6.1 角度调制原理
6.2 调频电路
6.3 角度调制的解调
6.4 自动频率控制
6.5 实训一,49.67MHz窄带调频发射器的制作
6.6 实训二,49.67MHz窄带调频接收器的制作第 6章 信号变换二：角度调制与解调
6.1 角度调制原理
6.1.1 调频信号数学表达式设载波信号电压为
uc(t)＝ Ucmcos(ωct+φ0)
式中,ωct+φ0为载波的瞬时相位； ωc为载波信号的角频率； φ0为载波初相角 （ 一般地,可以令 φ0=0） 。
设调制信号电压 （ 单音频信号 ） 为
ω(t)=ωc+Δω(t)=ωc+kfuΩ(t) (6― 1)
式中,kf为与调频电路有关的比例常数,单位为
rad/(s·V)； Δω(t)=kfuΩ(t),称为角频率偏移,简称角频移 。 Δω(t)的最大值叫角频偏,Δωm=kf|uΩ(t)|max,它表示瞬时角频率偏离中心频率 ωc的最大值 。
对式 (6― 1)积分可得调频波的瞬时相位 φf(t)
00
0
( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( )
tt
f c f c f
t
ff
t t dt t k u t dt t t
t k u t dt
(6―2)
表示调频波的相移,它反映调频信号的瞬时相位按调制信号的时间积分的规律变化 。
调频信号的数学表达式
0( ) c o s [ ( ) ] c o s [ ( ) ]
t
c m c f c m c fu t U t t U t k u t d t
(6―3)
将单音频信号 uΩ(t)＝ UΩm cosΩt分别代入式 (6― 1)、
(6― 2),(6― 3),得
( ) c o s
c o s
( ) si n
sin
( ) c o s( si n )
c f m
cm
fm
fc
cf
c m c f
t k U t
t
kU
t t t
t m t
u t U t m t
(6―4)
(6―5)
(6―6)
fm mm
f
kU fm
F
图 6.1给出了调频波的 uΩ(t),Δφf,Δω(t)和
u(t)的波形 。
图 6.1 调频波的波形图
U
m
u
( t )
0 t
m
( t )
0
t
f
( t )
0 t
m
f
u ( t )
t
0
6.1.2 调相信号数学表达式根据调相的定义,载波信号的瞬时相位 φp(t)随调制信号 uΩ(t)线性变化,即
( ) ( ) ( )p c p c pt t k u t t t
(6― 7)
对式 (6― 7)求导,可得调相波的瞬时角频率 ω(t)为
() ()
( ) ( )
()
()
p
c p c p
pp
dt d u t
t k t
d t d t
d u t
tk
dt
(6―8)
调相信号的数学表达式为
( ) c o s( ( ) ) c o s[ ( ) ]c m c p c m c pu t U t t U t k u t
(6―9)
将单音频信号 uΩ(t)＝ UΩm cosΩt分别代入式 (6― 7)、
(6― 8),(6― 9),得
( ) ( ) co s
co s
( ) s i n
sin
( ) co s ( co s )
p c p c p m
cp
cp
cm
cm c p
t t k u t t k u t
t m t
t m t
t
u t U t m t
(6―10)
(6―11)
(6―12)
图 6.2 调相波的波形图
u
( t )
U
m
0
t
t
t
t
f
( t )
m
f
0
( t )
m
0
u ( t )
0
6.1.3 调角信号的频谱和频谱宽度
1.调角信号的频谱用式 (6―6) 来说明调角波的频谱结构特点。
( ) c o s( si n )
( ) [ c o s( si n ) c o s si n( si n ) si n ]
c m c f
c m f c f c
u t U t m t
u t U m t t m t t
利用三角函数变换式 cos(A+B)=cosAcosB-sinAsinB,
将式 (6-6)变换成图 6.3 第一贝塞尔函数曲线
J
l
(
m
f
)
1,0
0,6
0,2
0
－ 0,4
0 2 4 6 8 10
m
f
/ r a d
l ＝ 0
l ＝ 1
l ＝ 2
l ＝ 3
l ＝ 4
在贝塞尔函数理论中，可得下述关系：
4
1 3 5
1
2
c o s ( s i n ) ( ) 2 ( ) c o s 2 2 ( ) c o s 4
s i n ( s i n ) 2 ( ) s i n 2 ( ) s i n 3 2 ( ) s i n 5
( ) ( ) c o s ( ) [ c o s ( ) c o s ( )
( ) [ c o s ( 2 ) c o s ( 2 ) ]
f o f o f f
f f f f
cm o f c cm f c c
cm f c c
cm
m t J m J m t J m t
m t J m t J m t J m t
u t U J m t U J m t t
U J m t t
UJ
3
( ) [ c o s ( 3 ) c o s ( 3 ) ]
f c c
m t t
将式 (6― 14)和式 (6― 15)代入式 (6― 13),得图 6.4 不同 mf的调频信号频谱图
c
c
c
m
f
＝ 0,5
m
f
＝ 1,0
m
f
＝ 5
2,频谱宽度
2( 1 ) 2( )
2( 1 ) 2( )
C R m
C R m
B W m
B W m F F
(6―17)
下面写出调频波和调相波的频带宽度调频：
调相,2 ( 1 )2 ( 1 )C R f
C R P
B W m F
B W m F
(6―18)
(6―19)
图 6.5 UΩm不变时调频波频谱图
c
BW
c
BW
c
F ＝ F
I
m
f
＝ 8
F ＝ 2 F
I
m
f
＝ 4
F ＝ 4 F
I
m
f
＝ 2
BW
BW
图 6.6 UΩm不变时调相波频谱图
c
BW
BW
c
c
F ＝ F
I
m
p
＝ 2
F ＝ 2 F
I
m
p
＝ 2
F ＝ 4 F
I
m
p
＝ 2
BW
根据调制后载波瞬时相位偏移大小,可以将角度调制分为窄带和宽带两种 。 从卡森公式可得：
当 m<<1时
2CRB W F?
(6―20)
通常将这种调角信号称为窄带调角信号 ;
当 m>>1时
22C R mB W m F f
(6― 21)
3,调频波的平均功率根据帕塞瓦尔定理,调频波的平均功率等于各个频率分量平均功率之和 。 因此,单位电阻上的平均功率为
2
2
0
2
2
0
()
2
( ) 1
1
2
cm
lf
n
lf
n
cm
U
P J m
Jm
PU
根据第一类贝塞尔函数特性得调频波的平均功率
(6―22)
(6―23)
6.2 调频电路调频电路的主要要求如下：
1) 调制特性为线性
2) 调制灵敏度要高
3) 中心频率的稳定度要高
4) 最大频偏
6.2.1 直接调频电路
1.变容二极管直接调频电路
0
(1 )
j
j
VD
C
C u
U
(6―24)
变容二极管的反向电压随调制信号变化,即
( ) c o sQmu t U U t(6―25)
图 6.7 变容二极管接入振荡回路
＋
－
L
C
1
C
2
C
j ＋
－
U
Q
u
L
1
C
3
( a )
L C
j
( b )
C
j
( c )
＋
－
u
U
Q
L
1
振荡频率可由回路电感 L和变容二极管结电容 Cj所决定,即
1
jLC
(6―26)
变容二极管结电容随调制信号电压变化规律，即
0
0
1 ( 1 c o s )
[ 1 ( c o s ) ]
( 1 )
j jQ
j
c
Qm
VD
m
c
VD Q
j
jQ
Q
m
CC
C
mt
U U t
U
U
m
UU
C
C
U
U
式中,mc为变容管电容调制度； CjQ为 UQ处电容 。
将式 (6― 27)代入式 (6― 26),则得
221( ) ( 1 co s ) ( 1 co s )
c c c
jQ
t m t m t
LC
(6―28)
下面分析 γ≠0时的工作情况,令 x=mccosΩt，
可将式 (6― 28)改写成
2( ) ( 1 )ctx
(6―29)
设 x足够小,将式 (6― 29)展开成傅里叶级数,并忽略式中的三次方及其以上各次方项,则
2
22
( / 2 1 )
( ) [ 1 ]
2 2 2 !
11
[ 1 ( 1 ) co s ( 1 ) co s 2 ]
8 2 2 8 2
c
c c c c
t x x
m m t m t
(6―30)
由上式求得调频波的最大角频偏为
2
m c c
m
二次谐波失真分量的最大角频偏为
(6―31)
2
2
2
2
2
( 1 )
82
( 1 )
82
( 1 )
42
m c c
c c c
mc
f
c
m
m
m
k
中心角频率偏离 ωc的数值为相应地,调频波的二次谐波失真系数为
(6―32)
(6―33)
(6―34)
中心角频率的相对偏离值为
2( 1 )
82
c
c
c
m
(6― 35)
图 6.8 变容二极管对接方式
L
C
1
C
2 U
Q
u
C
3
C L
1
L
2
＋
－
图 6.9 变容二极管的部分接入
L
C
1
C
2
C
j
2,直接调频实际电路图 6.10 90MHz直接调频电路及其高频通路
( a )
输出
2k
22?
15
0,1
1 5 p
3 9 p
22?
2 k4 7 k
1 0 k
1
0
0
0
15
1 0 0 0?
输出
0,1
1 5 p
3 9 p
7 5 k
7 5 k
1 0 0 0?
22?
100
＋ 5 V
5 6 k
调制信号输入
( b )
V V
图 6.11 70MHz变容管直接调频电路
360
150
2 5 0 0
100
1,3 k
1 5 0 0
R
b
30
L
C
j
150C
2C
1
＋
150调制信号输入
V
100
330
150
200
160
270
－ 1 8 V
调频信号输出
10
220
＋ 1 8 V
L
V
C
j
( a ) ( b )
1,7?
L
1
R
图 6.12 100MHz晶体振荡器的变容管直接调频电路
1 0 0 0
～
2 0 k
100
2 5 k
3 k
2 2 0 0
2,2 k
C
j
100
100
3 0 k
100
L
＋ 9 V
100
27V
1
V
2
C
图 6.13 间接调频电路框图积分 调相器
u
u?
′
u
c
u
o
6.2.2 间接调频电路间接调频的方法是：先将调制信号 uΩ积分,再加到调相器对载波信号调相,从而完成调频 。 间接调频电路方框图如图 6.13所示 。 设调制信号 uΩ=UΩm cosΩt经积分后得设调制信号 uΩ=UΩm cosΩt经积分后得
( ) s i nmUu k u t d t k t
(6― 36)
式中,k为积分增益 。 用积分后的调制信号对载波 uc(t)=Ucm cosωct进行调相,则得
( ) co s ( s i n ) co s ( s i n )
,
m
cm c p cm c f
fm
f f p
U
u t U t k k t U t m t
kU
m k k k
式中 (6―37)
图 6.14 变容二极管调相电路
R
1
1 5 k 0,0 0 1?
C
1
0,0 2?
C
3
R
4
1 0 0 k
R
3
1 0 k
C
j
u?
′
C
4
0,0 0 1?
L
0,0 0 1?
C
2
1 0 k
R
2
9V
u
i
c
R
1
C
j
L
( a ) ( b )
u
c
u
设输入载波电流为
c o s
( ( ) ]
c cm c
o cm c c
i I m t
u I Z t
则回路的输出电压为
(6―38)
由于并联谐振回路谐振频率 ω0是随调制信号而变化的,因而相移 φ(ωc)也是随调制信号而变化的 。 根据并联谐振回路的特性,可得
0
0
2 ( )( ) a r c t a n c
c Q
式中,Q 为 并 联 回 路 的 有 载 品 质 因 数 。 当
|φ(ωc)|<30°,失谐量不大时 (式中分母 ω0≈ωc),上式简化为 0( ) 2
s i n s i n
c
c
c
m
m
Q
U
u t U t
积分后的调制信号为
( 1 s i n )
jQ
j
c
m
i
V D Q
C
C
mt
U
C
UU
根据式 (6― 27)可得式中,变容管电容调制度为
(6― 39)
当 γ=2或 mc较小,略去二次方以上各项,则可得
2( 1 sin ) ( 1 sin )
2
( ) sin
o c c c c
cc
m t m t
Q m t
将式 (6― 40)代入式 (6― 39),可得将式 (6― 41)代入式 (6― 38),可得
( ) c o s [ s i n )o c m c c cu I Z t Q m t
(6―40)
(6―41)
(6―42)
图 6.15 三级单回路变容管调相电路
470 3
L
2 2 k
C
j
2 0 0 0
3? 4 7 k
i
c
L
2 2 k
C
j
2 0 0 0
L
2 2 k
C
j
2 0 0 0
1 51
6.2.3 扩展最大频偏的方法例 1 一调频设备,采用间接调频电路 。 已知间接调频电路输出载波频率 100Hz,最大频偏为 24.41Hz。
要求产生载波频率为 100MHz,最大频偏为 75kHz。 扩展最大频偏方法见图 6.16。
图 6.16 扩展最大频偏的方法调相器 四倍频 四倍频 四倍频 四倍频 三倍频混频器 四倍频 功放积分器
u
c
u
u
L
6.3 角度调制的解调
6.3.1相位检波电路鉴相电路的功能是从输入调相波中检出反映在相位变化上的调制信号,即完成相位 -电压的变换作用 。
鉴相器有多种电路,一般可分为双平衡鉴相器,
模拟乘积型鉴相器和数字逻辑电路鉴相器 。 下面重点讨论乘积型鉴相电路 。
1,乘积型鉴相器乘积型鉴相器组成方框图如图 6.17所示 。 图中,两个输入信号分别为调相波 u1=U1msin(ωct+Δφ)
本地参考信号 u2=U2mcosωct
12( ) ( )
22o TT
uui I th th
UU?
(6―43)
图 6.17 乘积型鉴相器组成方框图
u
2
低通滤波器
u
o
u
1
1) u1和 u2均为小信号当 |U1m|≤26mV,|U2m|≤26 mV时,由式 (6― 43)可得输出电流为
0
0 1 222
1 2 1 2
12
si n( ) c o s
44
11
si n si n( 2 )
22
m m c c
TT
m m m m c
u u I
i I U U t t
UU
K U U K U U t
式中,K=Io/(4U2T)，为乘法器的相乘增益因子。
通过低通滤波器后，上式中第二项被滤除，于是可得输出电压为
12
1 s i n
2o m m Lu K U U R
(6―44)
图 6.18 乘积型鉴相器的鉴相特性曲线
u
o
0
鉴相器灵敏度为
12
1
2 m m LS K U U R?
(6― 45)
2) u1为小信号,u2为大信号当 |U1m|≤26mV,|U2m|≥100mV时,由式 (6-43)可得输出电流为
1
2
1
1
()
2
44
( c o s c o s 3 ) si n( )
23
[ si n si n( 2 ) ]
o
T
o
c c m c
T
o
mc
T
u
i I K t
U
I
t t U t
U
I
Ut
U
3) u1和 u2均为大信号当 |U1m|≥100mV,|U2m|≥100mV时,由式 (6― 43)可得输出电流为
1
1
sin
oL
om
T
oL
m
T
IR
uU
U
IR
sU
U
鉴相器灵敏度为图 6.19 两个开关函数相乘后的电流波形
K
2
( t )
0
0
i
0
－ I
o
＋ I
o
＝ 0
( a )
K
2
( t )
0
0
i
0
≠0
( b )
K
2
( t )
2
2
K
2
( t － ＋ )
t
t
t
t
t
t
－
2
00
2
( ) [ ( ) ( ) ( )]
2
oo
o L c L c c c
o
L
II
u R d u t R d u t d u t d u t
I
R
在 π/2＜ Δφ＜ 3π/2内,通过低通滤波器后,可求得输出电压为
2
0
[ ( ) ( ) ( ) ]
2
()
o
o L c c c
o
L
I
u R du t du t du t
I
R
(6―49)
鉴相器灵敏度为
2
d o LS I R
图 6.20 三角形鉴相特性曲线
u
o
0
－? /2
－?
－ 2?
/2 2
图 6.21
(a)起始固定相移等于 90° ； (b)起始固定相移等于 0° ；
(c)起始固定相移等于 -90° ； (d)起始固定相移等于 180°
u
o
0
u
o
0
( a ) ( b )
u
o
0
( c )
u
o
0
( d )
图 6.22 由 MC1596
(a)电路； (b)大信号输入和输出方波； (c)线性鉴相特性
M C 1 5 9 6
8
1
4
7
10
2
51
1 k
1 0 k
51
0,0 0 1?
u
1
u
2
3
5
R
e
0,0 0 1?1 k
6
9
3,6 k
u
o
51
6,8 k
3,6 k
0,0 1?
1 0 k
R
b
R
1
R
c
R
c
R
f
C
f
5 1 k
( a )
t
th
u
1
2 U
T
2? 3?
t
th
u
2
2 U
T
2?
t2?
u
om
3?
A
1
A
2
u
o
－?
－ 2? 2?
2
－
2
－ U
om
＋ U
om
( b )
( c )
u1和 u2为同频率,相位差为 Δφ的信号 。 当相位差在 0<Δφ<π时,,及 uom的波形如图 6.22(b)
所示 。 在 Δφ≠π/2时,方波 uom的阴影面积 A1≠A2,经低通滤波器输出直流电压 Uo为
1
2 T
uth
U
2
2 T
uth
U
0
11
( ) [ ( ) ]
2
( 1 )
o o m E E e E E e
E E e
U u d t I R I R
IR
Δφ=π/2时,Uo=0； Δφ=0时,Uo=-IEERe； Δφ在 0～
π内,Uo与 Δφ之间有良好的线性特性 。 同样,在
π≤Δφ<2π范围内,亦具有线性相位特性,
2()
3o E E eU I R
6.3.2 频率检波电路鉴频的方法很多,根据波形变换的不同特点可以分为四种,① 斜率鉴频器 ;② 相位鉴频器 ;③ 脉冲计数鉴频器 ;④ 锁相鉴频器 。 下面重点讨论斜率鉴频器,相位鉴频器 。
1.斜率鉴频器图 6.23 斜率鉴频器实现模型线性网络
( 频率—振幅)
u s ( t )
包络检波器 u o ( t )
1) 单失谐回路斜率鉴频器图 6.24 单失谐回路鉴频原理电路
C
＋
－
u
s1
L u
s2
V
D
C
1
R
L
＋
－
u
o
当输入调频信号为 us1=Us1mcos(ωct+mfsinΩt)时,通过起着频幅变换作用的时域微分器 (并联失谐回路 )后,
其输出为
2 I m
Im
co s ( s i n )
( co s ) s i n ( s i n )
s o s c f
o s c m c f
d
u A U t m t
dt
A U t t m t
图 6.25 单失谐回路斜率鉴频器
AU
1m
U
s 2m
O
O ′
c
o
t
t
U
s 2
U
s 2m
t
u
t0
( a ) ( b )
2) 双失谐回路斜率鉴频器回路对调频波中心频率 fc的失谐量为 Δf,并且有
Δf=f01-fc=fc-f02,如图 6.27(a)所示 。 显然有
11
22
()
()
s sm
s sm
u A U
u A U
1 2 1 2[ ( ) ( ) ]o o o s m du u u U K A A
(6―50)
图 6.26 双失谐回路斜率鉴频器
u
s
( t )
u
o1
u
s1
u
s2
u
s1
′
u
s2
′
u
o2
u
o
V
D1
V
D2
图 6.27 双失谐回路斜率鉴频器鉴频特性曲线
A ( f )
f? f
A
1
A
2
ff
c
f
02
f
01
f
u
f
f
f
f
f
( a )
( b )
( c )
u
2,相位鉴频器图 6.28 相位鉴频器实现模型线性网络
( 频率—相位)
u
s
( t )
相位检波器 u o ( t )
1) 频率 —相位变换网络由图可写出输出电压表达式
2
21
1
12
0
12
2
11
0
1
0
0
0
1
( 1 / 1 / )
( 1 / ) ( 1 / 1 / )
1
()
2 ( ) 1
1
2 ( )
p
p
R j C L
UU
j C R j C j L
L C C
U j C R j C R
j
U jQ
Q
整理上式，并令
1( ),( ) a r c t a n
21 A
CRA
(6― 51)
由上式可画出网络的幅频特性曲线和相频特性曲线,
如图 6.29(b)所示 。 只有在 arctanξ<± π/2时,φA(ω)可近似为直线,此时有
0
0
( ) 222AP Q
假定输入调频波的中心频率 ωc=ω0,将输入调频波的瞬时角频率 ω=ωc-ΔωmcosΩt=ωc+Δω代入上式,得
0
2()
2
P
A
Q
(6―52)
＋
－
U
1
.
C
1
L C
2
R
＋
－
U
2
.
2
(? ) A (? )
A (? ) (? )
( a ) ( b )
图 6.29 频率一相位变换网络
0
2()
A
Q
(6― 53)
2) 乘积型相位鉴频器
3) 实际应用电路图 6.30 乘积型相位鉴频器实现模型变换网络
( 频率—相位)
u
s
( t )
相乘器
u
o
( t )
低通滤波器相位检波器图 6.31 用 MC1596构成乘积型相位鉴频器
M C 1 5 9 6
8
1
4
7
10
2
51
1 k
0,0 4 7?
3
5
100
6
9
1 2 V
1 2 k
3,3 k
1 k
1 2 0 k
0,0 4 7?
1 k
R
L
10?
C
2
25
C
1
0,0 4 7?
1 k
0,0 4 7?
0,0 1?
3,3 k
1 k
0,0 4 7?
V
1 6 0 k
u
i
4,7 k 1 1 0 k
1 2 k
5 6 k
5 1 0 k
＋ 12
－ 12
1 2 0 k
3 k
1 5 k
1?
u
－ 1 2 V
0,0 4 7?
F 0 0 7
6.4 自动频率控制
6.4.1 AFC的原理图 6.32所示为 AFC的原理框图 。 其中,标准频率源的振荡频率为 fi,压控振荡器 VCO的振荡频率为 fs。
图 6.32 AFC的原理框图标准频率源
u
i 频率比较器压控振荡器f
i
u
d u o
f
s
6.4.2 AFC的应用
1,采用 AFC的调频器图 6.33为采用 AFC的调频器组成框图 。
图 6.33 采用 AFC电路的调频器组成框图调频振荡器调制信号
u
d
窄带低通 鉴频器 混频器晶体振荡器
u
f
c
u
o
调制信号输出
f
r
图 6.34 采用 AFC电路的调幅接收机组成框图调幅波输入
f
L
去低放混频器压控振荡器
f
s
中频放大器
f
I
＝ f
L
－ f
s
直流放大器低通滤波器鉴频器包络检波器
6.5实训一,49.67MHz窄带调频发射器的制作
1,制作内容及要求
(1)用集成电路 MC2833制作窄带调频器 。
(2)设计印刷板电路 （ 利用 Protel绘制电路板软件 ） 。
(3)调整机电路时,要确定最佳调制工作点 。
2,制作原理
(1)49.67MHz窄带调频发射器是以 Motorola公司推出的窄带调频发射集成电路 MC2833为核心 。 该集成电路具有以下特点：
① 工作电压范围宽为 2.8～ 9.0Ｖ 。
② 低功耗,当 UCC=4.0V时,无信号调制时消耗的电流典型值为 2.9 mA。
③ 外围元器件很少 。
④ 具有 60 MHz的射频输出,典型运用频率 49
MHz左右 。
(2)MC2833的引脚和内部功能框图见图 6.35所示 。
MC2833的内部功能主要包括可压控的射频振荡器,音频电压放大器和辅助晶体管放大器等 。
(3)输入信号 （ 语音信号 ） 从引脚 5输入,经过高增益运算放大电路后从引脚 4输出,再加到引脚 3,通过可变电抗控制振荡频率变化,在晶体直接调频工作方式下,产生 ± 2.5kHz左右频偏 。
图 6.35 MC2833的引脚和内部功能框图
RF
振荡器缓冲器
16 15 14 13 12 11 10
U
R E F
可变电抗
＋
－
9
7 81 2 3 4 5 6
3.制作电路说明
(1)49.67MHz窄带调频发射器的典型电路见图 6.36。
(2)引脚 9处接输出负载回路,49.67MHz窄带调频信号通过拉杆天线辐射 。
(3)若要制作窄带调频接收,可采用 MC3363类集成电路 。 参看本章实训二 。
图 6.36 49.67MHz窄带调频发射器
M C 2 8 3 3
16 15
1 2 3 4
103
1
0
0
k
5
2
2
0
k
6 7
471
1 k
8
4?
14 13 12
3
9
0
k
3
9
0
k
3
3
p
4
7
p
22
H
471
1 0 k
1,7 k1?
11
3
3
p
10 9
3
3
p
471
3 9 0 k
22? H
4 7 p
2 2 0 p
102
22? H
3 3 p
0,0 1?
U
CC
5 6 p
3
.
3
～
4
.
7
H
1
6
.
5
6
6
7
M
H
z
M I C
5 1 p
天线
6.6实训二,49.67MHz窄带调频接收器的制作
1.制作内容及要求
(1)用集成电路 MC3363制作窄带调频接收器。
(2)设计印刷板电路 （ 利用 Protel绘制电路板软件 ）,
印刷板上的元器件要合理安排,注意地线宽度,信号的走线要避免过长 。
2,制作原理
(1)49.67MHz窄带调频接收器是以 Motorola公司推出的窄带调频接收集成电路 MC3363为核心 。 该集成电路特点可查阅 Motorola公司通信器件手册 。
(2)MC3363的引脚和内部功能框图见图 6.37所示 。
MC3363的内部功能主要包括第一混频,第二混频,第一本振,第二本振,限幅中放,正交检波电路等 。
(3) 引脚说明：
图 6.37 MC3363的引脚和内部功能框图
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14
28 27 26 25 24 23 22 21 20 19 18 17 16 15
引脚 1 1stMixerInput 1st混频信号的输入引脚 2 Base 基极 （ 基带信号输入 ）
引脚 3 Emitter 发射极引脚 4 Collector 集电极引脚 5 2ndLOEmitter 2ndLO发射极引脚 6 2ndLOBase 2ndLO基极 （ 基带信号输入 ）
引脚 7 2ndMixerOutput 混频信号的输出引脚 8 VCC 电源电压,也用 UCC表示引脚 9 LimiterInput 限制输入（限幅输入端）
引脚 10 LimiterDecoupling 限制减弱引脚 11 LimiterDecoupling 限制减弱引脚 12 MeterDrive(RSSI) （ 米,公尺,计,表 ）
驱动引脚 13 CarrierDetect 载波检测引脚 14 QuadratureCoil 积分环引脚 15 MuteInput 弱音输入引脚 16 RecoveredAudio 音量调整引脚 17 ComparatorInput 比较输入引脚 18 ComparatorOutput 比较输出引脚 19 Mute-Ouput 弱音输出引脚 20 VEE 电源电压,也用 UEE表示引脚 21 2ndMixerInput 2nd混频信号的输入引脚 22 2ndMixerInput 2nd混频信号的输入引脚 23 1stMixeroutput 1st混频信号的输出引脚 24 1stLOOutput 1stLO（ 本振 ） 输出引脚 25 1stLOTank 1stLO接外部信号引脚 26 1stLOTank 1stLO接外部信号引脚 27 VaricapControl Varicap控制引脚 28 1stMixerInput 1st混频信号的输入
(4) 49.67MHz窄带调频接收器的典型电路见图 6.38。
3.制作电路说明对于 MC3363 集 成 电 路 来 说,在 信 噪 失 真 比
（ SINAD） 为 12dB时,具有优于 0.3μV的灵敏度 。 信噪失真比的意义 (简称信纳比 )为
() S N DS I N A D d B d BND
图 6.38 49.67MHz窄带调频接受机
M C 3 3 6 3
21 3 4 5
1 0 0 0 p
1 0 0 0 p
3 9 p
4 9,6 7 M H z
50?
0,2 2? H
1,0 k
6
5 0 p
7
Z
1
B
1
1 2 0 p
U
CC
0,0 12,0 ～ 7,0 V
8 9 10
0,1
11 12 13
0,1
0,1
9,1 M
5 0 k
9 1 k
静噪调整
1 0 k
14
16 15
1 0 0 k
2 N 4 4 0 2
6 8 k
L
C
171820 19
8,2 k
0,0 2 3
0,1
R
P
1 0 0 k
0,1
1 0 0 k
4
5 1 0 k
1?5?
1 0 0 0 p
M C 3 4 1 1 9 D
1
5 6 7 8
8,0?
1 0 0?
载波检测指示
1 5 k
2122
1 5 p
3
.
3
H
10
H
4
.
7
H
4
.
7
H
Z
2
2324
5
～
2
5
p
3 k
本振输出
300
1 0 k1 0 k
0
.
6
8
H
0
.
6
8
H
B
2
0,0 1
0,0 1
28 27 26 25
射频输入
R
6.2 调频电路
6.3 角度调制的解调
6.4 自动频率控制
6.5 实训一,49.67MHz窄带调频发射器的制作
6.6 实训二,49.67MHz窄带调频接收器的制作第 6章 信号变换二：角度调制与解调
6.1 角度调制原理
6.1.1 调频信号数学表达式设载波信号电压为
uc(t)＝ Ucmcos(ωct+φ0)
式中,ωct+φ0为载波的瞬时相位； ωc为载波信号的角频率； φ0为载波初相角 （ 一般地,可以令 φ0=0） 。
设调制信号电压 （ 单音频信号 ） 为
ω(t)=ωc+Δω(t)=ωc+kfuΩ(t) (6― 1)
式中,kf为与调频电路有关的比例常数,单位为
rad/(s·V)； Δω(t)=kfuΩ(t),称为角频率偏移,简称角频移 。 Δω(t)的最大值叫角频偏,Δωm=kf|uΩ(t)|max,它表示瞬时角频率偏离中心频率 ωc的最大值 。
对式 (6― 1)积分可得调频波的瞬时相位 φf(t)
00
0
( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( )
tt
f c f c f
t
ff
t t dt t k u t dt t t
t k u t dt
(6―2)
表示调频波的相移,它反映调频信号的瞬时相位按调制信号的时间积分的规律变化 。
调频信号的数学表达式
0( ) c o s [ ( ) ] c o s [ ( ) ]
t
c m c f c m c fu t U t t U t k u t d t
(6―3)
将单音频信号 uΩ(t)＝ UΩm cosΩt分别代入式 (6― 1)、
(6― 2),(6― 3),得
( ) c o s
c o s
( ) si n
sin
( ) c o s( si n )
c f m
cm
fm
fc
cf
c m c f
t k U t
t
kU
t t t
t m t
u t U t m t
(6―4)
(6―5)
(6―6)
fm mm
f
kU fm
F
图 6.1给出了调频波的 uΩ(t),Δφf,Δω(t)和
u(t)的波形 。
图 6.1 调频波的波形图
U
m
u
( t )
0 t
m
( t )
0
t
f
( t )
0 t
m
f
u ( t )
t
0
6.1.2 调相信号数学表达式根据调相的定义,载波信号的瞬时相位 φp(t)随调制信号 uΩ(t)线性变化,即
( ) ( ) ( )p c p c pt t k u t t t
(6― 7)
对式 (6― 7)求导,可得调相波的瞬时角频率 ω(t)为
() ()
( ) ( )
()
()
p
c p c p
pp
dt d u t
t k t
d t d t
d u t
tk
dt
(6―8)
调相信号的数学表达式为
( ) c o s( ( ) ) c o s[ ( ) ]c m c p c m c pu t U t t U t k u t
(6―9)
将单音频信号 uΩ(t)＝ UΩm cosΩt分别代入式 (6― 7)、
(6― 8),(6― 9),得
( ) ( ) co s
co s
( ) s i n
sin
( ) co s ( co s )
p c p c p m
cp
cp
cm
cm c p
t t k u t t k u t
t m t
t m t
t
u t U t m t
(6―10)
(6―11)
(6―12)
图 6.2 调相波的波形图
u
( t )
U
m
0
t
t
t
t
f
( t )
m
f
0
( t )
m
0
u ( t )
0
6.1.3 调角信号的频谱和频谱宽度
1.调角信号的频谱用式 (6―6) 来说明调角波的频谱结构特点。
( ) c o s( si n )
( ) [ c o s( si n ) c o s si n( si n ) si n ]
c m c f
c m f c f c
u t U t m t
u t U m t t m t t
利用三角函数变换式 cos(A+B)=cosAcosB-sinAsinB,
将式 (6-6)变换成图 6.3 第一贝塞尔函数曲线
J
l
(
m
f
)
1,0
0,6
0,2
0
－ 0,4
0 2 4 6 8 10
m
f
/ r a d
l ＝ 0
l ＝ 1
l ＝ 2
l ＝ 3
l ＝ 4
在贝塞尔函数理论中，可得下述关系：
4
1 3 5
1
2
c o s ( s i n ) ( ) 2 ( ) c o s 2 2 ( ) c o s 4
s i n ( s i n ) 2 ( ) s i n 2 ( ) s i n 3 2 ( ) s i n 5
( ) ( ) c o s ( ) [ c o s ( ) c o s ( )
( ) [ c o s ( 2 ) c o s ( 2 ) ]
f o f o f f
f f f f
cm o f c cm f c c
cm f c c
cm
m t J m J m t J m t
m t J m t J m t J m t
u t U J m t U J m t t
U J m t t
UJ
3
( ) [ c o s ( 3 ) c o s ( 3 ) ]
f c c
m t t
将式 (6― 14)和式 (6― 15)代入式 (6― 13),得图 6.4 不同 mf的调频信号频谱图
c
c
c
m
f
＝ 0,5
m
f
＝ 1,0
m
f
＝ 5
2,频谱宽度
2( 1 ) 2( )
2( 1 ) 2( )
C R m
C R m
B W m
B W m F F
(6―17)
下面写出调频波和调相波的频带宽度调频：
调相,2 ( 1 )2 ( 1 )C R f
C R P
B W m F
B W m F
(6―18)
(6―19)
图 6.5 UΩm不变时调频波频谱图
c
BW
c
BW
c
F ＝ F
I
m
f
＝ 8
F ＝ 2 F
I
m
f
＝ 4
F ＝ 4 F
I
m
f
＝ 2
BW
BW
图 6.6 UΩm不变时调相波频谱图
c
BW
BW
c
c
F ＝ F
I
m
p
＝ 2
F ＝ 2 F
I
m
p
＝ 2
F ＝ 4 F
I
m
p
＝ 2
BW
根据调制后载波瞬时相位偏移大小,可以将角度调制分为窄带和宽带两种 。 从卡森公式可得：
当 m<<1时
2CRB W F?
(6―20)
通常将这种调角信号称为窄带调角信号 ;
当 m>>1时
22C R mB W m F f
(6― 21)
3,调频波的平均功率根据帕塞瓦尔定理,调频波的平均功率等于各个频率分量平均功率之和 。 因此,单位电阻上的平均功率为
2
2
0
2
2
0
()
2
( ) 1
1
2
cm
lf
n
lf
n
cm
U
P J m
Jm
PU
根据第一类贝塞尔函数特性得调频波的平均功率
(6―22)
(6―23)
6.2 调频电路调频电路的主要要求如下：
1) 调制特性为线性
2) 调制灵敏度要高
3) 中心频率的稳定度要高
4) 最大频偏
6.2.1 直接调频电路
1.变容二极管直接调频电路
0
(1 )
j
j
VD
C
C u
U
(6―24)
变容二极管的反向电压随调制信号变化,即
( ) c o sQmu t U U t(6―25)
图 6.7 变容二极管接入振荡回路
＋
－
L
C
1
C
2
C
j ＋
－
U
Q
u
L
1
C
3
( a )
L C
j
( b )
C
j
( c )
＋
－
u
U
Q
L
1
振荡频率可由回路电感 L和变容二极管结电容 Cj所决定,即
1
jLC
(6―26)
变容二极管结电容随调制信号电压变化规律，即
0
0
1 ( 1 c o s )
[ 1 ( c o s ) ]
( 1 )
j jQ
j
c
Qm
VD
m
c
VD Q
j
jQ
Q
m
CC
C
mt
U U t
U
U
m
UU
C
C
U
U
式中,mc为变容管电容调制度； CjQ为 UQ处电容 。
将式 (6― 27)代入式 (6― 26),则得
221( ) ( 1 co s ) ( 1 co s )
c c c
jQ
t m t m t
LC
(6―28)
下面分析 γ≠0时的工作情况,令 x=mccosΩt，
可将式 (6― 28)改写成
2( ) ( 1 )ctx
(6―29)
设 x足够小,将式 (6― 29)展开成傅里叶级数,并忽略式中的三次方及其以上各次方项,则
2
22
( / 2 1 )
( ) [ 1 ]
2 2 2 !
11
[ 1 ( 1 ) co s ( 1 ) co s 2 ]
8 2 2 8 2
c
c c c c
t x x
m m t m t
(6―30)
由上式求得调频波的最大角频偏为
2
m c c
m
二次谐波失真分量的最大角频偏为
(6―31)
2
2
2
2
2
( 1 )
82
( 1 )
82
( 1 )
42
m c c
c c c
mc
f
c
m
m
m
k
中心角频率偏离 ωc的数值为相应地,调频波的二次谐波失真系数为
(6―32)
(6―33)
(6―34)
中心角频率的相对偏离值为
2( 1 )
82
c
c
c
m
(6― 35)
图 6.8 变容二极管对接方式
L
C
1
C
2 U
Q
u
C
3
C L
1
L
2
＋
－
图 6.9 变容二极管的部分接入
L
C
1
C
2
C
j
2,直接调频实际电路图 6.10 90MHz直接调频电路及其高频通路
( a )
输出
2k
22?
15
0,1
1 5 p
3 9 p
22?
2 k4 7 k
1 0 k
1
0
0
0
15
1 0 0 0?
输出
0,1
1 5 p
3 9 p
7 5 k
7 5 k
1 0 0 0?
22?
100
＋ 5 V
5 6 k
调制信号输入
( b )
V V
图 6.11 70MHz变容管直接调频电路
360
150
2 5 0 0
100
1,3 k
1 5 0 0
R
b
30
L
C
j
150C
2C
1
＋
150调制信号输入
V
100
330
150
200
160
270
－ 1 8 V
调频信号输出
10
220
＋ 1 8 V
L
V
C
j
( a ) ( b )
1,7?
L
1
R
图 6.12 100MHz晶体振荡器的变容管直接调频电路
1 0 0 0
～
2 0 k
100
2 5 k
3 k
2 2 0 0
2,2 k
C
j
100
100
3 0 k
100
L
＋ 9 V
100
27V
1
V
2
C
图 6.13 间接调频电路框图积分 调相器
u
u?
′
u
c
u
o
6.2.2 间接调频电路间接调频的方法是：先将调制信号 uΩ积分,再加到调相器对载波信号调相,从而完成调频 。 间接调频电路方框图如图 6.13所示 。 设调制信号 uΩ=UΩm cosΩt经积分后得设调制信号 uΩ=UΩm cosΩt经积分后得
( ) s i nmUu k u t d t k t
(6― 36)
式中,k为积分增益 。 用积分后的调制信号对载波 uc(t)=Ucm cosωct进行调相,则得
( ) co s ( s i n ) co s ( s i n )
,
m
cm c p cm c f
fm
f f p
U
u t U t k k t U t m t
kU
m k k k
式中 (6―37)
图 6.14 变容二极管调相电路
R
1
1 5 k 0,0 0 1?
C
1
0,0 2?
C
3
R
4
1 0 0 k
R
3
1 0 k
C
j
u?
′
C
4
0,0 0 1?
L
0,0 0 1?
C
2
1 0 k
R
2
9V
u
i
c
R
1
C
j
L
( a ) ( b )
u
c
u
设输入载波电流为
c o s
( ( ) ]
c cm c
o cm c c
i I m t
u I Z t
则回路的输出电压为
(6―38)
由于并联谐振回路谐振频率 ω0是随调制信号而变化的,因而相移 φ(ωc)也是随调制信号而变化的 。 根据并联谐振回路的特性,可得
0
0
2 ( )( ) a r c t a n c
c Q
式中,Q 为 并 联 回 路 的 有 载 品 质 因 数 。 当
|φ(ωc)|<30°,失谐量不大时 (式中分母 ω0≈ωc),上式简化为 0( ) 2
s i n s i n
c
c
c
m
m
Q
U
u t U t
积分后的调制信号为
( 1 s i n )
jQ
j
c
m
i
V D Q
C
C
mt
U
C
UU
根据式 (6― 27)可得式中,变容管电容调制度为
(6― 39)
当 γ=2或 mc较小,略去二次方以上各项,则可得
2( 1 sin ) ( 1 sin )
2
( ) sin
o c c c c
cc
m t m t
Q m t
将式 (6― 40)代入式 (6― 39),可得将式 (6― 41)代入式 (6― 38),可得
( ) c o s [ s i n )o c m c c cu I Z t Q m t
(6―40)
(6―41)
(6―42)
图 6.15 三级单回路变容管调相电路
470 3
L
2 2 k
C
j
2 0 0 0
3? 4 7 k
i
c
L
2 2 k
C
j
2 0 0 0
L
2 2 k
C
j
2 0 0 0
1 51
6.2.3 扩展最大频偏的方法例 1 一调频设备,采用间接调频电路 。 已知间接调频电路输出载波频率 100Hz,最大频偏为 24.41Hz。
要求产生载波频率为 100MHz,最大频偏为 75kHz。 扩展最大频偏方法见图 6.16。
图 6.16 扩展最大频偏的方法调相器 四倍频 四倍频 四倍频 四倍频 三倍频混频器 四倍频 功放积分器
u
c
u
u
L
6.3 角度调制的解调
6.3.1相位检波电路鉴相电路的功能是从输入调相波中检出反映在相位变化上的调制信号,即完成相位 -电压的变换作用 。
鉴相器有多种电路,一般可分为双平衡鉴相器,
模拟乘积型鉴相器和数字逻辑电路鉴相器 。 下面重点讨论乘积型鉴相电路 。
1,乘积型鉴相器乘积型鉴相器组成方框图如图 6.17所示 。 图中,两个输入信号分别为调相波 u1=U1msin(ωct+Δφ)
本地参考信号 u2=U2mcosωct
12( ) ( )
22o TT
uui I th th
UU?
(6―43)
图 6.17 乘积型鉴相器组成方框图
u
2
低通滤波器
u
o
u
1
1) u1和 u2均为小信号当 |U1m|≤26mV,|U2m|≤26 mV时,由式 (6― 43)可得输出电流为
0
0 1 222
1 2 1 2
12
si n( ) c o s
44
11
si n si n( 2 )
22
m m c c
TT
m m m m c
u u I
i I U U t t
UU
K U U K U U t
式中,K=Io/(4U2T)，为乘法器的相乘增益因子。
通过低通滤波器后，上式中第二项被滤除，于是可得输出电压为
12
1 s i n
2o m m Lu K U U R
(6―44)
图 6.18 乘积型鉴相器的鉴相特性曲线
u
o
0
鉴相器灵敏度为
12
1
2 m m LS K U U R?
(6― 45)
2) u1为小信号,u2为大信号当 |U1m|≤26mV,|U2m|≥100mV时,由式 (6-43)可得输出电流为
1
2
1
1
()
2
44
( c o s c o s 3 ) si n( )
23
[ si n si n( 2 ) ]
o
T
o
c c m c
T
o
mc
T
u
i I K t
U
I
t t U t
U
I
Ut
U
3) u1和 u2均为大信号当 |U1m|≥100mV,|U2m|≥100mV时,由式 (6― 43)可得输出电流为
1
1
sin
oL
om
T
oL
m
T
IR
uU
U
IR
sU
U
鉴相器灵敏度为图 6.19 两个开关函数相乘后的电流波形
K
2
( t )
0
0
i
0
－ I
o
＋ I
o
＝ 0
( a )
K
2
( t )
0
0
i
0
≠0
( b )
K
2
( t )
2
2
K
2
( t － ＋ )
t
t
t
t
t
t
－
2
00
2
( ) [ ( ) ( ) ( )]
2
oo
o L c L c c c
o
L
II
u R d u t R d u t d u t d u t
I
R
在 π/2＜ Δφ＜ 3π/2内,通过低通滤波器后,可求得输出电压为
2
0
[ ( ) ( ) ( ) ]
2
()
o
o L c c c
o
L
I
u R du t du t du t
I
R
(6―49)
鉴相器灵敏度为
2
d o LS I R
图 6.20 三角形鉴相特性曲线
u
o
0
－? /2
－?
－ 2?
/2 2
图 6.21
(a)起始固定相移等于 90° ； (b)起始固定相移等于 0° ；
(c)起始固定相移等于 -90° ； (d)起始固定相移等于 180°
u
o
0
u
o
0
( a ) ( b )
u
o
0
( c )
u
o
0
( d )
图 6.22 由 MC1596
(a)电路； (b)大信号输入和输出方波； (c)线性鉴相特性
M C 1 5 9 6
8
1
4
7
10
2
51
1 k
1 0 k
51
0,0 0 1?
u
1
u
2
3
5
R
e
0,0 0 1?1 k
6
9
3,6 k
u
o
51
6,8 k
3,6 k
0,0 1?
1 0 k
R
b
R
1
R
c
R
c
R
f
C
f
5 1 k
( a )
t
th
u
1
2 U
T
2? 3?
t
th
u
2
2 U
T
2?
t2?
u
om
3?
A
1
A
2
u
o
－?
－ 2? 2?
2
－
2
－ U
om
＋ U
om
( b )
( c )
u1和 u2为同频率,相位差为 Δφ的信号 。 当相位差在 0<Δφ<π时,,及 uom的波形如图 6.22(b)
所示 。 在 Δφ≠π/2时,方波 uom的阴影面积 A1≠A2,经低通滤波器输出直流电压 Uo为
1
2 T
uth
U
2
2 T
uth
U
0
11
( ) [ ( ) ]
2
( 1 )
o o m E E e E E e
E E e
U u d t I R I R
IR
Δφ=π/2时,Uo=0； Δφ=0时,Uo=-IEERe； Δφ在 0～
π内,Uo与 Δφ之间有良好的线性特性 。 同样,在
π≤Δφ<2π范围内,亦具有线性相位特性,
2()
3o E E eU I R
6.3.2 频率检波电路鉴频的方法很多,根据波形变换的不同特点可以分为四种,① 斜率鉴频器 ;② 相位鉴频器 ;③ 脉冲计数鉴频器 ;④ 锁相鉴频器 。 下面重点讨论斜率鉴频器,相位鉴频器 。
1.斜率鉴频器图 6.23 斜率鉴频器实现模型线性网络
( 频率—振幅)
u s ( t )
包络检波器 u o ( t )
1) 单失谐回路斜率鉴频器图 6.24 单失谐回路鉴频原理电路
C
＋
－
u
s1
L u
s2
V
D
C
1
R
L
＋
－
u
o
当输入调频信号为 us1=Us1mcos(ωct+mfsinΩt)时,通过起着频幅变换作用的时域微分器 (并联失谐回路 )后,
其输出为
2 I m
Im
co s ( s i n )
( co s ) s i n ( s i n )
s o s c f
o s c m c f
d
u A U t m t
dt
A U t t m t
图 6.25 单失谐回路斜率鉴频器
AU
1m
U
s 2m
O
O ′
c
o
t
t
U
s 2
U
s 2m
t
u
t0
( a ) ( b )
2) 双失谐回路斜率鉴频器回路对调频波中心频率 fc的失谐量为 Δf,并且有
Δf=f01-fc=fc-f02,如图 6.27(a)所示 。 显然有
11
22
()
()
s sm
s sm
u A U
u A U
1 2 1 2[ ( ) ( ) ]o o o s m du u u U K A A
(6―50)
图 6.26 双失谐回路斜率鉴频器
u
s
( t )
u
o1
u
s1
u
s2
u
s1
′
u
s2
′
u
o2
u
o
V
D1
V
D2
图 6.27 双失谐回路斜率鉴频器鉴频特性曲线
A ( f )
f? f
A
1
A
2
ff
c
f
02
f
01
f
u
f
f
f
f
f
( a )
( b )
( c )
u
2,相位鉴频器图 6.28 相位鉴频器实现模型线性网络
( 频率—相位)
u
s
( t )
相位检波器 u o ( t )
1) 频率 —相位变换网络由图可写出输出电压表达式
2
21
1
12
0
12
2
11
0
1
0
0
0
1
( 1 / 1 / )
( 1 / ) ( 1 / 1 / )
1
()
2 ( ) 1
1
2 ( )
p
p
R j C L
UU
j C R j C j L
L C C
U j C R j C R
j
U jQ
Q
整理上式，并令
1( ),( ) a r c t a n
21 A
CRA
(6― 51)
由上式可画出网络的幅频特性曲线和相频特性曲线,
如图 6.29(b)所示 。 只有在 arctanξ<± π/2时,φA(ω)可近似为直线,此时有
0
0
( ) 222AP Q
假定输入调频波的中心频率 ωc=ω0,将输入调频波的瞬时角频率 ω=ωc-ΔωmcosΩt=ωc+Δω代入上式,得
0
2()
2
P
A
Q
(6―52)
＋
－
U
1
.
C
1
L C
2
R
＋
－
U
2
.
2
(? ) A (? )
A (? ) (? )
( a ) ( b )
图 6.29 频率一相位变换网络
0
2()
A
Q
(6― 53)
2) 乘积型相位鉴频器
3) 实际应用电路图 6.30 乘积型相位鉴频器实现模型变换网络
( 频率—相位)
u
s
( t )
相乘器
u
o
( t )
低通滤波器相位检波器图 6.31 用 MC1596构成乘积型相位鉴频器
M C 1 5 9 6
8
1
4
7
10
2
51
1 k
0,0 4 7?
3
5
100
6
9
1 2 V
1 2 k
3,3 k
1 k
1 2 0 k
0,0 4 7?
1 k
R
L
10?
C
2
25
C
1
0,0 4 7?
1 k
0,0 4 7?
0,0 1?
3,3 k
1 k
0,0 4 7?
V
1 6 0 k
u
i
4,7 k 1 1 0 k
1 2 k
5 6 k
5 1 0 k
＋ 12
－ 12
1 2 0 k
3 k
1 5 k
1?
u
－ 1 2 V
0,0 4 7?
F 0 0 7
6.4 自动频率控制
6.4.1 AFC的原理图 6.32所示为 AFC的原理框图 。 其中,标准频率源的振荡频率为 fi,压控振荡器 VCO的振荡频率为 fs。
图 6.32 AFC的原理框图标准频率源
u
i 频率比较器压控振荡器f
i
u
d u o
f
s
6.4.2 AFC的应用
1,采用 AFC的调频器图 6.33为采用 AFC的调频器组成框图 。
图 6.33 采用 AFC电路的调频器组成框图调频振荡器调制信号
u
d
窄带低通 鉴频器 混频器晶体振荡器
u
f
c
u
o
调制信号输出
f
r
图 6.34 采用 AFC电路的调幅接收机组成框图调幅波输入
f
L
去低放混频器压控振荡器
f
s
中频放大器
f
I
＝ f
L
－ f
s
直流放大器低通滤波器鉴频器包络检波器
6.5实训一,49.67MHz窄带调频发射器的制作
1,制作内容及要求
(1)用集成电路 MC2833制作窄带调频器 。
(2)设计印刷板电路 （ 利用 Protel绘制电路板软件 ） 。
(3)调整机电路时,要确定最佳调制工作点 。
2,制作原理
(1)49.67MHz窄带调频发射器是以 Motorola公司推出的窄带调频发射集成电路 MC2833为核心 。 该集成电路具有以下特点：
① 工作电压范围宽为 2.8～ 9.0Ｖ 。
② 低功耗,当 UCC=4.0V时,无信号调制时消耗的电流典型值为 2.9 mA。
③ 外围元器件很少 。
④ 具有 60 MHz的射频输出,典型运用频率 49
MHz左右 。
(2)MC2833的引脚和内部功能框图见图 6.35所示 。
MC2833的内部功能主要包括可压控的射频振荡器,音频电压放大器和辅助晶体管放大器等 。
(3)输入信号 （ 语音信号 ） 从引脚 5输入,经过高增益运算放大电路后从引脚 4输出,再加到引脚 3,通过可变电抗控制振荡频率变化,在晶体直接调频工作方式下,产生 ± 2.5kHz左右频偏 。
图 6.35 MC2833的引脚和内部功能框图
RF
振荡器缓冲器
16 15 14 13 12 11 10
U
R E F
可变电抗
＋
－
9
7 81 2 3 4 5 6
3.制作电路说明
(1)49.67MHz窄带调频发射器的典型电路见图 6.36。
(2)引脚 9处接输出负载回路,49.67MHz窄带调频信号通过拉杆天线辐射 。
(3)若要制作窄带调频接收,可采用 MC3363类集成电路 。 参看本章实训二 。
图 6.36 49.67MHz窄带调频发射器
M C 2 8 3 3
16 15
1 2 3 4
103
1
0
0
k
5
2
2
0
k
6 7
471
1 k
8
4?
14 13 12
3
9
0
k
3
9
0
k
3
3
p
4
7
p
22
H
471
1 0 k
1,7 k1?
11
3
3
p
10 9
3
3
p
471
3 9 0 k
22? H
4 7 p
2 2 0 p
102
22? H
3 3 p
0,0 1?
U
CC
5 6 p
3
.
3
～
4
.
7
H
1
6
.
5
6
6
7
M
H
z
M I C
5 1 p
天线
6.6实训二,49.67MHz窄带调频接收器的制作
1.制作内容及要求
(1)用集成电路 MC3363制作窄带调频接收器。
(2)设计印刷板电路 （ 利用 Protel绘制电路板软件 ）,
印刷板上的元器件要合理安排,注意地线宽度,信号的走线要避免过长 。
2,制作原理
(1)49.67MHz窄带调频接收器是以 Motorola公司推出的窄带调频接收集成电路 MC3363为核心 。 该集成电路特点可查阅 Motorola公司通信器件手册 。
(2)MC3363的引脚和内部功能框图见图 6.37所示 。
MC3363的内部功能主要包括第一混频,第二混频,第一本振,第二本振,限幅中放,正交检波电路等 。
(3) 引脚说明：
图 6.37 MC3363的引脚和内部功能框图
1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14
28 27 26 25 24 23 22 21 20 19 18 17 16 15
引脚 1 1stMixerInput 1st混频信号的输入引脚 2 Base 基极 （ 基带信号输入 ）
引脚 3 Emitter 发射极引脚 4 Collector 集电极引脚 5 2ndLOEmitter 2ndLO发射极引脚 6 2ndLOBase 2ndLO基极 （ 基带信号输入 ）
引脚 7 2ndMixerOutput 混频信号的输出引脚 8 VCC 电源电压,也用 UCC表示引脚 9 LimiterInput 限制输入（限幅输入端）
引脚 10 LimiterDecoupling 限制减弱引脚 11 LimiterDecoupling 限制减弱引脚 12 MeterDrive(RSSI) （ 米,公尺,计,表 ）
驱动引脚 13 CarrierDetect 载波检测引脚 14 QuadratureCoil 积分环引脚 15 MuteInput 弱音输入引脚 16 RecoveredAudio 音量调整引脚 17 ComparatorInput 比较输入引脚 18 ComparatorOutput 比较输出引脚 19 Mute-Ouput 弱音输出引脚 20 VEE 电源电压,也用 UEE表示引脚 21 2ndMixerInput 2nd混频信号的输入引脚 22 2ndMixerInput 2nd混频信号的输入引脚 23 1stMixeroutput 1st混频信号的输出引脚 24 1stLOOutput 1stLO（ 本振 ） 输出引脚 25 1stLOTank 1stLO接外部信号引脚 26 1stLOTank 1stLO接外部信号引脚 27 VaricapControl Varicap控制引脚 28 1stMixerInput 1st混频信号的输入
(4) 49.67MHz窄带调频接收器的典型电路见图 6.38。
3.制作电路说明对于 MC3363 集 成 电 路 来 说,在 信 噪 失 真 比
（ SINAD） 为 12dB时,具有优于 0.3μV的灵敏度 。 信噪失真比的意义 (简称信纳比 )为
() S N DS I N A D d B d BND
图 6.38 49.67MHz窄带调频接受机
M C 3 3 6 3
21 3 4 5
1 0 0 0 p
1 0 0 0 p
3 9 p
4 9,6 7 M H z
50?
0,2 2? H
1,0 k
6
5 0 p
7
Z
1
B
1
1 2 0 p
U
CC
0,0 12,0 ～ 7,0 V
8 9 10
0,1
11 12 13
0,1
0,1
9,1 M
5 0 k
9 1 k
静噪调整
1 0 k
14
16 15
1 0 0 k
2 N 4 4 0 2
6 8 k
L
C
171820 19
8,2 k
0,0 2 3
0,1
R
P
1 0 0 k
0,1
1 0 0 k
4
5 1 0 k
1?5?
1 0 0 0 p
M C 3 4 1 1 9 D
1
5 6 7 8
8,0?
1 0 0?
载波检测指示
1 5 k
2122
1 5 p
3
.
3
H
10
H
4
.
7
H
4
.
7
H
Z
2
2324
5
～
2
5
p
3 k
本振输出
300
1 0 k1 0 k
0
.
6
8
H
0
.
6
8
H
B
2
0,0 1
0,0 1
28 27 26 25
射频输入
R
