3.1 通信信号的功率放大
3.2 谐振功率放大器
3.3 宽频带的功率合成 (非谐振高频功率放大器 )
3.4 倍频器
3.5 天线
3.6 实训,高频谐振功率放大器的仿真与性能分析第 3章 通信信号的发送
3.1 通信信号的功率放大高频功率放大器有三个主要任务：
① 输出足够的功率；
② 具有高效率的功率转换；
③ 减小非线性失真 。
3.2 谐振功率放大器
3.2.1 谐振功率放大器的基本工作原理
1.工作原理谐振功率放大器的原理电路如图 3.1所示。
图 3.1 谐振功率放大器的原理电路
i
B
i
C
R
L
C
c
C
b
u
b
U
BB
U
CC
u
BE＋
－
－
＋
u
CE
V
L
C
－
＋
u
o
θ=180°,为甲类工作状态
θ=90°,为乙类工作状态
θ＜ 90°,为丙类工作状态图 3.2所示工作波形表示了功率放大器工作在丙类状态 。 在丙类工作状态下,uBE=UBB+Ubmcosωt较小,
且 uBE＞ Uon时才有集电极电流流过,故集电极耗散功率小,效率高 。
图 3.1中,输出回路中用ＬＣ谐振电路作选频网络 。
这时,谐振功率放大器的输出电压接近余弦波电压,
如图 3.2(e)所示 。 由于晶体管工作在丙类状态,晶体管的集电极电流 iC是一个周期性的余弦脉冲,用傅氏级数展开 iC,则得
iC =Ic0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…+Icnmcosnωt (3― 1)
图 3.2 谐振功率放大器各级电压和电流波形
( a )
( b )
( c )
( d )
t
i
C
U
on
转移特性
0
i
C
t
t
t
t
t
U
bm
－
u
BE
u
b
－
i
Cm a x
U
on
U
BB
u
BE
i
B
i
C
u
CE
U
CC
U
CE m i n
－?
－?
U
bm
U
BB
( e )
2,电路的性能分析准线性折线分析法的条件如下：
(1) 忽略晶体管的高频效应 。
(2) 输入和输出回路具有理想滤波特性 。
uBE=UBB+Ubmcosωt (3― 2)
uCE=UCC-Ucmcosωt (3― 3)
(3) 晶体管的静态伏安特性可近似用折线表示 。
图 3.3 晶体管折线化后的转移特性曲线及 ic电流
t
i
C
－?
i
Cm a x
U
BB
u
BE
u
BE
i
C
0
0
U
on
t
0
U
bm
1) 余弦脉冲分解图 3.3所示是用晶体管折线化后的转移特性曲线绘出的丙类工作状态下的集电极电流脉冲波形,折线的斜率用 G表示 。
设输入信号为 ub=Ubmcosωt，发射结电压为
uBE=UBB+Ubmcosωt,晶体管折线化后的转移特性为
B E o n
B E o n
0 u U
( ) u > U
{
B E o n
C
G u U
i?
(3― 4)
将 uBE=UBB+Ubmcosωt代入上式,可得
iC=G(UBB+Ubmcosωt-Uon) (3― 5)
由图 3.3可得,当 ωt=θ时,iC=0,代入式 (3― 5),可求得
0=G(UBB+Ubmcosθ-U ) (3― 6)
co s
ar cc o s
on B B
bm
on B B
bm
UU
U
UU
U
(3―7)
(3― 8)
式 (3― 5)减式 (3― 6),得
iC=GUbm(cosωt-cosθ) (3― 9)
当 ωt=0时,将 iC=iCmax代入式 (3― 9),可得
iCmax=GUbm(1-cosθ) (3― 10)
式 (3― 9)与式 (3― 10)相比,可得
m a x
c o s c o s
1 c o sCC
tii
(3―11)
式 (3― 11)是集电极余弦脉冲电流的解析表达式,
它取决于脉冲高度 iCmax和导通角 θ。 利用傅里叶级数将 iC展开
12
1
c o s c o s 2 c o s
c o s
C c o c m c m c n m
c o c m
n
i I I t I t I n t
I I n t
(3―12)
求得上式中各次谐波分量
m a x
0 m a x
m a x
1
1 m a x
m a x
2
m a x
1 1 si n c o s
( ) ( )
2 1 c o s
()
1 si n c o s
c o s ( )
1 c o s
()
1 2 si n c o s si n c o s
c o s ( )
( 1 ) ( 1 c o s )
()
c o C C
C
C
cC
C
C
c n C
nC
I i d t i
ai
i
I i td t
ai
in
I i n td t
nn
ai
(3―13)
(3― 14)
(3―15)
图 3.4 余弦脉冲分解系数
1
0
1
0
2
3
20 40 60 80 100 120 140 160 180
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
n
,
1
/
0
/ (° )
放大器的输出功率 Po等于集电极电流基波分量在有载谐振电阻 RP上的功率,即
2
2
11
1 1 1
2 2 2
cm
o c cm c P
P
UP I U I R
R
(3―16)
集电极直流电源供给功率 PDC等于集电极电流直流分量与 UCC的乘积
0D C C C cP U I?
(3―17)
放大器集电极效率等于输出功率与直流电源供给功率之比,即
11
1
0
1 1 ( ) 1 ()
2 2 ( ) 2
o c m c
c
D C C C c o
P U I a g
P U I a
(3― 18)
由式 (3― 18)可求得不同工作状态下放大器效率分别为：
甲类工作状态,θ=180°,g1(θ)=1,ηc=50%；
乙类工作状态,θ=90°,g1(θ)=1.57,ηc=78.5%；
丙类工作状态,θ=60°,g1(θ)=1.8,ηc=90%
2) 导通角的选择
(1) 等幅波功率放大 。
(2) 调幅波功率放大 。
Ic1=iCmaxα1(θ)=GUbm(1-cosθ)α1(θ)
(3)ｎ次谐波倍频 。
120 o
n n
3.2.2 谐振功率放大器的工作状态分析
1.谐振功率放大器的动态线当放大器工作在谐振状态时,由图 3.5可得,电路的外部关系
uBE=UBB+Ubmcosωt
uCE=UCC-Ucmcosωt
由上两式可得
C C C E
BE BB bm
cm
Uuu U U
U
(3―19)
将式 (3―19) 代入式 (3―4),得动态线方程式
() C C C EC c B B b m o n
cm
Uui G U U U
U
(3―20)
令 uCE=UCC时,iC=Gc(UBB-Uon)为图 3.6中的 Q点；再令 iC=0时,为图 3.6中的 B点 。
B B o n
C E C C c m
bn
UUu U U
U
图 3.5 谐振功率放大器
u
b
＋
－
U
BB
U
CC
C
V L
u
CE
＋
＋
－
u
o
－
i
C
i
B
u
BE
图 3.6 谐振动率放大器的动态线和集电极 iC电流波形
U
on
i
C
u
BE
－
i
Cm ax
U
BB
i
C
i
C
G
c
u
BE
0
0
U
bm
t
U
CE
m
i
n
U
cm
O
0
u
CE
u
CE
u
BE
＝ U
BE m ax
A
C B D
Q
t
t
U
cm
(1
－
c
o
s
)
谐振功率放大器的动态负载电阻 Rc可用动态线斜率的倒数求得：
1
1 ( ) ( 1 co s )
cpcm
cp
c b m c b m
IRURR
G U G U
(3― 21)
2.谐振功率放大器的三种工作状态
1) 欠压状态
2) 临界状态
3) 过压状态图 3.7 三种工作状态
t
i
C
i
C
i
C
i
C
0 0 0 0
0
u
CE
u
CE
R
P
增大
A
1
A
2
A
4
A
3
A
5
U
c
m3
U
c
m2
U
c
m1
3,RP,UCC,Ubm,UBB变化对工作状态的影响
1) RP变化对工作状态的影响图 3.8 RP变化时的 iC波形
i
C
t0
i
C
t t
i
C
t
i
C
0 0 o
R
P
增大图 3.9 谐振功率放大器的负载特性
U,I
U
cm
I
c 1 m
I
c0
R
P
临界 过压欠压
P,?
P
DC
P
o
R
P
临界 过压欠压
c
P
c
由图 3.9可以得到以下结论：
（ 1）在欠压工作状态下
（ 2）在临界工作状态下
(3)在过压工作状态下
22
( m i n )()11
22
C C C Ecm
P
oo
UUUR
PP
(3― 22)
2) UCC变化对工作状态的影响
3) Ubm变化对工作状态的影响
4) UBB变化对工作状态的影响图 3.10 VCC变化对工作状态的影响
i
C
t0
i
C
t0
i
C
t0
i
C
U
CE
U
CC
增大U
CC
增大
U,I
U
cm
I
c 1 m
U
c0
临界过压 欠压
( a )
( b )
0
o
图 3.11 Ubm变化对工作状态的影响图 3.12 UBB变化对工作状态的影响
3.2.3 谐振功率放大器电路谐振功率放大器的管外电路由两部分组成：直流馈电电路部分和滤波匹配网络部分 。
1.直流馈电电路图 3.13 集电极馈电电路
C
c
LC
－
＋
u
o
( a )
L
c
V
LC
－
＋
u
o
V
C
c
U
CC
U
CC
( b )
L
c
C
c
′
图 3.14 基极馈电电路
L
C
V
C
1
U
BB
L ′
( a )
LC V
C
2
U
BB
C
1
( b )
图 3.15 自给偏置电路
V
C
b2
L
b
( a )
C
b1
R
b
V
C
b
R
e
C
e
L
b
( b )
2,滤波匹配网络功率放大器通过耦合电路与前后级连接 。 这种耦合电路叫匹配网络,如图 3.16所示,对它提出如下要求：
(1)匹配：使外接负载阻抗与放大器所需的最佳负载电阻相匹配,以保证放大器输出功率最大 。
(2)滤波：滤除不需要的各次谐波分量,选出所需的基波成分 。
(3)效率：要求匹配网络本身的损耗尽可能小,即匹配网络的传输效率要高 。
图 3.16 滤波匹配网络在电路中的位置
V
滤波匹配网络
R
P
P
o
P
L
R
L
I
L 1 m
根据等效原理,由于图 3.17(a),(b)的端导纳相等,即
1 1 1
P P s sR jX R jR
由上式可以得到从串联转换为并联阻抗的公式,即
22
2
22
2
( 1 )
1
( 1 )
ss
p s T
s
ss
ps
sT
RX
R R Q
R
RX
XX
XQ
(3―23)
式中,QT为两个网络的品质因数，其值为
ps
T
s p
RX
Q
R X
(3―24)
图 3.17 串并联阻抗变换
( a )
R
P
X
P
X
s
R
s
( b )
1)Ｌ型匹配网络图 3.18（ ａ ） 是Ｌ型匹配网络,其串臂为感抗 Xs，
并臂为容抗 XP,RL是负载电阻 。 Xs和 RL是串联支路,
根据串并联阻抗变换原理,可以将 Xs和 RL变为并联元件 X′P和 RP,如图 3.18（ b） 所示 。
图 3.18 L型网络的阻抗变换
( a )
V
R
o
R
LX
P
X
s
( b )
V
R
o
R
PX
P
X
P
′
令 XP+X ′P=0,即电抗部分抵消,回路两端呈现
2( 1 )o p TR R Q
(3―25)
由式 (3― 25)求出 QT,再代入式 (3― 23),便可求出
Ｌ型网络各元件参数的计算公式 （ 图 3.18中的 RL相当于式 (3― 23)中的 Rs）,
２ )Ｔ型匹配网络图 3.19（ ａ ） 是Ｔ型匹配网络,其中两个串臂为同性电抗元件,并臂为异性电抗元件 。 为了求出Ｔ型匹配网络的元件参数,可以将它分成两个Ｌ型网络,如图 3.19（ b） 所示 。 然后利用Ｌ型网络的计算公式,经整理便可最终得到计算公式 。
RP=RL(1+Q2T2) (3― 27)
22
2
2
()a T L L P L
PL
pP
T P L
X Q R R R R
RR
XR
Q R R
(3―28)
图 3.19 T型网络的阻抗变换
( a )
V
R
o
R
L
X
P
X
s1
X
s2
( b )
V
R
o
X
P 1
X
s1
R
P
R
L
X
s2
X
P 2
图 （ b） 中的第一个Ｌ型网络与图 3.18(a)的网络是相反的,因此,可以将Ｒ o视为Ｒ L,即
2
P L T1
11
1
1
R = R (1 + Q )
()
a T o o P o
Po
pP
T P o
X Q R R R R
RR
XR
Q R R
(3―30)
(3―29)
３ )Π型匹配网络
Π型匹配网络如图 3.20所示,分析过程也是将 Π
型网络分成两个基本的Ｌ型网络,如图 3.20(b)所示,
然后按Ｌ型网络进行求解 。
图 3.20 Π型网络的阻抗变换
( a )
V
R
o
R
L
X
P 1
X
s
( b )
V
R
o
X
P 1
X
s1
R
L
X
s2
X
P 2
X
P 2
1
1
2
22
1
2
11
12 2
1
1
1
1
2
21
2
( 1 ) 1
( 1 ) 1
1
( 1 ) 1
o
p
T
LL
p
T L
T
o
L
TT
o
s s s
T
so
T
pp
LL
TT
op
R
X
Q
RR
X
Q R
Q
R
R
QQ
R
X X X
Q
XR
Q
RX
RR
QQ
RX
式中
(3―31)
(3―32)
Ｒ s是并联转换成串联的等效电阻 。 由式 (3― 23)求得
2
21
L
s
T
RR
Q
3,谐振功率放大器的调谐与调配谐振功率放大器在设计组装之后,还需要进行调整,以达到预期的输出功率和效率 。 谐振功率放大器的调整包括调谐与调配,下面分别进行讨论 。
1)调谐
2)调配
3)调谐与调配的方法图 3.21 谐振功率放大器在不同负载状态下的电压电流波形
u
BE
t
u
b
i
C
u
CE u
c
u
CE m i n
U
CC
( a )
u
BE u
BE
i
C
u
CE
( b )
U
BB
u
BE
t
i
C
t
u
CE
t
( c )
t
t
t
t t
图 3.22 调谐放大器调整电路
LC
1
C
c
天线
C
2
I
A
A
C
b
u
b
V
－ ＋
U
CC
R
b
L
c
C
c
′
A
图 3.23 谐振功率放大器的调谐与调配特性
I
c0
( a ) ( b )
谐振点 谐振点
0 0
C
1
C
2
I
b0
I
A
I
c0
I
I
b0
I
A
I
c0
4.谐振功率放大电路
(1)图 3.24所示是一个工作频率为 160MHz的谐振功率放大电路。
图 3.24 工作频率为 160MHz的谐振功率放大电路
1 7 p F
50?
C 4 5 p F
L
1 6 n H
L
2 8 n H
－ 2 8 V
C
c
V L
2 8 0 n H
L
9 7 n H
C
1 6 p F
1 0 p F
50?
C
(2)图 3.25所示是一个工作频率为 150MHz的谐振功率放大电路 。 其 50Ω外接负载提供３Ｗ功率,功率增益达 10dB。
图 3.25 工作频率为 150MHz的谐振功率放大电路
－ 3 9 p F
50?
C
2
2 0 p F
V
L
2
4 7 n H - 4 7 p F
C
1
C
2
3 9 p F C
b
L
1
L
b
R
b
20?
0,0 1? F
C
c1
R
c
1 0 0?
C
c2
C
4
4 0 p F L
3
1 0 0? F
C
c3
C
5
C
6
1 0 p F
C
7
2 2 p F
1 0,8 V
C
8
2 2 p F
L
4
L
5
2 匝
3 匝 2 匝 2 匝
0,0 1? F 0,0 1? F
L
c
4,7
3.3 宽频带的功率合成 (非谐振高频功率放大器 )
3.3.1 传输线变压器
1,传输线变压器的工作原理
1) 传输线变压器的结构
2) 传输线变压器传输能量的特点图 3.26 1:1传输线变压器
4
2
1
3
R
L
R
s
U
s
( a )
R
s
U
s
1
3
2
4
R
L
U
( b )
R
s
R
L
1 3
2 4
U
s
( c )
＋
－
＋
－
＋
－
图 3.27 传输线在高频情况下的等效电路
＋
－
U 1
＋
－
U 2C
0
L
0
L
0
L
0
L 0L 0L 0
C
0
C
0
C
0
C
0
从上述传输线变压器的工作原理,可以归纳出其基本特点是：
(1)工作频带宽，频率覆盖系数可达 104。
(2)通带的低频范围得到扩展,这是依靠高磁导率的磁芯获得很大的初级电感的结果 。
(3)通带的上限频率不受磁芯上限频率的限制,因为对于高频它是以传输线的原理传输能量 。
(4)大功率运用时,可以采用较小的磁环也不致使磁芯饱和和发热,因而减小了放大器的体积 。
3) 传输线变压器的主要参数由传输线的理论可知,传输线的特性阻抗Ｚ c为
c
r j LZ
G j C
(3― 33)
对于理想无耗或工作频率很高时的传输线,有
Ｒ <<ωＬ,Ｇ <<ωＣ,则传输线的特性阻抗为
LZc
C?
(3― 34)
最佳特性阻抗,其值为
co p t s LZ R R?
(3―35)
产生插入损耗的主要原因是传输线终端电压和电流对于始端产生相移的结果 。 我们知道,电磁波自始端传到终端,是需要一定时间的 。 终端电压,电流总要滞后于始端相应电压,电流－个相位 φ,这个相位与传输信号波长 λ及传输线距离 l的关系为
2 ll
(3―36)
式中,2?
，称为相移常数。
图 3.28 传输线变压器的插入损耗
L
P
/ dB
1
0,0 0 5 0,0 5 0,5
－ 12
－ 8
－ 4
0
2,传输线变压器的应用
1) 极性变换传输线变压器作极性变换电路，就是 1:1倒相传输线变压器。
图 3.29 1:1倒相传输线变压器
R
s
U
s
1
3
2
4
R
L
( b )
R
s
R
L
1 3
2 4
U
s
( a )
U
U
＋
－
U
＋
－
U
I I
I
I
＋ －
＋ －＋
－
＋
－
2) 平衡和不平衡的互相变换如图 3.30是传输线变压器用作平衡与不平衡电路的互相变换。
图 3.30 平衡与不平衡的互相变换
( a )
＋
－
R
s
＋
－
R
s
＋
－
U
1 2
3 4
＋
U
－
R
L
U
s
U
s
图 3.30 平衡与不平衡的互相变换
( b )
＋
－
R
L
＋
－
＋
－
U
21
43
＋
U
s
－
R
s
2
U
2
R
L
2
U
2
＋
－
U
3) 阻抗变换传输线变压器的第三个用途,是在输入端和输出端之间实现阻抗变换 。 由于传输线变压器的结构的限制,它不能像普通变压器那样,借助匝数比的改变来实现任何阻抗比的变换,而只能完成某些特定阻抗比的变换,如４,1,9:1,1６,1,或者 1:４,1:9,1:16，
等等 。
图 3.31 4:1和 1:4传输线变压器电路
( a )
( b )
R
s
＋
－
U
s
1 2
3 4
＋
U
－
R
L
＋
－
U
R
i
I
I
2 II
＋
－
U
R
s
＋
－
U
s
1 2
3 4
＋
2U
－
R
L
＋
－
U
R
i
I
I
I2 I
＋
－
U
R
s
＋
－
U
s
I
R
i
I
I
1
2
3
4
2 I
R
L
＋
－
U
L
R
s
＋
－
U
s
R
i
2 I
I
I
1
2
4
3
＋
U
－
＋
U
－
R
L
＋
U
L
－
( c ) ( d )
I
对于４,1的阻抗变换电路而言,如果设负载电阻Ｒ
L上的电压为 U,则传输线终端和始端的电压均为 U，
因此,信号源端的电压为２ U。 当信号源提供的电流为
Ｉ时,则通过Ｒ L的电流为２ I,于是负载电阻Ｒ L为
2L
UR
I?
(3―37)
从信号源向传输线变压器看去的输入电阻为
2 44
2iL
UURR
II
(3―38)
传输线的特性阻抗为
222cLUUZRII
(3―39)
图 3.31（ b） 和 （ ｄ ） 分别表示 1:４传输线变压器的传输线形式和变压器形式 。 设流过负载电阻Ｒ L的电流为Ｉ,信号源提供的电流为２Ｉ,由图 （ ｄ ） 可见,负载电阻Ｒ Ｌ 上的电压为２ U,即 UL＝２ U。 负载电阻为
2
1 2 1
2 4 4
L
L
iL
UU
R
II
UU
RR
II
从信号源向传输线变压器看去的输入电阻为
(3―40)
(3― 41)
从而实现 1:４的阻抗变换 。 传输线变压器的特性阻抗为
1 2 1
22cL
UUZR
II
(3― 42)
根据相同的原理,可以利用多组 1:1传输线变压器组成 9:1,1６,1或 1:9,9:1６等电路,并求出输入电阻,
特性阻抗与负载电阻Ｒ L的关系 。 可以证明,若 1:1传输线变压器组数为ｎ,则由它组成的阻抗变换电路的特性阻抗和输入电阻分别为
Zc=(n+1)RL (3― 43)
Ri=(n+1)2RL (3― 44)
对于变比小于 1的阻抗变换电路,特性阻抗和输入电阻的一般公式为
2
1
( 1 )
1
( 1 )
cL
iL
ZR
n
RR
n
(3― 45)
(3―46)
图 3.32 宽带高频功率放大电路
R
1
R
2
V
1
T
1
T
2
R
3
V
2
T
3
U
CC
50?
3.3.2 功率合成电路
1.传输线变压器在功率合成中的应用
1) 反相功率合成电路利用传输线变压器组成的反相功率合成原理电路如图 3.33所示。
图 3.33 反相功率合成原理电路
I
a
I
d
A
＋
－
＋
－
U
d
＋
－
U
d
＋
－
U
a
R
c
I
c
T
1
＋
－
U
b
B
I
b
I
d
D′
T
2
D
R
d
＋
－
U
d
功率放大器 A
功率放大器 B
I
1
2
C
U
d
2
由图 3.33可知,通过Ｔ 1两绕组的电流为Ｉ,因有
Ａ端 I＝ Ia－ Id
B端 I＝ Iｄ － Ib
所以 Ia-Id＝ Id－ Ib
可得 Id ＝ 12(Ia+Ib) (3― 47)
及 I＝ 12(Ia－ Ib) (3― 48)
相应写出Ｃ端电流 Ic,由图 3.33可知
Ic=2I
根据式 (3― 48),还有
Ic＝ Ia—Ib
如果满足 Ia＝ Ib时,就会有 Ic＝０,则在Ｃ端无输出功率 。 这时还会有 (参照式 (3― 47))
Id＝ Ia＝ Ib
若在电阻Ｒ d上的电压为Ｕ d,显然为
Ud＝ IdＲ d
传输线变压器Ｔ 2为 1:1平衡－不平衡变换器,因此在 DD′之间电压亦为Ｕ d,由电压环路 ADD′B可得
2
d
ab
UUU
则两个功率放大器注入的功率为
a a b b d dU I U I U I
每－个功率放大器的等效负载Ｒ L为
2 ( )2 2 2d d aa c d a b c dU I IU I R R I I R R
22
a b d d
L
a b d
U U U RR
I I I
如果取Ｒ d＝４ Rc,则当某一功率放大器 （ 例如 B）
出现故障或者 Ia≠Ib时,A端电压为因此功率放大器Ａ的等效负载仍等于
2
d
L
RR?
2) 同相功率合成电路如图 3.33所示,若两个功率放大器Ａ和 B输出同相等值功率,提供等值同相电流 Ia和 Ib,则可称为同相功率合成电路 。 采用和上面类似方法可以证明,此时两功率放大器的注入功率在Ｃ端Ｒ c上合成,而在Ｄ端电阻Ｒ d上无输出功率 。 后者所接电阻称为假负载或平衡电阻 。
2.传输线变压器在功率分配中的应用下面举例说明分配器在共用天线系统中的应用 。 图
3.34是电视接收机的共用天线系统,简称 CATV系统 。
最简单的共用天线系统,包括接收天线,混合器,放大器,分支器和分配器等 。
图 3.34 分配器在共用天线系统中的应用混合器 放大器 分支器分配器分配器电视机电视机图 3.35 功率二分配器和功率四分配器
R
d
150
R
1
75
R
2
75
C
75
输入
T
1
T
2
( a )
图 3.35 功率二分配器和功率四分配器
R
1
75
R
2
150
R
3
75
R
4
150
C
1
7575
输入
T
1
T
2
C
( b )
T
3
C
2
75
T
4
3.4 倍频器倍频器是能将输入信号频率成整数倍增加的电路,
如图 3.36(a)所示 。 倍频器用在通信电路中,采用倍频器的主要优点是,① 可降低主振器的频率,这样可稳定频率 。 ② 扩展发射机的波段 。 如果倍频器用在中间级,借助波段开关既可实现倍频又可完成放大 。
图 3.36 倍频器框图及其应用倍频器
f nf
( a )
主振器 倍频器
2 ～ 4 M H z 2 ～ 4 M H z
4 ～ 8 M H z
( b )
3.4.1 丙类倍频器在这里需要指出的是：
(1)集电极电流脉冲中包含的谐波分量幅度总是随着ｎ的增大而迅速减小 。 因此,倍频次数过高,倍频器的输出功率和效率就会过低 。
(2)倍频器的输出谐振回路需要滤除高于ｎ和低于
ｎ的各次分量。
图 3.37 带有陷波电路的三倍频器
V
f
L
1
C
1
2 f
L
2
C
2
C
c
L
c
L
n
3 f
C
3
L
3
U
CC
3.4.2 参量倍频器
1.变容二极管的特性及原理变容管结电容Ｃ j与反向偏置电压绝对值之间的关系为
0
(1 )
j
D
C
Ci u
U
图 3.38 变容二极管的特性及符号
C
j
u
( a ) ( b )
图 3.39 变容二极管的等效电路
r
j
r
s
C
j
( a )
C
j
r
s
( b )
变容管的品质因数定义为
1
2 jsQ fC r
(3―49)
一般变容管的品质因数定义在零偏压条件下 。
变容管的截止频率 fc0定义在Ｑ值为 1时的频率
0
1
2c js
f
a C r?
(3―50)
流过变容管结电容Ｃ j的电流与电容量、电压的关系为
( si n )
c o s
j
Qm
m
du
iC
dt
d U U tdu
Ut
dt dt
图 3.40 变容管在正弦电压作用下的电流波形
U
Q
( a )
( c )
( d )
( e )
( b )
0 0
0
0
U
m
s i nt
C
j
C
j
t
t
t
t
i ＝ C
j
d u
d t
d u
d t
2,变容管倍频器变容管倍频器可分为并联型和串联型两种基本形式,如图 3.41所示。
图 (a)的工作原理是,由信号源产生频率为ｆ I的正弦电流 iI,通过 FI和变容管 。
图 （ b） 的工作原理是：信号源产生的基波激励电流 iI通过变容管,在Ｃ j上产生各次谐波的电压,其中
ｎ次谐波电压产生的ｎ次谐波电流 in通过负载Ｒ L,因此,倍频器输出端有ｎ次谐波信号输出 。 串联倍频器适用于ｎ＞３以上的高次倍频 。
图 3.41 变容管倍频器原理图
F
I
F
n
R
g
U
g
i
I
C
j
i
n
R
L
＋
－
U
n
F
I
F
n
R
g
U
g
i
I
C
j
i
n
R
L
＋
－
U
n
F
n
F
I
( a ) ( b )
＋
－
＋
－
3.5 天线
3.5.1 对称天线,单极天线
1.对称天线对称天线是应用非常广泛的一种天线 。 它在通信,
雷达等无线电设备中既可作单元天线使用,又可作面式天线的馈源或阵列天线的单元 。 对称天线结构如图
3.42所示,它是由两段等长度和等粗细的直导线构成的,
天线每臂的长度为 l,天线导线的半径用 α表示 。 由于对称天线有两个臂,因而对称天线也可称为偶极天线 。
图 3.42偶极天线示意图
(a)垂直偶极天线； (b)方位辐射图； (c)垂直面辐射图
0°
1 8 0 °
90°2 7 0 ° 0°
90°
0°
－ 90°
注：增益＝ 2,1 4 d B
l
l
2?
1
( b ) ( c )( a )
2
2.单极天线当对称天线的一个臂变为平面时,就形成单极天线 。 在天线工程中最常见的单极天线形式如图 3.43所示 。
图 3.44 抛物面天线光学的性能
3.5.2 抛物面天线,微带天线
1.抛物面天线抛物面天线具有类似光学系统的性能，如图 3.44所示。
2.微带天线微带天线具有很多其它天线没有的特点。
图 3.45 微带天线的基本结构
h
( b )( a )
图 3,4 4图 3,4 3
＝∞
M
1
M
2
P
1
P
2
F
S
S ′
导体贴片介质基片接地板导体贴片 馈电点贴片中心( 与接地板相连)
3.6实训,高频谐振功率放大器的仿真与性能分析范例：观察输出波形及功率放大器的三种工作状态步骤一 绘出电路图
(1)请建立一个项目 Ch3,然后绘出如图 3.46所示的电路图 (信号源用正弦交流电压源代替 )。
图 3.46 高频谐振功率放大器
C 1
0,0 0 1?
R
1
2
U 1
＋
－
A
0,6 V 12 V
＋ －
U
EE
U
CC
－ ＋
B
T 1 C
1 0 k R
L
V 1
(2)对信号源 U1进行设置 。
AC:交流值,现设为 350mV。
UOFF:直流基准电压,设定为 0V。
UAMPL:峰值电压,设定为 200～ 350mV可调 。
FREO:信号频率,设定为 1.6MHz。
TD:出现第一个波形的延迟时间,设定为 0ms。
DF:阻尼系数,设定为 0,单位为秒的倒数 。
PHAS:相位,设定为 0。
(3)对变压器 T1进行设置 。
COUPLING:互感,设定为 0.99。
L1-VALVE=0.01m。
L2-VALVE=0.5m为两线圈的电感量 。
(4)将图 3.46中的其它元件编号和参数按图中设置 。
注意：图中 A,B,C是各点的编号 。
步骤二设置 Transient Analysis(瞬态分析 )
(1)在 PSpice电路分析功能 （ 分析设置 ） 项中,选
Transient Analysis(瞬态分析 )。
(2)在 Transient Analysis(瞬态分析 )中 。 设置绘图的时间增量,设定为 200ns；设置瞬态分析终止时间,设定为 8μs；设置瞬态分析起始时间,设定为 2μs。
步骤三设置 AC Sweep(交流分析 )
(1)在 PSpice电路分析功能 （ 分析设置 ） 项中,选
AC Sweep(交流分析 )。
(2)在 AC Sweep(交流分析 )中,选用 Octave(倍频程 )
扫描或 Decade(十倍频程 )扫描类型 。
(3)设 Start Frequency(仿真起始频率 )为 100kHz,设
End Frequency( 仿真终点频率 ) 为 200MHz,设每
Decade(十倍频程 )扫描记录 20点 。
步骤四存档在执行 PSpice分析以前最好养成存档习惯,先存档一次,以防万一 。
步骤五启动 PSpice进行仿真观察 Transient输出波形
1,观察集电极电流波形
(1)设定输入信号 U1峰值电压,为 200mV。 在 Probe
窗口中选择 Trace\Add,打开,AddTrace”对话框 。
(2)增大输入信号 U1,再次观察集电极电流波形 。
图 3.47 高频谐振功率放大器集电极电流波形
1 0 m A
5 m A
0 A
－ 5 m A
2,0? s 4,0? s 6,0? s 8,0? s
T i m e I c ( Q 1 )
(3)将输入信号 U1的峰值电压,设定为 320mV。
观察集电极电流波形 （ 波形出现凹陷 ）,如图 3.48所示 。 从图中可以看出高频谐振功率放大器工作在过压状态 。
(4)继续增大输入信号 U1，再次观察集电极电流波形。
图 3.48 工作在过压状态时集电极电流波形
2 0 0 m A
1 0 0 m A
0 A
－ 1 0 0 m A
2,0? s 4,0? s 6,0? s 8,0? s
T i m eI c ( Q 1 )
2,观察功率放大器负载上的电压波形
(1)设定输入信号 U1峰值电压,为 200mV。 在 Probe
窗口中选择 Trace\Add,打开,Add Trace”对话框 。 在窗口下方的 Trace Expression栏处用键盘输入,U(C)”。 选
,OK”,退出 Add Trace窗口 。 这时的 Probe窗口出现高频谐振功率放大器负载上的电压波形,见图 3.49。
(2)增大输入信号 U1,设定输入信号 U1峰值电压,
为 320mV。 再次观察负载上过压状态下的电压波形,
如图 3.50所示 。
图 3.49 谐振功率放大器负载上的电压波形
5,0 V
0 V
－ 5,0 V
2,0? s 4,0? s 6,0? s 8,0? s
T i m e U ( C )
步骤六启动 PSpice,进行仿真并观察 AC Sweep
输出波形在 Probe窗口中选择 Trace\Add,打开,Add
Trace”对话框 。 请在窗口下方的 Trace Expression栏处输入,U(C)”。 选,OK”,退出 Add Trace窗口 。 这时的 Probe窗口出现谐振功率放大器的幅频特性曲线,
如图 3.51所示 。
图 3.50工作在过压状态时负载上的电压波形
1 0 0 V
0 V
－ 1 0 0 V
2,0? s 4,0? s 6,0? s
8,0? s
T i m eU ( C )
1 0 0 G H z1 0 0 M H z1,0 M H z1 0 k H z
F r e q u e n c yU ( C )
0 V
4 0 m V
8 0 m V
图 3.51 谐振功率放大器的幅频特性曲线
3.2 谐振功率放大器
3.3 宽频带的功率合成 (非谐振高频功率放大器 )
3.4 倍频器
3.5 天线
3.6 实训,高频谐振功率放大器的仿真与性能分析第 3章 通信信号的发送
3.1 通信信号的功率放大高频功率放大器有三个主要任务：
① 输出足够的功率；
② 具有高效率的功率转换；
③ 减小非线性失真 。
3.2 谐振功率放大器
3.2.1 谐振功率放大器的基本工作原理
1.工作原理谐振功率放大器的原理电路如图 3.1所示。
图 3.1 谐振功率放大器的原理电路
i
B
i
C
R
L
C
c
C
b
u
b
U
BB
U
CC
u
BE＋
－
－
＋
u
CE
V
L
C
－
＋
u
o
θ=180°,为甲类工作状态
θ=90°,为乙类工作状态
θ＜ 90°,为丙类工作状态图 3.2所示工作波形表示了功率放大器工作在丙类状态 。 在丙类工作状态下,uBE=UBB+Ubmcosωt较小,
且 uBE＞ Uon时才有集电极电流流过,故集电极耗散功率小,效率高 。
图 3.1中,输出回路中用ＬＣ谐振电路作选频网络 。
这时,谐振功率放大器的输出电压接近余弦波电压,
如图 3.2(e)所示 。 由于晶体管工作在丙类状态,晶体管的集电极电流 iC是一个周期性的余弦脉冲,用傅氏级数展开 iC,则得
iC =Ic0+Ic1mcosωt+Ic2mcos2ωt+…+Icnmcosnωt (3― 1)
图 3.2 谐振功率放大器各级电压和电流波形
( a )
( b )
( c )
( d )
t
i
C
U
on
转移特性
0
i
C
t
t
t
t
t
U
bm
－
u
BE
u
b
－
i
Cm a x
U
on
U
BB
u
BE
i
B
i
C
u
CE
U
CC
U
CE m i n
－?
－?
U
bm
U
BB
( e )
2,电路的性能分析准线性折线分析法的条件如下：
(1) 忽略晶体管的高频效应 。
(2) 输入和输出回路具有理想滤波特性 。
uBE=UBB+Ubmcosωt (3― 2)
uCE=UCC-Ucmcosωt (3― 3)
(3) 晶体管的静态伏安特性可近似用折线表示 。
图 3.3 晶体管折线化后的转移特性曲线及 ic电流
t
i
C
－?
i
Cm a x
U
BB
u
BE
u
BE
i
C
0
0
U
on
t
0
U
bm
1) 余弦脉冲分解图 3.3所示是用晶体管折线化后的转移特性曲线绘出的丙类工作状态下的集电极电流脉冲波形,折线的斜率用 G表示 。
设输入信号为 ub=Ubmcosωt，发射结电压为
uBE=UBB+Ubmcosωt,晶体管折线化后的转移特性为
B E o n
B E o n
0 u U
( ) u > U
{
B E o n
C
G u U
i?
(3― 4)
将 uBE=UBB+Ubmcosωt代入上式,可得
iC=G(UBB+Ubmcosωt-Uon) (3― 5)
由图 3.3可得,当 ωt=θ时,iC=0,代入式 (3― 5),可求得
0=G(UBB+Ubmcosθ-U ) (3― 6)
co s
ar cc o s
on B B
bm
on B B
bm
UU
U
UU
U
(3―7)
(3― 8)
式 (3― 5)减式 (3― 6),得
iC=GUbm(cosωt-cosθ) (3― 9)
当 ωt=0时,将 iC=iCmax代入式 (3― 9),可得
iCmax=GUbm(1-cosθ) (3― 10)
式 (3― 9)与式 (3― 10)相比,可得
m a x
c o s c o s
1 c o sCC
tii
(3―11)
式 (3― 11)是集电极余弦脉冲电流的解析表达式,
它取决于脉冲高度 iCmax和导通角 θ。 利用傅里叶级数将 iC展开
12
1
c o s c o s 2 c o s
c o s
C c o c m c m c n m
c o c m
n
i I I t I t I n t
I I n t
(3―12)
求得上式中各次谐波分量
m a x
0 m a x
m a x
1
1 m a x
m a x
2
m a x
1 1 si n c o s
( ) ( )
2 1 c o s
()
1 si n c o s
c o s ( )
1 c o s
()
1 2 si n c o s si n c o s
c o s ( )
( 1 ) ( 1 c o s )
()
c o C C
C
C
cC
C
C
c n C
nC
I i d t i
ai
i
I i td t
ai
in
I i n td t
nn
ai
(3―13)
(3― 14)
(3―15)
图 3.4 余弦脉冲分解系数
1
0
1
0
2
3
20 40 60 80 100 120 140 160 180
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
n
,
1
/
0
/ (° )
放大器的输出功率 Po等于集电极电流基波分量在有载谐振电阻 RP上的功率,即
2
2
11
1 1 1
2 2 2
cm
o c cm c P
P
UP I U I R
R
(3―16)
集电极直流电源供给功率 PDC等于集电极电流直流分量与 UCC的乘积
0D C C C cP U I?
(3―17)
放大器集电极效率等于输出功率与直流电源供给功率之比,即
11
1
0
1 1 ( ) 1 ()
2 2 ( ) 2
o c m c
c
D C C C c o
P U I a g
P U I a
(3― 18)
由式 (3― 18)可求得不同工作状态下放大器效率分别为：
甲类工作状态,θ=180°,g1(θ)=1,ηc=50%；
乙类工作状态,θ=90°,g1(θ)=1.57,ηc=78.5%；
丙类工作状态,θ=60°,g1(θ)=1.8,ηc=90%
2) 导通角的选择
(1) 等幅波功率放大 。
(2) 调幅波功率放大 。
Ic1=iCmaxα1(θ)=GUbm(1-cosθ)α1(θ)
(3)ｎ次谐波倍频 。
120 o
n n
3.2.2 谐振功率放大器的工作状态分析
1.谐振功率放大器的动态线当放大器工作在谐振状态时,由图 3.5可得,电路的外部关系
uBE=UBB+Ubmcosωt
uCE=UCC-Ucmcosωt
由上两式可得
C C C E
BE BB bm
cm
Uuu U U
U
(3―19)
将式 (3―19) 代入式 (3―4),得动态线方程式
() C C C EC c B B b m o n
cm
Uui G U U U
U
(3―20)
令 uCE=UCC时,iC=Gc(UBB-Uon)为图 3.6中的 Q点；再令 iC=0时,为图 3.6中的 B点 。
B B o n
C E C C c m
bn
UUu U U
U
图 3.5 谐振功率放大器
u
b
＋
－
U
BB
U
CC
C
V L
u
CE
＋
＋
－
u
o
－
i
C
i
B
u
BE
图 3.6 谐振动率放大器的动态线和集电极 iC电流波形
U
on
i
C
u
BE
－
i
Cm ax
U
BB
i
C
i
C
G
c
u
BE
0
0
U
bm
t
U
CE
m
i
n
U
cm
O
0
u
CE
u
CE
u
BE
＝ U
BE m ax
A
C B D
Q
t
t
U
cm
(1
－
c
o
s
)
谐振功率放大器的动态负载电阻 Rc可用动态线斜率的倒数求得：
1
1 ( ) ( 1 co s )
cpcm
cp
c b m c b m
IRURR
G U G U
(3― 21)
2.谐振功率放大器的三种工作状态
1) 欠压状态
2) 临界状态
3) 过压状态图 3.7 三种工作状态
t
i
C
i
C
i
C
i
C
0 0 0 0
0
u
CE
u
CE
R
P
增大
A
1
A
2
A
4
A
3
A
5
U
c
m3
U
c
m2
U
c
m1
3,RP,UCC,Ubm,UBB变化对工作状态的影响
1) RP变化对工作状态的影响图 3.8 RP变化时的 iC波形
i
C
t0
i
C
t t
i
C
t
i
C
0 0 o
R
P
增大图 3.9 谐振功率放大器的负载特性
U,I
U
cm
I
c 1 m
I
c0
R
P
临界 过压欠压
P,?
P
DC
P
o
R
P
临界 过压欠压
c
P
c
由图 3.9可以得到以下结论：
（ 1）在欠压工作状态下
（ 2）在临界工作状态下
(3)在过压工作状态下
22
( m i n )()11
22
C C C Ecm
P
oo
UUUR
PP
(3― 22)
2) UCC变化对工作状态的影响
3) Ubm变化对工作状态的影响
4) UBB变化对工作状态的影响图 3.10 VCC变化对工作状态的影响
i
C
t0
i
C
t0
i
C
t0
i
C
U
CE
U
CC
增大U
CC
增大
U,I
U
cm
I
c 1 m
U
c0
临界过压 欠压
( a )
( b )
0
o
图 3.11 Ubm变化对工作状态的影响图 3.12 UBB变化对工作状态的影响
3.2.3 谐振功率放大器电路谐振功率放大器的管外电路由两部分组成：直流馈电电路部分和滤波匹配网络部分 。
1.直流馈电电路图 3.13 集电极馈电电路
C
c
LC
－
＋
u
o
( a )
L
c
V
LC
－
＋
u
o
V
C
c
U
CC
U
CC
( b )
L
c
C
c
′
图 3.14 基极馈电电路
L
C
V
C
1
U
BB
L ′
( a )
LC V
C
2
U
BB
C
1
( b )
图 3.15 自给偏置电路
V
C
b2
L
b
( a )
C
b1
R
b
V
C
b
R
e
C
e
L
b
( b )
2,滤波匹配网络功率放大器通过耦合电路与前后级连接 。 这种耦合电路叫匹配网络,如图 3.16所示,对它提出如下要求：
(1)匹配：使外接负载阻抗与放大器所需的最佳负载电阻相匹配,以保证放大器输出功率最大 。
(2)滤波：滤除不需要的各次谐波分量,选出所需的基波成分 。
(3)效率：要求匹配网络本身的损耗尽可能小,即匹配网络的传输效率要高 。
图 3.16 滤波匹配网络在电路中的位置
V
滤波匹配网络
R
P
P
o
P
L
R
L
I
L 1 m
根据等效原理,由于图 3.17(a),(b)的端导纳相等,即
1 1 1
P P s sR jX R jR
由上式可以得到从串联转换为并联阻抗的公式,即
22
2
22
2
( 1 )
1
( 1 )
ss
p s T
s
ss
ps
sT
RX
R R Q
R
RX
XX
XQ
(3―23)
式中,QT为两个网络的品质因数，其值为
ps
T
s p
RX
Q
R X
(3―24)
图 3.17 串并联阻抗变换
( a )
R
P
X
P
X
s
R
s
( b )
1)Ｌ型匹配网络图 3.18（ ａ ） 是Ｌ型匹配网络,其串臂为感抗 Xs，
并臂为容抗 XP,RL是负载电阻 。 Xs和 RL是串联支路,
根据串并联阻抗变换原理,可以将 Xs和 RL变为并联元件 X′P和 RP,如图 3.18（ b） 所示 。
图 3.18 L型网络的阻抗变换
( a )
V
R
o
R
LX
P
X
s
( b )
V
R
o
R
PX
P
X
P
′
令 XP+X ′P=0,即电抗部分抵消,回路两端呈现
2( 1 )o p TR R Q
(3―25)
由式 (3― 25)求出 QT,再代入式 (3― 23),便可求出
Ｌ型网络各元件参数的计算公式 （ 图 3.18中的 RL相当于式 (3― 23)中的 Rs）,
２ )Ｔ型匹配网络图 3.19（ ａ ） 是Ｔ型匹配网络,其中两个串臂为同性电抗元件,并臂为异性电抗元件 。 为了求出Ｔ型匹配网络的元件参数,可以将它分成两个Ｌ型网络,如图 3.19（ b） 所示 。 然后利用Ｌ型网络的计算公式,经整理便可最终得到计算公式 。
RP=RL(1+Q2T2) (3― 27)
22
2
2
()a T L L P L
PL
pP
T P L
X Q R R R R
RR
XR
Q R R
(3―28)
图 3.19 T型网络的阻抗变换
( a )
V
R
o
R
L
X
P
X
s1
X
s2
( b )
V
R
o
X
P 1
X
s1
R
P
R
L
X
s2
X
P 2
图 （ b） 中的第一个Ｌ型网络与图 3.18(a)的网络是相反的,因此,可以将Ｒ o视为Ｒ L,即
2
P L T1
11
1
1
R = R (1 + Q )
()
a T o o P o
Po
pP
T P o
X Q R R R R
RR
XR
Q R R
(3―30)
(3―29)
３ )Π型匹配网络
Π型匹配网络如图 3.20所示,分析过程也是将 Π
型网络分成两个基本的Ｌ型网络,如图 3.20(b)所示,
然后按Ｌ型网络进行求解 。
图 3.20 Π型网络的阻抗变换
( a )
V
R
o
R
L
X
P 1
X
s
( b )
V
R
o
X
P 1
X
s1
R
L
X
s2
X
P 2
X
P 2
1
1
2
22
1
2
11
12 2
1
1
1
1
2
21
2
( 1 ) 1
( 1 ) 1
1
( 1 ) 1
o
p
T
LL
p
T L
T
o
L
TT
o
s s s
T
so
T
pp
LL
TT
op
R
X
Q
RR
X
Q R
Q
R
R
R
X X X
Q
XR
Q
RX
RR
RX
式中
(3―31)
(3―32)
Ｒ s是并联转换成串联的等效电阻 。 由式 (3― 23)求得
2
21
L
s
T
RR
Q
3,谐振功率放大器的调谐与调配谐振功率放大器在设计组装之后,还需要进行调整,以达到预期的输出功率和效率 。 谐振功率放大器的调整包括调谐与调配,下面分别进行讨论 。
1)调谐
2)调配
3)调谐与调配的方法图 3.21 谐振功率放大器在不同负载状态下的电压电流波形
u
BE
t
u
b
i
C
u
CE u
c
u
CE m i n
U
CC
( a )
u
BE u
BE
i
C
u
CE
( b )
U
BB
u
BE
t
i
C
t
u
CE
t
( c )
t
t
t
t t
图 3.22 调谐放大器调整电路
LC
1
C
c
天线
C
2
I
A
A
C
b
u
b
V
－ ＋
U
CC
R
b
L
c
C
c
′
A
图 3.23 谐振功率放大器的调谐与调配特性
I
c0
( a ) ( b )
谐振点 谐振点
0 0
C
1
C
2
I
b0
I
A
I
c0
I
I
b0
I
A
I
c0
4.谐振功率放大电路
(1)图 3.24所示是一个工作频率为 160MHz的谐振功率放大电路。
图 3.24 工作频率为 160MHz的谐振功率放大电路
1 7 p F
50?
C 4 5 p F
L
1 6 n H
L
2 8 n H
－ 2 8 V
C
c
V L
2 8 0 n H
L
9 7 n H
C
1 6 p F
1 0 p F
50?
C
(2)图 3.25所示是一个工作频率为 150MHz的谐振功率放大电路 。 其 50Ω外接负载提供３Ｗ功率,功率增益达 10dB。
图 3.25 工作频率为 150MHz的谐振功率放大电路
－ 3 9 p F
50?
C
2
2 0 p F
V
L
2
4 7 n H - 4 7 p F
C
1
C
2
3 9 p F C
b
L
1
L
b
R
b
20?
0,0 1? F
C
c1
R
c
1 0 0?
C
c2
C
4
4 0 p F L
3
1 0 0? F
C
c3
C
5
C
6
1 0 p F
C
7
2 2 p F
1 0,8 V
C
8
2 2 p F
L
4
L
5
2 匝
3 匝 2 匝 2 匝
0,0 1? F 0,0 1? F
L
c
4,7
3.3 宽频带的功率合成 (非谐振高频功率放大器 )
3.3.1 传输线变压器
1,传输线变压器的工作原理
1) 传输线变压器的结构
2) 传输线变压器传输能量的特点图 3.26 1:1传输线变压器
4
2
1
3
R
L
R
s
U
s
( a )
R
s
U
s
1
3
2
4
R
L
U
( b )
R
s
R
L
1 3
2 4
U
s
( c )
＋
－
＋
－
＋
－
图 3.27 传输线在高频情况下的等效电路
＋
－
U 1
＋
－
U 2C
0
L
0
L
0
L
0
L 0L 0L 0
C
0
C
0
C
0
C
0
从上述传输线变压器的工作原理,可以归纳出其基本特点是：
(1)工作频带宽，频率覆盖系数可达 104。
(2)通带的低频范围得到扩展,这是依靠高磁导率的磁芯获得很大的初级电感的结果 。
(3)通带的上限频率不受磁芯上限频率的限制,因为对于高频它是以传输线的原理传输能量 。
(4)大功率运用时,可以采用较小的磁环也不致使磁芯饱和和发热,因而减小了放大器的体积 。
3) 传输线变压器的主要参数由传输线的理论可知,传输线的特性阻抗Ｚ c为
c
r j LZ
G j C
(3― 33)
对于理想无耗或工作频率很高时的传输线,有
Ｒ <<ωＬ,Ｇ <<ωＣ,则传输线的特性阻抗为
LZc
C?
(3― 34)
最佳特性阻抗,其值为
co p t s LZ R R?
(3―35)
产生插入损耗的主要原因是传输线终端电压和电流对于始端产生相移的结果 。 我们知道,电磁波自始端传到终端,是需要一定时间的 。 终端电压,电流总要滞后于始端相应电压,电流－个相位 φ,这个相位与传输信号波长 λ及传输线距离 l的关系为
2 ll
(3―36)
式中,2?
，称为相移常数。
图 3.28 传输线变压器的插入损耗
L
P
/ dB
1
0,0 0 5 0,0 5 0,5
－ 12
－ 8
－ 4
0
2,传输线变压器的应用
1) 极性变换传输线变压器作极性变换电路，就是 1:1倒相传输线变压器。
图 3.29 1:1倒相传输线变压器
R
s
U
s
1
3
2
4
R
L
( b )
R
s
R
L
1 3
2 4
U
s
( a )
U
U
＋
－
U
＋
－
U
I I
I
I
＋ －
＋ －＋
－
＋
－
2) 平衡和不平衡的互相变换如图 3.30是传输线变压器用作平衡与不平衡电路的互相变换。
图 3.30 平衡与不平衡的互相变换
( a )
＋
－
R
s
＋
－
R
s
＋
－
U
1 2
3 4
＋
U
－
R
L
U
s
U
s
图 3.30 平衡与不平衡的互相变换
( b )
＋
－
R
L
＋
－
＋
－
U
21
43
＋
U
s
－
R
s
2
U
2
R
L
2
U
2
＋
－
U
3) 阻抗变换传输线变压器的第三个用途,是在输入端和输出端之间实现阻抗变换 。 由于传输线变压器的结构的限制,它不能像普通变压器那样,借助匝数比的改变来实现任何阻抗比的变换,而只能完成某些特定阻抗比的变换,如４,1,9:1,1６,1,或者 1:４,1:9,1:16，
等等 。
图 3.31 4:1和 1:4传输线变压器电路
( a )
( b )
R
s
＋
－
U
s
1 2
3 4
＋
U
－
R
L
＋
－
U
R
i
I
I
2 II
＋
－
U
R
s
＋
－
U
s
1 2
3 4
＋
2U
－
R
L
＋
－
U
R
i
I
I
I2 I
＋
－
U
R
s
＋
－
U
s
I
R
i
I
I
1
2
3
4
2 I
R
L
＋
－
U
L
R
s
＋
－
U
s
R
i
2 I
I
I
1
2
4
3
＋
U
－
＋
U
－
R
L
＋
U
L
－
( c ) ( d )
I
对于４,1的阻抗变换电路而言,如果设负载电阻Ｒ
L上的电压为 U,则传输线终端和始端的电压均为 U，
因此,信号源端的电压为２ U。 当信号源提供的电流为
Ｉ时,则通过Ｒ L的电流为２ I,于是负载电阻Ｒ L为
2L
UR
I?
(3―37)
从信号源向传输线变压器看去的输入电阻为
2 44
2iL
UURR
II
(3―38)
传输线的特性阻抗为
222cLUUZRII
(3―39)
图 3.31（ b） 和 （ ｄ ） 分别表示 1:４传输线变压器的传输线形式和变压器形式 。 设流过负载电阻Ｒ L的电流为Ｉ,信号源提供的电流为２Ｉ,由图 （ ｄ ） 可见,负载电阻Ｒ Ｌ 上的电压为２ U,即 UL＝２ U。 负载电阻为
2
1 2 1
2 4 4
L
L
iL
UU
R
II
UU
RR
II
从信号源向传输线变压器看去的输入电阻为
(3―40)
(3― 41)
从而实现 1:４的阻抗变换 。 传输线变压器的特性阻抗为
1 2 1
22cL
UUZR
II
(3― 42)
根据相同的原理,可以利用多组 1:1传输线变压器组成 9:1,1６,1或 1:9,9:1６等电路,并求出输入电阻,
特性阻抗与负载电阻Ｒ L的关系 。 可以证明,若 1:1传输线变压器组数为ｎ,则由它组成的阻抗变换电路的特性阻抗和输入电阻分别为
Zc=(n+1)RL (3― 43)
Ri=(n+1)2RL (3― 44)
对于变比小于 1的阻抗变换电路,特性阻抗和输入电阻的一般公式为
2
1
( 1 )
1
( 1 )
cL
iL
ZR
n
RR
n
(3― 45)
(3―46)
图 3.32 宽带高频功率放大电路
R
1
R
2
V
1
T
1
T
2
R
3
V
2
T
3
U
CC
50?
3.3.2 功率合成电路
1.传输线变压器在功率合成中的应用
1) 反相功率合成电路利用传输线变压器组成的反相功率合成原理电路如图 3.33所示。
图 3.33 反相功率合成原理电路
I
a
I
d
A
＋
－
＋
－
U
d
＋
－
U
d
＋
－
U
a
R
c
I
c
T
1
＋
－
U
b
B
I
b
I
d
D′
T
2
D
R
d
＋
－
U
d
功率放大器 A
功率放大器 B
I
1
2
C
U
d
2
由图 3.33可知,通过Ｔ 1两绕组的电流为Ｉ,因有
Ａ端 I＝ Ia－ Id
B端 I＝ Iｄ － Ib
所以 Ia-Id＝ Id－ Ib
可得 Id ＝ 12(Ia+Ib) (3― 47)
及 I＝ 12(Ia－ Ib) (3― 48)
相应写出Ｃ端电流 Ic,由图 3.33可知
Ic=2I
根据式 (3― 48),还有
Ic＝ Ia—Ib
如果满足 Ia＝ Ib时,就会有 Ic＝０,则在Ｃ端无输出功率 。 这时还会有 (参照式 (3― 47))
Id＝ Ia＝ Ib
若在电阻Ｒ d上的电压为Ｕ d,显然为
Ud＝ IdＲ d
传输线变压器Ｔ 2为 1:1平衡－不平衡变换器,因此在 DD′之间电压亦为Ｕ d,由电压环路 ADD′B可得
2
d
ab
UUU
则两个功率放大器注入的功率为
a a b b d dU I U I U I
每－个功率放大器的等效负载Ｒ L为
2 ( )2 2 2d d aa c d a b c dU I IU I R R I I R R
22
a b d d
L
a b d
U U U RR
I I I
如果取Ｒ d＝４ Rc,则当某一功率放大器 （ 例如 B）
出现故障或者 Ia≠Ib时,A端电压为因此功率放大器Ａ的等效负载仍等于
2
d
L
RR?
2) 同相功率合成电路如图 3.33所示,若两个功率放大器Ａ和 B输出同相等值功率,提供等值同相电流 Ia和 Ib,则可称为同相功率合成电路 。 采用和上面类似方法可以证明,此时两功率放大器的注入功率在Ｃ端Ｒ c上合成,而在Ｄ端电阻Ｒ d上无输出功率 。 后者所接电阻称为假负载或平衡电阻 。
2.传输线变压器在功率分配中的应用下面举例说明分配器在共用天线系统中的应用 。 图
3.34是电视接收机的共用天线系统,简称 CATV系统 。
最简单的共用天线系统,包括接收天线,混合器,放大器,分支器和分配器等 。
图 3.34 分配器在共用天线系统中的应用混合器 放大器 分支器分配器分配器电视机电视机图 3.35 功率二分配器和功率四分配器
R
d
150
R
1
75
R
2
75
C
75
输入
T
1
T
2
( a )
图 3.35 功率二分配器和功率四分配器
R
1
75
R
2
150
R
3
75
R
4
150
C
1
7575
输入
T
1
T
2
C
( b )
T
3
C
2
75
T
4
3.4 倍频器倍频器是能将输入信号频率成整数倍增加的电路,
如图 3.36(a)所示 。 倍频器用在通信电路中,采用倍频器的主要优点是,① 可降低主振器的频率,这样可稳定频率 。 ② 扩展发射机的波段 。 如果倍频器用在中间级,借助波段开关既可实现倍频又可完成放大 。
图 3.36 倍频器框图及其应用倍频器
f nf
( a )
主振器 倍频器
2 ～ 4 M H z 2 ～ 4 M H z
4 ～ 8 M H z
( b )
3.4.1 丙类倍频器在这里需要指出的是：
(1)集电极电流脉冲中包含的谐波分量幅度总是随着ｎ的增大而迅速减小 。 因此,倍频次数过高,倍频器的输出功率和效率就会过低 。
(2)倍频器的输出谐振回路需要滤除高于ｎ和低于
ｎ的各次分量。
图 3.37 带有陷波电路的三倍频器
V
f
L
1
C
1
2 f
L
2
C
2
C
c
L
c
L
n
3 f
C
3
L
3
U
CC
3.4.2 参量倍频器
1.变容二极管的特性及原理变容管结电容Ｃ j与反向偏置电压绝对值之间的关系为
0
(1 )
j
D
C
Ci u
U
图 3.38 变容二极管的特性及符号
C
j
u
( a ) ( b )
图 3.39 变容二极管的等效电路
r
j
r
s
C
j
( a )
C
j
r
s
( b )
变容管的品质因数定义为
1
2 jsQ fC r
(3―49)
一般变容管的品质因数定义在零偏压条件下 。
变容管的截止频率 fc0定义在Ｑ值为 1时的频率
0
1
2c js
f
a C r?
(3―50)
流过变容管结电容Ｃ j的电流与电容量、电压的关系为
( si n )
c o s
j
Qm
m
du
iC
dt
d U U tdu
Ut
dt dt
图 3.40 变容管在正弦电压作用下的电流波形
U
Q
( a )
( c )
( d )
( e )
( b )
0 0
0
0
U
m
s i nt
C
j
C
j
t
t
t
t
i ＝ C
j
d u
d t
d u
d t
2,变容管倍频器变容管倍频器可分为并联型和串联型两种基本形式,如图 3.41所示。
图 (a)的工作原理是,由信号源产生频率为ｆ I的正弦电流 iI,通过 FI和变容管 。
图 （ b） 的工作原理是：信号源产生的基波激励电流 iI通过变容管,在Ｃ j上产生各次谐波的电压,其中
ｎ次谐波电压产生的ｎ次谐波电流 in通过负载Ｒ L,因此,倍频器输出端有ｎ次谐波信号输出 。 串联倍频器适用于ｎ＞３以上的高次倍频 。
图 3.41 变容管倍频器原理图
F
I
F
n
R
g
U
g
i
I
C
j
i
n
R
L
＋
－
U
n
F
I
F
n
R
g
U
g
i
I
C
j
i
n
R
L
＋
－
U
n
F
n
F
I
( a ) ( b )
＋
－
＋
－
3.5 天线
3.5.1 对称天线,单极天线
1.对称天线对称天线是应用非常广泛的一种天线 。 它在通信,
雷达等无线电设备中既可作单元天线使用,又可作面式天线的馈源或阵列天线的单元 。 对称天线结构如图
3.42所示,它是由两段等长度和等粗细的直导线构成的,
天线每臂的长度为 l,天线导线的半径用 α表示 。 由于对称天线有两个臂,因而对称天线也可称为偶极天线 。
图 3.42偶极天线示意图
(a)垂直偶极天线； (b)方位辐射图； (c)垂直面辐射图
0°
1 8 0 °
90°2 7 0 ° 0°
90°
0°
－ 90°
注：增益＝ 2,1 4 d B
l
l
2?
1
( b ) ( c )( a )
2
2.单极天线当对称天线的一个臂变为平面时,就形成单极天线 。 在天线工程中最常见的单极天线形式如图 3.43所示 。
图 3.44 抛物面天线光学的性能
3.5.2 抛物面天线,微带天线
1.抛物面天线抛物面天线具有类似光学系统的性能，如图 3.44所示。
2.微带天线微带天线具有很多其它天线没有的特点。
图 3.45 微带天线的基本结构
h
( b )( a )
图 3,4 4图 3,4 3
＝∞
M
1
M
2
P
1
P
2
F
S
S ′
导体贴片介质基片接地板导体贴片 馈电点贴片中心( 与接地板相连)
3.6实训,高频谐振功率放大器的仿真与性能分析范例：观察输出波形及功率放大器的三种工作状态步骤一 绘出电路图
(1)请建立一个项目 Ch3,然后绘出如图 3.46所示的电路图 (信号源用正弦交流电压源代替 )。
图 3.46 高频谐振功率放大器
C 1
0,0 0 1?
R
1
2
U 1
＋
－
A
0,6 V 12 V
＋ －
U
EE
U
CC
－ ＋
B
T 1 C
1 0 k R
L
V 1
(2)对信号源 U1进行设置 。
AC:交流值,现设为 350mV。
UOFF:直流基准电压,设定为 0V。
UAMPL:峰值电压,设定为 200～ 350mV可调 。
FREO:信号频率,设定为 1.6MHz。
TD:出现第一个波形的延迟时间,设定为 0ms。
DF:阻尼系数,设定为 0,单位为秒的倒数 。
PHAS:相位,设定为 0。
(3)对变压器 T1进行设置 。
COUPLING:互感,设定为 0.99。
L1-VALVE=0.01m。
L2-VALVE=0.5m为两线圈的电感量 。
(4)将图 3.46中的其它元件编号和参数按图中设置 。
注意：图中 A,B,C是各点的编号 。
步骤二设置 Transient Analysis(瞬态分析 )
(1)在 PSpice电路分析功能 （ 分析设置 ） 项中,选
Transient Analysis(瞬态分析 )。
(2)在 Transient Analysis(瞬态分析 )中 。 设置绘图的时间增量,设定为 200ns；设置瞬态分析终止时间,设定为 8μs；设置瞬态分析起始时间,设定为 2μs。
步骤三设置 AC Sweep(交流分析 )
(1)在 PSpice电路分析功能 （ 分析设置 ） 项中,选
AC Sweep(交流分析 )。
(2)在 AC Sweep(交流分析 )中,选用 Octave(倍频程 )
扫描或 Decade(十倍频程 )扫描类型 。
(3)设 Start Frequency(仿真起始频率 )为 100kHz,设
End Frequency( 仿真终点频率 ) 为 200MHz,设每
Decade(十倍频程 )扫描记录 20点 。
步骤四存档在执行 PSpice分析以前最好养成存档习惯,先存档一次,以防万一 。
步骤五启动 PSpice进行仿真观察 Transient输出波形
1,观察集电极电流波形
(1)设定输入信号 U1峰值电压,为 200mV。 在 Probe
窗口中选择 Trace\Add,打开,AddTrace”对话框 。
(2)增大输入信号 U1,再次观察集电极电流波形 。
图 3.47 高频谐振功率放大器集电极电流波形
1 0 m A
5 m A
0 A
－ 5 m A
2,0? s 4,0? s 6,0? s 8,0? s
T i m e I c ( Q 1 )
(3)将输入信号 U1的峰值电压,设定为 320mV。
观察集电极电流波形 （ 波形出现凹陷 ）,如图 3.48所示 。 从图中可以看出高频谐振功率放大器工作在过压状态 。
(4)继续增大输入信号 U1，再次观察集电极电流波形。
图 3.48 工作在过压状态时集电极电流波形
2 0 0 m A
1 0 0 m A
0 A
－ 1 0 0 m A
2,0? s 4,0? s 6,0? s 8,0? s
T i m eI c ( Q 1 )
2,观察功率放大器负载上的电压波形
(1)设定输入信号 U1峰值电压,为 200mV。 在 Probe
窗口中选择 Trace\Add,打开,Add Trace”对话框 。 在窗口下方的 Trace Expression栏处用键盘输入,U(C)”。 选
,OK”,退出 Add Trace窗口 。 这时的 Probe窗口出现高频谐振功率放大器负载上的电压波形,见图 3.49。
(2)增大输入信号 U1,设定输入信号 U1峰值电压,
为 320mV。 再次观察负载上过压状态下的电压波形,
如图 3.50所示 。
图 3.49 谐振功率放大器负载上的电压波形
5,0 V
0 V
－ 5,0 V
2,0? s 4,0? s 6,0? s 8,0? s
T i m e U ( C )
步骤六启动 PSpice,进行仿真并观察 AC Sweep
输出波形在 Probe窗口中选择 Trace\Add,打开,Add
Trace”对话框 。 请在窗口下方的 Trace Expression栏处输入,U(C)”。 选,OK”,退出 Add Trace窗口 。 这时的 Probe窗口出现谐振功率放大器的幅频特性曲线,
如图 3.51所示 。
图 3.50工作在过压状态时负载上的电压波形
1 0 0 V
0 V
－ 1 0 0 V
2,0? s 4,0? s 6,0? s
8,0? s
T i m eU ( C )
1 0 0 G H z1 0 0 M H z1,0 M H z1 0 k H z
F r e q u e n c yU ( C )
0 V
4 0 m V
8 0 m V
图 3.51 谐振功率放大器的幅频特性曲线
