第 4章 光检测器和光接收器
?光检测器的工作原理
?光检测器的特性参数
?光 接 收 机
?光收发合一模块
?光纤通信技术的回顾和展望
4.1 光检测器的工作原理
光检测器的作用是将接收到的光信号转换成电流信号。其工作过程的基
本机理是光的吸收，见第 1章 1.1节。当能量超过禁带宽度 Eg的光子入射到半导
体材料上时，每一个光子若被半导体材料吸收将会产生一个电子 -空穴对，如果
此时在半导体材料上加上电场，电子 -空穴对就会在半导体材料中渡越，形成光
电流。图 4.1.1说明了光检测器的工作原理。
图 4.1.1 光检测器的工作原理
左侧入射的信号光透过 P＋区进入耗尽区，当 PN结上加反向偏置电压时，
耗尽区内受激吸收生成的电子 -空穴对分别在电场的作用下做漂移运动，电子向 N
区漂移，空穴向 P＋区漂移，从而在外电路形成了随光信号变化的光生电流信号。
耗尽区的宽度由反向电压的大小决定。符号 P＋表示重掺杂区。
dtr v
wt ?
dv trt
4.1.1 PIN光检测器
PIN光检测器也称为 PIN光电二极管，在此,PIN的意义是表明半导体材料的结构,P+
和 N型半导体材料之间插入了一层掺杂浓度很低的半导体材料（如 Si），记为 I，称为
本征区，如图 4.1.2所示。
图 4.1.2 PIN光电二极管
在图 4.1.1中，入射光从 P+区进入后，不仅在耗尽区被吸收，在耗尽区外也被吸收，它
们形成了光生电流中的扩散分量，如 P+区的电子先扩散到耗尽区的左边界，然后通过
耗尽区才能到达 N区，同样,N区的空穴也是要扩散到耗尽区的右边界后才能通过耗
尽区到达 P+区。我们将耗尽区中光生电流称为漂移分量，它的传送时间主要取决于耗
尽区宽度。显然扩散电流分量的传送要比漂移电流分量所需时间长，结果使光检测
器输出电流脉冲后沿的拖尾加长，由此产生的时延将影响光检测器的响应速度。设
耗尽区宽度为 w，载流子在耗尽区的漂移时间可由下式计算，即 （ 4.1.1）
是载流子的漂移速度；
如果耗尽区的宽度较窄，大多数光子尚未被耗尽区吸收，便已经到达了 N区，而在这
部分区域，电场很小，无法将电子和空穴分开，所以导致了量子效率比较低。
的典型值为 100ps。
实际上, PN结耗尽区可等效成电容, 它的大小与耗尽区宽度的关系如下：
（ 4.1.2）
式中, ? 是半导体的介电常数； A是耗尽区的截面积 。 Cd的典型值为 1～ 2pF。 可见,
耗尽区宽度 w越窄, 结电容越大, 电路的 RC时间常数也越大, 不利于高速数据传输 。
考虑到漂移时间和结电容效应, 光电二极管的带宽可以表示成
（ 4.1.3）
式中, RL是负载电阻 。
由上述分析可知, 增加耗尽区宽度是非常有必要的 。
由图 4.1.2可见, I区的宽度远大于 P+区和 N区宽度, 所以在 I区有更多的光子被吸收,
从而增加了量子效率；同时, 扩散电流却很小 。 PIN光检测器反向偏压可以取较小的
值, 因为其耗尽区厚度基本上是由 I区的宽度决定的 。
当然, I区的宽度也不是越宽越好, 由式 （ 4.1.1） 和式 （ 4.1.3） 可知, 宽度 w越大,
载流子在耗尽区的漂移时间就越长, 对带宽的限制也就越大, 故需综合考虑 。 由于
不同半导体材料对不同波长的光吸收系数不同, 所以本征区的宽度选取也各不相同 。
例如 Si PIN光吸收系数比 InGaAs PIN小两个数量级, 所以它 的本征区宽度大约是
40?m,而 InGaAs PIN本征区宽度大约是 4?m。 这也决定了两种不同材料制成的光检
测器带宽和使用的光波段范围不同, Si PIN用于 850nm波段, InGaAs PIN则用于
1310nm和 1550nm波段 。
wAC ??d
? ?)/()/(2 1 LdPD wARvwB ????
4.1.2 APD光检测器
APD光检测器也称为雪崩光电二极管
（ Avalanche Photodiode），其工作机理如下：入射信
号光在光电二极管中产生最初的电子 -空穴对，由于光
电二极管上加了较高的反向偏置电压，电子 -空穴对在
该电场作用下加速运动，获得很大动能，当它们与中性
原子碰撞时，会使中性原子价带上的电子获得能量后跃
迁到导带上去，于是就产生新的电子 -空穴对，新产生
的电子 -空穴对称为二次电子 -空穴对。这些二次载流子
同样能在强电场作用下，碰撞别的中性原子进而产生新
的电子 -空穴对，这样就引起了产生新载流子的雪崩过
程。也就是说，一个光子最终产生了许多的载流子，使
得光信号在光电二极管内部就获得了放大。
从结构来看,APD与 PIN的不同在于增加了一
个附加层 P，如图 4.1.3所示。在反向偏置时，夹在 I层
与 N+层间的 PN+结中存在着强电场，一旦入射信号光
从左侧 P+区进入 I区后，在 I区被吸收产生电子 -空穴对，
其中的电子迅速漂移到 PN+结区,PN+结中的强电场便
使得电子产生雪崩效应。
图 4.1.3 APD光电二极管
与 PIN光检测器比较起来, 光电流在器件内部就得到了放大, 从而避免了由外部电子
线路放大光电流所带来的噪声 。 我们 从统计平均的角度设一个光子产生 M个载流子,
它等于 APD光电二极管雪崩后输出的光电流 IM与未倍增时的初始光电流 IP的比值
（ 4.1.4）
式中, M称为倍增因子 。 倍增因子与载流子的电离率有关, 电离率是指载流子在漂移
的单位距离内平均产生的电子 -空穴对数 。 电子电离率与空穴电离率是不相同的, 分
别 用 和表示, 它们与反向偏置电压, 耗尽区宽度, 掺杂浓度等因素有关, 记为
（ 4.1.5）
式中, kA为电离系数, 它是光检测器性能的一种度量 。 对 M的影响可由下式给出, 即
（ 4.1.6）
当 时, 仅有电子参与雪崩过程,, 增益随 w指数增长；当 且 时, 由式
（ 4.1.6） 可得, 出现雪崩击穿 。 通常, M值的范围在 10~500之间 。
APD光电二极管出现雪崩击穿是因为所加的反向偏置电压过大, 考虑到 M与反向偏置
电压之间的密切关系, 常用经验公式描述它们的关系, 即
（ 4.1.7）
式中, n是与温度有关的特性指数, n = 2.5～ 7； VBR是雪崩击穿电压, 对于不同的半
导体材料, 该值从 70～ 200V不等； V为反向偏置电压, 一般取其为 VBR的 80%～ 90%。
APD管使用时必须注意保持工作电压低于雪崩击穿电压, 以免损坏器件 。
nBR )V/V(1
1M ??
e? h?
e
hA ???k
Ak
A)1(
A
eAe
1 kkM wk ??? ?? ?
0h?? wM ee?? 1e ?w? 1A?k
P
MIIM?
4.2 光检测器的特性参数 4.2.1 光检测器性能参数
1,量子效率
入射光 （ 功率为 Pin） 中含有大量光子, 能转换为光生电流的光子数和入射的总光子数之
比称为量子效率, 它的计算由下式给出, 即
（ 4.2.1）
式中, q为电子电荷 （ 1.6× 10－ 19C） ； IP为产生的光电流； h为普朗克常数； v为光子的
频率 。 量子效率的范围在 50%～ 90%之间 。
2,响应度
光检测器的光电流与入射光功率之比称为响应度, 有
（ 4.2.2）
响应度的单位是 A/W。 该特性表明光检测器将光信号转换为电信号的效率 。 R的典型值
范围是 0.5~1.0A/W。 例如, Si光检测器在波长为 900nm时, R值是 0.65 A/W； Ge光检测
器的 R值是 0.45 A/W（ 1300 nm时 ） ； InGaAs在波长为 1300nm和 1550nm时, 响应度分别
是 0.9 A/W和 1.0 A/W。
对于给定的波长, 响应度是一个常数, 但是当考虑的波长范围较大时, 它就不是常数了 。
随着入射光波长的增加, 入射光子的能量越来越小, 如果小于禁带宽度时, 响应度会在
截止波长处迅速下降 。
响应度与量子效率的关系为
（ 4.2.3）
考虑到 APD光检测器的雪崩效应, 它的响应度可表示为
（ 4.2.4）
APD光检测器的响应度在 0.75～ 130之间 。
?? hP qI //inP?
in
PPIR?
??hqR?
P I NA P D MRhMqR ?? ??
3．响应光谱
为了产生光生载流子，入射光子的能量必须大于光检测器材料的禁带宽度，即满足条件
（ 4.2.5）
常用半导体材料的禁带宽度和对应波长见表 4.1。
表 4.1 常用半导体材料的禁带宽度和对应波长
gEh ??
半导体材料 禁带宽度 Eg/eV 波长 /nm
Si 1.17 1067
半导体材料 禁带宽度 Eg/eV 波长 /nm
Ge 0.775 1610
GaAs 1.424 876
InP 1.35 924
AlGaAs 1.42~1.92 879~650
InGaAs 0.75~1.24 1664~1006
InGaAs 0.75~1.35 1664~924
式（ 4.2.5）也可以表示成
（ 4.2.6）
式中,?c称为截止波长。也就是说，对确定的半导体检测材料，只有波长小于截止波
长的光才能被检测到，并且探测器的量子效率随着波长的变化而变化，这种特性被
称做响应光谱。所以光检测器不具有通用性，各种材料的响应光谱不同。常用的光
电半导体材料有 Si,Ge,InGaAs,InGaAsP,GaAsP等，图 4.2.1示出了几种材料的响
应光谱。
图 4.2.1 半导体材料的响应光谱
cg ?? ?? Ehc
4,响应时间
响应时间是用来反映光检测器对瞬变或高速调制光信号响应能力的参数 。 如前所述,
它主要受以下三个因素的影响,① 耗尽区的光载流子的渡越时间； ② 耗尽区外产生
的光载流子的扩散时间； ③ 光电二极管及与其相关的电路的 RC时间常数 。
响应时间可以用光检测器输出脉冲的上升时间和下降时间来表示 。 当光电二极管的
结电容比较小时, 上升时间和下降时间较短且比较一致；当光电二极管的结电容比
较大时, 响应时间会受到负载电阻与结电容所构成的 RC时间常数的限制, 上升时间
和下降时间都较长 。
一般光检测器的产品技术指标中给出的是上升时间, 对于 PIN管而言, 通常上升时间
tr <1ns；对于 APD管而言, 该值小于 0.5 ns。
光检测器的带宽与上升时间成反比, 它们的关系可表示为
（ 4.2.7）
5,暗电流
暗电流是指光检测器上无光入射时的电流 。 虽然没有入射光, 但是在一定温度下,
外部的热能可以在耗尽区内产生一些自由电荷, 这些电荷在反向偏置电压的作用下
流动, 形成了暗电流 。 显然, 温度越高, 受温度激发的电子数量越多, 暗电流越大 。
对于 PIN管, 设温度为 T1时的暗电流为 Id(T1),当温度上升到 T2时则有
（ 4.2.8）
式中, C是经验常数, Si光电二极管的 C值为 8。
暗电流最终决定了能被检测到的最小光功率, 也就是光电二极管的灵敏度 。
根据所选用半导体材料的不同, 暗电流的变化范围 在 0.1～ 500 nA之间 。
r
35.0tB?
CTTTITI /)(1d2d 122)()( ???
4.2.2 光检测器的噪声
光检测器的噪声是限制光纤通信系统接收机灵敏度的关键因素, 其噪声源有以下几种 。
1,散粒噪声
式 （ 4.2.2） 说明, 如果入射光功率是一恒定值, 光生电流就是一个常量 。 而实际上, 光
生电流是一个随机变量, 它围绕着某一平均统计值而起伏, 这种起伏称做散粒噪声的电
流起伏 is(t)。 考虑散粒噪声电流的影响后, 光电二极管中的光生电流表示为
（ 4.2.9）
式中, IP为平均电流 。 散粒噪声可以用均方散粒噪声电流表示, 即
（ 4.2.10）
式中, B是带宽, 它与我们的考察点有关, 如果考察点在光电二极管的输出端, 则 B为光
电二极管的带宽；如果考察点在光检测器后的判决电路端, 则 B为接收机的带宽 。 需要说
明的是, 式 （ 4.2.9） 已经考虑了暗电流的影响 。
对于雪崩光电二极管, 散粒噪声受到了雪崩效应的影响, 其计算公式为
（ 4.2.11）
式中, FA称为过剩噪声指数, 它由下面的公式计算, 即
（ 4.2.12）
式中, kA是电离系数, 它与选用的半导体材料有关, 对于 Si,kA为 0.03；对于 Ge,kA为
0.8；对于 InGaAs,kA为 0.5。
式 （ 4.2.12） 表明, 为了得到较小的过剩噪声指数, 就需要有较小的电离系数, 这就是为
什么用 Si材料制作的 APD性能要优于其他材料制作的 APD的原因 。
当电离过程仅仅是由电子引起的时候, ? h = 0,kA= 0,此时 FA的极限值为 2。
散粒噪声属于白噪声, 为了降低它的影响, 通常在判决电路之前使用低通滤波器, 使得
信道的带宽变窄 。
)()( sp tiItI ??
BIIqti )(2)( dP2s2s ??????
BIIFqMti )(2)()A P D( dPA22s2s ??????
)/12)(1( AAA MkMkF ????
2．热噪声
温度变化导致的瞬间电子数目围绕其平均值的起伏称为热噪声。热噪声由均方热噪
声电流表示，即
（ 4.2.13）
式中,kB为玻耳兹曼常数（ 1.38× 10－ 23J/K）； T为热力学温度； RL为负载电阻。式
（ 4.2.13）适用于 PIN和 APD光检测器。
3,1/f噪声
除了散粒噪声和热噪声以外，光电二极管还存在 1/f噪声，顾名思义，该噪声与频率
成反比，一般而言，它的影响只在低频范围内，当信号的调制频率大于 100MHz时，
就可以忽略它对光电二极管输出信号的作用了。
综上所述，光电二极管总的噪声电流均方值可以表示为
（ 4.2.14）
在实际使用中，噪声也可以用单位带宽的电流均方根表示，对于散粒噪声，有
（ 4.2.15）
BRTkti )/4()( LB2T2T ?????
2T2s2 ??? ??
)(2/ dPssN IIqBii ???
图 4.2.2 PIN光电二极管
（深圳飞通光电股份有限公司提供）
4.2.3 光检测器产品介绍
1,PIN产品及参数
PIN光电二极管具有较好的光电转换线性度、响应速度快、不需要高的工作电压等优点，
得到了广泛的应用。图 4.2.2为 PIN管的外形图。表 4.2为其性能指标。
表 4.2 长波长 PIN管性能指标 （深圳飞通光电股份有限公司提供 ）
参数 符号 测试条件 最小 典型 最大 单位
波长 ? 1100 — 1600 nm
暗电流 Id VR = 5V,25℃ — 1 5 nA
响应度（ 1310nm） R VR = 5V,? = 1310nm 0.80 — — A/W
饱和光功率 P VR = 5V — — 10 mW
光敏面直径 ? — 75 — ?m
上升、下降时间 t r,tf RL = 50? — 0.1 — ns
电容 C VR = 5V — — 0.75 pF
表 4.2中的饱和光功率决定了光电流作为光功率的线性关系的最大功率值。
当入射光功率比较大时，光生电流不再与输入功率成正比，而是呈饱和趋势，式
（ 4.2.2）不再成立。光敏面直径则决定了光电二极管的激活区，当光从光纤耦合到
光电二极管必须考虑该参数的作用，应选择合适的透镜系统，使得光电二极管的感
光区达到最大光覆盖。制造商在很多产品中已经解决了光纤到光电二极管的耦合问
题，如图 4.2.2所示的带有尾纤的产品。电容的数值依赖于所加的反向偏振电压，所
以表 4.2中给出了测试条件。
除了上述的性能指标外，还有该光电二极管额定极限值，它们是：存储温
度为 -40℃ ～ +85℃,工作温度为 -40℃ ～ +85℃,反向电压为 30V。
光电二极管的输出电流比较小，必须在它后面加放大器，对微弱的电流信号进行放
大，将光电二极管和放大器制作在一起就是光检测器组件。如 PIN-TIA组件和 APD-
TIA组件，其中 TIA称为互阻放大器，它可以将电流信号转换成电压信号，在光接收
机中，常将它称为前置放大器。
图 4.2.3 APD-TIA光检测器
（深圳飞通光电股份有限公司提供）
2,APD产品及参数
图 4.2.3示出了传输速率为 2.5GBb/s,APD-TIA同轴带尾纤的光检测器组件示意图，它具
有内置的 AGC电路，差分输出，采用 5针带尾纤封装。
表 4.3给出了该 APD-TIA组件的光电性能。
参 数 符号 测 试 条 件
范 围
单位最小值 典型值 最大值
响应波长 ? — 1260 — 1580 nm
APD击穿电压 VBR Id = 100?A,Tc = +25℃ 50 — 70 V
VBR温度系数 ? Tc = -20℃ ~+85℃ — 0.126 — V/℃
工作电流 DC 35 50 65 mA
响应度 R Pin = -30dBm,?= 1310nm,M = 1 0.75 0.85 — A/W
带宽（ -3dB） AC,RL = 50?,M = 10,? = 1310nm,Pin = -30dBm 1.5 1.8 — GHz
输出阻抗 Z0 差分输出 40 60 80 ?
跨阻 Zt 差分输出,f = 100MHz 1.6 2 2.5 k?
饱和光功率 Ps AC,RL = 50?,NRZ,2.48832Gb/s,PRBS = 2
23-1,
RER = 10-10,? = 1550nm -7 -5 — dBm
灵敏度 Pr AC,RL = 50?,NRZ,2.48832Gb/s,PRBS = 2
23-1,
RER = 10-10,? = 1550nm — -33 -31 dBm
光反射 ORL ?= 1310nm，单模光纤 — — -30 dB
APD-TIA的极限额定参数有,TIA工作电压（ +5V），
TIA工作电流（ 70mA）,APD偏置电压（ VBR），
APD偏置电流（ 2mA）等。
使用光电二极管的注意事项有：①静电防护，仪器设
备、工具、电路板接地良好，操作者需穿戴防静电服
并通过高电阻接地；②焊接温度不超过 260℃,焊接时
间不超过 10s；③严禁超过额定极限电压。
4.3 光 接 收 机
4.3.1 光接收机的组成
光接收机的作用是将光纤终端的光信号转换为电信号，然后进行放大、处理，
最后还原成原始的电信号形式。光接收机是光纤通信系统的重要组成部分，它的性能的
优劣直接影响了整个光纤通信系统的性能。
光纤通信系统分模拟和数字两种传输系统。在这两种不同系统中采用的光接收
机分别称为模拟光接收机和数字光接收机。模拟光接收机比较简单，方框图如图 4.3.1
（ a）所示，光检测器的输出信号经低噪声前置放大器放大后，送入主放大器做进一步
放大处理，然后根据模拟信号的调制方式，选择相应的解调器，解调后的信号即为所需
的模拟电信号。模拟光接收机的技术指标将在第 6章中讨论。
数字光接收机方框图如图 4.3.1（ b）所示，考虑到数字系统的普及性，本节重
点介绍数字光接收机各部分的功能及相关的技术指标。
如图 4.3.1所示，光接收机主要由光检测器、前置放大器、主放大器、滤波器、判决
电路、时钟恢复电路、自动增益控制电路等电路组成。各部分的功能叙述如下。
1,前置放大器
从光检测器输出的电流信号十分微弱, 必须经过前置放大器放大, 前置放大器在光
接收机中起关键作用, 要求它有足够小的噪声, 适当的带宽和一定的增益 。 前置放
大器有多种类型, 如双极型晶体管前置放大器, 场效应晶体管互阻抗前置放大器,
PIN-FET（ PIN管与场效应管 ） 前置放大器组件等 。 图 4.3.2示出了被广泛采用的放大
器原理图, 其输出电压为
（ 4.3.1）
互阻放大器的主要优点是：动态范围较宽；输出阻抗小, 不易感应耦合噪声；性能
稳定, 容易通过调节 RF控制增益 。
2,增益可调节的主放大器
前置放大器输出信号的幅度对于信号的判决是不够的, 因此还需主放大器做进
一步的放大 。 主放大器除了将前置放大器输出的信号放大到判决电路所需要的信号
电平外, 还起着调节增益的作用 。 当光电检测器输出的信号出现起伏时, 通过光接
收机的自动增益控制电路对主放大器的增益进行 调整, 即输入信号越大, 增益越小,
反之, 对于小的信号呈现较大的增益, 这样主放大器的输出信号幅度在一定范围不
受输入信号的影响 。 一般主放大器的峰 -峰值输出大约是几伏 。
FPout RIv ?
图 4.3.2 互阻放大器作为前置放大器
3．滤波器
在数字光纤通信系统中，光脉冲从光发射机输出，经过光纤长距离传输，由于
光纤色散的影响，波形将出现拖尾，系统中其他的器件，如光放大器、光检测器等，因
其带宽的限制和非理想的传输特性，会使光脉冲发生畸变，同时加剧码元间的串扰，造
成判决电路误判，产生误码。所以在判决电路前必须加滤波器对已发生畸变和有严重码
间干扰的信号进行均衡，使其尽可能地恢复原来的状况，以利于定时判决。
滤波器的机理可以用图 4.3.3的波形说明。图 4.3.3（ a）中的波形表示单个已经
发生拖尾现象的码元，在其他码元的判决时刻，其存在的拖尾会对其他码元造成串扰。
但经过滤波器后输出的波形，在本码元判决时刻，波形的瞬时值为最大值；而这个码元
波形的拖尾在邻码判决时刻的瞬时值应为零。这样，即使经过滤波均衡以后的输出波形
仍有拖尾，但是这个拖尾在邻码判决的这个关键时刻为零，从而不干扰对相邻码元的判
决，上述这种情况可从图 4.3.3（ b）中明显地看出。
图 4.3.3 滤波器均衡波形示意图
4．时钟恢复和判决电路
为了能从滤波器的输出信号判决出是,0”码还是,1”码，首先要设法知道应在什么
时刻进行判决，亦即应将混合在信号中的时钟信号（又称定时信号）提取出来，这
是时钟恢复电路应该完成的功能。接着再根据给定的判决门限电平，按照时钟信号
所“指定”的瞬间来判决由滤波器送过来的信号，若信号电平超过判决门限电平，
则判为,1”码；低于判决门限电平，则被判为,0”码。上述信号再生过程，可从图
4.3.4中十分明显地看出来。
图 4.3.4 信号再生示意图
4.3.2 光接收机的技术指标
灵敏度是光接收机最重要的参数，它表征光接收机调整到最佳工作状态
时，接收机接收微弱信号的能力。对于模拟光接收机而言，则是光接收机工作在
规定信噪比 SNR（ Signal Noise Ratio）所要求的最小平均接收光功率；对于数字
光接收机而言，它等于在满足特定误码率 BER（ bit error rate）条件下，光接收机
所需的最小平均光功率，通常，数字光接收机要求的误码率小于 10－ 9，也即要求
1× 109个码元中最多有 1个错码。由于灵敏度与误码率密切相关，所以先讨论数字
光接收机误码率的决定因素，然后再介绍灵敏度的表达式及与误码率的关系。
1．误码率
误码率的定义是
（ 4.3.2）
造成误码的原因很多，如光纤的色散、光电二极管的噪声、前置放大器的噪声等，
在这里讨论的是光接收机噪声对误码率的影响。
为了计算光接收机的误码率，必须知道滤波器输出信号的概率分布。图 4.3.5（ a）为
比特 1和比特 0的脉冲电平示意图，记接收比特 1和比特 0的概率密度函数分别为 p (v/1)、
p (v/0)，如图 4.3.5（ b）所示，判决电平为 vth。显然，在判决时刻将比特 1误判成 0的
概率是 p (v/1)曲线中 v≤ vth的概率，它由下式计算，即
（ 4.3.3）
式中,P1的下标 1表示应出现比特 1。同样，判决时刻将比特 0误判成 1的概率即是曲线
中的概率可表示为
（ 4.3.4）
下标 0表示应出现比特 0。假设比特 1和 0到达的概率相同，都是 1/2，误码率则为
（ 4.3.5）
总的比特数出错的比特数?B ER
? ??? th d)1/(1 v vvpP
? ?? th d)0/(0 v vvpP
)(21BER 01 PP ??
图 4.3.5 误码率的判定
滤波器输出信号在抽样时刻的统计特性常用高斯分布近似来描述, 高斯分布的概率
密度为
（ 4.3.6）
式中, m为高斯随机变量的均值, 也称为数学期望；为方差 。
利用概率密度函数便可计算 P1和 P0。 设比特 1对应的高斯输出均值和方差分别是 b1和,
比特 0对应的高斯输出均值和方差分别是 b0和, 如图 4.3.6所示 。
?????? ???? 2 22 )(e x p2 1)( ?? mxxf
图 4.3.6 比特 1和比特 0的高斯噪声统计特性
先考虑发送比特 0的情况, 此时的误码是由于噪声超过了阈值, 从而误判成 1。 运用
式 （ 4.3.4） 和式 （ 4.3.6）, 可得
（ 4.3.7）
其次考虑发送比特 1的情况, 此时的误码是由于抽样的信号加噪声落在阈值以下 。 这
种情况的概率是
（ 4.3.8）
引入互补误差函数
（ 4.3.9）
则式 （ 4.3.7） 和式 （ 4.3.8） 可分别表示成
（ 4.3.10）
（ 4.3.11）
可以证明, 选取合适的, 满足下列关系
（ 4.3.12）
此时, 误码率 BER最小, 即
（ 4.3.13）
式中的近似表达式是由互补误差函数的渐进展开式而来 。
vbvvvfvvpP vvv d2 )(e x p2 1d)(d)0/( ththth 2
0
20
000 ???
??? ?
?
??
?
? ??
???? ??
vvbvvfvvpP vvv d2 )(e x p2 1d)(d)1/( ththth 2
1
21
111 ??? ?????? ??
??
?
? ??
???? ??
? ? ??? x yyx d)e xp (2)(e r f c 2
)2(e r f c21d2 )(e x p2 1
0
0th2
0
20
00 th ???
bvvbvP
v
???
?
??
?
? ??
?? ?
?
)2(e r f c21d 2 )(e x p2 1
1
th12
1
21
11
th ??? vbvvbP v ???
?
??
?
? ??
?? ? ??
Qvbbv ???? 1 th10 0th ??
)2e x p (2 1)2(e r f c21B E R 2QQQ ????
thv
下面分析一下 Q的物理意义。由式（ 4.3.12）可以得到的表达式为
（ 4.3.14）
将式（ 4.3.14）带回到式（ 4.3.12）中，参数 Q又可以表示成
（ 4.3.15）
式中的分子（ b1-b0）是比特 1和比特 0的平均电压之差，分母（）则是在比特 0和比特
1电平上的噪声电压的均方根值。如果比特 0对应的平均电压等于零，则 Q就是信号电
压与噪声电压之比，所以称 Q为数字信噪比。显然,Q值越大，误码率就越小。图
4.3.7显示了 BER与 Q的关系曲线。对于误码率小于 1× 10－ 9的要求，可以查到 Q = 6；
如果希望 BER< 1× 10－ 12，必须使 Q > 7。
图 4.3.7 BER与 Q的关系曲线
10
0110th ?? ?? ??? bbv
10
01 ?? ??? bbQ
2,量子极限
假设光检测器具有理想特性, 量子效率为 1,且无热噪声, 无暗电流, 这样没有光功
率入射时, 就没有电子 -空穴对产生 。 在该条件下, 就可以得到数字系统中对于给定
误码率所要求的最小接收光功率, 这个最小接收到的功率值就是量子极限 。 量子极
限的计算公式如下：
（ 4.3.16）
式中, Np是比特 1所含的平均光子数； B为比特率 。
Np值取决于所需达到的特定比特率 。 对于理想光检测器, 已经不能用前述的高斯分
布来描述噪声特性, 而是应用泊松分布形容电子 -空穴对产生的起伏, 即
（ 4.3.17）
式中, n为 Np个光子产生的电子 -空穴对数, 光功率入射到光检测器上而没有产生电
子 -空穴对的概率是
（ 4.3.18）
由此可以推导得出误码率的表达式
（ 4.3.19）
由式 （ 4.3.19） 可以算得, 当要求时, Np = 9 ln 10 ? 21,也就是说, 每个比特 1含有的
平均光子数应至少为 21个, 这就是所谓的量子极限值 。 用式 （ 4.3.16）, 可以得到对
于确定波长, 比特率, 量子极限的功率要求 。
量子极限是对系统特性的基本物理限制, 大多数接收机的灵敏度要比量子极限高出
20dB左右 。
?2pr hcBNP ??
!e)()(
p
p nNnP
Nn ??
pe)0( NP ??
peBER N??
3,灵敏度
光接收机的灵敏度与诸多因素有关, 比如光检测器的灵敏度, 前置放大器的类型和
噪声特性, 光脉冲形状, 非理想均衡等, 计算方法有很多种, 也较为复杂, 这里仅
仅给出一种计算的公式, 对它的推导过程就不再赘述 。
光接收机中光检测器类型的不同, 灵敏度的计算方法也不一样 。 对于 PIN检测器, 光
接收机的灵敏度可表示为
（ 4.3.20）
式中, E是消光比, 此处的定义是, P0,P1分别为传输比特 1和比特 0的功
率； Q为数字信噪比； h是普朗克常数； c是光速； ?是光波长； 是考虑光
检测器和放大器等因素在内的接收机噪声电流的均方根值, 它也与光接收机的带宽
有关 。
对于 APD光接收机, 如果忽略其暗电流的话, 灵敏度为
（ 4.3.21）
式中, ； FA为过剩噪声指数； I1为与波形有关的参数, 其值一般在 1～ 3.2
之间； Rb为比特率； M为倍增因子 。
当光接收机灵敏度一定时, 由式 （ 4.3.21） 可见, 需要的信号功率随着雪崩增益增大
而减小 。 但同时, 过剩噪声指数也增大 。 可见存在一个倍增因子的最优值 Mopt,使得
灵敏度为最小值 。 由于过剩噪声指数是一个与材料有关的量, 光接收机的灵敏度与
光检测器材料密切相关, 计算说明, 小的电离系数 kA值对灵敏度具有明显的改善作用 。
2/12aP I Nr,)(11 ????? iqhcQEES ?
??
???
??
??? ?
?
??
?
? ???
????
??
?
?
?
??
?
??
?
?
?
?? 2/1
2
2a
2
2b1Ab1A
A P Dr,)1()2(1
1
1
1
M
i
E
ERIq QF
E
ERIq QF
E
EAS
10 / PPE?
2/12a ??i
)/( ?qhcQA ?
4.4 光收发合一模块
光收发合一模块 是将传统分离的发射、接收组件合二为一的一种新型光电器件，其应用
的领域包括千兆以太网、同步数字传输系统（ SDH /SONET）,CWDM,CDMA光纤直放站、光纤
通道、城域网等，传输速率分为 155Mb/s,622Mb/s,1.25Gb/s,2.5Gb/s,10Gb/s等，采用的波长为
850nm,1310nm,1550nm，传输距离从几百米到一百多千米。
光收发合一模块通常由插拔式光电器件、电子功能线路和光接口几个部分组成，图 4.4.1为一些光收
发合一模块的外形图。
这里介绍某光收发合一模块产品，其功能简述如下,2.488Gb/s光发射接收单元 ； 16路 155.52Mb/s复
用 /解复用功能；采用 1310/1550nm无制冷 DFB激光器和 APD型光接受组件，可传输 40~80km；差分
LVPECL（低压正发射极耦合逻辑）数据接口；诊断环回；线路环回；单＋ 3.3V电源。 图 4.4.2是 该
产品的结构框图，产品型号 RTXM163/164。
数据发送部分的工作如下：待发送的并行 16位数据 TXD[15.0]在输入信号时钟作用下进入 FIFO（先
进先出）缓冲器，然后被转换成串行数字形式，送入 LD驱动器，经过 DFB LD变为光脉冲输出。数
据接收部分的工作如下：光信号由 APD-TIA（由 APD BIAS UNIT提供偏置电压）检测放大后，进
入 CDR（时钟数据恢复）电路,CDR内设限幅放大器、锁相环等电路，将 2.5Gb/s的数据处理后再
送入串行到并行转换电路中，最后并行 16位输出到外部电路。图 4.4.2的左侧是外部电路，它分为数
据发送（ DATA TX）和数据接收（ DATA RX）两部分，数据在这里可以根据要求（如 SDH系统）
进行处理，如转换为帧结构形式，所以，也可将这部分电路称为成帧器 /映射器（
FRAMER/MAPPER）。该模块采用了外接的系统时钟，通过分频器（ CLOCK Synthesizer）的信号
为发送数据通过 2.5Gb/s的时钟信号。电路中的诸多控制时钟 CLK均可根据需要设置为上升沿或下
降沿触发（ P/N）。
图 4.4.1 光收发合一模块外形
（深圳飞通光电股份有限公司提供）
图 4.4.2 2.5Gb/s长程 Transponder模块结构 （武汉电信器件公司提供）
性能参数 测试环境 最小值 典型值 最大值 单位
发
射
部
分
平均输出光功
率 -2 0 +3 dBm
消光比 8.2 10 dB
输出眼图 满足 Telcordia GR-253和 ITU-T G.975建议要求
中心波长 RTXM164 1290 1310 1330 nmRTXM163 1480 1550 1580 nm
边模抑制比 30 dB
-20dB带宽 1 nm
性能参数 测试环境 最小值 典型值 最大值 单位
接
收
部
分
接收灵敏度 PRBS=223-1 -32 -31 dBm
饱和光功率 -7
通道代价 RTXM164 1 dBRTXM163 2
接收光回损 -27 dB
无光告警点 -38 -36 dBm
BER=1× 10-11
性能参数 测试环境 最小值 典型值 最大值 单位
输
入
输入高电平 VCC-1.25 VCC-0.55 V
输入低电平 VCC-2.00 VCC-1.40
建立时间 1.5 ns
保持时间 1 ns
输
出
输出高电平
正负端负载
阻抗 100?
VCC-1.1 VCC-0.8
输出低电平 VCC-1.9 VCC-1.4
差分输出峰 -峰值 1000 1800 mV
建立时间 2 ns
保持时间 2 ns
激光器输出光功率监测 500mV
激光器偏置电流监测 20mV/mA
激光器关断 LVPECL电平（高有效）
激光器失效告警 LVPECL电平（低有效）
无光告警输出 LVPECL电平（低有效）
诊断环回使能 LVPECL电平（低有效）
线路环回使能 LVPECL电平（低有效）
MUX/DEMUX复位 LVPECL电平（低有效）
表 4.5 RTXM163/164电接口技术指标（武汉电信器件公司提供）
本 章 小 结
光检测器工作基于半导体材料对光的吸收原理，它是将光信号转换成电
流信号的器件，分成 PIN光电二极管和 APD雪崩光电二极管两类，它们
均工作在反向偏置条件下。评价光检测器的性能指标有：量子效率、响
应度、响应光谱、响应时间、暗电流等。
光检测器的噪声主要有散粒噪声和热噪声，它们反映了光检测器的重要
特征，对整个光接收机的性能有关键的影响。
光接收机分为模拟光接收机和数字光接收机两类，数字光接收机的基本
组成是光检测器、前置放大器、主放大器、滤波器和判决电路。误码率
和灵敏度反映了它的技术性能。
光收发合一模块已经投入商用，它是将传统分离的发射、接收组件合二
为一的一种新型光电器件，对于一般光系统而言都可以满足要求，所以
有必要了解这类产品。
?光检测器的工作原理
?光检测器的特性参数
?光 接 收 机
?光收发合一模块
?光纤通信技术的回顾和展望
4.1 光检测器的工作原理
光检测器的作用是将接收到的光信号转换成电流信号。其工作过程的基
本机理是光的吸收，见第 1章 1.1节。当能量超过禁带宽度 Eg的光子入射到半导
体材料上时，每一个光子若被半导体材料吸收将会产生一个电子 -空穴对，如果
此时在半导体材料上加上电场，电子 -空穴对就会在半导体材料中渡越，形成光
电流。图 4.1.1说明了光检测器的工作原理。
图 4.1.1 光检测器的工作原理
左侧入射的信号光透过 P＋区进入耗尽区，当 PN结上加反向偏置电压时，
耗尽区内受激吸收生成的电子 -空穴对分别在电场的作用下做漂移运动，电子向 N
区漂移，空穴向 P＋区漂移，从而在外电路形成了随光信号变化的光生电流信号。
耗尽区的宽度由反向电压的大小决定。符号 P＋表示重掺杂区。
dtr v
wt ?
dv trt
4.1.1 PIN光检测器
PIN光检测器也称为 PIN光电二极管，在此,PIN的意义是表明半导体材料的结构,P+
和 N型半导体材料之间插入了一层掺杂浓度很低的半导体材料（如 Si），记为 I，称为
本征区，如图 4.1.2所示。
图 4.1.2 PIN光电二极管
在图 4.1.1中，入射光从 P+区进入后，不仅在耗尽区被吸收，在耗尽区外也被吸收，它
们形成了光生电流中的扩散分量，如 P+区的电子先扩散到耗尽区的左边界，然后通过
耗尽区才能到达 N区，同样,N区的空穴也是要扩散到耗尽区的右边界后才能通过耗
尽区到达 P+区。我们将耗尽区中光生电流称为漂移分量，它的传送时间主要取决于耗
尽区宽度。显然扩散电流分量的传送要比漂移电流分量所需时间长，结果使光检测
器输出电流脉冲后沿的拖尾加长，由此产生的时延将影响光检测器的响应速度。设
耗尽区宽度为 w，载流子在耗尽区的漂移时间可由下式计算，即 （ 4.1.1）
是载流子的漂移速度；
如果耗尽区的宽度较窄，大多数光子尚未被耗尽区吸收，便已经到达了 N区，而在这
部分区域，电场很小，无法将电子和空穴分开，所以导致了量子效率比较低。
的典型值为 100ps。
实际上, PN结耗尽区可等效成电容, 它的大小与耗尽区宽度的关系如下：
（ 4.1.2）
式中, ? 是半导体的介电常数； A是耗尽区的截面积 。 Cd的典型值为 1～ 2pF。 可见,
耗尽区宽度 w越窄, 结电容越大, 电路的 RC时间常数也越大, 不利于高速数据传输 。
考虑到漂移时间和结电容效应, 光电二极管的带宽可以表示成
（ 4.1.3）
式中, RL是负载电阻 。
由上述分析可知, 增加耗尽区宽度是非常有必要的 。
由图 4.1.2可见, I区的宽度远大于 P+区和 N区宽度, 所以在 I区有更多的光子被吸收,
从而增加了量子效率；同时, 扩散电流却很小 。 PIN光检测器反向偏压可以取较小的
值, 因为其耗尽区厚度基本上是由 I区的宽度决定的 。
当然, I区的宽度也不是越宽越好, 由式 （ 4.1.1） 和式 （ 4.1.3） 可知, 宽度 w越大,
载流子在耗尽区的漂移时间就越长, 对带宽的限制也就越大, 故需综合考虑 。 由于
不同半导体材料对不同波长的光吸收系数不同, 所以本征区的宽度选取也各不相同 。
例如 Si PIN光吸收系数比 InGaAs PIN小两个数量级, 所以它 的本征区宽度大约是
40?m,而 InGaAs PIN本征区宽度大约是 4?m。 这也决定了两种不同材料制成的光检
测器带宽和使用的光波段范围不同, Si PIN用于 850nm波段, InGaAs PIN则用于
1310nm和 1550nm波段 。
wAC ??d
? ?)/()/(2 1 LdPD wARvwB ????
4.1.2 APD光检测器
APD光检测器也称为雪崩光电二极管
（ Avalanche Photodiode），其工作机理如下：入射信
号光在光电二极管中产生最初的电子 -空穴对，由于光
电二极管上加了较高的反向偏置电压，电子 -空穴对在
该电场作用下加速运动，获得很大动能，当它们与中性
原子碰撞时，会使中性原子价带上的电子获得能量后跃
迁到导带上去，于是就产生新的电子 -空穴对，新产生
的电子 -空穴对称为二次电子 -空穴对。这些二次载流子
同样能在强电场作用下，碰撞别的中性原子进而产生新
的电子 -空穴对，这样就引起了产生新载流子的雪崩过
程。也就是说，一个光子最终产生了许多的载流子，使
得光信号在光电二极管内部就获得了放大。
从结构来看,APD与 PIN的不同在于增加了一
个附加层 P，如图 4.1.3所示。在反向偏置时，夹在 I层
与 N+层间的 PN+结中存在着强电场，一旦入射信号光
从左侧 P+区进入 I区后，在 I区被吸收产生电子 -空穴对，
其中的电子迅速漂移到 PN+结区,PN+结中的强电场便
使得电子产生雪崩效应。
图 4.1.3 APD光电二极管
与 PIN光检测器比较起来, 光电流在器件内部就得到了放大, 从而避免了由外部电子
线路放大光电流所带来的噪声 。 我们 从统计平均的角度设一个光子产生 M个载流子,
它等于 APD光电二极管雪崩后输出的光电流 IM与未倍增时的初始光电流 IP的比值
（ 4.1.4）
式中, M称为倍增因子 。 倍增因子与载流子的电离率有关, 电离率是指载流子在漂移
的单位距离内平均产生的电子 -空穴对数 。 电子电离率与空穴电离率是不相同的, 分
别 用 和表示, 它们与反向偏置电压, 耗尽区宽度, 掺杂浓度等因素有关, 记为
（ 4.1.5）
式中, kA为电离系数, 它是光检测器性能的一种度量 。 对 M的影响可由下式给出, 即
（ 4.1.6）
当 时, 仅有电子参与雪崩过程,, 增益随 w指数增长；当 且 时, 由式
（ 4.1.6） 可得, 出现雪崩击穿 。 通常, M值的范围在 10~500之间 。
APD光电二极管出现雪崩击穿是因为所加的反向偏置电压过大, 考虑到 M与反向偏置
电压之间的密切关系, 常用经验公式描述它们的关系, 即
（ 4.1.7）
式中, n是与温度有关的特性指数, n = 2.5～ 7； VBR是雪崩击穿电压, 对于不同的半
导体材料, 该值从 70～ 200V不等； V为反向偏置电压, 一般取其为 VBR的 80%～ 90%。
APD管使用时必须注意保持工作电压低于雪崩击穿电压, 以免损坏器件 。
nBR )V/V(1
1M ??
e? h?
e
hA ???k
Ak
A)1(
A
eAe
1 kkM wk ??? ?? ?
0h?? wM ee?? 1e ?w? 1A?k
P
MIIM?
4.2 光检测器的特性参数 4.2.1 光检测器性能参数
1,量子效率
入射光 （ 功率为 Pin） 中含有大量光子, 能转换为光生电流的光子数和入射的总光子数之
比称为量子效率, 它的计算由下式给出, 即
（ 4.2.1）
式中, q为电子电荷 （ 1.6× 10－ 19C） ； IP为产生的光电流； h为普朗克常数； v为光子的
频率 。 量子效率的范围在 50%～ 90%之间 。
2,响应度
光检测器的光电流与入射光功率之比称为响应度, 有
（ 4.2.2）
响应度的单位是 A/W。 该特性表明光检测器将光信号转换为电信号的效率 。 R的典型值
范围是 0.5~1.0A/W。 例如, Si光检测器在波长为 900nm时, R值是 0.65 A/W； Ge光检测
器的 R值是 0.45 A/W（ 1300 nm时 ） ； InGaAs在波长为 1300nm和 1550nm时, 响应度分别
是 0.9 A/W和 1.0 A/W。
对于给定的波长, 响应度是一个常数, 但是当考虑的波长范围较大时, 它就不是常数了 。
随着入射光波长的增加, 入射光子的能量越来越小, 如果小于禁带宽度时, 响应度会在
截止波长处迅速下降 。
响应度与量子效率的关系为
（ 4.2.3）
考虑到 APD光检测器的雪崩效应, 它的响应度可表示为
（ 4.2.4）
APD光检测器的响应度在 0.75～ 130之间 。
?? hP qI //inP?
in
PPIR?
??hqR?
P I NA P D MRhMqR ?? ??
3．响应光谱
为了产生光生载流子，入射光子的能量必须大于光检测器材料的禁带宽度，即满足条件
（ 4.2.5）
常用半导体材料的禁带宽度和对应波长见表 4.1。
表 4.1 常用半导体材料的禁带宽度和对应波长
gEh ??
半导体材料 禁带宽度 Eg/eV 波长 /nm
Si 1.17 1067
半导体材料 禁带宽度 Eg/eV 波长 /nm
Ge 0.775 1610
GaAs 1.424 876
InP 1.35 924
AlGaAs 1.42~1.92 879~650
InGaAs 0.75~1.24 1664~1006
InGaAs 0.75~1.35 1664~924
式（ 4.2.5）也可以表示成
（ 4.2.6）
式中,?c称为截止波长。也就是说，对确定的半导体检测材料，只有波长小于截止波
长的光才能被检测到，并且探测器的量子效率随着波长的变化而变化，这种特性被
称做响应光谱。所以光检测器不具有通用性，各种材料的响应光谱不同。常用的光
电半导体材料有 Si,Ge,InGaAs,InGaAsP,GaAsP等，图 4.2.1示出了几种材料的响
应光谱。
图 4.2.1 半导体材料的响应光谱
cg ?? ?? Ehc
4,响应时间
响应时间是用来反映光检测器对瞬变或高速调制光信号响应能力的参数 。 如前所述,
它主要受以下三个因素的影响,① 耗尽区的光载流子的渡越时间； ② 耗尽区外产生
的光载流子的扩散时间； ③ 光电二极管及与其相关的电路的 RC时间常数 。
响应时间可以用光检测器输出脉冲的上升时间和下降时间来表示 。 当光电二极管的
结电容比较小时, 上升时间和下降时间较短且比较一致；当光电二极管的结电容比
较大时, 响应时间会受到负载电阻与结电容所构成的 RC时间常数的限制, 上升时间
和下降时间都较长 。
一般光检测器的产品技术指标中给出的是上升时间, 对于 PIN管而言, 通常上升时间
tr <1ns；对于 APD管而言, 该值小于 0.5 ns。
光检测器的带宽与上升时间成反比, 它们的关系可表示为
（ 4.2.7）
5,暗电流
暗电流是指光检测器上无光入射时的电流 。 虽然没有入射光, 但是在一定温度下,
外部的热能可以在耗尽区内产生一些自由电荷, 这些电荷在反向偏置电压的作用下
流动, 形成了暗电流 。 显然, 温度越高, 受温度激发的电子数量越多, 暗电流越大 。
对于 PIN管, 设温度为 T1时的暗电流为 Id(T1),当温度上升到 T2时则有
（ 4.2.8）
式中, C是经验常数, Si光电二极管的 C值为 8。
暗电流最终决定了能被检测到的最小光功率, 也就是光电二极管的灵敏度 。
根据所选用半导体材料的不同, 暗电流的变化范围 在 0.1～ 500 nA之间 。
r
35.0tB?
CTTTITI /)(1d2d 122)()( ???
4.2.2 光检测器的噪声
光检测器的噪声是限制光纤通信系统接收机灵敏度的关键因素, 其噪声源有以下几种 。
1,散粒噪声
式 （ 4.2.2） 说明, 如果入射光功率是一恒定值, 光生电流就是一个常量 。 而实际上, 光
生电流是一个随机变量, 它围绕着某一平均统计值而起伏, 这种起伏称做散粒噪声的电
流起伏 is(t)。 考虑散粒噪声电流的影响后, 光电二极管中的光生电流表示为
（ 4.2.9）
式中, IP为平均电流 。 散粒噪声可以用均方散粒噪声电流表示, 即
（ 4.2.10）
式中, B是带宽, 它与我们的考察点有关, 如果考察点在光电二极管的输出端, 则 B为光
电二极管的带宽；如果考察点在光检测器后的判决电路端, 则 B为接收机的带宽 。 需要说
明的是, 式 （ 4.2.9） 已经考虑了暗电流的影响 。
对于雪崩光电二极管, 散粒噪声受到了雪崩效应的影响, 其计算公式为
（ 4.2.11）
式中, FA称为过剩噪声指数, 它由下面的公式计算, 即
（ 4.2.12）
式中, kA是电离系数, 它与选用的半导体材料有关, 对于 Si,kA为 0.03；对于 Ge,kA为
0.8；对于 InGaAs,kA为 0.5。
式 （ 4.2.12） 表明, 为了得到较小的过剩噪声指数, 就需要有较小的电离系数, 这就是为
什么用 Si材料制作的 APD性能要优于其他材料制作的 APD的原因 。
当电离过程仅仅是由电子引起的时候, ? h = 0,kA= 0,此时 FA的极限值为 2。
散粒噪声属于白噪声, 为了降低它的影响, 通常在判决电路之前使用低通滤波器, 使得
信道的带宽变窄 。
)()( sp tiItI ??
BIIqti )(2)( dP2s2s ??????
BIIFqMti )(2)()A P D( dPA22s2s ??????
)/12)(1( AAA MkMkF ????
2．热噪声
温度变化导致的瞬间电子数目围绕其平均值的起伏称为热噪声。热噪声由均方热噪
声电流表示，即
（ 4.2.13）
式中,kB为玻耳兹曼常数（ 1.38× 10－ 23J/K）； T为热力学温度； RL为负载电阻。式
（ 4.2.13）适用于 PIN和 APD光检测器。
3,1/f噪声
除了散粒噪声和热噪声以外，光电二极管还存在 1/f噪声，顾名思义，该噪声与频率
成反比，一般而言，它的影响只在低频范围内，当信号的调制频率大于 100MHz时，
就可以忽略它对光电二极管输出信号的作用了。
综上所述，光电二极管总的噪声电流均方值可以表示为
（ 4.2.14）
在实际使用中，噪声也可以用单位带宽的电流均方根表示，对于散粒噪声，有
（ 4.2.15）
BRTkti )/4()( LB2T2T ?????
2T2s2 ??? ??
)(2/ dPssN IIqBii ???
图 4.2.2 PIN光电二极管
（深圳飞通光电股份有限公司提供）
4.2.3 光检测器产品介绍
1,PIN产品及参数
PIN光电二极管具有较好的光电转换线性度、响应速度快、不需要高的工作电压等优点，
得到了广泛的应用。图 4.2.2为 PIN管的外形图。表 4.2为其性能指标。
表 4.2 长波长 PIN管性能指标 （深圳飞通光电股份有限公司提供 ）
参数 符号 测试条件 最小 典型 最大 单位
波长 ? 1100 — 1600 nm
暗电流 Id VR = 5V,25℃ — 1 5 nA
响应度（ 1310nm） R VR = 5V,? = 1310nm 0.80 — — A/W
饱和光功率 P VR = 5V — — 10 mW
光敏面直径 ? — 75 — ?m
上升、下降时间 t r,tf RL = 50? — 0.1 — ns
电容 C VR = 5V — — 0.75 pF
表 4.2中的饱和光功率决定了光电流作为光功率的线性关系的最大功率值。
当入射光功率比较大时，光生电流不再与输入功率成正比，而是呈饱和趋势，式
（ 4.2.2）不再成立。光敏面直径则决定了光电二极管的激活区，当光从光纤耦合到
光电二极管必须考虑该参数的作用，应选择合适的透镜系统，使得光电二极管的感
光区达到最大光覆盖。制造商在很多产品中已经解决了光纤到光电二极管的耦合问
题，如图 4.2.2所示的带有尾纤的产品。电容的数值依赖于所加的反向偏振电压，所
以表 4.2中给出了测试条件。
除了上述的性能指标外，还有该光电二极管额定极限值，它们是：存储温
度为 -40℃ ～ +85℃,工作温度为 -40℃ ～ +85℃,反向电压为 30V。
光电二极管的输出电流比较小，必须在它后面加放大器，对微弱的电流信号进行放
大，将光电二极管和放大器制作在一起就是光检测器组件。如 PIN-TIA组件和 APD-
TIA组件，其中 TIA称为互阻放大器，它可以将电流信号转换成电压信号，在光接收
机中，常将它称为前置放大器。
图 4.2.3 APD-TIA光检测器
（深圳飞通光电股份有限公司提供）
2,APD产品及参数
图 4.2.3示出了传输速率为 2.5GBb/s,APD-TIA同轴带尾纤的光检测器组件示意图，它具
有内置的 AGC电路，差分输出，采用 5针带尾纤封装。
表 4.3给出了该 APD-TIA组件的光电性能。
参 数 符号 测 试 条 件
范 围
单位最小值 典型值 最大值
响应波长 ? — 1260 — 1580 nm
APD击穿电压 VBR Id = 100?A,Tc = +25℃ 50 — 70 V
VBR温度系数 ? Tc = -20℃ ~+85℃ — 0.126 — V/℃
工作电流 DC 35 50 65 mA
响应度 R Pin = -30dBm,?= 1310nm,M = 1 0.75 0.85 — A/W
带宽（ -3dB） AC,RL = 50?,M = 10,? = 1310nm,Pin = -30dBm 1.5 1.8 — GHz
输出阻抗 Z0 差分输出 40 60 80 ?
跨阻 Zt 差分输出,f = 100MHz 1.6 2 2.5 k?
饱和光功率 Ps AC,RL = 50?,NRZ,2.48832Gb/s,PRBS = 2
23-1,
RER = 10-10,? = 1550nm -7 -5 — dBm
灵敏度 Pr AC,RL = 50?,NRZ,2.48832Gb/s,PRBS = 2
23-1,
RER = 10-10,? = 1550nm — -33 -31 dBm
光反射 ORL ?= 1310nm，单模光纤 — — -30 dB
APD-TIA的极限额定参数有,TIA工作电压（ +5V），
TIA工作电流（ 70mA）,APD偏置电压（ VBR），
APD偏置电流（ 2mA）等。
使用光电二极管的注意事项有：①静电防护，仪器设
备、工具、电路板接地良好，操作者需穿戴防静电服
并通过高电阻接地；②焊接温度不超过 260℃,焊接时
间不超过 10s；③严禁超过额定极限电压。
4.3 光 接 收 机
4.3.1 光接收机的组成
光接收机的作用是将光纤终端的光信号转换为电信号，然后进行放大、处理，
最后还原成原始的电信号形式。光接收机是光纤通信系统的重要组成部分，它的性能的
优劣直接影响了整个光纤通信系统的性能。
光纤通信系统分模拟和数字两种传输系统。在这两种不同系统中采用的光接收
机分别称为模拟光接收机和数字光接收机。模拟光接收机比较简单，方框图如图 4.3.1
（ a）所示，光检测器的输出信号经低噪声前置放大器放大后，送入主放大器做进一步
放大处理，然后根据模拟信号的调制方式，选择相应的解调器，解调后的信号即为所需
的模拟电信号。模拟光接收机的技术指标将在第 6章中讨论。
数字光接收机方框图如图 4.3.1（ b）所示，考虑到数字系统的普及性，本节重
点介绍数字光接收机各部分的功能及相关的技术指标。
如图 4.3.1所示，光接收机主要由光检测器、前置放大器、主放大器、滤波器、判决
电路、时钟恢复电路、自动增益控制电路等电路组成。各部分的功能叙述如下。
1,前置放大器
从光检测器输出的电流信号十分微弱, 必须经过前置放大器放大, 前置放大器在光
接收机中起关键作用, 要求它有足够小的噪声, 适当的带宽和一定的增益 。 前置放
大器有多种类型, 如双极型晶体管前置放大器, 场效应晶体管互阻抗前置放大器,
PIN-FET（ PIN管与场效应管 ） 前置放大器组件等 。 图 4.3.2示出了被广泛采用的放大
器原理图, 其输出电压为
（ 4.3.1）
互阻放大器的主要优点是：动态范围较宽；输出阻抗小, 不易感应耦合噪声；性能
稳定, 容易通过调节 RF控制增益 。
2,增益可调节的主放大器
前置放大器输出信号的幅度对于信号的判决是不够的, 因此还需主放大器做进
一步的放大 。 主放大器除了将前置放大器输出的信号放大到判决电路所需要的信号
电平外, 还起着调节增益的作用 。 当光电检测器输出的信号出现起伏时, 通过光接
收机的自动增益控制电路对主放大器的增益进行 调整, 即输入信号越大, 增益越小,
反之, 对于小的信号呈现较大的增益, 这样主放大器的输出信号幅度在一定范围不
受输入信号的影响 。 一般主放大器的峰 -峰值输出大约是几伏 。
FPout RIv ?
图 4.3.2 互阻放大器作为前置放大器
3．滤波器
在数字光纤通信系统中，光脉冲从光发射机输出，经过光纤长距离传输，由于
光纤色散的影响，波形将出现拖尾，系统中其他的器件，如光放大器、光检测器等，因
其带宽的限制和非理想的传输特性，会使光脉冲发生畸变，同时加剧码元间的串扰，造
成判决电路误判，产生误码。所以在判决电路前必须加滤波器对已发生畸变和有严重码
间干扰的信号进行均衡，使其尽可能地恢复原来的状况，以利于定时判决。
滤波器的机理可以用图 4.3.3的波形说明。图 4.3.3（ a）中的波形表示单个已经
发生拖尾现象的码元，在其他码元的判决时刻，其存在的拖尾会对其他码元造成串扰。
但经过滤波器后输出的波形，在本码元判决时刻，波形的瞬时值为最大值；而这个码元
波形的拖尾在邻码判决时刻的瞬时值应为零。这样，即使经过滤波均衡以后的输出波形
仍有拖尾，但是这个拖尾在邻码判决的这个关键时刻为零，从而不干扰对相邻码元的判
决，上述这种情况可从图 4.3.3（ b）中明显地看出。
图 4.3.3 滤波器均衡波形示意图
4．时钟恢复和判决电路
为了能从滤波器的输出信号判决出是,0”码还是,1”码，首先要设法知道应在什么
时刻进行判决，亦即应将混合在信号中的时钟信号（又称定时信号）提取出来，这
是时钟恢复电路应该完成的功能。接着再根据给定的判决门限电平，按照时钟信号
所“指定”的瞬间来判决由滤波器送过来的信号，若信号电平超过判决门限电平，
则判为,1”码；低于判决门限电平，则被判为,0”码。上述信号再生过程，可从图
4.3.4中十分明显地看出来。
图 4.3.4 信号再生示意图
4.3.2 光接收机的技术指标
灵敏度是光接收机最重要的参数，它表征光接收机调整到最佳工作状态
时，接收机接收微弱信号的能力。对于模拟光接收机而言，则是光接收机工作在
规定信噪比 SNR（ Signal Noise Ratio）所要求的最小平均接收光功率；对于数字
光接收机而言，它等于在满足特定误码率 BER（ bit error rate）条件下，光接收机
所需的最小平均光功率，通常，数字光接收机要求的误码率小于 10－ 9，也即要求
1× 109个码元中最多有 1个错码。由于灵敏度与误码率密切相关，所以先讨论数字
光接收机误码率的决定因素，然后再介绍灵敏度的表达式及与误码率的关系。
1．误码率
误码率的定义是
（ 4.3.2）
造成误码的原因很多，如光纤的色散、光电二极管的噪声、前置放大器的噪声等，
在这里讨论的是光接收机噪声对误码率的影响。
为了计算光接收机的误码率，必须知道滤波器输出信号的概率分布。图 4.3.5（ a）为
比特 1和比特 0的脉冲电平示意图，记接收比特 1和比特 0的概率密度函数分别为 p (v/1)、
p (v/0)，如图 4.3.5（ b）所示，判决电平为 vth。显然，在判决时刻将比特 1误判成 0的
概率是 p (v/1)曲线中 v≤ vth的概率，它由下式计算，即
（ 4.3.3）
式中,P1的下标 1表示应出现比特 1。同样，判决时刻将比特 0误判成 1的概率即是曲线
中的概率可表示为
（ 4.3.4）
下标 0表示应出现比特 0。假设比特 1和 0到达的概率相同，都是 1/2，误码率则为
（ 4.3.5）
总的比特数出错的比特数?B ER
? ??? th d)1/(1 v vvpP
? ?? th d)0/(0 v vvpP
)(21BER 01 PP ??
图 4.3.5 误码率的判定
滤波器输出信号在抽样时刻的统计特性常用高斯分布近似来描述, 高斯分布的概率
密度为
（ 4.3.6）
式中, m为高斯随机变量的均值, 也称为数学期望；为方差 。
利用概率密度函数便可计算 P1和 P0。 设比特 1对应的高斯输出均值和方差分别是 b1和,
比特 0对应的高斯输出均值和方差分别是 b0和, 如图 4.3.6所示 。
?????? ???? 2 22 )(e x p2 1)( ?? mxxf
图 4.3.6 比特 1和比特 0的高斯噪声统计特性
先考虑发送比特 0的情况, 此时的误码是由于噪声超过了阈值, 从而误判成 1。 运用
式 （ 4.3.4） 和式 （ 4.3.6）, 可得
（ 4.3.7）
其次考虑发送比特 1的情况, 此时的误码是由于抽样的信号加噪声落在阈值以下 。 这
种情况的概率是
（ 4.3.8）
引入互补误差函数
（ 4.3.9）
则式 （ 4.3.7） 和式 （ 4.3.8） 可分别表示成
（ 4.3.10）
（ 4.3.11）
可以证明, 选取合适的, 满足下列关系
（ 4.3.12）
此时, 误码率 BER最小, 即
（ 4.3.13）
式中的近似表达式是由互补误差函数的渐进展开式而来 。
vbvvvfvvpP vvv d2 )(e x p2 1d)(d)0/( ththth 2
0
20
000 ???
??? ?
?
??
?
? ??
???? ??
vvbvvfvvpP vvv d2 )(e x p2 1d)(d)1/( ththth 2
1
21
111 ??? ?????? ??
??
?
? ??
???? ??
? ? ??? x yyx d)e xp (2)(e r f c 2
)2(e r f c21d2 )(e x p2 1
0
0th2
0
20
00 th ???
bvvbvP
v
???
?
??
?
? ??
?? ?
?
)2(e r f c21d 2 )(e x p2 1
1
th12
1
21
11
th ??? vbvvbP v ???
?
??
?
? ??
?? ? ??
Qvbbv ???? 1 th10 0th ??
)2e x p (2 1)2(e r f c21B E R 2QQQ ????
thv
下面分析一下 Q的物理意义。由式（ 4.3.12）可以得到的表达式为
（ 4.3.14）
将式（ 4.3.14）带回到式（ 4.3.12）中，参数 Q又可以表示成
（ 4.3.15）
式中的分子（ b1-b0）是比特 1和比特 0的平均电压之差，分母（）则是在比特 0和比特
1电平上的噪声电压的均方根值。如果比特 0对应的平均电压等于零，则 Q就是信号电
压与噪声电压之比，所以称 Q为数字信噪比。显然,Q值越大，误码率就越小。图
4.3.7显示了 BER与 Q的关系曲线。对于误码率小于 1× 10－ 9的要求，可以查到 Q = 6；
如果希望 BER< 1× 10－ 12，必须使 Q > 7。
图 4.3.7 BER与 Q的关系曲线
10
0110th ?? ?? ??? bbv
10
01 ?? ??? bbQ
2,量子极限
假设光检测器具有理想特性, 量子效率为 1,且无热噪声, 无暗电流, 这样没有光功
率入射时, 就没有电子 -空穴对产生 。 在该条件下, 就可以得到数字系统中对于给定
误码率所要求的最小接收光功率, 这个最小接收到的功率值就是量子极限 。 量子极
限的计算公式如下：
（ 4.3.16）
式中, Np是比特 1所含的平均光子数； B为比特率 。
Np值取决于所需达到的特定比特率 。 对于理想光检测器, 已经不能用前述的高斯分
布来描述噪声特性, 而是应用泊松分布形容电子 -空穴对产生的起伏, 即
（ 4.3.17）
式中, n为 Np个光子产生的电子 -空穴对数, 光功率入射到光检测器上而没有产生电
子 -空穴对的概率是
（ 4.3.18）
由此可以推导得出误码率的表达式
（ 4.3.19）
由式 （ 4.3.19） 可以算得, 当要求时, Np = 9 ln 10 ? 21,也就是说, 每个比特 1含有的
平均光子数应至少为 21个, 这就是所谓的量子极限值 。 用式 （ 4.3.16）, 可以得到对
于确定波长, 比特率, 量子极限的功率要求 。
量子极限是对系统特性的基本物理限制, 大多数接收机的灵敏度要比量子极限高出
20dB左右 。
?2pr hcBNP ??
!e)()(
p
p nNnP
Nn ??
pe)0( NP ??
peBER N??
3,灵敏度
光接收机的灵敏度与诸多因素有关, 比如光检测器的灵敏度, 前置放大器的类型和
噪声特性, 光脉冲形状, 非理想均衡等, 计算方法有很多种, 也较为复杂, 这里仅
仅给出一种计算的公式, 对它的推导过程就不再赘述 。
光接收机中光检测器类型的不同, 灵敏度的计算方法也不一样 。 对于 PIN检测器, 光
接收机的灵敏度可表示为
（ 4.3.20）
式中, E是消光比, 此处的定义是, P0,P1分别为传输比特 1和比特 0的功
率； Q为数字信噪比； h是普朗克常数； c是光速； ?是光波长； 是考虑光
检测器和放大器等因素在内的接收机噪声电流的均方根值, 它也与光接收机的带宽
有关 。
对于 APD光接收机, 如果忽略其暗电流的话, 灵敏度为
（ 4.3.21）
式中, ； FA为过剩噪声指数； I1为与波形有关的参数, 其值一般在 1～ 3.2
之间； Rb为比特率； M为倍增因子 。
当光接收机灵敏度一定时, 由式 （ 4.3.21） 可见, 需要的信号功率随着雪崩增益增大
而减小 。 但同时, 过剩噪声指数也增大 。 可见存在一个倍增因子的最优值 Mopt,使得
灵敏度为最小值 。 由于过剩噪声指数是一个与材料有关的量, 光接收机的灵敏度与
光检测器材料密切相关, 计算说明, 小的电离系数 kA值对灵敏度具有明显的改善作用 。
2/12aP I Nr,)(11 ????? iqhcQEES ?
??
???
??
??? ?
?
??
?
? ???
????
??
?
?
?
??
?
??
?
?
?
?? 2/1
2
2a
2
2b1Ab1A
A P Dr,)1()2(1
1
1
1
M
i
E
ERIq QF
E
ERIq QF
E
EAS
10 / PPE?
2/12a ??i
)/( ?qhcQA ?
4.4 光收发合一模块
光收发合一模块 是将传统分离的发射、接收组件合二为一的一种新型光电器件，其应用
的领域包括千兆以太网、同步数字传输系统（ SDH /SONET）,CWDM,CDMA光纤直放站、光纤
通道、城域网等，传输速率分为 155Mb/s,622Mb/s,1.25Gb/s,2.5Gb/s,10Gb/s等，采用的波长为
850nm,1310nm,1550nm，传输距离从几百米到一百多千米。
光收发合一模块通常由插拔式光电器件、电子功能线路和光接口几个部分组成，图 4.4.1为一些光收
发合一模块的外形图。
这里介绍某光收发合一模块产品，其功能简述如下,2.488Gb/s光发射接收单元 ； 16路 155.52Mb/s复
用 /解复用功能；采用 1310/1550nm无制冷 DFB激光器和 APD型光接受组件，可传输 40~80km；差分
LVPECL（低压正发射极耦合逻辑）数据接口；诊断环回；线路环回；单＋ 3.3V电源。 图 4.4.2是 该
产品的结构框图，产品型号 RTXM163/164。
数据发送部分的工作如下：待发送的并行 16位数据 TXD[15.0]在输入信号时钟作用下进入 FIFO（先
进先出）缓冲器，然后被转换成串行数字形式，送入 LD驱动器，经过 DFB LD变为光脉冲输出。数
据接收部分的工作如下：光信号由 APD-TIA（由 APD BIAS UNIT提供偏置电压）检测放大后，进
入 CDR（时钟数据恢复）电路,CDR内设限幅放大器、锁相环等电路，将 2.5Gb/s的数据处理后再
送入串行到并行转换电路中，最后并行 16位输出到外部电路。图 4.4.2的左侧是外部电路，它分为数
据发送（ DATA TX）和数据接收（ DATA RX）两部分，数据在这里可以根据要求（如 SDH系统）
进行处理，如转换为帧结构形式，所以，也可将这部分电路称为成帧器 /映射器（
FRAMER/MAPPER）。该模块采用了外接的系统时钟，通过分频器（ CLOCK Synthesizer）的信号
为发送数据通过 2.5Gb/s的时钟信号。电路中的诸多控制时钟 CLK均可根据需要设置为上升沿或下
降沿触发（ P/N）。
图 4.4.1 光收发合一模块外形
（深圳飞通光电股份有限公司提供）
图 4.4.2 2.5Gb/s长程 Transponder模块结构 （武汉电信器件公司提供）
性能参数 测试环境 最小值 典型值 最大值 单位
发
射
部
分
平均输出光功
率 -2 0 +3 dBm
消光比 8.2 10 dB
输出眼图 满足 Telcordia GR-253和 ITU-T G.975建议要求
中心波长 RTXM164 1290 1310 1330 nmRTXM163 1480 1550 1580 nm
边模抑制比 30 dB
-20dB带宽 1 nm
性能参数 测试环境 最小值 典型值 最大值 单位
接
收
部
分
接收灵敏度 PRBS=223-1 -32 -31 dBm
饱和光功率 -7
通道代价 RTXM164 1 dBRTXM163 2
接收光回损 -27 dB
无光告警点 -38 -36 dBm
BER=1× 10-11
性能参数 测试环境 最小值 典型值 最大值 单位
输
入
输入高电平 VCC-1.25 VCC-0.55 V
输入低电平 VCC-2.00 VCC-1.40
建立时间 1.5 ns
保持时间 1 ns
输
出
输出高电平
正负端负载
阻抗 100?
VCC-1.1 VCC-0.8
输出低电平 VCC-1.9 VCC-1.4
差分输出峰 -峰值 1000 1800 mV
建立时间 2 ns
保持时间 2 ns
激光器输出光功率监测 500mV
激光器偏置电流监测 20mV/mA
激光器关断 LVPECL电平（高有效）
激光器失效告警 LVPECL电平（低有效）
无光告警输出 LVPECL电平（低有效）
诊断环回使能 LVPECL电平（低有效）
线路环回使能 LVPECL电平（低有效）
MUX/DEMUX复位 LVPECL电平（低有效）
表 4.5 RTXM163/164电接口技术指标（武汉电信器件公司提供）
本 章 小 结
光检测器工作基于半导体材料对光的吸收原理，它是将光信号转换成电
流信号的器件，分成 PIN光电二极管和 APD雪崩光电二极管两类，它们
均工作在反向偏置条件下。评价光检测器的性能指标有：量子效率、响
应度、响应光谱、响应时间、暗电流等。
光检测器的噪声主要有散粒噪声和热噪声，它们反映了光检测器的重要
特征，对整个光接收机的性能有关键的影响。
光接收机分为模拟光接收机和数字光接收机两类，数字光接收机的基本
组成是光检测器、前置放大器、主放大器、滤波器和判决电路。误码率
和灵敏度反映了它的技术性能。
光收发合一模块已经投入商用，它是将传统分离的发射、接收组件合二
为一的一种新型光电器件，对于一般光系统而言都可以满足要求，所以
有必要了解这类产品。
