号来说,由于它的载波分量未被抑制,可以直接利用非线性器件实现相乘作用,得到所需的解调电压,而未必另加同步信号,通常将这种振幅检波器称为包络检波器 。
如图 （ 图 4-4-4） 是二极管包络检波器的原理电路 。 由二极管 D和低通滤波器 RLC相串接构成 （ 同第一章的二极管整流器 ） 。
当输入端作用着普通调幅电压,且其值足够大时,二极管的伏安特性可用自原点转折,斜率为 gD=1/RD
的折线逼近 。
一,工作原理
ttMVtv camcS?c o s)c o s1()(
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在工作原理上,二极管包络检波器与整流电路十分类似,但在要求上两者却有很大的差别 。
4-4-5a：输入信号 vs ； 4-4-5a上半边：二极管 D的电压 vo ；
4-4-5b：二极管 D的电流 iVA
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二,输入电阻在接收机中,检波器前接有中频放大器 （ 4-4-6a）,画出其等效电路 （ 4-4-6b） 。 图中,iS和 L1,C1,R1分别为中频放大器折算到检波器输入端的等效电流源和输出谐振回路 （ 调谐在 ω c上
） 。 检波器是中频放大器的输出负载,可用检波输入电阻 Ri来表示这种负载效应；而 Ri定义为输入高频电压振幅对二极管电流的比值 。
设 vS(t)=Vmcosω t,输出为接近直流电压 VAV ；
检波器获得的高频功率为输出的有用平均功率为由此可得,表明二极管包络检波器的输入电阻 Ri与输出负载电阻 RL直接有关 。
imi RVP 2/2?
LAVL RVP /2?
Li RR 21?
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Ri会使输入中频谐振回路的谐振电阻减小，为了减小二极管检波器对输入谐振电路的负载效应，必须增大 Ri，相应地就必须增大 RL，但是 RL的增大将受到检波器中非线性失真的限制；为了解决这个矛盾，可采用三极管射极包络检波电路（ 4-4-7），它利用发射结产生与二极管包络检波器相似的工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了（ 1+β ）倍。
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三,并联型二极管包络检波电路在某些电路中，需要在中频放大器和检波器之间接入隔直电容，以防止中频放大器的集电极馈电电压加到检波器上（ 4-
4-8）。图中 C是负载电容，兼作隔直电容,RL是负载电阻，与二极管并接，为二极管电流中的平均分量提供通路。由于 RL与 D
并接，故将这种电路称为并联型电路，而把前面讨论的电路称为串联型电路。需要指出的是这种电路需要在检波器后续的电路中另加低通滤波器将高频成分滤除。在这电路中
Li RR 31?
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四,大信号检波与小信号检波在前面的讨论中,只有当输入信号足够大时,二极管才能正常地导通和截止,因此,将二极管包络检波的这种工作状态称为大信号检波 。 工程上认为当输入高频电压大于 500mV以上就能保证二极管检波器工作在大信号检波状态 。 在接收机中,总是先将输入信号放大到足够的强度后再进行检波 。
五,二极管包络检波电路的失真当输入为普通调幅波时，为保证检波器的输出平均电压 vAV不失真地反映输入调幅波的变化，输入电压必须足够大，使其包络变化范围内检波器始终工作在大信号检波状态。当电路参数选择不当时，二极管包络检波器将产生惰性失真和负峰切割失真。
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1,惰性失真从放电的观点看，增大 RL和 C值，可以提高检波电路电压传输系数和高频滤波能力；但过分增大 RL和 C值，由于二极管截止时间 C
通过 RL的放电速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出的平均电压就会产生失真，通常将这种失真称为惰性失真。
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2,负峰切割失真当考虑到检波器和下级放大器相连时,一般采用右图所示的阻容耦合电路,以避免 vAV 中的直流分量
VAV影响下级放大电路的静态工作点
。 但在这种检波电路中,输出直流负载不对于交流负载,并且交流负载电阻小于直流负载电阻值,当输入调幅电压的 Ma较大时,由于上述的交直流负载不等,输出音频电压在负峰值附近将被削平,出现所谓的负峰切割失真 。
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4.4.3 同步检波电路实现同步检波的关键是要产生一个与载波信号同频同相的同步信号 。
同步检波又称相干检波,主要用来解调双边带和单边带调制信号,它有两种实现电路 。 一种是由相乘器和低通滤波器组成；另一种直接采用二极管包络检波器 。 它的特点是先输入信号与同步信号叠加,合成为包络反映调制信号变化的普通调幅信号 。
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对于双边带调制信号来说,同步信号可直接从双边带信号中提取出来 。
对于发射导频信号的单边带调制信号来说，可采用高选择性的窄带滤波器从输入信号中取出该导频信号，经放大后就可作为同步信号；如果发射机不发射导频信号，那么，接收机就只有采用高稳定度晶体振荡器产生指定稳定频率的同步信号。
