第 2章
2-1 共射基本放大电路
2-4 放大电路的频率特性
2-3 多级放大电路
2-2 其它形式的电路
在生产实践和科学研究中需要利用放大电路放大
微弱的信号, 以便观察, 测量和利用 。 一个基本放大
电路有以下组成部分：输入信号源, 晶体三极管, 输
出负载以及直流电源和相应的偏置电路 。
其中, 直流电源和相应的偏置电路用来为晶体三
极管提供静态工作点, 以保证晶体三极管工作在放大
区 。 就双极型晶体三极管而言, 就是保证发射结正偏,
集电结反偏 。
2-1共射基本放大电路
?放大电路的组成
输入信号源一般是将非电量变为电量的换能器，
如各种传感器，将声音变换为电信号的话筒，将图像
变换为电信号的摄像管等。它所提供的电压信号或电
流信号就是基本放大电路的输入信号。
下图是最简单的共发射极放大电路原理图 。
各部件的作用：
1,晶体管 V
2,直流电源 UCC
3,基极偏流电阻 Rb
4,集电极电阻 Rc
5,耦合电容 C1,C2
在基本放大电路中, 我们只要适当选取 R b,Rc和
UCC的值, 三极管就能够工作在放大区 。
1,无输入信号时放大器的工作情况
在基本放大电路中, 在接通直流电源 UCC后, 当
ui=0时,由于基极偏流电阻 Rb的作用, 晶体管基极就有
正向偏流 IB流过, 由于晶体管的电流放大作用, 那么
集电极电流 IC=βIB,集电极电流在集电极电阻 Rc上形
成的压降为 UC=ICRc。
?放大电路的工作原理
显然,晶体管集电极 - 发射极间的管压降为
UCE=UCC-ICRc。 当 ui=0时, 放大电路处于静态或叫处于
直流工作状态, 这时的基极电流 IB,集电极电流 IC和
集电极发射极电压 UCE用 IB,ICQ,UCEQ表示 。 它们在
三极管特性曲线上所确定的点就称为静态工作点, 其
习惯上用 Q表示 。 这些电压和电流值都是在无信号输
入时的数值, 所以叫静态电压和静态电流 。
2.
当在放大器的输入端加入正弦交流信号电压 ui时,
信号电压 ui将和静态正偏压 UBE相串连作用于晶体管发
射结上,
uBE=UBE+ui
如果选择适当的静态电压值和静态电流值, 输入
信号电压的幅值又限制在一定范围之内, 则在信号的
整个周期内, 发射结上的电压均能处于输入特性曲线
的直线部分, 此时基极电流的瞬时值将随 uBE变化 。
基极电流 iB由两部分组成,一个是固定不变的静态
基极电流 IB；一个是作正弦变化的交流基极电流 ib。
iB=IB+ib
由于晶体管的电流放大作用, 集电极电流 iC将随
基极电流 iB变化 。
同样, iC也由两部分组成：一个是固定不变的静态
集电极电流 IC；一个是作正弦变化的交流集电极电流 ic。
其瞬时值为
iC=IC+ic
现在讨论集电极电阻 Rc上的电压降 uRc。 因为
uRc=iCRc,所以它要随 iC变化 。 由于 UCC=iCRc+uCE,所
以, 管压降的瞬时值 uCE相当于 UCC虚线下面的空白部
分 。 把它单独画出 。 显然, uCE也由两部分组成：一个
是固定不变的静态管压降 UCE,另一个是作正弦变化
的交流集电极 -发射极电压 uce。
如果负载电阻 RL通过耦合电容 C2接到晶体管的集
电极 -发射极之间, 则由于电容 C2的隔直作用, 负载电
阻 RL上就不会出现直流电压 。 但对交流信号 uce,很
容易通过隔直电容 C2加到负载电阻 RL上, 形成输出电
压 uo。 如果电容 C2的容量足够大, 则对交流信号的容
抗很小, 忽略其上的压降, 则管压降的交流成分就是
负载上的输出电压,
uo=uce
把输出电压 uo和输入信号电压 ui进行对比, 我们
可以得到如下结论：
(1) 输出电压的波形和输入信号电压的波形相同,
只是输出电压幅度比输入电压大 。
(2) 输出电压与输入信号电压相位差为 180° 。
通过以上分析可知,放大电路工作原理实质是用微
弱的信号电压 ui通过三极管的控制作用去控制三极管
集电极电流 iC,iC在 RL上形成压降作为输出电压 。 iC是
直流电源 UCC提供的 。 因此三极管的输出功率实际上是
利用三极管的控制作用, 直流电能转化成交流电能的
功率 。
分析放大器的性能时,必须了解放大器有哪些性能
指标 。 各种小信号放大器都可以用组成框图表示, 图
中 Us代表输入信号电压源的等效电动势, Rs代表内阻 。
也可用电流源等效电路 。 Ui和 Ii分别为放大器输入信
号电压和电流的有效值, RL为负载电阻, Uo和 Io分别
为放大器输出信号电压和电流的有效值 。 衡量放大器
性能的指标很多, 现介绍输入, 输出电阻, 增益, 频
率失真和非线性失真等基本指标 。
?放大电路的主要性能指标
1,输入,
对于输入信号源, 可把放大器当作它的负载, 用
ri表示, 称为放大器的输入电阻 。 其定义的放大器输
入端信号电压对电流的比值,
ri=
对于输出负载 RL,可把放大器当作它的信号源,
用相应的电压源或电流源等效电路表示 。 Ui是将 RL移
去, Us或者 Is在放大器输出端产生的开路电压 。 In是
将 RL短接, Us或者 Is在放大器输出端产生的短路电流 。
ro是等效电流源或电压源的内阻, 也就是放大器的输
出电阻 。
i
i
I
U
它是在放大器中的独立电压源短路或独立电流源
开路, 保留受控源的情况下, 从 RL两端向放大器看进
去所呈现的电阻 。 因此假如在放大器输出端外加信号
电压 U,计算出由 U产生的电流 I,则 ro=U/I 。 ro,ri只
是等效意义上的电阻 。 如在放大器内部有电抗元件,
ro,ri应为复数值 。
2,增益
增益，又称为放大倍数，用来衡量放大器放大
信号的能力。有电压增益、电流增益、功率增益等。
1） 电流、
电压增益用 Au表示，定义为放大器输出信号电
压与输入信号电压的比值。 即
i
u U
UA 0?
is
i
si rr
rUU
??
又
所以
is
i
uus rr
rAA
??
同样,电流增益 Ai和源电流增益 Ais分别定义为
s
is
i
i I
IA
I
IA 00,??
又
is
s
si rr
rII
??
所以
is
s
iis rr
rAA
??
2）
功率增益表示放大器放大信号功率的能力,定义
为
iu
ii
OO
i
O
P AAIU
IU
P
PG ??
一个信号源能够提供的最大功率, 就是信号源加
到匹配负载上的功率, 我们定义为信号源额定功率,
它是度量信号源功率容量大小的参数 。 负载能否得到
这么大的功率, 取决于负载是否与信号源内阻匹配 。
额定功率与负载大小无关, 而实际得到的功率则与负
载大小有关 。
放大器的额定功率增益是指放大器输出额定功率
PAo与输入信号源额定功率 PAs的比值 。 令 ri=rs,那么输
i
s
i
i
S
As r
Ur
r
Up
42
22
???
?
?
???
??
o
t
AO r
UP
4
2
?
o
s
us o
s
s
t
AS
AO
r
rA
r
r
U
U
P
PG P A 2
0
2
???
?
?
???
???
式中, Auso=Ut/Us是负载 RL断开时放大器的源电压增
益 。
由上可知, GPA与放大器输出端所接负载大小无
关, 但和输入端是否与信号源内阻匹配有关 。 输入端
匹配时, 放大器输入端得到的功率最大 。 相应的输出
额定功率 PAo最大, 这时, GPA最大 。
3,频率失真
因放大电路一般含有电抗元件, 所以对于不同频
率的输入信号,放大器具有不同的放大能力 。 相应的增
益是频率的复函数 。
)()()( WAjewAjwAA ???
上式中, A(ω)是增益的幅值, φA(ω)是增益的相
角, 都是频率的函数 。 我们将幅值随 ω变化的特性称
为放大器的幅频特性, 其相应的曲线称为幅频特性曲
线 ; 相角随 ω变化的特性称为放大器的相频特性, 其相
应的曲线称为相频特性曲线 。
在工程上, 一个实际输入信号包含许多频率分量,
放大器不能对所有频率分量进行等增益放大, 那么合
成的输出信号波形就与输入信号不同 。 这种波形失真
称为放大器的频率失真 。 要把这种失真限制在允许值
范围内, 则放大器频率响应曲线中平坦部分的带宽应
大于输入信号的频率宽度 。
4.
非线性失真主要由晶体三极管伏安特性曲线的非
线性产生 。 假如输入信号为正弦信号电压 Ug=Ugmsinωt
时, 由于非线性失真, 输出集电极电流波形就将是非
正弦的, 该波形可分解为众多频率分量 。 基波分量为
不失真分量, 假设它的振幅为 Ic1m；二次及其以上各次
谐波分量为失真分量, 假设他们的振幅分别为 Ickm
（ k=2,3,4,…）, 则衡量放大器非线性失真大小
的非线性失真系数定义为 THD，
mc
K
ckm
I
I
T H D
1
2
2?
?
??
对一个放大电路进行定量分析, 不外乎做两方面
工作：
第一, 确定静态工作点；
第二, 计算有信号输入时的放大倍数, 输入阻抗,
输出阻抗等 。
常用的分析方法：图解法和微变等效电路法 。
在分析放大电路时, 为了简便起见, 往往把直流
分量和交流分量分开处理, 需要分别画出它们的直流
通路和交流通路 。 分析静态时用直流通路, 分析动态
时用交流通路 。
?放大电路分析方法
画直流通路和交流通路时, 应遵循下列原则：
(1) 对直流通路, 电感可视为短路, 电容可
视为开路；
(2) 对交流通路, 若直流电源内阻很小, 则
其交流压降很小, 可把它看成短路；若电容在交
流通过时, 交流压降很小, 可把它看成短路 。
1.图解法
在三极管特性曲线上, 用作图的方法来分析放大
电路的工作情况, 称为图解法 。 其优点是直观, 物理
意义清楚 。
1)作直流负载线确定静态工作点
我们把基本放大电路输出回路的直流通路, 画成
如下图 所示,用 AB把它分为两部分 。 右边是线性电路,
端电压 uCE和电流 iC必然遵从电源的输出特性, 满足：
uCE=UCC-iCRc
C
CE
C
CC
R
u
R
Uic ??
若在 uCE和 iC的平面中, 显然上式代表的是一条直
线方程, 在 UCC选定后, 这条直线就完全由直流负载
电阻 Rc确定, 所以把这条线叫做直流负载线 。 它代表
了外电路的电流和电压之间的关系 。
直流负载线的作法：先找两个特殊点, 当 iC=0时,
uCE=UCC(M点 )；当 uCE=0时, iC=UCC/Rc(N点 ),我们将
MN连起来, 就得到如图中直线 MN,也就是放大电路
直流负载线 。 直流负载线的斜率
CR
aK 1t an ???
下图左边是三极管的非线性电路, 电压 uCE和电流
iC遵从三极管的输出特性曲线 。 在静态时, iB为不变
的值, 所以它们只能在图中的曲线族的某一条曲线上
变化 。
iC是两边同一支路的电流, uCE是两边共同两点的
电压, 它们既遵从直流负载线又遵从一条输出特性曲
线, 所以我们可以把直流负载线 MN移到三极管输出特
性曲线上去, 剩下的工作就是确定一条输出特性曲线,
该曲线与直流负载线的交点, 就是静态工作点 。
我们知道当已知静态电压 UBE时, 可以从输入特
性曲线图 2.2.2(e)中找到静态电流 iB,依 iB便确定了输出
特性曲线为图 2.2.2(d)中的某一条, 该曲线与 MN的交
点 Q就是静态工作点, Q所对应的静态值 ICQ,IBQ和
UCEQ也就求出来了 。
但 uBE一般不容易得到确定的值, 因此求 IBQ 一
般不用图解法,
b
B E Qcc
BQ R
UUI ??
例如,求下图电路的静态工作点,在输出特性
曲线图中作直流负载线 MN。
M点：
N点：
VRUU
C
CC
M 206
20 ???
mARUI
C
CC
N 3.36
20 ???
静态偏流
uAmAR UUI
b
BECC
BQ 4004.04 7 0
7.020 ??????
IBQ=40μA
ICQ=1.8mA
UCEQ=9V
放大电路的输入端接有交流小信号电压, 而输出
端开路情况称为空载放大电路, 虽然电压和电流增加
了交流成分, 但输出回路仍与静态的直流通路完全一
样, 仍满足：
c
CE
c
cc
c R
U
R
Ui ??
如图所示, iB=40μA的输出特性曲线与直流负载
线 MN交于 Q(9,1.8),Q即为静态工作点, 静态值为
所以可用直流负载线来分析空载的电压放大倍数 。
设图 2.2.1 中输入信号电压
wtu i s in02.0? v
忽略电容 C1对交流的压降, 则有
uBE=UBEQ+ui
由图中的输入特性曲线得如图所示基极电流 iB，
iB=IBQ+ib=40+20sinωtμA
根据 iB的变化情况,在图中进行分析, 可知工作点
是在以 Q为中心的 Q1,Q2两点之间变化, ui的正半周在
QQ1段, 负半周在 QQ2段 。
因此我们画出 iC和 uCE的变化曲线如图 2.2.3(b)所
示, 它们的表达式为
iC=1.8+0.7sinωtmA
uCE=9-4.3sinωtV
输出电压
uo=-4.3sinωt=4.3sin(ωt+π) V
电压放大倍数
21502.0 3.40 ????
im
om
i U
U
U
UAu
从图中可以看出,输出电压与输入电压是反相的。
1)作交流负载线和动态分析
前面我们分析了静态和空载的情况, 而实际放大
电路工作时都处于动态, 并接有一定的直接负载或间
接负载, 负载以各种形式出现, 但都可等效为一个负
载电阻 RL。
因为 UCC保持恒定, 对交流信号压降为零, 所以从
输入端看, Rb与发射结并联, 从集电极看 Rc与 RL并联,
因此放大电路的交流通路可画成如图所示的电路, 图
LC
LC
CLL RR
RRRRR
???? //
因为电容 C2的隔直流作用, 所以 RL对直流无影响,
为了便于理解, 我们先用上面的方法作出直流负载线
MN,设工作点为 Q,如图所示 。
在交流通路中
uce=- ic RL ′
依叠加原理, 有
iC=ICQ+ic
uCE=UCEQ+uce
上面三式联立
uCE=UCEQ-icRL ′
=UCEQ-(iC-ICQ)RL ′
整理得
CE
LL
LCQc EQ
c uRR
RIU
i ???
??
? 1
这便是交流负载线的特性方程, 显然也是直线
方程 。 当 iC=ICQ时, uCE=UCEQ,所以交流负载线与直
流负载线都过 Q点 。 其斜率为
LR
aK 1t an ?????
已知点 Q和斜率 K′便可作出交流负载线来 。 但斜
率不易作得准确, 一般用下列方法作交流负载线 。
首先作直流负载线 MN,找出静态工作点 Q,然后
过 M作斜率为 -1/R′L 的辅助线 ML,(OL=UCCR′L)，
最后过 Q作 M′N′平行于 ML,所以 M′N′的斜率也为 -1/R
′L,而且过 Q点, 所以 M′N′即是所求作的交流负载线 。
例,在前面基本放大电路中, 已知 Rb=300 kΩ,
Rc=4 kΩ, RL=4 kΩ,UCC=12V,输入电压 ui=0.02
sinωt(V),三极管的输出特性曲线如下图 (b)所示, 输
入特性如下图 (a)所示, 试画出电路的直流负载线和交
流负载线, 并通过作图求 RL接入前后的电压放大倍数 。
解,(1) 作直流负载线, 求静态工作点 。
C
CE
e
cc
c R
U
R
Ui ??
可知, 它在 iC轴和 uCE轴上的截距分别为
mARUON
C
CC 3412 ???
VUOM CC 12??
过 MN两点作直线 MN,即为电路的直流负载线 。
uAmARb UUI CECCBQ 4004.03 00 7.012 ??????
iB=40μA的输出特性曲线 a与直流负载线 MN相交
于 Q点, Q即为静态工作点, 静态值为
IBQ= 40 μA
ICQ= 1.5mA
UCEQ= 6V
(2) 按直流负载线求 Rc接入前的放大倍数 。
在图 (a)的输入特性曲线上找到 IBQ=40μA的点 Q
UBEQ≈0.6 V
叠加输入电压 ui后
uBE=UBEQ+ui=0.6+0.02sinωtV
从输入特性曲线得
iB=40+20sinωtμA
依 iB的变化, 可知工作点在直流负载线 MN的 Q1
和 Q2两点之间的变化, ib正半周时在 Q1Q段, ib负半周
时在 Q2Q段,
uCE=6-3sinωtV
输出交流电压
uo=-3 sinωt=3 sin(ωt-π)V
电压放大倍数
1 5 002.0 3 ????
im
Om
i
O
U U
U
U
UA
(3) 作交流负载线 。
交流负载电阻
?????????? KRR RRRRR
LC
LCCLL 2
44
44//
mARU
L
CC 6212 ???
在 iC轴上定点 L,使 OL=6mA,连接 ML,过 Q作
M′N′∥ ML,M′N′为所求的交流负载线 。
(4) 用交流负载线求接入 RL后的电压放大倍数 。
依 ib的变化, 可知 RL接后工作点在交流负载线上的
Q′1与 Q′2之间变化, ib正半周时在 Q′1Q段, ib负半周时在
Q′2Q段,
uBE=6-1.5 sinωtV
输出交流电压
uo=-1.5sinωt=1.5sin(ωt-π)V
电压放大倍数
7502.0 5.10 ????
im
om
i
u u
u
u
uA
显然, 接入负载后输出电压减小, 放大倍数减小,
RL 愈小这种变化愈明显 。 这是因为有,RL愈小 →R′L
愈小 →交流负载线愈陡 →iC的变化范围愈小 →uCE的变
化范围愈小 。 所以输出电压 uo愈小, 即放大倍数愈小 。
3)
三极管的非线性表现在输入特性的弯曲部分和输
出特性间距的不均匀部分 。 如果输入信号的幅值比较
大, 将使 iB,iC和 uCE正, 负半周不对称, 产生非线性
失真 。
静态工作点的位置不合适, 也会产生严重的失真,
大信号输入尤其如此 。 如果静态工作点选得太低, 在
输入特性上, 信号电压的负半周有一部分在阈电压以
下, 管子进入截止区, 使 iB的负半周被, 削, 去一部
分 。 iB已为失真波形, 结果使 iC负半周和 uCE的正半周
(对 NPN型管而言 )被, 削, 去相应的部分输出电压
uO(uCE)的波形出现顶部失真, 如图 (a)所示 。 因为这
种失真是三极管在信号的某一段时间内截止而产生的,
所以称为截止失真 。 如果静态工作点选得太高, 尽管
iB波形完好, 但在输出特性上, 信号的摆动范围有一
部分进入饱和区, 结果使 iC的正半周和 uCE的负半周
(对 NPN管 )被, 削, 去一部分, 输出电压 uO(uCE)的波
形出现底部失真, 如图 (b)所示 。
因为这种失真是三极管在信号的某一段内饱和而
产生的, 所以称为饱和失真 。 PNP型三极管的输出电
压 uO的波形失真现象与 NPN型三极管的相反 。
对一个放大电路, 希望它的输出信号能正确地反
映输入信号的变化, 也就是要求波形失真小, 否则就
失去了放大的意义 。 由于输出信号波形与静态工作点
有密切的关系, 所以静态工作点的设置要合理 。 所谓
合理, 即 Q点的位置应使三极管各极电流, 电压的变
化量处于特性曲线的线性范围内 。 具体地说, 如果输
入信号幅值比较大, Q点应选在交流负载线的中央；
如果输入信号幅值比较小, 从减小电源的消耗考虑,
Q点应尽量低一些 。
2.微变等效电路分析法
用图解法分析放大电路, 虽然比较直观, 便于理
解, 但过程烦琐, 不易进行定量分析 。
因此我们将进一步讨论等效电路分析法 。
三极管各极电压和电流的变量关系, 在大范围
内是非线性的 。 但是, 如果三极管工作在小信号的情
况下, 信号只是在工作点附近很小的范围内变化, 那
么, 此时三极管的特性可以看成是线性的, 其特性参
数可认为是不变的常数 。 因此, 可用一个线性电路来
代替在小信号工作范围内的三极管, 只要从这个线性
电路的相应引出端看进去的电压和电流的变量关系与
从三极管对应引出端看进去的一样就行 。 这个线性电
路就称为三极管的微变等效电路 。
用微变等效电路代替放大电路中的三极管, 使复
杂的电路计算大为简化 。 对不同的使用范围和不同的
计算精度, 可以引出不同的等效电路 。 下面分别介绍
简单的等效电路和 h参数等效电路 。
1)简单的等效电路
a.
小信号输入, 因为动态范围很小, 可以认为是在
作线性变化, 在静态工作点 Q附近, 输入特性曲线和
输出特性曲线均可视为直线的一部分 。 在输入特性曲
线上,当 uCE一定时, ΔiB与 ΔuBE成正比 ; 在输出特性曲
线上, 当 uCE一定时,ΔiC与 ΔiB成正比 。 由此可以得到
三极管的动态输入电阻为：
忽略 ΔuCE对输入特性的影响, 即 ΔiB与 ΔuCE无关,
动态范围只是在同一条输入特性曲线上 。 所以从输入
端 b,e 看, 在小信号情况下, 三极管就是一个线性
电阻,
恒量
一定
????
CEU
B
BE
be i
ur |
恒量
一定
????
CEU
B
c
i
i |?
B
BE
be i
ur
?
??
忽略 ΔuCE对输出特性的影响, 即 ΔiC与 ΔuCE无关,
动态只是局限在这个小范围内, 在这个范围内, 输出
特性曲线不但互相平行, 间隔均匀, 而且均与 uCE轴平
行, 电流放大倍数为一恒量 。
B
c
i
i
?
???
故
b
c
i
i??
因此，从输出端 c,e极看，三极管就成为一个受
控电流源，于是
ic=βib
满足以上三点, 非线性的三极管就成为线性元件,
它的 b与 e之间为一个电阻 rbe,c与 e之间为一个受控电
流源 βib,因此可画出晶体管的线性等效电路如下图 (b)
所示 。
我们称下图为简化的三极管等效电路 。 严格来讲,
iC不是只由 iB决定, 还与 uCE有关,uCE增大时 iC也增大,
输出特性曲线的斜率是略大于零的,而且各条曲线不
完全相同；
我们把基本放大电路中的三极管用其简化等效电
路代替, 并画出其交流通路, 就成为基本放大电路的
简化等效电路 。
根据等效电路, 可以求电路的输入电阻 ri,输出电
阻 ro和电压放大倍数 Au。
从输入回路, 可得输入电阻
ri=Rb∥ rbe
又 Rb 远大于 rbe，
ri≈rbe
从输出端看放大电路的电阻时, 电流源作为开路,
所以输出电阻为
ro=Rc
输入电压 ui=ibrbe
输出电压 uo=-βibRc
be
C
beb
Cb
i
u r
R
Ri
Ri
u
uA ?? ????? 0
如果有负载 RL，
uo= -βibRL ′
式中
RL ′=Rc∥ RL
be
LA
r
R
u
?
?? ?
b,三极管输入动态电阻 rbe
根据 PN结伏安关系式
)1( ?? KT
qu
SE eIi
常温（ T≈300 K）下，
mvvqkT 26)(1026106.1 3 0 01038.1 31923 ???? ??? ???
)1()1( 26 ???? uskTqusEQ eIeII
r be=300+(1+β)
)(
)(26
mAI
mv
EQ
偏置电路是各种放大器的必不可少的组成部分 。
我们在进行电路设计时, 设置的偏置电路必须满足两
个要求：一是给放大管提供所需的静态工作点电压和
电流；二是在环境温度, 电源电压等因素变化时, 静
态工作点应当保持稳定 。 在诸多因素中尤其以环境温
度的变化对静态工作点的影响最大 。 一些放大器在常
温下, 其静态工作点若确定合适, 则能正常工作, 但
是在高温或低温条件下则不能, 这是因为静态工作点
随温度变化引起的 。 下面我们结合环境温度这个问题
介绍几种常用的偏置电路 。
2-2其它形式的电路
?偏置电路
1,固定偏置电路
电路如图 2.2.17所示 。 现通过分析温度变化对静
态工作点的影响,来说明偏置电路热稳定性的重要性 。
我们用近似估算法可求得该电路提供的 IBQ,ICQ
和 UCEQ
b
BECC
BQ R
UUI ??
C B OBQCQ III )1( ?? ???
UCEQ=UCC-ICQRC
由上述各式可知, 当 UCC和 Rb一定时, ICQ与晶体
管参数 β以及 UBE,ICBO有关 。 我们知道这三个参数均
与温度有关 。 温度每升高 10℃,ICBO约增加一倍, 温度
每升高 10℃,UBE约降低 2.5mV,随温度每升高 1℃, β
相对值增加 （ 0.5~1.0） %。 所以讨论偏置电路热稳定
性实际上就是讨论这三个参数随温度变化而引起 ICQ变
化的特性 。
在上述固定偏置电路中, 假设晶体管为锗 NPN管,
室温时 β=50,UBE=0.25V,ICBO=1μA,偏置电路的
UCC=6 V,Rb=180kΩ,Rc=2kΩ。 试计算温度由室温升
高 30℃ 时 ICQ和 UCEQ的变化情况 。
IBQ=32μA,ICQ=1.65mA,UCEQ=2.7V
当 温 度 升 高 30℃ 后, β′=65,UBE=0.175V,
I′CBO=8μA,那么
I′BQ=32.4μA,I′CQ=2.6 mA,U′CEQ=0.73V
%6.5765.1 65.16.2 ???????
CQ
CQCQ
CQ
CQ
I
II
I
I
2.
分压式偏置电路如图所示 。 此电路既能提供静
态电流, 又能稳定静态工作点 。
图中 Rb1,Rb2的作用是将 VCC进行分压, 在晶
体三极管基极上产生基极静态电压 UBQ。 Re为发射
极电阻, 发射极静态电流 IEQ在其上产生静态电压
UEQ,所以发射结上的静态电压 UBEQ=UBQ-UEQ。
现在分析分压式偏置电路稳定静态工作点的过
程 。 假设温度升高, ICQ或 IEQ） 随温度升高而增加,
那么 UEQ也相应增加 。
如果 Rb1和 Rb2的电阻值较小, 通过它们的电流远
比 IBQ 大, 则可 认为 UBQ 恒定而与 IBQ 无关, 根据
UBEQ=UBQ-UEQ,则 UBEQ必然减小, 从而使 IEQ,ICQ趋
于减小, 使 IEQ,ICQ基本稳定 。 这个自动调整过程可
表示如下 （, ↑” 表示增,, ↓” 表示减 ）, T（ 温
度 ） ↑→ICQ(IEQ)↑→UEQ↑→UBEQ↓
ICQ(IEQ)↓
反之亦然 。 由上分析可知分压式偏置电路稳定工
作点的实质是：先恒定 UBQ,然后通过 Re把输出量
（ ICQ） 的变化引回到输入回路, 使输出量变化减小 。
由上面的分析知道, 要想使稳定过程能够实现,
必须满足以下两个条件：
（ 1） 基极电位恒定 。 这样才能使 UBEQ真实地反映
ICQ(IEQ )的变化 。 那么, 只要满足 I1IBQ,就可以认为
UBQ≈
也就是说 UBQ基本恒定, 不受温度影响 。
当然, 为了实现 I1>>IBQ,Rb1,Rb2的值应取得小
些 。 但太小功耗大, 而且也增大对输入信号源的旁路
作用 。
CC
bb
b U
RR
R
21
2
?
工程上, 一般取 I1≥(5~10)IBQ。
（ 2） Re足够大 。 这样才能使 ICQ(IEQ)的变化引起 UEQ
更大的变化, 更能有效地控制 UBEQ。 但从电源电压利
用率来看, Re不宜过大, 否则, UCC实际加到管子两端
的有效压降 UCEQ 就会过小 。 工程上, 一般取
UEQ=0.2UCC或 UEQ=1~3V。
分压式偏置电路不仅提高了静态工作点的热稳定
性, 而且对于换用不同晶体管时, 因参数不一致而引
起的静态工作点的变化, 同样也具有自动调节作用 。
分压式偏置电路主要用在交流耦合的分立元件放
大电路中 。 在交流耦合放大电路中, 不论采用哪种组
态电路, 分压式偏置电路都具有相同的形式 。 如图
2.2.20所示的三种基本组态放大电路, 它们的直流通路
都与图 2.2.19所示的分压式偏置电路相类似, 而与采用
什么组态无关 。
3.
对恒流源偏置电路的要求, 不仅要提供稳定的静
态工作点电流, 还应要有高的输出交流电阻 。
镜像恒流源电路是目前应用最广的一种高稳定恒
流源电路, 它特别适合于用在集成电路中 。
镜像恒流源的基本电路是由两个性能上严格配对
的晶体三极管和一个电阻 R组成的, 其中 V1管的集电
极和基极相连, IR和 Io为电路两边的电流 。
当晶体三极管工作在放大区时,V1和 V2两管的发
射极电流分别为
T
BE
U
u
E BSE eIi
1
11 ?
T
BE
U
u
EBSE eIi
1
22 ?
由于两管的发射结并联在一起，有 uBE1=uBE2
2
1
2
1
EBS
EBS
E
E
I
I
i
i ?
如两管对称, IEBS1=IEBS2,则 iE1=iE2,由于
iE1=IEQ1=ICQ1+IBQ1
iE2=IEQ2=ICQ2+IBQ2
其中, ICQ2=Io, ICQ1=IR-(IBQ1+IBQ2), 因此, 当
β1=β2=β,IBQ1=IBQ2=IBQ时,
Io=IR-2IBQ
又 IBQ=ICQ2/β=Io/β，
Io=
?
21?
RI
当 UCC和 R为确定值时,由图可得
IR=
由上述分析可知,当 IR确定后, Io也就被确定了 。
其中 IR称为参考电流, Io称为输出电流 。 改变 UCC或 R，
IR和相应的 Io也就随之改变 。 Io如 IR的镜像, 故将这种
恒流源电路称为镜像恒流源电路 。 它的输出交流电阻
为 V2管的输出电阻 rce。
如果电路左边不加固定电压 UCC,而让该点电压浮
动, 则当 Io改变时, IR也就将按式作相应变化 。 这时 Io
为参考电流, IR为输出电流 。
R
UU BECC ?
如果 UCC>>UBE,β2,而两管又完全对称, 那么,
温度变化时就不会引起 IR和 Io的变化, 因此, 镜像恒流
源电路是一种高热稳定的偏置电路 。
当晶体三极管的 β值比较小时, IBQ值较大, 由式
可见, Io不等于 IR,其值与 β有关 。 由于 β对温度的变
化比较敏感, 因而, 恒流源电路的恒流值的精度和热
稳定性均要相应降低 。 为了解决这个问题, 可采用下
图所示的改进电路 。 图中, 在 V1管的集电极和基极之
间接入一级射极跟随器 V3, 利用射极跟随器的电流
放大作用, 减小 IBQ对 IR的分流值, 从而提高 Io作为 IR镜
像的精度和热稳定性 。
为了避免 V3管电流过小而使 β3值下降的缺点, 实
际电路中常常在 V3管发射极上接一个适当阻值的电阻
Re, 产 生 电 流 IE, 使得 V3 管 的 发 射 极 电 流
IEQ3=IBQ1+IBQ2+IE有所增大 。
上面介绍了 Io≈IR的镜像恒流源电路 。 工程上, 经
常需要 Io不等于 IR,但与 IR成一定比例关系的镜像恒流
源电路 。 实现这种比例式的镜像恒流源电路可从两方
面着手, 一是从集成工艺方面考虑, 另一措施是从电
路结构方面考虑 。
共集电极放大电路的原理图如图 (a)所示, 它的
交流通路如图 (b)所示 。 由交流通路可知, 三极管的
负载电阻是接在发射极上, 输入电压 ui加在基极和集
电极之间, 而输出电压 uo从发射极和集电极两端取
出, 所以集电极是输入, 输出电路的共同端点 。 下
面计算电路的静态工作点, 电压放大倍数, 输入,
输出电阻 。
?共集电极电路
1.
基极回路方程 UCC=IBQRb+UBE+UE
又 UE=IEQRe=(1+β)IBQR e
可得
eb
BECC
BQ RR
UUI
)1( ???
??
因 UCC<<UBE,所以
eb
CC
BQ RR
UI
)1( ????
由 ICQ=βIBQ,UCEQ=UCC-ICQRe，可求出静态工作点。
2.
1） 电流放大倍数 。
下图为共集电极放大电路的微变等效电路, 当不
考虑 Rb对输入电流 ii的分流作用时, 则 ii≈ib；流经负载
R′e（ R′e=Re∥ RL） 的输出电流 io=ie，
Ai=
显然, 射极输出器有电流放大作用 。
???? 10
i
e
i i
i
i
i
2） 电压放大倍数 。 由图 2.3.2，
uo=R′eie
ui=rbeib+R′eie =［ rbe+(1+
be iR ]) ??
所以
ebe
e
i
o
u Rr
R
u
uA
???
????
)1(
)1(
?
?
式中 R′e =Re∥ RL。 由于通常满足 （ 1+β） R′Lrbe，
所以共集放大电路的电压放大倍数恒小于 1,而接近
于 1。 并且输出电压和输入电压同相位, 即输出电压
跟随输入电压变化, 因此该电路又称为射极跟随器 。
3）
因为 ui=［ rbe+（ 1+β） R′e]i ′e,,,,所以 （ 当不考虑 Rb时 ）
从基极 b向里看进去的输入电阻 r′i为
所以 （ 当不考虑 Rb时 ） 从基极 b向里看进去的输入
电阻 r′i为
r′i=
在共发射极电路中, 从基极看进去的输入电阻为
rbe,显然, 共集电极电路从基极看进去的输入电阻增
大了 。
ib
i
i rR
i
u //?
e
b
i Rrb eiu ???? )1( ?
4） 输出电阻。
我们将图 2.3.2的等效电路改画成图 2.3.3的形式，
并令 ug=0，去掉 RL，在输出端加一电压 u′o。由图可得
i″o =-ie=-(1+β)ib
u′o=-［ (rs∥ Rb)+β］ ib
从发射极向里看进去的输出电阻 r′o为
r′o=
??
??
??
?
1
)//( bebs
o
o rRr
i
u
当考虑到 Re时, 从输出端向里看进去的输出电阻 ro
ro=Re∥ r′o
1.
下图为共基极放大电路及其交流通路, 如果忽略
IBQ对 Rb1,Rb2分压电路中电流的分流作用, 则基极静
态电压 UB为
UB≈
CC
bb
b U
RR
R
21
2
?
?共基极电路
(a)共基极放大电路 (b) 交流通路
流经 Re的电流 IEQ
I EQ
e
BEB
e
E R UURU ???
如果满足 UB远大于 UBE，则上式可简化为
CC
bb
b
ee
B
EQCQ URR
R
RR
UII
21
21
?????
而
??? 1
EQ
BQ
II
CQeCCCC E Q IRRUU )( ???
2.
利用三极管的简化 h参数等效电路, 可以画出微变
等效电路 。
1） 电流放大倍数
当忽略 Re对输入电流 ii的分流作用时, 则 ii≈-ie；
流经 R′L（ R′L=Rc∥ RL） 的输出电流 io=-ic。
aiiiiA
e
c
i
i ??
??? 0
2） 电压放大倍数 。
ui=-rbeib
uo=R′Lio=-R′Lic=-βR′Lib
所以,
Au=
be
L
i
O rRuu ?? ?
共基极放大电路具有电压放大作用, 其电压放大
倍数和共射电路的电压放大倍数在数值上相等, 共基
极电路输出电压和输入电压同相位 。
3） 输入电阻 。
当不考虑 Re的并联支路时, 即从发射极向里看进
去的输入电阻 r′i为
r′i=
rbe是共射极电路从基极向里看进去的输入电阻,
显然, 共基极电路从发射极向里看进去的输入电阻为
共射极电路的 1（ 1+β） 。
?? ????
?
1)1(
be
b
bbe r
i
ir
当考虑到 Re后，则从输入端看进去的输入电阻为
ie
i
i rR
i
uri ??? //
4） 输出电阻 。
在简化微变等效电路中, 当忽略了三极管 c,e之
间的内阻 rce时, 则从集电极看进去三极管的输出电阻
r′o为无穷大 。 因此, 共基电路的输出电阻 ro=Rc。 如果
考虑到 rce的作用时, 可以证明此时 三极管的输出电阻
（ 从集电极看进去 ）
r ′o ≈(1+β)rce
在共射接法时, 三极管的输出电阻为 rce。 这表明
共基极接法的三极管输出电阻是共射极接法时的
（ 1+β） 倍 。
如果考虑并联电阻 Rc,则共基极放大电路的输出
电阻 ro为
ro=Rc∥ r′o≈Rc
由于 R′oRc,所以共基极放大电路的 ro仍近似为 Rc。
1.直接耦合放大中的特殊问题
在实际应用中, 对于信号的放大, 一般都采用多
级放大电路, 以达到较高的放大倍数 。 多级放大电路
中, 各级之间的耦合方式有三种, 即阻容耦合, 变压
器耦合和直接耦合 。 对于频率较高的交流信号进行放
大时, 常采用阻容耦合或变压器耦合 。 但是, 在生产
实际中, 需要放大的信号往往是变化非常缓慢的信号,
甚至是直流信号 。 对于这样的信号, 不能采用阻容耦
合或变压器耦合, 而只能采用直接耦合方式 。
?差动放大电路
所谓直接耦合, 就是放大器前级输出端与后级输
入端以及放大器与信号源或负载直接连接起来, 或者
经电阻等能通过直流的元件连接起来 。 或者经电阻等
能通过直流的元件连接起来 。
由于直接耦合放大器可用来放大直流信号, 所以
也称为直流放大器 。 在集成电路中要制作耦合电容和
电感元件相当困难, 所以近些年来发展起来的很多集
成电路 （ 如集成运算放大器 ）, 其内部电路多采用直
接耦合方式 。 实际上, 直接耦合放大器不仅能放大直
流信号, 也能放大交流信号 。 因此, 随着集成电路的
发展, 直接耦合放大器正得到越来越广泛的应用 。
然而, 在多级放大器中采用直接耦合存在两个特
殊问题必须加以解决 。 一是级间直流量的相互影响问
题, 二是零点漂移问题 。
图 （ a） 是一个简单的直接耦合放大器, 后级输
入端 （ V2的基极 ） 直接接在前级的输出端 （ V1的集电
极 ） 。 在这种电路中就存在前后级间直流量的相互影
响问题 。
所谓零点漂移, 就是当输入信号为零时, 输出信
号不为零, 而是一个随时间漂移不定的信号 。 零点漂
移简称为零漂 。 产生零漂的原因有很多, 如温度变化,
电源电压波动, 晶体管参数变化等 。 其中温度变化是
主要的, 因此零漂也称为温漂 。 在阻容耦合放大器中,
由于电容有隔直作用, 因而零漂不会造成严重影响 。
但是, 在直接耦合放大器中, 由于前级的零漂会被后
级放大, 因而将会严重干扰正常信号的放大和传输 。
比如, 直接耦合电路中, 输入信号为零时 （ 即 ΔUi=0）,
输出端应有固定不变的直流电压 Uo = UCE2。
首先,两级放大器的静态工作点是相互影响的。
当 V1的静态工作点发生偏移时，这个偏移量会经过 V2
放大，使 V2的静态工作点发生更大的偏移。其次，由
于 V1的集电极与Ｖ 2的基极为同一电位，因而 V1的 UCE1
受到 V2的 UBE2的钳制而只有 0.7V左右 致使信号电压的
动态范围很小。为了克服这一不足，可在 V2发射极接
电阻，使 V2的发射极电位升高,则其基极（ V1的集电
极）电位也可升高。
但是由于温度变化等原因, V1,V2的静态工作点
会随之改变, 于是使输出端电压发生变化, 也就是有
了输出信号 。 特别是 V1工作点的变化影响最大, 它会
像信号一样直接耦合到 V2,并被 V2放大 。
因此, 直接耦合放大器的第一级工作点的漂移对
整个放大器的影响是最严重的 。 显然, 放大器的级数
越多, 零漂越严重 。 由于零漂的存在, 我们将无法根
据输出信号来判断是否有信号输入, 也无法分析输入
信号的大小 。 对于级间直流量的相互影响问题, 一般
采用降低前级输出电压, 抬高后级发射极电位, 采用
NPN与 PNP组合电路等方法加以解决 。
除下图 （ b） 之外, 图 （ a） 亦为抬高后级发射
极电位的直接耦合电路, 图 （ b） 则为 NPN管与 PNP管
组合的直接耦合电路 。
在图 （ a） 中, 由于二极管 D的静态电阻大, 静
态电流流过时产生的压降大, 故可有效地提高 V2的发
射极电位； 但二极管的动态电阻小, 故信号电流流过
时产生的压降小, 因而对信号的负反馈作用小, 不会
引起放大倍数显著下降 。 这里是利用了非线性元件的
静态电阻与动态电阻不相等的特性来适应直接耦合放
大器对静态和动态参数的不同要求的 。 而图 （ b） 所
示电路则没有这种作用 。 在图 （ b） 中, 由于 V1,V2
两管所需的电压极性相反, V1的集电极电位比基极电
位高, V2的集电极电位比基极电位低, 这样的两个管
子配合使用, 两级电路便都能得到合适的工作电压 。
对于零点漂移问题, 不能通过增加级数, 提高放
大倍数的办法来解决, 因为这样做虽然提高了放大和
分辨微弱信号的能力, 但同时第一级的零漂信号也被
放大了 。 为了减小零点漂移, 常用的主要措施有：采
用高稳定度的稳压电源； 采用高质量的电阻, 晶体管,
其中晶体管选硅管 （ 硅管的 ICBO比锗管的小 ） ； 采用
温度补偿电路；采用差动式放大电路, 等等 。 在上述
这些措施中, 采用差动放大电路是目前应用最广泛的
能有效抑制零漂的方法 。 下面将对这种方法作重点介
绍 。
2.基本差动放大器
1）
下图是基本的差动放大器, 它由两个完全相同的
单管放大器组成 。 由于两个三极管 V1,V2的特性完全
一样, 外接电阻也完全对称相等, 两边各元件的温度
特性也都一样, 因此两边电路是完全对称的 。 输入信
号从两管的基极输入, 输出信号则从两管的集电极之
间输出 。
静态时, 输入信号为零, 即 Ui1=Ui2=0,由于电路
左右对称, 即 Ic1=Ic2,Ic1Rc=Ic2Rc或 Uc1=Uc2,故输出电
压为 Uo=Uc1Uc2=0。
当电源波动或温度变化时, 两管集电极电位将同
时发生变化 。 比如, 温度升高会引起两管集电极电流
同步增加, 由此使集电极电位同步下降 。 考虑到电路
的对称性, 两管集电极电位的减少量必然相等, 即
ΔUc1=ΔUc2,于是输出电压为
Uo=(Uc1ΔUc1)(Uc2ΔUc2)=0。
由此可见, 尽管每只管子的零漂仍然存在, 但两
管的漂移信号 （ ΔUc1,ΔUc2） 在输出端恰能互相抵消,
使得输出端不出现零点漂移, 从而使零漂受到了抑制 。
这就是差动放大器抑制零点漂移的基本原理 。
由上述分析可知, 差动放大电路是利用两边电路
相同的零漂互相抵消的办法来抑制输出端零漂的 。 显
然, 两边电路的对称性将直接影响这种抵消的效果 。
电路对称性越好, 这种抵消效果越好, 对零漂的抑制
能力越强 。 为了减小零漂, 应尽量提高电路的对称程
度 。 在集成运放等集成电路中, 其输入级采用差动放
大形式, 由于集成工艺上可实现很高的电路对称性,
因而其抑制零漂的能力都很强 。
2） 共模信号与差模信号
差动放大器的输入信号可以分为两种, 即共模信
号和差模信号 。 在放大器的两输入端分别输入大小相
等, 极性相同的信号即 Ui1=Ui2时, 这种输入方式称为
共模输入, 所输入的信号称为共模 （ 输入 ） 信号 。
共模输入信号常用 Uic来表示, 即 Uic=Ui1=Ui2。 在
共模输入时, 输出电压与输入共模电压之比称为共模
电压放大倍数, 用 Ac表示 。 在放大器的两输入端分别
输入大小相等, 极性相反的信号, 即 Ui1=Ui2时, 这种
输入方式称为差模输入, 所输入的信号称为差模输入
信号 。 差模输入信号常用 Uid来表示,
在差模输入时, 输出电压与输入差模电压之比称
为差模电压放大倍数, 用 Ad表示 。
idi UU 2
1
1 ?
idi UU 2
1
2 ?
由图 （ a） 可以看出, 当差动放大器输入共模信号
时, 由于电路对称, 其输出端的电位 Uc1和 Uc2的变化也
是大小相等, 极性相同, 因而输出电压 Uoc保持为零 。
可见, 在理想情况下 （ 电路完全对称 ）, 差动放大器在
输入共模信号时不产生输出电压, 也就是说, 理想差动
放大器的共模电压放大倍数为零, 或者说, 差动放大器
对共模信号没有放大作用, 而是有抑制作用 。 实际上,
上述差动放大器对零漂的抑制作用就是它抑制共模信号
的结果 。 因为当温度升高时, 两个晶体管的电流都要增
大, 这相当于在两个输入端加上了大小相等, 极性相
同的共模信号 。
由图 （ b） 可以看出, 当差动放大器输入差模信号
(Ui1=1/2Uid,Ui2=1/2Uid） 时, 由于电路对称, 其两管
输出端电位 Uc1和 Uc2的变化也是大小相等, 极性相反 。
若某个管集电极电位升高 ΔUc,则另一个管集电极电
位必然降低 ΔUc。 设两管的电压放大倍数均为 A（ 两管
对称, 参数相同 ）, 则两管输出端电位增量分别为
ΔUc1=ΔUc=, ΔUc2=ΔUc=
Uod=ΔUc1ΔUc2=2ΔUc=UidA
AUid21 AUid21
差模电压放大倍数为
AUUA
id
od
d ??
上式表明, 差动放大器的差模电压放大倍数等于
组成该差动放大器的半边电路的电压放大倍数 。
由单管共射放大器的电压放大倍数计算式，有
bebs
beb
be
C
d rRR
rR
r
RAA
//
//
?????
?
一般 于是,
beb rR ??
bes
L
d rR
RAA
?
???? ?
应当说明，当两管的输出端（即集电极）间接有
负载 RL时，上式应为
bes
L
d rR
RA
?
??? ?
其中 R′L=Rc∥ (1/2RL)。 这里 R′L≠Rc∥ RL,其原因
是由于两管对称, 集电极电位的变化等值反相, 而与
两集电极相连的 RL的中点电位不变, 这点相当于交流
地电位 。 因而对每个单管来说, 负载电阻 （ 输出端对
地间的电阻 ） 应是 RL的一半, 即 RL/2,而不是 RL。
差动放大器对共模信号无放大, 对差模信号有放
大, 这意味着差动放大器是针对两输入端的输入信号
之差来进行放大的, 输入有差别, 输出才变动, 即为
,差动, 。 在更一般的情况下, 两个输入信号电压既
非共模, 又非差模, 而是任意的两个信号, 这种情况
称为不对称输入 。 不对称输入信号可以视为差模信号
与共模信号的合成 。
分析这类信号时, 可先将它们分解成共模信号
和差模信号, 然后再去处理 。 其中差模信号是两个
输入信号之差 。
上述放大器的输入回路经过两个管子的发射结
和两个电阻 Rs,故输入电阻为
rid=2(Rs+rbe)
放大器的输出端经过两个 Rc，
Ro≈2Rc
3） 共模抑制比
如上所述, 差动放大器的输入信号可以看成一
个差模信号与一个共模信号的叠加 。
对于差模信号, 我们要求放大倍数尽量地大；
对于共模信号, 我们希望放大倍数尽量地小 。 为了全
面衡量一个差动放大器放大差模信号, 抑制共模信号
的能力, 我们引入一个新的量 ——共模抑制比, 用来
综合表征这一性质 。 共模抑制比 KCMRR
这个定义表明, 共模抑制比愈大, 差动放大器
放大差模信号 （ 有用信号 ） 的能力越强, 抑制共模信
号 （ 无用信号 ） 的能力也越强 。
c
d
C M R R A
AK ?
dBAAK
c
d
C M R R lg20?
3,带射极公共电阻的差动放大器
上述基本差动放大器是利用电路两侧的对称性抑
制零漂等共模信号的 。 但是它还存在两方面的不足 。
首先, 各个管子本身的工作点漂移并未受到抑制 。 若
要其以单端输出 （ 也叫不对称输出 ）, 则其, 两侧对
称, 互相抵消, 的优点就无从体现了； 另外, 若每
侧的漂移量都比较大, 此时要使两侧在大信号范围内
作到完全抵消也相当困难 。 针对上述不足, 我们引入
了带射极公共电阻的差动放大器, 如图所示 。
对于共模输入信号, 由于电路对称, 两管的射极
电流 I E（ 约等于集电极电流 IC ） 变化量大小相等,
极性相同 （ 即同增同减 ）, ΔIE1=ΔIE2=ΔIE,使流过 Re
的总电流变化量为 2ΔIE,这个电流变化量在 Re上产生
的电压变化量 （ 2ΔIERe） 构成负反馈信号, 可使共模
放大倍数降低 。
可见, Re对共模信号具有负反馈作用, 能够抑制
共模信号的输出 。 这个抑制过程实际上就是上述抑
制零漂的过程 。
对于差模信号, Re却没有抑制作用 。 当输入差模
信号时, 两管的电流 IE 变化量数值相等, 但极性相反,
一个管 IE增加, 另一个管 IE 减少, 即 ΔIE1=ΔIE2,因
而流过 Re的总电流不变, Re上的电压降便不改变 。 这
样, 对差模信号而言, Re上没有信号压降, 如同短路
一般 。 当然, 不起负反馈作用, 也就不会影响差模放
大倍数 。
具有射极电阻 Re 的差动放大器, 既利用电路的对
称性使两管的零漂在输出端互相抵消, 又利用 Re 对共
模信号的负反馈作用来抑制每个管自身的零漂 。 由于
这种放大器对零漂具有双重抑制作用, 所以它的零漂
比未接入 Re的基本形式差动放大器要小得多 。 而且,
由于每侧的漂移都减小了, 信号可以从单端输出
例 4.1.2 在上图电路中, Rs=5 kΩ,Rc=10kΩ，
Re =10kΩ,UCC=UEE=12V,两管电流放大倍数均为
β=50。 试计算：
（ 1） 静态工作点；
（ 2） 差模电压放大倍数；
（ 3） 输入, 输出电阻 。
解 （ 1） 计算静态工作点 。
静态时, 无信号输入, Ui1=Ui2=0。 设单管的发射
极电流为 IEQ,则 Re上流过电流为 2IEQ。 对单管的基极
IBQRs+UBE+2IEQReUEE=0
又由
IEQ=(1+β)IBQ
所以
ICQ=βIBQ=50× 0.011=0.55 mA
UCEQ=UCC+UEEICQRc2IEQRe
=12+120.55× 102× 0.55× 10=7.5 V
eS
BEEE
BQ RR
UUI
)1(2 ???
??
uAmAI BQ 110 1 1.010)501(25 7.012 ?????? ??
（ 2） 计算差模电压放大倍数 。
电路的差模输入交流通路见下图 。 由于差模信号
在 Re上没有压降, 故将其视为交流短路 。 所以, 其差
模电压放大倍数的计算与未引入 Re 时基本差动放大器
差模电压放大倍数的计算相同 。
在未接电阻 RL 时,
????????? KIr
C
be 7.2266655.0
265030026300 ?
若接有负载电阻 RL(如图 4.1.6中虚线所示 ）, 则
Ad=
（ 3） 计算输入输出电阻 。
差模输入电阻为
rid=2(Rs+rbe)=2× (5+2.7)=15.4kΩ
ro≈2Rc=2× 10=20kΩ
657.25 1050 ????
4.
从上述分析中可以看到, 欲提高电路的共模抑制
比, 射极公共电阻 Re 越大越好 。
不过 Re大了之后, 维持相同工作电流所需的电源
电压 UEE的值也必须相应增大 。 显然, 使用过高的电
源电压是不合适的 。 此外, Re 值过大时直流能耗也大 。
为了解决这个矛盾, 我们先对 Re的作用从动态和
静态两个角度作一分析 。 从加强对共模信号的负反馈
作用考虑, 只要求 Re的动态电阻值大, 而不是要求其
静态电阻值大 。
动态电阻值大时, 当其流过的电流 IRe 有微小变化
ΔIRe 时,便会在 Re上产生较大的电压变化 ΔIRe·Re,从
而产生强烈的负反馈 。 从减小电源电压 UEE及降低直
流压降考虑, 要求 Re的静态电阻小 。 所以, 只要 Re的
动态电阻大, 静态电阻小就可以解决上述矛盾 。
晶体三极管恒流源电路就具有这种特性 。 由三极
管的输出特性曲线可知, 在放大区工作时, 三极管的
动态电阻 rce 比静态电阻 RCE大得多 。
从集电极与地之间看进去, 恒流源电路的输出电
阻比三极管本身的动态电阻 rce要大得多 。 正因为恒流
源电路输出电阻很大, 因此用它代替图中的 Re是相当
理想的 。
在下图电路中, V3是一个恒流源, 它能维持自身
集电极电流 IC3恒定 。 而 IC3=IC1+IC2,所以 IC1与 IC2也就
保持恒定, 它们不能同时增加或同时减少, 也就是不
随共模信号的增减而变化, 这就大大抑制了共模信号 。
这种抑制作用相当于用恒流源的很大的输出电阻 （ 严
格来讲, 恒流源的输出电阻为 ∞） 对共模信号引入了
很强的负反馈 。
电路中, V3是一个恒流源, 它能维持自身集电极
电流 IC3恒定 。 而 IC3=IC1+IC2,所以 IC1与 IC2也就保持恒
定, 它们不能同时增加或同时减少, 也就是不随共模
信号的增减而变化, 这就大大抑制了共模信号 。 这种
抑制作用相当于用恒流源的很大的输出电阻 （ 严格来
讲, 恒流源的输出电阻为 ∞） 对共模信号引入了很强
的负反馈 。 而对于差模信号, 则不受 IC3恒定的影响,
因为当差模信号使一侧管的集电极电流 IC1增大时, 另
一侧管的集电极电流 IC2必将减少同样的值, 两者互相
抵消, 恰与 IC3恒定相符 。 也就是说, 恒流源的恒流性
质对于差模信号是起不到负反馈作用的 。
5,差动放大器的几种接法
a.双端输入, 单端输出 ;
如图 （ a） 所示 。 由图可见, 输出信号 Uo只从一
个管子 （ V1） 的集电极与地之间引出, 因而 Uo只有双
端输出时的一半, 电压放大倍数 Ad也只有双端输出时
，
)(22
1
beS
Cd
rR
RAA
????
?
输入电阻不随输出方式而变,
ro≈Rc
b,单端输入, 双端输出 ;
这种接法如图 （ b） 所示 。 信号只从一只管子 （ 这
里是 V1） 的基极与地之间输入, 而另一只管子的基极
接地 。 表面看来, 似乎两管不是工作在差动状态 。 但
是, 若将发射极公共电阻 Re换成恒流源, 那么, Ic1的
任何增加都将等于 Ic2的减少, 也就是说, 输出端电压
的变化情况将和差动输入 （ 即双端输入 ） 时一样 。 此
时, V1,V2 的发射极电位 Ue将随着输入电压 Ui而变,
变化量为 Ui/2,于是, V1管的 Ube1=UiUi/2=Ui/2,V2管
的 Ube2=0Ui/2=Ui/2,故还是属于差动输入 。
即使 Re不是由恒流源代替, 只要 Re足够大, 上述
结论仍然成立 。 这样, 单端输入就与双端输入的情况
基本一样 。 电压放大倍数,输入, 输出电阻的计算也与
双端输入相同 。 实际上, V2 的输入信号是原输入信号
Ui通过发射极电阻 Re耦合过来的, Re 在这里起到了把
Ui的一半传递给 V2的作用 。
单端输入, 双端输出的接法可把单端输入信号转
换成双端输出信号, 作为下一级的差动输入, 以便更
好地利用差动放大的特点 。 这种接法还常用于负载是
两端悬浮 （ 任何一端都不能接地 ） 且要求输出正, 负
对称性好的情况 。 例如, 电子示波器就是将单端信号
放大后, 双端输出送到示波管的偏转板上的 。
c,单端输入, 单端输出 ;
这种接法如图 （ c） 所示, 它既具有 （ a） 图单端
输出的特点, 又具有 （ b） 图单端输入的特点 。 它的
Ad,ro的计算与双端输入, 单端输出的情况相同 。 其
主要优点是抑制零漂的能力比单管基本放大电路强,
而且通过改变输入或输出端的位置, 可以得到同相或
反相输出 。 输入, 输出在同一侧的为反相放大输出,
若由 V1基极输入而由 V2集电极输出, 则变为同相输出 。
总起来讲, 差动放大器的几种接法中, 只有输出
方式对差模放大倍数和输出电阻有影响, 也就是说,
不论何种输入方式, 只要是双端输出, 其差模放大倍
数就等于单管放大倍数, 输出电阻就等于 2Rc；只要
是单端输出, 差模放大倍数及输出电阻均减少一半 。
另外, 输入方式对输入电阻也无影响 。
实训 5 推挽功率放大器的组装与测试
5.1 功率放大器的特点与分类
5.2 变压器耦合功率放大器
5.3 互补对称功率放大器
5.4 功率放大器的应用
第 5章
返回主目录
1.功率放大器的特点
输出功率足够大
?功率放大器
2,功率放大器的分类
功率放大器通常是根据功放管工作点选择的不同
来进行分类的, 分为甲类放大, 乙类放大和甲乙类放
大等形式 。
当静态工作点 Q设在负载线线性段的中点, 在整
个信号周期内都有电流 iC通过时, 称为甲类放大状态,
其波形如图 (a)所示 。
若将静态工作点 Q 设在截止点，则 iC仅在半个信
号周期内通过,其输出波形被削掉一半，如图 (b)所
示，称为乙类放大状态。
若将静态工作点设在线性区的下部靠近截止点处，
则其 iC的流通时间为多半个信号周期，输出波形被削
掉少一半，如图 (c)所示，称为甲乙类放大状态。
3.变压器耦合功率放大器
1） 单管功率放大器
图 (a)所示为变压器耦合单管功率放大器的典型电
路 。 它的输入端和前级之间用一个输入变压器耦合,
而输出端和负载之间用一个输出变压器耦合 。 变压器
既起隔直流, 通交流的作用, 又起阻抗变换的作用 。
利用输出变压器耦合进行阻抗变换, 将接在变压器副
边的负载电阻 RL变换 （ 折算 ） 到变压器原边, 可得出
其等效交流电阻 R′L为
LLL RKRN
NR 22
2
1 )( ???
式中, k=N1/N2 为变压器的变比 。 由此式可知,
只要适当选择输出变压器的变比, 就可以得到合适的
R′L阻值, 从而在负载上获得较大的输出功率 。 常用的
一些负载如扬声器, 电动机, 电磁继电器等线圈的电
阻仅为几欧至十几欧, 若将其不经变换而直接接入集
电极电路, 是不能得到足够功率的, 因而一般须进行
阻抗变换 。
2） 最大不失真输出功率 Pom
功放电路的最大不失真输出功率, 是指在正弦信
号输入下, 失真不超过额定要求时, 电路输出的最大
信号功率, 用放大电路的最大输出电压有效值和最大
输出电流有效值的乘积来表示 。
为了获得尽可能大的输出功率, 可将 Q 点提高到
靠近 PCM（ 集电极最大允许耗散功率 ） 线附近 。
动态时, 交流等效电阻为 R′L(RL）, 故交流负载
线是一条通过静态工作点 Q,斜率为 -1/R′L 的直线,
其斜率取值多少应以输出功率既最大又不失真为最佳,
此时的 R′L称为最佳负载电阻 。 为此, 其静态工作点
的位置必须处于交流负载线的中点 。
这样, 输出电压, 电流才能在线性放大区有最大
振幅, 才能输出最大不失真功率 。 理想情况下, 略管
子的饱和压降 UCES,穿透电流 ICEO 并使管子尽限运用
时, 其最大集电极 —发射极交流电压幅值 UCEM约等
于 UCC,其最大集电极交流电流幅值 ICM约等于 ICQ,交
流负载线是与横轴交于 2UCC,与纵轴交于 2ICQ 的斜线 。
此时的输出功率最大 。 在这样条件下, 根据交流
负载线的斜率可得出交流等效电阻
R′L=
最大输出电压有效值为
UCEM =
最大输出电流有效值为 ICM/, 故其最大
CQ
CC
I
U
2/ 2/
CQI
2/2 CQI?
这就是变压器耦合甲类功率放大器的最大不失真
输出功率 Pom的表达式, 显然, Pom为图中三角形 ABQ
的面积 。
3） 效率 η
前已指出, 功率放大器的效率是指负载得到的信
号功率 Po和电源供给的功率 PU之比, 即
U
O
P
P??
式中,PU
?? ?? 202 1 wtcccU diUP
? ?? ?? 20 )()s i n(2 1 wtdwtIIU cmCQCC
CQCC IU?
可知, 功率放大器工作在甲类状态时, 其电源供
给的功率 PU与输出信号电流 iC无关, 仅与电源电压 UCC
及静态电流 ICQ有关 。 也就是说, 无论有无信号输入输
出, 电源供给的功率是固定不变的 。 由此也可得出,
这类功放电路的输出功率越大, 电路的效率就越高 。
当电路输出最大不失真功率时, 效率最高,
η-m =
此式说明, 甲类功率放大器的最高效率为 50%。
在实际电路中, 由于存在变压器损耗, 管子饱和
压降及 Re上压降等原因, 实际效率还要低些 。
%502
1
??
CQcc
CQcc
U
om
IU
IU
P
P
4） 管耗 PT
功放电路的管耗 PT主要是功放管消耗的功率, 发
生在集电结上, 是集电极耗散功率 。 PT可由下式求出：
PT=
式中,uCE,iC为总瞬时值,
? ?? 20 )(21 wtiu cCE
uCEQ=UCEQ-Ucemsinωt
iC=ICQ+Icmsinωt
所示放大器中, UCEQ=UCC，
PT =UCCICQ- Po
此式说明, 当未加输入信号时, 输出功率 Po=0，
管耗最大, 为 UCCICQ,电源给出的功率全部损耗在管
子上 。 而当加入信号时, 输出功率 Po≠0,管耗减小,
所减小的部分正是输出的信号功率 Po。 当输出最大
功率时, 管耗则最小 。
4,推挽功率放大器
对于前述单管功率放大器, 当其工作于甲类状态
时, 即使是最理想情况, 其效率也只有 50%。 这个数
值在以功率输出为主的功放电路中是不理想的 。 在甲
类放大电路中, 静态电流 I CQ是造成管耗高, 效率
低的主要原因 。 降低静态电流, 使管子工作于乙类状
态, 可以减少管耗, 提高效率, 但这样会使输出波形
被削掉一半, 出现严重失真 。 若采用工作于乙类或甲
乙类的推挽功率放大器, 既可提高放大电路的效率,
同时又能减少信号的波形失真 。 下面就来讨论这种电
路 。
下图是一个典型的推挽功率放大电路 。
两只晶体管 V1和 V2型号相同, 参数一致 。 输入变
压器 T1副边设有中心抽头, 以保证输入信号对称地输
入, 使 V1 和 V2 两管的基极信号大小相等, 相位相反 。
输出变压器 T2 的原边亦设有中心抽头, 以分别将 V1和
V2的集电极电流耦合到 T2的副边, 向负载输出功率 。
图中, 两个功放管 V1,V2 工作在甲乙类放大状态,
静态工作点靠近截止区, 因而静态电流 IC1,IC2很小,
可近似为零 。 当有正弦信号 ui输入时, 通过输入变压
器 T1 的耦合, 在 T1的副边感应出大小相等, 极性相反
（ 对中心抽头而言 ） 的信号, 分别加在 V1与 V2的输入
回路中 。
比如, 在 ui的正半周, 设 A点电位高于 B点电位,
即 uAO>0,uBO<0,于是 V1工作, V2截止；在 ui的负半
周, B点电位高于 A点电位, 即 uAO<0,uBO>0,于是
V2工作, V1截止 。 这样, 在一个信号周期内, 两个管
子轮流导通, 交替工作, 两管集电极电流 iC1,iC2按相
反方向交替流过输出变压器原边的上, 下半个绕组,
并经副边轮流向负载输出 。 由于电路对称, iC1与 iC2大
小相等, 流向相反, 它们在副边回路中轮流产生正,
负半个周期的正弦信号, 这样, 在负载上就可得到一
个完整的正弦波信号 。
这里需要说明, 上述推挽功率放大器的工作状态
之所以设为甲乙类而不是乙类, 其目的是为了减少
,交越失真, 。 若设置为乙类状态, 由于两管的静态
工作点取在晶体管输入特性曲线的截止点上, 因而没
有基极偏流 。 这时由于管子输入特性曲线有一段死区,
而且死区附近非线性又比较严重, 因而在有信号输入,
引起两管交替工作时, 在交替点的前后便会出现一段
两管电流均为零或非线性严重的波形；对应地, 在负
载上便产生了交越失真 。
将工作状态设置为甲乙类便可大大减少交越失真 。
这时, 由于两管的工作点稍高于截止点, 因而均有一
很小的静态工作电流 ICQ。 这样, 便可克服管子的死
区电压, 使两管交替工作处的负载中电流能按正弦规
律变化, 从而克服了交越失真 。
由于 ICQ1与 ICQ2大小相等, 它们在输出变压器原
边中的流向相反, 因而不会在铁芯中产生直流磁势,
工作时不致产生饱和现象 。
5.互补对称功率放大器
1）
a.
基本的互补对称功率放大器电路如图所示 。 图中
V1,V2是两个特性一致的 NPN型和 PNP型三极管 。 两
管基极连接输入信号, 发射极连接负载 RL。 两管均工
作在乙类状态 。 这个电路可以看成是由两个工作于乙
类状态的射极输出器所组成 。
无信号时, 因 V1,V2特性一致及电路对称, 因而
发射极电压 UE=0,RL中无静态电流 。 又由于管子工作
于乙类状态, IBQ=0,ICQ=0,故电路中无静态损耗 。
有正弦信号 ui输入时, 两管轮流工作 。 正半周时,
V1因发射结正偏而导通, 在负载 RL上输出电流 ic2,如
图中实线所示, V2 因发射结反偏而截止 。 同理, 在负
半周时, V2因发射结正偏而导通, 在负载 RL上输出电
流 ic2,如图中虚线所示, V1 因发射结反偏而截止 。 这
样, 在信号 ui的一个周期内, 电流 ic1和 ic2以正, 反两个
不同的方向交替流过负载电阻 RL,在 RL上合成为一个
完整的略有点交越失真的正弦波信号 。
可见, 在输入电压作用下, 互补对称电路利用了
两个不同类型晶体管发射结偏置的极性正好相反的特
点, 自行完成了反相作用, 使两管交替导通和截止 。
b,最大输出功率,
上述乙类互补对称电路的工作情况与变压器耦合
乙类推挽电路的工作情况是相对应的, 所不同的只是
前者负载直接接在了发射极, 而后者是经变压器变换
后折算到功放管的输出回路中 。
L
CC
CMC EMom R
UIUp 2
2
1
2
1 ??
cmCCU IUP ?
2?
在放大器输出最大功率时, 忽略管子饱和压降,
Icm=ICM=UCC/RL,电源给出最大功率,
cm
L
CC
CCUm IR
UUp
?
2?
电路在最大输出功率时的效率为
%5.784 ??? ??
Um
omm
p
p
omom
L
CC
Vm pPR
Up 4.04
2
4
2
2
2 ???? ??
则,
2） 甲乙类互补对称功率放大器
与变压器耦合的乙类推挽功率放大器一样, 乙类
互补对称功率放大器也存在晶体管输入特性死区电压
引起的交越失真, 因而也需要给功放管加上偏置电流,
即使其工作于甲乙类放大状态, 以此来克服交越失真 。
下图为常见的几种甲乙类互补对称功率放大器 。
（ a） 图为 OCL电路, (b)图为 OTL电路 。 在 （ a）, （ b）
两图中, V3为推动级, V3的集电极电路中接有两个二
极管 VD1和 V D2, 利用 V3集电极电流在 V D1, V D2的正
V1,V2提供基极偏置, 从而克
服交越失真 。
态时, 因 V1,V2两管电路对称, 两管静态电流相
等, 负载上无静态电流, 输出电压 Uo=0。 当有交流信
号输入时, V D1和 V D2 的交流电阻很小, 可视为短路,
从而保证了 V1和 V2两管基极输入信号幅度基本相等 。
由于二极管正向压降具有负温度系数, 因而这种偏置
电路具有温度稳定作用, 可以自动稳定输出级功放管
的静态电流 。
图 (c)是另一种常见的为互补对称功率放大器设置
静态工作点的电路, 称为, UBE扩大电路, 。 由图可
知, 当 IB4〈〈 IR1=IR2时,
2
1
42
1222 RR
URIRIU BE
RRR ???
故
可见, 调节电阻 R2就可调节两功放管基极间电压,
从而方便地调节两功放管的静态电流 。 同样, 由于
UBE4的负温度系数, 也使电路具有稳定静态电流的作
用 。
由于甲乙类功率放大器的静态电流一般很小, 与
乙类工作状态很接近, 因而甲乙类互补对称功率放大
器的最大输出功率, 效率以及管耗等量的估算均可按
乙类电路有关公式进行 。
)1(
1
242
1
442121 RRURRUUUUU BEBEBERRBB ??????
在实际的电子设备中, 为了得到足够大的增益或
者考虑到输入电阻和输出电阻等特殊要求, 放大器往
往由多级组成 。 多级放大器由输入级, 中间级和输出
级组成 。 如图所示, 输出级一般是大信号放大器, 我
们只讨论由输入级到中间级组成的多级小信号放大器 。
2-4多级放大电路与组合放大电路
?多级放大电路
1,级间耦合方式
在多级放大器中, 要求前级的输出信号通过耦合
不失真地传送到后级的输入端 。 常用的耦合方式有阻
容耦合, 直接耦合, 变压器耦合 。 下面分别介绍 。
1)
阻容耦合就是利用电容作为耦合和隔直流元件的
电路 。 第一级的输出信号, 通过电容 C2和第二级的输
入电阻 ri2加到第二级的输入端 。
阻容耦合的优点是：前后级直流通路彼此隔开，
每一级的静态工作点都相互独立。便于分析、设计和
应用。
缺点是,信号在通过耦合电容加到下一级时会
大幅度衰减。在集成电路里制造大电容很困难，所以
阻容耦合只适用于分立元件电路。
2)
直接耦合是将前后级直接相连的一种耦合方式 。
V1管集电极电位被 V2管基极限制在 0.7V左右 （ 设 V2为
硅管 ）, 导致 V1处于临界饱和状态；同时, V2基极电
流由 Rb2和 Rc1流过的电流决定, 因此 V2的工作点将发
生变化, 容易导致 V2饱和 。
通过上述分析, 在采用直接耦合方式时, 必须解
决级间电平配置和工作点漂移两个问题, 以保证各级
各自有合适的稳定的静态工作点 。
图中给出了两个直接耦合的例子 。 图 （ a） 中, 由
于 Re2提高了 V2发射极电位, 保证了 V1的集电极得到较
高的静态电位 。 所以 V1不致于工作在饱和区 。 图 （ b）
中, 用负电源 UBB,既降低了 V2基极电位, 又与 R1、
R2配合, 使 V1集电极得到较高的静态电位 。
直接耦合的优点是：电路中没有大电容和变压器,
能放大缓慢变化的信号, 它在集成电路中得到广泛的
应用 。
它的缺点是：前, 后级直流电路相通, 静态工作
点相互牵制, 相互影响, 不利于分析和设计 。
3)
变压器耦合是用变压器将前级的输出端与后级的
输入端连接起来的方式 。
图中, V1输出的信号通过变压器 T1加到 V2基极和
发射极之间 。 V2输出的信号通过变压器 T2耦合到负载
RL上 。 Rb11,Rb12,Re1和 Rb21,Rb22,Re2分别为 V1和
V2确定静态工作点 。
变压器耦合的优点是,各级直流通路相互独立,
变压器通过磁路, 把初级线圈的交流信号传到次级线
圈, 直流电压或电流无法通过变压器传给次级 。
变压器在传递信号同时, 能实现阻抗变换 。 变
压器耦合的缺点是,体积大, 不能实现集成化, 此
外, 由于频率特性比较差, 一般只应用于低频功率放
大和中频调谐放大电路中 。
2.
在多级放大器中, 各级由同一直流电源供电 。 其
交流通路如图 (b)所示 。 由图可见, 输出信号电压 Uo在
R上产生的压降将被耦合到 V1和 V2管的输入端 。 这种
通过直流电源内阻将信号经输出端向各级输入端的传
送称为共电耦合 。
如果传送到某一级输入端的电压与输入信号源在该
级输入端产生的电压有相同的极性, 那么该级的合成输
入电压便增大, 使放大器输出电压 Uo增大, 而增大了
的输出电压通过共电耦合加到后级输入端的电压也增大,
使 Uo进一步增大, 如此循环下去将产生振荡 。 这样,
就破坏了放大器对信号的正常放大作用 。
为了消除共电耦合的影响, 我们应加强电源滤波,
在放大器各级电源供电端接入 RC滤波元件, 图中的 R7、
R8,C6,C7,C8。 接入 C6后, 电源内阻 R上的信号电
压被旁路, 即使残留很小的信号电压, 通过 R7,C7和
R8,C8的滤波作用, 信号电压也可进一步被滤除 。
3,多级放大器的增益
在多级放大器中, 如各级电压增益分别为 Au1=
由于 Ui2=Uo1,Ui3=Uo2, …，
Uin=Uo(n-1),因而总电压增益为
,
1
1
i
O
U
U,...,
in
On
un U
UA ?
unu
i
O
ni
nO
in
On
i
On
u AAU
U
U
U
U
U
U
UA,,,.,,
2
1
1
)1(
)1(
1
????
?
?
即总电压增益为各级增益的相乘积。
根据前面的分析可以看到, 三种基本组态电路的性
能各有不同的特点 。 就增益而言, 共基极电路的电压增
益远大于 1,但电流增益小于 1；而共集电极电路的电
流增益远大于 1,但电压增益小于 1；唯有共发射极电路
的电压增益和电流增益均远大于 1。
就输入和输出电阻而言, 共基极电路的输入电阻很
小, 而输出电阻很大；共集电极电路的输入电阻很大,
而输出电阻很小；共发射极电路的输入和输出电阻则居
共基, 共集电路之中 。
?组合放大电路
如果根据三种组态电路的不同特点, 将其中任两
种组态进行组合, 构成相应的放大电路, 就可发挥各
自特点, 使它更适合实际工作的需要 。 下面介绍几种
常用的组合放大电路 。
1,共发 -共基组合放大电路
共发 -共基组合放大器的交流通路如图所示 。 图
中, V1管接成共发射极组态, V2管接成共基极组态 。
由于共基极电路的电流增益接近于 1,它在组合
电路中的作用类似于一个电流接续器, 将共发射极电
路的输出电流几乎不衰减地接续到输出负载 R′L上 。 因
此组合电路的电压增益相当于负载为 R′L的一级共发射
极电路的增益 。 此外, 这种组合电路的输入电阻取决
于共发射极组态, 输出电阻取决于共基极组态 。
实际上, 在这种两级串接的组合电路中, 后级
的输入电阻就是前级的输出负载电阻, 由于后级共
基极组态的输入电阻很小, 致使前级共发射极组态
的电压增益很小, 因此, 组合电路的电压增益主要
由共基极组态提供 。 下面在分析这种组合电路的频
率特性时将会看到, 利用接入共基极电路使共发射
极组态的电压增益小的特点, 使这种组合电路特别
适宜于高频工作 。
2,共集 -
共集 -共发组合放大器的交流通路如图 。 图中,
V1管接成共集电极组态, V2管接成共发射极组态 。
这种组合电路又称为达林顿电路, 它的电压增益
由共发射极组态提供, 而共集电极组态主要用来提
高组合电路的输入电阻 。
前面讨论分析电路时, 都把电路看成纯电阻性的,
放大倍数与信号频率无关 。
而在实际电路里, 三极管本身就具有电容效应,
电路中通常也含有电抗元件 。 电抗元件电抗大小与本
身值有关, 与交流信号频率也有关 。 因而放大器对不
同频率的交流信号有不同的放大倍数和相位移 。
放大电路输出电压幅值和相位都是频率的函数,
分别称为幅频特性和相频特性, 合称为频率特性 。
2- 5 放大电路的频率特性
图 （ a） 是共发射极放大电路的幅频特性曲线 。
可见, 在一个较宽频率范围内, 频率特性曲线是
平坦的, 放大倍数不随信号频率变化, 这段频率范围
称为中频, 其放大倍数, 用 Aum表示, 我们把放大倍
数下降到 Aum时对应的频率叫做下限频率 fL和上限
频率 fH,夹在上限频率和上限频率间的频率范围称作
通频带 fBW。
fBW=fH-fL
上式表征了放大电路对不同频率输入信号的响应
能力。
2
1
从图 (b) 的相频特性曲线可知, 对不同的频率,
相位移不同, 中频段为 -180°, 低频段比中频段超前,
高频段比中频段滞后 。
为了反映出放大器的频率特性, 我们可以把电压
放大倍数用复数量表示 。 电压放大倍数模与频率的关
系用 Au(f)表示, 输出电压与输入电压之间的相差 φ与
频率的关系用 φ(f)表示 。
)()( ffA
U
UA
u
i
Ou ????
?
?
?
对于共发射极放大电路,电流放大倍数可用复数
量表示为
)1(
0
?
??
f
fj??
?
?
通过分析可知, 由于放大电路的通频带有一定限
制, 当输入信号含有丰富的谐波时, 不同频率分量
得不到同等放大, 就会改变各谐波之间的振幅比例
和相位关系, 输出波形将产生失真 。
由放大器对不同频率信号的放大倍数大小不同所
产生的失真叫幅频失真, 如图 (a)所示；由放大器对不
同频率信号的相位移不同所产生的失真叫相频失真,
如图 (b)所示 。 这两种失真统称为频率失真 。
1.
1) 混合 π
h参数等效电路用于高频输入信号下的晶体管时,
四个参数是与频率有关的复数, 用起来很不方便 。 将
晶体管内部各极间存在的电容效应包括在内, 形成一
个新等效电路, 这就是混合 π型等效电路 。
在图 （ b） 中, 因为集电结处于反向偏置, 所以 r
b′c很大, 可以看作开路, 因而得到简化的混合 π型等效
电路如图 （ a） 所示 。 rce通常比放大电路中集电极负载
电阻 Rc大得多, 可以看作开路, 而在中频段可不计频
率影响, 故可以去掉 Cb′e和 Cb′c,最后得到如图 （ b）
所示的等效电路 。
将其与图 (c)所示简单等效电路相比较，有
rbe=r bb′+r b′e≈rbb′+
EQI
26)1( ??
及
ebbmebmb rigugi ?? ???
)(
)(2626)1(
mAI
mv
Ir CQEQeb
?? ???
?
2626
CQ
CQ
eb
m
I
I
r
g ???
? ?
??
r b′e,gm等参数与工作点电流有关,ICQ愈大, 则 rb′e
愈小, gm愈大；对于小功率管, rbb′约为几十 ~几百欧
姆, r b′e为千欧姆数量级, gm约为几十毫安 /伏 。 Cb′c可
以从手册上查到； C b′e
T
m
eb f
gc
?2??
式中,fT为三极管的特征频率,在进行电路分析时,
我们希望把电路分为输入回路和输出回路, 可用密勒
效应把图 (a)中 Cb′c等效为两个电容, 如下图所示 。
2)
π 型等效电路如图
2.5.6所示, 其中,
C′b′e=C b′e+(1+k)Cb′c。
在中频段 C1的容抗远小于串联回路中的其它电阻,
Cb′c和 Cb′c的容抗又远大于并联支路的其它电阻,
可以看成对交流开路 。k
k 1?
Ausm=
cm
is
i
s
o Rpg
rr
r
u
u ?
???
上式表明, 中频电压放大倍数与频率无关 。
2,放大器的低频段频率特性
所谓低频段, 是指工作频率已低到电容 C1和 C2
的容抗不能再忽略的程度, 在电路中共发射极电路
的输入阻抗小, C1的容抗不可忽略；而 C2的容抗相
对于输出电阻仍然可以忽略 。
另外, C′b′e和 C b′c的容抗大, 仍可当作开
路, 所以, 共射极放大电路低频段的等效电路可简
化为如下图所示的电路 。
根据电路,
k
k 1?
1
1
1
1
)(
1
1
1
)(
)(
1)(
1
1
crrjw
URpg
rr
r
URpg
rr
rrj w c
rrj w c
r
Urpg
j w c
rr
r
U
is
SCm
is
i
SCm
is
is
is
Scm
is
i
O
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?
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?
?
?
??
??
?
??
??
?
?
?
??
时间常数
τL= (rs+ri)C1
下限频率
1)(2
1
2
1
crrf isLL ??? ???
则低频放大倍数
f
fjA
fj
A
jw
AA
L
us m
L
us m
L
us mus
?
?
?
?
?
?
?
1
1
2
11
1
11
1
1
???
可得低频增益与中频增益的比
f
f
f
f
f
f
jA
A L
L
Lus m
us l ar c t an
1
1
1
1
2
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?
?
上式又可用幅值和相移形式分别表示如下,
21
1
)(1
1
f
fA
A
Lus
us
?
?
?
f
fL
L ar ct an??
当
2
11 ?
?
usm
us
A
A
有
Lff ?
?45ar ct an ?
f
f L
fL为下限频率, f=fL时输出电压相位比中频输出
电压相位超前 45°, 比输入电压滞后 135° 。 由两式
可知,f愈低, 增益愈低；时间常数愈大, fL愈低, 放
大器低频响应愈好 。 这与共发射极放大电路的频率特
性图是一致的 。
3.
在高频段时, 由于电容的容抗减小, 在电容 C1上
压降可以忽略, 但在并联支路的 C b′c和 C′b′e的影响变得
突出了, 必须考虑, 所以在高频段, 共射极放大电路
的等效电路可简化为如下图所示的电路 。
为了简化电路, 先比较输入回路与输出回路的时
间常数,
τ′=rb′e∥ ［ rbb′+(Rb∥ Rs)］ C′b′e
C′π是根据密勒效应将 Cb′e和 C b′c结合到输入回
路的等效电容 。 对输出回路
τ″=R′c Cb′c
k
k 1?
一般情况下, τ′〈〈 τ″,所以相比之下
Cb′c可忽略, 再利用戴维南定理将输入电路进行
简化 。k
k 1?
?
??? Sis
i
S Uprr
rU
R=rb′e∥ ［ rbb′+(rs∥ Rb)］
又
?
?
?
?
?
?
?
?
??
?
?
??
?
?
?
?
S
eb
Cm
iS
i
S
eb
eb
eb
U
Cj w R
Rpg
rR
r
U
cjw
R
j w c
U
1
1
1
1
放大倍数
eb
u s m
S
O
u s h Cjw RA
U
UA
?
?
?
?
??
??
1
1
上限频率
ebH CR ????
则
eb
u s m
S
O
u s h Cjw RA
U
UA
?
?
?
?
??
??
1
1
H
f
u sm
f
jA
?
?
1
1
H
HH
fu s h
u s h
f
f
j
j
j
jA
A
a r c t a n
)(1
1
1
1
2
??
?
?
?
?
?
当
2
1?
?
ush
ush
A
A
得 f=fH
fH为上限频率 。 f=fH时, 输出电压相位比中频输
出电压相位滞后 45°, 比输入电压滞后 225°, f愈高,
增益愈低； 时间常数越小, fH愈高, 放大器高频响应
愈好 。
