模拟信号 信源编码 数字信号
抽样 → 量化 → 编码
§ 2.1 抽样定理
抽样 就是将时间上连续的信号变成时间上离散的信号的过程。
§ 2.1 抽样定理
抽样 就是将时间上连续的信号变成时间上离散的信号的过程。
t
x(t) x'(t)
t0
x'(t)
t0
x(nt)
0 T 2T 3T 4T 5T 6T 7T
t
x(t) x(nt)
0 T 2T 3T 4T
低通x(nt) x'(t)
抽样后的样值序列含有原模拟信号的信息，如果要把样点恢复成原
模拟信号，在抽样时要满足一定的条件 ——抽样定理 。
根据信号 x(t)是低通型信号还是带通型信号，抽样定理可
分为 低通型信号 抽样定理和 带通型信号 抽样定理。
根据抽样脉冲 p(t)是时间上等间隔序列还是非等间隔序列，
抽样定理可分为 均匀 抽样定理和 非均匀 抽样定理。
抽样器
x(t)
p(t)
s(t)
抽样定时脉冲
根据 p(t)是冲激序列还是非冲激序列，抽样定理可分为 理
想 抽样定理和 非理想 抽样定理。
§ 2.1 抽样定理
时间上连续的模拟信号 抽样信号
t
s(t)
-2Ts -Ts 0 Ts 2Ts
低通信号冲激抽样及频谱
-2ws -ws 0 ws 2ws
……
x(t)
t0
…
p(t)
t-2T
s -Ts 0 Ts 2Ts
…
…
-wm 0 wm
X(w)
w
P(w)
w
……
-2ws -ws -wm 0 wm ws 2ws
S(w)
w
§ 2.1.1 低通信号理想均匀抽样定理
抽样频率 fs对频谱 S(f)的影响
-wm 0 wm
X'(w)
w
S(w)
-2ws -ws 0 ws 2ws
……
w
-wm 0 wm
X(w)
w
-2ws -ws -wm 0 wm ws 2ws
S(w)
……
w
-wm 0 wm
X(w)
w
-2ws -ws -wm 0 wm ws 2ws
S(w)
…
w
§ 2.1.1 低通信号理想均匀抽样定理
低通信号的抽样定理：
一个频带限制在 0~fm内的低
通信号 x(t)，如果抽样频率 fs ≥ 2fm，
则可以由抽样序列无失真地重建
恢复原始信号 x(t) 。
ws≥2wm
ws-wm ws+wm
ws<2wm
ws-wm ws+wm
ws=2wm频谱重叠
S(w)
f
利用 低通 信号抽样定理抽样
…
fmfL fS fs+fm-fm-fL fs+fLfs-fL
…
fs-fm 2fS-fm
2fS-fL
上下 下
§ 2.1.2 带通信号抽样定理
X(w)
ff
mfL-fm-fL
上下 下
上
fmfL
fS
fs+fm
上下… …
f
下 2fS 3fS下下
-fm-fL
fs-fL
fs-fm fs+fL
2fS-fm
2fS-fL
2fS+fm2fS+fL
3fS-fm
3fS-fLS(w)
利用 带通 信号抽样定理抽样
B
X(w)
ff
mfL
S(w)
上下… …
ffmfL
下
fS
2fS-fL
fs+fL
fs+fm
2fS-fm
fs-fm
fs-fL
利用 低通 信号抽样定理抽样
S(w)
上
ff
mfL
下 下 下 上fS 2fS 3fS 4fS下 …
2fS-fL
2fS-fm
3fS-fm
3fS-fL
…
利用 带通 信号抽样定理抽样
§ 2.1.2 带通信号抽样定理
S(w)
…
ff
mfL
下 下 …
n n+1
nfS-fL
nfS-fm
(n+1)fS-fm
(n+1)fS-fL
例 2.1 试求 60路载波超群信号
（ 312～ 552kHz)的抽样频率。
时，就可以无失真地恢复出原信号。
带通信号抽样定理,一个频带限制在 fL ~ fm之间的带通信号，
其抽样频率满足
nf2f1n f2 LSm ??? ； n是小于 fL/B的最大整数
§ 2.1.2 带通信号抽样定理
进一步还可求出各边带之间
间隔相等所需的抽样频率为
? )1n2 ff2f mL
S ?
??
时，就可以无失真地恢复出原信号。
带通信号抽样定理,一个频带限制在 fL ~ fm之间的带通信号，
其抽样频率满足
nf2f1n f2 LSm ??? ； n是小于 fL/B的最大整数
低通信号的抽样定理：
一个频带限制在 0~fm内的低
通信号 x(t)，如果抽样频率 fs ≥ 2fm，
则可以由抽样序列无失真地重建
恢复原始信号 x(t) 。
可做习题,2.2,2.3
时，就可以无失真地恢复出原信号。
带通信号抽样定理,一个频带限制在 fL ~ fm之间的带通信号，
其抽样频率满足
nf2f1n f2 LSm ??? ； n是小于 fL/B的最大整数
低通信号的抽样定理：
一个频带限制在 0~fm内的低
通信号 x(t)，如果抽样频率 fs ≥ 2fm，
则可以由抽样序列无失真地重建
恢复原始信号 x(t) 。
进一步还可求出各边带之间
间隔相等所需的抽样频率为
? )1n2 ff2f mL
S ?
??
§ 2.2 模拟信号的量化
量化 是一种由无限不可列集合到有限集合的映射
量化器ui(nT) uo(nT)
4?
3?
2?
1?
0
-1?
-2?
-3?
-4?
ui(nT)
t
抽样信号
uo(nT)
t
3.5?
2.5?
1.5?
0.5?
-0.5?
-1.5?
-2.5?
-3.5?
量化信号
5
4
3
2
1
0
-1
-2
-3
-4
-5 ui (?)
uo(?)
-5 -4 –3 -2 -1 0 1 2 3 4 5
量化特性
-5 -4 –3 -2 -1 0 1 2 3 4 5
2
1
0
-1
-2 u
i (?)
e(?)
量化误差aL
aM
?
正常量化区
限幅区
限幅区
空载区
dJ
dJ-1
dk+1
dk
d2
d1
d0
…
…
§ 2.2.1 均匀量化
量化间隔都相等的量化称为 均匀量化
yJ-1
yJ
yk
y2
y1
y0
…
…
判决电平
量化值
y
y
k
y - yk
|e|≤?/2
限幅区
2aL ??
2aM ??
?
2
§ 2.2.1 均匀量化
信号幅度进
入限幅区
t
5
4
3
2
1
0
-1
-2
-3
-4
-5
u(?)
量化误差 t
1
0
-1
e(?)
aL
aM
信号幅度 < ?/2，
在判决电平 dk
上下波动 t
2
1
0
u(?)
量化误差 t
1
0
-1
e(?)
量化误差 t
1
0
-1
e(?)
空载区
判决电平
判决电平
§ 2.2.1 均匀量化
t
2
1
0
u(?)
信号幅度 < ?/2，
总是在判决电平
dk上之或之下。
均匀量化的 量化间隔 ?为确定值时，如果输
入信号幅度在正常量化区内变化，则量化误差总
是 |e|≤?/2，即不论信号幅值大小，其最大量化误
差 |emax|都是 ?/2。只有输入信号幅度进入限幅区
时，量化误差才随输入信号增大而明显增大。
§ 2.2.2 非均匀量化 量化间隔不相等的量化称为 非均匀量化
ui
e(ui)
量化误差
非均匀量化特性曲线
ui3? 6? 8? 9? 10?
10?
9?
8?
7?
6?
5?
4?
3?
2?
1?
0
uo
量化误差
非均匀量化特性曲线
uo
ui
ui
e(ui)
§ 2.2.2 非均匀量化 量化间隔不相等的量化称为 非均匀量化
量化特性具有
奇对称性
非均匀量化
uo
t
5
10
t
5
10
vo
t
1
8
vo压缩 编码均匀量化 解码 扩张信道ui uo vi
§ 2.2.2 非均匀量化
1
8
t
1 2 3 4 5 6 7 8 9 ui
压缩特性曲线
uo
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
vi
vo
扩张特性曲线
1 2 3 4 5 6 7 8 9
9
8
7
6
5
4
3
2
1
1,m 压缩律
)ln(
)ln(
m?
m???
1
x1y -1≤x ≤1
§ 2.2.2 非均匀量化
式中 y表示压缩器归一化的输出,x表示压缩器归一化的输入。
x
y
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
1.0
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
m=030
100200
y
x
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
1.0
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
m=0
30
压缩特性 扩张特性
100
200
2,A压缩律
Aln1
xAln1
y
Aln1
Ax
y
?
?
??
?
? A1x0 ??
1xA1 ??
x
y
1
1
-1
-1 0
A=1
A=87.6
1/A
A律压缩特性曲线
§ 2.2.2 非均匀量化
3,A律 13折线压缩特性 y
x11/21/41/8
1/16
1/32
1/64
1/128
1
7/8
6/8
5/8
4/8
3/8
2/8
1/8
§ 2.2.2 非均匀量化
1/48
1/27
16
25
44
83
162
161
斜
率
段
号
各段斜率
1
2
3
4
5
6
7
8
A=87.6时的 A律压缩特性
表 2-2 A=87.6与 13折线压缩特性比较
11214181161321641 128按 13折线关系求得 x
111.9813.417.8115.4130.6160.61128按 A=87.6关系求得 x
178685848382818yx
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
Vux?
Vvy?
压缩特性曲线
?
u' u"
?ui
注,§ 2.2.3 矢量量化（不讲）
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
(2) 量化噪声功率的基本公式
p(u)
uu
i0 uN
?ui
+V-V 语音信号的幅度概率分布u1 u2 u3 …
? )?
?
??????? V
V
2
2
2
q duupdydxN3VN
未过载量化噪声功率的基本公式
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
? ) ? )?? ??
V
2o duupVu2N过载噪声功率的基本公式
(3) 均匀量化时的量化噪声功率
n2
2
2
2q 23 VN3VN ???未过载均匀量化噪声功率
eu
V22
eo euN ???过载噪声功率
信号 未过载 时，编码
位数 n增加一位，均匀量
化噪声功率减小 1/4。
信号 过载 后，量化噪声功率与
信号幅度及信号概率分布有关，而
与量化编码位数 n无关。
(2) 量化噪声功率的基本公式
? )?
?
??????? V
V
2
2
2
q duupdydxN3VN
未过载量化噪声功率的基本公式
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
? ) ? )?? ??
V
2o duupVu2N过载噪声功率的基本公式
p(u)
uu
i0 uN
+V-V 语音信号的幅度概率分布u1 u2 u3 …
? ) euu2
e
eu21up ??
其中 ue为信号幅度
的均方根值
2,均匀量化时的信噪比 SNR
? ) ??
?
?
???
? ??
?
??
?
?
?????
?
eu
V22
en20q
euV23 110NN SdBS N R lg
(3) 均匀量化时的量化噪声功率
n2
2
2
2q 23 VN3VN ???未过载均匀量化噪声功率
eu
V22
eo euN ???过载噪声功率
(2) 量化噪声功率的基本公式
? )?
?
??????? V
V
2
2
2
q duupdydxN3VN
未过载量化噪声功率的基本公式
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
? ) ? )?? ??
V
2o duupVu2N过载噪声功率的基本公式
20lg(V/ue)
SRN(dB)
0 20 40 60
30
20
10 n=6
7 8
均匀量化信噪比与 n,V/ue的关系曲线
? ) ??
?
?
???
? ??
?
??
?
?
?????
?
eu
V22
en20q
euV23 110NN SdBS N R lg
eu
V20n684 lg,??
eu
V146.
均匀量化值编码位数 n每增加
一位，量化信噪比 SNR增加 6dB。
输入信号幅度减小的 dB数就
是量化信噪比 SNR下降的 dB数
结论：
信号未过载时
? 采用压缩特性后，量化误差改善了 dy/dx倍。 其中 dy/dx是非均匀
量化压缩特性的斜率。
? 均匀量化值编码位数 n每增加一位，量化信噪比 SNR增加 6dB。
? 均匀量化的 输入信号幅度减小，量化信噪比 SNR下降。而且输
入信号幅度减小的 dB数就是量化信噪比 SNR下降的 dB数。
信号过载后
? 输入信号加大，信噪比下降。
? 量化噪声功率与信号幅度及信号概率分布有关，而与量化编码
位数 n无关。
3,正弦信号的测试衡量量化质量 ? )
Vulg20n68.1dBS N R ???
2,均匀量化时的信噪比 SNR
? ) ??
?
?
???
? ??
?
??
?
?
?????
?
eu
V22
en20q
euV23 110NN SdBS N R lg
(3) 均匀量化时的量化噪声功率
n2
2
2
2q 23 VN3VN ???未过载均匀量化噪声功率
eu
V22
eo euN ???过载噪声功率
(2) 量化噪声功率的基本公式
? )?
?
??????? V
V
2
2
2
q duupdydxN3VN
未过载量化噪声功率的基本公式
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
? ) ? )?? ??
V
2o duupVu2N过载噪声功率的基本公式
0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 20lgu/V(dB)
60
50
40
30
20
10
SNR(dB)
均匀量化 11位码字
均匀量化 7位码字
非均匀量化 7位码字
压缩前后的信噪比曲线
26
段号 8 7 6 5 4 3 2 1
输入信号 u/V 1 1/2 1/4 1/8 1/16 1/32 1/64 1/12820lg(u/V) 0 -6 -12 -18 -24 -30 -36 -42
信噪比改善 dy/dx 1/4 1/2 1 2 4 8 16 1620lg(dy/dx) -12 -6 0 6 12 18 24 24
电话传输标准对
通信系统的要求
是, 在信号动态
范围大于 40dB的
条件下，信噪比
不应低于 26dB。
? ) Vulg20n68.1dBS N R ???
教材 p31图 2-8
勘误请点击这里
§ 2.3 脉冲编码调制 (PCM)
§ 2.3.1 码字码型
编码 就是将离散值变成二进制码元的过程
在编码时，每个量化级都是用一定位数所组成的
二进制码来表示的，这一组二进制码就称为 码字 。
码字中码位的整体编排方式称之 码型 。
PCM中常用的码型有三种：即 自然 二进 码, 折叠 二
进 码 和 循环 二进 码 (格雷码） 。
量化电平
序号 信号极性
自然二进码
a1 a2 a3 a4
折叠二进码
a1 a2 a3 a4
循环二进码
a1 a2 a3 a4
15
正
极
性
部
分
1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0
14 1 1 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1
13 1 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1
12 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0
11 1 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0
10 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
9 1 0 0 1 1 0 0 1 1 1 0 1
8 1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0
7
负
极
性
部
分
0 1 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0
6 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 0 1
5 0 1 0 1 0 0 1 0 0 1 1 1
4 0 1 0 0 0 0 1 1 0 1 1 0
3 0 0 1 1 0 1 0 0 0 0 1 0
2 0 0 1 0 0 1 0 1 0 0 1 1
1 0 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 1
0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0
三种常用的二进码型 格雷码A律 13折线 PCM—
30/32路集群设备
中所采用的码型。
§ 2.3.2 A律 13折线编码
y
x11/21/41/8
1/16
1/32
1/64
1/128
1
7/8
6/8
5/8
4/8
3/8
2/8
1/8 1
2
3
4
5
6
7
8
x5 x6 x7 x8x2 x3 x4x1
段内码段落码
幅度码极性码
码位安排
每一量化段均匀分为 16等分
10248
5127
2566
1285
644
323
162
161
个数段号各
段
包
含
最
小
量
化
级
?
的
个
数
正为 1
负为 0
8 个非均
匀量化段
每段内 16个
均匀量化级
20 48
1
1612 81
21
?
??
?????
??
????
64 32
11621
8
a2..,a8
极性判决
整流 保持
比较判决
记
忆
7/11
变换
11位
线性
解码
网络
IC
IS
位时钟脉冲
D2 D3,.,D8
M2
M3
..,
M8
B1
B3
..,
B11
本地译码器
位时钟
脉冲 D1
抽样值
PAM
+ PCM码流
逐次反馈型编码器
a1
§ 2.3.3 逐次反馈型编码器
将双极性信号变
成单极性信号
正时为, 1”，负时为, 0”
分段
序号
段落码
a2 a3 a4
各段起始
电平 (△ )
段内码（△）
a5 a6 a7 a8
分段
序号
段落码
a2 a3 a4
各段起始
电平 (△ )
段内码（△）
a5 a6 a7 a8
1 0 0 0 0 8 4 2 1 5 1 0 0 128 64 32 16 8
2 0 0 1 16 8 4 2 1 6 1 0 1 256 128 64 32 16
3 0 1 0 32 16 8 4 2 7 1 1 0 512 256 128 64 32
4 0 1 1 64 32 16 8 4 8 1 1 1 1024 512 256 128 64
A率 13折线编码分段表
§ 2.3.3 逐次反馈型编码器
段落码基准电流 Is结构
128?
512?
32?
0
1
0
1024?
256?
0
1
64?
16?
1
1
0
1
0
1
0
1
0 段落 1
段落 2
段落 7
段落 8
段落 5
段落 6
段落 3
段落 4
例 1 设样值脉冲
IC=+1270?，采用逐次比
较型编码，按 A率 13折线
特性编成 8位码 x1?x8 。
编出的码组是 11110011
Is
量化误差为 54?
段内码基准电流 Is结构
I为段落起始电流
?’ 为段内量化间
隔
I+8?’
I+4?’
0
1
I+14?’
I+10?’
0
1
Is
I+12?’
1
0
1
0
I+11?’
I+9?’
1
0
1
0
I+7?’
I+5?’
1
0
I+3?’
I+?’
1
0
I+15?’
I+13?’
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
I+6?’
I+2?’
0
1
量化级 16
量化级 15
量化级 14
量化级 13
量化级 12
量化级 11
量化级 10
量化级 9
量化级 8
量化级 7
量化级 6
量化级 5
量化级 4
量化级 3
量化级 2
量化级 1
§ 2.3.3 PCM非线性解码器
B1
B3
..,
B12
PCM 码流
寄
存
读
出
加权网络型解码器原理框图
串
并
变
换
7/12
变
换
D1
D2
..,
D8
PAM
M2
M3
..,
M8
12位
线性
解码
网络
极性控制
时
钟
脉
冲
M2
M3
..,
M8
段
落
非线性码 线型码
x2 x3 x4 x5 x6 x7 x8 B1 B2 B3 B4 B5 B6 B7 B8 B9 B10 B11 B12
1 0 0 0 X Y Z W 0 0 0 0 0 0 0 X Y Z W 1
2 0 0 1 X Y Z W 0 0 0 0 0 0 1 X Y Z W 1
3 0 1 0 X Y Z W 0 0 0 0 0 1 X Y Z W 1 0
4 0 1 1 X Y Z W 0 0 0 0 1 X Y Z W 1 0 0
5 1 0 0 X Y Z W 0 0 0 1 X Y Z W 1 0 0 0
6 1 0 1 X Y Z W 0 0 1 X Y Z W 1 0 0 0 0
7 1 1 0 X Y Z W 0 1 X Y Z W 1 0 0 0 0 0
8 1 1 1 X Y Z W 1 X Y Z W 1 0 0 0 0 0 0
7/12变换关系表
例 2 设接收端收到的 A率 13折线特性编成 8位码为 11110011，
将此码组变为 12位线性码，并求出收端译码对应的 PAM值。
1024 512 256 128 64 32 16 8 4 2 1 1/2B1?B12代表的数值
可做习题,2.5,2.6,2.8,2.9,2.14
其中题 2.14改为
2.14 进设压缩特性是折线，其压缩特性如下：
x 0 1/8 1/4 1/2 1
y 0 1/4 2/4 3/4 4/4
勘误请点击这
里
d(0)
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
t
x(t)
0 T 2T 3T 4T 5T 6T
S(0)
S(1)
S(2)
S(3)
S(4)
S(5) S(6)
d(1)
d(2) d(3) d(4)
d(5)
d(6)
d(0)
d(1) d(2)
d(3) d(4)
d(5) d(6)
样值序列
延迟 T
+ S(k)
S(k-1)
d(k)
样值序列的恢复
DPCM的
基本思想
0 T 2T 5T 6T
d(k)
差值序列
t3T 4T
自适应差分脉码调
制是一种压缩编码。
d(0)
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
t
x(t)
0 T 2T 3T 4T 5T 6T
S(0)
S(1)
S(2)
S(3)
S(4)
S(5) S(6)
d(1)
d(2)
样值序列
DPCM的
基本思想
0 T 2T 5T 6T
d(k)
差值序列
t3T 4T
d(3)
d(4)
d(5)
d(6)
延迟 T
+ S(k)
S(k-1)
d(k) '(k)
'(k-1)
'(k)
样值序列的恢复
d'(0)
d'(1) d'(2)
d'(3) d'(4)
d'(5) d'(6)
自适应差分脉码调
制是一种压缩编码。
量化器
延迟 T
编码 解码
+
+
延迟 T
+
Sr(k-1)
S(k)
Sr(k)
d(k) Sr(k)
Sr(k-1)
d'(k)
+ + +
I(k) I’(k)
d'(k)
-
DPCM 码流
数字信道
一阶 DPCM系统原理发送端 接收端
td'(0)
d'(2)
0 T 2T 3T
S(0)
S(1)
S(2)
S(3)
d'(1)
d'(3)
d(0)
d(1)
d(2)
d(3)
重建样值的形成图
Sr(2)
Sr(1)
Sr(3)
Sr(0)
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
自适应差分脉码调
制是一种压缩编码。
预测器 预测器Sp(k) Sp(k)
一阶预测,Sp(k)=a1Sr(k-1)
量化器
预测器
编码 解码
+
+
预测器
+
Sp(k)
S(k)
Sr(k)
d(k) Sr(k)d'(k)
+ + +
I(k) I’(k)
d'(k)
-
DPCM 码流
数字信道
DPCM系统原理图
Sp(k)
Gpopt
N
12
8
4
5 10
Gp与预测阶数 N的关系
平均值
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
Sp(k)=a1Sr(k-1)+ a2Sr(k-2)+ ···+ aNSr(k-N)
? )?? ?? N 1i ri ikSa
? )? ?? )? ? 为预测增益kdE kSEG
2
2
p ?
自适应差分脉码调
制是一种压缩编码。
? ) ? )? ) ?
?
???? N
1i
iir Zb1Zd ZSZH 只有零点
? ) ? )? )
?
?
??
?? N
1i
i
i
r
Za1
1
Zd
ZSZH 只有极点
?? ?N1i iiZa?? ?N1i iiZa
+
+
+
-
S(Z) d(Z)
D(Z)
+ Sr(Z)d(Z)
H(Z)
发送端 接收端极点预测器 DPCM系统
Sp(Z)
Sr(Z)
?? ?N1i iiZb
++
-
S(Z) d(Z)
D(Z)
++
+
Sr(Z)d(Z)
H(Z)
发送端 接收端零点预测器 DPCM系统
?? ?N1i iiZb
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
发送端
?? ?N1i iiZa
+
+
+
-
S(Z) d(Z)
Sp(Z)
Sr(Z)
?? ?N1i iiZb
+
零极点预测器 DPCM系统
?? ?N1i iiZa
+d(Z)
Sp(Z)
Sr(Z)
?? ?N1i iiZb +
接收端
? ) ? )? )
?
?
?
?
?
?
?
?
?? N
1i
i
i
N
1i
i
i
r
Za1
Zb1
Zd
ZSZH
预测自适
应控制
[ai(n)]
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.2 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
DPCM系统原理图
Sr(k)量化器
预测器
编码 解码
+
+
预测器
+
SP(k)
S(k)
Sr(k)
d(k)
SP(k)
d'(k)
+ +
+
+
+I(k) I’(k)
d'(k)
-
DPCM 码流
信道
预测自适
应控制
[ai(n)]
量化自适
应控制
?(n) ?(n)
量化自适
应控制
?(n)
A
前向 后向
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.1 简单增量调制原理
+?
-?
C(n)=1
C(n)=0
Q[ ] 数码形成
延迟 T +
ê(n)
?(n)
C(n) 解码
延迟 T
+C'(n)
ê'(n) ?'(n)
+
Sp(n)
S(n) e(n)+
-
?M 原理
e(n)
ê(n)
量化特性
?M是继 PCM之后的又一种量化编码方法。
?M可以看成是脉冲编码调制的一种特例，它只编一位码，
这一位码不是用来表示信号样值的大小，而是表示抽样时刻波
形的变化趋势。
Q[ ] 数码形成
延迟 T +
ê(n)
?(n)
C(n)
e(n)
ê(n)
?
-?
C(n)=1
C(n)=0
+
Sp(n)
S(n) e(n)+
-
ê(n)
Sp(n)
+? +? +? +? +? +? +?
-? -? -?
t
t
Sp(0)
Sp(1)
Sp(2)
S(n)S(n-1)S(0) S(1)
-? -? -?
+?
-?
C(n) 0 0 0 1 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0
?M编码器原理
?
解
码
延迟 T
+C'(n)
ê'(n) ?'(n)
t
ê'(n) +? +? +? +? +? +? +? +?
-? -? -? -? -? -? -? t
?'(n)
C(n) 0 0 0 1 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0
?M 译码原理
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.1 简单增量调制原理
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发 生器
抽样定时
脉冲发
生器 积分器
低通
滤波
?M 硬件实现
ê(n)
ê(n)
C(n) S’(t)
Q[ ] 数码形成
延迟 T +
ê(n)
?(n)
C(n) 解码
延迟 T
+C'(n)
ê'(n) ?'(n)
+
Sp(n)
S(n) e(n)+
-
?M 原理
△
ê(t)
Sp(t) t
t
S(t)
C(n) 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 00 0 0 1
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发
生器
抽样定时
发送端 ?M 编码器
C(n)
ê(t)
TS
-V -V -V
+V
C'(n) 0 0 0 1 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0
?'(t) t
S'(t)
脉冲发
生器 积分器
低通
滤波
C'(n)
ê'(t) ?'(t)
接收端 △ M 译码器
S'(t)
tê'(t)
△
ê(t)
Sp(t) t
t
S(t)
C(n) 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 00 0 0 0
TS
过载现象
为了避免过载现象，
应取 ?fs大于输入信
号的最大斜率。
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发
生器
抽样定时
发送端 ?M编码器
C(n)
ê(t)
△
Sp(t) tS(t)
TS
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发 生器
抽样定时
脉冲发
生器 积分器
低通
滤波
?M 系统
ê(n)
ê(n)
C(n) S’(t)
Sp(t)
C(n)
?M系统的量化信噪
比
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.1 简单增量调制原理
不过载时 -??e(t) ??
频带宽度为 0~fB
?M系统的量化信噪
比
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.1 简单增量调制原理
? ) 214f10f20f30dBS N R Bs,lglglgm a x ????
上式表明：
1,?M的量化信噪比与 fs成三次方的关系，即抽样频率每提高一
倍，量化信噪比提高 9dB。 记作 9dB/倍频程
2,?M的量化信噪比与信号频率的平方成反比，即信号每提高一
倍频率，量化信噪比下降 6dB，记作－ 6dB/倍频程。
?M的优点：
? 信号频率低时,?M的量化信噪比优于 PCM。
? 抗误码性能好
? 实现电路比 PCM简单。 ?M只编一位码，再接收端不需要码字同步。
?M的缺点：
当输入信号变化斜率大时,?M会出现过载现象。
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.2 数字压扩自适应增量调制
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发
生器
抽样定时 发送端
?M 编码器
C(n)
ê(t)
tS(t)
TS
简单 ?M
tê(t)
C(n)
连码检测
平滑回路
码流中出现连续多个
,1”或连续多个, 0”
时输出一个脉冲
数字压扩 ?M
1 1 1 1 1 1 1 1 0 00 0 0 0
43214321 QQQQQQQQZ ??
Q1 Q2 Q3 Q4码流 C(n)
逻辑电路
4连码检测
移位寄存器
tS(t)
ê(t) t
C(n)
TS
数字压扩 ?M
0 0 0 0 1 1
1
1 1 1 0 1 0 0
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发
生器
抽样定时 发送端
?M 编码器
C(n)
ê(t)
连码检测
平滑回路
码流中出现连续多个
,1”或连续多个, 0”
时输出一个脉冲
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.3 增量总和调制
比较器+
Sp(t)
e(t)+
-
积分器 脉冲发 生器
抽样定时
脉冲发
生器 积分器
低通
滤波
ê(n)
ê(n)
C(n)S(t)
S'(t)
S(t) 积分器
微分器 低通滤波 S'(t)
简单 ?M?— ∑
发送端
接收端
U1 U2
R
C
§ 2.6 时分多路复用通信
将 多个用户的信息用某种方式连接在一起，用同一信道传
输，这就是多路复用。
复用
方式
频分复用
时分复用
码分复用
(FDM)
(TDM)
(CDM)
频分多路复用,各路信号同时在同一信道传输时占
用不同频带。即把各路信号通过调制搬移到不同的
频段，然后在同一信道上同时传输。
时分多路复用,各路信号同时在同一信道传输时占
用不同的时间间隔。具体说，就是把时间分成均匀
的时间间隔 (称为时隙 )，每路信号分配在不同的时
间间隔内传送。
码分多路复用 (码分多址 ), 起源于扩频通信原理，
信息传输时不分频道，也不分时隙，而是采用不同
的 PN码序列对每路数字信号序列进行调制，扩展频
带，并在一个公共的频带上进行传输。
§ 2.6 时分多路复用通信
LPF 调制器 BPF
fC1 CH1
LPF 调制器 BPF
fC2 CH2
LPF 调制器 BPF
fCn CHn
····
BPF 解调器 LPF
CH1
信
道
BPF 解调器 LPF
CH2
BPF 解调器 LPF
CHn
····
路 1
路 2
路 n
路 1
路 2
路 n
原理方框图
f
CH1 CH2 CH3 CHn······
G(f)
频谱
频分多路复用通信
量
化
编
码
解
码
信道
≈
≈
≈
……
≈
≈
≈
……
m1(t)
m2(t)
mn(t)
m’1(t)
m’2(t)
m’n(t)
§ 2.6 时分多路复用通信
时分多路复用通信
t
m1(t) m2(t) mn(t)····
s(t)
m1(t) m2(t) mn(t)····
量
化
编
码
解
码
信道
≈
≈
≈
……
≈
≈
≈
……
m1(t)
m2(t)
mn(t)
m’1(t)
m’2(t)
m’n(t)
§ 2.6 时分多路复用通信
时分多路复用通信
§ 2.6 时分多路复用通信
码分多路复用通信
码调制
PN1
码调制
PN2
码调制
····
码解调
信道 码解调
码解调
路 1
路 2
路 n
路 1
路 2
路 n
原理方框图PNn
PN1
PN2
PNn
LPF
LPF
LPF
§ 2.6 时分多路复用通信
f
P(f)
t
信息
t
PN码
码调制
PN码
信息 OUT
f
PIN(f)
t
OUT码
f
PPN(f)
f
POUT(f)
f
P'(f)
IN 码解调
PN码
LPF 信息
f
PPN(f) f
P(f)
其它用户
信号及干
扰
码分多路复用通信
时间
功率 FDM
时间
功率 TDM
时间
功率 CDM
§ 2.6 时分多路复用通信
§ 2.6 时分多路复用通信
时分多路复用数字电话通信,CCITT(国际电报电话咨询
委员会）推荐了两种制式的数字复接方案，即按 m率 编码的
PCM-24路 和 按 A率 编码的 PCM-30/32路 复接方案。
时隙
帧
同
步
TS1TS0 TS15 TS16 TS17 TS31… … … …
话
路
1
话
路
15
… … 话路
16
话
路
30
… …信令
11011001
t
复帧同步 复帧对告
11A10000
话路 1信令 话路 16信令
话路 15信令 话路 30信令
dcbadcba
dcbadcba
… …
F0 帧
F1 帧
F15 帧
复帧
帧F0 F1 F2 F15F15 F0F14 … …
偶帧
帧同步码
保留给国内用
帧失步对告
保留给国际用
11111A11奇帧
同步,A=0
失步,A=1
§ 2.6 时分多路复用通信
奇帧监视码
同步,A=0
失步,A=1
PCM-30/32路
数字复接结构
8bit
§ 2.6 时分多路复用通信
帧周期 125ms
(256bit)
路时隙 3·9 ms
TS1TS0 TS15 TS16 TS17 TS31… … … …
t
F0 F1 F2 F15F15 F0F14 … …
复帧周期 2ms
PCM-30/32制式
每路码速率,64kbit/s
基群码速率：
2048kbit/s PCM-30/32路数字复接结构
8bit
§ 2.6 时分多路复用通信
PCM-24路
数字复接结构
PCM-24制式
每路码速率,64kbit/s
基群码速率：
1544kbit/s
帧周期 125ms
(193bit)
第
1
路
第
2
路
第
24
路
······
F
比
特
······
第
1
路
第
2
路
第
24
路
F
比
特
§ 2.1 抽样定理
§ 2.2 模拟信号的量化
§ 2.1.1 低通信号理想均匀抽样定理
§ 2.1.2 带通信号抽样定理
§ 2.2.1 均匀量化
§ 2.2.2 非均匀量化
§ 2.3 脉冲编码调制（ PCM）
§ 2.4 自适应差分脉码调制（ ADPCM）
§ 2.2.4 量化失真
§ 2.3.1 码型码字
§ 2.3.2 A率 13折线编码
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)的原理
§ 2.4.2 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.5 增量调制
§ 2.6 时分多路复用通信
u/V 1/128 1/64 1/32 1/16 1/8 1/4 1/2 1
20lg(u/V) -42 -36 -30 -24 -18 -12 -6 0
dy/dx 16 16 8 4 2 1 1/2 1/4
20lg(dy/dx) 24 24 18 12 6 0 -6 -12
分段
序号
段落码
a2 a3 a4
各段起始
电平 (△ )
段内码（△）
a5 a6 a7 a8
分段
序号
段落码
a2 a3 a4
各段起始
电平 (△ )
段内码（△）
a5 a6 a7 a8
1 0 0 0 0 8 4 2 1 5 1 0 0 128 64 32 16 8
2 0 0 1 16 8 4 2 1 6 1 0 1 256 128 64 32 16
3 0 1 0 32 16 8 4 2 7 1 1 0 512 256 128 64 32
4 0 1 1 64 32 16 8 4 8 1 1 1 1024 512 256 128 64
A率 13折线编码分段表
§ 2.3.3 逐次反馈型编码器
例 设样值脉冲
IC=+529?，采用逐次比较型
编码，按 A率 13折线特性编
成 8位码 x1?x8 。
段落码基准电流结构
128?
512?
32?
0
1
0
1024?
256?
0
1
64?
16?
1
1
0
1
0
1
0
1
0 段落 1
段落 2
段落 7
段落 8
段落 5
段落 6
段落 3
段落 4
t
s(t)
-2Ts -Ts 0 Ts 2Ts
低通信号窄脉冲抽样及频谱
p(t)
t
x(t)
t0
…
-wm 0 wm
X(w)
w
P(w)
w
……
-2ws -ws -wm 0 wm ws
2ws
S(w)
w
§ 2.1.1 低通信号理想均匀抽样定理
-2Ts -Ts 0 Ts 2Ts
…
…
-2ws -ws 0 ws 2ws
……
w
窄脉冲序列频谱图
0 ws ??2 ??4
|P(w) |
? ) ? )????? w?w???????? ?w???w k sSS k2kSaT2P
?
抽样 → 量化 → 编码
§ 2.1 抽样定理
抽样 就是将时间上连续的信号变成时间上离散的信号的过程。
§ 2.1 抽样定理
抽样 就是将时间上连续的信号变成时间上离散的信号的过程。
t
x(t) x'(t)
t0
x'(t)
t0
x(nt)
0 T 2T 3T 4T 5T 6T 7T
t
x(t) x(nt)
0 T 2T 3T 4T
低通x(nt) x'(t)
抽样后的样值序列含有原模拟信号的信息，如果要把样点恢复成原
模拟信号，在抽样时要满足一定的条件 ——抽样定理 。
根据信号 x(t)是低通型信号还是带通型信号，抽样定理可
分为 低通型信号 抽样定理和 带通型信号 抽样定理。
根据抽样脉冲 p(t)是时间上等间隔序列还是非等间隔序列，
抽样定理可分为 均匀 抽样定理和 非均匀 抽样定理。
抽样器
x(t)
p(t)
s(t)
抽样定时脉冲
根据 p(t)是冲激序列还是非冲激序列，抽样定理可分为 理
想 抽样定理和 非理想 抽样定理。
§ 2.1 抽样定理
时间上连续的模拟信号 抽样信号
t
s(t)
-2Ts -Ts 0 Ts 2Ts
低通信号冲激抽样及频谱
-2ws -ws 0 ws 2ws
……
x(t)
t0
…
p(t)
t-2T
s -Ts 0 Ts 2Ts
…
…
-wm 0 wm
X(w)
w
P(w)
w
……
-2ws -ws -wm 0 wm ws 2ws
S(w)
w
§ 2.1.1 低通信号理想均匀抽样定理
抽样频率 fs对频谱 S(f)的影响
-wm 0 wm
X'(w)
w
S(w)
-2ws -ws 0 ws 2ws
……
w
-wm 0 wm
X(w)
w
-2ws -ws -wm 0 wm ws 2ws
S(w)
……
w
-wm 0 wm
X(w)
w
-2ws -ws -wm 0 wm ws 2ws
S(w)
…
w
§ 2.1.1 低通信号理想均匀抽样定理
低通信号的抽样定理：
一个频带限制在 0~fm内的低
通信号 x(t)，如果抽样频率 fs ≥ 2fm，
则可以由抽样序列无失真地重建
恢复原始信号 x(t) 。
ws≥2wm
ws-wm ws+wm
ws<2wm
ws-wm ws+wm
ws=2wm频谱重叠
S(w)
f
利用 低通 信号抽样定理抽样
…
fmfL fS fs+fm-fm-fL fs+fLfs-fL
…
fs-fm 2fS-fm
2fS-fL
上下 下
§ 2.1.2 带通信号抽样定理
X(w)
ff
mfL-fm-fL
上下 下
上
fmfL
fS
fs+fm
上下… …
f
下 2fS 3fS下下
-fm-fL
fs-fL
fs-fm fs+fL
2fS-fm
2fS-fL
2fS+fm2fS+fL
3fS-fm
3fS-fLS(w)
利用 带通 信号抽样定理抽样
B
X(w)
ff
mfL
S(w)
上下… …
ffmfL
下
fS
2fS-fL
fs+fL
fs+fm
2fS-fm
fs-fm
fs-fL
利用 低通 信号抽样定理抽样
S(w)
上
ff
mfL
下 下 下 上fS 2fS 3fS 4fS下 …
2fS-fL
2fS-fm
3fS-fm
3fS-fL
…
利用 带通 信号抽样定理抽样
§ 2.1.2 带通信号抽样定理
S(w)
…
ff
mfL
下 下 …
n n+1
nfS-fL
nfS-fm
(n+1)fS-fm
(n+1)fS-fL
例 2.1 试求 60路载波超群信号
（ 312～ 552kHz)的抽样频率。
时，就可以无失真地恢复出原信号。
带通信号抽样定理,一个频带限制在 fL ~ fm之间的带通信号，
其抽样频率满足
nf2f1n f2 LSm ??? ； n是小于 fL/B的最大整数
§ 2.1.2 带通信号抽样定理
进一步还可求出各边带之间
间隔相等所需的抽样频率为
? )1n2 ff2f mL
S ?
??
时，就可以无失真地恢复出原信号。
带通信号抽样定理,一个频带限制在 fL ~ fm之间的带通信号，
其抽样频率满足
nf2f1n f2 LSm ??? ； n是小于 fL/B的最大整数
低通信号的抽样定理：
一个频带限制在 0~fm内的低
通信号 x(t)，如果抽样频率 fs ≥ 2fm，
则可以由抽样序列无失真地重建
恢复原始信号 x(t) 。
可做习题,2.2,2.3
时，就可以无失真地恢复出原信号。
带通信号抽样定理,一个频带限制在 fL ~ fm之间的带通信号，
其抽样频率满足
nf2f1n f2 LSm ??? ； n是小于 fL/B的最大整数
低通信号的抽样定理：
一个频带限制在 0~fm内的低
通信号 x(t)，如果抽样频率 fs ≥ 2fm，
则可以由抽样序列无失真地重建
恢复原始信号 x(t) 。
进一步还可求出各边带之间
间隔相等所需的抽样频率为
? )1n2 ff2f mL
S ?
??
§ 2.2 模拟信号的量化
量化 是一种由无限不可列集合到有限集合的映射
量化器ui(nT) uo(nT)
4?
3?
2?
1?
0
-1?
-2?
-3?
-4?
ui(nT)
t
抽样信号
uo(nT)
t
3.5?
2.5?
1.5?
0.5?
-0.5?
-1.5?
-2.5?
-3.5?
量化信号
5
4
3
2
1
0
-1
-2
-3
-4
-5 ui (?)
uo(?)
-5 -4 –3 -2 -1 0 1 2 3 4 5
量化特性
-5 -4 –3 -2 -1 0 1 2 3 4 5
2
1
0
-1
-2 u
i (?)
e(?)
量化误差aL
aM
?
正常量化区
限幅区
限幅区
空载区
dJ
dJ-1
dk+1
dk
d2
d1
d0
…
…
§ 2.2.1 均匀量化
量化间隔都相等的量化称为 均匀量化
yJ-1
yJ
yk
y2
y1
y0
…
…
判决电平
量化值
y
y
k
y - yk
|e|≤?/2
限幅区
2aL ??
2aM ??
?
2
§ 2.2.1 均匀量化
信号幅度进
入限幅区
t
5
4
3
2
1
0
-1
-2
-3
-4
-5
u(?)
量化误差 t
1
0
-1
e(?)
aL
aM
信号幅度 < ?/2，
在判决电平 dk
上下波动 t
2
1
0
u(?)
量化误差 t
1
0
-1
e(?)
量化误差 t
1
0
-1
e(?)
空载区
判决电平
判决电平
§ 2.2.1 均匀量化
t
2
1
0
u(?)
信号幅度 < ?/2，
总是在判决电平
dk上之或之下。
均匀量化的 量化间隔 ?为确定值时，如果输
入信号幅度在正常量化区内变化，则量化误差总
是 |e|≤?/2，即不论信号幅值大小，其最大量化误
差 |emax|都是 ?/2。只有输入信号幅度进入限幅区
时，量化误差才随输入信号增大而明显增大。
§ 2.2.2 非均匀量化 量化间隔不相等的量化称为 非均匀量化
ui
e(ui)
量化误差
非均匀量化特性曲线
ui3? 6? 8? 9? 10?
10?
9?
8?
7?
6?
5?
4?
3?
2?
1?
0
uo
量化误差
非均匀量化特性曲线
uo
ui
ui
e(ui)
§ 2.2.2 非均匀量化 量化间隔不相等的量化称为 非均匀量化
量化特性具有
奇对称性
非均匀量化
uo
t
5
10
t
5
10
vo
t
1
8
vo压缩 编码均匀量化 解码 扩张信道ui uo vi
§ 2.2.2 非均匀量化
1
8
t
1 2 3 4 5 6 7 8 9 ui
压缩特性曲线
uo
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
vi
vo
扩张特性曲线
1 2 3 4 5 6 7 8 9
9
8
7
6
5
4
3
2
1
1,m 压缩律
)ln(
)ln(
m?
m???
1
x1y -1≤x ≤1
§ 2.2.2 非均匀量化
式中 y表示压缩器归一化的输出,x表示压缩器归一化的输入。
x
y
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
1.0
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
m=030
100200
y
x
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
1.0
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
m=0
30
压缩特性 扩张特性
100
200
2,A压缩律
Aln1
xAln1
y
Aln1
Ax
y
?
?
??
?
? A1x0 ??
1xA1 ??
x
y
1
1
-1
-1 0
A=1
A=87.6
1/A
A律压缩特性曲线
§ 2.2.2 非均匀量化
3,A律 13折线压缩特性 y
x11/21/41/8
1/16
1/32
1/64
1/128
1
7/8
6/8
5/8
4/8
3/8
2/8
1/8
§ 2.2.2 非均匀量化
1/48
1/27
16
25
44
83
162
161
斜
率
段
号
各段斜率
1
2
3
4
5
6
7
8
A=87.6时的 A律压缩特性
表 2-2 A=87.6与 13折线压缩特性比较
11214181161321641 128按 13折线关系求得 x
111.9813.417.8115.4130.6160.61128按 A=87.6关系求得 x
178685848382818yx
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
Vux?
Vvy?
压缩特性曲线
?
u' u"
?ui
注,§ 2.2.3 矢量量化（不讲）
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
(2) 量化噪声功率的基本公式
p(u)
uu
i0 uN
?ui
+V-V 语音信号的幅度概率分布u1 u2 u3 …
? )?
?
??????? V
V
2
2
2
q duupdydxN3VN
未过载量化噪声功率的基本公式
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
? ) ? )?? ??
V
2o duupVu2N过载噪声功率的基本公式
(3) 均匀量化时的量化噪声功率
n2
2
2
2q 23 VN3VN ???未过载均匀量化噪声功率
eu
V22
eo euN ???过载噪声功率
信号 未过载 时，编码
位数 n增加一位，均匀量
化噪声功率减小 1/4。
信号 过载 后，量化噪声功率与
信号幅度及信号概率分布有关，而
与量化编码位数 n无关。
(2) 量化噪声功率的基本公式
? )?
?
??????? V
V
2
2
2
q duupdydxN3VN
未过载量化噪声功率的基本公式
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
? ) ? )?? ??
V
2o duupVu2N过载噪声功率的基本公式
p(u)
uu
i0 uN
+V-V 语音信号的幅度概率分布u1 u2 u3 …
? ) euu2
e
eu21up ??
其中 ue为信号幅度
的均方根值
2,均匀量化时的信噪比 SNR
? ) ??
?
?
???
? ??
?
??
?
?
?????
?
eu
V22
en20q
euV23 110NN SdBS N R lg
(3) 均匀量化时的量化噪声功率
n2
2
2
2q 23 VN3VN ???未过载均匀量化噪声功率
eu
V22
eo euN ???过载噪声功率
(2) 量化噪声功率的基本公式
? )?
?
??????? V
V
2
2
2
q duupdydxN3VN
未过载量化噪声功率的基本公式
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
? ) ? )?? ??
V
2o duupVu2N过载噪声功率的基本公式
20lg(V/ue)
SRN(dB)
0 20 40 60
30
20
10 n=6
7 8
均匀量化信噪比与 n,V/ue的关系曲线
? ) ??
?
?
???
? ??
?
??
?
?
?????
?
eu
V22
en20q
euV23 110NN SdBS N R lg
eu
V20n684 lg,??
eu
V146.
均匀量化值编码位数 n每增加
一位，量化信噪比 SNR增加 6dB。
输入信号幅度减小的 dB数就
是量化信噪比 SNR下降的 dB数
结论：
信号未过载时
? 采用压缩特性后，量化误差改善了 dy/dx倍。 其中 dy/dx是非均匀
量化压缩特性的斜率。
? 均匀量化值编码位数 n每增加一位，量化信噪比 SNR增加 6dB。
? 均匀量化的 输入信号幅度减小，量化信噪比 SNR下降。而且输
入信号幅度减小的 dB数就是量化信噪比 SNR下降的 dB数。
信号过载后
? 输入信号加大，信噪比下降。
? 量化噪声功率与信号幅度及信号概率分布有关，而与量化编码
位数 n无关。
3,正弦信号的测试衡量量化质量 ? )
Vulg20n68.1dBS N R ???
2,均匀量化时的信噪比 SNR
? ) ??
?
?
???
? ??
?
??
?
?
?????
?
eu
V22
en20q
euV23 110NN SdBS N R lg
(3) 均匀量化时的量化噪声功率
n2
2
2
2q 23 VN3VN ???未过载均匀量化噪声功率
eu
V22
eo euN ???过载噪声功率
(2) 量化噪声功率的基本公式
? )?
?
??????? V
V
2
2
2
q duupdydxN3VN
未过载量化噪声功率的基本公式
§ 2.2.4 量化失真
1,量化噪声功率
(1) 量化误差
采用压缩特性后，
量化误差改善了 dy/dx
倍或 20lg[dy/dx ]分贝。? ) dxdy21u21te i ????
? ) ? )?? ??
V
2o duupVu2N过载噪声功率的基本公式
0 -10 -20 -30 -40 -50 -60 20lgu/V(dB)
60
50
40
30
20
10
SNR(dB)
均匀量化 11位码字
均匀量化 7位码字
非均匀量化 7位码字
压缩前后的信噪比曲线
26
段号 8 7 6 5 4 3 2 1
输入信号 u/V 1 1/2 1/4 1/8 1/16 1/32 1/64 1/12820lg(u/V) 0 -6 -12 -18 -24 -30 -36 -42
信噪比改善 dy/dx 1/4 1/2 1 2 4 8 16 1620lg(dy/dx) -12 -6 0 6 12 18 24 24
电话传输标准对
通信系统的要求
是, 在信号动态
范围大于 40dB的
条件下，信噪比
不应低于 26dB。
? ) Vulg20n68.1dBS N R ???
教材 p31图 2-8
勘误请点击这里
§ 2.3 脉冲编码调制 (PCM)
§ 2.3.1 码字码型
编码 就是将离散值变成二进制码元的过程
在编码时，每个量化级都是用一定位数所组成的
二进制码来表示的，这一组二进制码就称为 码字 。
码字中码位的整体编排方式称之 码型 。
PCM中常用的码型有三种：即 自然 二进 码, 折叠 二
进 码 和 循环 二进 码 (格雷码） 。
量化电平
序号 信号极性
自然二进码
a1 a2 a3 a4
折叠二进码
a1 a2 a3 a4
循环二进码
a1 a2 a3 a4
15
正
极
性
部
分
1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0
14 1 1 1 0 1 1 1 0 1 0 0 1
13 1 1 0 1 1 1 0 1 1 0 1 1
12 1 1 0 0 1 1 0 0 1 0 1 0
11 1 0 1 1 1 0 1 1 1 1 1 0
10 1 0 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1
9 1 0 0 1 1 0 0 1 1 1 0 1
8 1 0 0 0 1 0 0 0 1 1 0 0
7
负
极
性
部
分
0 1 1 1 0 0 0 0 0 1 0 0
6 0 1 1 0 0 0 0 1 0 1 0 1
5 0 1 0 1 0 0 1 0 0 1 1 1
4 0 1 0 0 0 0 1 1 0 1 1 0
3 0 0 1 1 0 1 0 0 0 0 1 0
2 0 0 1 0 0 1 0 1 0 0 1 1
1 0 0 0 1 0 1 1 0 0 0 0 1
0 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0
三种常用的二进码型 格雷码A律 13折线 PCM—
30/32路集群设备
中所采用的码型。
§ 2.3.2 A律 13折线编码
y
x11/21/41/8
1/16
1/32
1/64
1/128
1
7/8
6/8
5/8
4/8
3/8
2/8
1/8 1
2
3
4
5
6
7
8
x5 x6 x7 x8x2 x3 x4x1
段内码段落码
幅度码极性码
码位安排
每一量化段均匀分为 16等分
10248
5127
2566
1285
644
323
162
161
个数段号各
段
包
含
最
小
量
化
级
?
的
个
数
正为 1
负为 0
8 个非均
匀量化段
每段内 16个
均匀量化级
20 48
1
1612 81
21
?
??
?????
??
????
64 32
11621
8
a2..,a8
极性判决
整流 保持
比较判决
记
忆
7/11
变换
11位
线性
解码
网络
IC
IS
位时钟脉冲
D2 D3,.,D8
M2
M3
..,
M8
B1
B3
..,
B11
本地译码器
位时钟
脉冲 D1
抽样值
PAM
+ PCM码流
逐次反馈型编码器
a1
§ 2.3.3 逐次反馈型编码器
将双极性信号变
成单极性信号
正时为, 1”，负时为, 0”
分段
序号
段落码
a2 a3 a4
各段起始
电平 (△ )
段内码（△）
a5 a6 a7 a8
分段
序号
段落码
a2 a3 a4
各段起始
电平 (△ )
段内码（△）
a5 a6 a7 a8
1 0 0 0 0 8 4 2 1 5 1 0 0 128 64 32 16 8
2 0 0 1 16 8 4 2 1 6 1 0 1 256 128 64 32 16
3 0 1 0 32 16 8 4 2 7 1 1 0 512 256 128 64 32
4 0 1 1 64 32 16 8 4 8 1 1 1 1024 512 256 128 64
A率 13折线编码分段表
§ 2.3.3 逐次反馈型编码器
段落码基准电流 Is结构
128?
512?
32?
0
1
0
1024?
256?
0
1
64?
16?
1
1
0
1
0
1
0
1
0 段落 1
段落 2
段落 7
段落 8
段落 5
段落 6
段落 3
段落 4
例 1 设样值脉冲
IC=+1270?，采用逐次比
较型编码，按 A率 13折线
特性编成 8位码 x1?x8 。
编出的码组是 11110011
Is
量化误差为 54?
段内码基准电流 Is结构
I为段落起始电流
?’ 为段内量化间
隔
I+8?’
I+4?’
0
1
I+14?’
I+10?’
0
1
Is
I+12?’
1
0
1
0
I+11?’
I+9?’
1
0
1
0
I+7?’
I+5?’
1
0
I+3?’
I+?’
1
0
I+15?’
I+13?’
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
I+6?’
I+2?’
0
1
量化级 16
量化级 15
量化级 14
量化级 13
量化级 12
量化级 11
量化级 10
量化级 9
量化级 8
量化级 7
量化级 6
量化级 5
量化级 4
量化级 3
量化级 2
量化级 1
§ 2.3.3 PCM非线性解码器
B1
B3
..,
B12
PCM 码流
寄
存
读
出
加权网络型解码器原理框图
串
并
变
换
7/12
变
换
D1
D2
..,
D8
PAM
M2
M3
..,
M8
12位
线性
解码
网络
极性控制
时
钟
脉
冲
M2
M3
..,
M8
段
落
非线性码 线型码
x2 x3 x4 x5 x6 x7 x8 B1 B2 B3 B4 B5 B6 B7 B8 B9 B10 B11 B12
1 0 0 0 X Y Z W 0 0 0 0 0 0 0 X Y Z W 1
2 0 0 1 X Y Z W 0 0 0 0 0 0 1 X Y Z W 1
3 0 1 0 X Y Z W 0 0 0 0 0 1 X Y Z W 1 0
4 0 1 1 X Y Z W 0 0 0 0 1 X Y Z W 1 0 0
5 1 0 0 X Y Z W 0 0 0 1 X Y Z W 1 0 0 0
6 1 0 1 X Y Z W 0 0 1 X Y Z W 1 0 0 0 0
7 1 1 0 X Y Z W 0 1 X Y Z W 1 0 0 0 0 0
8 1 1 1 X Y Z W 1 X Y Z W 1 0 0 0 0 0 0
7/12变换关系表
例 2 设接收端收到的 A率 13折线特性编成 8位码为 11110011，
将此码组变为 12位线性码，并求出收端译码对应的 PAM值。
1024 512 256 128 64 32 16 8 4 2 1 1/2B1?B12代表的数值
可做习题,2.5,2.6,2.8,2.9,2.14
其中题 2.14改为
2.14 进设压缩特性是折线，其压缩特性如下：
x 0 1/8 1/4 1/2 1
y 0 1/4 2/4 3/4 4/4
勘误请点击这
里
d(0)
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
t
x(t)
0 T 2T 3T 4T 5T 6T
S(0)
S(1)
S(2)
S(3)
S(4)
S(5) S(6)
d(1)
d(2) d(3) d(4)
d(5)
d(6)
d(0)
d(1) d(2)
d(3) d(4)
d(5) d(6)
样值序列
延迟 T
+ S(k)
S(k-1)
d(k)
样值序列的恢复
DPCM的
基本思想
0 T 2T 5T 6T
d(k)
差值序列
t3T 4T
自适应差分脉码调
制是一种压缩编码。
d(0)
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
t
x(t)
0 T 2T 3T 4T 5T 6T
S(0)
S(1)
S(2)
S(3)
S(4)
S(5) S(6)
d(1)
d(2)
样值序列
DPCM的
基本思想
0 T 2T 5T 6T
d(k)
差值序列
t3T 4T
d(3)
d(4)
d(5)
d(6)
延迟 T
+ S(k)
S(k-1)
d(k) '(k)
'(k-1)
'(k)
样值序列的恢复
d'(0)
d'(1) d'(2)
d'(3) d'(4)
d'(5) d'(6)
自适应差分脉码调
制是一种压缩编码。
量化器
延迟 T
编码 解码
+
+
延迟 T
+
Sr(k-1)
S(k)
Sr(k)
d(k) Sr(k)
Sr(k-1)
d'(k)
+ + +
I(k) I’(k)
d'(k)
-
DPCM 码流
数字信道
一阶 DPCM系统原理发送端 接收端
td'(0)
d'(2)
0 T 2T 3T
S(0)
S(1)
S(2)
S(3)
d'(1)
d'(3)
d(0)
d(1)
d(2)
d(3)
重建样值的形成图
Sr(2)
Sr(1)
Sr(3)
Sr(0)
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
自适应差分脉码调
制是一种压缩编码。
预测器 预测器Sp(k) Sp(k)
一阶预测,Sp(k)=a1Sr(k-1)
量化器
预测器
编码 解码
+
+
预测器
+
Sp(k)
S(k)
Sr(k)
d(k) Sr(k)d'(k)
+ + +
I(k) I’(k)
d'(k)
-
DPCM 码流
数字信道
DPCM系统原理图
Sp(k)
Gpopt
N
12
8
4
5 10
Gp与预测阶数 N的关系
平均值
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
Sp(k)=a1Sr(k-1)+ a2Sr(k-2)+ ···+ aNSr(k-N)
? )?? ?? N 1i ri ikSa
? )? ?? )? ? 为预测增益kdE kSEG
2
2
p ?
自适应差分脉码调
制是一种压缩编码。
? ) ? )? ) ?
?
???? N
1i
iir Zb1Zd ZSZH 只有零点
? ) ? )? )
?
?
??
?? N
1i
i
i
r
Za1
1
Zd
ZSZH 只有极点
?? ?N1i iiZa?? ?N1i iiZa
+
+
+
-
S(Z) d(Z)
D(Z)
+ Sr(Z)d(Z)
H(Z)
发送端 接收端极点预测器 DPCM系统
Sp(Z)
Sr(Z)
?? ?N1i iiZb
++
-
S(Z) d(Z)
D(Z)
++
+
Sr(Z)d(Z)
H(Z)
发送端 接收端零点预测器 DPCM系统
?? ?N1i iiZb
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)
发送端
?? ?N1i iiZa
+
+
+
-
S(Z) d(Z)
Sp(Z)
Sr(Z)
?? ?N1i iiZb
+
零极点预测器 DPCM系统
?? ?N1i iiZa
+d(Z)
Sp(Z)
Sr(Z)
?? ?N1i iiZb +
接收端
? ) ? )? )
?
?
?
?
?
?
?
?
?? N
1i
i
i
N
1i
i
i
r
Za1
Zb1
Zd
ZSZH
预测自适
应控制
[ai(n)]
§ 2.4 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.4.2 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
DPCM系统原理图
Sr(k)量化器
预测器
编码 解码
+
+
预测器
+
SP(k)
S(k)
Sr(k)
d(k)
SP(k)
d'(k)
+ +
+
+
+I(k) I’(k)
d'(k)
-
DPCM 码流
信道
预测自适
应控制
[ai(n)]
量化自适
应控制
?(n) ?(n)
量化自适
应控制
?(n)
A
前向 后向
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.1 简单增量调制原理
+?
-?
C(n)=1
C(n)=0
Q[ ] 数码形成
延迟 T +
ê(n)
?(n)
C(n) 解码
延迟 T
+C'(n)
ê'(n) ?'(n)
+
Sp(n)
S(n) e(n)+
-
?M 原理
e(n)
ê(n)
量化特性
?M是继 PCM之后的又一种量化编码方法。
?M可以看成是脉冲编码调制的一种特例，它只编一位码，
这一位码不是用来表示信号样值的大小，而是表示抽样时刻波
形的变化趋势。
Q[ ] 数码形成
延迟 T +
ê(n)
?(n)
C(n)
e(n)
ê(n)
?
-?
C(n)=1
C(n)=0
+
Sp(n)
S(n) e(n)+
-
ê(n)
Sp(n)
+? +? +? +? +? +? +?
-? -? -?
t
t
Sp(0)
Sp(1)
Sp(2)
S(n)S(n-1)S(0) S(1)
-? -? -?
+?
-?
C(n) 0 0 0 1 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0
?M编码器原理
?
解
码
延迟 T
+C'(n)
ê'(n) ?'(n)
t
ê'(n) +? +? +? +? +? +? +? +?
-? -? -? -? -? -? -? t
?'(n)
C(n) 0 0 0 1 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0
?M 译码原理
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.1 简单增量调制原理
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发 生器
抽样定时
脉冲发
生器 积分器
低通
滤波
?M 硬件实现
ê(n)
ê(n)
C(n) S’(t)
Q[ ] 数码形成
延迟 T +
ê(n)
?(n)
C(n) 解码
延迟 T
+C'(n)
ê'(n) ?'(n)
+
Sp(n)
S(n) e(n)+
-
?M 原理
△
ê(t)
Sp(t) t
t
S(t)
C(n) 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 00 0 0 1
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发
生器
抽样定时
发送端 ?M 编码器
C(n)
ê(t)
TS
-V -V -V
+V
C'(n) 0 0 0 1 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0
?'(t) t
S'(t)
脉冲发
生器 积分器
低通
滤波
C'(n)
ê'(t) ?'(t)
接收端 △ M 译码器
S'(t)
tê'(t)
△
ê(t)
Sp(t) t
t
S(t)
C(n) 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 00 0 0 0
TS
过载现象
为了避免过载现象，
应取 ?fs大于输入信
号的最大斜率。
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发
生器
抽样定时
发送端 ?M编码器
C(n)
ê(t)
△
Sp(t) tS(t)
TS
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发 生器
抽样定时
脉冲发
生器 积分器
低通
滤波
?M 系统
ê(n)
ê(n)
C(n) S’(t)
Sp(t)
C(n)
?M系统的量化信噪
比
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.1 简单增量调制原理
不过载时 -??e(t) ??
频带宽度为 0~fB
?M系统的量化信噪
比
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.1 简单增量调制原理
? ) 214f10f20f30dBS N R Bs,lglglgm a x ????
上式表明：
1,?M的量化信噪比与 fs成三次方的关系，即抽样频率每提高一
倍，量化信噪比提高 9dB。 记作 9dB/倍频程
2,?M的量化信噪比与信号频率的平方成反比，即信号每提高一
倍频率，量化信噪比下降 6dB，记作－ 6dB/倍频程。
?M的优点：
? 信号频率低时,?M的量化信噪比优于 PCM。
? 抗误码性能好
? 实现电路比 PCM简单。 ?M只编一位码，再接收端不需要码字同步。
?M的缺点：
当输入信号变化斜率大时,?M会出现过载现象。
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.2 数字压扩自适应增量调制
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发
生器
抽样定时 发送端
?M 编码器
C(n)
ê(t)
tS(t)
TS
简单 ?M
tê(t)
C(n)
连码检测
平滑回路
码流中出现连续多个
,1”或连续多个, 0”
时输出一个脉冲
数字压扩 ?M
1 1 1 1 1 1 1 1 0 00 0 0 0
43214321 QQQQQQQQZ ??
Q1 Q2 Q3 Q4码流 C(n)
逻辑电路
4连码检测
移位寄存器
tS(t)
ê(t) t
C(n)
TS
数字压扩 ?M
0 0 0 0 1 1
1
1 1 1 0 1 0 0
比较器+
Sp(t)
S(t) e(t)+
-
积分器 脉冲发
生器
抽样定时 发送端
?M 编码器
C(n)
ê(t)
连码检测
平滑回路
码流中出现连续多个
,1”或连续多个, 0”
时输出一个脉冲
§ 2.5 增量调制 (?M)
§ 2.5.3 增量总和调制
比较器+
Sp(t)
e(t)+
-
积分器 脉冲发 生器
抽样定时
脉冲发
生器 积分器
低通
滤波
ê(n)
ê(n)
C(n)S(t)
S'(t)
S(t) 积分器
微分器 低通滤波 S'(t)
简单 ?M?— ∑
发送端
接收端
U1 U2
R
C
§ 2.6 时分多路复用通信
将 多个用户的信息用某种方式连接在一起，用同一信道传
输，这就是多路复用。
复用
方式
频分复用
时分复用
码分复用
(FDM)
(TDM)
(CDM)
频分多路复用,各路信号同时在同一信道传输时占
用不同频带。即把各路信号通过调制搬移到不同的
频段，然后在同一信道上同时传输。
时分多路复用,各路信号同时在同一信道传输时占
用不同的时间间隔。具体说，就是把时间分成均匀
的时间间隔 (称为时隙 )，每路信号分配在不同的时
间间隔内传送。
码分多路复用 (码分多址 ), 起源于扩频通信原理，
信息传输时不分频道，也不分时隙，而是采用不同
的 PN码序列对每路数字信号序列进行调制，扩展频
带，并在一个公共的频带上进行传输。
§ 2.6 时分多路复用通信
LPF 调制器 BPF
fC1 CH1
LPF 调制器 BPF
fC2 CH2
LPF 调制器 BPF
fCn CHn
····
BPF 解调器 LPF
CH1
信
道
BPF 解调器 LPF
CH2
BPF 解调器 LPF
CHn
····
路 1
路 2
路 n
路 1
路 2
路 n
原理方框图
f
CH1 CH2 CH3 CHn······
G(f)
频谱
频分多路复用通信
量
化
编
码
解
码
信道
≈
≈
≈
……
≈
≈
≈
……
m1(t)
m2(t)
mn(t)
m’1(t)
m’2(t)
m’n(t)
§ 2.6 时分多路复用通信
时分多路复用通信
t
m1(t) m2(t) mn(t)····
s(t)
m1(t) m2(t) mn(t)····
量
化
编
码
解
码
信道
≈
≈
≈
……
≈
≈
≈
……
m1(t)
m2(t)
mn(t)
m’1(t)
m’2(t)
m’n(t)
§ 2.6 时分多路复用通信
时分多路复用通信
§ 2.6 时分多路复用通信
码分多路复用通信
码调制
PN1
码调制
PN2
码调制
····
码解调
信道 码解调
码解调
路 1
路 2
路 n
路 1
路 2
路 n
原理方框图PNn
PN1
PN2
PNn
LPF
LPF
LPF
§ 2.6 时分多路复用通信
f
P(f)
t
信息
t
PN码
码调制
PN码
信息 OUT
f
PIN(f)
t
OUT码
f
PPN(f)
f
POUT(f)
f
P'(f)
IN 码解调
PN码
LPF 信息
f
PPN(f) f
P(f)
其它用户
信号及干
扰
码分多路复用通信
时间
功率 FDM
时间
功率 TDM
时间
功率 CDM
§ 2.6 时分多路复用通信
§ 2.6 时分多路复用通信
时分多路复用数字电话通信,CCITT(国际电报电话咨询
委员会）推荐了两种制式的数字复接方案，即按 m率 编码的
PCM-24路 和 按 A率 编码的 PCM-30/32路 复接方案。
时隙
帧
同
步
TS1TS0 TS15 TS16 TS17 TS31… … … …
话
路
1
话
路
15
… … 话路
16
话
路
30
… …信令
11011001
t
复帧同步 复帧对告
11A10000
话路 1信令 话路 16信令
话路 15信令 话路 30信令
dcbadcba
dcbadcba
… …
F0 帧
F1 帧
F15 帧
复帧
帧F0 F1 F2 F15F15 F0F14 … …
偶帧
帧同步码
保留给国内用
帧失步对告
保留给国际用
11111A11奇帧
同步,A=0
失步,A=1
§ 2.6 时分多路复用通信
奇帧监视码
同步,A=0
失步,A=1
PCM-30/32路
数字复接结构
8bit
§ 2.6 时分多路复用通信
帧周期 125ms
(256bit)
路时隙 3·9 ms
TS1TS0 TS15 TS16 TS17 TS31… … … …
t
F0 F1 F2 F15F15 F0F14 … …
复帧周期 2ms
PCM-30/32制式
每路码速率,64kbit/s
基群码速率：
2048kbit/s PCM-30/32路数字复接结构
8bit
§ 2.6 时分多路复用通信
PCM-24路
数字复接结构
PCM-24制式
每路码速率,64kbit/s
基群码速率：
1544kbit/s
帧周期 125ms
(193bit)
第
1
路
第
2
路
第
24
路
······
F
比
特
······
第
1
路
第
2
路
第
24
路
F
比
特
§ 2.1 抽样定理
§ 2.2 模拟信号的量化
§ 2.1.1 低通信号理想均匀抽样定理
§ 2.1.2 带通信号抽样定理
§ 2.2.1 均匀量化
§ 2.2.2 非均匀量化
§ 2.3 脉冲编码调制（ PCM）
§ 2.4 自适应差分脉码调制（ ADPCM）
§ 2.2.4 量化失真
§ 2.3.1 码型码字
§ 2.3.2 A率 13折线编码
§ 2.4.1 差分脉码调制 (DPCM)的原理
§ 2.4.2 自适应差分脉码调制 (ADPCM)
§ 2.5 增量调制
§ 2.6 时分多路复用通信
u/V 1/128 1/64 1/32 1/16 1/8 1/4 1/2 1
20lg(u/V) -42 -36 -30 -24 -18 -12 -6 0
dy/dx 16 16 8 4 2 1 1/2 1/4
20lg(dy/dx) 24 24 18 12 6 0 -6 -12
分段
序号
段落码
a2 a3 a4
各段起始
电平 (△ )
段内码（△）
a5 a6 a7 a8
分段
序号
段落码
a2 a3 a4
各段起始
电平 (△ )
段内码（△）
a5 a6 a7 a8
1 0 0 0 0 8 4 2 1 5 1 0 0 128 64 32 16 8
2 0 0 1 16 8 4 2 1 6 1 0 1 256 128 64 32 16
3 0 1 0 32 16 8 4 2 7 1 1 0 512 256 128 64 32
4 0 1 1 64 32 16 8 4 8 1 1 1 1024 512 256 128 64
A率 13折线编码分段表
§ 2.3.3 逐次反馈型编码器
例 设样值脉冲
IC=+529?，采用逐次比较型
编码，按 A率 13折线特性编
成 8位码 x1?x8 。
段落码基准电流结构
128?
512?
32?
0
1
0
1024?
256?
0
1
64?
16?
1
1
0
1
0
1
0
1
0 段落 1
段落 2
段落 7
段落 8
段落 5
段落 6
段落 3
段落 4
t
s(t)
-2Ts -Ts 0 Ts 2Ts
低通信号窄脉冲抽样及频谱
p(t)
t
x(t)
t0
…
-wm 0 wm
X(w)
w
P(w)
w
……
-2ws -ws -wm 0 wm ws
2ws
S(w)
w
§ 2.1.1 低通信号理想均匀抽样定理
-2Ts -Ts 0 Ts 2Ts
…
…
-2ws -ws 0 ws 2ws
……
w
窄脉冲序列频谱图
0 ws ??2 ??4
|P(w) |
? ) ? )????? w?w???????? ?w???w k sSS k2kSaT2P
?
