4.5 混频电路混频 是将载波为高频的已调信号，不失真地变换为载波为中间的已调信号，必须保持：
② 频谱结构不变，各频率分量的相位大小，相互间隔不变。
① 调制类型，调制参数不变，即原调制规律不变。
4.5
一、混频增益混频增益 （或混频损耗）是评价混频器性能的重要指标。混频增益是指混频器输出中频信号电压振幅
ImV
（或功率
IP
）对输入高频信号电压振幅
smV
（或功率
sP
的比值，用分贝表示，即
）
Im2 0 l g
c
sm
VA
V
（ dB）或
10 l g IPc
s
PG
P?
(dB) （ 4.5.1）
在相同输入信号情况下，分贝数越大，表明混频增益越高，混频器将输入信号变换为输出中频信号的能力越强。接收机的灵敏度越高。
4.5.1
4.5.1 混频器的主要性能指标
10 lg SC
I
PL
P?
(dB)
显然，在相同输入信号情况下，分贝数越大，
即混频损耗越大，混频器将输入信号变换为输出中频信号的能力越差。
4.5.1
混频损耗是对不具备混频增益的混频器而言的，
它定义为在最大功率传输条件下，输入信号功率
sP
中频功率
IP
的比值，用 dB（分贝）表示，即对输出二、噪声系数混频器的输入信号噪声功率之比（ ()
S n iPP
）对输出中频信号噪声功率之比 ()
I n oPP
的比值，用分贝表示，
定义为噪声系数
()1 0 l g
()
S n i
F
I n o
PPN
PP?
（ dB） （ 4.5.2）
三,1dB压缩电平图 4.5.1 1dB压缩电平当输入信号功率较小时，
混频增益为定值，输出中频功率随输入信号功率线性增大。由于器件的非线性，随着输入信号功率的增大，输出中频功率的增大将趋于缓慢，直到比线性增长低于 1dB时所对应的中频输出功率电平称为 1dB压缩电平（ 1dB Compression Level），
用
1I dBP
表示。图中，
IP
和
sP
的单位用 dBm表示，即高于 1mW
的分贝数,(d B m) 1 0 l g ( m W )PP（如 0dBm=1mW,3dBm=2mW,
10dBm=10mW,20dBm=100mW）等。
4.5.1
1I dBP
所对应的输入信号功率是混频器动态范围的上限电平。
四、选择性混频器的有用成分为中频，输出应该只有中频信号，实际上由于各种因素会混杂很多干扰信号。因此为了抑制中频以外的不需要的干扰，就要求混频器的高频输入、中频输出回路有良好的选择性，即回路应有较理想的谐振曲线。
五、混频失真混频失真包括频率失真、非线性失真以及各种非线性干扰，如组合频率干扰、交叉调制、互相调制等等。混频失真的存在，将影响通信质量。
4.5.1
六、隔离度理论上要求混频器的各端口之间是隔离的，任一端口上的功率不会窜通到其它端口。但在实际电路中，总有极少量功率在各端口之间窜通，隔离度就是用来评价这种窜通大小的一个性能指标，定义为本端口功率与窜通到其它端口的功率之比，用分贝数表示。
4.5.1
一、二极管环形混频器
4.5.2
4.5.2 二极管混频器由图 4.5.2(a)
知，流过负载
LR
的总电流
Li
为
1 3 2 4Li i i i i
（ 4.5.3）
1、工作原理分析图 4.5.2 二极管双平衡环形相乘器
（动画 )
当 0
L
时，二极管 D3、
D2导通,D1,D4
截止，相应的等效电路为图
4.5.2(b )
所示。流过负载的电流为
1 3 2 4 3 2
2
2
s
L
DL
i i i i i i i RR
（ 4.5.4）
4.5.2
图 4.5.2 二极管双平衡环形相乘器时，二极管 D1、
D4导通,D3、
D2截止，相应的等效电路为图
4.5.2(c )
所示。流过负载的电流为
1 3 2 4 1 4
2
2
s
L
DL
i i i i i i i RR（ 4.5.5）
0L当
4.5.2
图 4.5.2 二极管双平衡环形相乘器因此，在
L?
的整个周期内，流过负载的总电流
Li
可以表示为
2
2 ()
2
s
LL
DL
i k tRR （ 4.5.6）
由此可见，电流
Li
中包含的频率分量为
( 2 1 ) Lcn
经 LC带通滤波器滤除无用频率分量，在负载上得到的有用中频电流分量为
4 c o s( )
2
sm
I L c
LD
Vit
RR
（ 4.5.7）
电路实现了混频功能。
4.5.2
2、二极管环形混频器插入损耗的分析根据定义，由图 4.5.2(a)知，流过输入信号源端的电流为
1 4 3 2( ) ( )i A Bi i i i i i i
（ 4.5.8）
将式（ 4.5.4）和（ 4.5.5）代入上式得
11
22[ ( ) ( ) ]
22
ss
i L L
D L D L
i k t k tR R R R（ 4.5.9）
所以接在信号源端的等效负载电阻为：
1
2
s
i L D L
i
R R R Ri（ 4.5.10）
4.5.2
若令
s i LR R R
，实现功率匹配，信号源所提供的最大信号功率为
22
22
sm sm
s
iL
VVP
RR
（ 4.5.11）
负载
LR
上所得到的中频电压幅值为
Im
42
2
sm
L s m
LD
VV R V
RR
，（一般
LDRR ）
（ 4.5.12）
相应的输出中频功率为
2
22()
2
sm
I
L
VP
R
（ 4.5.13）
4.5.2
因此，电路的插入损耗为
2
1 0 l g 1 0 l g 44sC
I
PL d B
P
（ 4.5.14）
实际上，考虑变压器和二极管中的损耗，环形混频器的插入损耗
CL
约为（ 6－ 8） dB。
4.5.2
二、电路实例分析图 4.5.3 二极管环形混频器实用电路之一
4.5.2
4.5.3 集成混频器图 4.5.4 采用 MC1596双差分对模拟相乘器构成的混频器
4.5.3
集成混频器由集成模拟乘法器和带通滤波器组成。
在通信系统中，常采用 MC1596双差分对模拟相乘器实现混频，此时电路可以工作在很高的工作频率上。实际电路如图 4.5.4所示。
由集成高频双差分对电流模模拟乘法器 AD831构成的平衡混频器外接电路如图 4.5.5所示，
图 4.5.5 AD831的内部电路组成及构成混频器的外接电路
4.5.3
4.5.4 三极管混频器三极管混频器是利用器件特性曲线的非线性，
其基本原理与二极管混频器基本相似，可分为晶体三极管混频器和场效应管混频器。
一、晶体三极管混频器利用图 4.2.8所示电路，
令
2 ( ) c o ss s m ct V t
,1 c o sL L m LVt
即可实现混频功能。
4.5.4
（三极管特性动画）
1、工作原理电路工作在线性时变状态时，流过晶体三极管的集电极电流为
( ) ( ) ( ) ( )C C L L ci t I t g t t
（ 4.5.15）
式中 ()
CLIt?
和 ()
Lgt?
均为本振频率
L?
的周期性函数，
显然，集电极电流 ()
Cit
中包含频率为
Ln?
和
Lcn
的分量；
()Cit 中的中频电流为
1
1( ) c o s ( ) c o s c o s
2I m s m L c c m s m I I m Ii t g V t g V t I t
（ 4.5.16）
若图 4.2.8所示电路的集电极回路谐振在
I L c
上，
LR?
为谐振回路的谐振总电阻，则在回路两端所得到的中频输出电压为
1 I m( ) ( ) c o s ( ) c o sI I L m L L c It i t R I R t V t（ 4.5.17）
由式（ 4.5.16）、（ 4.5.17）知，输出中频电流振幅
ImI
或电压
ImV
与输入高频电压的振幅
smV
成正比，即
4.5.4
1
1
2Im m c m c m s mI g V g V
或
Im Im L c m s m LV I R g V R
当输入信号为已调波时，如
( ) ( 1 c o s ) c o ss s m a ct V M t t
则 ( ) ( 1 c o s ) c o s
I c m s m a Ii t g V M t t
（ 4.5.18）
上式说明，电路在将高频信号变换为中频信号的过程中，并没有改变高频信号的原调制规律，实现了频谱的线性搬移即混频功能。
2、混频跨导和混频增益混频跨导的定义为混频器输出中频电流振幅
ImI
与输入高频信号电压振幅
smV
之比,即
1
1
2
Im
c m m
sm
Igg
V
输 出 中 频 电 流 振 幅输 入 高 频 电 压 振 幅
4.5.4
此时混频增益为
Im
1
1
2c m c L m Lsm
VA g R g R
V
（ 4.5.20）
综上所述,晶体三极管混频器在满足线性时变的条件下，混频增益与混频跨导成正比。实际上,1mg 又与本振电压的振幅
LmV
的大小和静态偏置有关，如图 4.5.6
所示。
4.5.4
值等于时变跨导 ()gt 中基波分量振幅
1mg
的一半。
cmg
图 4.5.6 时变跨导 ()gt 的图解分析
4.5.4
其中，
()B E B B Q LV t V
时变跨导 ()gt 波形如图 4.5.6所示，即
()
g ( t) =
B E B B Q L
C
BE V t V
i
二、场效应管混频电路利用图 4.2.9所示电路令
1 c o sL L m LVt
2 c o ss s m cVt
可以构成场效应管混频电路。
4.5.4
图 4.2.9 结型场效应管电路
（ a）实际电路 （ b）原理电路
1、原理电路由图知
G S G S Q L SV
GSQV
为静态工作点电压。
将
1 L
、
2 s
代入关系式（ 4.2.30）中得
22
2
( ) ( ) ( )
( 1 ) ( )G S Q L D S SLD D S S m Q m o s s
G S o ff G S o ff G S o ff
V Ii I g g
V V V
（ 4.5.21）
显然，
Di
中包含的频率分量只有
c?
,2
c?
，
Lc
L?
,2
L?
，当输出端 LC回路谐振在
I L c
时，回路
2、工作原理两端将得到中频输出电压
I?
，而其余的频率分量将被滤除掉，即可实现混频功能。
三、实际电路分析图 4.5.9 晶体管中波调幅收音机中的混频器
4.5.4
图 4.5.10 电视接收机混频器
4.5.4
图 4.5.11 FM收音机的混频电路
4.5.4
4.5.5 混频器的干扰和非线性失真
干 扰 哨 声组 合 频 率 干 扰寄 生 通 道 干 扰混 频 干 扰 有 交 叉 调 制非 线 性 失 真 互 相 调 制包 络 失 真 和 强 信 号 阻 塞
4.5.5
输入到混频器的有用信号与本振信号，由于非线性作用，除了产生有用的中频外，还产生许多无用的组合频率分量，如果它们中的有些频率分量正好接近中频（或落在中频通带内），则这些成分将和有用中频同时经过中放加到检波器上。通过检波器的非线性特性，这些接近中频的组合频率与有用中频差拍检波，产生差拍信号（可听音频），形成干扰哨声。
一、干扰哨声（ Combined Frequency Interference）
—— 有用信号和本振产生的组合频率干扰
1、产生的原因：
如二极管电路
230 1 2 3i a a a a
cL
当 时，代入即可得到电流中包含的频率分量为：
当
L c Ip f q f f F
（可听音频）时他们将和有用信号
If
同时经过中放到达检波器，检波器的非线性作用产生差拍信号 ()F? 形成干扰哨声。
2.形成的条件：
1
cI
pFff
q p g p
一般
IfF
，所以上式可为,1
cI
pff
qp
4.5.5
Lcpf qf
此式说明,
a、当
If
选定后，只要
cf
接近此时所计算的值，
即能产生干扰哨声。
b,若 p,q取不同的正整数，或产生干扰的输入信号频率有限多个，但当有 5pq 时，幅度已很小可以忽略。
如当
cf
=918时，
Lf
=918+465=1383
2 cLff?
=1836-1383=453
F? =465=453=12
在中频通带以外，不会形成干扰。
4.5.5
又如，当 时，本振频率这时,所对应的组合频率分量为它与有用中频频率只差 1kHz，显然可以通过中频放大器进入检波器，与有用中频 信号作用后产生的差拍信号，在输出端产生 的干扰哨叫声。
所以为了避免干扰，应合理选择电台的发射载波频率，使组合频率在中放通带以外。
9 3 1 k H zcf? ( 93 1+ 46 5) = 13 96 kH zLf?
1p? 2q?
2 2 93 1- 13 96 =4 66 kH zpq c Lf f f
465kH zIf?
4 6 6 4 6 5 1 k H zF 1kHz
c、由 1
cI
pff
qp
知。当 p=0,q=1时，
cIff?
这种干扰最强。所以为了避免这种干扰，应使
If
在接收频段之外，如 465在 535-1605外 。
3,克服方法：
a、选定合理的 Q点，减少滤波分量。
b、限制 ()
c t?
的幅度。
c,选合理的
If
4.5.5
二,寄生通道干扰
—— 外来干扰与本振的组合频率干扰
(1).产生的原因：
混频器输入回路选择性差，使
nf 信号输入，与本振
Lf
经变频后产生许多频谱分量，且满足
L n Ip f q f f
时，该干扰将通过混频后由
nIff?
并经中放，在检波器中检波后在输出端听到干扰的声音。如图（ a）所示。
4.5.5
(2).形成条件：
由式
L n Ip f q f f
知：
该式表明：
a.寄生通道干扰总是对称地分布在 的两边，
I
pf
q
且与它的间隔均为
If q
4.5.5
当 干扰频率 与本振频率 满足下列条件nf Lf
L n I
L n I
p f q f f
p f q f f
时，即可形成通道干扰。 1
I
n L c I
fp p pf f f f
q q q q
或
b.从理论上讲,p,q为正整数，由上式求出的
nf
有无数多个。实际上，只有在 p,q值较小时才能形成较强的干扰，而在 时，上式中的干扰强度已经很小，可以不计。
4.5.5
5pq
在上式干扰中，最强的两个干扰是：
① 中频干扰（ ）（ Intermediate Frequency
Interference）
01pq、
30dB?
克服办法：提高输入回路的选择性，加中波陷波电路。
中频干扰一旦进入混频器输入端，混频器无法将其削弱或抑制，它具有比有用信号更强的传输能力。
因为对于中频干扰来讲，混频器实际上起到了中频放大器的作用。所以要求中频抑制比 。
nIff? （中频直通）
② 镜像干扰 （,）（ Image Frequency
Interference ）
4.5.5
1p? 1q?
n L I c If f f f f
镜像干扰只要能进入输入回路到达混频器输入端，
就具有与有用中频通道相同的变换力，混频器无法将其削弱或抑制。
1
c n I
qpf f f
pp
将上式变换，可得：
该式说明，当干扰电台 的频率一定时，只要接收机调谐在满足上式计算出的频率上，则该干扰电台就会形成寄生通道干扰。
nf
（ 3）克服办法,
① Q和
LmV
的大小，使 ( ) ( )
Lg t t
② 提高输入回路选择性，加陷波器。
③ 提高
If,使 nf 与 cf 间距加大。
例如，中波收音机中，在混频器输入端有干扰电台 作用，根据上式求出收音机调谐在下列几个频率上时，会使该干扰形成寄生通道干扰。
1000nf kH z?
1p? 2q? 2 2 2 0 0 0 9 3 0 1 0 7 0 ( k H z )c n If f f当,时，
当,时，2p? 2q? 1 4 6 51 0 0 0 7 6 7,5 ( k H z )
22c n If f f
对应于其它不同的,值，得到的 均在接收机频率范围
（中波广播为 535～ 1605 ）之外，不会形成干扰。
p q cf
kHz
克服方法：
① 选平方律特性的器件
② Q合理选，使其工作在平方律区域
③ 加负反馈扩大动态范围
④ 采用组合电路三,非线性失真：
4.5.5
包络失真和强信号阻塞（ u态），交叉调制（三次方以上各项），互相调制（平方项以上），混频器、放大器中均有存在。
② 频谱结构不变，各频率分量的相位大小，相互间隔不变。
① 调制类型，调制参数不变，即原调制规律不变。
4.5
一、混频增益混频增益 （或混频损耗）是评价混频器性能的重要指标。混频增益是指混频器输出中频信号电压振幅
ImV
（或功率
IP
）对输入高频信号电压振幅
smV
（或功率
sP
的比值，用分贝表示，即
）
Im2 0 l g
c
sm
VA
V
（ dB）或
10 l g IPc
s
PG
P?
(dB) （ 4.5.1）
在相同输入信号情况下，分贝数越大，表明混频增益越高，混频器将输入信号变换为输出中频信号的能力越强。接收机的灵敏度越高。
4.5.1
4.5.1 混频器的主要性能指标
10 lg SC
I
PL
P?
(dB)
显然，在相同输入信号情况下，分贝数越大，
即混频损耗越大，混频器将输入信号变换为输出中频信号的能力越差。
4.5.1
混频损耗是对不具备混频增益的混频器而言的，
它定义为在最大功率传输条件下，输入信号功率
sP
中频功率
IP
的比值，用 dB（分贝）表示，即对输出二、噪声系数混频器的输入信号噪声功率之比（ ()
S n iPP
）对输出中频信号噪声功率之比 ()
I n oPP
的比值，用分贝表示，
定义为噪声系数
()1 0 l g
()
S n i
F
I n o
PPN
PP?
（ dB） （ 4.5.2）
三,1dB压缩电平图 4.5.1 1dB压缩电平当输入信号功率较小时，
混频增益为定值，输出中频功率随输入信号功率线性增大。由于器件的非线性，随着输入信号功率的增大，输出中频功率的增大将趋于缓慢，直到比线性增长低于 1dB时所对应的中频输出功率电平称为 1dB压缩电平（ 1dB Compression Level），
用
1I dBP
表示。图中，
IP
和
sP
的单位用 dBm表示，即高于 1mW
的分贝数,(d B m) 1 0 l g ( m W )PP（如 0dBm=1mW,3dBm=2mW,
10dBm=10mW,20dBm=100mW）等。
4.5.1
1I dBP
所对应的输入信号功率是混频器动态范围的上限电平。
四、选择性混频器的有用成分为中频，输出应该只有中频信号，实际上由于各种因素会混杂很多干扰信号。因此为了抑制中频以外的不需要的干扰，就要求混频器的高频输入、中频输出回路有良好的选择性，即回路应有较理想的谐振曲线。
五、混频失真混频失真包括频率失真、非线性失真以及各种非线性干扰，如组合频率干扰、交叉调制、互相调制等等。混频失真的存在，将影响通信质量。
4.5.1
六、隔离度理论上要求混频器的各端口之间是隔离的，任一端口上的功率不会窜通到其它端口。但在实际电路中，总有极少量功率在各端口之间窜通，隔离度就是用来评价这种窜通大小的一个性能指标，定义为本端口功率与窜通到其它端口的功率之比，用分贝数表示。
4.5.1
一、二极管环形混频器
4.5.2
4.5.2 二极管混频器由图 4.5.2(a)
知，流过负载
LR
的总电流
Li
为
1 3 2 4Li i i i i
（ 4.5.3）
1、工作原理分析图 4.5.2 二极管双平衡环形相乘器
（动画 )
当 0
L
时，二极管 D3、
D2导通,D1,D4
截止，相应的等效电路为图
4.5.2(b )
所示。流过负载的电流为
1 3 2 4 3 2
2
2
s
L
DL
i i i i i i i RR
（ 4.5.4）
4.5.2
图 4.5.2 二极管双平衡环形相乘器时，二极管 D1、
D4导通,D3、
D2截止，相应的等效电路为图
4.5.2(c )
所示。流过负载的电流为
1 3 2 4 1 4
2
2
s
L
DL
i i i i i i i RR（ 4.5.5）
0L当
4.5.2
图 4.5.2 二极管双平衡环形相乘器因此，在
L?
的整个周期内，流过负载的总电流
Li
可以表示为
2
2 ()
2
s
LL
DL
i k tRR （ 4.5.6）
由此可见，电流
Li
中包含的频率分量为
( 2 1 ) Lcn
经 LC带通滤波器滤除无用频率分量，在负载上得到的有用中频电流分量为
4 c o s( )
2
sm
I L c
LD
Vit
RR
（ 4.5.7）
电路实现了混频功能。
4.5.2
2、二极管环形混频器插入损耗的分析根据定义，由图 4.5.2(a)知，流过输入信号源端的电流为
1 4 3 2( ) ( )i A Bi i i i i i i
（ 4.5.8）
将式（ 4.5.4）和（ 4.5.5）代入上式得
11
22[ ( ) ( ) ]
22
ss
i L L
D L D L
i k t k tR R R R（ 4.5.9）
所以接在信号源端的等效负载电阻为：
1
2
s
i L D L
i
R R R Ri（ 4.5.10）
4.5.2
若令
s i LR R R
，实现功率匹配，信号源所提供的最大信号功率为
22
22
sm sm
s
iL
VVP
RR
（ 4.5.11）
负载
LR
上所得到的中频电压幅值为
Im
42
2
sm
L s m
LD
VV R V
RR
，（一般
LDRR ）
（ 4.5.12）
相应的输出中频功率为
2
22()
2
sm
I
L
VP
R
（ 4.5.13）
4.5.2
因此，电路的插入损耗为
2
1 0 l g 1 0 l g 44sC
I
PL d B
P
（ 4.5.14）
实际上，考虑变压器和二极管中的损耗，环形混频器的插入损耗
CL
约为（ 6－ 8） dB。
4.5.2
二、电路实例分析图 4.5.3 二极管环形混频器实用电路之一
4.5.2
4.5.3 集成混频器图 4.5.4 采用 MC1596双差分对模拟相乘器构成的混频器
4.5.3
集成混频器由集成模拟乘法器和带通滤波器组成。
在通信系统中，常采用 MC1596双差分对模拟相乘器实现混频，此时电路可以工作在很高的工作频率上。实际电路如图 4.5.4所示。
由集成高频双差分对电流模模拟乘法器 AD831构成的平衡混频器外接电路如图 4.5.5所示，
图 4.5.5 AD831的内部电路组成及构成混频器的外接电路
4.5.3
4.5.4 三极管混频器三极管混频器是利用器件特性曲线的非线性，
其基本原理与二极管混频器基本相似，可分为晶体三极管混频器和场效应管混频器。
一、晶体三极管混频器利用图 4.2.8所示电路，
令
2 ( ) c o ss s m ct V t
,1 c o sL L m LVt
即可实现混频功能。
4.5.4
（三极管特性动画）
1、工作原理电路工作在线性时变状态时，流过晶体三极管的集电极电流为
( ) ( ) ( ) ( )C C L L ci t I t g t t
（ 4.5.15）
式中 ()
CLIt?
和 ()
Lgt?
均为本振频率
L?
的周期性函数，
显然，集电极电流 ()
Cit
中包含频率为
Ln?
和
Lcn
的分量；
()Cit 中的中频电流为
1
1( ) c o s ( ) c o s c o s
2I m s m L c c m s m I I m Ii t g V t g V t I t
（ 4.5.16）
若图 4.2.8所示电路的集电极回路谐振在
I L c
上，
LR?
为谐振回路的谐振总电阻，则在回路两端所得到的中频输出电压为
1 I m( ) ( ) c o s ( ) c o sI I L m L L c It i t R I R t V t（ 4.5.17）
由式（ 4.5.16）、（ 4.5.17）知，输出中频电流振幅
ImI
或电压
ImV
与输入高频电压的振幅
smV
成正比，即
4.5.4
1
1
2Im m c m c m s mI g V g V
或
Im Im L c m s m LV I R g V R
当输入信号为已调波时，如
( ) ( 1 c o s ) c o ss s m a ct V M t t
则 ( ) ( 1 c o s ) c o s
I c m s m a Ii t g V M t t
（ 4.5.18）
上式说明，电路在将高频信号变换为中频信号的过程中，并没有改变高频信号的原调制规律，实现了频谱的线性搬移即混频功能。
2、混频跨导和混频增益混频跨导的定义为混频器输出中频电流振幅
ImI
与输入高频信号电压振幅
smV
之比,即
1
1
2
Im
c m m
sm
Igg
V
输 出 中 频 电 流 振 幅输 入 高 频 电 压 振 幅
4.5.4
此时混频增益为
Im
1
1
2c m c L m Lsm
VA g R g R
V
（ 4.5.20）
综上所述,晶体三极管混频器在满足线性时变的条件下，混频增益与混频跨导成正比。实际上,1mg 又与本振电压的振幅
LmV
的大小和静态偏置有关，如图 4.5.6
所示。
4.5.4
值等于时变跨导 ()gt 中基波分量振幅
1mg
的一半。
cmg
图 4.5.6 时变跨导 ()gt 的图解分析
4.5.4
其中，
()B E B B Q LV t V
时变跨导 ()gt 波形如图 4.5.6所示，即
()
g ( t) =
B E B B Q L
C
BE V t V
i
二、场效应管混频电路利用图 4.2.9所示电路令
1 c o sL L m LVt
2 c o ss s m cVt
可以构成场效应管混频电路。
4.5.4
图 4.2.9 结型场效应管电路
（ a）实际电路 （ b）原理电路
1、原理电路由图知
G S G S Q L SV
GSQV
为静态工作点电压。
将
1 L
、
2 s
代入关系式（ 4.2.30）中得
22
2
( ) ( ) ( )
( 1 ) ( )G S Q L D S SLD D S S m Q m o s s
G S o ff G S o ff G S o ff
V Ii I g g
V V V
（ 4.5.21）
显然，
Di
中包含的频率分量只有
c?
,2
c?
，
Lc
L?
,2
L?
，当输出端 LC回路谐振在
I L c
时，回路
2、工作原理两端将得到中频输出电压
I?
，而其余的频率分量将被滤除掉，即可实现混频功能。
三、实际电路分析图 4.5.9 晶体管中波调幅收音机中的混频器
4.5.4
图 4.5.10 电视接收机混频器
4.5.4
图 4.5.11 FM收音机的混频电路
4.5.4
4.5.5 混频器的干扰和非线性失真
干 扰 哨 声组 合 频 率 干 扰寄 生 通 道 干 扰混 频 干 扰 有 交 叉 调 制非 线 性 失 真 互 相 调 制包 络 失 真 和 强 信 号 阻 塞
4.5.5
输入到混频器的有用信号与本振信号，由于非线性作用，除了产生有用的中频外，还产生许多无用的组合频率分量，如果它们中的有些频率分量正好接近中频（或落在中频通带内），则这些成分将和有用中频同时经过中放加到检波器上。通过检波器的非线性特性，这些接近中频的组合频率与有用中频差拍检波，产生差拍信号（可听音频），形成干扰哨声。
一、干扰哨声（ Combined Frequency Interference）
—— 有用信号和本振产生的组合频率干扰
1、产生的原因：
如二极管电路
230 1 2 3i a a a a
cL
当 时，代入即可得到电流中包含的频率分量为：
当
L c Ip f q f f F
（可听音频）时他们将和有用信号
If
同时经过中放到达检波器，检波器的非线性作用产生差拍信号 ()F? 形成干扰哨声。
2.形成的条件：
1
cI
pFff
q p g p
一般
IfF
，所以上式可为,1
cI
pff
qp
4.5.5
Lcpf qf
此式说明,
a、当
If
选定后，只要
cf
接近此时所计算的值，
即能产生干扰哨声。
b,若 p,q取不同的正整数，或产生干扰的输入信号频率有限多个，但当有 5pq 时，幅度已很小可以忽略。
如当
cf
=918时，
Lf
=918+465=1383
2 cLff?
=1836-1383=453
F? =465=453=12
在中频通带以外，不会形成干扰。
4.5.5
又如，当 时，本振频率这时,所对应的组合频率分量为它与有用中频频率只差 1kHz，显然可以通过中频放大器进入检波器，与有用中频 信号作用后产生的差拍信号，在输出端产生 的干扰哨叫声。
所以为了避免干扰，应合理选择电台的发射载波频率，使组合频率在中放通带以外。
9 3 1 k H zcf? ( 93 1+ 46 5) = 13 96 kH zLf?
1p? 2q?
2 2 93 1- 13 96 =4 66 kH zpq c Lf f f
465kH zIf?
4 6 6 4 6 5 1 k H zF 1kHz
c、由 1
cI
pff
qp
知。当 p=0,q=1时，
cIff?
这种干扰最强。所以为了避免这种干扰，应使
If
在接收频段之外，如 465在 535-1605外 。
3,克服方法：
a、选定合理的 Q点，减少滤波分量。
b、限制 ()
c t?
的幅度。
c,选合理的
If
4.5.5
二,寄生通道干扰
—— 外来干扰与本振的组合频率干扰
(1).产生的原因：
混频器输入回路选择性差，使
nf 信号输入，与本振
Lf
经变频后产生许多频谱分量，且满足
L n Ip f q f f
时，该干扰将通过混频后由
nIff?
并经中放，在检波器中检波后在输出端听到干扰的声音。如图（ a）所示。
4.5.5
(2).形成条件：
由式
L n Ip f q f f
知：
该式表明：
a.寄生通道干扰总是对称地分布在 的两边，
I
pf
q
且与它的间隔均为
If q
4.5.5
当 干扰频率 与本振频率 满足下列条件nf Lf
L n I
L n I
p f q f f
p f q f f
时，即可形成通道干扰。 1
I
n L c I
fp p pf f f f
q q q q
或
b.从理论上讲,p,q为正整数，由上式求出的
nf
有无数多个。实际上，只有在 p,q值较小时才能形成较强的干扰，而在 时，上式中的干扰强度已经很小，可以不计。
4.5.5
5pq
在上式干扰中，最强的两个干扰是：
① 中频干扰（ ）（ Intermediate Frequency
Interference）
01pq、
30dB?
克服办法：提高输入回路的选择性，加中波陷波电路。
中频干扰一旦进入混频器输入端，混频器无法将其削弱或抑制，它具有比有用信号更强的传输能力。
因为对于中频干扰来讲，混频器实际上起到了中频放大器的作用。所以要求中频抑制比 。
nIff? （中频直通）
② 镜像干扰 （,）（ Image Frequency
Interference ）
4.5.5
1p? 1q?
n L I c If f f f f
镜像干扰只要能进入输入回路到达混频器输入端，
就具有与有用中频通道相同的变换力，混频器无法将其削弱或抑制。
1
c n I
qpf f f
pp
将上式变换，可得：
该式说明，当干扰电台 的频率一定时，只要接收机调谐在满足上式计算出的频率上，则该干扰电台就会形成寄生通道干扰。
nf
（ 3）克服办法,
① Q和
LmV
的大小，使 ( ) ( )
Lg t t
② 提高输入回路选择性，加陷波器。
③ 提高
If,使 nf 与 cf 间距加大。
例如，中波收音机中，在混频器输入端有干扰电台 作用，根据上式求出收音机调谐在下列几个频率上时，会使该干扰形成寄生通道干扰。
1000nf kH z?
1p? 2q? 2 2 2 0 0 0 9 3 0 1 0 7 0 ( k H z )c n If f f当,时，
当,时，2p? 2q? 1 4 6 51 0 0 0 7 6 7,5 ( k H z )
22c n If f f
对应于其它不同的,值，得到的 均在接收机频率范围
（中波广播为 535～ 1605 ）之外，不会形成干扰。
p q cf
kHz
克服方法：
① 选平方律特性的器件
② Q合理选，使其工作在平方律区域
③ 加负反馈扩大动态范围
④ 采用组合电路三,非线性失真：
4.5.5
包络失真和强信号阻塞（ u态），交叉调制（三次方以上各项），互相调制（平方项以上），混频器、放大器中均有存在。
