第 5章 放大电路的频响分析与稳定性分析前面假定信号频率不高也不低，耦合电容
eqRfC
12
1
如 C1,C2 50uFkH zf 1 3
2
1
1fC?
交流短路
Cj 10pF M
fC j 9.152
1
交流开路结电容
eq
j
RfC2 1
如果信号频率很高或很低，就应考虑电容的影响一、三极管的高频小信号模型发射结正偏，结电容由扩散电容决定 (
达一百皮法左右 )；集电结反偏，结电容由势垒电容决定 ( 几个皮法 )。
物理模型忽略 rc,re
（为集电区和发射区的体电阻，很小）
ebC'
cbC'
混合 π模型对集电极电流没有贡献；
才能影响集电极电流的大小。
'bI?
"bI?
eb
eb
bebm r
V
IVg
'
'
' 0
''
0
eb
m rg
'
0
rbb’代表 基区体电阻,为发射极动态电阻在基极回路中的折合值 ebr'
EQeb ImVr /26)1('
为受控电流源，与低频模型中的 相对应。ebm Vg '.
bI
.
0?
简化的混合 π模型密勒定理单向化处理忽略 rb?c,rce
h
eb
cb
ceeb
Cj
V
Cj
VV
1
'
.
'
.
'
.
11
cbcb
eb
ce
h CKC
V
VC
'
.
'
'
.
.
1 )1()1(
单向化处理：
为中频时的电压放大倍数，为负值
1||,K
eb
ce
V
VK
'
.
.
.
高频小信号模型
cbcbh CCKC ''1 )1(
cbcbh CCK
KC
''2
1
同理
eb
m rg
'
0
cbebi CKCC '
.
' )1(
hi CC 2 输出回路时间常数 输入回路时间常数
21 ff
2
1?f
12RC
高频特性主要决定于小的这个截止频率
f1 f2
vAlg20
f
)(2 '' cbeb
m
T CC
gf
为管子 降为 1时对应的频率，
特征频率
Tf
手册一般给出,,可求出
Tf obcb CC?'
mg
ebC'
二、场效应管的高频小信号模型单向化简化高频等效模型简化模型
gdgsgs CKCC )1('
'.
.
.
Lm
gs
ds Rg
V
VK
三、放大电路的分频段分析法全频段等效电路
C 通常为 10~100μ F，
Ci 通常为 10~100pF
cbebi CKCC '
.
' )1(
分频段分析法
中频段,
C 容抗很小，交流短路；
Ci 容抗很大，交流开路。
低频段,
C 容抗增大，不能忽略；
Ci 容抗更大，交流开路。
高 频段,
C 容抗更小，交流短路；
Ci 容抗减小，不能忽略。
中频段电压放大倍数
''
'
'
Lm
be
eb
is
i
eb
o
i
eb
s
i
s
o
v s m Rgr
r
RR
R
V
V
V
V
V
V
V
VA
与以前所求的低频（实为音频）电压放大倍数是一致的。
eb
m rg
'
0 bebi rRR //?
ω
1
)
ω
1
//(
'
'
'
Cj
R
R
Cj
RRg
r
r
RR
R
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
A
L
L
Lcm
be
eb
is
i
ce
o
eb
ce
i
eb
s
i
s
o
v s L
CRRj
CRRjA
Lc
Lc
v s m )(ω1
)(ω
低频段电压放大倍数
CRRj CRRjRgrrRR R
Lc
Lc
Lm
be
eb
is
i
)(ω1
)(ω ''
)( LcL RRC设
CRRf LcLL )(2
1
2
1
则
L
L
v s mv s L fjf
fjfAA
/1
/
高频段电压放大倍数
]////[ ''' bsbbebs RRrrR
s
is
i
be
eb
i
be
eb
s VRR
R
r
rV
r
rV
'''
'
'
'
'
'
'
'
ω
1
1
Lm
i
s
i
be
eb
is
i
eb
o
s
eb
s
s
s
o
v s H
Rg
Cj
R
Cj
r
r
RR
R
V
V
V
V
V
V
V
V
A
is
v s m CRjA 'ω1
1
设则
isH CR 'τ?
isH
H CRf '2
1
2
1
H
v s mv s H fjfAA /1
1
将 Ci以左部分用戴维南定理简化共射放大电路的全频段电压放大倍数的表达式：
HL
L
v s mvs fjffjf
fjfAA
/1
1
/1
/
L
L
v s mv s Lvs fjf
fjfAAA
/1
/
H
v s mv s Hvs fjfAAA /1
1
在中频段，因 fH >>f >>f L，上式近似为在高频段，因 f >> f L，上式近似为在低频段，因 f << f H，上式近似为
v smvs AA
多级放大电路电压放大倍数的频率响应表达式：
i Hik Lk
Lk
vmv fjffjf
fjfAA
/1
1
/1
/
低频转折频率和高频转折频率的个数由放大电路中的 电容个数 所决定，其数值则与电容所在回路的 时间常数 相关。
四、频率响应的 BODE图表示
横坐标采用对数频率刻度
对数幅频特性曲线纵坐标用分贝表示；
对数相频特性曲线纵坐标表示相角?。
好处,
把很宽的频率变化范围压缩在较窄的频率坐标以内 。
增益的乘,除运算变成了坐标的加,减运算 。
采用 渐近折线 代替绘制十分麻烦的频率特性曲线 。
1,低频段波特图的绘制频率特性表达式：
对数幅频特性表达式,
对数相频特性表达式：
L
L
v fjf
fjfA
/1
/
2
1lg20lg20lg20
LL
v f
f
f
fA?
=90?-arctan
Lf
f
最大误差在 f＝ fL
处 (误差 3dB)。
最大误差在 f＝ 0.1fL
处 (误差 +5.71° ) 及在 f=10fL处 (误差为
-5.71° )。
2,高频段波特图的绘制
H
v fjfA /1
1
频率特性表达式：
对数幅频特性表达式：
对数相频特性表达式：
2
1lg20lg20
H
v f
fA -?
=-arctan
Hf
f
最大误差在 f＝ fH
处 (误差 3dB)。
最大误差在 f＝ 0.1fH
处 (误差 +5.71° ) 及在
f=10 fH处 (误差为 -
5.71° )。
【 例 3.1.4】
已知一放大电路的频率响应为分别写出其对数幅频特性和相频特性的表达式，
并画出相应的波特图。
Hz1047.1/1
1
Hz53/1
Hz53/46-
6 jfjf
jfA
vs?
解,其对数幅频特性表达式为：
其对数相频特性表达式为：
26
2
1047.11lg20
531lg2053lg2046lg20lg20
f
ffA v?
61047.1a rc t a n53a rc t a n90180 ff
M H z47.1?Hf
Hz53?Lf
M H z47.1?
LH ffBW
上限频率下限频率带宽
【 例 3.1.5】
已知一多级放大电路的频率响应为试画出它的波特图，并求出它的上限频率 fH。
75 106.2/1
1
1043.7/1
107-
jfjfA vs
解,上限频率为：
fH?7.43?105 Hz
上限频率就是放大电路高频段电压放大倍数下降到中频段电压放大倍数的
0.707倍（ -3dB）对应的频率。
7.43?105 Hz
2.6?107 Hz
上限频率为：
fH?7.43?105 Hz
放大电路的计算机辅助分析举例
【 例 3.1.6】 多级放大电路如图 3.1.36所示,vi为 5mV(幅值 )的正弦交流电压,设晶体管 Q2N3904的模型参数为
β=132,试用 PSPICE程序仿真分析下列项目：
(1) 研究放大电路各点的波形,及输入输出电压的相位关系；
(2) 电压增益的幅频特性和相频特性；
(3) 当频率从 10Hz变化到 100MHz时,绘制输入阻抗的幅频特性；
(4) 当频率从 10Hz变化到 100MHz时,绘制输出阻抗的幅频特性 。
(5) 现有一个 100μ F的电容,替换电路中的哪个电容可以明显地改善电路的低频特性？
解,(1) 研究各点波形，输入输出电压相位关系瞬态分析 (Transient) 可以查看电路中各点的波形 。
交流分析 (AC Sweep) 可以查看 频率特性 。
(2) 电压增益的幅频特性和相频特性下限频率 f L为 744Hz，上限频率 f H为 10MHz；
中频段的电压放大倍数为 128.8，即 42.2dB。
(3) 输入阻抗的幅频特性中频段时输入电阻约为 2.4 kΩ。
(4) 求输出电阻等效电路中频段时输出电阻为 22Ω。
输出电阻的幅频特性
(5) 当 Ce从 10μ F
改为 100 μ F
电容后,下限频率 f L 为
79Hz，比原来的下限频率有明显的降低。
为什么耦合电容 C1,C2等常取十几或几十微法，而旁路电容 Ce则取上百微法？
因为与 C1,C2和 C3所在回路的等效电阻相比,Ce所在回路的等效电阻要小得多，因此需要较大的电容值,才能使它们所产生的转折频率在数量级相当。
一,产生自激的原因和条件以同相比例运算电路为例，
设基本放大器具有三个极点频率。
)
10
1)(
10
1)(1(
10
1
2
11
5.
ppp
v
f
fj
f
fj
f
fj
A
先可画出开环对数幅频特性和相频特性曲线 。
负反馈放大电路的稳定性自激振荡是指没有输入信号 (vi=0)时,放大电路也有输出 (vo≠0)。 通常可用示波器观察到输出振荡波形,
这 时 放大器的闭环增益趋于无穷大 。
在通频带内为负反馈通频带外转变为正反馈
)
10
1)(
10
1)(1(
10
1
2
11
5.
ppp
v
f
fj
f
fj
f
fjA
产生自激振荡的条件若 = 0，,说明在没有输入的条件下,放大器也有输出,此时放大器产生了自激振荡 。
|1| FA FAAA f
1||
产生自激振荡的条件为 1FA
)12(
)0||lg20( 1||
n
FAFA
FAAF
或幅值平衡条件相位平衡条件只有同时满足这两个条件，电路才会产生自激振荡。但刚起振时，要求 ＞ 1，才能使振荡幅度不断增大，直到满足幅值平衡条件。
|| FA
某闭环放大电路如图所示，在中频段接成负反馈，
如果在输入信号为零时，由于某种电扰动（如合闸通电），其中含有频率为 f0的信号，使通过回路增益后产生附加相移，
则对频率 f0，电路由负反馈变成了正反馈，
若又满足,则产生输出,电路产生了自激振荡，且 的幅度不断增大，由于半导体器件的非线性特性，
输出幅度增大后,会降下来，最终达到动态平衡，,
这时,此时输入信号虽然为零，输入端即反馈信号可作为输入信号维持着输出信号，而输出信号又维持着反馈信号，电路产生稳定的自激振荡。
oX
.
fsi XXX
..,
'' FA
1||?。。 FA
oX
.
|| 。。 FA
1。。 FA
iif XFAXX
....,
iffs XXXX
...,0
0,?sX
+ iX,oX
.
fX
.
.A
.F 自激振荡的产生负反馈放大电路稳定工作 (不产生自激振荡 )的条件
(即稳定判据 )是：当 时,；
或当 时,<1。
1||?FA 1 8 0|| FA
1 8 0FA || FA
通常利用环路增益 的波特图来判别负反馈放大电路是否会产生自激振荡 。
FA
稳定判据二,稳定判据和稳定裕度
在相位条件满足时看
在幅度条件满足时看
o1 80 FA
1)|FA(| 0||lg20 FA
该电路产生自激振荡。
ff?
当 时，
o180|| FA
1)|FA(| 0||lg20 FA 同样也可以判断该电路会产生自激振荡。
Gff?
当 时，
该电路不会产生自激振荡。
在相位条件满足时看
在幅度条件满足时看
o1 8 0 FA
1)|FA(| 0||lg20 FA
ff
当 时，
o1 8 0|| FA
1)|FA(| 0||lg20 FA
Gff?
当 时，
增益裕度 Gm
)(||lg20 dBFAG ffm
相位裕度?m
稳定裕度当电路的附加相移满足 （ 相位平衡条件 ） 时,其对应的环路增益即为增益裕度 Gm。
o1 80 FA
|)(|1 80 o Gm f
设 dB时所对应的频率为 fG,则相位裕度为 0||lg20?FA
工程上要求 Gm≤ -10dB,?m ≥45?。
稳定不稳定某负反馈放大电路的开环幅频和相频特性曲线如图所示。设反馈网络由纯电阻构成，试分析为防止产生自激振荡，｜ ｜
必须小于多少?
F?
【 例 3.3.6 】
解,作临界自激线。
dB60
||
1lg20?
F?
时不会产生自激。
应小于 0.001。
||F?
临界自激线
电容滞后补偿相位补偿法 （ 频率补偿法 ） 是在反馈放大电路的适当部分加入 RC网络,改变环 路增益 的频率响应,使得反馈放大电路在增益裕度和相位裕度满足要求的前提下,能获得较大的环路增益 。
三、消除自激振荡的方法通常将电容接在时间常数最大的回路中。补偿后通频带变窄,又称 窄带补偿 。
RC滞后补偿通常将 RC网络接在时间常数最大的回路中。补偿后的频带比电容补偿时损失小一些。
密勒效应补偿将补偿电容或 RC补偿网络跨接在电路中，利用密勒效应可以达到增大电容的作用，因此补偿电容可以较小。
eqRfC
12
1
如 C1,C2 50uFkH zf 1 3
2
1
1fC?
交流短路
Cj 10pF M
fC j 9.152
1
交流开路结电容
eq
j
RfC2 1
如果信号频率很高或很低，就应考虑电容的影响一、三极管的高频小信号模型发射结正偏，结电容由扩散电容决定 (
达一百皮法左右 )；集电结反偏，结电容由势垒电容决定 ( 几个皮法 )。
物理模型忽略 rc,re
（为集电区和发射区的体电阻，很小）
ebC'
cbC'
混合 π模型对集电极电流没有贡献；
才能影响集电极电流的大小。
'bI?
"bI?
eb
eb
bebm r
V
IVg
'
'
' 0
''
0
eb
m rg
'
0
rbb’代表 基区体电阻,为发射极动态电阻在基极回路中的折合值 ebr'
EQeb ImVr /26)1('
为受控电流源，与低频模型中的 相对应。ebm Vg '.
bI
.
0?
简化的混合 π模型密勒定理单向化处理忽略 rb?c,rce
h
eb
cb
ceeb
Cj
V
Cj
VV
1
'
.
'
.
'
.
11
cbcb
eb
ce
h CKC
V
VC
'
.
'
'
.
.
1 )1()1(
单向化处理：
为中频时的电压放大倍数，为负值
1||,K
eb
ce
V
VK
'
.
.
.
高频小信号模型
cbcbh CCKC ''1 )1(
cbcbh CCK
KC
''2
1
同理
eb
m rg
'
0
cbebi CKCC '
.
' )1(
hi CC 2 输出回路时间常数 输入回路时间常数
21 ff
2
1?f
12RC
高频特性主要决定于小的这个截止频率
f1 f2
vAlg20
f
)(2 '' cbeb
m
T CC
gf
为管子 降为 1时对应的频率，
特征频率
Tf
手册一般给出,,可求出
Tf obcb CC?'
mg
ebC'
二、场效应管的高频小信号模型单向化简化高频等效模型简化模型
gdgsgs CKCC )1('
'.
.
.
Lm
gs
ds Rg
V
VK
三、放大电路的分频段分析法全频段等效电路
C 通常为 10~100μ F，
Ci 通常为 10~100pF
cbebi CKCC '
.
' )1(
分频段分析法
中频段,
C 容抗很小，交流短路；
Ci 容抗很大，交流开路。
低频段,
C 容抗增大，不能忽略；
Ci 容抗更大，交流开路。
高 频段,
C 容抗更小，交流短路；
Ci 容抗减小，不能忽略。
中频段电压放大倍数
''
'
'
Lm
be
eb
is
i
eb
o
i
eb
s
i
s
o
v s m Rgr
r
RR
R
V
V
V
V
V
V
V
VA
与以前所求的低频（实为音频）电压放大倍数是一致的。
eb
m rg
'
0 bebi rRR //?
ω
1
)
ω
1
//(
'
'
'
Cj
R
R
Cj
RRg
r
r
RR
R
V
V
V
V
V
V
V
V
V
V
A
L
L
Lcm
be
eb
is
i
ce
o
eb
ce
i
eb
s
i
s
o
v s L
CRRj
CRRjA
Lc
Lc
v s m )(ω1
)(ω
低频段电压放大倍数
CRRj CRRjRgrrRR R
Lc
Lc
Lm
be
eb
is
i
)(ω1
)(ω ''
)( LcL RRC设
CRRf LcLL )(2
1
2
1
则
L
L
v s mv s L fjf
fjfAA
/1
/
高频段电压放大倍数
]////[ ''' bsbbebs RRrrR
s
is
i
be
eb
i
be
eb
s VRR
R
r
rV
r
rV
'''
'
'
'
'
'
'
'
ω
1
1
Lm
i
s
i
be
eb
is
i
eb
o
s
eb
s
s
s
o
v s H
Rg
Cj
R
Cj
r
r
RR
R
V
V
V
V
V
V
V
V
A
is
v s m CRjA 'ω1
1
设则
isH CR 'τ?
isH
H CRf '2
1
2
1
H
v s mv s H fjfAA /1
1
将 Ci以左部分用戴维南定理简化共射放大电路的全频段电压放大倍数的表达式：
HL
L
v s mvs fjffjf
fjfAA
/1
1
/1
/
L
L
v s mv s Lvs fjf
fjfAAA
/1
/
H
v s mv s Hvs fjfAAA /1
1
在中频段，因 fH >>f >>f L，上式近似为在高频段，因 f >> f L，上式近似为在低频段，因 f << f H，上式近似为
v smvs AA
多级放大电路电压放大倍数的频率响应表达式：
i Hik Lk
Lk
vmv fjffjf
fjfAA
/1
1
/1
/
低频转折频率和高频转折频率的个数由放大电路中的 电容个数 所决定，其数值则与电容所在回路的 时间常数 相关。
四、频率响应的 BODE图表示
横坐标采用对数频率刻度
对数幅频特性曲线纵坐标用分贝表示；
对数相频特性曲线纵坐标表示相角?。
好处,
把很宽的频率变化范围压缩在较窄的频率坐标以内 。
增益的乘,除运算变成了坐标的加,减运算 。
采用 渐近折线 代替绘制十分麻烦的频率特性曲线 。
1,低频段波特图的绘制频率特性表达式：
对数幅频特性表达式,
对数相频特性表达式：
L
L
v fjf
fjfA
/1
/
2
1lg20lg20lg20
LL
v f
f
f
fA?
=90?-arctan
Lf
f
最大误差在 f＝ fL
处 (误差 3dB)。
最大误差在 f＝ 0.1fL
处 (误差 +5.71° ) 及在 f=10fL处 (误差为
-5.71° )。
2,高频段波特图的绘制
H
v fjfA /1
1
频率特性表达式：
对数幅频特性表达式：
对数相频特性表达式：
2
1lg20lg20
H
v f
fA -?
=-arctan
Hf
f
最大误差在 f＝ fH
处 (误差 3dB)。
最大误差在 f＝ 0.1fH
处 (误差 +5.71° ) 及在
f=10 fH处 (误差为 -
5.71° )。
【 例 3.1.4】
已知一放大电路的频率响应为分别写出其对数幅频特性和相频特性的表达式，
并画出相应的波特图。
Hz1047.1/1
1
Hz53/1
Hz53/46-
6 jfjf
jfA
vs?
解,其对数幅频特性表达式为：
其对数相频特性表达式为：
26
2
1047.11lg20
531lg2053lg2046lg20lg20
f
ffA v?
61047.1a rc t a n53a rc t a n90180 ff
M H z47.1?Hf
Hz53?Lf
M H z47.1?
LH ffBW
上限频率下限频率带宽
【 例 3.1.5】
已知一多级放大电路的频率响应为试画出它的波特图，并求出它的上限频率 fH。
75 106.2/1
1
1043.7/1
107-
jfjfA vs
解,上限频率为：
fH?7.43?105 Hz
上限频率就是放大电路高频段电压放大倍数下降到中频段电压放大倍数的
0.707倍（ -3dB）对应的频率。
7.43?105 Hz
2.6?107 Hz
上限频率为：
fH?7.43?105 Hz
放大电路的计算机辅助分析举例
【 例 3.1.6】 多级放大电路如图 3.1.36所示,vi为 5mV(幅值 )的正弦交流电压,设晶体管 Q2N3904的模型参数为
β=132,试用 PSPICE程序仿真分析下列项目：
(1) 研究放大电路各点的波形,及输入输出电压的相位关系；
(2) 电压增益的幅频特性和相频特性；
(3) 当频率从 10Hz变化到 100MHz时,绘制输入阻抗的幅频特性；
(4) 当频率从 10Hz变化到 100MHz时,绘制输出阻抗的幅频特性 。
(5) 现有一个 100μ F的电容,替换电路中的哪个电容可以明显地改善电路的低频特性？
解,(1) 研究各点波形，输入输出电压相位关系瞬态分析 (Transient) 可以查看电路中各点的波形 。
交流分析 (AC Sweep) 可以查看 频率特性 。
(2) 电压增益的幅频特性和相频特性下限频率 f L为 744Hz，上限频率 f H为 10MHz；
中频段的电压放大倍数为 128.8，即 42.2dB。
(3) 输入阻抗的幅频特性中频段时输入电阻约为 2.4 kΩ。
(4) 求输出电阻等效电路中频段时输出电阻为 22Ω。
输出电阻的幅频特性
(5) 当 Ce从 10μ F
改为 100 μ F
电容后,下限频率 f L 为
79Hz，比原来的下限频率有明显的降低。
为什么耦合电容 C1,C2等常取十几或几十微法，而旁路电容 Ce则取上百微法？
因为与 C1,C2和 C3所在回路的等效电阻相比,Ce所在回路的等效电阻要小得多，因此需要较大的电容值,才能使它们所产生的转折频率在数量级相当。
一,产生自激的原因和条件以同相比例运算电路为例，
设基本放大器具有三个极点频率。
)
10
1)(
10
1)(1(
10
1
2
11
5.
ppp
v
f
fj
f
fj
f
fj
A
先可画出开环对数幅频特性和相频特性曲线 。
负反馈放大电路的稳定性自激振荡是指没有输入信号 (vi=0)时,放大电路也有输出 (vo≠0)。 通常可用示波器观察到输出振荡波形,
这 时 放大器的闭环增益趋于无穷大 。
在通频带内为负反馈通频带外转变为正反馈
)
10
1)(
10
1)(1(
10
1
2
11
5.
ppp
v
f
fj
f
fj
f
fjA
产生自激振荡的条件若 = 0，,说明在没有输入的条件下,放大器也有输出,此时放大器产生了自激振荡 。
|1| FA FAAA f
1||
产生自激振荡的条件为 1FA
)12(
)0||lg20( 1||
n
FAFA
FAAF
或幅值平衡条件相位平衡条件只有同时满足这两个条件，电路才会产生自激振荡。但刚起振时，要求 ＞ 1，才能使振荡幅度不断增大，直到满足幅值平衡条件。
|| FA
某闭环放大电路如图所示，在中频段接成负反馈，
如果在输入信号为零时，由于某种电扰动（如合闸通电），其中含有频率为 f0的信号，使通过回路增益后产生附加相移，
则对频率 f0，电路由负反馈变成了正反馈，
若又满足,则产生输出,电路产生了自激振荡，且 的幅度不断增大，由于半导体器件的非线性特性，
输出幅度增大后,会降下来，最终达到动态平衡，,
这时,此时输入信号虽然为零，输入端即反馈信号可作为输入信号维持着输出信号，而输出信号又维持着反馈信号，电路产生稳定的自激振荡。
oX
.
fsi XXX
..,
'' FA
1||?。。 FA
oX
.
|| 。。 FA
1。。 FA
iif XFAXX
....,
iffs XXXX
...,0
0,?sX
+ iX,oX
.
fX
.
.A
.F 自激振荡的产生负反馈放大电路稳定工作 (不产生自激振荡 )的条件
(即稳定判据 )是：当 时,；
或当 时,<1。
1||?FA 1 8 0|| FA
1 8 0FA || FA
通常利用环路增益 的波特图来判别负反馈放大电路是否会产生自激振荡 。
FA
稳定判据二,稳定判据和稳定裕度
在相位条件满足时看
在幅度条件满足时看
o1 80 FA
1)|FA(| 0||lg20 FA
该电路产生自激振荡。
ff?
当 时，
o180|| FA
1)|FA(| 0||lg20 FA 同样也可以判断该电路会产生自激振荡。
Gff?
当 时，
该电路不会产生自激振荡。
在相位条件满足时看
在幅度条件满足时看
o1 8 0 FA
1)|FA(| 0||lg20 FA
ff
当 时，
o1 8 0|| FA
1)|FA(| 0||lg20 FA
Gff?
当 时，
增益裕度 Gm
)(||lg20 dBFAG ffm
相位裕度?m
稳定裕度当电路的附加相移满足 （ 相位平衡条件 ） 时,其对应的环路增益即为增益裕度 Gm。
o1 80 FA
|)(|1 80 o Gm f
设 dB时所对应的频率为 fG,则相位裕度为 0||lg20?FA
工程上要求 Gm≤ -10dB,?m ≥45?。
稳定不稳定某负反馈放大电路的开环幅频和相频特性曲线如图所示。设反馈网络由纯电阻构成，试分析为防止产生自激振荡，｜ ｜
必须小于多少?
F?
【 例 3.3.6 】
解,作临界自激线。
dB60
||
1lg20?
F?
时不会产生自激。
应小于 0.001。
||F?
临界自激线
电容滞后补偿相位补偿法 （ 频率补偿法 ） 是在反馈放大电路的适当部分加入 RC网络,改变环 路增益 的频率响应,使得反馈放大电路在增益裕度和相位裕度满足要求的前提下,能获得较大的环路增益 。
三、消除自激振荡的方法通常将电容接在时间常数最大的回路中。补偿后通频带变窄,又称 窄带补偿 。
RC滞后补偿通常将 RC网络接在时间常数最大的回路中。补偿后的频带比电容补偿时损失小一些。
密勒效应补偿将补偿电容或 RC补偿网络跨接在电路中，利用密勒效应可以达到增大电容的作用，因此补偿电容可以较小。
