1-3直流脉宽调速系统的主要问题自从全控型电力电子器件问世以后，
就出现了采用脉冲宽度调制（ PWM）
的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器 -直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即 直流 PWM调速系统 。
本节提要
（ 1） PWM变换器的工作状态和波形；
（ 2）直流 PWM调速系统的机械特性；
（ 3） PWM控制与变换器的数学模型；
（ 4）电能回馈与泵升电压的限制。
1.3.1 PWM变换器的工作状态和电压、
电流波形
PWM变换器的作用是：用 PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，
从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。
PWM变换器电路有多种形式，主要分为不可逆与可逆两大类，下面分别阐述其工作原理。
V-M系统存在的问题,
1).存在电流谐波，深调速时转矩脉动大，
调速范围受限；
2).深调速时功率因数低，也限制调速范围；
3).要克服上述困难，加大平波电抗器，
限制系统的快速性，故中、小功率系统采用 脉宽调制变换器。
PWM优点,
1).主电路简单，功率元件少
2).开关频率高，电流容易连续，谐波小
3).低速性能好，稳态精度高
4).动态抗扰能力强
5).导通损耗小
6).不控三相整流（二极管）电网功率因数高一、不可逆 PWM变换器
1、简单的不可逆 PWM变换器
2,有制动电流通路的不可逆 PWM变换器
PWM分类,
二、可逆 PWM变换器
1、双极式 H型 PWM变换器
2、单极式 H型 PWM变换器
3、受限单极式 H型 PWM变换器
1,不可逆 PWM变换器简单的不可逆 PWM变换器 -直流电动机系统主电路原理图如图 1-16所示，功率开关器件可以是任意一种全控型开关器件，这样的电路又称 直流降压斩波器。
（ 1）简单的不可逆 PWM变换器图中,Us为直流电源电压,C为滤波电容器,VT为功率开关器件,VD为续流二极管，
M 为直流电动机,VT 的栅极由脉宽可调的脉冲电压系列 Ug驱动。
简单的不可逆 PWM变换器 -直流电动机系统
VD
Us
+
Ug
C
VT
id
M+
_
_E
（ a）电路原理图
主电路结构
2
1
Ub为正，晶体管导通，
电机加电压 Us,Ud=Us
Ub为负，晶体管截止，
电机通过二极管释放电枢电感储能,Ud= 0。
大电容滤波，二极管为电枢电感储能提供续流回路 。
工作状态与波形在一个开关周期内，
当 0 ≤ t < ton时,Ug为正,VT导通，电源电压通过 VT加到电动机电枢两端；
当 ton ≤ t < T 时,Ug
为负,VT关断，电枢失去电源，经 VD
续流。
U,i
Ud
E
id
Us
tton T0
图 1-16b 电压和电流波形
O
电机两端得到的平均电压为
(4-1)
式中? = ton / T 为 PWM 波形的占空比，
ss
on
d UUT
tU
输出电压方程改变? （ 0 ≤? < 1 ）即可调节电机的转速，
若令 = Ud / Us为 PWM电压系数，则在不可逆
PWM 变换器? =? (4-2)
问题,id不能反向，不能产生制动作用。
解决办法,设置反方向的的电力晶体管。
t on >T／ 2,ρ > 0,电枢两端平均电压 Ud为正，电机正转；
t on <T／ 2,ρ < 0,电枢两端平均电压 Ud为负，电机反转；
t on,＝ T／ 2,ρ = 0,电枢两端平均电压 Ud为 0，电机停转；
U,i
Ud
E
id
Us
tton T0
图 1-16b 电压和电流波形由正负脉冲电压的宽度确定电极的正、反转，
反映“可逆”作用：
（ 2）有制动的不可逆 PWM变换器电路在简单的不可逆电路中电流不能反向，
因而没有制动能力，只能作单象限运行。
需要制动时，必须为反向电流提供通路，
如图 1-17a所示的双管交替开关电路。当
VT1 导通时，流过正向电流 + id,VT2 导通时，流过 – id 。应注意，这个电路还是不可逆的，只能工作在第一、二象限，
因为平均电压 Ud 并没有改变极性。
图 1-17a 有制动电流通路的不可逆 PWM变换器
主电路结构
M
+ -
VD2
Ug2
Ug1
VT2
VT1
VD1
E
4
1
2
3
C
Us +
两个电力晶体管交替开关电路，
调速系统可在一、二象限运行。
工作状态与波形
一般电动状态在一般电动状态中，始终为正值（其正方向示于图 1-17a中）。设 ton为 VT1的导通时间，则一个工作周期有两个工作阶段：
在 0 ≤ t ≤ ton期间,Ug1为正,VT1导通,Ug2为负,VT2关断。此时，电源电压 Us加到电枢两端，电流 id 沿图中的回路 1流通。
一般电动状态（续）
在 ton ≤ t ≤ T 期间,Ug1和 Ug2都改变极性,VT1
关断，但 VT2却不能立即导通，因为 id沿回路 2
经二极管 VD2续流，在 VD2两端产生的压降给
VT2施加反压，使它失去导通的可能。
因此，实际上是 由 VT1和 VD2交替导通,虽然电路中多了一个功率开关器件，但并没有被用上。
U,i
Ud
E
id
Us
tton T0O
一般电动状态的电压、电流波形与简单的不可逆电路波形 （图 1-16b）
完全一样。
b）一般电动状态的电压、电流波形一般电动状态（续） 输出波形,
工作状态与波形（续）
在制动状态中,id为负值,VT2就发挥作用了。这种情况发生在电动运行过程中需要降速的时候。这时，先减小控制电压，使 Ug1 的正脉冲变窄，负脉冲变宽，
从而使平均电枢电压 Ud降低。但是，由于机电惯性，转速和反电动势 E还来不及变化，因而造成 E? Ud 的局面，很快使电流 id反向,VD2截止,VT2开始导通。
制动状态制动状态（续）
制动状态的一个周期分为两个工作阶段：
在 0 ≤ t ≤ ton 期间,VT2 关断,－ id 沿回路 4 经 VD1 续流，向电源回馈制动，与此同时,VD1 两端压降钳住
VT1 使它不能导通。
在 ton ≤ t ≤ T期间,Ug2 变正，于是 VT2导通，反向电流
id沿回路 3 流通，产生能耗制动作用。
因此,在制动状态中,VT2和 VD1轮流导通，
而 VT1始终是关断的,此时的电压和电流波形示于图 1-17c。
U,i
Ud
E
id
Us
tton T0
4 4 4 43 3 3
VT2 VT2 VT2
VD1 VD1 VD1 VD1
t
Ug
O
输出波形
c）制动状态的电压 ﹑ 电流波形工作状态与波形（续）
有一种特殊情况，即轻载电动状态，这时平均电流较小，以致在关断后经续流时，还没有到达周期 T,电流已经衰减到零，此时,因而两端电压也降为零，
便提前导通了，使电流方向变动，产生局部时间的制动作用。
轻载电动状态轻载电动状态（续）
第 1阶段,VD1续流，电流 – id 沿回路 4流通；
第 2阶段,VT1导通，电流 id 沿回路 1流通；
第 3阶段,VD2续流，电流 id 沿回路 2流通；
第 4阶段,VT2导通，电流 – id 沿回路 3流通。
轻载电动状态，一个周期分成四个阶段：
在 1,4阶段，电动机流过负方向电流，电机工作在制动状态；
在 2,3阶段，电动机流过正方向电流，电机工作在电动状态。
因此,在 轻载时，电流可在正负方向之间脉动，平均电流等于负载电流,其输出波形见下图
输出波形
d）轻载电动状态的电流波形
4
1 2
3
Tton0
U,i
Ud
E
id
Us
tton
T0
4
1 2
3O
负载较重,平均电流大,电机始终 电动（一象限）,
负载较小,平均电流小,电机可能处于制动。 （一、二象限）,
小 结
0 ~ t
on
t
on
~ T 期间工作状态
0 ~ t
4
t 4 ~ t on t on ~ t 2 t 2 ~ T
一般电动状态导通器件电流回路电流方向
VT
1
1
+
VD
2
2
+
制动状态 导通器件电流回路电流方向
VD
1
4
－
VT
2
3
－
轻载电动状态导通器件电流回路电流方向
VD
1
4
－
VT
1
1
+
VD
2
2
+
VT
2
3
－
表 1-3 二象限不可逆 PWM变换器的不同工作状态
2,桥式可逆 PWM变换器可逆 PWM变换器主电路有多种形式，
最常用的是桥式（亦称 H形）电路，如图
1-20所示。
这时，电动机 M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，
其控制方式有 双极式、单极式、受限单极式等 多种。
+Us
Ug4
M
+ - Ug3
VD1
VD2
VD3
VD4
Ug1
Ug2
VT1
VT2 VT4
VT3
13
2
A B
4
图 1-18 桥式可逆 PWM变换器
H形主电路结构双极式控制的可逆 PWM变换器四个电力晶体管
VT1和 VT4、
VT2和 VT3
四个续流二极管
VD1和 VD4
VD2和 VD3）
双极式控制方式
（ 1）正向运行：
第 1阶段，在 0 ≤ t ≤ ton 期间,Ug1,Ug4为正，
VT1,VT4导通,Ug2,Ug3为负,VT2,VT3
截止,电流 id 沿回路 1流通，电动机 M两端电压 UAB = +Us ；
第 2阶段，在 ton ≤ t ≤ T期间,Ug1,Ug4为负，
VT1,VT4截止,VD2,VD3续流,并钳位使
VT2,VT3保持截止,电流 id 沿回路 2流通，电动机 M两端电压 UAB = –Us ；
双极式控制方式（续）
（ 2）反向运行：
第 1阶段，在 0 ≤ t ≤ ton 期间,Ug2,Ug3为负，
VT2,VT3截止,VD1,VD4 续流，并钳位使 VT1,VT4截止,电流 –id 沿回路 4流通，
电动机 M两端电压 UAB = +Us ；
第 2阶段，在 ton ≤ t ≤ T 期间,Ug2,Ug3 为正，
VT2,VT3导通,Ug1,Ug4为负，使 VT1,
VT4保持截止,电流 – id 沿回路 3流通，电动机 M两端电压 UAB = – Us ；
输出波形
U,i
Ud
Ei
d
+Us
tton T0
-Us
O
b) 正向电动运行波形
U,i
UdE
id
+Us
tton T0
-Us
O
c) 反向电动运行波形
输出平均电压双极式控制可逆 PWM变换器的输出平均电压为
（ 4-3）
如果占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中
= 2? – 1 （ 4-4）
注意,这里? 的计算公式与 不可逆变换器中的公式就不一样了。
s
on
s
on
s
on
d )1
2( U
T
tU
T
tTU
T
tU
调速范围调速时,?的可调范围为 0~1,–1<? <+1。
当? >0.5时,?为正，电机正转；
当? <0.5时,? 为负，电机反转；
当? = 0.5时,? = 0,电机停止。
注 意：
当 电机停止时电枢电压并不等于零,
而是正负脉宽相等的 交变脉冲电压,因而 电流也是交变的 。这个交变电流的平均值为零,不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗,这是双极式控制的缺点。
但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓,动力润滑,的作用。
性能评价双极式控制的桥式可逆 PWM变换器有下列 优点,
（ 1）电流一定连续；
（ 2）可使电机在四象限运行；
（ 3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；
（ 4）低速平稳性好，系统的调速范围可达 1:20000
左右；
（ 5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。
性能评价（续）
双极式控制方式的 不足之处 是：
在工作过程中,4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了 防止直通 。
解决办法：
防止上、下两管直通,在一管关断和另一管导通之间，
（ 在上、下桥臂的驱动脉冲之间）,设置逻辑延时 。
2、单极式 H型 PWM变换器
M
VD1
VT1
VD2
VT2
VD3
VD4
VT4
VT3
+Us
Ub2
Ub1 Ub3
Ub4
电力晶体管 VT1 和 VT2的基极驱动电压 Ub1＝－ Ub2 同双极式
VT3和 VT4基极驱动电压 Ub3和 Ub4,则由电机转向决定：
电机正转,Ub3恒为负,Ub4恒为正电机反转,Ub4恒为负,Ub3恒为正变换器只在一个阶段中输出某一极性的脉冲电压，
在另一阶段中 UAB ＝ 0,单极性波形图和占空比同不可逆变换器
（对静、动态性能要求低一些的系统,电路同双极式，但驱动信号不同 ）
优点：
工作工程中，电力晶体管 VT3,VT4二者有一个常导通、一个常截止，
开关损耗减少提高可靠性 。
单极式 PWM变换器优缺点：
缺点：
电力晶体管 VT1,VT2交替导通和关断，有直通的危险。
解决办法：
受限单极式 。
双极式与单极式可逆 PWM变换器的比较 见教材 P132表 4-1
3、受限单极式 H型 PWM变换器电机正转,
Ub3恒为负,Ub4恒为正,
Ub2恒为负,VT2 一直截止 ;
电机反转,
Ub4恒为负,Ub3恒为正,
Ub1恒为负,VT1一直截止 ;
PWM变换器 可靠性提高,
轻载下,负载电流小，
电力晶体管 VT1关断后 VD2导通，
VD2压降很快降为 0,VT2导通，
VT2关断后，反电动势送 -id经 VD1续流，
四管循环导通 。
当电源采用半导体（ 二极管不控器件 ）整流装置时，
在回馈制动阶段：
电能不可能通过它送回电网，只能向滤波电容 C充电，从而造成瞬间的电压升高，称,泵升电压,
如果回馈能量太大,“泵升电压”太高,
将危及电力晶体管和整流二极管，
应采用分流电阻和开关管组成的,泵升电压限制电路”
见教材 P150图 4-25
由于采用脉宽调制，严格地说，即使在稳态情况下，脉宽调速系统的转矩和转速也都是脉动的，所谓稳态，是指电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，机械特性是平均转速与平均转矩（电流）的关系。
采用不同形式的 PWM变换器，系统的机械特性也不一样。对于带制动电流通路的不可逆电路和双极式控制的可逆电路，电流的方向是可逆的，无论是重载还是轻载，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，现在就分析这种情况。
1.3.2 脉宽调速系统的开环机械特性对于带制动电流通路的不可逆电路，电压平衡方程式分两个阶段式中 R,L —电枢电路的电阻和电感。
带制动的不可逆电路电压方程
EtiLRiU dd dd s
（ 0 ≤ t < ton） （ 4-5）
EtiLRi dd0 dd
（ ton ≤ t < T） （ 4-6）
对于双极式控制的可逆电路，只在第二个方程中电源电压由 0 改为 –Us,其他均不变。于是，电压方程为
EtiLRiU dd dds
( 0 ≤ t < ton ) (4-7)
双极式可逆电路电压方程
EtiLRiU dd dds
(ton ≤ t < T ) (4-8)
按电压方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式。无论是上述哪一种情况，电枢两端在一个周期内的平均电压都是 Ud =? Us，只是? 与占空比
的关系不同，分别为式（ 4-2）和式（ 4-4）。
机械特性方程平均电流和转矩分别用 Id 和 Te 表示，
平均转速 n = E/Ce，而电枢电感压降的平均值 Ldid / dt 在稳态时应为零。
于是，无论是上述哪一组电压方程，其平均值方程都可写成
(4-9)
nCRIERIU edds
(4-10)
或用转矩表示，
(4-11)
式中 Cm = Km?N —电机在额定磁通下的转矩系数；
n0 =? Us / Ce —理想空载转速，与电压系数成正比。
d
e
0d
ee
s I
C
RnI
C
R
C
Un
机械特性方程
e
me
0e
mee
s T
CC
RnT
CC
R
C
Un
n
–Id,–Teav O
n0s
0.75n0s
0.5n0s
0.25n0s
Id,Teav
= 1
= 0.75
= 0.5
= 0.25
PWM调速系统机械特性图 1-20 脉宽调速系统的机械特性曲线 （电流连续）,n0s＝ Us /Ce
说 明
图中所示的机械曲线是电流连续时脉宽调速系统的稳态性能。
图中仅绘出了第一、二象限的机械特性，它适用于带制动作用的不可逆电路，双极式控制可逆电路的机械特性与此相仿，只是更扩展到第三、四象限了。
对于电机在同一方向旋转时电流不能反向的电路，轻载时会出现电流断续现象，把平均电压抬高，在理想空载时,Id = 0,理想空载转速会翘到 n0s＝ Us / Ce 。
目前，在中、小容量的脉宽调速系统中，
由于 IGBT已经得到普遍的应用，其开关频率一般在 10kHz左右，这时，最大电流脉动量在额定电流的 5%以下，转速脉动量不到额定空载转速的万分之一，可以忽略不计。
1.3.3 PWM控制与变换器的数学模型图 1-21绘出了 PWM控制器和变换器的框图,其驱动电压都由 PWM 控制器发出,PWM控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。
按照上述对 PWM变换器工作原理和波形的分析，不难看出，当控制电压改变时,PWM变换器输出平均电压按线性规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一个开关周期 T 。
Uc Ug UdPWM
控制器
PWM
变换器图 1-21 PWM控制与变换器框图因此 PWM控制与变换器（简称 PWM
装置）也可以看成是一个滞后环节，其传递函数可以写成
（ 1-28）
sTK
sU
sUsW se
)(
)()(
s
c
d
s
其中 Ks — PWM装置的放大系数；
Ts — PWM装置的延迟时间,Ts ≤ T0 。
当开关频率为 10kHz时,T = 0.1ms,在一般的电力拖动自动控制系统中，时间常数这么小的滞后环节可以近似看成是一个一阶惯性环节，
因此,
（ 1-29）
1
)(
s
s
s sT
KsW
与晶闸管装置传递函数完全一致。
/ / / C
A C ~ D C
+
-
U
s
整 流 器斩 波 器
CC+
1.3.4 电能回馈与泵升电压的限制
PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用大电容 C
滤波，以获得恒定的直流电压，电容 C同时对感性负载的无功功率起储能缓冲作用。
泵升电压产生的原因对于 PWM变换器中的滤波电容，其作用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。
电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压，
因此电容量就不可能很小，一般几 千瓦 的调速系统所需的电容量达到数千 微法 。
在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，这时，可以采用下图中的镇流电阻 Rb 来消耗掉部分动能。
分流电路靠开关器件 VTb 在泵升电压达到允许数值时接通。
泵升电压限制
泵升电压限制电路
+
-
U
s
C
R
b
V T
b
过电压信号
Us
Rb
VTb
C+
泵升电压限制（续）
对于更大容量的系统，为了提高效率，
可以在二极管整流器输出端并接逆变器，
把多余的能量逆变后回馈电网。当然，这样一来，系统就更复杂了。
PWM系统的优越性
主电路线路简单，需用的功率器件少；
开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；
低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；
系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；
功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，
当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；
直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。 返回目录
（补充 1） 脉宽调速系统的控制电路
ASR
FA
GM
ACR PWMGDUPW DLD
Un*
+
Un
-
Ui*
+
Ui
-
Uc
M
UPW:脉宽调制器 FA 瞬时动作的限流保护
GM:调制波发生器 ASR速度调节器
DLD:逻辑延时环节 ACR电流调节器
GD,电力晶体管基极驱动器常用的脉宽调制器,
,用锯齿波作调制信号的脉宽调制器
,用三角波作调制信号的脉宽调制器
,用多谐振荡器和单稳态触发器组成的脉宽调制器
,数字式脉宽调制器
UPW:脉宽调制器是一个电压脉冲变换装置，受 UC控制，
为 PWM提供所需的脉冲信号,
+ R 0
U p w
U b
-
R 0
R 0
U s a
U c
+ / -
锯齿波脉宽调制器 UPW
三个输入信号,(送运算放大器的反相输入端 )
锯齿波调制 信号 Usa(1~4KHz)
控制电压 Uc
（用于调节周期不变、脉冲宽度可变的调制 输出电压 Upw)
负偏压信号 Ub= 0.5Usamax
（调节零点：使 Ud ＝ 0,Uc＝ 0)
改变控制电压 Uc极性，
改变电机 转向 ；锯齿波脉宽调制调制方法改变控制电压 Uc大小，
改变输出脉冲宽度；
改变电机 转速 。
Usamax
Uc=0
-Ub
Usa
UPW
+UC-Ub,正宽负窄,经 倒 相器,正窄负宽
-UC-Ub,合成电压负宽正 窄，
经 倒 相器,正宽负窄。
Uc>0
Usa
Usamax
-Ub
UPW
+UC
Usa
Uc<0
UPW
Ub -UC
DLD:逻辑延时环节问题：
晶体管的 关断时间 toff = 存储时间 ts + 电流下降时间 tf
可逆 PWM变换器中：跨接在电源两瑞的上、下两个晶体管交替工作。
在这段时间内晶体管并未完全关断,另一个晶体管已经导通，
则将造成直通，从而使电源正负极短路。
解决：
设置 R,C电路构成的逻辑延时环节 DLD，
保证在对一个管于发出关闭脉冲后，
延时 tld后再发出对另一个管子的开通脉冲。
在逻辑延时环节 中 还可以引入保护信号,保护电力晶体管。
一旦桥臂电流超过允许最大电流值，
使同一桥臂的两管 VT1,VT4（或 VT2,VT3）同时封锁。
延时 时间 tld大于 晶体管的 存储时间 ts
基极驱动器各驱动器独立，但控制电路共用,采用光电隔离驱动电流波形分,开通、饱和导通和关断三个阶段,
脉宽调制器输出的脉冲信号，
经信号分配和逻辑延时后，
送到基极驱动器作功率放大，
以驱动主电路的电力晶体管。
（ 1）开通阶段基极电流 Ib1确定,
为了使晶体管在任何情况下开通时都能充分饱和导通，应根据电动机的制动电流和晶体管的电流放大系数?来确定所需的基极电流 Ib1
存在的问题：
由于 晶体管在开通瞬间还要承担与其串联的续流二极管关断时反响恢复电流的冲击，
有可能使晶体管在开通瞬间因基极电流不足而退出饱和区，
导致正向击穿。
强迫驱动的时间取决于续流二极管的反向恢复时间。
解决办法：
应 引入加速开通电路,
在 基极电流 Ib1的基础上 再增加 一个 强迫驱动电流分量?Ib1
（ 2）饱和导通阶段晶体管饱和导通的 基极电流 Ib1 主要决定于在最大集电极电流时能够饱和导通,只要 比 这时的 临界饱和基极电流大见教材 P137图 4－ 12
基极电流 Ib1的要求,
（ 3） 关断阶段基极驱动电路 由功放三极管、门电路、延时环节组成。
由于晶体管导通时处于饱和状态,在关断时有大量存储电荷,导致关断时间延长。
存在的问题：
解决办法：
应在 基极负的偏压,
以抽出大量存储电荷，形成负的基极电流 -Ib2 。
在晶体管关断后,负偏压能使它可靠地截止。
（补充） 晶体管脉宽调速系统的特殊问题一、电流脉动量与转速脉动量二、脉宽调制器和 PWM变换器的传递函数三、电力晶体管的安全工作区和缓冲电路四、电力晶体管的开关过程、开关损耗和最佳开关频率一、电流脉动量与转速脉动量
1、假设条件：
认为电力晶体管是无惯性元件，即 忽略它的开通时间和关断时间；
忽略 PWM变换器内阻的变化，认为它 在不同开关状态下电枢回路电阻 R是常值 。
脉冲开关频率足够高，因而开关周期 T远小于系统的机电时间常数 Tm,在分析 电流的周期性变化时可以认为转速和反电动势 E都不变 。
2、电流脉动量,的大小随占空比?值而变化,
最大电流脉动量,d (? i d)/d?=0,?=0.5时双极式的? idmax比单 极式的? idmax 大一倍。
电流脉动量：
双极式的? id 不是单 极式的? id 的两倍。
3、转速脉动量：
当电枢电流近似看成按线性变化时，角转速的脉动量正比于最高理想空载转速，反比于系统的时间常数,而且正比于开关周期的平方。
lm
S
TT
T
8
)1( 02
当开关频率足够高时，转速脉动量小。
即,电枢 PWM电压的交变分量对转速的影响是极其微小的。
二、脉宽调制器和 PWM变换器的传递函数当控制电压改变时,PWM变换器的输出电压要等到下一周期才能改变，可看成 滞后环节 。
当整个系统开环频率特性截止频率时,滞后环节可看成 一阶惯性环节 。
脉宽调制器和 PWM变换器的传递函数可看成：
1 Ts
KW P W M
P W M
TC 3
1
KPWM=Ud /Uc 脉宽调制器和 PWM
变换器 的放大系数；
Ud PWM 变换器 的输出电压；
Uc 脉宽调制器的控制电压。
三、电力晶体管的安全工作区和缓冲电路饱和区放大区截止区二次击穿临界线晶体管各工作区的条件和特点 见教材 P143表 4-2
击穿分类：
雪崩击穿二次击穿电力晶体管工作在开关状态,开：饱和区；关：截止区晶体管的工作点 由饱和区过度到截止区或由截止区过度到饱和区，
都要经过放大区，
如果出现事故，就要 落入击穿区 。
雪崩击穿：
（ 1）在基极截止负偏压不太大，集电极电流限制在安全值以内，
电压降低后晶体管能恢复工作。
（ 2）雪崩击穿使管耗显著增大，以致局部过热而影响它的寿命。
设计时，使 击穿电压比工作中承受的最大电压高 40%~50%
二次击穿：
如果晶体管的工作点进入雪崩击穿区后，集电极电流未被限制住，
而继续增大到某一临界值后,Uce突然减小，然后 Ic迅速增大，
出现二次击穿（ Secondary Breskdown)SB
USB 二次击穿临界电压
ISB 二次击穿临界电流电力晶体管 在出现 二次击穿后立即烧毁。
晶体管击穿
PSB
Pcm
Icm
SOA
Ucemax
电力晶体管的安全工作区
（ Safe Operation Area)
Pcm最大功率＝ Ic?Uce
PsB最大功率＝ IsB?UsB
Pcm功率线,PsB功率线最大集电极电流 Icm
最大集电极电压 Ucemax
纯电阻负载
Ic
M
Ucs Uce
Ic
N
IcRc=Us-Uce
共射电路负载线 MN
N饱和状态工作点
M截止状态工作点工作点在伏安特性曲线上沿负载线 MN移动，
只要 M,N两点都在安全工作区内，
开关过程就不会超过安全工作区电阻 -电感负载（电动机）
M
Us Uce
Ic
N
UB
d
b
c
a
Ic
Us
电流断续时的工作点轨迹见教材 P144
负载时间常数,TL=LL/RC
TL> > T，电流 IC连续；
TL与 T数值相近，电流 IC断续；
T：晶体管的开关周期截止区到饱和区,MaN
饱和区到截止区,NbcdM可能落入击穿区,
Uce
M
Us
Ic
N
UB
f
g
h
Ib1
Ic2
Ic1
TL> > T，电流 IC连续；
电流连续时的工作点轨迹结论：
当晶体管带 R-L负载时，不论电流 IC是连续还是断续，晶体管的工作点都会进入击穿区，
应设法避免。
见教材 P145
工作点轨迹,efg回线移动既不到饱和工作点 N
也不到截止工作点 M
在 晶体管关断期间，工作点一直在击穿区。 Uce＝ UB
带续流二极管的电阻 -电感负载
M
Us U
ce
Ic
N
f
gh
Ib1
Ic2
Ic1
g’
e
原因：
为保证 R-L负载的晶体管安全工作，必须 消除负载电感中的自感电动势击穿晶体管的可能性，
常用的办法是,在负载两端并联续流二极管 VD。
Ic
Us
R
L
VD
当晶体管关断时，
自感电动势使 二极管正向导通，
给负载电流提供一个续流回路,
同时 将晶体管的集电极钳位于 US
从而避免了被击穿。
0<t< t on,
T饱和,工作点轨迹 efM
t on <t< T，
T截止,工作点轨迹 Mgh
(mg’落入击穿区 )
缓冲电路
Ic
t
IL
Us Uce
Ic
Uce
IL
t
t
Us
toff
toff
关 断过程的 Ic,Uce
(4-55)工作点移动轨迹
（很安全）
原因：
续流二极管虽然在开关过程中把 Uce限制在电源电压 US 上，但由于在开关瞬间 Ic不变，
工作点还有冲出安全区的危险。
为了保证电力晶体管的安全工作，常设置缓冲电路。 由 RS,LS,VDS,CS组成
IL
Is
Cs
Ic
Us
LS
RS
VDS
L R
VD
晶体管关断时间很短,负载电流 IL不变,集电极电流 IC线性下降,
Ic=IL(1-t/toff) Is=IL-Ic=ILt/toff
工作点移动轨迹电容 CS上的充电电压 UCS
Ucs=(1/Cs ) ∫Isdt=ILt2/2Cstoff
当 t=toff时 Ic= 0 Ucs = Us
Us= ILtoff/2 Cs
Cs =ILtoff /2 Us
综合上述各式并整理,得,
Uce≈ Ucs =( IL-Ic)2toff / 2 CsIL
四、电力晶体管的开关过程、
开关损耗、和最佳开关损耗
（一）开关过程：
1、开通时间 ton：延迟时间 td + 上升时间
tr
2,关短时间 toff：存储时间 ts + 下降时间
tf（二）开关损耗：
R负载,1、开通过程,见教材 P148分析
2,关短 过程：
动态开关损耗除与开关时间有关外，还与开关频率成正比。
带续流二极管的 RL负载,1、开通过程,见教材 P149分析
2,关短 过程：
动态开关损耗与开关时间和开关频率成正比。
如果负载中除电阻和电感外，还有电动势 E，动态损耗并无变化。
（三） 最佳开关损耗
PWM变换器的开关频率越高，则电枢电流脉动越小，
而且也容易连续，从而能提高调速系统低速运行的平稳性。
同时，电流脉动越小，电动机附加损耗除也小。
PWM变换器的开关频率越高越好。
从开关损耗上看，随着频率的提高，
晶体管的开关损耗便会与频率成正比增加。
从 PWM变换器的传输效率最高的角度上看，
能使总损耗最小的开关频率才是最佳开关频率。
公式 见教材 P149 单极式 （ 4-67）
P150 双极式（ 4-68）
就出现了采用脉冲宽度调制（ PWM）
的高频开关控制方式形成的脉宽调制变换器 -直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即 直流 PWM调速系统 。
本节提要
（ 1） PWM变换器的工作状态和波形；
（ 2）直流 PWM调速系统的机械特性；
（ 3） PWM控制与变换器的数学模型；
（ 4）电能回馈与泵升电压的限制。
1.3.1 PWM变换器的工作状态和电压、
电流波形
PWM变换器的作用是：用 PWM调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压系列，
从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速。
PWM变换器电路有多种形式，主要分为不可逆与可逆两大类，下面分别阐述其工作原理。
V-M系统存在的问题,
1).存在电流谐波，深调速时转矩脉动大，
调速范围受限；
2).深调速时功率因数低，也限制调速范围；
3).要克服上述困难，加大平波电抗器，
限制系统的快速性，故中、小功率系统采用 脉宽调制变换器。
PWM优点,
1).主电路简单，功率元件少
2).开关频率高，电流容易连续，谐波小
3).低速性能好，稳态精度高
4).动态抗扰能力强
5).导通损耗小
6).不控三相整流（二极管）电网功率因数高一、不可逆 PWM变换器
1、简单的不可逆 PWM变换器
2,有制动电流通路的不可逆 PWM变换器
PWM分类,
二、可逆 PWM变换器
1、双极式 H型 PWM变换器
2、单极式 H型 PWM变换器
3、受限单极式 H型 PWM变换器
1,不可逆 PWM变换器简单的不可逆 PWM变换器 -直流电动机系统主电路原理图如图 1-16所示，功率开关器件可以是任意一种全控型开关器件，这样的电路又称 直流降压斩波器。
（ 1）简单的不可逆 PWM变换器图中,Us为直流电源电压,C为滤波电容器,VT为功率开关器件,VD为续流二极管，
M 为直流电动机,VT 的栅极由脉宽可调的脉冲电压系列 Ug驱动。
简单的不可逆 PWM变换器 -直流电动机系统
VD
Us
+
Ug
C
VT
id
M+
_
_E
（ a）电路原理图
主电路结构
2
1
Ub为正，晶体管导通，
电机加电压 Us,Ud=Us
Ub为负，晶体管截止，
电机通过二极管释放电枢电感储能,Ud= 0。
大电容滤波，二极管为电枢电感储能提供续流回路 。
工作状态与波形在一个开关周期内，
当 0 ≤ t < ton时,Ug为正,VT导通，电源电压通过 VT加到电动机电枢两端；
当 ton ≤ t < T 时,Ug
为负,VT关断，电枢失去电源，经 VD
续流。
U,i
Ud
E
id
Us
tton T0
图 1-16b 电压和电流波形
O
电机两端得到的平均电压为
(4-1)
式中? = ton / T 为 PWM 波形的占空比，
ss
on
d UUT
tU
输出电压方程改变? （ 0 ≤? < 1 ）即可调节电机的转速，
若令 = Ud / Us为 PWM电压系数，则在不可逆
PWM 变换器? =? (4-2)
问题,id不能反向，不能产生制动作用。
解决办法,设置反方向的的电力晶体管。
t on >T／ 2,ρ > 0,电枢两端平均电压 Ud为正，电机正转；
t on <T／ 2,ρ < 0,电枢两端平均电压 Ud为负，电机反转；
t on,＝ T／ 2,ρ = 0,电枢两端平均电压 Ud为 0，电机停转；
U,i
Ud
E
id
Us
tton T0
图 1-16b 电压和电流波形由正负脉冲电压的宽度确定电极的正、反转，
反映“可逆”作用：
（ 2）有制动的不可逆 PWM变换器电路在简单的不可逆电路中电流不能反向，
因而没有制动能力，只能作单象限运行。
需要制动时，必须为反向电流提供通路，
如图 1-17a所示的双管交替开关电路。当
VT1 导通时，流过正向电流 + id,VT2 导通时，流过 – id 。应注意，这个电路还是不可逆的，只能工作在第一、二象限，
因为平均电压 Ud 并没有改变极性。
图 1-17a 有制动电流通路的不可逆 PWM变换器
主电路结构
M
+ -
VD2
Ug2
Ug1
VT2
VT1
VD1
E
4
1
2
3
C
Us +
两个电力晶体管交替开关电路，
调速系统可在一、二象限运行。
工作状态与波形
一般电动状态在一般电动状态中，始终为正值（其正方向示于图 1-17a中）。设 ton为 VT1的导通时间，则一个工作周期有两个工作阶段：
在 0 ≤ t ≤ ton期间,Ug1为正,VT1导通,Ug2为负,VT2关断。此时，电源电压 Us加到电枢两端，电流 id 沿图中的回路 1流通。
一般电动状态（续）
在 ton ≤ t ≤ T 期间,Ug1和 Ug2都改变极性,VT1
关断，但 VT2却不能立即导通，因为 id沿回路 2
经二极管 VD2续流，在 VD2两端产生的压降给
VT2施加反压，使它失去导通的可能。
因此，实际上是 由 VT1和 VD2交替导通,虽然电路中多了一个功率开关器件，但并没有被用上。
U,i
Ud
E
id
Us
tton T0O
一般电动状态的电压、电流波形与简单的不可逆电路波形 （图 1-16b）
完全一样。
b）一般电动状态的电压、电流波形一般电动状态（续） 输出波形,
工作状态与波形（续）
在制动状态中,id为负值,VT2就发挥作用了。这种情况发生在电动运行过程中需要降速的时候。这时，先减小控制电压，使 Ug1 的正脉冲变窄，负脉冲变宽，
从而使平均电枢电压 Ud降低。但是，由于机电惯性，转速和反电动势 E还来不及变化，因而造成 E? Ud 的局面，很快使电流 id反向,VD2截止,VT2开始导通。
制动状态制动状态（续）
制动状态的一个周期分为两个工作阶段：
在 0 ≤ t ≤ ton 期间,VT2 关断,－ id 沿回路 4 经 VD1 续流，向电源回馈制动，与此同时,VD1 两端压降钳住
VT1 使它不能导通。
在 ton ≤ t ≤ T期间,Ug2 变正，于是 VT2导通，反向电流
id沿回路 3 流通，产生能耗制动作用。
因此,在制动状态中,VT2和 VD1轮流导通，
而 VT1始终是关断的,此时的电压和电流波形示于图 1-17c。
U,i
Ud
E
id
Us
tton T0
4 4 4 43 3 3
VT2 VT2 VT2
VD1 VD1 VD1 VD1
t
Ug
O
输出波形
c）制动状态的电压 ﹑ 电流波形工作状态与波形（续）
有一种特殊情况，即轻载电动状态，这时平均电流较小，以致在关断后经续流时，还没有到达周期 T,电流已经衰减到零，此时,因而两端电压也降为零，
便提前导通了，使电流方向变动，产生局部时间的制动作用。
轻载电动状态轻载电动状态（续）
第 1阶段,VD1续流，电流 – id 沿回路 4流通；
第 2阶段,VT1导通，电流 id 沿回路 1流通；
第 3阶段,VD2续流，电流 id 沿回路 2流通；
第 4阶段,VT2导通，电流 – id 沿回路 3流通。
轻载电动状态，一个周期分成四个阶段：
在 1,4阶段，电动机流过负方向电流，电机工作在制动状态；
在 2,3阶段，电动机流过正方向电流，电机工作在电动状态。
因此,在 轻载时，电流可在正负方向之间脉动，平均电流等于负载电流,其输出波形见下图
输出波形
d）轻载电动状态的电流波形
4
1 2
3
Tton0
U,i
Ud
E
id
Us
tton
T0
4
1 2
3O
负载较重,平均电流大,电机始终 电动（一象限）,
负载较小,平均电流小,电机可能处于制动。 （一、二象限）,
小 结
0 ~ t
on
t
on
~ T 期间工作状态
0 ~ t
4
t 4 ~ t on t on ~ t 2 t 2 ~ T
一般电动状态导通器件电流回路电流方向
VT
1
1
+
VD
2
2
+
制动状态 导通器件电流回路电流方向
VD
1
4
－
VT
2
3
－
轻载电动状态导通器件电流回路电流方向
VD
1
4
－
VT
1
1
+
VD
2
2
+
VT
2
3
－
表 1-3 二象限不可逆 PWM变换器的不同工作状态
2,桥式可逆 PWM变换器可逆 PWM变换器主电路有多种形式，
最常用的是桥式（亦称 H形）电路，如图
1-20所示。
这时，电动机 M两端电压的极性随开关器件栅极驱动电压极性的变化而改变，
其控制方式有 双极式、单极式、受限单极式等 多种。
+Us
Ug4
M
+ - Ug3
VD1
VD2
VD3
VD4
Ug1
Ug2
VT1
VT2 VT4
VT3
13
2
A B
4
图 1-18 桥式可逆 PWM变换器
H形主电路结构双极式控制的可逆 PWM变换器四个电力晶体管
VT1和 VT4、
VT2和 VT3
四个续流二极管
VD1和 VD4
VD2和 VD3）
双极式控制方式
（ 1）正向运行：
第 1阶段，在 0 ≤ t ≤ ton 期间,Ug1,Ug4为正，
VT1,VT4导通,Ug2,Ug3为负,VT2,VT3
截止,电流 id 沿回路 1流通，电动机 M两端电压 UAB = +Us ；
第 2阶段，在 ton ≤ t ≤ T期间,Ug1,Ug4为负，
VT1,VT4截止,VD2,VD3续流,并钳位使
VT2,VT3保持截止,电流 id 沿回路 2流通，电动机 M两端电压 UAB = –Us ；
双极式控制方式（续）
（ 2）反向运行：
第 1阶段，在 0 ≤ t ≤ ton 期间,Ug2,Ug3为负，
VT2,VT3截止,VD1,VD4 续流，并钳位使 VT1,VT4截止,电流 –id 沿回路 4流通，
电动机 M两端电压 UAB = +Us ；
第 2阶段，在 ton ≤ t ≤ T 期间,Ug2,Ug3 为正，
VT2,VT3导通,Ug1,Ug4为负，使 VT1,
VT4保持截止,电流 – id 沿回路 3流通，电动机 M两端电压 UAB = – Us ；
输出波形
U,i
Ud
Ei
d
+Us
tton T0
-Us
O
b) 正向电动运行波形
U,i
UdE
id
+Us
tton T0
-Us
O
c) 反向电动运行波形
输出平均电压双极式控制可逆 PWM变换器的输出平均电压为
（ 4-3）
如果占空比和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极式控制的可逆变换器中
= 2? – 1 （ 4-4）
注意,这里? 的计算公式与 不可逆变换器中的公式就不一样了。
s
on
s
on
s
on
d )1
2( U
T
tU
T
tTU
T
tU
调速范围调速时,?的可调范围为 0~1,–1<? <+1。
当? >0.5时,?为正，电机正转；
当? <0.5时,? 为负，电机反转；
当? = 0.5时,? = 0,电机停止。
注 意：
当 电机停止时电枢电压并不等于零,
而是正负脉宽相等的 交变脉冲电压,因而 电流也是交变的 。这个交变电流的平均值为零,不产生平均转矩，徒然增大电机的损耗,这是双极式控制的缺点。
但它也有好处，在电机停止时仍有高频微振电流，从而消除了正、反向时的静摩擦死区，起着所谓,动力润滑,的作用。
性能评价双极式控制的桥式可逆 PWM变换器有下列 优点,
（ 1）电流一定连续；
（ 2）可使电机在四象限运行；
（ 3）电机停止时有微振电流，能消除静摩擦死区；
（ 4）低速平稳性好，系统的调速范围可达 1:20000
左右；
（ 5）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。
性能评价（续）
双极式控制方式的 不足之处 是：
在工作过程中,4个开关器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且在切换时可能发生上、下桥臂直通的事故，为了 防止直通 。
解决办法：
防止上、下两管直通,在一管关断和另一管导通之间，
（ 在上、下桥臂的驱动脉冲之间）,设置逻辑延时 。
2、单极式 H型 PWM变换器
M
VD1
VT1
VD2
VT2
VD3
VD4
VT4
VT3
+Us
Ub2
Ub1 Ub3
Ub4
电力晶体管 VT1 和 VT2的基极驱动电压 Ub1＝－ Ub2 同双极式
VT3和 VT4基极驱动电压 Ub3和 Ub4,则由电机转向决定：
电机正转,Ub3恒为负,Ub4恒为正电机反转,Ub4恒为负,Ub3恒为正变换器只在一个阶段中输出某一极性的脉冲电压，
在另一阶段中 UAB ＝ 0,单极性波形图和占空比同不可逆变换器
（对静、动态性能要求低一些的系统,电路同双极式，但驱动信号不同 ）
优点：
工作工程中，电力晶体管 VT3,VT4二者有一个常导通、一个常截止，
开关损耗减少提高可靠性 。
单极式 PWM变换器优缺点：
缺点：
电力晶体管 VT1,VT2交替导通和关断，有直通的危险。
解决办法：
受限单极式 。
双极式与单极式可逆 PWM变换器的比较 见教材 P132表 4-1
3、受限单极式 H型 PWM变换器电机正转,
Ub3恒为负,Ub4恒为正,
Ub2恒为负,VT2 一直截止 ;
电机反转,
Ub4恒为负,Ub3恒为正,
Ub1恒为负,VT1一直截止 ;
PWM变换器 可靠性提高,
轻载下,负载电流小，
电力晶体管 VT1关断后 VD2导通，
VD2压降很快降为 0,VT2导通，
VT2关断后，反电动势送 -id经 VD1续流，
四管循环导通 。
当电源采用半导体（ 二极管不控器件 ）整流装置时，
在回馈制动阶段：
电能不可能通过它送回电网，只能向滤波电容 C充电，从而造成瞬间的电压升高，称,泵升电压,
如果回馈能量太大,“泵升电压”太高,
将危及电力晶体管和整流二极管，
应采用分流电阻和开关管组成的,泵升电压限制电路”
见教材 P150图 4-25
由于采用脉宽调制，严格地说，即使在稳态情况下，脉宽调速系统的转矩和转速也都是脉动的，所谓稳态，是指电机的平均电磁转矩与负载转矩相平衡的状态，机械特性是平均转速与平均转矩（电流）的关系。
采用不同形式的 PWM变换器，系统的机械特性也不一样。对于带制动电流通路的不可逆电路和双极式控制的可逆电路，电流的方向是可逆的，无论是重载还是轻载，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，现在就分析这种情况。
1.3.2 脉宽调速系统的开环机械特性对于带制动电流通路的不可逆电路，电压平衡方程式分两个阶段式中 R,L —电枢电路的电阻和电感。
带制动的不可逆电路电压方程
EtiLRiU dd dd s
（ 0 ≤ t < ton） （ 4-5）
EtiLRi dd0 dd
（ ton ≤ t < T） （ 4-6）
对于双极式控制的可逆电路，只在第二个方程中电源电压由 0 改为 –Us,其他均不变。于是，电压方程为
EtiLRiU dd dds
( 0 ≤ t < ton ) (4-7)
双极式可逆电路电压方程
EtiLRiU dd dds
(ton ≤ t < T ) (4-8)
按电压方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式。无论是上述哪一种情况，电枢两端在一个周期内的平均电压都是 Ud =? Us，只是? 与占空比
的关系不同，分别为式（ 4-2）和式（ 4-4）。
机械特性方程平均电流和转矩分别用 Id 和 Te 表示，
平均转速 n = E/Ce，而电枢电感压降的平均值 Ldid / dt 在稳态时应为零。
于是，无论是上述哪一组电压方程，其平均值方程都可写成
(4-9)
nCRIERIU edds
(4-10)
或用转矩表示，
(4-11)
式中 Cm = Km?N —电机在额定磁通下的转矩系数；
n0 =? Us / Ce —理想空载转速，与电压系数成正比。
d
e
0d
ee
s I
C
RnI
C
R
C
Un
机械特性方程
e
me
0e
mee
s T
CC
RnT
CC
R
C
Un
n
–Id,–Teav O
n0s
0.75n0s
0.5n0s
0.25n0s
Id,Teav
= 1
= 0.75
= 0.5
= 0.25
PWM调速系统机械特性图 1-20 脉宽调速系统的机械特性曲线 （电流连续）,n0s＝ Us /Ce
说 明
图中所示的机械曲线是电流连续时脉宽调速系统的稳态性能。
图中仅绘出了第一、二象限的机械特性，它适用于带制动作用的不可逆电路，双极式控制可逆电路的机械特性与此相仿，只是更扩展到第三、四象限了。
对于电机在同一方向旋转时电流不能反向的电路，轻载时会出现电流断续现象，把平均电压抬高，在理想空载时,Id = 0,理想空载转速会翘到 n0s＝ Us / Ce 。
目前，在中、小容量的脉宽调速系统中，
由于 IGBT已经得到普遍的应用，其开关频率一般在 10kHz左右，这时，最大电流脉动量在额定电流的 5%以下，转速脉动量不到额定空载转速的万分之一，可以忽略不计。
1.3.3 PWM控制与变换器的数学模型图 1-21绘出了 PWM控制器和变换器的框图,其驱动电压都由 PWM 控制器发出,PWM控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。
按照上述对 PWM变换器工作原理和波形的分析，不难看出，当控制电压改变时,PWM变换器输出平均电压按线性规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一个开关周期 T 。
Uc Ug UdPWM
控制器
PWM
变换器图 1-21 PWM控制与变换器框图因此 PWM控制与变换器（简称 PWM
装置）也可以看成是一个滞后环节，其传递函数可以写成
（ 1-28）
sTK
sU
sUsW se
)(
)()(
s
c
d
s
其中 Ks — PWM装置的放大系数；
Ts — PWM装置的延迟时间,Ts ≤ T0 。
当开关频率为 10kHz时,T = 0.1ms,在一般的电力拖动自动控制系统中，时间常数这么小的滞后环节可以近似看成是一个一阶惯性环节，
因此,
（ 1-29）
1
)(
s
s
s sT
KsW
与晶闸管装置传递函数完全一致。
/ / / C
A C ~ D C
+
-
U
s
整 流 器斩 波 器
CC+
1.3.4 电能回馈与泵升电压的限制
PWM变换器的直流电源通常由交流电网经不可控的二极管整流器产生，并采用大电容 C
滤波，以获得恒定的直流电压，电容 C同时对感性负载的无功功率起储能缓冲作用。
泵升电压产生的原因对于 PWM变换器中的滤波电容，其作用除滤波外，还有当电机制动时吸收运行系统动能的作用。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回馈电能，电机制动时只好对滤波电容充电，这将使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。
电力电子器件的耐压限制着最高泵升电压，
因此电容量就不可能很小，一般几 千瓦 的调速系统所需的电容量达到数千 微法 。
在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制泵升电压，这时，可以采用下图中的镇流电阻 Rb 来消耗掉部分动能。
分流电路靠开关器件 VTb 在泵升电压达到允许数值时接通。
泵升电压限制
泵升电压限制电路
+
-
U
s
C
R
b
V T
b
过电压信号
Us
Rb
VTb
C+
泵升电压限制（续）
对于更大容量的系统，为了提高效率，
可以在二极管整流器输出端并接逆变器，
把多余的能量逆变后回馈电网。当然，这样一来，系统就更复杂了。
PWM系统的优越性
主电路线路简单，需用的功率器件少；
开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小；
低速性能好，稳速精度高，调速范围宽；
系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强；
功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，
当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高；
直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。 返回目录
（补充 1） 脉宽调速系统的控制电路
ASR
FA
GM
ACR PWMGDUPW DLD
Un*
+
Un
-
Ui*
+
Ui
-
Uc
M
UPW:脉宽调制器 FA 瞬时动作的限流保护
GM:调制波发生器 ASR速度调节器
DLD:逻辑延时环节 ACR电流调节器
GD,电力晶体管基极驱动器常用的脉宽调制器,
,用锯齿波作调制信号的脉宽调制器
,用三角波作调制信号的脉宽调制器
,用多谐振荡器和单稳态触发器组成的脉宽调制器
,数字式脉宽调制器
UPW:脉宽调制器是一个电压脉冲变换装置，受 UC控制，
为 PWM提供所需的脉冲信号,
+ R 0
U p w
U b
-
R 0
R 0
U s a
U c
+ / -
锯齿波脉宽调制器 UPW
三个输入信号,(送运算放大器的反相输入端 )
锯齿波调制 信号 Usa(1~4KHz)
控制电压 Uc
（用于调节周期不变、脉冲宽度可变的调制 输出电压 Upw)
负偏压信号 Ub= 0.5Usamax
（调节零点：使 Ud ＝ 0,Uc＝ 0)
改变控制电压 Uc极性，
改变电机 转向 ；锯齿波脉宽调制调制方法改变控制电压 Uc大小，
改变输出脉冲宽度；
改变电机 转速 。
Usamax
Uc=0
-Ub
Usa
UPW
+UC-Ub,正宽负窄,经 倒 相器,正窄负宽
-UC-Ub,合成电压负宽正 窄，
经 倒 相器,正宽负窄。
Uc>0
Usa
Usamax
-Ub
UPW
+UC
Usa
Uc<0
UPW
Ub -UC
DLD:逻辑延时环节问题：
晶体管的 关断时间 toff = 存储时间 ts + 电流下降时间 tf
可逆 PWM变换器中：跨接在电源两瑞的上、下两个晶体管交替工作。
在这段时间内晶体管并未完全关断,另一个晶体管已经导通，
则将造成直通，从而使电源正负极短路。
解决：
设置 R,C电路构成的逻辑延时环节 DLD，
保证在对一个管于发出关闭脉冲后，
延时 tld后再发出对另一个管子的开通脉冲。
在逻辑延时环节 中 还可以引入保护信号,保护电力晶体管。
一旦桥臂电流超过允许最大电流值，
使同一桥臂的两管 VT1,VT4（或 VT2,VT3）同时封锁。
延时 时间 tld大于 晶体管的 存储时间 ts
基极驱动器各驱动器独立，但控制电路共用,采用光电隔离驱动电流波形分,开通、饱和导通和关断三个阶段,
脉宽调制器输出的脉冲信号，
经信号分配和逻辑延时后，
送到基极驱动器作功率放大，
以驱动主电路的电力晶体管。
（ 1）开通阶段基极电流 Ib1确定,
为了使晶体管在任何情况下开通时都能充分饱和导通，应根据电动机的制动电流和晶体管的电流放大系数?来确定所需的基极电流 Ib1
存在的问题：
由于 晶体管在开通瞬间还要承担与其串联的续流二极管关断时反响恢复电流的冲击，
有可能使晶体管在开通瞬间因基极电流不足而退出饱和区，
导致正向击穿。
强迫驱动的时间取决于续流二极管的反向恢复时间。
解决办法：
应 引入加速开通电路,
在 基极电流 Ib1的基础上 再增加 一个 强迫驱动电流分量?Ib1
（ 2）饱和导通阶段晶体管饱和导通的 基极电流 Ib1 主要决定于在最大集电极电流时能够饱和导通,只要 比 这时的 临界饱和基极电流大见教材 P137图 4－ 12
基极电流 Ib1的要求,
（ 3） 关断阶段基极驱动电路 由功放三极管、门电路、延时环节组成。
由于晶体管导通时处于饱和状态,在关断时有大量存储电荷,导致关断时间延长。
存在的问题：
解决办法：
应在 基极负的偏压,
以抽出大量存储电荷，形成负的基极电流 -Ib2 。
在晶体管关断后,负偏压能使它可靠地截止。
（补充） 晶体管脉宽调速系统的特殊问题一、电流脉动量与转速脉动量二、脉宽调制器和 PWM变换器的传递函数三、电力晶体管的安全工作区和缓冲电路四、电力晶体管的开关过程、开关损耗和最佳开关频率一、电流脉动量与转速脉动量
1、假设条件：
认为电力晶体管是无惯性元件，即 忽略它的开通时间和关断时间；
忽略 PWM变换器内阻的变化，认为它 在不同开关状态下电枢回路电阻 R是常值 。
脉冲开关频率足够高，因而开关周期 T远小于系统的机电时间常数 Tm,在分析 电流的周期性变化时可以认为转速和反电动势 E都不变 。
2、电流脉动量,的大小随占空比?值而变化,
最大电流脉动量,d (? i d)/d?=0,?=0.5时双极式的? idmax比单 极式的? idmax 大一倍。
电流脉动量：
双极式的? id 不是单 极式的? id 的两倍。
3、转速脉动量：
当电枢电流近似看成按线性变化时，角转速的脉动量正比于最高理想空载转速，反比于系统的时间常数,而且正比于开关周期的平方。
lm
S
TT
T
8
)1( 02
当开关频率足够高时，转速脉动量小。
即,电枢 PWM电压的交变分量对转速的影响是极其微小的。
二、脉宽调制器和 PWM变换器的传递函数当控制电压改变时,PWM变换器的输出电压要等到下一周期才能改变，可看成 滞后环节 。
当整个系统开环频率特性截止频率时,滞后环节可看成 一阶惯性环节 。
脉宽调制器和 PWM变换器的传递函数可看成：
1 Ts
KW P W M
P W M
TC 3
1
KPWM=Ud /Uc 脉宽调制器和 PWM
变换器 的放大系数；
Ud PWM 变换器 的输出电压；
Uc 脉宽调制器的控制电压。
三、电力晶体管的安全工作区和缓冲电路饱和区放大区截止区二次击穿临界线晶体管各工作区的条件和特点 见教材 P143表 4-2
击穿分类：
雪崩击穿二次击穿电力晶体管工作在开关状态,开：饱和区；关：截止区晶体管的工作点 由饱和区过度到截止区或由截止区过度到饱和区，
都要经过放大区，
如果出现事故，就要 落入击穿区 。
雪崩击穿：
（ 1）在基极截止负偏压不太大，集电极电流限制在安全值以内，
电压降低后晶体管能恢复工作。
（ 2）雪崩击穿使管耗显著增大，以致局部过热而影响它的寿命。
设计时，使 击穿电压比工作中承受的最大电压高 40%~50%
二次击穿：
如果晶体管的工作点进入雪崩击穿区后，集电极电流未被限制住，
而继续增大到某一临界值后,Uce突然减小，然后 Ic迅速增大，
出现二次击穿（ Secondary Breskdown)SB
USB 二次击穿临界电压
ISB 二次击穿临界电流电力晶体管 在出现 二次击穿后立即烧毁。
晶体管击穿
PSB
Pcm
Icm
SOA
Ucemax
电力晶体管的安全工作区
（ Safe Operation Area)
Pcm最大功率＝ Ic?Uce
PsB最大功率＝ IsB?UsB
Pcm功率线,PsB功率线最大集电极电流 Icm
最大集电极电压 Ucemax
纯电阻负载
Ic
M
Ucs Uce
Ic
N
IcRc=Us-Uce
共射电路负载线 MN
N饱和状态工作点
M截止状态工作点工作点在伏安特性曲线上沿负载线 MN移动，
只要 M,N两点都在安全工作区内，
开关过程就不会超过安全工作区电阻 -电感负载（电动机）
M
Us Uce
Ic
N
UB
d
b
c
a
Ic
Us
电流断续时的工作点轨迹见教材 P144
负载时间常数,TL=LL/RC
TL> > T，电流 IC连续；
TL与 T数值相近，电流 IC断续；
T：晶体管的开关周期截止区到饱和区,MaN
饱和区到截止区,NbcdM可能落入击穿区,
Uce
M
Us
Ic
N
UB
f
g
h
Ib1
Ic2
Ic1
TL> > T，电流 IC连续；
电流连续时的工作点轨迹结论：
当晶体管带 R-L负载时，不论电流 IC是连续还是断续，晶体管的工作点都会进入击穿区，
应设法避免。
见教材 P145
工作点轨迹,efg回线移动既不到饱和工作点 N
也不到截止工作点 M
在 晶体管关断期间，工作点一直在击穿区。 Uce＝ UB
带续流二极管的电阻 -电感负载
M
Us U
ce
Ic
N
f
gh
Ib1
Ic2
Ic1
g’
e
原因：
为保证 R-L负载的晶体管安全工作，必须 消除负载电感中的自感电动势击穿晶体管的可能性，
常用的办法是,在负载两端并联续流二极管 VD。
Ic
Us
R
L
VD
当晶体管关断时，
自感电动势使 二极管正向导通，
给负载电流提供一个续流回路,
同时 将晶体管的集电极钳位于 US
从而避免了被击穿。
0<t< t on,
T饱和,工作点轨迹 efM
t on <t< T，
T截止,工作点轨迹 Mgh
(mg’落入击穿区 )
缓冲电路
Ic
t
IL
Us Uce
Ic
Uce
IL
t
t
Us
toff
toff
关 断过程的 Ic,Uce
(4-55)工作点移动轨迹
（很安全）
原因：
续流二极管虽然在开关过程中把 Uce限制在电源电压 US 上，但由于在开关瞬间 Ic不变，
工作点还有冲出安全区的危险。
为了保证电力晶体管的安全工作，常设置缓冲电路。 由 RS,LS,VDS,CS组成
IL
Is
Cs
Ic
Us
LS
RS
VDS
L R
VD
晶体管关断时间很短,负载电流 IL不变,集电极电流 IC线性下降,
Ic=IL(1-t/toff) Is=IL-Ic=ILt/toff
工作点移动轨迹电容 CS上的充电电压 UCS
Ucs=(1/Cs ) ∫Isdt=ILt2/2Cstoff
当 t=toff时 Ic= 0 Ucs = Us
Us= ILtoff/2 Cs
Cs =ILtoff /2 Us
综合上述各式并整理,得,
Uce≈ Ucs =( IL-Ic)2toff / 2 CsIL
四、电力晶体管的开关过程、
开关损耗、和最佳开关损耗
（一）开关过程：
1、开通时间 ton：延迟时间 td + 上升时间
tr
2,关短时间 toff：存储时间 ts + 下降时间
tf（二）开关损耗：
R负载,1、开通过程,见教材 P148分析
2,关短 过程：
动态开关损耗除与开关时间有关外，还与开关频率成正比。
带续流二极管的 RL负载,1、开通过程,见教材 P149分析
2,关短 过程：
动态开关损耗与开关时间和开关频率成正比。
如果负载中除电阻和电感外，还有电动势 E，动态损耗并无变化。
（三） 最佳开关损耗
PWM变换器的开关频率越高，则电枢电流脉动越小，
而且也容易连续，从而能提高调速系统低速运行的平稳性。
同时，电流脉动越小，电动机附加损耗除也小。
PWM变换器的开关频率越高越好。
从开关损耗上看，随着频率的提高，
晶体管的开关损耗便会与频率成正比增加。
从 PWM变换器的传输效率最高的角度上看，
能使总损耗最小的开关频率才是最佳开关频率。
公式 见教材 P149 单极式 （ 4-67）
P150 双极式（ 4-68）
