第 4 章
4.1 光发射机
4.2 光接收机
4.3 线路编码返回主目录
4.1 光发射机
数字光发射机 的 功能,
电端机输出的数字基带 电 信号转换为 光 信号
用耦合技术 注入 光纤线路
用数字电信号对光源进行 调制
调制分为 直接调制 和 外调制 两种方式受调制的光源特性参数有,功率,幅度,频率和相位输出光信号
p
I
t
Iin 输入电信号
p
I
（ a） LED数字调制原理输出光信号输入电信号I
in
Ith Ib
(b) LD的数字调制原理
当激光器的驱动电流大于阈值电流 Ith时,
输出光功率 P和驱动电流 I基本上是 线性关系
输出 光功率 和 输入电流 成正比,输出光信号反映输入电信号
4.1.1 光发射机基本组成数字光发射机 的方框图如图 4.2所示,主要有 光源 和 电路两部分 。
光源 是实现电 /光转换的关键器件,在很大程度上决定着光发射机的性能 。
电路的设计应以 光源 为依据,使 输出光信号 准确反映 输入电信号 。
输入接口线路编码调制电路光源控制电路电信号输入 光信号输出图 4.2 数字光发射机方框图
1.
对通信用光源的要求如下
(1) 发射的光波长应和光纤低损耗,窗口,一致,即中心波长应在 0.85 μm,1.31 μm和 1.55 μm附近 。
光谱单色性要好,即谱线宽度要窄,以减小光纤色散对带宽的限制 。
(2) 电 /光转换效率 要高,即要求在足够低的驱动电流下,有足够大而稳定的输出光功率,且线性良好 。
发射光束的 方向性要好,即远场的辐射角要小,以利于提高光源与光纤之间的 耦合效率 。
(3) 允许的 调制速率要高或响应速度要快,以满足系统的大传输容量的要求 。
(4) 器件应能在常温下以连续波方式工作,要求温度稳定性好,可靠性高,寿命长 。
(5) 此外,要求器件体积小,重量轻,安装使用方便,价格便宜 。
以上各项中,调制速率,谱线宽度,输出光功率和光束方向性,直接影响光纤通信系统的传输容量和传输距离,是光源最重要的技术指标 。
2.
直接光强调制的数字光发射机 主要电路有,调制电路,控制电路和线路编码电路采用 激光器 作光源时,还有 偏置电路对调制电路和控制电路的要求如下：
(1) 输出光脉冲的 通断比 (全,1”码平均光功率和全,0”码平均光功率的比值,或消光比的倒数 )应大于 10,以保证足够的光接收信噪比 。
(2) 输出光脉冲的宽度应远大于 开通延迟 (电光延迟 )时间,
光脉冲的上升时间,下降时间和开通延迟时间应足够短,以便在高速率调制下,输出的光脉冲能准确再现输入电脉冲的波形
(3) 对激光器应施加足够的偏置电流,以便抑制在较高速率调制下可能出现的张弛振荡,保证发射机正常工作
(4) 应采用 自动功率控制 (APC)和 自动温度控制 (ATC),以保证输出光功率有足够的稳定性
3.
电端机输出的数字信号是适合电缆传输的双极性码,而光源不能发射负脉冲,要变换为适合于光纤传输的 单极性码
4.1.2 调制特性半导体激光器是光纤通信的理想光源,但在高速脉冲调制下,其瞬态特性仍会出现许多复杂现象,如常见的 电光延迟,张弛振荡 和 自脉动现象 。
这些特性 严重限制系统传输速率和通信质量,因此在电路的设计时要给予充分考虑 。
1,电光延迟和张弛振荡 现象半导体激光器在高速脉冲调制下,输出光脉冲瞬态响应波形如图 4.3所示 。
输出光脉冲和注入电流脉冲之间存在一个初始延迟时间,
称为 电光延迟时间 td,其数量级一般为 ns。
当电流脉冲注入激光器后,输出光脉冲会出现幅度逐渐衰减的振荡,称为 张弛振荡,其振荡频率 fr(=ωr/2π)一般为 0.5~2
GHz。
这些特性与激光器有源区的 电子自发复合寿命 和 谐振腔内光子寿命 以及 注入电流初始偏差量 有关 。
图 4.3 光脉冲瞬态响应波形张弛振荡 和 电光延迟 的后果是 限制调制速率 。
当最高调制频率接近张弛振荡频率时,波形失真严重,会使光接收机在抽样判决时增加误码率,因此实际使用的 最高调制频率应低于张弛振荡频率 。
电光延迟 要产生 码型效应 。
当电光延迟时间 td与数字调制的码元持续时间 T/2为相同数量级时,会使,0”码过后的第一个,1码的脉冲宽度变窄,幅度减小,严重时可能使单个,１,码丢失,这种现象称为
,码型效应,。
如图 4.4,在两个接连出现的,1”码中,第一个脉冲到来前,有较长的连,0”码,由于电光延迟时间长和光脉冲上升时间的影响,因此脉冲变小 。
第二个脉冲到来时,由于第一个脉冲的电子复合尚未完全消失,有源区电子密度较高,因此电光延迟时间短,脉冲较大 。
“码型效应,的 特点是,在脉冲序列中较长的连,0”码后出现的,1”码,其脉冲明显变小,而且连,0”码数目越多,调制速率越高,这种效应越明显 。 用适当的,过调制,补偿方法,可以消除码型效应,见图 4.4(c) 所示 。
1 2
电脉冲光脉冲
2ns 5ns 2ns
图 4.4 码型效应
（ a),(b)码型效应波形；（ c）改善后波形
(a) (b) (c)
21)]1(1[
thphsp j
jw
(4.1)
j
jth
spo 2?
(4.2)
th
spd jj
jt
ln?
(4.3)
式中,τo是张弛振荡幅度衰减到初始值的 1/e的时间,j和 jth分别为 注入电流密度 和 阈值电流密度 。 τsp和 τph分别为 电子自发复合寿命 和 谐振腔内光子寿命 。在典型的激光器中,τsp≈10-9s,τph≈10-12s，
即 τspτph。
通过 LD速率方程组的瞬态解得到的 张弛振荡频率 ωr及其 幅度衰减时间 τo和 电光延迟时间 td的表达式为：
由式 (4.1)~式 (4.3)可以看到：
(1) 张弛振荡频率 ωr随 τsp,τph的 减小而增加,随 j的 增加而增加 。 这个振荡频率决定了 LD的最高调制频率 。
(2) 张弛振荡幅度衰减时间 τo与 τsp为 相同数量级,并随 j的增加而减小 。
(3) 电光延迟时间 td与 τsp为 相同数量级,并随 j的 增加而减小
(j>jth)。
由此可见,增加注入电流 j,有利于提高张弛振荡频率 ωr，
减小其幅度衰减时间 τo,以及减小电光延迟时间 td，
LD施加偏置电流是非常必要的 。
2.
某些激光器在脉冲调制甚至直流驱动下,当注入电流达到某个范围时,输出光脉冲出现持续等幅的高频振荡,这种现象称为 自脉动现象,如图 4.5所示 。
自脉动频率可达 2GHz,严重影响 LD的高速调制特性 。
电脉冲光脉冲图 4.5 激光器自脉冲动现象自脉动现象 是激光器内部不均匀增益或不均匀吸收产生的,
往往和 LD的 P - I曲线的非线性有关,自脉动发生的区域和 P - I曲线扭折区域相对应 。
4.1.3 调制电路和自动功率控制数字信号调制电路应采用电流开关电路,最常用的是 差分电流开关电路 。
图 4.6示出由三极管组成的 共发射极驱动电路,这种简单的驱动电路主要用于以发光二极管 [WTBZ]LED作为光源的光发射机 。
数字信号 Uin从三极管 V的基极输入,通过集电极的电流驱动
LED。
数字信号,0”码和,1”码对应于 V的截止和饱和状态,电流的大小根据对输出光信号幅度的要求确定 。
这种驱动电路适用于 10 Mb/s以下的低速率系统,更高速率系统应采用差分电流开关电路 。
图 4.6 共发射极驱动电路
U
C
R
2
LE D
C
1
R
1
U
in
V
图 4.7是常用的 射极耦合驱动电路,适合于激光器系统使用 。
电流源为由 V1和 V2组成的差分开关电路,它提供了恒定的偏置电流 。
在 V2基极上施加直流参考电压 UB,V2集电极的电压取决于
LD的正向电压,数字电信号 Uin从 V1基极输入 。 当信号为,0”码时,V1基极电位比 UB高而抢先导通,V2截止,LD不发光；反之,
当信号为,１,码时,V1基极电位比 UB低,V2抢先导通,驱动
LD发光 。
V1和 V2处于轮流截止和非饱和导通状态,有利于提高调制速率 。 当三极管截止频率 fr≥4.5 GHz时,这种电路的调制速率可达
300 Mb/s。
射极耦合电路为恒流源,电流噪声小,这种电路的缺点是动态范围小,功耗较大 。
图 4.7 射极耦合 LD驱动电路图
V
2
V
1
I
b
电流源I
o
－ U
E
U
in
LD
图 4.8是利用反馈电流使输出光功率稳定的 LD驱动电路,其主体和图 4.7相同,只是由 V3支路为 LD提供的偏置电流 Ib受到激光器背向输出光平均功率和输入数字信号均值 的控制 。
inU
由于温度变化和工作时间加长,LD的输出光功率会发生变化。为保证输出光功率的稳定,必须改进电路设计。
图 4.8 反馈稳定 LD驱动电路
V
2V
1
电流源I
o
U
in
＋ U
V
3
－
＋
A
1 C
I
b
R
f
信号参考
U
R
输出监测
PD
检测器
LD
U
B1
U
A1
U
in
把 PD检测器的输出监测电压 UPD,信号参考电压 和直流参考电压 UR施加到运算放大器 A1的反相输入端,经放大后,控制
V3基极电压和偏置电流 Ib,其控制过程如下：
inU
PLD →U PD →(U PD+ + UR) → UA1→ Ib→P LD
inU
在反馈电路中引入信号参考电压的目的,是使 LD的偏置电流 Ib不受码流中,0”码和,1”码比例变化的影响 。
一个更加完善的 自动功率控制 (APC)电路如图 4.9所示 。 从
LD背向输出的光功率,经 PD检测器检测,运算放大器 A1放大后送到比较器 A3的反相输入端 。
同时,输入信号参考电压和直流参考电压经 A2比较放大后,
送到 A3的同相输入端 。 A3和 V3组成直流恒流源调节 LD的偏流,
使输出光功率稳定 。
图 4.9 APC电路原理
V
2
V
1
信号参考
U
in
－
＋
A
1
－
＋
A
2
－
＋
A
3
PD
直流参考
－ U
－ U
V
3
I
b
LD
4.1.4 温度特性和自动温度控制
1.
激光器的温度特性在 3.1节已经讨论过,温度对激光器输出光功率的影响主要通过 阈值电流 Ith和 外微分量子效率 ηd产生 。
图 4.10(a)和 (b)分别示出温度通过阈值电流和外微分量子效率引起的输出光脉冲的变化：
温度 升高,阈值电流 增加
外微分量子效率 减小,输出光脉冲幅度 下降
温度对输出光脉冲会产生,结发热效应,。
P P
I I
图 4.10
(a) 阈值电流变化引起的光输出的变化； (b) 外微分量子效率变化引起的光输出的变化
20。 C 25。 C
20。 C 70。 C
即使环境温度不变,由于调制电流的作用,引起激光器结区温度的变化,因而使输出光脉冲的形状发生变化,这种效应称为,结发热效应,。
I1
I0
t=0 t=T
图 4.11 结发热效应电流脉冲光脉冲如图 4.11所示,设 t=0时 电脉冲到来,注入电流为 I1,由于电流的热效应,在脉冲持续时间里,结区的温度随时间 t而升高,
激光器的阈值电流随 t而增大,使输出光脉冲的幅度随 t而减小 。
当 t=T时 电流脉冲过后,注入电流从 I1减小到 I0,电流散发的热量减少,结区温度随 t而降低,阈值电流减小,使输出光脉冲的幅度增大 。
,结发热效应,将引起调制失真 。
与调制速率对激光器瞬态特性的影响相反,低调制速率的
,结发热效应,更加明显 。
这是因为随着调制速率的提高,码元时间间隔缩短,使结区温度来不及发生变化 。
2.
半导体光源的输出特性受温度影响很大,特别是 长波长半导体激光器 对温度更加敏感 。 为保证输出特性的稳定,对激光器进行温度控制是十分必要的 。
温度控制装置一般由 致冷器,热敏电阻 和 控制电路 组成,
图 4.12示出温度控制装置的方框图 。
致冷器 的冷端和激光器的热沉接触,热敏电阻 作为传感器,
探测激光器结区的温度,并把它传递给控制电路,通过 控制电路 改变致冷量,使激光器输出特性保持恒定 。
图 4.12 温度控制方框图激光器致冷器热敏电阻 控制电路热导 热敏电阻热敏电阻目前,微致冷 大多采用 半导体致冷器,它是利用半导体材料的 珀尔帖效应 制成的电偶来实现致冷的用若干对电偶串联或并联组成的温差电功能器件,温度控制范围可达 30~40 ℃ 。
为提高致冷效率和温度控制精度,把致冷器和热敏电阻封装在激光器管壳内,温度控制精度可达 ± 0.5 ℃ 。
从而使激光器输出平均功率和发射波长保持恒定,避免调制失真 。
－
＋
A
R
4
T E C
t
R
T LD
P I N
2 4 6 8
1 3 5 7
＋ U
R
1
R
2
R
3
BA
＋ U
V
ATC电路 主要由 R1,R2,R3和热敏电阻 RT组成,换能,电桥,
通过电桥把温度的变化转换为电量的变化 。 运算放大器 A的差动输入端跨接在电桥的对端,用以改变三极管 V的基极电流 。
在设定温度 (例如 20 ℃ )时,调节 R3使电桥平衡,A,B两点没有电位差,传输到运算放大器 A的信号为零,流过 致冷器 TEC
的电流也为零 。
当环境温度升高时,LD的管芯和热沉温度也升高,使具有负温度系数的 热敏电阻 RT的阻值减小,电桥失去平衡 。
这时 B点的电位低于 A点的电位,运算放大器 A的输出电压升高,V的基极电流增大,致冷器 TEC的电流也增大 致冷端 温度降低,热沉和管芯的温度也降低,因而保持温度恒定 。
这个控制过程可以表示如下：
T(环境 ) →T(LD,热沉 ) →R T→I( 致冷器 ) →T(LD)
ATC的 致冷器和热敏电阻 以及 APC的 PIN-PD封装在 LD管壳内构成的组件如图 3.18所示。
4.2 光接收机
4.2.1 光接收机基本组成直接强度调制,直接检测方式的数字光接收机方框图示于图 4.14。 主要包括：
光检测器,前置放大器,主放大器,均衡器,时钟提取电路,取样判决器 以及 自动增益控制 (AGC)电路 。
图 4.14 数字光接收机方框图光检测器偏压控制前置放大器
AGC
电路均衡器 判决器时钟提取再生码流主放大器光信号
1.
光检测器 是光接收机实现光 /电转换的关键器件,其性能特别是响应度和噪声直接影响光接收机的灵敏度 。
对光检测器的要求如下：
(1) 波长响应要和光纤低损耗窗口 (0.85 μm,1.31 μm和 1.55 μm)
兼容；
(2) 响应度要高,在一定的接收光功率下,能产生最大的光电流；
(3) 噪声要尽可能低,能接收极微弱的光信号；
(4) 性能稳定,可靠性高,寿命长,功耗和体积小 。
目前,适合于光纤通信系统应用的光检测器有 PIN光电二极管和 雪崩光电二极管 (APD)。
2.
前置放大器应是低噪声放大器,它的噪声对光接收机的灵敏度影响很大 。
前放的噪声取决于放大器的类型,目前有三种类型的前放可供选择 (参看 4.2.2节 )。
主放大器 一般是多级放大器,它的作用是：
（ 1） 提供足够的增益
（ 2） 并通过它实现 自动增益控制 (AGC),使输入光信号在一定范围内变化时,输出电信号保持恒定 。
主放大器 和 AGC决定着光接收机的 动态范围 。
3.
均衡的目的：
对经光纤传输,光 /电转换和放大后已产生畸变 (失真 )的电信号进行补偿
使输出信号的波形适合于判决 (一般用具有升余弦谱的码元脉冲波形 ),以消除码间干扰,减小误码率 。
再生电路包括,判决电路 和 时钟提取电路
4.
图 4.14中除光检测器以外的所有元件都是标准的电子器件,
很容易用标准的集成电路 (IC)技术将它们集成在同一芯片上 。
不论是硅 (Si)还是砷化镓 (GaAs)IC技术都能够使集成电路的工作带宽超过 2 GHz,甚至达到 10 GHz。
为了适合高传输速率的需求,人们一直在努力开发单片光接收机,即用,光电集成电路 (OEIC)技术,在同一芯片上集成包括光检测器在内的全部元件 。
对于工作在 1.3~1.6 μm波长的系统,人们需要基于 InP的
OEIC接收机 。
在 1991年试验成功的单路 InGaAs OEIC接收机,其运行速率达 5 Gb/s。
InGaAs OEIC接收机也可以用 混合法实现 。
如图 4.15所示,电元件集成在 GaAs基片上,而光检测器集成在 InP基片上,两个部分通过接触片连接在一起 。
图 4.15 光电集成接收机光检测器电路部分
G a A s 基片
N
＋
- I n P 基片
P - 接触片 N - 接触片
4.2.2 噪声特性光接收机的 噪声有两部分：
外部电磁干扰产生 这部分噪声的危害可以通过屏蔽或滤波加以消除；
内部产生 这部分噪声是在信号检测和放大过程中引入的随机噪声,只能通过器件的选择和电路的设计与制造尽可能减小,一般不可能完全消除 。
我们要讨论的噪声是指内部产生的 随机噪声 。
光接收机 噪声的主要来源是,光检测器的噪声和前置放大器的噪声 。 因为前置级输入的是微弱信号,其噪声对输出信噪比影响很大,而主放大器输入的是经前置级放大的信号,只要前置级增益足够大,主放大器引入的噪声就可以忽略 。
图 4.16 光接收机的噪声等效模型放大器
R
in
<i
2
>
0
S
I
S
E
CR
S
d
<i 2 >
d
S
q
<i 2 >
q
i
p
放大器光电检测器
～
<u 2 >
0
图 4.16示出光接收机的噪声等效模型,由 光检测器 和 放大器两部分组成 。
〈 iq2〉 光检测器的量子噪声 功率谱密度分别表示为 Sq
〈 id2〉 暗电流噪声产生的均方噪声电流 (等效噪声功率 ),其相应的功率谱密度 Sd
ip 光检测器的输出光生电流
R 光检测器的偏置电阻和
C 光检测器的电容 (结电容和其他电容 )
放大器分解为,
理想放大器 相应的功率谱密度 SI
等效噪声电流源 〈 i02〉 相应的功率谱密度 SE
电压源 〈 u02〉,相应的功率谱密度 Rin放大器的输入电阻 。
光检测器等效噪声特性请参看 3.2节的内容。
放大器噪声特性取决于所采用的前置放大器类型,根据放大器噪声等效电路和晶体管理论可以计算 。 常用三种类型前置放大电路示于图 4.17,其输出的 等效噪声功率 NA为：
场效应管 (FET)前置放大器
32
2
2
2 3
)2(8.2]8.24[ BA
g
CkTBA
Rg
KT
R
KTN
mm
A
(4.5)
32
22
2
2
3
2)2()(2]
)//(
)(2[ BA
eI
CkTBA
IRR
KTeI
R
KTN
ccm
c
A
(4.4)
双极型晶体管 (BJT)前置放大器跨阻型前置放大器 - 双极型晶体管
32
22
2
3
2)2()(2]
//
2[ BA
eI
CkTBAeI
RR
KTN
c
c
f
A
(4.6)
跨阻型前置放大器 - 场效应管
32
2
2
2 3
)2(8.2]8.24[ BA
g
CkTBA
Rg
KT
R
KTN
mmf
A
f
(4.7)
图 4.17
(a) 双极型晶体管； (b) 场效应管； (c) 跨阻型偏压
( a )
偏压
( b )
偏压
( c )
R
f
三种类型前置放大器的比较：
(1) 双极型晶体管前置放大器 的主要 特点 是输入阻抗低,
电路时间常数 RC小于信号脉冲宽度 T,因而码间干扰小,适用于高速率传输系统 。
(2) 场效应管前置放大器 的主要 特点 是输入阻抗高,噪声小,高频特性较差,适用于低速率传输系统 。
(3) 跨阻型前置放大器 最大的 优点 是改善了带宽特性和动态范围,并具有良好的噪声特性 。
4.2.3 误码率由于噪声的存在,放大器输出的是一个随机过程,其取样值是随机变量,因此在判决时可能发生误判,把发射的,0”码误判为,1”码,或把,1”码误判为,0”码 。
光接收机对码元误判的概率称为 误码率 (在二元制的情况下,
等于误比特率,BER),用较长时间间隔内,在传输的码流中,
误判的码元数和接收的总码元数的比值来表示 。
码元被误判的概率,可以用噪声电流 (压 )的概率密度函数来计算 。
如图 4.18所示,I1是,1”码的电流,I0是,0”码的电流 。 Im
是,１,码的平均电流,而,0”码的平均电流为 0。 D为判决门限值,一般取 D=Im/2。
图 4.18 计算误码率的示意图
t
I
s
I
m
I
1
( t )
I
0
( t )
判决门限 D
0
在,１,码时,如果在取样时刻带有噪声的电流 I1<D,则可能被误判为,0”码；
在,0”码时,如果在取样时刻带有噪声的电流 I0>D,则可能被误判为,１,码 。
要确定误码率,不仅要知道噪声功率的大小,而且要知道噪声的概率分布 。
光接收机输出噪声的概率分布 十分复杂,一般假设噪声电流 (或电压 )的瞬时值服从高斯分布,其 概率密度函数为,
式中 x是代表噪声这一高斯随机变量的取值,其均值为零,方差为 σ2。
]2e x p [
2
1)(
2
2
xxf (4.8)
在已知光检测器和前置放大器的噪声功率,并假设了噪声的概率分布后,现在可以分别计算,0”码和,１,码的误码率了 。
在发,0”码时,平均噪声功率 N0=NA,NA为前置放大器的平均噪声功率 。
这时没有光信号输入,光检测器的平均噪声功率
ND=0(略去暗电流 )。 由式 (4.8)得到 发,0”码的条件下噪声的概率密度函数为,
]2e x p [
2
1)(
0
2
0
0
0 N
I
N
If
(4.9)
根据误码率的定义,把,0”码误判为,1”码的概率,应等于 I0值超过 D值的概率,即式中 x=I0/
0N
在发,1”码时,平均噪声功率 N1=NA+ND。 ND是在放大器输出端光检测器的平均噪声功率 。
这时噪声电流的幅度为 I1-Im,判决门限值仍为 D,则只要取样值 Im-I1>Im-D或 I1-Im<D-Im,就可能把,１,码误判为,0”
码 。
0
0
2
0
0
01 ]2e x p [2
1,dI
N
I
NP De?
(4.10a)
dxx
ND
]2e x p [21
0/
2
(I0>D) (4.10b)
式中 y=(I1-Im)/ 。
,0”码和,1”码的误码率一般是不相等的,但对于,0”
码和,1”码等概率的码流而言,一般认为 Pe,01=Pe,10时,可以使误码率达到最小 。
1N
)(]2 )(e x p [2 1,1
1
2
1
1
01 m
ID m
e IIdN
II
NP
m
(4.11a)
dyyP NIDe m ]2e x p [21,1/)(
2
01?
(Im-I1)>(Im-D)
(4.11b)
把,1”码误判为,0”码的概率为：
因此,总误码率 (BER)可以表示为：
dxxP
Qe
]2e x p [21
2
(4.12)
式中
Q=
10 N
DI
N
D m
(4.13a)
Q=
10 NN
I m
(4.13b)
Q称为 超扰比,含有信噪比的概念 。 它还表示在对,0”码进行取样判决时,判决门限值 D超过放大器平均噪声电流的倍数 。
0N
由此可见,只要知道 Q值,就可根据式 (4.12) 的积分求出误码率,结果示于图 4.19。 例如,Q=6,BER≈10-9,Q≈7，
BER=10-12。
10
－ 15
10
－ 14
10
－ 13
10
－ 12
10
－ 11
10
－ 10
10
－ 9
10
－ 8
10
－ 7
10
－ 6
10
－ 5
4,5 5 5,5 6 6,5 7 7,5
Q
误码率图 4.19 误码率和 Q的关系
Pr =10lg (4.14)
)](10 )m i n ([ 3 d B mwP
4.2.4 灵敏度灵敏度 是衡量光接收机性能的综合指标 。 灵敏度 Pr的定义是,在保证通信质量 (限定误码率或信噪比 )的条件下,光接收机所需的最小平均接收光功率 〈 P〉 min,并以 dBm为单位 。 由定义得到灵敏度表示光接收机调整到最佳状态时,能够接收微弱光信号的能力 。
提高灵敏度意味着能够接收更微弱的光信号 。
1.
假设光检测器的暗电流为零,放大器完全没有噪声,系统可以检测出单个光子形成的电子 - 空穴对所产生的光电流,这种接收机称为 理想光接收机 。
它的灵敏度只受到光检测器的量子噪声的限制,因为量子噪声是伴随光信号的随机噪声,只要有光信号输入,就有量子噪声存在 。
首先考虑理想光接收机的误码率 。 当光检测器没有光输入时,放大器就完全没有电流输出,因此,0”码误判为,１,
码的概率为 0,即 Pe,01=0。
产生误码的惟一可能就是当一个光脉冲输入时,光检测器没有产生光电流,放大器没有电流输出 。
这个概率,即,1”码误判为,0”码的概率 Pe,10=exp(-n)，
n为一个码元的平均光子数 。
当,0”码和,1”码等概率出现时,误码率为：
Pe= (4.15)
2
1 Pe,01+ Pe,10= exp(-n)
2
1
2
1
现在考虑理想光接收机的灵敏度 。 设传输的 是非归零码
(NRZ),每个光脉冲最小平均光能量为 Ed,码元宽度为 Tb，
一个码元平均光子数为 n,那么 光接收机所需最小平均接收功率为,
式中,因子 2是,0”码和,1”码功率平均的结果,
h=6.628× 10-34J·s为普朗克常数,f=c/λ,f,λ分别为光频率和光波长,c为真空中的光速 。
利用 Tb=1/fb,fb为传输速率； 并考虑光 /电转换时的量子效率为 η。
〈 P〉 min=
bb
d
T
nhf
T
E
22
（ 4.16）
Pr= 10 lg (4.17)
2
bnhcf
对于数字光纤通信系统,一般要求误码率 Pe≤10-9,根据式
(4.15)得到 n≥21。
这表明至少要有 21个光子产生的光电流,才能保证判决时误码率小于或等于 10-9。
设 η=0.7,并把相关的常数代入式 (4.17),计算出的不同 λ和不同 fb的 Pr值列于表 4.1。
这是光接收机可能达到的最高灵敏度,这个极限值是由量子噪声决定的,所以称为 量子极限 。
由表 4.1 我们明显看到了灵敏度与光波长和传输速率的关系 。
把这些关系代入式 (4.16),得到 理想光接收机灵敏度,
-65.7 -59.2-71.1 -63.8灵敏度 pr/dBm
140 62234 140速度 fb/(Mb.s-1)
1.551.31波长 / m
表 4.1理想光接收机的接收机
2,实际光接收机的灵敏度影响实际光接收机灵敏度的因素很多,计算也十分复杂,
这里只作简要介绍 。 利用误码率的公式 (4.12),(4.13)可以计算最小平均接收光功率 。
为此,应建立 超扰比 Q与 入射光功率 的关系 。 在发,0”码的情况下,入射信号的光功率 P0=0,输出光电流 I0=0。 在发,1”
码的情况下,入射信号的光功率 P1和光电流 I1
式中,g为 APD倍增因子 (对于 PINPD,g=1),ρ为光检测器的响应度,〈 P〉 =(P1+P0)/2为,0”码和,１,码的平均光功率 。
（ 4.18）I1=gρP1=2gρ〈 P〉
Q= (4.19)
10
2
NN
Apg
式中,N0和 N1分别为传输,0”码和,1”码时的 平均噪声功率 。
如前所述,在略去暗电流的情况下,
Ag
NNQP
2
)( 10
m i n
（ 4.20）
在放大器输出端,１,码的平均电流 Im=I1A,A为放大器增益，利用式 (4.13)和式 (4.18)得到给定 Q值,便得到 限定误码率的最小平均接收光功率
N0=NA
N1=NA+ND
式中,NA是 前置放大器的平均噪声功率,如式 (4.4)~
式 (4.7)所示； ND是 在放大器输出端光检测器的平均噪声功率,
ND=〈 i2q〉 A2,〈 i2q〉 为 均方量子噪声电流,如式 (3.22)和式
(3.26)所示 。
对于 PIN光电二极管,ND<<NA,g=1,式 (4.20)可以简化为式中 nA=NA/A2是折合到输入端的放大器噪声功率 。
P〉 min=
AA nQ
A
NQ?
(4.21)
设 PIN-PD光接收机的工作参数如下：光波长 λ=0.85 μm，
传输速率 fb=8.448Mb/s,光电二极管响应度 ρ=0.4,互阻抗前置放大器 (FET)的 nA≈10-18。 要求误码率 Pe=10-9,即 Q=6,由式
(4.21)计算得到 〈 P〉 min=1.5× 10-8W,Pr=-48.2 dBm。
这样计算光接收机的灵敏度是一种粗略的方法,其中没有考虑下列因素：波形引起的码间干扰的影响；均衡器频率特性的影响；光检测器暗电流和信号含直流光的影响 。
图 4.20示出典型短波长光接收机灵敏度与传输速率的关系曲线 。 图中误码率限定为 1× 10-9,假设光检测器量子效率
η=0.5,附加噪声系数 x=0.4,暗电流 id=1nA,滚降因子 β=1，
相对脉冲展宽 σ/T=0.3。
由图可见,在限定误码率的条件下,决定光接收机灵敏度的主要因素是：
传输速率和光检测器
前置放大器的噪声特性作为例子,图 4.21示出一个长波长系统的实测误码率和平均接收光功率的关系 。
图 4.20 典型短波长光接收机灵敏度与传输速率的关系的关系
－ 60
－ 55
－ 50
－ 45
－ 40
－ 35
－ 30
－ 25
1 2 4 6 8 10 20 40 60 80 1 0 0 1 4 0
2 0 0 4 0 0 6 0 0
f
b
/ ( M b · s
－ 1
)
P
r
/
d
B
m
P I N - BJ
P I N - F E T
A P D - BJ
A P D - F E T
4.21
A= (4.22)
pg
I m
2
4.2.5 自动增益控制和动态范围放大器是一个普通的宽带高增益放大器,由于前置放大器输出信号幅度较大,所以主放大器的噪声通常不必考虑 。
主放大器一般由多级放大器级联构成,其功能是提供足够的增益 A,以满足判决所需的电平 Im。 Im=I1A,利用式 (4.18)得到式中,g为 APD倍增因子,ρ为 光检测器的响应度,〈 P〉 为
,0”码和,1”码的平均光功率。
主放大器的另一个功能是实现 自动增益控制 (AGC)，使光接收机具有一定的 动态范围,以保证在入射光强度变化时输出电流基本恒定。
DR = 10lg (4.23))(
m i n
m a x dB
p
p
对于 APD光接收机,AGC控制光检测器的偏压和放大器的输出； 对于 PIN光接收机,AGC只控制放大器的输出 。
动态范围 (DR)的定义是：在限定的误码率条件下，光接收机所能承受的最大平均接收光功率 〈 P〉 max和所需最小平均接收光功率 〈 P〉 min的比值，用 dB表示。根据定义动态范围 是光接收机性能的另一个重要指标,它表示光接收机接收强光的能力,数字光接收机的动态范围一般应大于 15
dB。
由于使用条件不同，输入光接收机的光信号大小要发生变化，为实现宽动态范围,采用 AGC是十分有必要的 。 AGC一般采用直流运算放大器构成的反馈控制电路来实现。
4.3 线路编码在光纤通信系统中,从电端机输出的是适合于电缆传输的双极性码 。 光源不可能发射负光脉冲,因此必须进行码型变换,
以适合于数字光纤通信系统传输的要求 。
数字光纤通信系统普遍采用二进制二电平码,即,有光脉冲,表示,１,码,,无光脉冲,表示,0”码 。
简单的二电平码会带来如下问题：
在码流中,出现,１,码和,0”码的个数是随机变化的,
因而直流分量也会发生 随机波动 (基线漂移 ),给光接收机的判决带来困难 。
在随机码流中,容易出现长串连,１,码或长串连,0”码,
这样可能造成位同步信息丢失,给定时提取造成困难或产生较大的定时误差 。
不能实现在线 (不中断业务 )的误码检测,不利于长途通信系统的维护 。
数字光纤通信系统对线路码型的主要要求是保证传输的透明性,具体要求有：
(1) 能限制信号带宽,减小功率谱中的高低频分量 。 这样就可以减小基线漂移,提高输出功率的稳定性和减小码间干扰,
有利于提高光接收机的灵敏度 。
(2) 能给光接收机提供足够的定时信息 。 因而应尽可能减少连,１,码和连,0”码的数目,使,1”码和,0”码的分布均匀,保证定时信息丰富 。
(3) 能提供一定的冗余码,用于平衡码流,误码监测和公务通信 。 但对高速光纤通信系统,应适当减少冗余码,以免占用过大的带宽 。
4.3.1 扰码为了保证传输的透明性,在系统光发射机的调制器前,需要附加一个 扰码器,将原始的二进制码序列加以变换,使其接近于随机序列 。
相应地,在光接收机的判决器之后,附加一个解扰器,以恢复原始序列 。 扰码与解扰可由反馈移位寄存器和对应的前馈移位寄存器实现 。
扰码改变了,１,码与,0”码的分布,从而改善了码流的一些特性 。
例如：
扰码前,1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 …
扰码后,1 1 0 1 1 1 0 1 1 0 0 1 1 …
① 不能完全控制长串连,１,和长串连,0”序列的出现
② 没有引入冗余,不能进行在线误码监测；
③ 信号频谱中接近于直流的分量较大,不能解决基线漂移 。
因为扰码不能完全满足光纤通信对线路码型的要求,所以许多光纤通信设备除采用扰码外还采用其它类型的线路编码 。
扰码 有下列 缺点：
4.3.2 mBnB
mBnB码 是把输入的二进制原始码流进行分组,每组有 m
个二进制码,记为 mB,称为一个 码字,然后把一个码字变换为 n个二进制码,记为 nB,并在同一个时隙内输出 。
这种码型是把 mB变换为 nB,所以称为 mBnB码,其中 m和
n都是正整数,n>m,一般选取 n=m+1。 mBnB码有 1B2B、
3B4B,5B6B,8B9B,17B18B等等 。
1,mBnB
最简单的 mBnB码是 1B2B码,即 曼彻斯特码,这就是 把原码的,０,变换为,01”,把,1”变换为,10”。
因此最大的连,０,和连,１,的数目不会超过两个,例如 1001和 0110。 但是在相同时隙内,传输 1比特变为传输 2比特,
码速提高了 1倍 。
以 3B4B码为例,输入的原始码流 3B码,共有 (23)8个码字,
变换为 4B码时,共有 (24)16个码字,见表 4.2。
为保证信息的完整传输,必须从 4B码的 16个码字中挑选 8
个码字来代替 3B码 。 设计者应根据最佳线路码特性的原则来选择码表 。
例如：在 3B码中有 2个,0”,变为 4B码时补 1个,１,；
在 3B码中有 2个,1”,变为 4B码时补 1个,0”。 而 000用 0001
和 1110交替使用； 111用 0111和 1000交替使用 。 同时,规定一些禁止使用的码字,称为 禁字,例如 0000和 1111。
0111 1111111
0110 1110110
0101 1101101
0100 1100100
0011 1011011
0010 1010010
0001 1001001
0000 1000000
4B3B
表 4.2 3B和 4B的码字作为普遍规则,引入,码字数字和,(WDS)来描述码字的均匀性,并以 WDS的最佳选择来保证线路码的传输特性 。
所谓,码字数字和,,是在 nB码的码字中,用,-1”代表
,0”码,用,+1”代表,１,码,整个码字的代数和即为
WDS。
如果整个码字,１,码的数目多于,0”码,则 WDS为正；
如果,0”码的数目多于,1”码,则 WDS为负；如果,0”码和
,1”码的数目相等,则 WDS为 0。
例如：对于 0111,WDS=+2；对于 0001,WDS=-2；对于 0011,WDS=0。
nB码 的 选择原则是,尽可能选择 |WDS|最小的码字,禁止使用 |WDS|最大的码字 。
以 3B4B为例,应选择 WDS=0和 WDS=± 2的码字,禁止使用 WDS=± 4的码字 。
表 4.3 示出根据这个规则编制的一种 3B4B码表,表中正组和负组交替使用 。
线路码（ 4B）信号码（ 3B）
模式 2（负组）模式 1（正组）
WDS码子WDS码子
-20010+211011117
-21000+201111106
01010010101015
01001010011004
00110001100113
00101001010102
-20001+211100011
-20100+210110000
表 4.3 一种 3B4B码表我国 3次群和 4次群光纤通信系统最常用的线路码型是
5B6B码,其 编码规则如下：
5B码共有 (25)32个码字,变换 6B码时共有 (26)64个码字,
其中 WDS=0有 20个,WDS=± 2有 15个,WDS=-2有 15个,共有
50个 |WDS|最小的码字可供选择 。
由于变换为 6B码时只需 32个码字,为减少连,１,和连
,0”的数目,删去,000011,110000,001111和 111100。
当然禁用 WDS=± 4和 ± 6的码字 。 表 4.4示出根据这个规则编制的一种 5B6B码表,正组和负组交替使用 。 表中正组选用
20个 WDS=0和 12个 WDS=+2,负组选用 20个 WDS=0和 12个
WDS=-2。
线路码（ 6B）信号码（ 5B）
模式 2（负组）模式 1（正组）
WDS码子WDS码子
-2000101+21110101111131
-2001001+21101101111030
-2010001+2101101110129
011100001110001110028
-2000110+21110011101127
011010001101001101026
011001001100101100125
续表
mBnB码是一种分组码,设计者可以根据传输特性的要求确定某种码表 。 mBnB码 的 特点是：
(1) 码流中,0”和,1”码的概率相等,连,0”和连,1”的数目较少,定时信息丰富 。
(2) 高低频分量较小,信号频谱特性较好,基线漂移小
(3) 在码流中引入一定的冗余码,便于在线误码检测 。
mBnB码 的 缺点是 传输辅助信号比较困难 。 因此,在要求传输辅助信号或有一定数量的区间通信的设备中,不宜用这种码型 。
2.
有两种编译码电路：
一种是 组合逻辑电路,就是把整个编译码器都集成在一小块芯片上,组成一个大规模专用集成块,国外设备大多采用这种方法 。
一种是 把设计好的码表全部存储到一块只读存储器
(PROM)内而构成,国内设备一般采用这种方法 。
以 3B4B码为例,码表存储编码器的工作原理示于图 4.22。
首先把设计好的码表存入 PROM内,待变换的信号码流通过串
- 并变换电路变为 3比特一组的码 b1,b2,b3,并行输出作为
PROM的地址码,在地址码作用下,PROM根据存储的码表,
输出与地址对应的并行 4B码,再经过并 - 串变换电路,读出已变换的 4B码流 。
图 4.22 码表存储编码器原理并→串
P R O M
B
1
B
2
B
3
B
4
b
1
b
2
b
3
串→并组别变换
A
B
C
变前时钟已变换的输出 4 B 码流变换时钟待变换输入信号码流图中 A,B,C三条线为组别控制控制线,当 WDS=± 2时,
从 A,B分别送出控制信号,通过 C线决定组别 。
译码器与编码器基本相同,只是除去组别控制部分 。 译码时,把送来的已变换的 4B信号码流,每 4比特并联为一组,
作为 PROM的地址,然后读出 3B码,再经过并 - 串变换还原为原来的信号码流 。
其他的 mBnB码编译码电路原理相同,只是电路复杂程度有所区别而已 。
4.3.3 插入码插入码 是把输入二进制原始码流分成每 m比特 (mB)-一组,
然后在每组 mB码末尾按一定规律插入一个码,组成 m+1个码为一组的线路码流 。 根据插入码的规律,可以分为 mB1C码,
mB1H码和 mB1P码 。
1.
mB1C码 的 编码原理是,把原始码流分成每 m比特 (mB)一组,
然后在每组 mB码的末尾插入 1比特补码,这个 补码 称为 C码,
所以称为 mB1C码 。 补码插在 mB码的末尾,连,0”码和连,1”
码的数目最少 。
mB1C码的结构如图 4.23所示,例如：
mB码为,100 110 001 101……
mB1C码为,1001 1101 0010 1010……
C码的作用是引入 冗余码,可以进行 在线误码率监测 ； 同时改善了,0”码和,1”码的分布，有利于定时提取。
mB1H码是 mB1C码演变而成的,即在 mB1C码中,扣除部分 C码,并在相应的码位上插入一个 混合码 (H码 ),所以称为
mB1H码 。 所插入的 H码可以根据不同用途分为三类：
第一类是 C码,它是第 m位码的补码,用于在线误码率监测；
第二类是 L码,用于区间通信；
第三类是 G码,用于帧同步,公务,数据,监测等信息的传输 。
图 4.23 mB1C码的结构
mB C mB C mB CC
常用的插入码是 mB1H码,有 1B1H码,4B1H码和 8B1H
码 。 以 4B1H码 为例,它的 优点是 码速提高不大,误码增值小；
可以实现在线误码检测,区间通信和辅助信息传输 。
缺点是 码流的频谱特性不如 mBnB码 。 但在扰码后再进行
4B1H变换,可以满足通信系统的要求 。
在 mB1P码中,P码称为 奇偶校验码,其作用和 C码相似,
但 P码有以下两种情况：
(1) P码为奇校验码时,m+1 个码内
,1”码的个数为奇数,例如：
mB码为,100 000 001 110……
mB1P码为,1000 0001 0010 1101……
当检测得 m+1个码内,１,码为奇数时,则认为无误码 。
(2) P码为偶校验码时,m+1 个码内
,１,码的个数为偶数,
例如：
m B码为,100 000 001 110……
mB1P码为,1001 0000 0011 1100……
m+1 个码内,１,码为偶数时,则认为无误码 。
2.
和 mBnB码不同,mB1H码没有一一对应的码结构,所以
mB1H码的变换不能采用码表法,一般都采用 缓存插入法 来实现 。
图 4.24示出 4B1H编码器原理,它由缓存器,写入时序电路,插入逻辑和读出时序电路四部分组成 。 4B1H码是每 4个信号码插入一个 H码,因此变换后码速增加 1/4。
设信号码的码速为 34 368 kb/s,经 4B1H变换后,线路码的码速为 (5/4)34 368 kb/s=42 960 kb/s。 34 368 kb/s的 NRZ信号码送入缓存器 。
图 4.24 4B1H编码器原理
D
4
D
3
D
2
D
1
D
0
B
1
B
2
B
3
B
4
H
插入逻辑缓存器
3 4 3 6 8 k b / s
N R Z
A B C
写入时序
( 四分频)
读出时序
( 五分频)
4 2 9 6 0 k b / s
N R Z
4 2 9 6 0 k H z
CP
3 4 3 6 8 k H z
CP
缓存器 是 4D触发器,它利用锁相环中的 4分频信号作为写入时序脉冲,随机但有顺序地把 34 368 kb/s信号码流分为 4比特一组,与 H码一起并联送入插入逻辑 。
插入逻辑电路实际上是一个 5选 1的电路,它利用锁相环中
5分频电路输出读出时序脉冲 。 由插入逻辑输出码速为 42 960
kb/s的 4B1H码 。
图 4.25示出 4B1H译码器原理,它由 B码还原,H码分离,
帧同步和相应的时钟频率变换电路组成 。 把 42960 kb/s的 4B1H
码加到缓存器,因 4B1H码是 5比特为一组,所以缓存器应有 5
级,并用不同的时钟写入 。
图 4.25 4B1H译码器原理缓冲寄存器
B
1
B
2
B
3
B
4
B
码还原频率变换
H
码分离帧同步
G
C
L
1
L
2
CP
4 2 9 6 0 k H z
4 2 9 6 0 k b / s
N R Z
3 4 3 6 8 k b / s
N R Z
告警
H
频率变换电路要保证向各个部分提供所需的准确时钟信号 。 通过缓存器,实际上已把 B码和 H码分开,只要用 34 368
kHz的时钟把 B码按顺序读出,B码就还原了 。
B码的还原电路实际上就是并串变换电路,由 4选 1电路来实现 。
数字光纤通信系统常用几种线路码的主要性能列于表 4.5。
4.1 光发射机
4.2 光接收机
4.3 线路编码返回主目录
4.1 光发射机
数字光发射机 的 功能,
电端机输出的数字基带 电 信号转换为 光 信号
用耦合技术 注入 光纤线路
用数字电信号对光源进行 调制
调制分为 直接调制 和 外调制 两种方式受调制的光源特性参数有,功率,幅度,频率和相位输出光信号
p
I
t
Iin 输入电信号
p
I
（ a） LED数字调制原理输出光信号输入电信号I
in
Ith Ib
(b) LD的数字调制原理
当激光器的驱动电流大于阈值电流 Ith时,
输出光功率 P和驱动电流 I基本上是 线性关系
输出 光功率 和 输入电流 成正比,输出光信号反映输入电信号
4.1.1 光发射机基本组成数字光发射机 的方框图如图 4.2所示,主要有 光源 和 电路两部分 。
光源 是实现电 /光转换的关键器件,在很大程度上决定着光发射机的性能 。
电路的设计应以 光源 为依据,使 输出光信号 准确反映 输入电信号 。
输入接口线路编码调制电路光源控制电路电信号输入 光信号输出图 4.2 数字光发射机方框图
1.
对通信用光源的要求如下
(1) 发射的光波长应和光纤低损耗,窗口,一致,即中心波长应在 0.85 μm,1.31 μm和 1.55 μm附近 。
光谱单色性要好,即谱线宽度要窄,以减小光纤色散对带宽的限制 。
(2) 电 /光转换效率 要高,即要求在足够低的驱动电流下,有足够大而稳定的输出光功率,且线性良好 。
发射光束的 方向性要好,即远场的辐射角要小,以利于提高光源与光纤之间的 耦合效率 。
(3) 允许的 调制速率要高或响应速度要快,以满足系统的大传输容量的要求 。
(4) 器件应能在常温下以连续波方式工作,要求温度稳定性好,可靠性高,寿命长 。
(5) 此外,要求器件体积小,重量轻,安装使用方便,价格便宜 。
以上各项中,调制速率,谱线宽度,输出光功率和光束方向性,直接影响光纤通信系统的传输容量和传输距离,是光源最重要的技术指标 。
2.
直接光强调制的数字光发射机 主要电路有,调制电路,控制电路和线路编码电路采用 激光器 作光源时,还有 偏置电路对调制电路和控制电路的要求如下：
(1) 输出光脉冲的 通断比 (全,1”码平均光功率和全,0”码平均光功率的比值,或消光比的倒数 )应大于 10,以保证足够的光接收信噪比 。
(2) 输出光脉冲的宽度应远大于 开通延迟 (电光延迟 )时间,
光脉冲的上升时间,下降时间和开通延迟时间应足够短,以便在高速率调制下,输出的光脉冲能准确再现输入电脉冲的波形
(3) 对激光器应施加足够的偏置电流,以便抑制在较高速率调制下可能出现的张弛振荡,保证发射机正常工作
(4) 应采用 自动功率控制 (APC)和 自动温度控制 (ATC),以保证输出光功率有足够的稳定性
3.
电端机输出的数字信号是适合电缆传输的双极性码,而光源不能发射负脉冲,要变换为适合于光纤传输的 单极性码
4.1.2 调制特性半导体激光器是光纤通信的理想光源,但在高速脉冲调制下,其瞬态特性仍会出现许多复杂现象,如常见的 电光延迟,张弛振荡 和 自脉动现象 。
这些特性 严重限制系统传输速率和通信质量,因此在电路的设计时要给予充分考虑 。
1,电光延迟和张弛振荡 现象半导体激光器在高速脉冲调制下,输出光脉冲瞬态响应波形如图 4.3所示 。
输出光脉冲和注入电流脉冲之间存在一个初始延迟时间,
称为 电光延迟时间 td,其数量级一般为 ns。
当电流脉冲注入激光器后,输出光脉冲会出现幅度逐渐衰减的振荡,称为 张弛振荡,其振荡频率 fr(=ωr/2π)一般为 0.5~2
GHz。
这些特性与激光器有源区的 电子自发复合寿命 和 谐振腔内光子寿命 以及 注入电流初始偏差量 有关 。
图 4.3 光脉冲瞬态响应波形张弛振荡 和 电光延迟 的后果是 限制调制速率 。
当最高调制频率接近张弛振荡频率时,波形失真严重,会使光接收机在抽样判决时增加误码率,因此实际使用的 最高调制频率应低于张弛振荡频率 。
电光延迟 要产生 码型效应 。
当电光延迟时间 td与数字调制的码元持续时间 T/2为相同数量级时,会使,0”码过后的第一个,1码的脉冲宽度变窄,幅度减小,严重时可能使单个,１,码丢失,这种现象称为
,码型效应,。
如图 4.4,在两个接连出现的,1”码中,第一个脉冲到来前,有较长的连,0”码,由于电光延迟时间长和光脉冲上升时间的影响,因此脉冲变小 。
第二个脉冲到来时,由于第一个脉冲的电子复合尚未完全消失,有源区电子密度较高,因此电光延迟时间短,脉冲较大 。
“码型效应,的 特点是,在脉冲序列中较长的连,0”码后出现的,1”码,其脉冲明显变小,而且连,0”码数目越多,调制速率越高,这种效应越明显 。 用适当的,过调制,补偿方法,可以消除码型效应,见图 4.4(c) 所示 。
1 2
电脉冲光脉冲
2ns 5ns 2ns
图 4.4 码型效应
（ a),(b)码型效应波形；（ c）改善后波形
(a) (b) (c)
21)]1(1[
thphsp j
jw
(4.1)
j
jth
spo 2?
(4.2)
th
spd jj
jt
ln?
(4.3)
式中,τo是张弛振荡幅度衰减到初始值的 1/e的时间,j和 jth分别为 注入电流密度 和 阈值电流密度 。 τsp和 τph分别为 电子自发复合寿命 和 谐振腔内光子寿命 。在典型的激光器中,τsp≈10-9s,τph≈10-12s，
即 τspτph。
通过 LD速率方程组的瞬态解得到的 张弛振荡频率 ωr及其 幅度衰减时间 τo和 电光延迟时间 td的表达式为：
由式 (4.1)~式 (4.3)可以看到：
(1) 张弛振荡频率 ωr随 τsp,τph的 减小而增加,随 j的 增加而增加 。 这个振荡频率决定了 LD的最高调制频率 。
(2) 张弛振荡幅度衰减时间 τo与 τsp为 相同数量级,并随 j的增加而减小 。
(3) 电光延迟时间 td与 τsp为 相同数量级,并随 j的 增加而减小
(j>jth)。
由此可见,增加注入电流 j,有利于提高张弛振荡频率 ωr，
减小其幅度衰减时间 τo,以及减小电光延迟时间 td，
LD施加偏置电流是非常必要的 。
2.
某些激光器在脉冲调制甚至直流驱动下,当注入电流达到某个范围时,输出光脉冲出现持续等幅的高频振荡,这种现象称为 自脉动现象,如图 4.5所示 。
自脉动频率可达 2GHz,严重影响 LD的高速调制特性 。
电脉冲光脉冲图 4.5 激光器自脉冲动现象自脉动现象 是激光器内部不均匀增益或不均匀吸收产生的,
往往和 LD的 P - I曲线的非线性有关,自脉动发生的区域和 P - I曲线扭折区域相对应 。
4.1.3 调制电路和自动功率控制数字信号调制电路应采用电流开关电路,最常用的是 差分电流开关电路 。
图 4.6示出由三极管组成的 共发射极驱动电路,这种简单的驱动电路主要用于以发光二极管 [WTBZ]LED作为光源的光发射机 。
数字信号 Uin从三极管 V的基极输入,通过集电极的电流驱动
LED。
数字信号,0”码和,1”码对应于 V的截止和饱和状态,电流的大小根据对输出光信号幅度的要求确定 。
这种驱动电路适用于 10 Mb/s以下的低速率系统,更高速率系统应采用差分电流开关电路 。
图 4.6 共发射极驱动电路
U
C
R
2
LE D
C
1
R
1
U
in
V
图 4.7是常用的 射极耦合驱动电路,适合于激光器系统使用 。
电流源为由 V1和 V2组成的差分开关电路,它提供了恒定的偏置电流 。
在 V2基极上施加直流参考电压 UB,V2集电极的电压取决于
LD的正向电压,数字电信号 Uin从 V1基极输入 。 当信号为,0”码时,V1基极电位比 UB高而抢先导通,V2截止,LD不发光；反之,
当信号为,１,码时,V1基极电位比 UB低,V2抢先导通,驱动
LD发光 。
V1和 V2处于轮流截止和非饱和导通状态,有利于提高调制速率 。 当三极管截止频率 fr≥4.5 GHz时,这种电路的调制速率可达
300 Mb/s。
射极耦合电路为恒流源,电流噪声小,这种电路的缺点是动态范围小,功耗较大 。
图 4.7 射极耦合 LD驱动电路图
V
2
V
1
I
b
电流源I
o
－ U
E
U
in
LD
图 4.8是利用反馈电流使输出光功率稳定的 LD驱动电路,其主体和图 4.7相同,只是由 V3支路为 LD提供的偏置电流 Ib受到激光器背向输出光平均功率和输入数字信号均值 的控制 。
inU
由于温度变化和工作时间加长,LD的输出光功率会发生变化。为保证输出光功率的稳定,必须改进电路设计。
图 4.8 反馈稳定 LD驱动电路
V
2V
1
电流源I
o
U
in
＋ U
V
3
－
＋
A
1 C
I
b
R
f
信号参考
U
R
输出监测
PD
检测器
LD
U
B1
U
A1
U
in
把 PD检测器的输出监测电压 UPD,信号参考电压 和直流参考电压 UR施加到运算放大器 A1的反相输入端,经放大后,控制
V3基极电压和偏置电流 Ib,其控制过程如下：
inU
PLD →U PD →(U PD+ + UR) → UA1→ Ib→P LD
inU
在反馈电路中引入信号参考电压的目的,是使 LD的偏置电流 Ib不受码流中,0”码和,1”码比例变化的影响 。
一个更加完善的 自动功率控制 (APC)电路如图 4.9所示 。 从
LD背向输出的光功率,经 PD检测器检测,运算放大器 A1放大后送到比较器 A3的反相输入端 。
同时,输入信号参考电压和直流参考电压经 A2比较放大后,
送到 A3的同相输入端 。 A3和 V3组成直流恒流源调节 LD的偏流,
使输出光功率稳定 。
图 4.9 APC电路原理
V
2
V
1
信号参考
U
in
－
＋
A
1
－
＋
A
2
－
＋
A
3
PD
直流参考
－ U
－ U
V
3
I
b
LD
4.1.4 温度特性和自动温度控制
1.
激光器的温度特性在 3.1节已经讨论过,温度对激光器输出光功率的影响主要通过 阈值电流 Ith和 外微分量子效率 ηd产生 。
图 4.10(a)和 (b)分别示出温度通过阈值电流和外微分量子效率引起的输出光脉冲的变化：
温度 升高,阈值电流 增加
外微分量子效率 减小,输出光脉冲幅度 下降
温度对输出光脉冲会产生,结发热效应,。
P P
I I
图 4.10
(a) 阈值电流变化引起的光输出的变化； (b) 外微分量子效率变化引起的光输出的变化
20。 C 25。 C
20。 C 70。 C
即使环境温度不变,由于调制电流的作用,引起激光器结区温度的变化,因而使输出光脉冲的形状发生变化,这种效应称为,结发热效应,。
I1
I0
t=0 t=T
图 4.11 结发热效应电流脉冲光脉冲如图 4.11所示,设 t=0时 电脉冲到来,注入电流为 I1,由于电流的热效应,在脉冲持续时间里,结区的温度随时间 t而升高,
激光器的阈值电流随 t而增大,使输出光脉冲的幅度随 t而减小 。
当 t=T时 电流脉冲过后,注入电流从 I1减小到 I0,电流散发的热量减少,结区温度随 t而降低,阈值电流减小,使输出光脉冲的幅度增大 。
,结发热效应,将引起调制失真 。
与调制速率对激光器瞬态特性的影响相反,低调制速率的
,结发热效应,更加明显 。
这是因为随着调制速率的提高,码元时间间隔缩短,使结区温度来不及发生变化 。
2.
半导体光源的输出特性受温度影响很大,特别是 长波长半导体激光器 对温度更加敏感 。 为保证输出特性的稳定,对激光器进行温度控制是十分必要的 。
温度控制装置一般由 致冷器,热敏电阻 和 控制电路 组成,
图 4.12示出温度控制装置的方框图 。
致冷器 的冷端和激光器的热沉接触,热敏电阻 作为传感器,
探测激光器结区的温度,并把它传递给控制电路,通过 控制电路 改变致冷量,使激光器输出特性保持恒定 。
图 4.12 温度控制方框图激光器致冷器热敏电阻 控制电路热导 热敏电阻热敏电阻目前,微致冷 大多采用 半导体致冷器,它是利用半导体材料的 珀尔帖效应 制成的电偶来实现致冷的用若干对电偶串联或并联组成的温差电功能器件,温度控制范围可达 30~40 ℃ 。
为提高致冷效率和温度控制精度,把致冷器和热敏电阻封装在激光器管壳内,温度控制精度可达 ± 0.5 ℃ 。
从而使激光器输出平均功率和发射波长保持恒定,避免调制失真 。
－
＋
A
R
4
T E C
t
R
T LD
P I N
2 4 6 8
1 3 5 7
＋ U
R
1
R
2
R
3
BA
＋ U
V
ATC电路 主要由 R1,R2,R3和热敏电阻 RT组成,换能,电桥,
通过电桥把温度的变化转换为电量的变化 。 运算放大器 A的差动输入端跨接在电桥的对端,用以改变三极管 V的基极电流 。
在设定温度 (例如 20 ℃ )时,调节 R3使电桥平衡,A,B两点没有电位差,传输到运算放大器 A的信号为零,流过 致冷器 TEC
的电流也为零 。
当环境温度升高时,LD的管芯和热沉温度也升高,使具有负温度系数的 热敏电阻 RT的阻值减小,电桥失去平衡 。
这时 B点的电位低于 A点的电位,运算放大器 A的输出电压升高,V的基极电流增大,致冷器 TEC的电流也增大 致冷端 温度降低,热沉和管芯的温度也降低,因而保持温度恒定 。
这个控制过程可以表示如下：
T(环境 ) →T(LD,热沉 ) →R T→I( 致冷器 ) →T(LD)
ATC的 致冷器和热敏电阻 以及 APC的 PIN-PD封装在 LD管壳内构成的组件如图 3.18所示。
4.2 光接收机
4.2.1 光接收机基本组成直接强度调制,直接检测方式的数字光接收机方框图示于图 4.14。 主要包括：
光检测器,前置放大器,主放大器,均衡器,时钟提取电路,取样判决器 以及 自动增益控制 (AGC)电路 。
图 4.14 数字光接收机方框图光检测器偏压控制前置放大器
AGC
电路均衡器 判决器时钟提取再生码流主放大器光信号
1.
光检测器 是光接收机实现光 /电转换的关键器件,其性能特别是响应度和噪声直接影响光接收机的灵敏度 。
对光检测器的要求如下：
(1) 波长响应要和光纤低损耗窗口 (0.85 μm,1.31 μm和 1.55 μm)
兼容；
(2) 响应度要高,在一定的接收光功率下,能产生最大的光电流；
(3) 噪声要尽可能低,能接收极微弱的光信号；
(4) 性能稳定,可靠性高,寿命长,功耗和体积小 。
目前,适合于光纤通信系统应用的光检测器有 PIN光电二极管和 雪崩光电二极管 (APD)。
2.
前置放大器应是低噪声放大器,它的噪声对光接收机的灵敏度影响很大 。
前放的噪声取决于放大器的类型,目前有三种类型的前放可供选择 (参看 4.2.2节 )。
主放大器 一般是多级放大器,它的作用是：
（ 1） 提供足够的增益
（ 2） 并通过它实现 自动增益控制 (AGC),使输入光信号在一定范围内变化时,输出电信号保持恒定 。
主放大器 和 AGC决定着光接收机的 动态范围 。
3.
均衡的目的：
对经光纤传输,光 /电转换和放大后已产生畸变 (失真 )的电信号进行补偿
使输出信号的波形适合于判决 (一般用具有升余弦谱的码元脉冲波形 ),以消除码间干扰,减小误码率 。
再生电路包括,判决电路 和 时钟提取电路
4.
图 4.14中除光检测器以外的所有元件都是标准的电子器件,
很容易用标准的集成电路 (IC)技术将它们集成在同一芯片上 。
不论是硅 (Si)还是砷化镓 (GaAs)IC技术都能够使集成电路的工作带宽超过 2 GHz,甚至达到 10 GHz。
为了适合高传输速率的需求,人们一直在努力开发单片光接收机,即用,光电集成电路 (OEIC)技术,在同一芯片上集成包括光检测器在内的全部元件 。
对于工作在 1.3~1.6 μm波长的系统,人们需要基于 InP的
OEIC接收机 。
在 1991年试验成功的单路 InGaAs OEIC接收机,其运行速率达 5 Gb/s。
InGaAs OEIC接收机也可以用 混合法实现 。
如图 4.15所示,电元件集成在 GaAs基片上,而光检测器集成在 InP基片上,两个部分通过接触片连接在一起 。
图 4.15 光电集成接收机光检测器电路部分
G a A s 基片
N
＋
- I n P 基片
P - 接触片 N - 接触片
4.2.2 噪声特性光接收机的 噪声有两部分：
外部电磁干扰产生 这部分噪声的危害可以通过屏蔽或滤波加以消除；
内部产生 这部分噪声是在信号检测和放大过程中引入的随机噪声,只能通过器件的选择和电路的设计与制造尽可能减小,一般不可能完全消除 。
我们要讨论的噪声是指内部产生的 随机噪声 。
光接收机 噪声的主要来源是,光检测器的噪声和前置放大器的噪声 。 因为前置级输入的是微弱信号,其噪声对输出信噪比影响很大,而主放大器输入的是经前置级放大的信号,只要前置级增益足够大,主放大器引入的噪声就可以忽略 。
图 4.16 光接收机的噪声等效模型放大器
R
in
<i
2
>
0
S
I
S
E
CR
S
d
<i 2 >
d
S
q
<i 2 >
q
i
p
放大器光电检测器
～
<u 2 >
0
图 4.16示出光接收机的噪声等效模型,由 光检测器 和 放大器两部分组成 。
〈 iq2〉 光检测器的量子噪声 功率谱密度分别表示为 Sq
〈 id2〉 暗电流噪声产生的均方噪声电流 (等效噪声功率 ),其相应的功率谱密度 Sd
ip 光检测器的输出光生电流
R 光检测器的偏置电阻和
C 光检测器的电容 (结电容和其他电容 )
放大器分解为,
理想放大器 相应的功率谱密度 SI
等效噪声电流源 〈 i02〉 相应的功率谱密度 SE
电压源 〈 u02〉,相应的功率谱密度 Rin放大器的输入电阻 。
光检测器等效噪声特性请参看 3.2节的内容。
放大器噪声特性取决于所采用的前置放大器类型,根据放大器噪声等效电路和晶体管理论可以计算 。 常用三种类型前置放大电路示于图 4.17,其输出的 等效噪声功率 NA为：
场效应管 (FET)前置放大器
32
2
2
2 3
)2(8.2]8.24[ BA
g
CkTBA
Rg
KT
R
KTN
mm
A
(4.5)
32
22
2
2
3
2)2()(2]
)//(
)(2[ BA
eI
CkTBA
IRR
KTeI
R
KTN
ccm
c
A
(4.4)
双极型晶体管 (BJT)前置放大器跨阻型前置放大器 - 双极型晶体管
32
22
2
3
2)2()(2]
//
2[ BA
eI
CkTBAeI
RR
KTN
c
c
f
A
(4.6)
跨阻型前置放大器 - 场效应管
32
2
2
2 3
)2(8.2]8.24[ BA
g
CkTBA
Rg
KT
R
KTN
mmf
A
f
(4.7)
图 4.17
(a) 双极型晶体管； (b) 场效应管； (c) 跨阻型偏压
( a )
偏压
( b )
偏压
( c )
R
f
三种类型前置放大器的比较：
(1) 双极型晶体管前置放大器 的主要 特点 是输入阻抗低,
电路时间常数 RC小于信号脉冲宽度 T,因而码间干扰小,适用于高速率传输系统 。
(2) 场效应管前置放大器 的主要 特点 是输入阻抗高,噪声小,高频特性较差,适用于低速率传输系统 。
(3) 跨阻型前置放大器 最大的 优点 是改善了带宽特性和动态范围,并具有良好的噪声特性 。
4.2.3 误码率由于噪声的存在,放大器输出的是一个随机过程,其取样值是随机变量,因此在判决时可能发生误判,把发射的,0”码误判为,1”码,或把,1”码误判为,0”码 。
光接收机对码元误判的概率称为 误码率 (在二元制的情况下,
等于误比特率,BER),用较长时间间隔内,在传输的码流中,
误判的码元数和接收的总码元数的比值来表示 。
码元被误判的概率,可以用噪声电流 (压 )的概率密度函数来计算 。
如图 4.18所示,I1是,1”码的电流,I0是,0”码的电流 。 Im
是,１,码的平均电流,而,0”码的平均电流为 0。 D为判决门限值,一般取 D=Im/2。
图 4.18 计算误码率的示意图
t
I
s
I
m
I
1
( t )
I
0
( t )
判决门限 D
0
在,１,码时,如果在取样时刻带有噪声的电流 I1<D,则可能被误判为,0”码；
在,0”码时,如果在取样时刻带有噪声的电流 I0>D,则可能被误判为,１,码 。
要确定误码率,不仅要知道噪声功率的大小,而且要知道噪声的概率分布 。
光接收机输出噪声的概率分布 十分复杂,一般假设噪声电流 (或电压 )的瞬时值服从高斯分布,其 概率密度函数为,
式中 x是代表噪声这一高斯随机变量的取值,其均值为零,方差为 σ2。
]2e x p [
2
1)(
2
2
xxf (4.8)
在已知光检测器和前置放大器的噪声功率,并假设了噪声的概率分布后,现在可以分别计算,0”码和,１,码的误码率了 。
在发,0”码时,平均噪声功率 N0=NA,NA为前置放大器的平均噪声功率 。
这时没有光信号输入,光检测器的平均噪声功率
ND=0(略去暗电流 )。 由式 (4.8)得到 发,0”码的条件下噪声的概率密度函数为,
]2e x p [
2
1)(
0
2
0
0
0 N
I
N
If
(4.9)
根据误码率的定义,把,0”码误判为,1”码的概率,应等于 I0值超过 D值的概率,即式中 x=I0/
0N
在发,1”码时,平均噪声功率 N1=NA+ND。 ND是在放大器输出端光检测器的平均噪声功率 。
这时噪声电流的幅度为 I1-Im,判决门限值仍为 D,则只要取样值 Im-I1>Im-D或 I1-Im<D-Im,就可能把,１,码误判为,0”
码 。
0
0
2
0
0
01 ]2e x p [2
1,dI
N
I
NP De?
(4.10a)
dxx
ND
]2e x p [21
0/
2
(I0>D) (4.10b)
式中 y=(I1-Im)/ 。
,0”码和,1”码的误码率一般是不相等的,但对于,0”
码和,1”码等概率的码流而言,一般认为 Pe,01=Pe,10时,可以使误码率达到最小 。
1N
)(]2 )(e x p [2 1,1
1
2
1
1
01 m
ID m
e IIdN
II
NP
m
(4.11a)
dyyP NIDe m ]2e x p [21,1/)(
2
01?
(Im-I1)>(Im-D)
(4.11b)
把,1”码误判为,0”码的概率为：
因此,总误码率 (BER)可以表示为：
dxxP
Qe
]2e x p [21
2
(4.12)
式中
Q=
10 N
DI
N
D m
(4.13a)
Q=
10 NN
I m
(4.13b)
Q称为 超扰比,含有信噪比的概念 。 它还表示在对,0”码进行取样判决时,判决门限值 D超过放大器平均噪声电流的倍数 。
0N
由此可见,只要知道 Q值,就可根据式 (4.12) 的积分求出误码率,结果示于图 4.19。 例如,Q=6,BER≈10-9,Q≈7，
BER=10-12。
10
－ 15
10
－ 14
10
－ 13
10
－ 12
10
－ 11
10
－ 10
10
－ 9
10
－ 8
10
－ 7
10
－ 6
10
－ 5
4,5 5 5,5 6 6,5 7 7,5
Q
误码率图 4.19 误码率和 Q的关系
Pr =10lg (4.14)
)](10 )m i n ([ 3 d B mwP
4.2.4 灵敏度灵敏度 是衡量光接收机性能的综合指标 。 灵敏度 Pr的定义是,在保证通信质量 (限定误码率或信噪比 )的条件下,光接收机所需的最小平均接收光功率 〈 P〉 min,并以 dBm为单位 。 由定义得到灵敏度表示光接收机调整到最佳状态时,能够接收微弱光信号的能力 。
提高灵敏度意味着能够接收更微弱的光信号 。
1.
假设光检测器的暗电流为零,放大器完全没有噪声,系统可以检测出单个光子形成的电子 - 空穴对所产生的光电流,这种接收机称为 理想光接收机 。
它的灵敏度只受到光检测器的量子噪声的限制,因为量子噪声是伴随光信号的随机噪声,只要有光信号输入,就有量子噪声存在 。
首先考虑理想光接收机的误码率 。 当光检测器没有光输入时,放大器就完全没有电流输出,因此,0”码误判为,１,
码的概率为 0,即 Pe,01=0。
产生误码的惟一可能就是当一个光脉冲输入时,光检测器没有产生光电流,放大器没有电流输出 。
这个概率,即,1”码误判为,0”码的概率 Pe,10=exp(-n)，
n为一个码元的平均光子数 。
当,0”码和,1”码等概率出现时,误码率为：
Pe= (4.15)
2
1 Pe,01+ Pe,10= exp(-n)
2
1
2
1
现在考虑理想光接收机的灵敏度 。 设传输的 是非归零码
(NRZ),每个光脉冲最小平均光能量为 Ed,码元宽度为 Tb，
一个码元平均光子数为 n,那么 光接收机所需最小平均接收功率为,
式中,因子 2是,0”码和,1”码功率平均的结果,
h=6.628× 10-34J·s为普朗克常数,f=c/λ,f,λ分别为光频率和光波长,c为真空中的光速 。
利用 Tb=1/fb,fb为传输速率； 并考虑光 /电转换时的量子效率为 η。
〈 P〉 min=
bb
d
T
nhf
T
E
22
（ 4.16）
Pr= 10 lg (4.17)
2
bnhcf
对于数字光纤通信系统,一般要求误码率 Pe≤10-9,根据式
(4.15)得到 n≥21。
这表明至少要有 21个光子产生的光电流,才能保证判决时误码率小于或等于 10-9。
设 η=0.7,并把相关的常数代入式 (4.17),计算出的不同 λ和不同 fb的 Pr值列于表 4.1。
这是光接收机可能达到的最高灵敏度,这个极限值是由量子噪声决定的,所以称为 量子极限 。
由表 4.1 我们明显看到了灵敏度与光波长和传输速率的关系 。
把这些关系代入式 (4.16),得到 理想光接收机灵敏度,
-65.7 -59.2-71.1 -63.8灵敏度 pr/dBm
140 62234 140速度 fb/(Mb.s-1)
1.551.31波长 / m
表 4.1理想光接收机的接收机
2,实际光接收机的灵敏度影响实际光接收机灵敏度的因素很多,计算也十分复杂,
这里只作简要介绍 。 利用误码率的公式 (4.12),(4.13)可以计算最小平均接收光功率 。
为此,应建立 超扰比 Q与 入射光功率 的关系 。 在发,0”码的情况下,入射信号的光功率 P0=0,输出光电流 I0=0。 在发,1”
码的情况下,入射信号的光功率 P1和光电流 I1
式中,g为 APD倍增因子 (对于 PINPD,g=1),ρ为光检测器的响应度,〈 P〉 =(P1+P0)/2为,0”码和,１,码的平均光功率 。
（ 4.18）I1=gρP1=2gρ〈 P〉
Q= (4.19)
10
2
NN
Apg
式中,N0和 N1分别为传输,0”码和,1”码时的 平均噪声功率 。
如前所述,在略去暗电流的情况下,
Ag
NNQP
2
)( 10
m i n
（ 4.20）
在放大器输出端,１,码的平均电流 Im=I1A,A为放大器增益，利用式 (4.13)和式 (4.18)得到给定 Q值,便得到 限定误码率的最小平均接收光功率
N0=NA
N1=NA+ND
式中,NA是 前置放大器的平均噪声功率,如式 (4.4)~
式 (4.7)所示； ND是 在放大器输出端光检测器的平均噪声功率,
ND=〈 i2q〉 A2,〈 i2q〉 为 均方量子噪声电流,如式 (3.22)和式
(3.26)所示 。
对于 PIN光电二极管,ND<<NA,g=1,式 (4.20)可以简化为式中 nA=NA/A2是折合到输入端的放大器噪声功率 。
P〉 min=
AA nQ
A
NQ?
(4.21)
设 PIN-PD光接收机的工作参数如下：光波长 λ=0.85 μm，
传输速率 fb=8.448Mb/s,光电二极管响应度 ρ=0.4,互阻抗前置放大器 (FET)的 nA≈10-18。 要求误码率 Pe=10-9,即 Q=6,由式
(4.21)计算得到 〈 P〉 min=1.5× 10-8W,Pr=-48.2 dBm。
这样计算光接收机的灵敏度是一种粗略的方法,其中没有考虑下列因素：波形引起的码间干扰的影响；均衡器频率特性的影响；光检测器暗电流和信号含直流光的影响 。
图 4.20示出典型短波长光接收机灵敏度与传输速率的关系曲线 。 图中误码率限定为 1× 10-9,假设光检测器量子效率
η=0.5,附加噪声系数 x=0.4,暗电流 id=1nA,滚降因子 β=1，
相对脉冲展宽 σ/T=0.3。
由图可见,在限定误码率的条件下,决定光接收机灵敏度的主要因素是：
传输速率和光检测器
前置放大器的噪声特性作为例子,图 4.21示出一个长波长系统的实测误码率和平均接收光功率的关系 。
图 4.20 典型短波长光接收机灵敏度与传输速率的关系的关系
－ 60
－ 55
－ 50
－ 45
－ 40
－ 35
－ 30
－ 25
1 2 4 6 8 10 20 40 60 80 1 0 0 1 4 0
2 0 0 4 0 0 6 0 0
f
b
/ ( M b · s
－ 1
)
P
r
/
d
B
m
P I N - BJ
P I N - F E T
A P D - BJ
A P D - F E T
4.21
A= (4.22)
pg
I m
2
4.2.5 自动增益控制和动态范围放大器是一个普通的宽带高增益放大器,由于前置放大器输出信号幅度较大,所以主放大器的噪声通常不必考虑 。
主放大器一般由多级放大器级联构成,其功能是提供足够的增益 A,以满足判决所需的电平 Im。 Im=I1A,利用式 (4.18)得到式中,g为 APD倍增因子,ρ为 光检测器的响应度,〈 P〉 为
,0”码和,1”码的平均光功率。
主放大器的另一个功能是实现 自动增益控制 (AGC)，使光接收机具有一定的 动态范围,以保证在入射光强度变化时输出电流基本恒定。
DR = 10lg (4.23))(
m i n
m a x dB
p
p
对于 APD光接收机,AGC控制光检测器的偏压和放大器的输出； 对于 PIN光接收机,AGC只控制放大器的输出 。
动态范围 (DR)的定义是：在限定的误码率条件下，光接收机所能承受的最大平均接收光功率 〈 P〉 max和所需最小平均接收光功率 〈 P〉 min的比值，用 dB表示。根据定义动态范围 是光接收机性能的另一个重要指标,它表示光接收机接收强光的能力,数字光接收机的动态范围一般应大于 15
dB。
由于使用条件不同，输入光接收机的光信号大小要发生变化，为实现宽动态范围,采用 AGC是十分有必要的 。 AGC一般采用直流运算放大器构成的反馈控制电路来实现。
4.3 线路编码在光纤通信系统中,从电端机输出的是适合于电缆传输的双极性码 。 光源不可能发射负光脉冲,因此必须进行码型变换,
以适合于数字光纤通信系统传输的要求 。
数字光纤通信系统普遍采用二进制二电平码,即,有光脉冲,表示,１,码,,无光脉冲,表示,0”码 。
简单的二电平码会带来如下问题：
在码流中,出现,１,码和,0”码的个数是随机变化的,
因而直流分量也会发生 随机波动 (基线漂移 ),给光接收机的判决带来困难 。
在随机码流中,容易出现长串连,１,码或长串连,0”码,
这样可能造成位同步信息丢失,给定时提取造成困难或产生较大的定时误差 。
不能实现在线 (不中断业务 )的误码检测,不利于长途通信系统的维护 。
数字光纤通信系统对线路码型的主要要求是保证传输的透明性,具体要求有：
(1) 能限制信号带宽,减小功率谱中的高低频分量 。 这样就可以减小基线漂移,提高输出功率的稳定性和减小码间干扰,
有利于提高光接收机的灵敏度 。
(2) 能给光接收机提供足够的定时信息 。 因而应尽可能减少连,１,码和连,0”码的数目,使,1”码和,0”码的分布均匀,保证定时信息丰富 。
(3) 能提供一定的冗余码,用于平衡码流,误码监测和公务通信 。 但对高速光纤通信系统,应适当减少冗余码,以免占用过大的带宽 。
4.3.1 扰码为了保证传输的透明性,在系统光发射机的调制器前,需要附加一个 扰码器,将原始的二进制码序列加以变换,使其接近于随机序列 。
相应地,在光接收机的判决器之后,附加一个解扰器,以恢复原始序列 。 扰码与解扰可由反馈移位寄存器和对应的前馈移位寄存器实现 。
扰码改变了,１,码与,0”码的分布,从而改善了码流的一些特性 。
例如：
扰码前,1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 …
扰码后,1 1 0 1 1 1 0 1 1 0 0 1 1 …
① 不能完全控制长串连,１,和长串连,0”序列的出现
② 没有引入冗余,不能进行在线误码监测；
③ 信号频谱中接近于直流的分量较大,不能解决基线漂移 。
因为扰码不能完全满足光纤通信对线路码型的要求,所以许多光纤通信设备除采用扰码外还采用其它类型的线路编码 。
扰码 有下列 缺点：
4.3.2 mBnB
mBnB码 是把输入的二进制原始码流进行分组,每组有 m
个二进制码,记为 mB,称为一个 码字,然后把一个码字变换为 n个二进制码,记为 nB,并在同一个时隙内输出 。
这种码型是把 mB变换为 nB,所以称为 mBnB码,其中 m和
n都是正整数,n>m,一般选取 n=m+1。 mBnB码有 1B2B、
3B4B,5B6B,8B9B,17B18B等等 。
1,mBnB
最简单的 mBnB码是 1B2B码,即 曼彻斯特码,这就是 把原码的,０,变换为,01”,把,1”变换为,10”。
因此最大的连,０,和连,１,的数目不会超过两个,例如 1001和 0110。 但是在相同时隙内,传输 1比特变为传输 2比特,
码速提高了 1倍 。
以 3B4B码为例,输入的原始码流 3B码,共有 (23)8个码字,
变换为 4B码时,共有 (24)16个码字,见表 4.2。
为保证信息的完整传输,必须从 4B码的 16个码字中挑选 8
个码字来代替 3B码 。 设计者应根据最佳线路码特性的原则来选择码表 。
例如：在 3B码中有 2个,0”,变为 4B码时补 1个,１,；
在 3B码中有 2个,1”,变为 4B码时补 1个,0”。 而 000用 0001
和 1110交替使用； 111用 0111和 1000交替使用 。 同时,规定一些禁止使用的码字,称为 禁字,例如 0000和 1111。
0111 1111111
0110 1110110
0101 1101101
0100 1100100
0011 1011011
0010 1010010
0001 1001001
0000 1000000
4B3B
表 4.2 3B和 4B的码字作为普遍规则,引入,码字数字和,(WDS)来描述码字的均匀性,并以 WDS的最佳选择来保证线路码的传输特性 。
所谓,码字数字和,,是在 nB码的码字中,用,-1”代表
,0”码,用,+1”代表,１,码,整个码字的代数和即为
WDS。
如果整个码字,１,码的数目多于,0”码,则 WDS为正；
如果,0”码的数目多于,1”码,则 WDS为负；如果,0”码和
,1”码的数目相等,则 WDS为 0。
例如：对于 0111,WDS=+2；对于 0001,WDS=-2；对于 0011,WDS=0。
nB码 的 选择原则是,尽可能选择 |WDS|最小的码字,禁止使用 |WDS|最大的码字 。
以 3B4B为例,应选择 WDS=0和 WDS=± 2的码字,禁止使用 WDS=± 4的码字 。
表 4.3 示出根据这个规则编制的一种 3B4B码表,表中正组和负组交替使用 。
线路码（ 4B）信号码（ 3B）
模式 2（负组）模式 1（正组）
WDS码子WDS码子
-20010+211011117
-21000+201111106
01010010101015
01001010011004
00110001100113
00101001010102
-20001+211100011
-20100+210110000
表 4.3 一种 3B4B码表我国 3次群和 4次群光纤通信系统最常用的线路码型是
5B6B码,其 编码规则如下：
5B码共有 (25)32个码字,变换 6B码时共有 (26)64个码字,
其中 WDS=0有 20个,WDS=± 2有 15个,WDS=-2有 15个,共有
50个 |WDS|最小的码字可供选择 。
由于变换为 6B码时只需 32个码字,为减少连,１,和连
,0”的数目,删去,000011,110000,001111和 111100。
当然禁用 WDS=± 4和 ± 6的码字 。 表 4.4示出根据这个规则编制的一种 5B6B码表,正组和负组交替使用 。 表中正组选用
20个 WDS=0和 12个 WDS=+2,负组选用 20个 WDS=0和 12个
WDS=-2。
线路码（ 6B）信号码（ 5B）
模式 2（负组）模式 1（正组）
WDS码子WDS码子
-2000101+21110101111131
-2001001+21101101111030
-2010001+2101101110129
011100001110001110028
-2000110+21110011101127
011010001101001101026
011001001100101100125
续表
mBnB码是一种分组码,设计者可以根据传输特性的要求确定某种码表 。 mBnB码 的 特点是：
(1) 码流中,0”和,1”码的概率相等,连,0”和连,1”的数目较少,定时信息丰富 。
(2) 高低频分量较小,信号频谱特性较好,基线漂移小
(3) 在码流中引入一定的冗余码,便于在线误码检测 。
mBnB码 的 缺点是 传输辅助信号比较困难 。 因此,在要求传输辅助信号或有一定数量的区间通信的设备中,不宜用这种码型 。
2.
有两种编译码电路：
一种是 组合逻辑电路,就是把整个编译码器都集成在一小块芯片上,组成一个大规模专用集成块,国外设备大多采用这种方法 。
一种是 把设计好的码表全部存储到一块只读存储器
(PROM)内而构成,国内设备一般采用这种方法 。
以 3B4B码为例,码表存储编码器的工作原理示于图 4.22。
首先把设计好的码表存入 PROM内,待变换的信号码流通过串
- 并变换电路变为 3比特一组的码 b1,b2,b3,并行输出作为
PROM的地址码,在地址码作用下,PROM根据存储的码表,
输出与地址对应的并行 4B码,再经过并 - 串变换电路,读出已变换的 4B码流 。
图 4.22 码表存储编码器原理并→串
P R O M
B
1
B
2
B
3
B
4
b
1
b
2
b
3
串→并组别变换
A
B
C
变前时钟已变换的输出 4 B 码流变换时钟待变换输入信号码流图中 A,B,C三条线为组别控制控制线,当 WDS=± 2时,
从 A,B分别送出控制信号,通过 C线决定组别 。
译码器与编码器基本相同,只是除去组别控制部分 。 译码时,把送来的已变换的 4B信号码流,每 4比特并联为一组,
作为 PROM的地址,然后读出 3B码,再经过并 - 串变换还原为原来的信号码流 。
其他的 mBnB码编译码电路原理相同,只是电路复杂程度有所区别而已 。
4.3.3 插入码插入码 是把输入二进制原始码流分成每 m比特 (mB)-一组,
然后在每组 mB码末尾按一定规律插入一个码,组成 m+1个码为一组的线路码流 。 根据插入码的规律,可以分为 mB1C码,
mB1H码和 mB1P码 。
1.
mB1C码 的 编码原理是,把原始码流分成每 m比特 (mB)一组,
然后在每组 mB码的末尾插入 1比特补码,这个 补码 称为 C码,
所以称为 mB1C码 。 补码插在 mB码的末尾,连,0”码和连,1”
码的数目最少 。
mB1C码的结构如图 4.23所示,例如：
mB码为,100 110 001 101……
mB1C码为,1001 1101 0010 1010……
C码的作用是引入 冗余码,可以进行 在线误码率监测 ； 同时改善了,0”码和,1”码的分布，有利于定时提取。
mB1H码是 mB1C码演变而成的,即在 mB1C码中,扣除部分 C码,并在相应的码位上插入一个 混合码 (H码 ),所以称为
mB1H码 。 所插入的 H码可以根据不同用途分为三类：
第一类是 C码,它是第 m位码的补码,用于在线误码率监测；
第二类是 L码,用于区间通信；
第三类是 G码,用于帧同步,公务,数据,监测等信息的传输 。
图 4.23 mB1C码的结构
mB C mB C mB CC
常用的插入码是 mB1H码,有 1B1H码,4B1H码和 8B1H
码 。 以 4B1H码 为例,它的 优点是 码速提高不大,误码增值小；
可以实现在线误码检测,区间通信和辅助信息传输 。
缺点是 码流的频谱特性不如 mBnB码 。 但在扰码后再进行
4B1H变换,可以满足通信系统的要求 。
在 mB1P码中,P码称为 奇偶校验码,其作用和 C码相似,
但 P码有以下两种情况：
(1) P码为奇校验码时,m+1 个码内
,1”码的个数为奇数,例如：
mB码为,100 000 001 110……
mB1P码为,1000 0001 0010 1101……
当检测得 m+1个码内,１,码为奇数时,则认为无误码 。
(2) P码为偶校验码时,m+1 个码内
,１,码的个数为偶数,
例如：
m B码为,100 000 001 110……
mB1P码为,1001 0000 0011 1100……
m+1 个码内,１,码为偶数时,则认为无误码 。
2.
和 mBnB码不同,mB1H码没有一一对应的码结构,所以
mB1H码的变换不能采用码表法,一般都采用 缓存插入法 来实现 。
图 4.24示出 4B1H编码器原理,它由缓存器,写入时序电路,插入逻辑和读出时序电路四部分组成 。 4B1H码是每 4个信号码插入一个 H码,因此变换后码速增加 1/4。
设信号码的码速为 34 368 kb/s,经 4B1H变换后,线路码的码速为 (5/4)34 368 kb/s=42 960 kb/s。 34 368 kb/s的 NRZ信号码送入缓存器 。
图 4.24 4B1H编码器原理
D
4
D
3
D
2
D
1
D
0
B
1
B
2
B
3
B
4
H
插入逻辑缓存器
3 4 3 6 8 k b / s
N R Z
A B C
写入时序
( 四分频)
读出时序
( 五分频)
4 2 9 6 0 k b / s
N R Z
4 2 9 6 0 k H z
CP
3 4 3 6 8 k H z
CP
缓存器 是 4D触发器,它利用锁相环中的 4分频信号作为写入时序脉冲,随机但有顺序地把 34 368 kb/s信号码流分为 4比特一组,与 H码一起并联送入插入逻辑 。
插入逻辑电路实际上是一个 5选 1的电路,它利用锁相环中
5分频电路输出读出时序脉冲 。 由插入逻辑输出码速为 42 960
kb/s的 4B1H码 。
图 4.25示出 4B1H译码器原理,它由 B码还原,H码分离,
帧同步和相应的时钟频率变换电路组成 。 把 42960 kb/s的 4B1H
码加到缓存器,因 4B1H码是 5比特为一组,所以缓存器应有 5
级,并用不同的时钟写入 。
图 4.25 4B1H译码器原理缓冲寄存器
B
1
B
2
B
3
B
4
B
码还原频率变换
H
码分离帧同步
G
C
L
1
L
2
CP
4 2 9 6 0 k H z
4 2 9 6 0 k b / s
N R Z
3 4 3 6 8 k b / s
N R Z
告警
H
频率变换电路要保证向各个部分提供所需的准确时钟信号 。 通过缓存器,实际上已把 B码和 H码分开,只要用 34 368
kHz的时钟把 B码按顺序读出,B码就还原了 。
B码的还原电路实际上就是并串变换电路,由 4选 1电路来实现 。
数字光纤通信系统常用几种线路码的主要性能列于表 4.5。
