第 2 章 谐振功率放大器
2.3 谐振功率放大器电路
2.3.1 直流馈电电路
2.3.2 滤波匹配网络
2.3.3 谐振功率放大器电路
谐振功放管外电路,
① 直流馈电电路
② 滤波匹配网络
2.3.1 直流馈电电路
考虑因素：滤波匹配网络安装方便； 馈电电路 (Power
Supply Circuit)对滤波匹配网络的影响 。
直流馈电电路分为 串 馈 并 馈
1,串馈与并馈
(1)串馈
三者 (直流电源 VCC,滤波匹配网络和功率管 )在电路
形式上为 串接 的馈电方式 。
(a)
图 2–3–1 集电极直流馈电电路
cCCCE vVv ??
LC——高频扼流圈, 与 CC 构成
电源滤波电路 。
在信号频率上 LC 的感抗很大,
接近开路； CC 的容抗很小, 接近短
路, 避免信号电流通过直流电源而
产生级间反馈, 造成工作不稳定 。
(2)并馈
三者 (直流电源 VCC,滤波匹配网络和功率管 )在电路
形式上为 并接 的馈电方式 。
(b)
图 2–3–1 集电极直流馈电电路
LC —— 高频扼流圈；
CC1 —— 隔直电容；
CC2 —— 电源滤波电容。
在信号频率上, LC 感抗
很大, 接近开路, CC1,CC2
的容抗很小, 接近短路 。
虽然电源与滤波匹配网络
在形式上是并联的, 但滤波匹
配网络两端电压 vc (t) 直接反映在 LC 上, 因而
vCE = VCC + vc。与 串馈电路 相同。
(3)串馈与并馈的比较
相同点,两种馈电方式,VCC 都能全部加到集电极上。
不同点,滤波匹配网络的接入方式。
(a) (b)
图 2–3–1 集电极直流馈电电路
① 串馈,滤波匹配网络处于直流高电位上, 网络元件
不能直接接地 。
② 并馈,CC1 隔直流, 匹配网络处于直流地电位上,
网络元件可直接接地, 安装比串馈方便 。 但 LC 和 CC1 与
匹配网络 相并联, 它们的分布参数影响网络调谐 。
2,基极偏置电路
(1)作用
为放大电路提供合适的偏置电压, 使功率管工作在丙
类 。
(2)常用类型
三种 。
图 2–3–2 基极偏置电路
① 图 2–3–2(a),基极偏置电压 由 VCC 通过 RB1 和 RB2
分压提供, 为保证丙类工作, 其值应小于功率管的导通电
压 。
② 图 2–3–2 (b),(c),自给偏置电路。
图 2–3–2 (b)偏置电路,LB,RB,CB1。
RB, 产生压降, 提供自偏电压； LB, 避免 RB,CB1 对
输入滤波匹配网络的旁路影响 。
3,自给偏置电路 ib
i2
i1 (1)自给偏压 I
B0 的产生
图 2–3–2 (b),vb ? 0 ? ib ? 0,为
脉冲电流, 可分解为 IB0, Ib1m、
Ib2m, ···
由基尔霍夫定律 ib = i1 + i2
i2 通路有高扼圈 LB,仅直流电流可以通
过, ib 中的直流分量为 IB0,故 i2 为 IB0。
(2)自给偏置
Vb(t) = 0,VBE = 0； Vb(t) 由小至大 ? IB0 随之增大 ?
VBE = ? IB0RB 负向增大 。
自给偏置效应,这种偏置电压随输入信号电压振幅而
变化的效应 。
(3) 自给偏置电路的作用
① 用于载波功放, 可以在输入信号振幅变化时起到自
动稳定输出电压振幅的作用 。
② 用于正弦波振荡器，可以稳定振荡幅度。
③ 若用于线性功率放大器, 会使放大器偏离乙类工作,
造成输出信号失真, 应当避免 。
2.3.2 滤波匹配网络
1,位置
对交流通路而言, 滤波匹配网络 (Filter-Matched
Network)介于功率管 T 和外接负载 RL 之间 。
2,对滤波匹配网络的要求 ( 2 + 1 条 )
(1)变换
将外接负载 RL 变换为放大管所要求的负载 Re,以保
证放大器高效率 地输出所需功率 。
图 2–3–3 基极偏置电路
(2)滤波
充分滤除不需要的高次谐波
分量, 以保证在外接负载上输出
所需基波功率 (在倍频器中为所
需的倍频功率 )。
谐波抑制度 Hn：工程上表示滤波性能好坏的参数。
设 IL1m 和 ILnm 分别为通过外接负载 电流 中 基波 和 n
次谐波 分量的振幅, 相应的基波和 n 次谐波 功率 分别为 PL
和 PLn,则对 n 次谐波的 谐波抑制度 定义为
L 1 m
mL
L
L lg20lg10
I
I
P
PH nn
n ??
Hn 越小, 网络对 n 次谐波的抑制能力越强 。 通常 n 选
2,即 对二次谐波的抑制度 。
(3)高效
将功率管给出的信号功率 Po 高效地传送到外接负载上,
即要求网络的 传输效率 ?K = PL/ Po 接近 1。
3,讨论
(1)谐波抑制度 Hn 和 ?K 间的矛盾
在实际滤波匹配网络中, 提高 Hn，
就会牺牲传输效率 ?K,反之亦然 。
(2)说明 图 2–3–4 LC 谐振回路
如 图 2–3–4 所示, L 和 C 为滤波网络 (简称 L 型网络 )，
rL 为 L 中的 固有损耗电阻, RL 为外接 负载电阻 。 令
L
0
0 r
LQ ??
为回路 固有品质因数, 在高 Q 条件下, 它的 有载品质因数
)(
LL
L
0
LL
0
e Rr
r
Q
Rr
L
Q
?
?
?
?
?
)(
LL
L
0
LL
0
e Rr
r
Q
Rr
L
Q
?
?
?
?
?
显然, 当 Q0 一定时, RL 越大于 rL,相应
的 ?K 就越大 。 但 RL 越大, Qe 越小, 回路谐
振曲线越平坦, 对谐波的抑制能力就越差 。
(3)谐振功放匹配滤波网络的基本形式
LC 并联 谐振回路 LC 串联 谐振回路
具体电路形式有多种 。
作用,阻抗匹配, 选频滤波 。
不论形式有何不同, 均可由 串 -并联阻抗变换公式 将
其等效为上述两种基本网络的组合 。
常用滤波匹配网络的结构, 组成元件的表达式参阅教
材表 2-3-1(p101)。
4,串、并联阻抗转换公式
若将一个由电抗和电阻相串接的电路与相并接的电路
等效转换, 根据 等效原理, 令两者的 端导纳相等,
即
sspp j
1
j
11
XRXR ?
??
由此得
(1) 串转并公式
?
?
?
?
? )1(
2
es
s
2
s
2
s
p QRR
XRR ????
s
sp
s
2
e
2
s
s
2
s
2
s
p
)1(
X
RR
X
QR
X
XR
X ?
?
?
?
?
(2)并转串公式
?
?
?
?
?
2
e
p
s 1 Q
R
R
?
?
p
ps
s X
RR
X ?
(3)说明
① 式中,
p
p
s
s
e
X
R
R
X
Q ?? ② Xp 和 Xs 为实数
③ 电容,XＣ
C?
1?? 电感,XL = ?L
上述各式表明, Qe 取定后, Rp 和 Rs,Xp 和 Xs 之间可
以相互转换 。 转换前后的电抗性质不变 ( Xs 和 Xp 有相同的
正负号 )。
5,滤波匹配网络的设计
在谐振功率放大器中, 为了提高传输效率, 回路的有
载品质因数都较小, 一般在 10 以下 。 考虑到谐波抑制度,
常用的滤波匹配网络除了上述最简单的 L 型 外, 更多的是
由三个电抗元件组成的 ?,T 型 以及由它们组成的多级混
合网络 。 下面就介绍 滤波匹配网络的阻抗变换特性 。
假设滤波匹配网络的固有损耗
电阻为零, 即 回路传输效率 趋近于
1,外接负载电阻 为 RL,要求与 Re
和 C0 的串接或并接阻抗相匹配,
C0 为 功率管的分布电容 。
利用串, 并联阻抗转换公式, 就可以导出各种滤波匹
配网络的元件表达式 。
图 2–3–7 基极偏置电路
例 1,图 2-3-7(a)为 T 型滤波匹配网络, 要求与 Re
和 C0 串接阻抗匹配, 求各元件表达式 。
111 // LCC XXX ???
解,将 T 型网络 分割成两个串接的 L 型网络, 图
中 。
再对这两个 L 型网络 进行分析。
在后一个 L 型网络 中, 将 XC2 和 RL 的串接阻抗转换
为 Xp2 和 Rp2 的并接阻抗, 分别取值为
)1( 2e2Lp2 QRR ??
e2
p2
2
Lp2
p2 Q
R
X
RR
X
C
??? (注意 XC2 含负号 )
(b)
图 2–3–7 基极偏置电路
0p21 ??? XX L
令, 回路并联谐振, 则 L 型网络 呈现
的 谐振电阻 为
)1( 2e2Lp2e QRRR ????
其中,
L2e2 / RXQ C?
且网络元件的表达式为
XC2 = - Qe2RL,
e2p2p21 / QRXX L ????
再来分析前一个 L
型网络, 它的负载电阻
为 。 将 和
的并接阻抗转换为 Xs1
和 Rs1 的串接阻抗, 分
别为
eR? 1CX? eR?
2
e1
e
s1 1 Q
R
R
?
?
?
s1e1
1
e1s1
s1 RQX
RR
X
C
??
?
?
?
1ee1 / CXRQ ??? 0s110 ??? XXX LC
其中 。 令, 回路串
联谐振, 则 L 型网络 呈现的谐振电阻
2
e1
2
e2
L2
e1
e
s1e 1
1
1 Q
Q
R
Q
R
RR
?
?
?
?
?
??
1)1( 2e1
L
e
e2 ??? QR
RQ 或,
由于 Qe2 为正实数, 因而
L
2
e1e )1( RQR ??
根号内的值应大于零，故
有
相应网络元件的表达式 为
e1e1 / QRX C ????
ee1s1e1s101 RQRQXXX CL ?????
所以, 若已知 Re,C0 与 RL,并选定 Qe1,则 T 型网络
的各元件值由下列各式确定
0ee11 CL XRQX ??
L2 ARX C ??
AQ
B
QBAB
ABQBXXX
LCC ????
?????
e1e1
e1
111 )/()/(
)/)(/(//
式中,
1)1( 2e1
L
e ??? Q
R
RA
)1( 2e1e QRB ??
讨论,该网络仅适用于
的匹配要
求 。 但由于 Re 越接近 RL，
A 越趋近 Qe1,XC1 就越大,
相应 C1 就越小, 而过小的
C1,在实践上是难以实现的,
故此处, Re 不易接近 RL。
)1/( 2e1Le QRR ??
例 2,图 2-3-8 示 ? 型滤波匹配网络, 要求与 Re、
C0 的并接阻抗匹配, 求各元件表达式 。
图 2–3–8 ? 形滤波匹配电路
解,首先取 XL1 + XC0 = 0,L1 和 C0 并联谐振, 网络得
到简化, 然后将 XL2 用虚线分成两个串联电感, 即
222 LLL XXX ?????
在由 与 XC2 组成的 L 型网络 中, 它的负载为 RL，
现将 XC2 与 RL 并联阻抗转换为串联阻抗 Xs2 和 Rs2。 并令
, 网络串联谐振 。
2LX??
0s22 ???? XX L
结果是网络呈现的 谐振电阻 为
2
2e
L
s2e 1 Q
RRR
?
???
且
e2
L
s2
Le
2 Q
R
X
RRX
C ??
??
Le2
2
Le
2 RQX
RRX
C
L ?
?????
2.3.3 谐振功率放大器电路
1,电路 (p102 ~ 103)
2,分析
① 直流馈电 (集电极、基极 )电路，元件作用
② 滤波、匹配网络 (输入、输出 )
2.3 谐振功率放大器电路
2.3.1 直流馈电电路
2.3.2 滤波匹配网络
2.3.3 谐振功率放大器电路
谐振功放管外电路,
① 直流馈电电路
② 滤波匹配网络
2.3.1 直流馈电电路
考虑因素：滤波匹配网络安装方便； 馈电电路 (Power
Supply Circuit)对滤波匹配网络的影响 。
直流馈电电路分为 串 馈 并 馈
1,串馈与并馈
(1)串馈
三者 (直流电源 VCC,滤波匹配网络和功率管 )在电路
形式上为 串接 的馈电方式 。
(a)
图 2–3–1 集电极直流馈电电路
cCCCE vVv ??
LC——高频扼流圈, 与 CC 构成
电源滤波电路 。
在信号频率上 LC 的感抗很大,
接近开路； CC 的容抗很小, 接近短
路, 避免信号电流通过直流电源而
产生级间反馈, 造成工作不稳定 。
(2)并馈
三者 (直流电源 VCC,滤波匹配网络和功率管 )在电路
形式上为 并接 的馈电方式 。
(b)
图 2–3–1 集电极直流馈电电路
LC —— 高频扼流圈；
CC1 —— 隔直电容；
CC2 —— 电源滤波电容。
在信号频率上, LC 感抗
很大, 接近开路, CC1,CC2
的容抗很小, 接近短路 。
虽然电源与滤波匹配网络
在形式上是并联的, 但滤波匹
配网络两端电压 vc (t) 直接反映在 LC 上, 因而
vCE = VCC + vc。与 串馈电路 相同。
(3)串馈与并馈的比较
相同点,两种馈电方式,VCC 都能全部加到集电极上。
不同点,滤波匹配网络的接入方式。
(a) (b)
图 2–3–1 集电极直流馈电电路
① 串馈,滤波匹配网络处于直流高电位上, 网络元件
不能直接接地 。
② 并馈,CC1 隔直流, 匹配网络处于直流地电位上,
网络元件可直接接地, 安装比串馈方便 。 但 LC 和 CC1 与
匹配网络 相并联, 它们的分布参数影响网络调谐 。
2,基极偏置电路
(1)作用
为放大电路提供合适的偏置电压, 使功率管工作在丙
类 。
(2)常用类型
三种 。
图 2–3–2 基极偏置电路
① 图 2–3–2(a),基极偏置电压 由 VCC 通过 RB1 和 RB2
分压提供, 为保证丙类工作, 其值应小于功率管的导通电
压 。
② 图 2–3–2 (b),(c),自给偏置电路。
图 2–3–2 (b)偏置电路,LB,RB,CB1。
RB, 产生压降, 提供自偏电压； LB, 避免 RB,CB1 对
输入滤波匹配网络的旁路影响 。
3,自给偏置电路 ib
i2
i1 (1)自给偏压 I
B0 的产生
图 2–3–2 (b),vb ? 0 ? ib ? 0,为
脉冲电流, 可分解为 IB0, Ib1m、
Ib2m, ···
由基尔霍夫定律 ib = i1 + i2
i2 通路有高扼圈 LB,仅直流电流可以通
过, ib 中的直流分量为 IB0,故 i2 为 IB0。
(2)自给偏置
Vb(t) = 0,VBE = 0； Vb(t) 由小至大 ? IB0 随之增大 ?
VBE = ? IB0RB 负向增大 。
自给偏置效应,这种偏置电压随输入信号电压振幅而
变化的效应 。
(3) 自给偏置电路的作用
① 用于载波功放, 可以在输入信号振幅变化时起到自
动稳定输出电压振幅的作用 。
② 用于正弦波振荡器，可以稳定振荡幅度。
③ 若用于线性功率放大器, 会使放大器偏离乙类工作,
造成输出信号失真, 应当避免 。
2.3.2 滤波匹配网络
1,位置
对交流通路而言, 滤波匹配网络 (Filter-Matched
Network)介于功率管 T 和外接负载 RL 之间 。
2,对滤波匹配网络的要求 ( 2 + 1 条 )
(1)变换
将外接负载 RL 变换为放大管所要求的负载 Re,以保
证放大器高效率 地输出所需功率 。
图 2–3–3 基极偏置电路
(2)滤波
充分滤除不需要的高次谐波
分量, 以保证在外接负载上输出
所需基波功率 (在倍频器中为所
需的倍频功率 )。
谐波抑制度 Hn：工程上表示滤波性能好坏的参数。
设 IL1m 和 ILnm 分别为通过外接负载 电流 中 基波 和 n
次谐波 分量的振幅, 相应的基波和 n 次谐波 功率 分别为 PL
和 PLn,则对 n 次谐波的 谐波抑制度 定义为
L 1 m
mL
L
L lg20lg10
I
I
P
PH nn
n ??
Hn 越小, 网络对 n 次谐波的抑制能力越强 。 通常 n 选
2,即 对二次谐波的抑制度 。
(3)高效
将功率管给出的信号功率 Po 高效地传送到外接负载上,
即要求网络的 传输效率 ?K = PL/ Po 接近 1。
3,讨论
(1)谐波抑制度 Hn 和 ?K 间的矛盾
在实际滤波匹配网络中, 提高 Hn，
就会牺牲传输效率 ?K,反之亦然 。
(2)说明 图 2–3–4 LC 谐振回路
如 图 2–3–4 所示, L 和 C 为滤波网络 (简称 L 型网络 )，
rL 为 L 中的 固有损耗电阻, RL 为外接 负载电阻 。 令
L
0
0 r
LQ ??
为回路 固有品质因数, 在高 Q 条件下, 它的 有载品质因数
)(
LL
L
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?
?
?
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LL
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r
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L
Q
?
?
?
?
?
显然, 当 Q0 一定时, RL 越大于 rL,相应
的 ?K 就越大 。 但 RL 越大, Qe 越小, 回路谐
振曲线越平坦, 对谐波的抑制能力就越差 。
(3)谐振功放匹配滤波网络的基本形式
LC 并联 谐振回路 LC 串联 谐振回路
具体电路形式有多种 。
作用,阻抗匹配, 选频滤波 。
不论形式有何不同, 均可由 串 -并联阻抗变换公式 将
其等效为上述两种基本网络的组合 。
常用滤波匹配网络的结构, 组成元件的表达式参阅教
材表 2-3-1(p101)。
4,串、并联阻抗转换公式
若将一个由电抗和电阻相串接的电路与相并接的电路
等效转换, 根据 等效原理, 令两者的 端导纳相等,
即
sspp j
1
j
11
XRXR ?
??
由此得
(1) 串转并公式
?
?
?
?
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2
es
s
2
s
2
s
p QRR
XRR ????
s
sp
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(2)并转串公式
?
?
?
?
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2
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R
R
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p
ps
s X
RR
X ?
(3)说明
① 式中,
p
p
s
s
e
X
R
R
X
Q ?? ② Xp 和 Xs 为实数
③ 电容,XＣ
C?
1?? 电感,XL = ?L
上述各式表明, Qe 取定后, Rp 和 Rs,Xp 和 Xs 之间可
以相互转换 。 转换前后的电抗性质不变 ( Xs 和 Xp 有相同的
正负号 )。
5,滤波匹配网络的设计
在谐振功率放大器中, 为了提高传输效率, 回路的有
载品质因数都较小, 一般在 10 以下 。 考虑到谐波抑制度,
常用的滤波匹配网络除了上述最简单的 L 型 外, 更多的是
由三个电抗元件组成的 ?,T 型 以及由它们组成的多级混
合网络 。 下面就介绍 滤波匹配网络的阻抗变换特性 。
假设滤波匹配网络的固有损耗
电阻为零, 即 回路传输效率 趋近于
1,外接负载电阻 为 RL,要求与 Re
和 C0 的串接或并接阻抗相匹配,
C0 为 功率管的分布电容 。
利用串, 并联阻抗转换公式, 就可以导出各种滤波匹
配网络的元件表达式 。
图 2–3–7 基极偏置电路
例 1,图 2-3-7(a)为 T 型滤波匹配网络, 要求与 Re
和 C0 串接阻抗匹配, 求各元件表达式 。
111 // LCC XXX ???
解,将 T 型网络 分割成两个串接的 L 型网络, 图
中 。
再对这两个 L 型网络 进行分析。
在后一个 L 型网络 中, 将 XC2 和 RL 的串接阻抗转换
为 Xp2 和 Rp2 的并接阻抗, 分别取值为
)1( 2e2Lp2 QRR ??
e2
p2
2
Lp2
p2 Q
R
X
RR
X
C
??? (注意 XC2 含负号 )
(b)
图 2–3–7 基极偏置电路
0p21 ??? XX L
令, 回路并联谐振, 则 L 型网络 呈现
的 谐振电阻 为
)1( 2e2Lp2e QRRR ????
其中,
L2e2 / RXQ C?
且网络元件的表达式为
XC2 = - Qe2RL,
e2p2p21 / QRXX L ????
再来分析前一个 L
型网络, 它的负载电阻
为 。 将 和
的并接阻抗转换为 Xs1
和 Rs1 的串接阻抗, 分
别为
eR? 1CX? eR?
2
e1
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s1 1 Q
R
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RR
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1ee1 / CXRQ ??? 0s110 ??? XXX LC
其中 。 令, 回路串
联谐振, 则 L 型网络 呈现的谐振电阻
2
e1
2
e2
L2
e1
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s1e 1
1
1 Q
Q
R
Q
R
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?
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1)1( 2e1
L
e
e2 ??? QR
RQ 或,
由于 Qe2 为正实数, 因而
L
2
e1e )1( RQR ??
根号内的值应大于零，故
有
相应网络元件的表达式 为
e1e1 / QRX C ????
ee1s1e1s101 RQRQXXX CL ?????
所以, 若已知 Re,C0 与 RL,并选定 Qe1,则 T 型网络
的各元件值由下列各式确定
0ee11 CL XRQX ??
L2 ARX C ??
AQ
B
QBAB
ABQBXXX
LCC ????
?????
e1e1
e1
111 )/()/(
)/)(/(//
式中,
1)1( 2e1
L
e ??? Q
R
RA
)1( 2e1e QRB ??
讨论,该网络仅适用于
的匹配要
求 。 但由于 Re 越接近 RL，
A 越趋近 Qe1,XC1 就越大,
相应 C1 就越小, 而过小的
C1,在实践上是难以实现的,
故此处, Re 不易接近 RL。
)1/( 2e1Le QRR ??
例 2,图 2-3-8 示 ? 型滤波匹配网络, 要求与 Re、
C0 的并接阻抗匹配, 求各元件表达式 。
图 2–3–8 ? 形滤波匹配电路
解,首先取 XL1 + XC0 = 0,L1 和 C0 并联谐振, 网络得
到简化, 然后将 XL2 用虚线分成两个串联电感, 即
222 LLL XXX ?????
在由 与 XC2 组成的 L 型网络 中, 它的负载为 RL，
现将 XC2 与 RL 并联阻抗转换为串联阻抗 Xs2 和 Rs2。 并令
, 网络串联谐振 。
2LX??
0s22 ???? XX L
结果是网络呈现的 谐振电阻 为
2
2e
L
s2e 1 Q
RRR
?
???
且
e2
L
s2
Le
2 Q
R
X
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C ??
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Le2
2
Le
2 RQX
RRX
C
L ?
?????
2.3.3 谐振功率放大器电路
1,电路 (p102 ~ 103)
2,分析
① 直流馈电 (集电极、基极 )电路，元件作用
② 滤波、匹配网络 (输入、输出 )
