6.1 调制方式
6.2
6.3 副载波复用光纤传输系统第 6 章模拟光纤通信系统返回主目录第 6章 模拟光纤通信系统
6.1
6.1.1模拟基带直接光强调制模拟基带直接光强调制 (DIM)是用承载信息的模拟基带信号,直接对发射机光源 (LED或 LD)进行光强调制,使光源输出光功率随时间变化的波形和输入模拟基带信号的波形成比例 。
20世纪 70年代末期,光纤开始用于模拟电视传输时,采用一根多模光纤传输一路电视信号的方式,就是这种基带传输方式 。 所谓基带,就是对载波调制之前的视频信号频带 。
于广播电视节目而言,视频信号带宽 (最高频率 )是 6 MHz，
加上调频的伴音信号,这种模拟基带光纤传输系统每路电视信号的带宽为 8 MHz。 用这种模拟基带信号对发射机光源 (线性良好的 LED)进行直接光强调制,若光载波的波长为 0.85 μm，
传输距离不到 4 km,若波长为 1.3 μm,传输距离也只有 10 km左右 。 这种 DIM光纤电视传输系统的特点是设备简单,价格低廉,因而在短距离传输中得到广泛应用 。
6.1.2模拟间接光强调制模拟间接光强调制方式是先用承载信息的模拟基带信号进行电的预调制,然后用这个预调制的电信号对光源进行光强调制 (IM)。 这种系统又称为预调制直接光强调制光纤传输系统 。
预调制又有多种方式,主要有以下三种 。
1,频率调制 (FM)
频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对正弦载波进行调频,产生等幅的频率受调的正弦信号,其频率随输入的模拟基带信号的瞬时值而变化 。 然后用这个正弦调频信号对光源进行光强调制,形成 FMIM光纤传输系统 。
2,脉冲频率调制 (PFM)
脉冲频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对脉冲载波进行调频,产生等幅,等宽的频率受调的脉冲信号,其脉冲频率随输入的模拟基带信号的瞬时值而变化 。 然后用这个脉冲调频信号对光源进行光强调制,形成 PFMIM光纤传输系统 。
3,方波频率调制 (SWFM)
方波频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对方波进行调频,产生等幅,不等宽的方波脉冲调频信号,其方波脉冲频率随输入的模拟基带信号的幅度而变化 。 然后用这个方波脉冲调频信号对光源进行光强调制,形成 SWFM IM光纤传输系统 。
采用模拟间接光强调制的目的是提高传输质量和增加传输距离 。 由于模拟基带直接光强调制 (DIM)光纤电视传输系统的性能受到光源非线性的限制,一般只能使用线性良好的 LED作光源 。 LED入纤功率很小,所以传输距离很短 。 在采用模拟间接光强调制时,例如采用 PFMIM光纤电视传输系统,由于驱动光源的是脉冲信号,它基本上不受光源非线性的影响,所以可以采用线性较差,入纤功率较大的 LD器件作光源 。 因而 PFM
IM系统的传输距离比 DIM系统的更长 。 对于多模光纤,若波长为 0.85 μm,传输距离可达 10 km；若波长为 1.3 μm,传输距离可达 30 km。 对于单模光纤,若波长为 1.3 μm,传输距离可达 50
km。 SWFMIM光纤电视传输系统不仅具有 PFMIM系统的传输距离长的优点,还具有 PFMIM系统所没有的独特优点 。
这种独特优点是：在光纤上传输的等幅,不等宽的方波调频 (SWFM)脉冲不含基带成分,因而这种模拟光纤传输系统的信号质量与传输距离无关 。 此外,SWFMIM系统的信噪比也比 DIM系统的信噪比高得多 。
上述光纤电视传输系统的传输距离和传输质量都达到了实际应用的水平,而且技术比较简单,容易实现,价格也比较便宜 。 尽管如此,这些传输方式都存在一个共同的问题：
一根光纤只能传输一路电视 。 这种情况,既满足不了现代社会对电视频道日益增多的要求,也没有充分发挥光纤大带宽的独特优势 。 因此,开发多路模拟电视光纤传输系统,就成为技术发展的必然 。
实现一根光纤传输多路电视有多种方法,目前现实的方法是先对电信号复用,再对光源进行光强调制 。 对电信号的复用可以是频分复用 (FDM),也可以是时分复用 (TDM)。 和
TDM系统相比,FDM系统具有电路结构简单,制造成本较低以及模拟和数字兼容等优点 。 而且,FDM系统的传输容量只受光器件调制带宽的限制,与所用电子器件的关系不大 。 这些明显的优点,使 FDM多路电视传输方式受到广泛的重视 。
6.1.3频分复用光强调制频分复用光强调制方式是用每路模拟电视基带信号,分别对某个指定的射频 (RF)电信号进行调幅 (AM)或调频 (FM),然后用组合器把多个预调 RF信号组合成多路宽带信号,再用这种多路宽带信号对发射机光源进行光强调制 。 光载波经光纤传输后,由远端接收机进行光 /电转换和信号分离 。 因为传统意义上的载波是光载波,为区别起见,把受模拟基带信号预调制的 RF
电载波称为副载波,这种复用方式也称为副载波复用 (SCM)。
SCM
(1) 一个光载波可以传输多个副载波,各个副载波可以承载不同类型的业务,有利于数字和模拟混合传输以及不同业务的综合和分离 。
(2) SCM系统灵敏度较高,又无需复杂的定时技术,
FM/SCM可以传输 60～ 120路模拟电视节目,制造成本较低 。
因而在电视传输网中竞争能力强,发展速度快 。
(3) 在数字电视传输系统未能广泛应用的今天,线性良好的大功率 LD已能得到实际应用,因而发展 SCM模拟电视传输系统是适时的选择 。 这种系统不仅可以满足目前社会对电视频道日益增多的要求,而且便于在光纤与同轴电缆混合的有线电视系统 (HFC)中采用 。
副载波复用的实质是利用光纤传输系统很宽的带宽换取有限的信号功率,也就是增加信道带宽,降低对信道载噪比 (载波功率 /噪声功率 )的要求,而又保持输出信噪比不变 。
在副载波系统中,预调制是采用调频还是调幅,取决于所要求的信道载噪比和所占用的带宽 。
6.2 模拟基带直接光强调制光纤传输系统模拟基带直接光强调制 (DIM)光纤传输系统由光发射机 (光源通常为发光二极管 ),光纤线路和光接收机 (光检测器 )组成,
这种系统的方框图如图 6.1所示 。
图 6.1 模拟信号直接光强调制系统方框图调制器发光二极管发送机光检测器接收机放大器恢复原信号
m ( t )
基带信号 m ( t )
光纤
6.2.1特性参数评价模拟信号直接光强调制系统的传输质量的最重要的特性参数是信噪比 (SNR)和信号失真 (信号畸变 )。
1,信噪比正弦信号直接光强调制系统的信噪比主要受光接收机性能的影响,因而输入到光检测器的信号非常微弱,所以对系统的 SNR影响很大 。 图 6.2示出对发光二极管进行正弦信号直接光强调制的原理 。 这种系统的信噪比定义为接收信号功率和噪声功率 (NP)的比值图 6.2 发光二极管模拟调制原理输出 信号输入 信号
P
P
b
I
b
II
m a x
I
m in
I
om
0
2
2
2
2
n
s
Ln
Ls
i
i
Ri
Ri
Np
s
噪声功率信号功率式中,〈 i2s〉 和 〈 i2n〉 分别为均方信号电流和均方噪声电流,
RL为光检测器负载电阻 。 信噪比一般用 dB作单位,即
2
2
lg
n
s
i
i
S N R?
如图 6.2所示,光源驱动电流
I=IB(1+m cosωt) (6.2)
设光源具有严格线性特性,不存在信号畸变,则输出光功率为
P=Ｐ B(1+mcosωt) (6.3)
式中,PB为偏置电流 IB产生的光功率,m为调制指数,
ω=2πf,f为调制频率,t为时间 。
一般光纤线路有足够的带宽,可以假设信号在传输过程不存在失真,只受到 exp(αL)的衰减,式中 α为光纤线路平均损耗系数,L为传输距离 。 由于到达光检测器的信号很弱,光接收机引起的信号失真可以忽略 。 在这些条件下,光检测器的输出光电流
is=I0(1+m cosωt) (6.4)
均方信号电流
2
2
2
m
s
Ii
式中,Im=mI0 为信号电流幅度,I0为平均信号电流,m为调制指数,其定义为
nmi nminminmibom II
II
III
II
I
Im
ma x
ma x
ma xmi n
ma x
2/
2/
平均信号电流信号电流幅度平均信号电流
I0=gIP=gρPb (6.7)
式中,Pb=KPB为输入光检测器的平均光功率,K代表光纤线路的衰减,ρ为光检测器的响应度,IP为一次光生电流,g
APD的倍增因子 。 设使用 PINPD,g=1。
由式 (6.5)～式 (6.7)得到均方信号电流
〈 i2s〉 = (6.8)
模拟信号直接光强调制系统的噪声主要来源于光检测器的量子噪声,暗电流噪声,负载电阻 RL的热噪声和前置放大器的噪声,总均方噪声电流 (参考 3.2节 )可写成
2
)( gpm b?
L
dbTdqn R
k T F BBe o IBpeiiii 4222222
式中,〈 i2q〉,〈 i2d〉 和 〈 i2T〉 分别为量子噪声,暗电流和热噪声产生的均方噪声电流,e为电子电荷,B为噪声带宽,一般等于信号带宽,
Id为暗电流,k=1.38× 1023J/K为波尔兹曼常数,T为热力学温度,RL为光检测器负载电阻,F为前置放大器的噪声系数 。
由式 (6.1),式 (6.8)和式 (6.9)得到,正弦信号直接光强调制系统的信噪比为
)/422(
2/)(lg10 2
Ldb
b
Rk T FeIpeB
gpmS N R
对于电视信号直接光强调制系统的信噪比有些不同,假设传输的是阶梯形全电视信号,则
)/422(
44.1lg20
Ldb
bTV
Rk T FeIpeB
PmS N R
式中,mTV为电视信号的调制指数,其他符号的意义和式
(6.10)相同,但 g=1。
和 SNR关系密切的一个参数是接收灵敏度 。 和数字光纤通信系统相似,在模拟光纤通信系统中,我们把接收灵敏度 Pr定义为：在限定信噪比条件下,光接收机所需的最小信号光功率
Ps,min,并以 dBm为单位 。
假设系统除量子噪声外,没有其他噪声存在,在这种情况下,灵敏度由平均信号电流决定,这样确定的灵敏度称为
(最高 )极限灵敏度 。
根据假设,式 (6.10)分母后两项为零,利用式 (3.14)响应度
ρ=ηe/hf,m=1,g=1,式 (6.10)简化为
h fB
P
N
s b
P 4
在限定信噪比条件下,光接收机所需的最小信号光功率
2m i n,
b
S
pP?
把式 (6.12)代入式 (6.13)得到
P
S N
SBhfP
22m i n,?
式中,hf为光子能量,h=6.628× 1034J·s为普朗克常数,
f=c/λ为光频率,c=3× 108 m/s为光速,λ为光波长 (μm ),η为光检测器量子效率 (%),B为噪声带宽 。
设光检测器为 PIN PD,光波长 λ=1.31 μm,
η=0.6,噪声带宽 B=8 MHz,系统要求 SNR=50 dB。 由式 (6.14)
得到 P s,min=2.86× 107 mW,或 Pr=10lgP s,min=65.4 dBm。 当然,
实际系统必须考虑光检测器的暗电流和前置放大器的噪声 。
因而,实际灵敏度比极限灵敏度要低得多 。
2.
为使模拟信号直接光强调制系统输出光信号真实地反映输入电信号,要求系统输出光功率与输入电信号成比例地随时间变化,即不发生信号失真 。 一般说,实现电 /光转换的光源,
由于在大信号条件下工作,线性较差,所以发射机光源的输出功率特性是 DIM系统产生非线性失真的主要原因 。 因而略去光纤传输和光检测器在光 /电转换过程中产生的非线性失真,只讨论光源 LED的非线性失真 。 参看图 6.2。
非线性失真一般可以用幅度失真参数 ——微分增益 (DG)和相位失真参数 ——微分相位 (DP)表示 。 DG可以从 LED输出功率特性曲线看出,其定义为
%100
|
||
m a x
2
12
I
II
dI
dp
dI
dp
dI
dp
DG
DP是 LED发射光功率 P和驱动电流 I的相位延迟差,其定义为
DP=［ φ(I2)φ(I1)］
式中,I1和 I2为 LED不同数值的驱动电流,一般取 I2>I1。
虽然 LED的线性比 LD好,但仍然不能满足高质量电视传输的要求 。 例如,短波长 GaAlAsLED的 DG可能高达 20%,DP
高达 8°,而高质量电视传输要求 DG和 DP分别小于 1%和 1° 。
影响 LED非线性的因素很多,要大幅度改善动态非线性失真非常困难,因而需要从电路方面进行非线性补偿 。
模拟信号直接光强调制光纤传输系统的非线性补偿有许多方式,目前一般都采用预失真补偿方式 。 预失真补偿方式是在系统中加入预先设计的,与 LED非线性特性相反的非线性失真电路 。
这种补偿方式不仅能获得对 LED的补偿,而且能同时对系统其他元件的非线性进行补偿 。 由于这种方式是对系统的非线性补偿,把预失真补偿电路置于光发射机,给实时精细调整带来一定困难,而把预失真补偿电路置于光接收机,则便于实时精细调整 。
设系统发射端输入信号 V1与接收端输出信号 V2之间相移为
φ1,它包含了 LED输出光功率 P与驱动电流之间的相移,以及系统中其他各级输出信号和输入信号之间的相移 。
φ1随输入信号 V1而变化,如图 6.3(a),因而产生微分相位 DP。
微分相位补偿是设计一种电路,使其相移特性 φ2与 φ1的变化相反,如图 6.3(b)。 两个非线性电路相加,使系统总相移 φ
不随输入信号大小而变化,如图 6.3(c)。
在模拟电视光纤传输系统中,最广泛使用的电路是微分相位四点补偿电路,如图 6.4所示 。 这种电路的相位补偿是利用集电极和发射极输出的信号相位差 180° 的原理构成的全通相移网络来实现的 。
和微分相位补偿原理相似,微分增益补偿是对 LED等非线性器件产生的高频动态幅度失真的补偿,目前最广泛使用的微分增益四点补偿电路如图 6.5所示 。
图 6.3 微分相位补偿原理图 6.4 微分相位补偿电路
V
5
R
3
E
3
V
4
R
2
E
2
E
1
V
3 R
1
R
0
C
0
R
4
R
5
＋ E
c
＋ E
c
3 0 J 9 G
U
1
3 0 G 6 D
V
1
R
c
C
1
R
e
V
2
图 6.5 微分增益补偿电路
V
1
＋ E
c
U
1
3 0 G 6 D
E
1
R
e 1
R
e 0
V
2
E
2
R
e 2
V
3
E
3
R
e 3
U
0
R
c
V
6.2.2光端机光端机包括光发射机和光接收机 。
1.
模拟基带直接光强调制光纤电视传输系统光发射机的功能是,把模拟电信号转换为光信号 。 对这种光发射机的基本
(1) 发射 (入纤 )光功率要大,以利于增加传输距离 。 在光纤损耗和接收灵敏度一定的条件下,传输距离和发射光功率成正比 。 发射光功率取决于光源,LD优于 LED。
(2) 非线性失真要小,以利于减小微分相位 (DP)和微分增益 (DG),或增大调制指数 m(mTV)。 LED线性优于 LD。
(3) 调制指数 m(mTV)要适当大 。 m大,有利于改善 SNR；
但 m太大,不利于减小 DP和 DG。
(4) 光功率温度稳定性要好 。 LED温度稳定性优于 LD，
用 LED作光源一般可以不用自动温度控制和自动功率控制,
因而可以简化电路,降低成本 。
模拟基带 DIM光纤电视传输系统光发射机方框图如图 6.6
所示,输入 TV信号经同步分离和箝位电路后,输入 LED的驱动电路 。 驱动电路的末级及其工作原理示于图 6.7,图中 R1C1
电路用于调节 DIM系统电视信号的幅频特性,Re用于监测通过 LED的电流,Rc用于控制通过 LED的极限电流,V2用于保护 LED防止反向击穿,LED的工作点由箝位电路调节 。
图 6.6 光发射机方框图箝位电路同步分离驱动电路
LE D
TV 入图 6.7 LED驱动电路的末级及其工作原理
C
1
R
1
＋ E
c
R
c
时间电流时间光功率
( a ) ( b )
V
2
R
e
V
1
LE D
由于全电视信号随亮场和暗场的变化而变化,为保证动态 DP和 DG的规定值,必须保持 DP和 DG补偿电路的工作点不随亮场和暗场而变化,所以应有箝位电路来保证其工作点恒定 。 在全电视信号中,图像信号随亮场和暗场而变化,其同步脉冲信号在工作过程是不变的,因而利用同步脉冲和图像信号处于不同电平的特点,对全电视信号中的同步脉冲进行分离和箝位 。
2.
光接收机的功能是把光信号转换为电信号。 对光接收机的基本要求是：
(1) 信噪比 (SNR)
(2)
(3) 带宽要宽 。
模拟基带 DIM光纤电视传输系统光接收机方框图如图 6.8
所示,光检测器把输入光信号转换为电信号,经前置放大器和主放大器放大后输出,为保证输出稳定,通常要用自动增益控制 (AGC)。
光检测器可以用 PINPD或 APD。 PINPD只需较低偏压
(10～ 20 V)就能正常工作,电路简单,但没有内增益,SNR较低 。 APD需要较高偏压 (30～ 200 V)才能正常工作,且内增益随环境温度变化较大,应有偏压控制电路 。
图 6.8 光接收机方框图前放 主放
A G C
光检测器
APD的优点是有 20～ 200倍的雪崩增益,可改善 SNR。 对于模拟基带 D IM光纤电视传输系统,力求电路简单,光检测器一般都采用 PINPD。
前置放大器的输入信号电平是全系统最低的,因此前放决定着系统的 SNR和接收灵敏度 。 目前这种系统都采用补偿式跨阻抗前放 。 如采用 PIN FET混合集成电路的前放,可获得较高 SNR和较宽的工作频带 。
主放大器是一个高增益宽频带放大器,用于把前放输出的信号放大到系统需要的适当电平 。
由于光源老化使光功率下降,环境温度影响光纤损耗变化,以及传输距离长短不一,使输入光检测器的光功率大小不同,所以需要 AGC来保证光接收机输出恒定 。
6.2.3系统性能模拟基带直接光强调制光纤电视传输系统方框图如图 6.9
所示 。 在发射端,模拟基带电视信号和调频 (FM)伴音信号分别输入 LED驱动器,在接收端进行分离 。 改进 DP和 DG的预失真电路置于接收端 。 主要技术参数举例如下 。
1,系统参数
(1)
带宽 0～ 6 MHz
SNR≥50 dB(未加校 )
驱动箝位阻抗匹配同步分离
FM
阻抗匹配接收放大
A G C
TV
伴音分离箝位同步分离
D F M
DG
DP
箝位视放同步分离音放
TV 入
7 5 不平伴音 入
6 0 0 平衡伴音 出
6 0 0 平衡
TV 出
75 不平
LE D P I N
光纤
6.9 模拟基带直接 光强调值光前点时传输系统方框图
DG4%
DP4°
发射光功率 ≥15 dBm(32 μW)
接收灵敏度 ≤30 dBm
(2)
带宽 0.04～ 15 kHz
输入输出电平 0 dBr
SNR55 dB(加校 )
畸变 2%
伴音调频副载频 8 MHz
2.
模拟基带直接光强调制光纤电视传输系统的传输距离大多受光纤损耗的限制 。 根据发射光功率,接收灵敏度和光纤线路损耗可以计算传输距离 L,其公式为
a
MpPL rt
式中,Pt为发射光功率 (dBm),Pr为接收灵敏度 (dBm),M
为系统余量 (dB),α为光纤线路 (包括光纤,连接器和接头 )每千米平均损耗系数 (dB/km)。
对于波长为 0.85 μm和 1.31 μm的多模光纤,损耗系数 α可以分别取 3 dB/km和 1 dB/km,M取 3 dB。 用上述举例中的数据,
Pt=15 dBm,Pr=30 dBm,由式 (6.17)计算得到中继距离分别为
L=4 km和 L=12 km。
3,系统对光纤带宽的要求对于多模光纤而言,长度为 L的光纤线路总带宽 B(MHz)和单位长度 (1 km)光纤带宽 B1(MHz·km)的关系为
B 1=BL γ[JY](6.18)
式中串接因子 γ=0.5～ 1,为方便起见,取 γ=1,这是最保守的取值,光纤线路总带宽 B=8 MHz,根据上面的计算,0.85 μm
和 1.31 μm中继距离分别为 L=4 km和 L=12 km。
由式 (6.18)计算得到,所需单位长度光纤带宽分别为
B1=32 MHz·km和 B1=96 MHz·km。
如果采用原 CCITT G.651的标准多模 GI光纤,其单位长度带宽至少是 200 MHz·km,因此完全可以满足要求 。 如果采用多模 SI光纤,其带宽只有几十 MHz·km,这时,认真计算是必要的,因为在短波长光纤材料色散和 LED光源谱线宽度的影响是不可忽视的 。
在短波长使用 LED光源的情况下,光纤线路总带宽应为
B=(B2m+B2c)1/2
式中,Bm和 Bc分别为模式色散和材料色散引起的带宽。
）取 1(11
L
B
L
BB
rm
LC
B C
)(
1044.0 6
式中,C(λ)为光纤材料色散,Δλ为光源 FWHM谱线宽度 。 由式 (6.19)和式 (6.20)得到
2
1
2
6
1
1
1044.0
)(
1
BC
BLB
例如,在 0.85μm,多模光纤 C(λ) =120 ps/(nm·km),设
LED谱线宽度 Δλ=50nm,如果根据上面的计算结果 B1=32
MHz·km,由式 (6.21)计算得到 B1≈1.2BL=38 MHz·km,带宽增加 20%。 在实际工程中是否采用短波长 LED和多模 SI光纤,
要根据经济效益 (系统成本和维修费用 )来决定 。
6.3
图 6.10示出副载波复用 (SCM)模拟电视光纤传输系统方框图 。 N个频道的模拟基带电视信号分别调制频率为 f1,f2,f3,…,fN
的射频 (RF)信号,把 N个带有电视信号的副载波 f1s,f2s,f3s,…,
fNs组合成多路宽带信号,再用这个宽带信号对光源 (一般为 LD)
进行光强调制,实现电 /光转换 。 光信号经光纤传输后,由光接收机实现光 /电转换,经分离和解调,最后输出 N个频道的电视信号 。
模拟基带电视信号对射频的预调制,通常用残留边带调幅 (VSBAM)和调频 (FM)两种方式,各有不同的适用场合和优缺点 。 我们主要讨论残留边带调幅副载波复用 (VSB
AM/SCM)模拟电视光纤传输系统 。
图 6.１０ 副载波复用模拟电视光纤传输系统方框图放大
M
1
B P F
f
1
f
1 s
放大
M
2
B P F
f
2
f
2 s
放大
M
N
B P F
频道 1
频道 2
频道 N
组合电路宽放驱动电路光发射机
LD
光纤探测电路宽放分离电路
D
1
LP F
f
1 s
D
2
LP F
D
N
LP F
f
2 s
f
3 s
频道 1
频道 2
频道 N
M
i
为调制器 D
i
为解调器 B P F 为带通滤波器 LP F 为低通滤波器
f
N f
N s
P I N
光接收机
…
…
6.3.1特性参数对于副载波复用模拟电视光纤传输系统,评价其传输质量的特性参数主要是载噪比 (CNR)和信号失真 。
1,载噪比载噪比 CNR的定义是,把满负载,无调制的等幅载波置于传输系统,在规定的带宽内特定频道的载波功率 (C)和噪声功率
(NP)的比值,并以 dB为单位,用公式表示为
2
2
n
c
p i
i
N
C?
或
CNR=10lg
2
2
lg10
n
c
p i
i
N
C?
式中,〈 i2c〉 为均方载波电流,〈 i2n〉 为均方噪声电流 。
设在电 /光转换,光纤传输和光 /电转换过程中,都不存在信号失真 。 如图 6.11所示,输入激光器的调幅信号电流为
I(t)=Ib+(IbIth) twm
i
N
i
i c o s
1
由于假设不存在信号失真,
P(t)=Pb+Ps
twm i
N
i
i c o s
1
图 6.11 激光器模拟调制原理式中,Ps=PbPth,Pb和 Pth分别为偏置电流 Ib和阈值电流 Ith
对应的光功率,N为频道总数,mi和 ωi分别为第 i个频道的调制指数和副载波角频率 。
设每个频道的调制指数都相同,即 mi=mj=mk=m,暂时略去光纤传输因子 10αL/10,α和 L分别为光纤线路平均损耗系数和长度,系统使用 PIN-PD,从光检测器输出的 (载波 )信号电流为
ic=I0 (1+m
)c o s
1
twm i
N
i
i?
均方 (载波 )信号电流
2
2
2
m
c
Ii
式中,Im=mI0为信号电流幅度,I0为平均信号电流,
m=m0/ 为每个频道的调制指数,m0为总调制指数,N为频道总数 。
SCM为模拟电视光纤传输系统,产生噪声的主要有激光器,光检测器和前置放大器 。 采用 PIN-PD,略去暗电流,系统的总均方噪声电流可表示为
N
L
TqR I Nn R
K T F BBeIBIR I Niiii 42)(
0
2
0
2222
式中,〈 i2RIN〉,〈 i2q〉 和 〈 i2T〉 分别为激光器的相对强度噪声,光检测器的量子噪声和折合到输入端的放大器噪声产生的均方噪声电流 。
e为电子电荷,B为噪声带宽,k=1.38× 1023J/K为波尔兹曼常数,T为热力学温度,RL为光检测器负载电阻,F为前置放大器噪声系数 。 相对强度噪声 (RIN)是激光器谐振腔内载流子和光子密度随机起伏产生的噪声,一般不可忽略 。
由式 (6.22),式 (6.27)和式 (6.28)得到
]/42)[(2
)(
0
2
0
2
0
Lp RK T FeIIR I NB
mI
N
C
式中平均信号电流 I0=ρP0,P0=Pb× 10αL/10为光检测器平均接收光功率,ρ为响应度 。 由式 (6.29)得到每个信道的载噪比
CNR=10lg
]/42))([(2
)(
0
2
0
2
0
LRK T FePPR I NB
mI
由此可见,载噪比 CNR随着调制指数 m和平均接收光功率
P0的增加而增加,随三项噪声的增加而减小 。 下面观察一下三项噪声的界限 。
在平均接收光功率 P0较大的条件下,激光器的相对强度噪声 (RIN)和前置放大器的噪声可以忽略,这样系统只有量子噪声起作用,由式 (6.30)得到
(CNR)q=10 lg
这时 CNR与 m2和 P0成正比 。
eB
pm
4
02?
如果平均接收光功率 P0很大,激光器相对强度噪声 (
RIN)起决定作用,光检测器的量子噪声和前置放大器噪声都可以忽略,在这个条件下,
(CNR)RIN= (6.32)
这时 CNR与 m2成正比,与 (RIN)成反比 。
当平均接收光功率 P0很小时,前置放大器噪声起着决定性作用,其他两项噪声都可以忽略,这时由式 (6.30)得到
（ CNR)T=10lg
BRIN
m
)(2
2
K T F B
RMP L
8
)( 20?
利用式 (6.30)～式 (6.33),设平均接收光功率 P0=2～ 12
dBm,计算 AM/SCM光纤传输系统 CNR与 P0的关系以及各项噪声起决定作用时 CNR的界限,如图 6.12所示 。 计算中采电子电荷,e=1.6× 10-19 C
波尔兹曼常数,k=1.38× 10-23 J/K
调制指数,m=0.05
相对强度噪声,(RIN)=150 dB/Hz
噪声带宽,B=4× 106 Hz
响应度,ρ=0.8 A/W
图 6.12 CNR的特性和各种噪声的界限负载电阻,RL=1 kΩ
前放噪声系数,F=3 dB
热噪声温度,T=290 K
假设 P0=0 dBm,计算各项噪声分别起决定作用时的 CNR。
由式 (6.32),相对强度噪声起决定作用时,(CNR)RIN=54.9 dB。
由式 (6.31),量子噪声起决定作用时,CNR=58.9 dB。 由式
(6.33),前置放大器噪声起决定作用时,CNR=68.0 dB。
提高 CNR是系统设计中的重要问题 。 由式 (6.30)可以看出,
增大 P0不一定能提高 CNR。 为了提高 CNR,增大 m是可取的 。
但是增大 m又会使激光器的线性劣化,要用预失真技术来补偿 。 如果选用质量极好的 DFB激光器来制造线性良好,发射功率又大的光发射机,势必降低器件成品率,增加成本 。
综合各种因素,最好采用适当低的光功率和适当大的调制指数,而不是相反 。
不论采用什么预调制方式,计算 CNR的公式都相同,只是公式中具体参数不同而已 。 所以式 (6.29)～式 (6.33)既适用于
VSBAM,也适合于 FM。 但是为获得相同 SNR,不同预调制方式所需的 CNR都是不同的 。 为在接收机解调后获得相同 SNR，
两种预调制方式所需的 CNR比值为
3
2
.
2
3
)/(
)/(
b
d
FMP
AMV S BP
B
F
NC
NC
式中,Ｆ d为由图像信号产生的频偏峰 - 峰值,Bb为基带信号带宽,Bf为 FM信号带宽 。
设 Fd=17 MHz,Bb=4 MHz,Bf=27 MHz,代入式 (6.34)计算结果用 dB表示,得到 FM相对于 VSB AM,其 CNR改善了 21.1
dB。 考虑到其他因素的影响,这个数值可以达到 24 dB。
两种预调制方式的 CNR比较如图 6.13所示 。 例如,用
VSBAM方式,要求 CNR=52 dB,图中显示,至少要求平均接收光功率为 2 dBm。 如果用 FM方式,只需要 CNR=5224=28 dB,
图中显示,平均接收光功率可以降低到 15 dBm,接收光功率改善了 13 dB。 设光纤线路平均损耗系数为 0.5 dB/km,则 FM方式的传输距离可增加 13/0.5=26 km。
由此可见,就载噪比而言,预调制方式 FM优于 VSB
AM。 但是和 VSBAM方式相比,FM方式存在一个本质性问题,
就是它占用的带宽较宽,约为 VSBAM方式的 6倍 。 所以要根据不同应用场合,选择不同预调制方式 。
图 6.13 VSB AM和 FM方式 CNR的比较
2.
副载波复用模拟电视光纤传输系统产生信号失真的原因很多,但主要原因是作为载波信号源的半导体激光器在电 /光转换时的非线性效应 。 由于到达光检测器的信号非常微弱,
在光 /电转换时可能产生的信号失真可以忽略 。 只要光纤带宽足够宽,传输过程可能产生的信号失真也可以忽略 。
下面讨论激光器非线性效应产生的信号失真,参看图 6.11。
输入激光器的调幅信号电流仍为式 (6.24)所示,即
I(t)=Ib+(Ib-Ith)
N
i
ii twm
1
c o s
由于实际激光器输出光功率 P(t)与驱动电流 I(t)的关系是非线性的,因而输出光信号产生失真 。 在调制频率 fi(ωi/2π)不超过 1 GHz时,可以利用泰勒级数展开,
P(t)=Pb +
!
))((|
1 m
ItI
dI
pd mb
IbI
N
m
m
m?
略去式 (6.35)四阶以上 (m≥4)的非线性项,把式 6.24)代入,用一组简化的符号,得到
P(t)=a0+a1Is+a2I2s+a3I3s (6.36)
式中 ai(i=1,2,3)包含 P(t)对 I(t)的 i阶导数,
Is=
N
i
ii twI
1
c o s
Ii=(IbIth)mi为第 i个频道的信号电流幅度 。 我们所关心的二阶非线性项和三阶非线性项分别为
2
1
2
2
2 c o s?
N
i
iiS twIaIa
N
i
N
j
jiji
N
i
N
j
jiji twwII
atwwIIa
1 1
2
1 1
2 )c o s (
2)c o s (2
3
1
2
3 c o s2
N
i
iiS twIaIa
N
i
N
j
N
K
kjiKji wwwIII
a
1 1 1
2 )c o s (
4
N
i
N
j
N
K
kjiKji wwwIII
a
1 1 1
3 )c o s (
4
N
i
N
j
N
K
kjiKji wwwIII
a
1 1 1
2 )c o s (
4
式中 Ii=Ij=Ik=(IbIth)mi=(Ib-Ith)m=I0m为每个信道的信号电流幅度 。
副载波复用模拟电视光纤传输系统的信号失真用组合二阶互调 (CSO)失真和组合三阶差拍 (CTB)失真这两个参数表示 。
两个频率的信号相互组合,产生和频 (ωi+ωj)和差频 (ωiωj)信号,
如果新频率落在其他载波的视频频带内,视频信号就要产生失真 。
这种非线性效应会发生在所有 RF电路,包括光发射机和光接收机 。 在给定的频道上,所有可能的双频组合的总和称为组合二阶 (CSO)互调失真 。 通常用这个总和与载波的比值表示,并以 dB为单位,记为 dBc。 组合三阶差拍 (CTB) 失真是三个频率 (ωi± ωj± ωk)的非线性组合,其定义和表示方法与
CSO相似,单位相同 。
根据以上分析,第 i CSO和 CTB 分别表示为
CSO=10 lg
2
0
2
2 )()(2 mpp
pic
CTB=10 lg
4
0
2
2 )()(3 mpp
pic
式中 C2i和 C3i分别为组合二阶互调和组合三阶差拍的系数,
在频道频率配置后具体计算 。 P′,P″和 P分别为 P对 I的一阶,
二阶和三阶导数,其数值由实验确定 。 P0m为每个频道输出光信号幅度 。
CSO和 CTB 将以噪声形式对图像产生干扰,为减小这种干扰,可以采用如下方法 。
(1) 采用合理的频道频率配置,以减小 C2i和 C3i,改善 CSO
和 CTB。
为改善 CSO,系统频道 N的副载波频率 fN和频道 1的副载频
f1应满足 fN<2f1,即副载波最高频率应小于最低频率的 2倍 。
这样,如图 6.14所示,二阶互调 (fi+fj)都大于 fN,落在系统频带的高频端以外 。 二阶互调 (fifj)都小于 f1,落在低频端以外 。
同理,为减少落在系统频带内的三阶互调,应适当配置各频道的副载波频率,使三阶互调频率 (fj± fj± fk)即使落在系统的频带内,也不落在工作频道的信号频带内,如图 6.15所示 。
这样,虽然系统输出端存在互调干扰,但分离和滤波后各频道单独输出时,其影响就不明显了 。
(2) m,以保证 CSO和 CTB符合规定的指标 。
图 6.14 fN<2f1的 SCM系统的频谱分布
f
i
－ f
j
f
1
f
2
f
3
f
i
f
i
＋ f
j
f
N － 1
f
N
2 f
1
系统频宽
f
图 6.15 SCM系统带内三阶互调干扰的最佳频谱分布
f
1
B
i f
j
f
N
系统频宽三阶互调谱
f
由式 (6.40)和式 (6.41)可以看到,CSO与 m2成正比,CTB
与 m4成正比,因此随着 m值的增大,CSO和 CTB迅速劣化 。
因为驱动激光器的信号电流随 m值的增大而增加,可能偶然延伸到 LD的阈值以下或超过功率特性曲线的线性部分,引起削波 (削底和限顶 )效应,如图 6.16所示,因而产生信号失真 。 由于多路 RF信号的叠加具有随机性,当 N很大时,服从高斯分布,产生过大信号的概率很小 。 分析计算表明,CSO和 CTB
是参数 μ=m 和 N十分复杂的函数,m为调制指数,N为频道总数 。 图 6.17(a)和 (b)分别示出 N=47和 N=59时 CSO#,CTB
与 μ和 m的关系曲线 。
2N
图 6.16 激光器的削波效应分析计算表明,CSO和 CTB是参数 μ= 和 N十分复杂的函数,m为调制指数,N为频道总数 。 图 6.17(a)和 (b)分别示出 N=47和 N=59时 CSO#,CTB与 μ和 m的关系曲线 。 由图可见,
为保证 CSO≤65 dBc和 CTB≤65 dBc,μ值不应大于 0.25,由此得
m≤0.35/ 。 由图 6.18可以看到,当 μ≥0.31 时,
CSO#,CTB与 N几乎无关 。
(3) 采用外调制技术,把光载波的产生和调制分开 。 这样,
光源谱线不会因调制而展宽,没有附加的线性调频 (啁啾,
chirp)产生的信号失真,因而改变了 CSO和 CTB。
2N
N
图 6.17 CSO,CTB
图 6.18 CSO和 CTB与频道数的关系
6.3.2
1,光发射机对残留边带 —
(1) 输出光功率要足够大,(P[CD*2]I)
(2) 调制频率要足够高,
(3) 输出光波长应在光纤低损耗窗口,
(4) 温度稳定性要好 。
VSBAM光发射机的构成示于图 6.19。 输入到光发射机的电信号经前馈放大器放大后,受到电平监控,以电流的形式驱动激光器 。 LD输出特性要求是线性的,但在实际电 /光转换过程中,微小的非线性效应是不可避免的,而且要影响系统的性能 。 所以优质的光发射机都要进行预失真控制 。 方法是加入预失真补偿电路 (预失真线性器 )。 预失真补偿电路实际上是一个与激光器的非线性相反的非线性电路,用来补偿激光器的非线性效应,以达到高度线性化的目的 。 为保证输出光的稳定,通常采用制冷元件和热敏电阻进行温度控制 。
同时用激光器的后向输出通过 PINPD检测的光电流实现自动功率控制 。 为抑制光纤线路上不均匀点 (如连接器 )的反射,
在 LD输出端设置光隔离器 。
正确选择光发射机对系统性能和 CATV网的造价都有重大意义 。
(1) 直接调制 1310 nm分布反馈 (DFB)激光器光发射机,
如图 6.19和图 6.20
(2) 外调制 1550 nm分布反馈 (DFB)激光器光发射机,如图 6.21
(3) 外调制掺钕钇铝石榴石 (Nd,YAG)固体激光器光发射机,如图 6.22所示 。
图 6.19 VSB AM光发射机的构成前馈放大器电控衰减器电平检测宽带驱动与预失真补偿自动功率控制
P I N LD
→
隔离器双向温控致冷器热敏电阻偏流指示光纤温度致冷电流光功率指示激光器组件图 6.20 直接调制 DFB光发射机方框图
C S O
热敏电阻
C T B
预失真控制微型计算机/ 控制器光输出
1 3 1 0
D F B 激光器
dc 电源与通信接口
RF 功率检测器
R F 监视点
RF 输入图 6.21 外调制 DFB光发射机方框图
1 5 5 0 D F B
激光器
L i N b O
3
调制器
S B S
预失 真线性 器微型计算机/ 控制器光纤 2 输出
RF 监视点
RF 输入
RF 功率检测器光纤 1 输出图 6.22 外调制 YAG光发射机方框图微型计算机 / 控制器光功率调 节
N d,Y A G
激光器监视器接收机光纤 1 输出光纤 2 输出光监视点光监视点互调控制器预失真线性器
RF
驱动偏置驱动
Li N b O
3
调制器光分路器
R S - 4 8 5
通信
RF 输入直接调制 1310 nm DFB光发射机是目前 CATV光纤传输网特别是分配网使用最广泛的光发射机 。 原因是这种光发射机发射光功率高达 10 mW,传输距离可达 35 km,而且性能良好,价格比其他两种光发射机便宜 。 这种良好性能来自 DFB激光器这种单模激光器,其谱线宽度非常窄 。
外调制 YAG光发射机主要由 YAG激光器,电光调制器,
预失真线性器和互调控制器构成 。 预失真线性器作为调制器的驱动电路,互调控制器实际上是一个自动预失真控制器 。 波长为 1310 nm外调制 YAG光发射机发射光功率高达 40 mW以上,
相对强度噪声 (RIN)低到 165 dB/Hz,信号失真性能极好 。
缺点是设备较大,技术较复杂 。 这种光发射机主要用于
CATV干线网,也可以用于分配网 。
外调制 1550 nm DFB光发射机结合了直接调制 1310 nm
DFB光发射机和外调制 YAG光发射机的优点 。 这种光发射机采用 DFB LD作光源,用电流直接驱动,因而与 1310 nm DFB
光发射机同样具有小型,轻便等优点 。 采用外调制技术,又与外调制 YAG光发射机同样具有极好的信号失真性能 。 虽然外调制 1550 nm DFB光发射机的发射光功率只有 2～ 4 mW,但是这种缺点是可以克服和弥补的 。 目前 1550 nm掺铒光纤放大器
(EDFA)已经投入实用,使用 EDFA可以把弱小的光信号放大到
50 mW以上 。
另一方面,1550 nm的光纤损耗比 1310 nm的低 。 外调制
1550 nm DFB光发射机和 EDFA组合提供了一个具有长距离传输潜力的光发射源,但由于 EDFA要产生噪声,所以这种组合的载噪比 (CNR)不能和直接调制 1310 nm DFB光发射机或外调制
YAG光发射机的性能相匹敌 。
外调制 1550 nm DFB光发射机和 EDFA结合,在两个重要场合特别适用 。 主要应用是取代微波和强化前端 (Headend)所要求的超长传输距离 。 但这时必须采用复杂的抑制受激布里渊散射
(SBS)才能发挥作用 。 SBS是一种依赖光功率的非线性效应,
这种效应随光纤长度的增长而明显增加,所以必须进行补偿 。
另一个重要应用是在密集结构的结点上,这种结构需要高功率以分配给多个光分路 。 在这种场合就不存在 SBS的限制了 。
2.
对 VSB AM
(1) 在一定输入功率条件下,有足够大的 RF输出和尽可能小的噪声,以获得大 CNR或 SNR；
(2) 要有足够大的工作带宽和频带平坦度,因而要采用高截止频率的光检测器和宽带放大器 。 VSBAM光接收机的构成如图 6.23所示 。 PINPD把光信号转换为电流,前置放大器大多采用能把信号电流变换为电压的跨阻抗型放大器,主放大器设有自动增益控制 (AGC)。
图 6.23 VSB AM光接收机的构成阻抗匹配
P I N
前置放大电控衰减
A G C
主放大器光纤用 PIN- PD的光接收机输出信号电压 U(V)和输入平均光功率 P0(W)的关系为
U= (6.42)
式中,ρ为光检测器响应度 (A/W),m为调制指数,G1为前置放大器的变换增益 (V/A),G2为主放大器的电压增益 。
[
2
210 GmGP?
6.3.3光链路性能由光发射机,光纤线路和光接收机构成的基本光纤通信系统,作为一个独立的,光信道,,在工程上一般称为光链路 。 光链路性能通常用在规定 CSO和 CTB的条件下,载噪比
CNR与光链路损耗 αL的关系表示,αL=PtP0,α和 L分别为光链路的平均损耗系数和传输长度,Pt和 P0分别为平均发射光功率和平均接收光功率 。
作为例子,图 6.24 示出外调制 YAG光发射机和 PIN-PD光接收机构成的光链路的 CNR与光链路损耗的关系,传输 80个频道 (NTSC-M)NTSC：美国国家电视系统委员会的正交平衡调幅制 。
图 6.24 外调制 YAG光链路性能光发射机 RF输入电平为 18～ 33 dBmv,工作带宽为 45～ 750
MHz,发射光功率为 13 dBm,调制指数为 2.5%,光波长为 1310
nm。 由图 6.23可见,当光链路损耗为 10 dB(相当于接收光功率 3 dBm)时,CNR=53 dB,并随光链路损耗的增加而减小 。
如果增加调制指数,使 CNR改善 2 dB,CTB将从 65 dBc劣化为
60.3 dBc。
6.2
6.3 副载波复用光纤传输系统第 6 章模拟光纤通信系统返回主目录第 6章 模拟光纤通信系统
6.1
6.1.1模拟基带直接光强调制模拟基带直接光强调制 (DIM)是用承载信息的模拟基带信号,直接对发射机光源 (LED或 LD)进行光强调制,使光源输出光功率随时间变化的波形和输入模拟基带信号的波形成比例 。
20世纪 70年代末期,光纤开始用于模拟电视传输时,采用一根多模光纤传输一路电视信号的方式,就是这种基带传输方式 。 所谓基带,就是对载波调制之前的视频信号频带 。
于广播电视节目而言,视频信号带宽 (最高频率 )是 6 MHz，
加上调频的伴音信号,这种模拟基带光纤传输系统每路电视信号的带宽为 8 MHz。 用这种模拟基带信号对发射机光源 (线性良好的 LED)进行直接光强调制,若光载波的波长为 0.85 μm，
传输距离不到 4 km,若波长为 1.3 μm,传输距离也只有 10 km左右 。 这种 DIM光纤电视传输系统的特点是设备简单,价格低廉,因而在短距离传输中得到广泛应用 。
6.1.2模拟间接光强调制模拟间接光强调制方式是先用承载信息的模拟基带信号进行电的预调制,然后用这个预调制的电信号对光源进行光强调制 (IM)。 这种系统又称为预调制直接光强调制光纤传输系统 。
预调制又有多种方式,主要有以下三种 。
1,频率调制 (FM)
频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对正弦载波进行调频,产生等幅的频率受调的正弦信号,其频率随输入的模拟基带信号的瞬时值而变化 。 然后用这个正弦调频信号对光源进行光强调制,形成 FMIM光纤传输系统 。
2,脉冲频率调制 (PFM)
脉冲频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对脉冲载波进行调频,产生等幅,等宽的频率受调的脉冲信号,其脉冲频率随输入的模拟基带信号的瞬时值而变化 。 然后用这个脉冲调频信号对光源进行光强调制,形成 PFMIM光纤传输系统 。
3,方波频率调制 (SWFM)
方波频率调制方式是先用承载信息的模拟基带信号对方波进行调频,产生等幅,不等宽的方波脉冲调频信号,其方波脉冲频率随输入的模拟基带信号的幅度而变化 。 然后用这个方波脉冲调频信号对光源进行光强调制,形成 SWFM IM光纤传输系统 。
采用模拟间接光强调制的目的是提高传输质量和增加传输距离 。 由于模拟基带直接光强调制 (DIM)光纤电视传输系统的性能受到光源非线性的限制,一般只能使用线性良好的 LED作光源 。 LED入纤功率很小,所以传输距离很短 。 在采用模拟间接光强调制时,例如采用 PFMIM光纤电视传输系统,由于驱动光源的是脉冲信号,它基本上不受光源非线性的影响,所以可以采用线性较差,入纤功率较大的 LD器件作光源 。 因而 PFM
IM系统的传输距离比 DIM系统的更长 。 对于多模光纤,若波长为 0.85 μm,传输距离可达 10 km；若波长为 1.3 μm,传输距离可达 30 km。 对于单模光纤,若波长为 1.3 μm,传输距离可达 50
km。 SWFMIM光纤电视传输系统不仅具有 PFMIM系统的传输距离长的优点,还具有 PFMIM系统所没有的独特优点 。
这种独特优点是：在光纤上传输的等幅,不等宽的方波调频 (SWFM)脉冲不含基带成分,因而这种模拟光纤传输系统的信号质量与传输距离无关 。 此外,SWFMIM系统的信噪比也比 DIM系统的信噪比高得多 。
上述光纤电视传输系统的传输距离和传输质量都达到了实际应用的水平,而且技术比较简单,容易实现,价格也比较便宜 。 尽管如此,这些传输方式都存在一个共同的问题：
一根光纤只能传输一路电视 。 这种情况,既满足不了现代社会对电视频道日益增多的要求,也没有充分发挥光纤大带宽的独特优势 。 因此,开发多路模拟电视光纤传输系统,就成为技术发展的必然 。
实现一根光纤传输多路电视有多种方法,目前现实的方法是先对电信号复用,再对光源进行光强调制 。 对电信号的复用可以是频分复用 (FDM),也可以是时分复用 (TDM)。 和
TDM系统相比,FDM系统具有电路结构简单,制造成本较低以及模拟和数字兼容等优点 。 而且,FDM系统的传输容量只受光器件调制带宽的限制,与所用电子器件的关系不大 。 这些明显的优点,使 FDM多路电视传输方式受到广泛的重视 。
6.1.3频分复用光强调制频分复用光强调制方式是用每路模拟电视基带信号,分别对某个指定的射频 (RF)电信号进行调幅 (AM)或调频 (FM),然后用组合器把多个预调 RF信号组合成多路宽带信号,再用这种多路宽带信号对发射机光源进行光强调制 。 光载波经光纤传输后,由远端接收机进行光 /电转换和信号分离 。 因为传统意义上的载波是光载波,为区别起见,把受模拟基带信号预调制的 RF
电载波称为副载波,这种复用方式也称为副载波复用 (SCM)。
SCM
(1) 一个光载波可以传输多个副载波,各个副载波可以承载不同类型的业务,有利于数字和模拟混合传输以及不同业务的综合和分离 。
(2) SCM系统灵敏度较高,又无需复杂的定时技术,
FM/SCM可以传输 60～ 120路模拟电视节目,制造成本较低 。
因而在电视传输网中竞争能力强,发展速度快 。
(3) 在数字电视传输系统未能广泛应用的今天,线性良好的大功率 LD已能得到实际应用,因而发展 SCM模拟电视传输系统是适时的选择 。 这种系统不仅可以满足目前社会对电视频道日益增多的要求,而且便于在光纤与同轴电缆混合的有线电视系统 (HFC)中采用 。
副载波复用的实质是利用光纤传输系统很宽的带宽换取有限的信号功率,也就是增加信道带宽,降低对信道载噪比 (载波功率 /噪声功率 )的要求,而又保持输出信噪比不变 。
在副载波系统中,预调制是采用调频还是调幅,取决于所要求的信道载噪比和所占用的带宽 。
6.2 模拟基带直接光强调制光纤传输系统模拟基带直接光强调制 (DIM)光纤传输系统由光发射机 (光源通常为发光二极管 ),光纤线路和光接收机 (光检测器 )组成,
这种系统的方框图如图 6.1所示 。
图 6.1 模拟信号直接光强调制系统方框图调制器发光二极管发送机光检测器接收机放大器恢复原信号
m ( t )
基带信号 m ( t )
光纤
6.2.1特性参数评价模拟信号直接光强调制系统的传输质量的最重要的特性参数是信噪比 (SNR)和信号失真 (信号畸变 )。
1,信噪比正弦信号直接光强调制系统的信噪比主要受光接收机性能的影响,因而输入到光检测器的信号非常微弱,所以对系统的 SNR影响很大 。 图 6.2示出对发光二极管进行正弦信号直接光强调制的原理 。 这种系统的信噪比定义为接收信号功率和噪声功率 (NP)的比值图 6.2 发光二极管模拟调制原理输出 信号输入 信号
P
P
b
I
b
II
m a x
I
m in
I
om
0
2
2
2
2
n
s
Ln
Ls
i
i
Ri
Ri
Np
s
噪声功率信号功率式中,〈 i2s〉 和 〈 i2n〉 分别为均方信号电流和均方噪声电流,
RL为光检测器负载电阻 。 信噪比一般用 dB作单位,即
2
2
lg
n
s
i
i
S N R?
如图 6.2所示,光源驱动电流
I=IB(1+m cosωt) (6.2)
设光源具有严格线性特性,不存在信号畸变,则输出光功率为
P=Ｐ B(1+mcosωt) (6.3)
式中,PB为偏置电流 IB产生的光功率,m为调制指数,
ω=2πf,f为调制频率,t为时间 。
一般光纤线路有足够的带宽,可以假设信号在传输过程不存在失真,只受到 exp(αL)的衰减,式中 α为光纤线路平均损耗系数,L为传输距离 。 由于到达光检测器的信号很弱,光接收机引起的信号失真可以忽略 。 在这些条件下,光检测器的输出光电流
is=I0(1+m cosωt) (6.4)
均方信号电流
2
2
2
m
s
Ii
式中,Im=mI0 为信号电流幅度,I0为平均信号电流,m为调制指数,其定义为
nmi nminminmibom II
II
III
II
I
Im
ma x
ma x
ma xmi n
ma x
2/
2/
平均信号电流信号电流幅度平均信号电流
I0=gIP=gρPb (6.7)
式中,Pb=KPB为输入光检测器的平均光功率,K代表光纤线路的衰减,ρ为光检测器的响应度,IP为一次光生电流,g
APD的倍增因子 。 设使用 PINPD,g=1。
由式 (6.5)～式 (6.7)得到均方信号电流
〈 i2s〉 = (6.8)
模拟信号直接光强调制系统的噪声主要来源于光检测器的量子噪声,暗电流噪声,负载电阻 RL的热噪声和前置放大器的噪声,总均方噪声电流 (参考 3.2节 )可写成
2
)( gpm b?
L
dbTdqn R
k T F BBe o IBpeiiii 4222222
式中,〈 i2q〉,〈 i2d〉 和 〈 i2T〉 分别为量子噪声,暗电流和热噪声产生的均方噪声电流,e为电子电荷,B为噪声带宽,一般等于信号带宽,
Id为暗电流,k=1.38× 1023J/K为波尔兹曼常数,T为热力学温度,RL为光检测器负载电阻,F为前置放大器的噪声系数 。
由式 (6.1),式 (6.8)和式 (6.9)得到,正弦信号直接光强调制系统的信噪比为
)/422(
2/)(lg10 2
Ldb
b
Rk T FeIpeB
gpmS N R
对于电视信号直接光强调制系统的信噪比有些不同,假设传输的是阶梯形全电视信号,则
)/422(
44.1lg20
Ldb
bTV
Rk T FeIpeB
PmS N R
式中,mTV为电视信号的调制指数,其他符号的意义和式
(6.10)相同,但 g=1。
和 SNR关系密切的一个参数是接收灵敏度 。 和数字光纤通信系统相似,在模拟光纤通信系统中,我们把接收灵敏度 Pr定义为：在限定信噪比条件下,光接收机所需的最小信号光功率
Ps,min,并以 dBm为单位 。
假设系统除量子噪声外,没有其他噪声存在,在这种情况下,灵敏度由平均信号电流决定,这样确定的灵敏度称为
(最高 )极限灵敏度 。
根据假设,式 (6.10)分母后两项为零,利用式 (3.14)响应度
ρ=ηe/hf,m=1,g=1,式 (6.10)简化为
h fB
P
N
s b
P 4
在限定信噪比条件下,光接收机所需的最小信号光功率
2m i n,
b
S
pP?
把式 (6.12)代入式 (6.13)得到
P
S N
SBhfP
22m i n,?
式中,hf为光子能量,h=6.628× 1034J·s为普朗克常数,
f=c/λ为光频率,c=3× 108 m/s为光速,λ为光波长 (μm ),η为光检测器量子效率 (%),B为噪声带宽 。
设光检测器为 PIN PD,光波长 λ=1.31 μm,
η=0.6,噪声带宽 B=8 MHz,系统要求 SNR=50 dB。 由式 (6.14)
得到 P s,min=2.86× 107 mW,或 Pr=10lgP s,min=65.4 dBm。 当然,
实际系统必须考虑光检测器的暗电流和前置放大器的噪声 。
因而,实际灵敏度比极限灵敏度要低得多 。
2.
为使模拟信号直接光强调制系统输出光信号真实地反映输入电信号,要求系统输出光功率与输入电信号成比例地随时间变化,即不发生信号失真 。 一般说,实现电 /光转换的光源,
由于在大信号条件下工作,线性较差,所以发射机光源的输出功率特性是 DIM系统产生非线性失真的主要原因 。 因而略去光纤传输和光检测器在光 /电转换过程中产生的非线性失真,只讨论光源 LED的非线性失真 。 参看图 6.2。
非线性失真一般可以用幅度失真参数 ——微分增益 (DG)和相位失真参数 ——微分相位 (DP)表示 。 DG可以从 LED输出功率特性曲线看出,其定义为
%100
|
||
m a x
2
12
I
II
dI
dp
dI
dp
dI
dp
DG
DP是 LED发射光功率 P和驱动电流 I的相位延迟差,其定义为
DP=［ φ(I2)φ(I1)］
式中,I1和 I2为 LED不同数值的驱动电流,一般取 I2>I1。
虽然 LED的线性比 LD好,但仍然不能满足高质量电视传输的要求 。 例如,短波长 GaAlAsLED的 DG可能高达 20%,DP
高达 8°,而高质量电视传输要求 DG和 DP分别小于 1%和 1° 。
影响 LED非线性的因素很多,要大幅度改善动态非线性失真非常困难,因而需要从电路方面进行非线性补偿 。
模拟信号直接光强调制光纤传输系统的非线性补偿有许多方式,目前一般都采用预失真补偿方式 。 预失真补偿方式是在系统中加入预先设计的,与 LED非线性特性相反的非线性失真电路 。
这种补偿方式不仅能获得对 LED的补偿,而且能同时对系统其他元件的非线性进行补偿 。 由于这种方式是对系统的非线性补偿,把预失真补偿电路置于光发射机,给实时精细调整带来一定困难,而把预失真补偿电路置于光接收机,则便于实时精细调整 。
设系统发射端输入信号 V1与接收端输出信号 V2之间相移为
φ1,它包含了 LED输出光功率 P与驱动电流之间的相移,以及系统中其他各级输出信号和输入信号之间的相移 。
φ1随输入信号 V1而变化,如图 6.3(a),因而产生微分相位 DP。
微分相位补偿是设计一种电路,使其相移特性 φ2与 φ1的变化相反,如图 6.3(b)。 两个非线性电路相加,使系统总相移 φ
不随输入信号大小而变化,如图 6.3(c)。
在模拟电视光纤传输系统中,最广泛使用的电路是微分相位四点补偿电路,如图 6.4所示 。 这种电路的相位补偿是利用集电极和发射极输出的信号相位差 180° 的原理构成的全通相移网络来实现的 。
和微分相位补偿原理相似,微分增益补偿是对 LED等非线性器件产生的高频动态幅度失真的补偿,目前最广泛使用的微分增益四点补偿电路如图 6.5所示 。
图 6.3 微分相位补偿原理图 6.4 微分相位补偿电路
V
5
R
3
E
3
V
4
R
2
E
2
E
1
V
3 R
1
R
0
C
0
R
4
R
5
＋ E
c
＋ E
c
3 0 J 9 G
U
1
3 0 G 6 D
V
1
R
c
C
1
R
e
V
2
图 6.5 微分增益补偿电路
V
1
＋ E
c
U
1
3 0 G 6 D
E
1
R
e 1
R
e 0
V
2
E
2
R
e 2
V
3
E
3
R
e 3
U
0
R
c
V
6.2.2光端机光端机包括光发射机和光接收机 。
1.
模拟基带直接光强调制光纤电视传输系统光发射机的功能是,把模拟电信号转换为光信号 。 对这种光发射机的基本
(1) 发射 (入纤 )光功率要大,以利于增加传输距离 。 在光纤损耗和接收灵敏度一定的条件下,传输距离和发射光功率成正比 。 发射光功率取决于光源,LD优于 LED。
(2) 非线性失真要小,以利于减小微分相位 (DP)和微分增益 (DG),或增大调制指数 m(mTV)。 LED线性优于 LD。
(3) 调制指数 m(mTV)要适当大 。 m大,有利于改善 SNR；
但 m太大,不利于减小 DP和 DG。
(4) 光功率温度稳定性要好 。 LED温度稳定性优于 LD，
用 LED作光源一般可以不用自动温度控制和自动功率控制,
因而可以简化电路,降低成本 。
模拟基带 DIM光纤电视传输系统光发射机方框图如图 6.6
所示,输入 TV信号经同步分离和箝位电路后,输入 LED的驱动电路 。 驱动电路的末级及其工作原理示于图 6.7,图中 R1C1
电路用于调节 DIM系统电视信号的幅频特性,Re用于监测通过 LED的电流,Rc用于控制通过 LED的极限电流,V2用于保护 LED防止反向击穿,LED的工作点由箝位电路调节 。
图 6.6 光发射机方框图箝位电路同步分离驱动电路
LE D
TV 入图 6.7 LED驱动电路的末级及其工作原理
C
1
R
1
＋ E
c
R
c
时间电流时间光功率
( a ) ( b )
V
2
R
e
V
1
LE D
由于全电视信号随亮场和暗场的变化而变化,为保证动态 DP和 DG的规定值,必须保持 DP和 DG补偿电路的工作点不随亮场和暗场而变化,所以应有箝位电路来保证其工作点恒定 。 在全电视信号中,图像信号随亮场和暗场而变化,其同步脉冲信号在工作过程是不变的,因而利用同步脉冲和图像信号处于不同电平的特点,对全电视信号中的同步脉冲进行分离和箝位 。
2.
光接收机的功能是把光信号转换为电信号。 对光接收机的基本要求是：
(1) 信噪比 (SNR)
(2)
(3) 带宽要宽 。
模拟基带 DIM光纤电视传输系统光接收机方框图如图 6.8
所示,光检测器把输入光信号转换为电信号,经前置放大器和主放大器放大后输出,为保证输出稳定,通常要用自动增益控制 (AGC)。
光检测器可以用 PINPD或 APD。 PINPD只需较低偏压
(10～ 20 V)就能正常工作,电路简单,但没有内增益,SNR较低 。 APD需要较高偏压 (30～ 200 V)才能正常工作,且内增益随环境温度变化较大,应有偏压控制电路 。
图 6.8 光接收机方框图前放 主放
A G C
光检测器
APD的优点是有 20～ 200倍的雪崩增益,可改善 SNR。 对于模拟基带 D IM光纤电视传输系统,力求电路简单,光检测器一般都采用 PINPD。
前置放大器的输入信号电平是全系统最低的,因此前放决定着系统的 SNR和接收灵敏度 。 目前这种系统都采用补偿式跨阻抗前放 。 如采用 PIN FET混合集成电路的前放,可获得较高 SNR和较宽的工作频带 。
主放大器是一个高增益宽频带放大器,用于把前放输出的信号放大到系统需要的适当电平 。
由于光源老化使光功率下降,环境温度影响光纤损耗变化,以及传输距离长短不一,使输入光检测器的光功率大小不同,所以需要 AGC来保证光接收机输出恒定 。
6.2.3系统性能模拟基带直接光强调制光纤电视传输系统方框图如图 6.9
所示 。 在发射端,模拟基带电视信号和调频 (FM)伴音信号分别输入 LED驱动器,在接收端进行分离 。 改进 DP和 DG的预失真电路置于接收端 。 主要技术参数举例如下 。
1,系统参数
(1)
带宽 0～ 6 MHz
SNR≥50 dB(未加校 )
驱动箝位阻抗匹配同步分离
FM
阻抗匹配接收放大
A G C
TV
伴音分离箝位同步分离
D F M
DG
DP
箝位视放同步分离音放
TV 入
7 5 不平伴音 入
6 0 0 平衡伴音 出
6 0 0 平衡
TV 出
75 不平
LE D P I N
光纤
6.9 模拟基带直接 光强调值光前点时传输系统方框图
DG4%
DP4°
发射光功率 ≥15 dBm(32 μW)
接收灵敏度 ≤30 dBm
(2)
带宽 0.04～ 15 kHz
输入输出电平 0 dBr
SNR55 dB(加校 )
畸变 2%
伴音调频副载频 8 MHz
2.
模拟基带直接光强调制光纤电视传输系统的传输距离大多受光纤损耗的限制 。 根据发射光功率,接收灵敏度和光纤线路损耗可以计算传输距离 L,其公式为
a
MpPL rt
式中,Pt为发射光功率 (dBm),Pr为接收灵敏度 (dBm),M
为系统余量 (dB),α为光纤线路 (包括光纤,连接器和接头 )每千米平均损耗系数 (dB/km)。
对于波长为 0.85 μm和 1.31 μm的多模光纤,损耗系数 α可以分别取 3 dB/km和 1 dB/km,M取 3 dB。 用上述举例中的数据,
Pt=15 dBm,Pr=30 dBm,由式 (6.17)计算得到中继距离分别为
L=4 km和 L=12 km。
3,系统对光纤带宽的要求对于多模光纤而言,长度为 L的光纤线路总带宽 B(MHz)和单位长度 (1 km)光纤带宽 B1(MHz·km)的关系为
B 1=BL γ[JY](6.18)
式中串接因子 γ=0.5～ 1,为方便起见,取 γ=1,这是最保守的取值,光纤线路总带宽 B=8 MHz,根据上面的计算,0.85 μm
和 1.31 μm中继距离分别为 L=4 km和 L=12 km。
由式 (6.18)计算得到,所需单位长度光纤带宽分别为
B1=32 MHz·km和 B1=96 MHz·km。
如果采用原 CCITT G.651的标准多模 GI光纤,其单位长度带宽至少是 200 MHz·km,因此完全可以满足要求 。 如果采用多模 SI光纤,其带宽只有几十 MHz·km,这时,认真计算是必要的,因为在短波长光纤材料色散和 LED光源谱线宽度的影响是不可忽视的 。
在短波长使用 LED光源的情况下,光纤线路总带宽应为
B=(B2m+B2c)1/2
式中,Bm和 Bc分别为模式色散和材料色散引起的带宽。
）取 1(11
L
B
L
BB
rm
LC
B C
)(
1044.0 6
式中,C(λ)为光纤材料色散,Δλ为光源 FWHM谱线宽度 。 由式 (6.19)和式 (6.20)得到
2
1
2
6
1
1
1044.0
)(
1
BC
BLB
例如,在 0.85μm,多模光纤 C(λ) =120 ps/(nm·km),设
LED谱线宽度 Δλ=50nm,如果根据上面的计算结果 B1=32
MHz·km,由式 (6.21)计算得到 B1≈1.2BL=38 MHz·km,带宽增加 20%。 在实际工程中是否采用短波长 LED和多模 SI光纤,
要根据经济效益 (系统成本和维修费用 )来决定 。
6.3
图 6.10示出副载波复用 (SCM)模拟电视光纤传输系统方框图 。 N个频道的模拟基带电视信号分别调制频率为 f1,f2,f3,…,fN
的射频 (RF)信号,把 N个带有电视信号的副载波 f1s,f2s,f3s,…,
fNs组合成多路宽带信号,再用这个宽带信号对光源 (一般为 LD)
进行光强调制,实现电 /光转换 。 光信号经光纤传输后,由光接收机实现光 /电转换,经分离和解调,最后输出 N个频道的电视信号 。
模拟基带电视信号对射频的预调制,通常用残留边带调幅 (VSBAM)和调频 (FM)两种方式,各有不同的适用场合和优缺点 。 我们主要讨论残留边带调幅副载波复用 (VSB
AM/SCM)模拟电视光纤传输系统 。
图 6.１０ 副载波复用模拟电视光纤传输系统方框图放大
M
1
B P F
f
1
f
1 s
放大
M
2
B P F
f
2
f
2 s
放大
M
N
B P F
频道 1
频道 2
频道 N
组合电路宽放驱动电路光发射机
LD
光纤探测电路宽放分离电路
D
1
LP F
f
1 s
D
2
LP F
D
N
LP F
f
2 s
f
3 s
频道 1
频道 2
频道 N
M
i
为调制器 D
i
为解调器 B P F 为带通滤波器 LP F 为低通滤波器
f
N f
N s
P I N
光接收机
…
…
6.3.1特性参数对于副载波复用模拟电视光纤传输系统,评价其传输质量的特性参数主要是载噪比 (CNR)和信号失真 。
1,载噪比载噪比 CNR的定义是,把满负载,无调制的等幅载波置于传输系统,在规定的带宽内特定频道的载波功率 (C)和噪声功率
(NP)的比值,并以 dB为单位,用公式表示为
2
2
n
c
p i
i
N
C?
或
CNR=10lg
2
2
lg10
n
c
p i
i
N
C?
式中,〈 i2c〉 为均方载波电流,〈 i2n〉 为均方噪声电流 。
设在电 /光转换,光纤传输和光 /电转换过程中,都不存在信号失真 。 如图 6.11所示,输入激光器的调幅信号电流为
I(t)=Ib+(IbIth) twm
i
N
i
i c o s
1
由于假设不存在信号失真,
P(t)=Pb+Ps
twm i
N
i
i c o s
1
图 6.11 激光器模拟调制原理式中,Ps=PbPth,Pb和 Pth分别为偏置电流 Ib和阈值电流 Ith
对应的光功率,N为频道总数,mi和 ωi分别为第 i个频道的调制指数和副载波角频率 。
设每个频道的调制指数都相同,即 mi=mj=mk=m,暂时略去光纤传输因子 10αL/10,α和 L分别为光纤线路平均损耗系数和长度,系统使用 PIN-PD,从光检测器输出的 (载波 )信号电流为
ic=I0 (1+m
)c o s
1
twm i
N
i
i?
均方 (载波 )信号电流
2
2
2
m
c
Ii
式中,Im=mI0为信号电流幅度,I0为平均信号电流,
m=m0/ 为每个频道的调制指数,m0为总调制指数,N为频道总数 。
SCM为模拟电视光纤传输系统,产生噪声的主要有激光器,光检测器和前置放大器 。 采用 PIN-PD,略去暗电流,系统的总均方噪声电流可表示为
N
L
TqR I Nn R
K T F BBeIBIR I Niiii 42)(
0
2
0
2222
式中,〈 i2RIN〉,〈 i2q〉 和 〈 i2T〉 分别为激光器的相对强度噪声,光检测器的量子噪声和折合到输入端的放大器噪声产生的均方噪声电流 。
e为电子电荷,B为噪声带宽,k=1.38× 1023J/K为波尔兹曼常数,T为热力学温度,RL为光检测器负载电阻,F为前置放大器噪声系数 。 相对强度噪声 (RIN)是激光器谐振腔内载流子和光子密度随机起伏产生的噪声,一般不可忽略 。
由式 (6.22),式 (6.27)和式 (6.28)得到
]/42)[(2
)(
0
2
0
2
0
Lp RK T FeIIR I NB
mI
N
C
式中平均信号电流 I0=ρP0,P0=Pb× 10αL/10为光检测器平均接收光功率,ρ为响应度 。 由式 (6.29)得到每个信道的载噪比
CNR=10lg
]/42))([(2
)(
0
2
0
2
0
LRK T FePPR I NB
mI
由此可见,载噪比 CNR随着调制指数 m和平均接收光功率
P0的增加而增加,随三项噪声的增加而减小 。 下面观察一下三项噪声的界限 。
在平均接收光功率 P0较大的条件下,激光器的相对强度噪声 (RIN)和前置放大器的噪声可以忽略,这样系统只有量子噪声起作用,由式 (6.30)得到
(CNR)q=10 lg
这时 CNR与 m2和 P0成正比 。
eB
pm
4
02?
如果平均接收光功率 P0很大,激光器相对强度噪声 (
RIN)起决定作用,光检测器的量子噪声和前置放大器噪声都可以忽略,在这个条件下,
(CNR)RIN= (6.32)
这时 CNR与 m2成正比,与 (RIN)成反比 。
当平均接收光功率 P0很小时,前置放大器噪声起着决定性作用,其他两项噪声都可以忽略,这时由式 (6.30)得到
（ CNR)T=10lg
BRIN
m
)(2
2
K T F B
RMP L
8
)( 20?
利用式 (6.30)～式 (6.33),设平均接收光功率 P0=2～ 12
dBm,计算 AM/SCM光纤传输系统 CNR与 P0的关系以及各项噪声起决定作用时 CNR的界限,如图 6.12所示 。 计算中采电子电荷,e=1.6× 10-19 C
波尔兹曼常数,k=1.38× 10-23 J/K
调制指数,m=0.05
相对强度噪声,(RIN)=150 dB/Hz
噪声带宽,B=4× 106 Hz
响应度,ρ=0.8 A/W
图 6.12 CNR的特性和各种噪声的界限负载电阻,RL=1 kΩ
前放噪声系数,F=3 dB
热噪声温度,T=290 K
假设 P0=0 dBm,计算各项噪声分别起决定作用时的 CNR。
由式 (6.32),相对强度噪声起决定作用时,(CNR)RIN=54.9 dB。
由式 (6.31),量子噪声起决定作用时,CNR=58.9 dB。 由式
(6.33),前置放大器噪声起决定作用时,CNR=68.0 dB。
提高 CNR是系统设计中的重要问题 。 由式 (6.30)可以看出,
增大 P0不一定能提高 CNR。 为了提高 CNR,增大 m是可取的 。
但是增大 m又会使激光器的线性劣化,要用预失真技术来补偿 。 如果选用质量极好的 DFB激光器来制造线性良好,发射功率又大的光发射机,势必降低器件成品率,增加成本 。
综合各种因素,最好采用适当低的光功率和适当大的调制指数,而不是相反 。
不论采用什么预调制方式,计算 CNR的公式都相同,只是公式中具体参数不同而已 。 所以式 (6.29)～式 (6.33)既适用于
VSBAM,也适合于 FM。 但是为获得相同 SNR,不同预调制方式所需的 CNR都是不同的 。 为在接收机解调后获得相同 SNR，
两种预调制方式所需的 CNR比值为
3
2
.
2
3
)/(
)/(
b
d
FMP
AMV S BP
B
F
NC
NC
式中,Ｆ d为由图像信号产生的频偏峰 - 峰值,Bb为基带信号带宽,Bf为 FM信号带宽 。
设 Fd=17 MHz,Bb=4 MHz,Bf=27 MHz,代入式 (6.34)计算结果用 dB表示,得到 FM相对于 VSB AM,其 CNR改善了 21.1
dB。 考虑到其他因素的影响,这个数值可以达到 24 dB。
两种预调制方式的 CNR比较如图 6.13所示 。 例如,用
VSBAM方式,要求 CNR=52 dB,图中显示,至少要求平均接收光功率为 2 dBm。 如果用 FM方式,只需要 CNR=5224=28 dB,
图中显示,平均接收光功率可以降低到 15 dBm,接收光功率改善了 13 dB。 设光纤线路平均损耗系数为 0.5 dB/km,则 FM方式的传输距离可增加 13/0.5=26 km。
由此可见,就载噪比而言,预调制方式 FM优于 VSB
AM。 但是和 VSBAM方式相比,FM方式存在一个本质性问题,
就是它占用的带宽较宽,约为 VSBAM方式的 6倍 。 所以要根据不同应用场合,选择不同预调制方式 。
图 6.13 VSB AM和 FM方式 CNR的比较
2.
副载波复用模拟电视光纤传输系统产生信号失真的原因很多,但主要原因是作为载波信号源的半导体激光器在电 /光转换时的非线性效应 。 由于到达光检测器的信号非常微弱,
在光 /电转换时可能产生的信号失真可以忽略 。 只要光纤带宽足够宽,传输过程可能产生的信号失真也可以忽略 。
下面讨论激光器非线性效应产生的信号失真,参看图 6.11。
输入激光器的调幅信号电流仍为式 (6.24)所示,即
I(t)=Ib+(Ib-Ith)
N
i
ii twm
1
c o s
由于实际激光器输出光功率 P(t)与驱动电流 I(t)的关系是非线性的,因而输出光信号产生失真 。 在调制频率 fi(ωi/2π)不超过 1 GHz时,可以利用泰勒级数展开,
P(t)=Pb +
!
))((|
1 m
ItI
dI
pd mb
IbI
N
m
m
m?
略去式 (6.35)四阶以上 (m≥4)的非线性项,把式 6.24)代入,用一组简化的符号,得到
P(t)=a0+a1Is+a2I2s+a3I3s (6.36)
式中 ai(i=1,2,3)包含 P(t)对 I(t)的 i阶导数,
Is=
N
i
ii twI
1
c o s
Ii=(IbIth)mi为第 i个频道的信号电流幅度 。 我们所关心的二阶非线性项和三阶非线性项分别为
2
1
2
2
2 c o s?
N
i
iiS twIaIa
N
i
N
j
jiji
N
i
N
j
jiji twwII
atwwIIa
1 1
2
1 1
2 )c o s (
2)c o s (2
3
1
2
3 c o s2
N
i
iiS twIaIa
N
i
N
j
N
K
kjiKji wwwIII
a
1 1 1
2 )c o s (
4
N
i
N
j
N
K
kjiKji wwwIII
a
1 1 1
3 )c o s (
4
N
i
N
j
N
K
kjiKji wwwIII
a
1 1 1
2 )c o s (
4
式中 Ii=Ij=Ik=(IbIth)mi=(Ib-Ith)m=I0m为每个信道的信号电流幅度 。
副载波复用模拟电视光纤传输系统的信号失真用组合二阶互调 (CSO)失真和组合三阶差拍 (CTB)失真这两个参数表示 。
两个频率的信号相互组合,产生和频 (ωi+ωj)和差频 (ωiωj)信号,
如果新频率落在其他载波的视频频带内,视频信号就要产生失真 。
这种非线性效应会发生在所有 RF电路,包括光发射机和光接收机 。 在给定的频道上,所有可能的双频组合的总和称为组合二阶 (CSO)互调失真 。 通常用这个总和与载波的比值表示,并以 dB为单位,记为 dBc。 组合三阶差拍 (CTB) 失真是三个频率 (ωi± ωj± ωk)的非线性组合,其定义和表示方法与
CSO相似,单位相同 。
根据以上分析,第 i CSO和 CTB 分别表示为
CSO=10 lg
2
0
2
2 )()(2 mpp
pic
CTB=10 lg
4
0
2
2 )()(3 mpp
pic
式中 C2i和 C3i分别为组合二阶互调和组合三阶差拍的系数,
在频道频率配置后具体计算 。 P′,P″和 P分别为 P对 I的一阶,
二阶和三阶导数,其数值由实验确定 。 P0m为每个频道输出光信号幅度 。
CSO和 CTB 将以噪声形式对图像产生干扰,为减小这种干扰,可以采用如下方法 。
(1) 采用合理的频道频率配置,以减小 C2i和 C3i,改善 CSO
和 CTB。
为改善 CSO,系统频道 N的副载波频率 fN和频道 1的副载频
f1应满足 fN<2f1,即副载波最高频率应小于最低频率的 2倍 。
这样,如图 6.14所示,二阶互调 (fi+fj)都大于 fN,落在系统频带的高频端以外 。 二阶互调 (fifj)都小于 f1,落在低频端以外 。
同理,为减少落在系统频带内的三阶互调,应适当配置各频道的副载波频率,使三阶互调频率 (fj± fj± fk)即使落在系统的频带内,也不落在工作频道的信号频带内,如图 6.15所示 。
这样,虽然系统输出端存在互调干扰,但分离和滤波后各频道单独输出时,其影响就不明显了 。
(2) m,以保证 CSO和 CTB符合规定的指标 。
图 6.14 fN<2f1的 SCM系统的频谱分布
f
i
－ f
j
f
1
f
2
f
3
f
i
f
i
＋ f
j
f
N － 1
f
N
2 f
1
系统频宽
f
图 6.15 SCM系统带内三阶互调干扰的最佳频谱分布
f
1
B
i f
j
f
N
系统频宽三阶互调谱
f
由式 (6.40)和式 (6.41)可以看到,CSO与 m2成正比,CTB
与 m4成正比,因此随着 m值的增大,CSO和 CTB迅速劣化 。
因为驱动激光器的信号电流随 m值的增大而增加,可能偶然延伸到 LD的阈值以下或超过功率特性曲线的线性部分,引起削波 (削底和限顶 )效应,如图 6.16所示,因而产生信号失真 。 由于多路 RF信号的叠加具有随机性,当 N很大时,服从高斯分布,产生过大信号的概率很小 。 分析计算表明,CSO和 CTB
是参数 μ=m 和 N十分复杂的函数,m为调制指数,N为频道总数 。 图 6.17(a)和 (b)分别示出 N=47和 N=59时 CSO#,CTB
与 μ和 m的关系曲线 。
2N
图 6.16 激光器的削波效应分析计算表明,CSO和 CTB是参数 μ= 和 N十分复杂的函数,m为调制指数,N为频道总数 。 图 6.17(a)和 (b)分别示出 N=47和 N=59时 CSO#,CTB与 μ和 m的关系曲线 。 由图可见,
为保证 CSO≤65 dBc和 CTB≤65 dBc,μ值不应大于 0.25,由此得
m≤0.35/ 。 由图 6.18可以看到,当 μ≥0.31 时,
CSO#,CTB与 N几乎无关 。
(3) 采用外调制技术,把光载波的产生和调制分开 。 这样,
光源谱线不会因调制而展宽,没有附加的线性调频 (啁啾,
chirp)产生的信号失真,因而改变了 CSO和 CTB。
2N
N
图 6.17 CSO,CTB
图 6.18 CSO和 CTB与频道数的关系
6.3.2
1,光发射机对残留边带 —
(1) 输出光功率要足够大,(P[CD*2]I)
(2) 调制频率要足够高,
(3) 输出光波长应在光纤低损耗窗口,
(4) 温度稳定性要好 。
VSBAM光发射机的构成示于图 6.19。 输入到光发射机的电信号经前馈放大器放大后,受到电平监控,以电流的形式驱动激光器 。 LD输出特性要求是线性的,但在实际电 /光转换过程中,微小的非线性效应是不可避免的,而且要影响系统的性能 。 所以优质的光发射机都要进行预失真控制 。 方法是加入预失真补偿电路 (预失真线性器 )。 预失真补偿电路实际上是一个与激光器的非线性相反的非线性电路,用来补偿激光器的非线性效应,以达到高度线性化的目的 。 为保证输出光的稳定,通常采用制冷元件和热敏电阻进行温度控制 。
同时用激光器的后向输出通过 PINPD检测的光电流实现自动功率控制 。 为抑制光纤线路上不均匀点 (如连接器 )的反射,
在 LD输出端设置光隔离器 。
正确选择光发射机对系统性能和 CATV网的造价都有重大意义 。
(1) 直接调制 1310 nm分布反馈 (DFB)激光器光发射机,
如图 6.19和图 6.20
(2) 外调制 1550 nm分布反馈 (DFB)激光器光发射机,如图 6.21
(3) 外调制掺钕钇铝石榴石 (Nd,YAG)固体激光器光发射机,如图 6.22所示 。
图 6.19 VSB AM光发射机的构成前馈放大器电控衰减器电平检测宽带驱动与预失真补偿自动功率控制
P I N LD
→
隔离器双向温控致冷器热敏电阻偏流指示光纤温度致冷电流光功率指示激光器组件图 6.20 直接调制 DFB光发射机方框图
C S O
热敏电阻
C T B
预失真控制微型计算机/ 控制器光输出
1 3 1 0
D F B 激光器
dc 电源与通信接口
RF 功率检测器
R F 监视点
RF 输入图 6.21 外调制 DFB光发射机方框图
1 5 5 0 D F B
激光器
L i N b O
3
调制器
S B S
预失 真线性 器微型计算机/ 控制器光纤 2 输出
RF 监视点
RF 输入
RF 功率检测器光纤 1 输出图 6.22 外调制 YAG光发射机方框图微型计算机 / 控制器光功率调 节
N d,Y A G
激光器监视器接收机光纤 1 输出光纤 2 输出光监视点光监视点互调控制器预失真线性器
RF
驱动偏置驱动
Li N b O
3
调制器光分路器
R S - 4 8 5
通信
RF 输入直接调制 1310 nm DFB光发射机是目前 CATV光纤传输网特别是分配网使用最广泛的光发射机 。 原因是这种光发射机发射光功率高达 10 mW,传输距离可达 35 km,而且性能良好,价格比其他两种光发射机便宜 。 这种良好性能来自 DFB激光器这种单模激光器,其谱线宽度非常窄 。
外调制 YAG光发射机主要由 YAG激光器,电光调制器,
预失真线性器和互调控制器构成 。 预失真线性器作为调制器的驱动电路,互调控制器实际上是一个自动预失真控制器 。 波长为 1310 nm外调制 YAG光发射机发射光功率高达 40 mW以上,
相对强度噪声 (RIN)低到 165 dB/Hz,信号失真性能极好 。
缺点是设备较大,技术较复杂 。 这种光发射机主要用于
CATV干线网,也可以用于分配网 。
外调制 1550 nm DFB光发射机结合了直接调制 1310 nm
DFB光发射机和外调制 YAG光发射机的优点 。 这种光发射机采用 DFB LD作光源,用电流直接驱动,因而与 1310 nm DFB
光发射机同样具有小型,轻便等优点 。 采用外调制技术,又与外调制 YAG光发射机同样具有极好的信号失真性能 。 虽然外调制 1550 nm DFB光发射机的发射光功率只有 2～ 4 mW,但是这种缺点是可以克服和弥补的 。 目前 1550 nm掺铒光纤放大器
(EDFA)已经投入实用,使用 EDFA可以把弱小的光信号放大到
50 mW以上 。
另一方面,1550 nm的光纤损耗比 1310 nm的低 。 外调制
1550 nm DFB光发射机和 EDFA组合提供了一个具有长距离传输潜力的光发射源,但由于 EDFA要产生噪声,所以这种组合的载噪比 (CNR)不能和直接调制 1310 nm DFB光发射机或外调制
YAG光发射机的性能相匹敌 。
外调制 1550 nm DFB光发射机和 EDFA结合,在两个重要场合特别适用 。 主要应用是取代微波和强化前端 (Headend)所要求的超长传输距离 。 但这时必须采用复杂的抑制受激布里渊散射
(SBS)才能发挥作用 。 SBS是一种依赖光功率的非线性效应,
这种效应随光纤长度的增长而明显增加,所以必须进行补偿 。
另一个重要应用是在密集结构的结点上,这种结构需要高功率以分配给多个光分路 。 在这种场合就不存在 SBS的限制了 。
2.
对 VSB AM
(1) 在一定输入功率条件下,有足够大的 RF输出和尽可能小的噪声,以获得大 CNR或 SNR；
(2) 要有足够大的工作带宽和频带平坦度,因而要采用高截止频率的光检测器和宽带放大器 。 VSBAM光接收机的构成如图 6.23所示 。 PINPD把光信号转换为电流,前置放大器大多采用能把信号电流变换为电压的跨阻抗型放大器,主放大器设有自动增益控制 (AGC)。
图 6.23 VSB AM光接收机的构成阻抗匹配
P I N
前置放大电控衰减
A G C
主放大器光纤用 PIN- PD的光接收机输出信号电压 U(V)和输入平均光功率 P0(W)的关系为
U= (6.42)
式中,ρ为光检测器响应度 (A/W),m为调制指数,G1为前置放大器的变换增益 (V/A),G2为主放大器的电压增益 。
[
2
210 GmGP?
6.3.3光链路性能由光发射机,光纤线路和光接收机构成的基本光纤通信系统,作为一个独立的,光信道,,在工程上一般称为光链路 。 光链路性能通常用在规定 CSO和 CTB的条件下,载噪比
CNR与光链路损耗 αL的关系表示,αL=PtP0,α和 L分别为光链路的平均损耗系数和传输长度,Pt和 P0分别为平均发射光功率和平均接收光功率 。
作为例子,图 6.24 示出外调制 YAG光发射机和 PIN-PD光接收机构成的光链路的 CNR与光链路损耗的关系,传输 80个频道 (NTSC-M)NTSC：美国国家电视系统委员会的正交平衡调幅制 。
图 6.24 外调制 YAG光链路性能光发射机 RF输入电平为 18～ 33 dBmv,工作带宽为 45～ 750
MHz,发射光功率为 13 dBm,调制指数为 2.5%,光波长为 1310
nm。 由图 6.23可见,当光链路损耗为 10 dB(相当于接收光功率 3 dBm)时,CNR=53 dB,并随光链路损耗的增加而减小 。
如果增加调制指数,使 CNR改善 2 dB,CTB将从 65 dBc劣化为
60.3 dBc。
