2―5
2― 5― 1直流图解分析
直流图解分析是在晶体管特性曲线上,用作图的方法确定出直流工作点,
求出 IBQ,UBEQ和 ICQ,UCEQ。
对于图 2― 16所示共射极放大器,
其直流通路重画于图 2― 20(a)中 。 由图可知,在集电极输出回路,可列出如下一组方程：
直流负载线方程特性曲线方程
CCCCCE
IiCEC
RiUu
ufi
BQB
)(
(2―24 a)
(2―24 b)
R
C
U
o
U
s
＋
V
＋
＋
－
R
s
＋
－
U
i
C
1
R
B
( U
CC
)
C
2
R
L
＋
－
U
CC
直流负载线方程特性曲线方程
CCCCCE
IiCEC
RiUu
ufi
BQB
)(
图 2― 16共射极放大电路
如图 2― 21(a)所示 。 图中,直流负载线 MN与 iB=IBQ的输出特性曲线相交于 Q
点,则该点就是方程组 (2― 24)的解 (即直流工作点 )。 因而,量得 Q点的纵坐标为
ICQ,横坐标则为 UCEQ。
i
B
＝ I
B Q
u
C E
0
N
Q
M
i
C
U
C E Q
U
C C
I
C Q
U
C C
R
C
( a )
图 2― 21
(a)直流负载线与 Q点； (b)Q点与 RB,RC的关系图 2― 21
(a)直流负载线与 Q点； (b)Q点与 RB,RC的关系
u
C E
/ V2 10 12
0
1
2
3
40 μ A
30 μ A
20 μ A
10 μ A
i
C
/ m A
4 6 8
4
M
N
Q
①
②
( b )
R
B
Q
3
Q
2
Q
4
R
C
R
B
Q
1
R
C
例 4 在图 2―20( a)电路中，若
RB=560kΩ,RC=3kΩ,UCC=12V,晶体管的输出特性曲线如图 2―21( b)所示，试用图解法确定直
解 取 UBEQ=0.7V,由估算法可得
umR UUI
B
BEQCC
BQ 2002.05 6 0
7.012
在输出特性上找两个特殊点：
当 uCE=0时，
iC=UCC/RC=12/3=4mA,得 M
点；当 iC =0时，
uCE=UCC=12V,得 N点。连接以上两点便得到图
2―21( b)中的直流负载线 MN，
它与 IB=20μA的一条特性曲线的交点 Q,即为直流工作点。由图中 Q点的坐标可得，
ICQ=2mA,UCEQ=6V。
u
C E
/ V2 10 12
0
1
2
3
40 μ A
30 μ A
20 μ A
10 μ A
i
C
/ m A
4 6 8
4
M
N
Q
①
②
( b )
R
B
Q
3
Q
2
Q
4
R
C
R
B
Q
1
R
C
直流负载线方程特性曲线方程
CCCCCE
IiCEC
RiUu
ufi
BQB
)(
2― 5― 2
交流图解分析是在输入信号作用下,通过作图来确定放大管各级电流和极间电压的变化量 。 此时,放大器的交流通路如图 2― 20(b)所示 。 由图可知,由于输入电压连同 UBEQ一起直接加在发射结上,因此,瞬时工作点将围绕 Q点沿输入特性曲线上下移动,从而产生 iB的变化,如图 2― 22(a)所示 。 瞬时工作点移动的斜率为,
LCE
C
ku
ik
1 (2― 25)
R
B
U
CC
R
C
( a )
R
C
U
o
U
i
＋
－
R
B
R
L
＋
－
( b )
I
B Q
I
C Q
＋
－
U
CE Q
Δ i
B
Δ i
C
＋
－
Δ U
CE
图 2― 22
(a)输入回路的工作波形； (b)输出回路的工作波形
i
B
I
B Q
t
i
B
I
B Q
u
BE
u
BE
t
i
Bmax
i
B mi n
Q
U
BE Q
( a )
图 2― 22
(a)输入回路的工作波形； (b)输出回路的工作波形
Q
i
C
i
Bm ax
i
Bm i n
i
C
I
C Q
t
t
u
CE
u
CE
U
CC
U
CE Q I
C Q
R
L
′
I
C Q
U
C C
R
C
交流负载线 k ＝－
R
C
′
1
Q
1
Q
2
I
B Q
( b )
A
L
画出交流负载线之后,根据电流 iB
的变化规律,可画出对应的 iC和 uCE的波形 。 在图 2― 22(b)中,当输入正弦电压使
iB按图示的正弦规律变化时,在一个周期内 Q点沿交流负载线在 Q1到 Q2之间上下移动,从而引起 iC和 uCE分别围绕 ICQ和
UCEQ作相应的正弦变化 。 由图可以看出,
两者的变化正好相反,即 iC增大,uCE减小；反之,iC减小,则 uCE增大 。
根据上述交流图解分析,可以画出在输入正弦电压下,放大管各极电流和极间电压的波形,如图 2― 23所示 。 观察这些波形,可以
(1)放大器输入交变电压时,晶体管各极电流的方向和极间电压的极性始终不变,只是围绕各自的静态值,按输入信号规律近似呈线性变化 。
(2)晶体管各极电流,电压的瞬时波形中,只有交流分量才能反映输入信号的变化,
因此,需要放大器输出的是交流量 。
t
u
i
t
u
BE
U
BE Q
i
B
t
I
B Q
i
C
t
I
C Q
u
CE
t
U
CE Q
u
o
0
0
0
0
0
0
t图 2― 23共射极放大器的电压,
电流波形
(3)将输出与输入的波形对照,可知两者的变化规律正好相反,通常称这种波形关系为反相或倒相 。
2― 5― 3直流工作点与放大器非线性失真的关系
直流工作点的位置如果设置不当,
会使放大器输出波形产生明显的非线性失真 。 2― 24(a)中,Q点设置过低,
在输入电压负半周的部分时间内,动态工作点进入截止区,使 iB,iC不能跟随输入变化而恒为零,从而引起 iB,iC和 uCE的波形发生失真,这种失真称为截止失真 。 由图可知,对于 NPN管的共射极放大器,当发生截止失真时,其输出电压波形的顶部被限幅在某一数值上 。
若 Q点设置过高,如图 2― 24(b)所示,则在输入电压正半周的部分时间内,
动态工作点进入饱和区 。 此时,当 iB增大时,iC则不能随之增大,因而也将引起 iC
和 uCE波形的失真,这种失真称为饱和失真 。 由图可见,当发生饱和失真时,其输出电压波形的底部将被限幅在某一数值上 。
Q
交流负载线
i
C
0t0
i
C
i
B
u
CE
u
CE
0
t
( a )
图 2― 24 Q
(a)截止失真； (b)饱和失真图 2― 24 Q
(a)截止失真； (b)饱和失真
Q
交流负载线
i
C
i
C
i
B
0
t u
CE
u
CE
0
( b )
t
0
通过以上分析可知,由于受晶体管截止和饱和的限制,放大器的不失真输出电压有一个范围,其最大值称为放大器输出动态范围 。 由图 2― 24可知,因受截止失真限制,其最大不失真输出电压的幅度为
而因饱和失真的限制,最大不失真输出电压的幅度则为
C E SC E Qom
LCQom
UUU
RIU
(2― 26a)
(2― 26b)
Q
i
C
i
Bm ax
i
Bm i n
i
C
I
C Q
t
t
u
CE
u
CE
U
CC
U
CE Q I
C Q
R
L
′
I
C Q
U
C C
R
C
交流负载线 k ＝－
R
C
′
1
Q
1
Q
2
I
B Q
( b )
A
L
图 2― 22
(a)输入回路的工作波形； (b)输出回路的工作波形
C E SC E Qom
LCQom
UUU
RIU
式中,UCES表示晶体管的临界饱和压降,一般取为 1V。 比较以上二式所确定的数值,其中较小的即为放大器最大不失真输出电压的幅度,而输出动态范围
Uopp则为该幅度的两倍,即
Uopp=2Uom
(2― 27)
显然,为了充分利用晶体管的放大区,使输出动态范围最大,直流工作点应选在交流负载线的中点处 。
2―6 放大器的交流等效
2― 6― 1 晶体管交流小信号电路模型
根据导出的方法不同,晶体管交流小信号电路模型可分为两类：一类是物理型电路模型,
它是模拟晶体管结构及放大过程导出的电路模型,
它有多种形式,其中较为通用的是混合 π型电路模型；另一类是网络参数模型,它是将晶体管看成一个双端口网络,根据端口的电压,电流关系导出的电路模型,其中应用最广的是 H参数电路模型 。
不论按哪种方法导出的电路模型,它们都应当是等价的,因而相互间可以进行转换 。
一,混合 π
工作在放大状态下的共射极晶体管如图
2―25( a)所示。
u
ce
i
b
＋
－
＋
－
u
be
i
c
( a )
g
m
u
be
＋
－
u
be
＋
－
u
ce
r
be
r
ce
r
bcb c
e
( b )
图 2― 25
(a)共发射极晶体管； (b)电路模型晶体管输入端 ube控制 iB的作用,可以用 b,e极间相应的交流结电阻 rbe来等效,其大小为静态工作点处 uBE对 iB的偏导值,即
b
e
Q
B
E
b
be
Q
E
BE
e
eQ
E
BE
B
E
Q
B
BE
b
be
be
i
i
i
i
i
u
i
u
r
r
i
u
i
i
i
u
i
u
r
1,
)1((2―28)
e
分别为发射结交流电阻和 re等效到基极支路的折合系数 。 根据正向 PN结电流与电压间的近似关系式
T
BE
U
u
SE eIi?
可求得 re,其值为
EQ
T
U
S
T
Q
BE
E
e I
U
eI
Uu
i
r
TUB E Q
/1
11 (2― 29)
可见,re与温度有关，并与晶体管直流工作电流 IEQ成反比。室温下,UT=26mV,所
re=26mV/IEQ ube通过 ib对 ic的控制作用，可以用接在 c,e极间的一个电压控制电流源来等效，即
ic =gmube (2―30)
式中控制参量 gm反映 ube对 ic的控制能力,
称为正向传输电导,简称跨导 。 其大小为静态工作点处 iC对 uBE的偏导值,即
(2― 31)
式中,
b
c
Q
B
C
be
Q
BE
B
B
C
Q
BE
C
be
c
m
i
i
i
i
ru
i
u
i
u
i
u
i
g
i
为共发射极交流电流放大系数 。
利用式 (2― 28)和
,gm又可表示为
1
T
CQ
T
EQ
ee
m U
I
U
I
rrg
)1(
(2― 32)
根据上述晶体管放大过程画出的共发射极交流等效电路模型如图 2― 25(b)
所示 。 图中 rce和 rbc分别为集电极输出电阻和反向传输电阻,它们都是模拟基区调宽效应的等效参量 。 由晶体管特性曲线可知,当 uCE变化时,iC和 iB都将发生相应变化 。 其中,uce引起的 ic变化用交流电阻 rce等效,其值为
Q
C
CE
c
ce
ce i
u
i
ur
(2―33)
反映在输出特性上，即是曲线在工作点处切线斜
uce引起的 ib变化用交流电阻 rbc等效,其值为
图 2― 26为平面管的结构示意图,
图中 rbb′,ree′和 rcc′分别表示基区,发射区和集电区沿电流方向的体电阻 。
在图 2― 25(b)的电路模型中,当考虑了寄生参量 rbb′,Cb′e和 Cb′c的影响后,
便得到完整的混合 π型电路模型,如图 2--
27(a)所示 。
(2―34)
ceQ
C
CE
B
C
Q
B
CE
b
ce
be ri
u
i
i
i
u
i
ur
C
图 2― 27完整的混合 π
(a)高频时的电路模型； (b)低频时的电路模型
g
m
u
b e
＋
－
u
be
＋
－
u
ce
r
ce
b c
e
( b )
r
b b ′
r
b′ e
b′
r
b′ c
′
二,低频 H参数电路模型
对于图 2― 25(a)所示的共发射极晶体管,在低频工作条件下,当把它看成一个双端口网络时,若取 iB和 uCE为自变量,则有
),(
),(
2
1
CEBC
CEBBE
uifi
uifu
(2―35 a)
(2― 35b)
在工作点处，对式 (2―35) 取全微分，得
CEQ
CE
C
BQ
B
C
C
CEQ
CE
BE
BQ
B
BE
BE
du
u
i
di
i
i
di
du
u
u
di
i
u
du
(2―36 a)
(2―36 b)
当输入为正弦量并用有效值表示时,以上两式可写为
(2― 37a)
(2― 37b)
式中：
(2―38 a)
(2―38b)
(2―38c)
(2― 38d)
cecebfec
cerebiebe
UhIhI
UhIhU
o
0
0
0
0
b
ce
b
ce
I
ce
c
Q
CE
C
oe
U
b
c
Q
B
C
ie
I
ce
be
Q
CE
BE
re
U
b
be
Q
B
BE
ie
U
I
u
i
h
I
I
i
i
h
U
U
u
u
h
I
U
i
u
h
f
分别定义为晶体管输出交流短路时的输入电阻,输入交流开路时的反向电压传输系数,输出交流短路时的电流放大系数和输入交流开路时的输出电导 。
可见,这四个参数具有不同的量纲,而且要在输入开路或输出交流短路条件下求得 。
由式 (2― 37)并根据四个参数的意义,得出的低频 H参数电路模型如图
2― 28所示 。
＋
－
U
be
＋
－
U
ce
b c
e
h
ie
h
oe
1
h
fe
I
b
I
e
I
b
＋
－
h
re
U
ce
图 2― 28 共发射极晶体管 H参数电路模型
由于共射极输入,输出特性曲线本身就是描述晶体管端口特性的一种方式,因此,在工作点处,当用变化量的比值近似偏导数时,可在特性曲线上通过图解求出电路模型中每一参数值 。 其方法见图 2― 29(a)~(d)。
对于 hoe,还可采用下述方法估算 。
由于基区调宽效应,当 iB一定时,iC随 uCE
的增大略有上翘 。 若将每条共射极输出特性曲线向左方延长,都会与 uCE负轴相交于一点,其交点折合的电压称为厄尔利电压,用 UA表示,如图 2― 30所示 。 显然,UA越大,表示基区调宽效应越弱 。
对于小功率晶体管,UA一般大于 100V。
由图 2--30不难求出在 Q点处的 hoe,即
A
CQ
I
C E QA
CQ
Q
CE
C
oe U
I
UU
I
u
ih
BQ
(2―39)
i
C
U
A
0 U
C E Q
u
C E
I
C Q
Δ u
CE
Q
Δ i
C
I
B Q
图 2― 30利用厄尔利电压求 hoe
由于混合 π型电路模型与 H参数电路模型等价,所以 H参数还可以通过混合 π型参数确定 。 输出交流短路和输入交流开路的低频混合
π型电路分别如图 2― 31(a),(b)所示 。 利用该图并根据式 (2― 38)每个 H参数的意义,可分别求得如下关系：
U
ce
＝ 0
＋
－
U
be
r
ce
b c
e
( a )
r
b b ′
r
b′ e
b′
r
b′ c
I
b
g
m
U
b e′
I
c
图 2― 31求 H参数用的混合 π
(a)输出交流短路的混合 π型电路
＋
－
U
be
r
ce
b c
e
( b )
r
b b ′
r
b′ e
b′
r
b′ c
g
m
U
b e′
I
c
I
b
＝ 0
＋
－
U
ce
图 2― 31求 H参数用的混合 π
(a)输出交流短路的混合 π型电路；
(b)输入交流开路的混合 π型电路
cbeb
eb
I
ce
be
re
cbeb
ebm
ce
I
c
ce
oe
cbebmU
b
c
fe
cbebbbU
b
be
ie
rr
r
U
U
h
rr
rg
rI
U
h
rrg
I
I
h
rrr
I
U
h
b
b
ce
ce
0
0
0
0
11
)(
)(
(2― 40a)
(2―40 b)
(2―40 c)
(2―40 d)
如果忽略 r b′c的影响,则式 (2― 40)可简化为
0
1
)1(
re
ce
oe
ebmfe
beebbie
h
r
h
rgh
rrrh
(2―41 a)
(2―41 b)
(2―41 c)
(2―41 d)
这就是工程分析中实用的 H参数 。
其相应的低频 H参数电路模型如图 2― 32
所示 。
型各具特点 。 通常,在宽带放大器的分析中,2― 27(a)混合 π型电路模型比较方便；而在低频放大器的分析中,
采用图 2― 32H参数电路模型则相对简单 。
为了使参数一致,在以后的分析中均采用混合 π型电路参数 。
＋
－
U
be
＋
－
U
ce
( r
ce
)
b c
e
h
ie
( r
be
)
h
oe
1
h
fe
I
b
I
c
I
b
( βI
b
)
图 2― 32 实用的低频 H参数电路模型
2― 6― 2 共射极放大器的交流等效电路
析放大器,可按以下步骤进行 。 第一步,
根据直流通路估算直流工作点；第二步,
确定放大器交流通路,用晶体管交流模型替换晶体管得出放大器的交流等效电路；第三步,根据交流等效电路计算放大器的各项交流指标 。 其中,关于工作点分析已在 2― 3― 3节中作过详细介绍,
这里不再讨论 。 下面将以共射放大器为例,着重讨论放大电路交流性能的分析方法 。
共射极放大器如图 2― 33(a)所示 。
图中,采用分压式稳定偏置电路,使晶体管有一合适工作点 (ICQ,UCEQ)。 由于旁通电容 CE将 RE交流短路,因而射极交流接地 。 由放大器交流通路可以画出图
2― 33(b)所示交流等效电路 。 图中虚线方框部分就是被替换的晶体管交流模型 。
根据该等效电路,共射极放大器的交流指标分析如下 。
＋
－
－
＋
＋
－
U
o
U
i
U
s
R
s
R
B2
＋
C
1
R
E
C
E ＋
R
L
U
CC
R
C
R
B1
＋
C
2
( a )
图 2― 33
(a)电路； (b)交流等效电路图 2― 33
(a)电路； (b)交流等效电路
U
i
R
i
＋
＋
－ －
R
s
R
B2
r
be
I
i
R
C
R
L
U
o
＋
－
( b )
e
I
b
βI
b
r
ce
R
o
I
c
I
o
b c
R
B1
1.电压放大倍数 Au
由图可知,输入交流电压可表示为
LCL
CQ
bbebbbe
be
L
be
LC
i
o
u
LCbLCco
bebi
RRR
mVI
mV
rrrr
r
R
r
RR
U
U
A
RRIRRIU
rIU
)(
)(
)(26
)1(
)(
)()(
输出交流电压为故得电压放大倍数式中：
(2---42)
U
i
R
i
＋
＋
－ －
R
s
R
B2
r
be
I
i
R
C
R
L
U
o
＋
－
( b )
e
I
b
βI
b
r
ce
R
o
I
c
I
o
b c
R
B1
LCL
CQ
bbebbbe
be
L
be
LC
i
o
u
LCbLCco
bebi
RRR
mVI
mV
rrrr
r
R
r
RR
U
U
A
RRIRRIU
rIU
)(
)(
)(26
)1(
)(
)()(
2.电流放大倍数 Ai
由图 2― 33(b)可以看出,流过 RL的电流 Io为
i
LC
C
beB
B
i
o
i
B
beB
bi
LC
C
b
LC
C
co
A
RR
R
rR
R
I
I
A
R
rR
II
RR
R
I
RR
R
II
而式中 RB=RB1‖ RB2。 由此可得
(2― 44)
(2― 45)
若满足 RB>>rbe,RL<<RC,则
3.
按照 Ri的定义，在图 2―33( b)
电路的输入端加一电压 Ui,这时，从输入端看进去的电阻为 RB‖ rbe,因此
Ri= RB‖ rbe
4,
按照 Ro的定义,在图 2― 33(b)电路的输出端加一电压 Uo,并将 Us短路时,
因 Ib=0,则受控源 βIb=0。 这时,从输出端看进去的电阻为 RC,因此
CU
o
o
o RI
UR
s
0
(2― 48)
另外,放大器的输入,输出电阻还可以通过测量求得 。 测量电路分别如图 2― 34(a),(b)所示 。 在图 (a)
中,分别测出已知电阻 R两端到地的电压 U′i和 Ui,因而输入电流 Ii为
＋
－
U
s
R
s
＋
－
U
i
′
R I
i
＋
－
U
i
R
i
放大器
R
L
( a )
＋
U
s
R
s
S＋
－
U
o
放大器
R
L
( b )
－
＋
－
U
o
′
R
o
图 2― 34Ri和 Ro
(a) Ri的测量电路； (b)Ro的测量电路
R
UU
U
I
U
R
R
UU
R
U
I
ii
i
i
i
i
iiR
i
首先打开 S,测得负载开路电压 U′o,然后闭合 S,测得接入负载时的电压 Uo。
L
o
o
o
o
Lo
L
o
R
U
U
R
U
RR
R
U
)1(?
在图 (b)中,用开关 S控制已知负载电阻 RL是否接到输出端 。 在输入电压作用下,首先打开 S,测得负载开路电压 U′o，
然后闭合 S,测得接入负载时的电压 Uo。
因两者电压有如下关系：
R
UU
U
I
U
R
R
UU
R
U
I
ii
i
i
i
i
iiR
i
由 Ri定义可得
(2― 49)
L
o
o
o
o
Lo
L
o
R
U
U
R
U
RR
R
U
)1(?
所以
(2―50)
5,源电压放大倍数 Aus
Aus定义为输出电压 Uo与信号源电压 Us的比值,即
u
is
i
i
o
s
i
s
o
us ARR
R
U
U
U
U
U
UA
(2―51)
可见,|Aus|<|Au|。 若满足 Ri Rs,则 Aus≈Au。
U
i
R
i
＋
＋
－ －
R
s
R
B2
r
be
I
i
R
C
R
L
U
o
＋
－
( b )
e
I
b
βI
b
r
ce
R
o
I
c
I
o
b c
R
B1
6,将旁通电容 CE开路即发射极接有电阻 RE时的情况此时,对交流信号而言,发射极将通过电阻 RE接地,
其交流等效电路如图 2― 35所示 。 由图可知
Ebbebi RIrIU )1(
＋
－
U
s
R
s
＋
－
U
i
R
b2
R
b1
R
E
r
be βI b
R
C
R
L
＋
－
U
o
I
b
图 2― 35 发射极接电阻时的交流等效电路而 Uo仍为 -βIbR′L,则电压放大倍数变为
Em
Lm
Ebe
L
i
o
u Rg
Rg
Rr
R
U
UA
1)1(?
(2―52)
可见放大倍数减小了 。 这是因为 RE的自动调节
(负反馈 )作用,使得输出随输入的变化受到抑制,从而导致 Au减小 。 当 (1+β)RE>>rbe时,则有
E
L
u R
RA (2― 53)
与此同时,从 b极看进去的输入电阻 R’i变为
Ebe
b
i
i RrI
UR )1(
即射极电阻 RE折合到基极支路应扩大 (1+β)倍 。 因此,放大器的输入电阻为
Ri=RB1‖ RB2‖ R’i
(2― 54)
显然,与式 (2― 46)相比,输入电阻明显增大了 。
对于输出电阻,尽管 Ic更加稳定,
但从输出端看进去的电阻仍为 RC,即
Ro=RC。
例 5 在图 2―33( a)电路中，若 RB1=75kΩ，
RB2=25kΩ,RC=RL=2kΩ,RE=1kΩ,UCC=12V,晶体管采用 3DG6管,β=80,r bb′=100Ω,Rs=0.6kΩ,试求该放大器的直流工作点 ICQ,UCEQ及 Au,Ri,Ro
和 Aus等项指标。
解 按估算法计算 Q点：
VRRIUU
mA
R
UU
II
VU
RR
R
U
ECCQCCC E Q
E
BEQB
EQCQ
CC
BB
B
B
1.5)12(3.212)(
3.2
1
7.03
312
2575
25
21
2
下面计算交流指标。
kRRR
k
I
rr
r
R
U
U
A
LCL
CQ
bbbe
be
L
i
o
u
122
1
3.2
26
801 0 0
26
将 rbe,R′L的阻值代入上式,得
50)80(
16.0
1
2
111575
80
1
180
21
u
is
i
s
o
us
Co
beBBi
u
A
RR
R
U
U
A
kRR
krRRR
A
例 6 在上例中,将 RE变为两个电阻
RE1和 RE2串联,且 RE1=100Ω,RE2=900Ω，
而旁通电容 CE接在 RE2两端,其它条件不变,试求此时的交流指标 。
解 由于 RE=RE1+RE2=1kΩ,所以 Q
点不变 。 对于交流通路,现在射极通过
RE1接地 。 因而,交流等效电路变为图
2― 35所示电路,只是图中 RE=RE1=100Ω。
此时,各项指标分别为
可见,RE1的接入,使得 Au减小了约 10倍 。 但是,由于输入电阻增大,因而 Aus与 Au的差异明显减小了 。
8)8.8(
66.0
6
2
61.0811[2575])1([
8.8
1.0811
180
)1(
121
1
u
is
i
s
o
us
Co
EbeBBi
Ebe
L
i
o
u
A
RR
R
U
U
A
kRR
kRrRRR
Rr
R
U
U
A
2― 5― 1直流图解分析
直流图解分析是在晶体管特性曲线上,用作图的方法确定出直流工作点,
求出 IBQ,UBEQ和 ICQ,UCEQ。
对于图 2― 16所示共射极放大器,
其直流通路重画于图 2― 20(a)中 。 由图可知,在集电极输出回路,可列出如下一组方程：
直流负载线方程特性曲线方程
CCCCCE
IiCEC
RiUu
ufi
BQB
)(
(2―24 a)
(2―24 b)
R
C
U
o
U
s
＋
V
＋
＋
－
R
s
＋
－
U
i
C
1
R
B
( U
CC
)
C
2
R
L
＋
－
U
CC
直流负载线方程特性曲线方程
CCCCCE
IiCEC
RiUu
ufi
BQB
)(
图 2― 16共射极放大电路
如图 2― 21(a)所示 。 图中,直流负载线 MN与 iB=IBQ的输出特性曲线相交于 Q
点,则该点就是方程组 (2― 24)的解 (即直流工作点 )。 因而,量得 Q点的纵坐标为
ICQ,横坐标则为 UCEQ。
i
B
＝ I
B Q
u
C E
0
N
Q
M
i
C
U
C E Q
U
C C
I
C Q
U
C C
R
C
( a )
图 2― 21
(a)直流负载线与 Q点； (b)Q点与 RB,RC的关系图 2― 21
(a)直流负载线与 Q点； (b)Q点与 RB,RC的关系
u
C E
/ V2 10 12
0
1
2
3
40 μ A
30 μ A
20 μ A
10 μ A
i
C
/ m A
4 6 8
4
M
N
Q
①
②
( b )
R
B
Q
3
Q
2
Q
4
R
C
R
B
Q
1
R
C
例 4 在图 2―20( a)电路中，若
RB=560kΩ,RC=3kΩ,UCC=12V,晶体管的输出特性曲线如图 2―21( b)所示，试用图解法确定直
解 取 UBEQ=0.7V,由估算法可得
umR UUI
B
BEQCC
BQ 2002.05 6 0
7.012
在输出特性上找两个特殊点：
当 uCE=0时，
iC=UCC/RC=12/3=4mA,得 M
点；当 iC =0时，
uCE=UCC=12V,得 N点。连接以上两点便得到图
2―21( b)中的直流负载线 MN，
它与 IB=20μA的一条特性曲线的交点 Q,即为直流工作点。由图中 Q点的坐标可得，
ICQ=2mA,UCEQ=6V。
u
C E
/ V2 10 12
0
1
2
3
40 μ A
30 μ A
20 μ A
10 μ A
i
C
/ m A
4 6 8
4
M
N
Q
①
②
( b )
R
B
Q
3
Q
2
Q
4
R
C
R
B
Q
1
R
C
直流负载线方程特性曲线方程
CCCCCE
IiCEC
RiUu
ufi
BQB
)(
2― 5― 2
交流图解分析是在输入信号作用下,通过作图来确定放大管各级电流和极间电压的变化量 。 此时,放大器的交流通路如图 2― 20(b)所示 。 由图可知,由于输入电压连同 UBEQ一起直接加在发射结上,因此,瞬时工作点将围绕 Q点沿输入特性曲线上下移动,从而产生 iB的变化,如图 2― 22(a)所示 。 瞬时工作点移动的斜率为,
LCE
C
ku
ik
1 (2― 25)
R
B
U
CC
R
C
( a )
R
C
U
o
U
i
＋
－
R
B
R
L
＋
－
( b )
I
B Q
I
C Q
＋
－
U
CE Q
Δ i
B
Δ i
C
＋
－
Δ U
CE
图 2― 22
(a)输入回路的工作波形； (b)输出回路的工作波形
i
B
I
B Q
t
i
B
I
B Q
u
BE
u
BE
t
i
Bmax
i
B mi n
Q
U
BE Q
( a )
图 2― 22
(a)输入回路的工作波形； (b)输出回路的工作波形
Q
i
C
i
Bm ax
i
Bm i n
i
C
I
C Q
t
t
u
CE
u
CE
U
CC
U
CE Q I
C Q
R
L
′
I
C Q
U
C C
R
C
交流负载线 k ＝－
R
C
′
1
Q
1
Q
2
I
B Q
( b )
A
L
画出交流负载线之后,根据电流 iB
的变化规律,可画出对应的 iC和 uCE的波形 。 在图 2― 22(b)中,当输入正弦电压使
iB按图示的正弦规律变化时,在一个周期内 Q点沿交流负载线在 Q1到 Q2之间上下移动,从而引起 iC和 uCE分别围绕 ICQ和
UCEQ作相应的正弦变化 。 由图可以看出,
两者的变化正好相反,即 iC增大,uCE减小；反之,iC减小,则 uCE增大 。
根据上述交流图解分析,可以画出在输入正弦电压下,放大管各极电流和极间电压的波形,如图 2― 23所示 。 观察这些波形,可以
(1)放大器输入交变电压时,晶体管各极电流的方向和极间电压的极性始终不变,只是围绕各自的静态值,按输入信号规律近似呈线性变化 。
(2)晶体管各极电流,电压的瞬时波形中,只有交流分量才能反映输入信号的变化,
因此,需要放大器输出的是交流量 。
t
u
i
t
u
BE
U
BE Q
i
B
t
I
B Q
i
C
t
I
C Q
u
CE
t
U
CE Q
u
o
0
0
0
0
0
0
t图 2― 23共射极放大器的电压,
电流波形
(3)将输出与输入的波形对照,可知两者的变化规律正好相反,通常称这种波形关系为反相或倒相 。
2― 5― 3直流工作点与放大器非线性失真的关系
直流工作点的位置如果设置不当,
会使放大器输出波形产生明显的非线性失真 。 2― 24(a)中,Q点设置过低,
在输入电压负半周的部分时间内,动态工作点进入截止区,使 iB,iC不能跟随输入变化而恒为零,从而引起 iB,iC和 uCE的波形发生失真,这种失真称为截止失真 。 由图可知,对于 NPN管的共射极放大器,当发生截止失真时,其输出电压波形的顶部被限幅在某一数值上 。
若 Q点设置过高,如图 2― 24(b)所示,则在输入电压正半周的部分时间内,
动态工作点进入饱和区 。 此时,当 iB增大时,iC则不能随之增大,因而也将引起 iC
和 uCE波形的失真,这种失真称为饱和失真 。 由图可见,当发生饱和失真时,其输出电压波形的底部将被限幅在某一数值上 。
Q
交流负载线
i
C
0t0
i
C
i
B
u
CE
u
CE
0
t
( a )
图 2― 24 Q
(a)截止失真； (b)饱和失真图 2― 24 Q
(a)截止失真； (b)饱和失真
Q
交流负载线
i
C
i
C
i
B
0
t u
CE
u
CE
0
( b )
t
0
通过以上分析可知,由于受晶体管截止和饱和的限制,放大器的不失真输出电压有一个范围,其最大值称为放大器输出动态范围 。 由图 2― 24可知,因受截止失真限制,其最大不失真输出电压的幅度为
而因饱和失真的限制,最大不失真输出电压的幅度则为
C E SC E Qom
LCQom
UUU
RIU
(2― 26a)
(2― 26b)
Q
i
C
i
Bm ax
i
Bm i n
i
C
I
C Q
t
t
u
CE
u
CE
U
CC
U
CE Q I
C Q
R
L
′
I
C Q
U
C C
R
C
交流负载线 k ＝－
R
C
′
1
Q
1
Q
2
I
B Q
( b )
A
L
图 2― 22
(a)输入回路的工作波形； (b)输出回路的工作波形
C E SC E Qom
LCQom
UUU
RIU
式中,UCES表示晶体管的临界饱和压降,一般取为 1V。 比较以上二式所确定的数值,其中较小的即为放大器最大不失真输出电压的幅度,而输出动态范围
Uopp则为该幅度的两倍,即
Uopp=2Uom
(2― 27)
显然,为了充分利用晶体管的放大区,使输出动态范围最大,直流工作点应选在交流负载线的中点处 。
2―6 放大器的交流等效
2― 6― 1 晶体管交流小信号电路模型
根据导出的方法不同,晶体管交流小信号电路模型可分为两类：一类是物理型电路模型,
它是模拟晶体管结构及放大过程导出的电路模型,
它有多种形式,其中较为通用的是混合 π型电路模型；另一类是网络参数模型,它是将晶体管看成一个双端口网络,根据端口的电压,电流关系导出的电路模型,其中应用最广的是 H参数电路模型 。
不论按哪种方法导出的电路模型,它们都应当是等价的,因而相互间可以进行转换 。
一,混合 π
工作在放大状态下的共射极晶体管如图
2―25( a)所示。
u
ce
i
b
＋
－
＋
－
u
be
i
c
( a )
g
m
u
be
＋
－
u
be
＋
－
u
ce
r
be
r
ce
r
bcb c
e
( b )
图 2― 25
(a)共发射极晶体管； (b)电路模型晶体管输入端 ube控制 iB的作用,可以用 b,e极间相应的交流结电阻 rbe来等效,其大小为静态工作点处 uBE对 iB的偏导值,即
b
e
Q
B
E
b
be
Q
E
BE
e
eQ
E
BE
B
E
Q
B
BE
b
be
be
i
i
i
i
i
u
i
u
r
r
i
u
i
i
i
u
i
u
r
1,
)1((2―28)
e
分别为发射结交流电阻和 re等效到基极支路的折合系数 。 根据正向 PN结电流与电压间的近似关系式
T
BE
U
u
SE eIi?
可求得 re,其值为
EQ
T
U
S
T
Q
BE
E
e I
U
eI
Uu
i
r
TUB E Q
/1
11 (2― 29)
可见,re与温度有关，并与晶体管直流工作电流 IEQ成反比。室温下,UT=26mV,所
re=26mV/IEQ ube通过 ib对 ic的控制作用，可以用接在 c,e极间的一个电压控制电流源来等效，即
ic =gmube (2―30)
式中控制参量 gm反映 ube对 ic的控制能力,
称为正向传输电导,简称跨导 。 其大小为静态工作点处 iC对 uBE的偏导值,即
(2― 31)
式中,
b
c
Q
B
C
be
Q
BE
B
B
C
Q
BE
C
be
c
m
i
i
i
i
ru
i
u
i
u
i
u
i
g
i
为共发射极交流电流放大系数 。
利用式 (2― 28)和
,gm又可表示为
1
T
CQ
T
EQ
ee
m U
I
U
I
rrg
)1(
(2― 32)
根据上述晶体管放大过程画出的共发射极交流等效电路模型如图 2― 25(b)
所示 。 图中 rce和 rbc分别为集电极输出电阻和反向传输电阻,它们都是模拟基区调宽效应的等效参量 。 由晶体管特性曲线可知,当 uCE变化时,iC和 iB都将发生相应变化 。 其中,uce引起的 ic变化用交流电阻 rce等效,其值为
Q
C
CE
c
ce
ce i
u
i
ur
(2―33)
反映在输出特性上，即是曲线在工作点处切线斜
uce引起的 ib变化用交流电阻 rbc等效,其值为
图 2― 26为平面管的结构示意图,
图中 rbb′,ree′和 rcc′分别表示基区,发射区和集电区沿电流方向的体电阻 。
在图 2― 25(b)的电路模型中,当考虑了寄生参量 rbb′,Cb′e和 Cb′c的影响后,
便得到完整的混合 π型电路模型,如图 2--
27(a)所示 。
(2―34)
ceQ
C
CE
B
C
Q
B
CE
b
ce
be ri
u
i
i
i
u
i
ur
C
图 2― 27完整的混合 π
(a)高频时的电路模型； (b)低频时的电路模型
g
m
u
b e
＋
－
u
be
＋
－
u
ce
r
ce
b c
e
( b )
r
b b ′
r
b′ e
b′
r
b′ c
′
二,低频 H参数电路模型
对于图 2― 25(a)所示的共发射极晶体管,在低频工作条件下,当把它看成一个双端口网络时,若取 iB和 uCE为自变量,则有
),(
),(
2
1
CEBC
CEBBE
uifi
uifu
(2―35 a)
(2― 35b)
在工作点处，对式 (2―35) 取全微分，得
CEQ
CE
C
BQ
B
C
C
CEQ
CE
BE
BQ
B
BE
BE
du
u
i
di
i
i
di
du
u
u
di
i
u
du
(2―36 a)
(2―36 b)
当输入为正弦量并用有效值表示时,以上两式可写为
(2― 37a)
(2― 37b)
式中：
(2―38 a)
(2―38b)
(2―38c)
(2― 38d)
cecebfec
cerebiebe
UhIhI
UhIhU
o
0
0
0
0
b
ce
b
ce
I
ce
c
Q
CE
C
oe
U
b
c
Q
B
C
ie
I
ce
be
Q
CE
BE
re
U
b
be
Q
B
BE
ie
U
I
u
i
h
I
I
i
i
h
U
U
u
u
h
I
U
i
u
h
f
分别定义为晶体管输出交流短路时的输入电阻,输入交流开路时的反向电压传输系数,输出交流短路时的电流放大系数和输入交流开路时的输出电导 。
可见,这四个参数具有不同的量纲,而且要在输入开路或输出交流短路条件下求得 。
由式 (2― 37)并根据四个参数的意义,得出的低频 H参数电路模型如图
2― 28所示 。
＋
－
U
be
＋
－
U
ce
b c
e
h
ie
h
oe
1
h
fe
I
b
I
e
I
b
＋
－
h
re
U
ce
图 2― 28 共发射极晶体管 H参数电路模型
由于共射极输入,输出特性曲线本身就是描述晶体管端口特性的一种方式,因此,在工作点处,当用变化量的比值近似偏导数时,可在特性曲线上通过图解求出电路模型中每一参数值 。 其方法见图 2― 29(a)~(d)。
对于 hoe,还可采用下述方法估算 。
由于基区调宽效应,当 iB一定时,iC随 uCE
的增大略有上翘 。 若将每条共射极输出特性曲线向左方延长,都会与 uCE负轴相交于一点,其交点折合的电压称为厄尔利电压,用 UA表示,如图 2― 30所示 。 显然,UA越大,表示基区调宽效应越弱 。
对于小功率晶体管,UA一般大于 100V。
由图 2--30不难求出在 Q点处的 hoe,即
A
CQ
I
C E QA
CQ
Q
CE
C
oe U
I
UU
I
u
ih
BQ
(2―39)
i
C
U
A
0 U
C E Q
u
C E
I
C Q
Δ u
CE
Q
Δ i
C
I
B Q
图 2― 30利用厄尔利电压求 hoe
由于混合 π型电路模型与 H参数电路模型等价,所以 H参数还可以通过混合 π型参数确定 。 输出交流短路和输入交流开路的低频混合
π型电路分别如图 2― 31(a),(b)所示 。 利用该图并根据式 (2― 38)每个 H参数的意义,可分别求得如下关系：
U
ce
＝ 0
＋
－
U
be
r
ce
b c
e
( a )
r
b b ′
r
b′ e
b′
r
b′ c
I
b
g
m
U
b e′
I
c
图 2― 31求 H参数用的混合 π
(a)输出交流短路的混合 π型电路
＋
－
U
be
r
ce
b c
e
( b )
r
b b ′
r
b′ e
b′
r
b′ c
g
m
U
b e′
I
c
I
b
＝ 0
＋
－
U
ce
图 2― 31求 H参数用的混合 π
(a)输出交流短路的混合 π型电路；
(b)输入交流开路的混合 π型电路
cbeb
eb
I
ce
be
re
cbeb
ebm
ce
I
c
ce
oe
cbebmU
b
c
fe
cbebbbU
b
be
ie
rr
r
U
U
h
rr
rg
rI
U
h
rrg
I
I
h
rrr
I
U
h
b
b
ce
ce
0
0
0
0
11
)(
)(
(2― 40a)
(2―40 b)
(2―40 c)
(2―40 d)
如果忽略 r b′c的影响,则式 (2― 40)可简化为
0
1
)1(
re
ce
oe
ebmfe
beebbie
h
r
h
rgh
rrrh
(2―41 a)
(2―41 b)
(2―41 c)
(2―41 d)
这就是工程分析中实用的 H参数 。
其相应的低频 H参数电路模型如图 2― 32
所示 。
型各具特点 。 通常,在宽带放大器的分析中,2― 27(a)混合 π型电路模型比较方便；而在低频放大器的分析中,
采用图 2― 32H参数电路模型则相对简单 。
为了使参数一致,在以后的分析中均采用混合 π型电路参数 。
＋
－
U
be
＋
－
U
ce
( r
ce
)
b c
e
h
ie
( r
be
)
h
oe
1
h
fe
I
b
I
c
I
b
( βI
b
)
图 2― 32 实用的低频 H参数电路模型
2― 6― 2 共射极放大器的交流等效电路
析放大器,可按以下步骤进行 。 第一步,
根据直流通路估算直流工作点；第二步,
确定放大器交流通路,用晶体管交流模型替换晶体管得出放大器的交流等效电路；第三步,根据交流等效电路计算放大器的各项交流指标 。 其中,关于工作点分析已在 2― 3― 3节中作过详细介绍,
这里不再讨论 。 下面将以共射放大器为例,着重讨论放大电路交流性能的分析方法 。
共射极放大器如图 2― 33(a)所示 。
图中,采用分压式稳定偏置电路,使晶体管有一合适工作点 (ICQ,UCEQ)。 由于旁通电容 CE将 RE交流短路,因而射极交流接地 。 由放大器交流通路可以画出图
2― 33(b)所示交流等效电路 。 图中虚线方框部分就是被替换的晶体管交流模型 。
根据该等效电路,共射极放大器的交流指标分析如下 。
＋
－
－
＋
＋
－
U
o
U
i
U
s
R
s
R
B2
＋
C
1
R
E
C
E ＋
R
L
U
CC
R
C
R
B1
＋
C
2
( a )
图 2― 33
(a)电路； (b)交流等效电路图 2― 33
(a)电路； (b)交流等效电路
U
i
R
i
＋
＋
－ －
R
s
R
B2
r
be
I
i
R
C
R
L
U
o
＋
－
( b )
e
I
b
βI
b
r
ce
R
o
I
c
I
o
b c
R
B1
1.电压放大倍数 Au
由图可知,输入交流电压可表示为
LCL
CQ
bbebbbe
be
L
be
LC
i
o
u
LCbLCco
bebi
RRR
mVI
mV
rrrr
r
R
r
RR
U
U
A
RRIRRIU
rIU
)(
)(
)(26
)1(
)(
)()(
输出交流电压为故得电压放大倍数式中：
(2---42)
U
i
R
i
＋
＋
－ －
R
s
R
B2
r
be
I
i
R
C
R
L
U
o
＋
－
( b )
e
I
b
βI
b
r
ce
R
o
I
c
I
o
b c
R
B1
LCL
CQ
bbebbbe
be
L
be
LC
i
o
u
LCbLCco
bebi
RRR
mVI
mV
rrrr
r
R
r
RR
U
U
A
RRIRRIU
rIU
)(
)(
)(26
)1(
)(
)()(
2.电流放大倍数 Ai
由图 2― 33(b)可以看出,流过 RL的电流 Io为
i
LC
C
beB
B
i
o
i
B
beB
bi
LC
C
b
LC
C
co
A
RR
R
rR
R
I
I
A
R
rR
II
RR
R
I
RR
R
II
而式中 RB=RB1‖ RB2。 由此可得
(2― 44)
(2― 45)
若满足 RB>>rbe,RL<<RC,则
3.
按照 Ri的定义，在图 2―33( b)
电路的输入端加一电压 Ui,这时，从输入端看进去的电阻为 RB‖ rbe,因此
Ri= RB‖ rbe
4,
按照 Ro的定义,在图 2― 33(b)电路的输出端加一电压 Uo,并将 Us短路时,
因 Ib=0,则受控源 βIb=0。 这时,从输出端看进去的电阻为 RC,因此
CU
o
o
o RI
UR
s
0
(2― 48)
另外,放大器的输入,输出电阻还可以通过测量求得 。 测量电路分别如图 2― 34(a),(b)所示 。 在图 (a)
中,分别测出已知电阻 R两端到地的电压 U′i和 Ui,因而输入电流 Ii为
＋
－
U
s
R
s
＋
－
U
i
′
R I
i
＋
－
U
i
R
i
放大器
R
L
( a )
＋
U
s
R
s
S＋
－
U
o
放大器
R
L
( b )
－
＋
－
U
o
′
R
o
图 2― 34Ri和 Ro
(a) Ri的测量电路； (b)Ro的测量电路
R
UU
U
I
U
R
R
UU
R
U
I
ii
i
i
i
i
iiR
i
首先打开 S,测得负载开路电压 U′o,然后闭合 S,测得接入负载时的电压 Uo。
L
o
o
o
o
Lo
L
o
R
U
U
R
U
RR
R
U
)1(?
在图 (b)中,用开关 S控制已知负载电阻 RL是否接到输出端 。 在输入电压作用下,首先打开 S,测得负载开路电压 U′o，
然后闭合 S,测得接入负载时的电压 Uo。
因两者电压有如下关系：
R
UU
U
I
U
R
R
UU
R
U
I
ii
i
i
i
i
iiR
i
由 Ri定义可得
(2― 49)
L
o
o
o
o
Lo
L
o
R
U
U
R
U
RR
R
U
)1(?
所以
(2―50)
5,源电压放大倍数 Aus
Aus定义为输出电压 Uo与信号源电压 Us的比值,即
u
is
i
i
o
s
i
s
o
us ARR
R
U
U
U
U
U
UA
(2―51)
可见,|Aus|<|Au|。 若满足 Ri Rs,则 Aus≈Au。
U
i
R
i
＋
＋
－ －
R
s
R
B2
r
be
I
i
R
C
R
L
U
o
＋
－
( b )
e
I
b
βI
b
r
ce
R
o
I
c
I
o
b c
R
B1
6,将旁通电容 CE开路即发射极接有电阻 RE时的情况此时,对交流信号而言,发射极将通过电阻 RE接地,
其交流等效电路如图 2― 35所示 。 由图可知
Ebbebi RIrIU )1(
＋
－
U
s
R
s
＋
－
U
i
R
b2
R
b1
R
E
r
be βI b
R
C
R
L
＋
－
U
o
I
b
图 2― 35 发射极接电阻时的交流等效电路而 Uo仍为 -βIbR′L,则电压放大倍数变为
Em
Lm
Ebe
L
i
o
u Rg
Rg
Rr
R
U
UA
1)1(?
(2―52)
可见放大倍数减小了 。 这是因为 RE的自动调节
(负反馈 )作用,使得输出随输入的变化受到抑制,从而导致 Au减小 。 当 (1+β)RE>>rbe时,则有
E
L
u R
RA (2― 53)
与此同时,从 b极看进去的输入电阻 R’i变为
Ebe
b
i
i RrI
UR )1(
即射极电阻 RE折合到基极支路应扩大 (1+β)倍 。 因此,放大器的输入电阻为
Ri=RB1‖ RB2‖ R’i
(2― 54)
显然,与式 (2― 46)相比,输入电阻明显增大了 。
对于输出电阻,尽管 Ic更加稳定,
但从输出端看进去的电阻仍为 RC,即
Ro=RC。
例 5 在图 2―33( a)电路中，若 RB1=75kΩ，
RB2=25kΩ,RC=RL=2kΩ,RE=1kΩ,UCC=12V,晶体管采用 3DG6管,β=80,r bb′=100Ω,Rs=0.6kΩ,试求该放大器的直流工作点 ICQ,UCEQ及 Au,Ri,Ro
和 Aus等项指标。
解 按估算法计算 Q点：
VRRIUU
mA
R
UU
II
VU
RR
R
U
ECCQCCC E Q
E
BEQB
EQCQ
CC
BB
B
B
1.5)12(3.212)(
3.2
1
7.03
312
2575
25
21
2
下面计算交流指标。
kRRR
k
I
rr
r
R
U
U
A
LCL
CQ
bbbe
be
L
i
o
u
122
1
3.2
26
801 0 0
26
将 rbe,R′L的阻值代入上式,得
50)80(
16.0
1
2
111575
80
1
180
21
u
is
i
s
o
us
Co
beBBi
u
A
RR
R
U
U
A
kRR
krRRR
A
例 6 在上例中,将 RE变为两个电阻
RE1和 RE2串联,且 RE1=100Ω,RE2=900Ω，
而旁通电容 CE接在 RE2两端,其它条件不变,试求此时的交流指标 。
解 由于 RE=RE1+RE2=1kΩ,所以 Q
点不变 。 对于交流通路,现在射极通过
RE1接地 。 因而,交流等效电路变为图
2― 35所示电路,只是图中 RE=RE1=100Ω。
此时,各项指标分别为
可见,RE1的接入,使得 Au减小了约 10倍 。 但是,由于输入电阻增大,因而 Aus与 Au的差异明显减小了 。
8)8.8(
66.0
6
2
61.0811[2575])1([
8.8
1.0811
180
)1(
121
1
u
is
i
s
o
us
Co
EbeBBi
Ebe
L
i
o
u
A
RR
R
U
U
A
kRR
kRrRRR
Rr
R
U
U
A
