第六章 异步电动机变压变频调速系统
---转差功率不变型的调速系统
VVVF调速系统主讲：易灵芝湘潭大学信息工程学院
概 述异步电机的变压变频调速系统一般简称为变频调速系统。由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。
因此现在应用面很广，是本篇的重点。
异步电动机变压变频调速系统
§ 6.6 基于动态模型按转子磁链控制的直接转矩控制系统
§ 6.1 变频调速的基本控制方式
§ 6.2 异步电动机电压,频率协调控制的稳态机械特性
§ 6.3 电力电子变压变频器的主要类型
§ 6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制（ PWM）技术
§ 6.5 基于 异步电动机的稳态数学模型变压变频调速系统
§ 6.7 基于动态模型按定子磁链控制的直接转矩控制系统
§ 6.6 异步电动机的动态数学模型和坐标变换要 求 及 重 点重点：
◆ 变频调速系统的工作原理及变频电路。
要 求：
◆ 掌握转速开环、恒压频比控制的变频调速系统和转速闭环、转差控制的变频调速系统的工作原理及组成结构。
◆ 掌握正旋波脉宽调制逆变器工作原理及组成结构。
◆ 了解几种常见的静止式变频装置组成结构及各自优缺点。
◆ 了解异步电动机的多变量数学模型坐标变换变换方法及其意义。
回 顾
p
60f1 (1-s)n=
变频调速变极调速变转差率调速异步电机调速方式有哪些？
回 顾
p
60f1 (1-s)n=
异步电机调速方式有哪些？ 异步电机调速方式：
变频调速 f1
变极调速 p
变转差率调速 s
§ 6.1 变频调速的基本控制方式
Eg=4.44f1N1kN1Φm
气隙磁通在定子每相中感应电动势有效值 定子频率定子每相绕组串联匝数基波绕组系数每极气隙磁通量
Φm =K
f1
Eg恒磁通调速
◎ 基频以下为什么采用恒磁通调速？
磁通太弱,没有充分利用铁心；
磁通太强,会导致铁心饱和，产生过大的励磁电流，
严重时会损坏电机。
要保持 直流电机 的磁通恒定，因为其 励磁系统是独立 的，只要对电枢反应的补偿合适，容易做到保持磁通恒定。
磁通?m 由定子和转子磁势合成产生,
要保持 交流异步电机的磁通恒定，必须采用恒压频比控制。
◎ 直流电机和交流异步电动机，分别采用什么方法使电机每极的磁通恒定？
▲ 三种恒压频比控制方式
Eg / f1=K
Eg /f1=K
E2/f1=K
U1/f1=K
加定子电压补偿的 U1/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
0
U
f
恒值电动势频率比的控制方式恒压频比的控制方式
Eg/f1=K
气隙磁链在每相定子中的感应电动势 /输入频率
U1/f1=K
定子相电压 /输入频率
E2/f1=K
转子磁链在每相定子中的感应电动势 /输入频率
◎ 交流异步电动机的恒压频比控制有哪几种方式？
三种恒压频比控制方式（之一）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
Eg气隙磁链在每相定子中的感应电动势。
难实现,加定子电压补偿的目标，改善低速性能 。
机械特性非线性
Eg /f1=K
0
U
f
然而，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 U1 ≈ Eg，则,U1/f1=K
Tmax,Dnm与频率无关，机械特性平行，硬度相同，
类似于直流电动机的降压调速，属于 恒转矩调速 。
三种恒压频比控制方式（之一）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
eT
O
n
N0n
03n
02n
01n
N1?
11?
12?
13?
131211N1
补偿定子压降后的特性
U1定子相电压
（忽略定子电阻损耗）
易实现，
但低速时效果差，
机械特性非线性。
三种恒压频比控制方式（之二）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
U1/f1=K
加定子电压补偿的 U1/f1=K
0
U
f
f1接近额定频率时,Tmax变化不大,f1的降低，
Tmax变化较大，在低速时甚至拖不动负载。
三种恒压频比控制方式（之二）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
eT
O
n
N0n
03n
02n
01n
N1?
11?
12?
13?
131211N1
补偿定子压降后的特性实际上 U1/f1=常数,由于频率很低时定子电阻损耗相对较大，不可忽略，故必须进行定子电压补偿。
三种恒压频比控制方式（之二）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
O
Us
f 1
图 6-1 恒压频比控制特性
UsN
f 1N
a — 无补偿
b — 带定子压降补偿三种恒压频比控制方式（之三）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
E2转子磁链在每相定子中的感应电动势（忽略转子电阻损耗）转子磁链恒值，机械特性线性，稳态性能和动态性能好，最难实现。矢量控制追求的目标。
E2/f1=K
0
U
f
恒功率调速恒磁通调速
▲ 分段变频调速
φnm
U1 φ
恒磁通调速
（ 基频以下）
恒功率调速
（ 基频以上）
◎ 交流异步电动机变压变频调速系统在基速以上和基速以下分别采用什么控制方法，磁通、转矩、功率呈现怎样的变化规率？并请用图形表示。
1f1n
U1n
f
0
恒磁通调速
（ 基频以下）
恒功率调速
（ 基频以上）
恒磁通调速
（恒转矩调速）
Eg/f1=常数
U1≈ Eg
忽略定子电阻损耗
U1/f1=常数
φnm
U1
1f1n
U1n
f
0
恒磁通调速恒磁通调速
（ 基频以下）
恒功率调速
（ 基频以上）
恒磁通调速
（恒转矩调速）
补偿定子电阻损耗
U1/f1=常数
O
Us
f 1
图 6-1 恒压频比控制特性
Us
N
f 1N
a — 无补偿
b — 带定子压降补偿恒磁通调速
（ 基频以下）
恒功率调速
（ 基频以上）
恒功率调速
U1 = U1 n
P1 = P1 n
φnm
U1 φ
1f1n
U1n
f
0
恒功率调速频率应该从 f1N 向上升高,但定子电压
Us 却不可能超过额定电压 UsN,最多只能 保持 Us = UsN,这将迫使磁通与频率成反比地降低,
频率越大,磁通就越小,类似于直流电动机的 弱磁增速 。
变频调速的特点：
总 结
(4) 无级调速。
(1) 从基频向下调时，为恒转矩调速方式；
从基频向上调时，为近似恒功率调速方式
(2) 调速范围大。
(3) 调速稳定性好。
如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，
磁通恒定时转矩也恒定，
属于,恒转矩调速,性质，
而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于
,恒功率调速,
6.2 异步电动机电压－频率协调控制时的机械特性本节提要
恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性
基频以下电压 -频率协调控制时的机械特性
基频以上恒压变频时的机械特性
恒流正弦波供电时的机械特性
6.2.1 恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性第 5章式（ 5-3）已给出异步电机在恒压恒频正弦波供电时的机械特性方程式 Te= f (s)。 当定子电压
Us 和电源角频率?1 恒定时，可以改写成如下形式：
2'
rs
2
1
22'
rs
'
r1
2
1
s
pe )()(3
ll LLsRsR
RsUnT
（ 6-4）
特性分析当 s很小时，可忽略上式分母中含 s各项，则
（ 6-5）
也就是说，当 s很小时，转矩近似与 s成正比，
机械特性 Te = f（ s）是一段直线，见图 6-3。
s
R
sU
nT
'
r
1
2
1
s
pe 3
特性分析（续）
当 s 接近于 1时，可忽略式（ 6-4）分母中的 Rr',
则
sLLRs
RUnT
ll
1
])([
3 2'
rs
2
1
2
s
'
r1
2
1
s
pe
（ 6-6）
即 s接近于 1时转矩近似与 s成反比,这时,
Te = f（ s） 是对称于原点的一段双曲线 。
机械特性当 s 为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。
sm
n
n0
s
Te0 1
0 Te
Temax
Temax
图 6-3 恒压恒频时异步电机的机械特性
6.2.2 基频以下电压 -频率协调控制时的机械特性由式（ 6-4）机械特性方程式可以看出，对于同一组转矩 Te 和转速 n（或转差率 s）的要求，
电压 Us 和频率?1 可以有多种配合。
在 Us 和?1 的不同配合下机械特性也是不一样的，因此可以有不同方式的电压－频率协调控制。
1,恒压频比控制（ Us /?1 ）
在第 6-1节中已经指出，为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速自然要随频率变化。
p
1
0 2
60
n
n
（ 6-7）
在式（ 6-5）所表示的机械特性近似直线段上，
可以导出
2
1
s
p
er
1
3
U
n
TR
s
'
（ 6-9）
带负载时的转速降落为
1
p
0 2
60?
s
n
snnD
（ 6-8）
由此可见，当 Us /?1 为恒值时，对于同一转矩 Te,s?1 是基本不变的，因而 Dn 也是基本不变的。这就是说，在恒压频比的条件下改变频率?1 时，机械特性基本上是平行下移，如图
6-4所示。它们和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。
所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小，可参看第 5章式
（ 5-5），对式（ 5-5）稍加整理后可得
2'
rs
2
1
s
1
s
2
1
sp
m a xe
)(
1
2
3
ll LL
RR
Un
T
（ 6-10）
可见最大转矩 Temax 是随着的?1 降低而减小的。频率很低时,Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压
Us，可以增强带载能力，见图 6-4。
机械特性曲线
eT
O
n
N0n
03n
02n
01n
N1?
11?
12?
13?
131211N1
图 6-4 恒压频比控制时变频调速的机械特性补 偿 定 子 压降后的特性
2,恒 Eg /?1 控制下图再次绘出异步电机的稳态等效电路，
图中几处感应电动势的意义如下：
Eg — 气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中的感应电动势；
Es — 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势；
Er — 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势
（折合到定子边）。
图 6-5 异步电动机稳态等效电路和感应电动势
Us
1
Rs Lls L’lr
Lm R’r /s
Is
I0
I’r
异步电动机等效电路
EgEs Er
特性分析如果在电压－频率协调控制中，恰当地提高电压 Us 的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持 Eg /?1 为恒值（基频以下），则由式（ 6-1）可知，无论频率高低，每极磁通?m
均为常值。
特性分析（续）
由等效电路可以看出
2'
r
2
1
2
'
r
g'
r
lL
s
R
E
I
（ 6-11）
代入电磁转矩关系式,得
2'
r
2
1
22'
r
'
r1
2
1
g
p
'
r
2'
r
2
1
2'
r
2
g
1
p
e 3
3
l
l
LsR
RsE
n
s
R
L
s
R
En
T
（ 6-12）
特性分析（续）
利用与前相似的分析方法，当 s很小时，可忽略式（ 6-12）分母中含 s 项，则
s
R
sE
nT
'
r
1
2
1
g
pe 3
（ 6-13）
这表明机械特性的这一段近似为一条直线。
特性分析（续）
当 s 接近于 1时，可忽略式（ 6-12）分母中的 Rr'2 项，则
sLs
RE
nT
l
1
3
2'
r1
'
r
2
1
g
pe
（ 6-14）
s 值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。
性能比较但是，对比式（ 6-4）和式（ 6-12）可以看出，恒 Eg /?1 特性分母中含 s 项的参数要小于恒 Us /?1 特性中的同类项，也就是说,s 值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒 Eg
/?1 特性的线性段范围更宽。
将式（ 6-12）对 s 求导，并令 dTe / ds = 0，可得恒 Eg /?1控制特性在最大转矩时的转差率
'
r1
'
r
m
lL
Rs
（ 6-15）
性能比较（续）
值得注意的是，在式（ 6-16）中，当 Eg /?1
为恒值时,Temax 恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒 Us /?1 控制的性能。
这正是恒 Eg /?1 控制中补偿定子压降所追求的目标。
和最大转矩
'
r
2
1
g
pm a xe
1
2
3
lL
E
nT
（ 6-16）
机械特性曲线
eT
O
n
N0n
03n
02n
01n
N1?
11?
12?
13?
131211N1
Temax
恒 Eg /?1 控制时变频调速的机械特性
3,恒 Er /?1 控制如果把电压－频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒 Er
/?1 控制，那么，机械特性会怎样呢？由此可写出
sR
EI
/'r
r'
r?
（ 6-17）
代入电磁转矩基本关系式，得
'
r
1
2
1
r
p
'
r
2
'
r
2
r
1
p
e 3
3
R
sE
n
s
R
s
R
En
T
（ 6-18）
现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线，见图 6-6。
0
s
1 0 T
e
几种电压－频率协调控制方式的特性比较图 6-6 不同电压－频率协调控制方式时的机械特性恒 Er /?1 控制恒 Eg /?1 控制恒 Us /?1 控制
a b
c
显然，恒 Er /?1 控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。
现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的 Er /?1 呢？
按照式（ 6-1）电动势和磁通的关系，可以看出，
当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（ 6-
1）中，气隙磁通的感应电动势 Eg 对应于气隙磁通幅值?m,那么，转子全磁通的感应电动势 Er
就应该对应于转子全磁通幅值?rm,
由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值?rm
= Constant 进 行控制，就可以获得恒 Er /?1 了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，
下面在第 6-7节中将详细讨论 。
rmNs1r Φ44.4 skNfE?
（ 6-19）
4．几种协调控制方式的比较综上所述，在正弦波供电时，按不同规律实现电压－频率协调控制可得不同类型的机械特性。
（ 1）恒压频比（ Us /?1 = Constant ）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，
但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。
（ 2）恒 Eg /?1 控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到?rm =
Constant，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。
（ 3）恒 Er /?1 控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通?rm 恒定进行控制，即得
Er /?1 = Constant
而且，在动态中也尽可能保持?rm 恒定是矢量控制系统的目标，当然实现起来是比较复杂的。
6.2.3 基频以上恒压变频时的机械特性
性能分析在基频以上变频调速时，由于定子电压
Us= UsN 不变，式（ 6-4）的机械特性方程式可写成
2' rs2122'rs1
'
r2
sNpe )()(3
ll LLsRsR
sRUnT
（ 6-20）
性能分析（续）
而式（ 6-10）的最大转矩表达式可改写成
（ 6-21）
同步转速的表达式仍和式（ 6-7）一样。
2' rs212ss12sNpm a xe )(123 ll LLRRUnT
机械特性曲线恒功率调速
eT
O
n
N0n
c0n
b0n
a0n
N1?
a1?
b1?
c1?
c1?b1?a1?N1? < < <
由此可见，
当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，
机械特性上移，
而形状基本不变，如图所示。
图 6-7 基频以上恒压变频调速的机械特性由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。
最后，应该指出，以上所分析的机械特性都是在正弦波电压供电下的情况。如果电压源含有谐波，将使机械特性受到扭曲，并增加电机中的损耗。因此在设计变频装置时，
应尽量减少输出电压中的谐波。
6.2.4 恒流正弦波供电时的机械特性在变频调速时，保持异步电机定子电流的幅值恒定，叫作恒流控制，电流幅值恒定是通过带 PI调节器的电流闭环控制实现的，这种系统不仅安全可靠而且具有良好的动静态性能。
恒流供电时的机械特性与上面分析的恒压机械特性不同，现进行分析。
转子电流计算
设电流波形为正弦波，即忽略电流谐波，
由异步电动机等效电路图所示的等效电路在恒流供电情况下可得
)(
)(
'
rm1
'
r
m1
s
'
r1
'
r
'
r1
'
r
m1
'
r1
'
r
m1
s
'
r
ll
l
l
LLj
s
R
Lj
I
Lj
s
R
Lj
s
R
Lj
Lj
s
R
Lj
II
转子电流计算（续）
电流幅值为
（ 6-22）
2'
rm
2
1
2
'
r
sm1'
r
)(
l
LL
s
R
IL
I
电磁转矩公式
将式（ 6-22）代入电磁转矩表达式得
（ 6-23）
2'
rm
2
1
2
'
r
'
r
2
s
2
m
2
1
1
p
'
r2'
r
1
p
e
)()(
33
lLL
s
R
s
R
IL
n
s
R
I
n
T
2'
rm
2
1
22'
r
'
r2
s
2
m1p )(3
lLLsR
sRILn
最大转矩及其转差率取 dTe /dt = 0，可求出恒流机械特性的最大转矩值
（ 6-24）
产生最大转矩时的转差率为
（ 6-25）
)(2
3
'
rm
2
s
2
mp
.c o n s tm a xe s
l
I LL
ILn
T
)( ' rm1
'
r
.c o n s tm s
l
I LL
Rs
机械特性曲线按上式绘出不同电流、不同频率下的恒流机械特性示于图 6-8。
图 6-8 恒流供电时异步电动机的机械特性
TeO
n
a1sb,?I
b1a1
sbsa
II
a1sa,?I
b1sb,?I
b1sa,?I
性能比较第 5章式 （ 5-4） 和 （ 5-5） 给出了恒压机械特性的最大转差率和最大转矩,现再录如下：
（ 5-4）
（ 5-5）2' rs212ss
2
sp
.c o n s tm a xe )(2
3
1
s
ll
U LLRR
Un
T
2'
rs
2
1
2
s
'
r
.c o ns tm )(s
ll
U LLR
Rs
性能比较（续）
比较恒流机械特性与恒压机械特性,由上述表达式和特性曲线可得以下的结论：
（ 1） 恒流机械特性与恒压机械特性的形状相似,都有理想空载转速点 （ s=0,Te= 0）
和最大转矩点 （ sm,Temax ） 。
性能比较（续）
（ 3） 恒流机械特性的最大转矩值与频率无关,
恒流变频时最大转矩不变,但改变定子电流时,
最大转矩与电流的平方成正比 。
（ 2） 两类特性的特征有所不同,比较式 （ 6-25）
和式 （ 5-4） 可知,由于 Lls << Lm,所以,sm|
<< sm| 因此恒流机械特性的线性段比较平,
而最大转矩处形状很尖 。
Is = const,Us = const.
性能比较（续）
Is = const.
Us = const.
（ 4）由于恒流控制限制了电流 Is，而恒压供电时随着转速的降低 Is会不断增大，所以在额定电流时 Temax| 的要比额定电压时的 Temax| 小得多，用同一台电机的参数代入式（ 6-24）和式（ 5-5）可以证明这个结论。但这并不影响恒流控制的系统承担短时过载的能力，因为过载时可以短时加大定子电流，以产生更大的转矩，参看图 6-8。
小 结
电压 Us与频率?1是变频器 —异步电动机调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。
在基频以下，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒 Er /?1控制的性能最好。
在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。
返回目录一、间接变频装置二、直接变频装置三、电压源变频器电流源变频器 交 -交变频装置
*6.3 电力电子变压变频器的主要类型目的,调节电压、频率、相位整流 逆变
DC ACAC
CVCF VVVF
交 -直 -交变频装置
引 言如前所述，对于异步电机的变压变频调速，必须具备能够同时控制电压幅值和频率的交流电源，而电网提供的是恒压恒频的电源，因此应该配置变压变频器，又称
VVVF（ Variable Voltage Variable Frequency）装置。
最早的 VVVF装置是旋转变频机组，即由直流电动机拖动交流同步发电机，调节直流电动机的转速就能控制交流发电机输出电压和频率。自从电力电子器件获得广泛应用以后，旋转变频机组已经无例外地让位给静止式的变压变频器了。
6.3.1 交 -直 -交和交 -交变压变频器从整体结构上看,电力电子变压变频器可分为交 -直 -交和交 -交两大类 。
1.交 -直 -交变压变频器交 -直 -交变压变频器先将工频交流电源通过整流器变换成直流，再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流，如下图所示。
交 -直 -交变压变频器基本结构图 7-9 交 -直 -交（间接）变压变频器变压变频
(VVVF)
中间直流环节恒压恒频
(CVCF)
逆变DC ACAC50Hz~ 整流由于这类变压变频器在恒频交流电源和变频交流输出之间有一个“中间直流环节”，所以又称间接式的变压变频器。
具体的整流和逆变电路种类很多，当前应用最广的是由二极管组成不控整流器和由功率开关器件（ P-MOSFET,IGBT等）
组成的脉宽调制（ PWM）逆变器，简称
PWM变压变频器，如下图所示。
交 -直 -交 PWM变压变频器基本结构图 7-10 交 -直 -交 PWM变压变频器变压变频
(VVVF)
中间直流环节恒压恒频
(CVCF)
PWM
逆变器
DC
ACAC50Hz~
调压调频
C
PWM变压变频器具有如下的一系列优点
PWM变压变频器的应用之所以如此广泛,是由于它具有如下的一系列优点：
（ 1） 在主电路整流和逆变两个单元中,只有逆变单元可控,通过它同时调节电压和频率,结构简单 。 采用全控型的功率开关器件,只通过驱动电压脉冲进行控制,
电路也简单,效率高 。
（ 2）输出电压波形虽是一系列的 PWM波，但由于采用了恰当的 PWM控制技术，正弦基波的比重较大，影响电机运行的低次谐波受到很大的抑制，因而转矩脉动小，
提高了系统的调速范围和稳态性能。
（ 3） 逆变器同时实现调压和调频,动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响,系统的动态性能也得以提高 。
（ 4）采用不可控的二极管整流器，电源侧功率因素较高，
且不受逆变输出电压大小的影响。
PWM变压变频器常用的功率开关器件有,P-
MOSFET,IGBT,GTO和替代 GTO的电压控制器件如
IGCT,IEGT等。
受到开关器件额定电压和电流的限制，对于特大容量电机的变压变频调速仍只好采用半控型的晶闸管
（ SCR），并用可控整流器调压和六拍逆变器调频的交 -
直 -交变压变频器，见下图。
普通交 -直 -交变压变频器的基本结构
SCR可控整流器六 拍逆变器
DC ACAC50Hz~
调频调压图 7-11 可控整流器调压、六拍逆变器调频的交 -直 -交变压变频器
▲ 间接变频间接变频装置（第一种）
可控整流逆变器
DC ACAC
调压 调频优点,结构简单、控制方便。
缺点,
输入环节用可控整流，电压和频率较低时，电网的功率因数较小。 输出环节多由晶闸管组成的三相六拍逆变器（每周换流六次），输出的谐波较大。
优点,不控整流,输入功率因数高，控制较方便。
缺点,输出环节多由晶闸管组成的三相六拍逆变器
（每周换流六次），输出的谐波较大。
不控整流逆变器
DC ACAC
调压 调频斩波器
DC
▲ 间接变频间接变频装置（第二种）
优点,不控整流，
输入功率因数高，
控制较方便。
PWM逆变器 输出谐波减少 。
缺点,谐波减少程度取决 PWM逆变器的开关频率,
开关频率受功率器件开关时间限制。
不控整流
PWM
逆变器
DC ACAC
调压调频解决,采用全控器件，提高 开关频率,组成 SPWM
（正弦波脉宽调制）逆变器
▲ 间接变频间接变频装置（第三种）
2,交 -交变压变频器交 -交变压变频器的基本结构如下图所示，
它只有一个变换环节，把恒压恒频
（ CVCF）的交流电源直接变换成 VVVF输出，因此又称直接式变压变频器。
有时为了突出其变频功能，也称作周波变换器（ Cycloconveter）。
交 -交变压变频器的基本结构图 7-12 交 -交（直接）变压变频器交－交变频AC50Hz~ AC
CVCF VVVF
常用的交 -交变压变频器输出的每一相都是一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。
也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路（下图 a）。
交 -交变压变频器的基本电路结构
VRVF Id
-Id
+
-
-
+
a) 电路结构负载50Hz~ 50Hz~
u0
图 7-13-a 交 -交变压变频器每一相的可逆线路
交 -交变压变频器的控制方式
整半周控制方式正、反两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压 u0,u0 的幅值决定于各组可控整流装置的控制角?,u0 的频率决定于正、反两组整流装置的切换频率。如果控制角一直不变，则输出平均电压是方波，如下图 b 所示。
图 7-13 -b 方波型平均输出电压波形
t
u0
正组通反组通正组通反组通
输出电压波形
控制方式（ 2 ）
调制控制方式要获得正弦波输出，就必须在每一组整流装置导通期间不断改变其控制角。
例如,在正向组导通的半个周期中，使控制角? 由?/2（对应于平均电压 u0 = 0）逐渐减小到 0（对应于 u0 最大），然后再逐渐增加到?/2（ u0 再变为 0），如下图所示。
2
A
O? t
0? 2
B
C
D
E
F
u0
图 7-14 交 -交变压变频器的单相正弦波输出电压波形
输出电压波形
单相交交变频电路输出电压和电流波形当?角按正弦规律变化时,半周中的平均输出电压即为图中虚线所示的正弦波 。 对反向组负半周的控制也是这样 。
1
O
O
2
3 4
5
6
图 7-15
uo
io
t
t
三相交交变频电路三相交交变频电路可以由 3个单相交交变频电路组成，其基本结构如下图所示。
如果每组可控整流装置都用桥式电路，含
6个晶闸管（当每一桥臂都是单管时），则三相可逆线路共需 36个晶闸管，即使采用零式电路也须 18个晶闸管。
三相交交变频器的基本结构
输出星形联结方式三相交交变频电路三相桥式 交交变频电路因此，这样的交 -交变压变频器虽然在结构上只有一个变换环节，省去了中间直流环节，看似简单，但所用的器件数量却很多，总体设备相当庞大。
不过这些设备都是直流调速系统中常用的可逆整流装置，在技术上和制造工艺上都很成熟，目前国内有些企业已有可靠的产品。
这类交 -交变频器的其他缺点是：输入功率因数较低，
谐波电流含量大，频谱复杂，因此须配置谐波滤波和无功补偿设备。其最高输出频率不超过电网频率的 1/3 ~ 1/2，
一般主要用于轧机主传动、球磨机、水泥回转窑等大容量、
低转速的调速系统，供电给低速电机直接传动时，可以省去庞大的齿轮减速箱。
近年来又出现了一种采用全控型开关器件的矩阵式交 -
交变压变频器，类似于 PWM控制方式，输出电压和输入电流的低次谐波都较小，输入功率因数可调，能量可双向流动，以获得四象限运行，但当输出电压必须为正弦波时，
最大输出输入电压比只有 0.866。目前这类变压变频器尚处于开发阶段，其发展前景是很好的。
应用领域：
大功率、低速交流传动
（轧钢机、矿井提升机、
造纸、冶炼等）
分类：
–单相、三相
–桥式、零式
–有环流、无环流
–高频 ( f0 > fi )、低频 ( f0 < fi )
▲ 直接变频 （三相）
常用零式及桥式交－交变频器比较：
元件 整流 脉波 输出 谐波 功率个数 形式 数 电压 含量 等级零式－－ 18支 半波 少 低 较高 中桥式－－ 36支 全波 多 高 较低 大交－交变频器的优点：
无中间直流环节，损耗小，效率高。
开关器件采用晶闸管，以利于大功率应用，
采用电源自然 换相，不需强迫换流电路。
可以实现能量反馈，使电机作四象限运行。
输出低频时，谐波含量小，负载转矩脉动低。
因此适用于大功率、低速交流传动领域。
交－交变频器的缺点：
晶闸管元件数量多，成本高，控制复杂。
最高输出频率受限制,f0 / fi < 1 / 3 。
输入侧功率因数低，当输出电压较低时，功率因数更低。
*6.3.2 电压源型和电流源型逆变器在交 -直 -交变压变频器中,按照中间直流环节直流电源性质的不同,逆变器可以分成 电压源型和 电流源型 两类,两种类型的 实际区别在于直流环节采用怎样的滤波器 。 下图绘出了电压源型和电流源型逆变器的示意图 。
两种类型逆变器结构逆变器逆变器
Ld
IdC
d UdUd
++
--
a) 电压源逆变器 b) 电流源逆变器图 7-16 电压源型和电流源型逆变器示意图
电压源型逆变器 （ Voltage Source Inverter
--VSI ），直流环节采用大电容滤波，因而直流电压波形比较平直，在理想情况下是一个内阻为零的恒压源，输出交流电压是矩形波或阶梯波，
有时简称电压型逆变器。
电流源型逆变器 （ Current Source Inverter-- CSI），
直流环节采用大电感滤波，直流电流波形比较平直，相当于一个恒流源，输出交流电流是矩形波或阶梯波，或简称电流型逆变器。
性能比较两类逆变器在主电路上虽然只是滤波环节的不同,在性能上却带来了明显的差异,主要表现如下：
（ 1）无功能量的缓冲 在调速系统中，逆变器的负载是异步电机，属感性负载。在中间直流环节与负载电机之间，
除了有功功率的传送外，还存在无功功率的交换。滤波器除滤波外还起着对无功功率的缓冲作用，使它不致影响到交流电网。
因此，两类逆变器的区别还表现在采用什么储能元件（电容器或电感器）来缓冲无功能量。
（ 2）能量的回馈 用电流源型逆变器给异步电机供电的电流源型变压变频调速系统有一个显著特征，就是容易实现能量的回馈，从而便于四象限运行，适用于需要回馈制动和经常正、反转的生产机械。
图 6-16-a 电流源型交 -直 -交变压变频调速系统的两种运行状态
M
3~
+
-
Ud
Id
Ld
CSI
α< 90o
整流
ω1 > ω
电动
Te
ω
逆变
UCR
a）电动运行?电动运行状态
P
（自学） 下面以由晶闸管可控整流器 UCR和电流源型串联二极管式晶闸管逆变器 CSI构成的交 -直 -交变压变频调速系统（如下图所示）为例，说明电动运行和回馈制动两种状态。
当电动运行时,UCR的控制角? < 90?,
工作在整流状态，直流回路电压 Ud 的极性为上正下负，电流 Id 由正端流入逆变器 CSI，
CSI工作在逆变状态，输出电压的频率?1 >?，
电动机以转速运行，电功率的传送方向如上图 a所示。
图 6-16-b 电流源型交 -直 -交变压变频调速系统的两种运行状态
M
3~
+
-
Ud
Id
Ld
CSI
α > 90o
有源逆变
ω1 < ω
发电
Te
ω
整流
UCR
b）逆变运行
逆变运行状态
P
如果降低变压变频器的输出频率?1，或从机械上抬高电机转速?,使?1 <?，同时使 UCR的控制角? > 90?,则异步电机转入发电状态，逆变器转入整流状态，而可控整流器转入有源逆变状态，此时直流电压 Ud 立即反向，而电流
Id 方向不变，电能由电机回馈给交流电网（图 b）。
与此相反，采用电压源型的交 -直 -交变压变频调速系统要实现回馈制动和四象限运行却很困难，因为其中间直流环节有大电容钳制着电压的极性，不可能迅速反向，
而电流受到器件单向导电性的制约也不能反向，所以在原装置上无法实现回馈制动。
必须制动时，只得在直流环节中并联电阻实现能耗制动，或者与 UCR反并联一组反向的可控整流器，用以通过反向的制动电流，而保持电压极性不变，实现回馈制动。这样做，设备要复杂多了。
性能比较（续）
（ 3） 动态响应 正由于交 -直 -交电流源型变压变频调速系统的直流电压可以迅速改变,所以动态响应比较快,而电压源型变压变频调速系统的动态响应就慢得多 。
（ 4） 输出波形 电压源型逆变器输出的电压波形为方波,电流源型逆变器输出的电流波形为方波 （ 见下表 ） 。
性能比较（续）
表 6-1 两种逆变器输出波形比较性能比较（续）
（ 5）应用场合 电压源型逆变器属恒压源，
电压控制响应慢，不易波动，所以适于做多台电机同步运行时的供电电源，或单台电机调速但不要求快速起制动和快速减速的场合。
采用电流源型逆变器的系统则相反，不适用于多电机传动，但可以满足快速起制动和可逆运行的要求。
6.3.3 180o导通型和 120o导通型逆变器交 -直 -交变压变频器中的逆变器一般接成三相桥式电路，以便输出三相交流变频电源，下图为 6个电力电子开关器件 VT1 ~
VT6 组成的三相逆变器主电路，图中用开关符号代表任何一种电力电子开关器件。
三相桥式逆变器主电路结构
Cd
VT1 VT3 VT5
VT4 VT6 VT2
A
B
C
Ud
2
Ud
2
R L
图 6-17 三相桥式逆变器主电路
控制方式控制各开关器件轮流导通和关断，可使输出端得到三相交流电压。在某一瞬间，
控制一个开关器件关断，同时使另一个器件导通，就实现了两个器件之间的换流。
在三相桥式逆变器中，有 180° 导通型和
120° 导通型两种换流方式。
（ 1） 180° 导通型控制方式同一桥臂上、下两管之间互相换流的逆变器称作 180°
导通型逆变器。
– 例如，当 VT1关断后，使 VT4导通，而当 VT4关断后，又使 VT1导通。这时，每个开关器件在一个周期内导通的区间是 180°,其他各相亦均如此。由于每隔 60° 有一个器件开关，在 180° 导通型逆变器中，除换流期间外，每一时刻总有 3个开关器件同时导通。
但须注意，必须防止同一桥臂的上、下两管同时导通，否则将造成直流电源短路，谓之“直通”。为此，
在换流时，必须采取“先断后通”的方法，即先给应关断的器件发出关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，
叫做“死区时间”，再给应导通的器件发出开通信号。
输出波形
tO
tO
tO
tO
tO
tO
tO
tO
a)
b)
c)
d)
e)
f)
g)
h)
u AO'
u AO
u AB
i A
i d
u BO'
u CO'
u OO'
U d
U d
2
U d
3
U d
6
2 U d
3
电压型逆变电路的波形死区时间的长短视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快时，所留的死区时间可以越短。
为了安全起见，设置死区时间是非常必要的，但它会造成输出电压波形的畸变。
（ 2） 120° 导通型控制方式
120° 导通型逆变器的换流是在不同桥臂中同一排左、右两管之间进行的。
– 例如,VT1关断后使 VT3导通,VT3关断后使
VT5导通,VT4关断后使 VT6导通等等。这时，
每个开关器件一次连续导通 120°,在同一时刻只有两个器件导通，如果负载电机绕组是 Y
联结，则只有两相导电，另一相悬空。
电流型三相桥式逆变电路的输出波形
tO
tO
tO
tO
I d
i V
i W
u UV
i U
返回目录三相交 — 交变频电源仿真模型
▲ 直接变频仿真仿真得到的波形从上至下依次为：输入相电压、触发脉冲、输出相电压，输出线电压
▲ 直接变频仿真问题 1：
在电动机调速时，为什么要保持每极磁通量为额定值不变？对直流电机和交流异步电动机，分别采用什么方法使电机每极的磁通恒定？
问题 2：
交流异步电动机的恒压频比控制有哪三种 方式？试就其实现难易程度、机械特性等方面进行比较。
问题 3：
交流异步电动机变压变频调速系统在基速以上和基速以下分别采用什么控制方法，磁通、转矩、功率呈现怎样的变化规率？并请用图形表示。
思考题
§ 6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制
（ PWM）技术一、正弦波 脉宽调制技术 SPWM
二、消除指定次数谐波的 PWM(SHEPWM)
控制技术三、电流滞环跟踪 PWM(CHBPWM)控制技术四,电压空间矢量 PWM(SVPWM)控制技术
（或称磁链跟踪控制技术）
问题的提出早期的交 -直 -交变压变频器所输出的交流波形都是六拍阶梯波（对于电压型逆变器）或矩形波（对于电流型逆变器），这是因为当时逆变器只能采用半控式的晶闸管，其关断的不可控性和较低的开关频率导致逆变器的输出波形不可能近似按正弦波变化，从而会有较大的低次谐波，使电机输出转矩存在脉动分量，影响其稳态工作性能，在低速运行时更为明显。
六拍逆变器主电路结构
N'
N
+
-
U
V
W
图5 - 9
V
1
V
2
V
3
V
4
V
5
V
6
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
U
d
2
U
d
2
VT1~VT6―― 主电路开关器件 VD1~VD6―― 续流二极管
VT3 VT5
VT4 VT6 VT2
VT1
六拍逆变器的谐波为了改善交流电动机变压变频调速系统的性能，在出现了全控式电力电子开关器件之后，科技工作者在 20世纪 80年代开发了应用 PWM技术的逆变器。
由于它的优良技术性能，当今国内外各厂商生产的变压变频器都已采用这种技术，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才属例外。
解决办法,
正弦波脉宽调制 (SPWM)逆变器交 -直 -交变压变频调速存在问题,
电压 /频率协调控制,要求调速时同时控制整流器和逆变器,
(1) 主电路有两个可控的功率环节,较复杂 ;
(2) 中间直流环节存在大惯性元件 (电感或电容 ),系统的动态响应缓慢
(3) 整流器可控,产生高次谐波 ;
(4) 逆变器输出为阶梯波输出电压 (或电流 ),产生脉动转矩,影响电机稳定工作 ;
6.4.1 正弦波脉宽调制 (SPWM)技术
SPWM交 -直 -交变压变频器特点,
(1) 主电路只有一个可控的功率环节,简化了结构 ;
(2) 逆变器在调频的同时实现调压,而与中间直流环节的元件参数无关,加快了系统的动态响应 ;
(3) 整流器不可控,电网功率因数接近于 1;
(4) 可获得更好的输出电压波形,抑制或消除低次谐波,
转矩脉动小,扩大调速范围,提高系统性能。
不控整流
SPWM
逆变器
DC ACAC
调压调频以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（ Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波
（ Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。
1,PWM调制原理
t
O
u
a )
b )
图 6 - 3
O
u
t
图 7-18 PWM调制原理按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。
这种调制方法称作正弦波脉宽调制
（ Sinusoidal pulse width modulation，简称
SPWM），这种序列的矩形波称作 SPWM波。
2,SPWM控制方式
如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的
SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。
如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则 SPWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。
单相桥式 PWM逆变电路信号波载波图6 - 4
调制电路
U
d
+
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
R L
u
r
u
c
单相桥式 PWM逆变电路
VT1
VT2
VT3
VT4
图6 - 5
u
r
u
c
u
O
t
O
t
u
o
u
of
u
o
U
d
- U
d
（ 1）单极性 PWM控制方式
（ 2）双极性 PWM控制方式图6 - 6
u
r
u
cu
O
t
O
t
u
o
u
ofu
o
U
d
- U
d
3,PWM控制电路
模拟电子电路采用正弦波发生器、三角波发生器和比较器来实现上述的 SPWM控制；
数字控制电路
–硬件电路；
–软件实现。
模拟电子电路
数字控制电路
自然采样法 ——只是把同样的方法数字化,自然采样法的运算比较复杂；
规则采样法 ——在工程上更实用的简化方法，由于简化方法的不同，衍生出多种规则采样法。
（ 1）自然采样法原理
（ 2）规则采样法图6 - 1 2
u
c
u
O
t
u
r
T
c
A D
B
O t
u
o
t
A
t
D
t
B
'? '
2
2
规则采样法原理
三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc
自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合
规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化
在三角波的负峰时刻 tD对正弦信号波采样得 D点，过 D
作水平直线和三角波分别交于 A,B点，在 A点时刻 tA
和 B点时刻 tB控制开关器件的通断
脉冲宽度 d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近规则采样法原理正弦调制信号波式中,M 称为 调制度,0 ≤a <1；?r为信号波角频率。
从图中可得
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
tM
tMu rr s i n
因此可得
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度
)s i n1(421' Drcc tMTT
)s i n1(2 Drc tMT
根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生 SPWM波形，具体实现方法有：
实时计算法 ——事先在内存中存放正弦函数和 Tc /2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度 M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的 Tc /2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。
由于 PWM变压变频器的应用非常广泛，已制成多种专用集成电路芯片作为 SPWM信号的发生器，后来更进一步把它做在微机芯片里面，生产出多种带 PWM信号输出口的电机控制用的 8位,16位微机芯片和 DSP。
查表法 ——可以先离线计算出相应的脉宽 d 等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。
4,PWM调制方法
载波比 ——载波频率 fc与调制信号频率 fr
之比 N,既 N = fc / fr
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,PWM调制方式分为异步调制 和 同步调制 。
分段同步调制方式,混合调制
（ 1）异步调制
通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 N 是变化的；
在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称；
异步调制 ——载波信号和调制信号不同步的调制方式。
当 fr 较低时,N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小；
当 fr 增高时,N 减小，一周期内的脉冲数减少，
PWM 脉冲不对称的影响就变大。
（ 2）同步调制
基本同步调制方式,fr 变化时 N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；
三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为 3的整数倍，使三相输出对称,
同步调制 ——N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。
为使一相的 PWM波正负半周镜对称,N应取奇数；
fr 很低时,fc 也很低，由调制带来的谐波不易滤除；
fr 很高时,fc 会过高，使开关器件难以承受。
同步调制三相 PWM波形
ucurU urV urWu
uUN'
uVN'
O t
t
t
t0
0
0
uWN'
2
Ud
2Ud
（ 3）分段同步调制
把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持 N恒定，不同频段 N不同；
在 fr 高的频段采用较低的 N，使载波频率不致过高；
在 fr 低的频段采用较高的 N，使载波频率不致过低；
分段同步调制方式
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
2,4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
99
69 45
33
21
图6 - 1 1
f
r
/ H z
f
c
/
k
H
z
（ 4）混合调制可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。
问题 9：
什么是 SPWM，它有何特点？请简述其工作原理。
问题 10：
什么是 SPWM的同步调制和异步调制？各有何特点？请简述分段同步调制的工作原理。
问题 11：
SPWM波形有那几种常用的方法？试对其中一种进行具体说明。
5,PWM逆变器主电路及输出波形图 7-19 三相桥式 PWM逆变器主电路原理图调制电路
V1
V2
V3
V4
VD1
VD2
VD3
VD4
uc
V6 VD6
V5 VD5
V
U
W
NN'
C+
C+
urUu
rVu
rW
2
Ud
2
Ud
VT1
VT4
VT3
VT6
VT5
VT2
图 7-20 三相桥式 PWM逆变器的双极性 SPWM波形
u
uUN’
O? t
O
O
O
O
Ud
2
-Ud
2
uVN’
uWN’
uUV
uUN
t
t
t
t
O? t
urU urV urWuc
Ud
23Ud2
图 7-20为三相 PWM波形，其中
urU,urV,urW为 U,V,W三相的正弦调制波，
uc为双极性三角载波；
uUN’,uVN’,uWN’ 为 U,V,W三相输出与电源中性点 N’之间的相电压矩形波形；
uUV为输出线电压矩形波形，其脉冲幅值为 +Ud和
- Ud ；
uUN为三相输出与电机中点 N之间的相电压。
脉宽调制（ PWM）的目的是使变压变频器输出的电压波形尽量接近正弦波，减少谐波，以满足交流电机的需要。要达到这一目的，除了上述采用正弦波调制三角波的方法以外，还可以采用直接计算的下图中各脉冲起始与终了相位?1,?2,…
2m的方法，以消除指定次数的谐波，构成近似正弦的 PWM波形（ Selected Harmonics
Elimination PWM―SHEPWM ）。
*6.4.2 消除指定次数谐波的 PWM(SHEPWM)
控制技术
特定谐波消去法的输出波形图6 - 9
O
t
u
o
U
d
- U
d
2
a
1
a
2
a
3
图 7-21 特定谐波消去法的输出 PWM波形对图 6-21的 PWM波形作傅氏分析可知,其
k次谐波相电压幅值的表达式为
（ 7-26）
式中 Ud― 变压变频器直流侧电压；
1― 以相位角表示的 PWM波形第 i个起始或终了时刻 。
m
k
k
UU
1i
i
id
km c os)1(21π
2?
从理论上讲，要消除第 k次谐波分量，只须令式（ 7-26）
中的，并满足基波幅值为所要求的电压值，从而解出相应的值即可。
然而，图 7-21的输出电压波形为一组正负相间的
PWM波，它不仅半个周期对称，而且有 1/4周期按纵轴对称的性质。在 1/4周期内，有 m 个值，即 m 个待定参数，
这些参数代表了可以用于消除指定谐波的自由度。
其中除了必须满足的基波幅值外，尚有（ m-1）个可选的参数，它们分别代表了可消除谐波的数量。
– 例如，取 m=5，可消除 4 个不同次数的谐波。常常希望消除影响最大的 5,7,11,13 次谐波，就让这些谐波电压的幅值为零，并令基波幅为需要值，代入式
（ 7-26）可得一组三角函数的联立方程。
需要值 54321dm1 c os2c os2c os2c os2c os21π2UU
05c os25c os25c os25c os25c os21π52 54321dm5UU
07c o s27c o s27c o s27c o s27c o s21π72 54321dm7UU
……? 可采用数值法迭代，在上述方程组求解出开关时刻相位角?1,?2,…,然后再利用 1/4 周期对称性，计算出?2m =?-?1，以及?2m-1,.,各值。
这样的数值计算法在理论上虽能消除所指定的次数的谐波，但更高次数的谐波却可能反而增大，不过它们对电机电流和转矩的影响已经不大，所以这种控制技术的效果还是不错的。
由于上述数值求解方法的复杂性，而且对应于不同基波频率应有不同的基波电压幅值，求解出的脉冲开关时刻也不一样，所以这种方法不宜用于实时控制，须用计算机离线求出开关角的数值，放入微机内存，以备控制时调用。
应用 PWM控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压，为此前面两小节所述的 PWM控制技术都是以输出电压近似正弦波为目标的。
但是，在电流电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。
因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，
显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。
常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪 PWM
（ Current Hysteresis Band PWM ——CHBPWM）控制，具有电流滞环跟踪 PWM 控制的 PWM 变压变频器的 A相控制原理图示于图 7-22。
*6.4.3 电流滞环跟踪 PWM(CHBPWM)控制技术
1,滞环比较方式电流跟踪控制原理图 7-22 电流滞环跟踪控制的 A相原理图负载
L
+
-
i
ia
ia*
V1
V4
2
Ud
2
Ud VD4
VD1 HBCVT1
VT4
图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为 2h。
将给定电流 i*a 与输出电流 ia 进行比较，电流偏差 Dia
超过时?h，经滞环控制器 HBC控制逆变器 A相上（或下）
桥臂的功率器件动作。 B,C 二相的原理图均与此相同。
采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与
PWM电压波形示于图 7-23。
如果,ia < i*a,且 i*a - ia ≥ h，滞环控制器 HBC输出正电平，驱动上桥臂功率开关器件 V1导通，变压变频器输出正电压，使增大。当增长到与相等时，虽然，但 HBC仍保持正电平输出，保持导通，使继续增大
直到达到 ia = i*a + h,Dia = –h,使滞环翻转,HBC输出负电平，关断 V1,并经延时后驱动 V4
但此时未必能够导通，由於电机绕组的电感作用，电流不会反向，而是通过二极管续流，使受到反向钳位而不能导通。此后，逐渐减小，直到时，，到达滞环偏差的下限值，使 HBC 再翻转，又重复使导通。这样，与交替工作，使输出电流给定值之间的偏差保持在范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。从图 7-23 中可以看到，
输出电流是十分接近正弦波的。
滞环比较方式的指令电流和输出电流
O
图6 - 2 3
t
i i i *
+ D Ii
*
- D Ii
*
图 7-23 电流滞环跟踪控制时的电流波形图 7-23给出了在给定正弦波电流半个周期内的输出电流波形和相应的相电压波形。可以看出，
在半个周期内围绕正弦波作脉动变化，不论在的上升段还是下降段，它都是指数曲线中的一小部分，其变化率与电路参数和电机的反电动势有关。
三相电流跟踪型 PWM逆变电路图 7-24 三相电流跟踪型 PWM逆变电路
+
- iU
i*U
V4
+
- iV
i*V +
- iW
i*W
V1
V6
V3
V2
V5
Ud
U V W
VT1
VT4 VT6 VT2
VT3 VT5
三相电流跟踪型 PWM逆变电路输出波形图6 - 2 5
O
t
i
*
U
O
t
u
AB
i
U
i
因此，输出相电压波形呈 PWM状，但与两侧窄中间宽的 SPWM波相反，两侧增宽而中间变窄，这说明为了使电流波形跟踪正弦波，应该调整一下电压波形。
电流跟踪控制的精度与滞环的环宽有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约。当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真较多，谐波分量高；如果环宽太小，电流波形虽然较好，却使开关频率增大了。这是一对矛盾的因素，实用中，应在充分利用器件开关频率的前提下，正确地选择尽可能小的环宽。
小 结电流滞环跟踪控制方法的精度高,响应快,且易于实现 。 但受功率开关器件允许开关频率的限制,仅在电机堵转且在给定电流峰值处才发挥出最高开关频率,在其他情况下,器件的允许开关频率都未得到充分利用 。 为了克服这个缺点,可以采用具有恒定开关频率的电流控制器,或者在局部范围内限制开关频率,但这样对电流波形都会产生影响 。
简单的 SPWM仿真问题 5：
什么是直接变频？晶闸管的触发控制角采用怎样的变化规律能得到正弦输出电压？
问题 4：
什么是间接变频？按照控制方式不同，请画出三种间接变频的结构图，并说明其优缺点。
问题 6：
请从换能形式、换流方式、元件数量、调频范围、电网功率因数和适用场合等方面比较交直交间接变频器和交交直接变频器。
思考题
6.4.4 电压空间矢量 PWM(SVPWM)控制技术
（或称磁链跟踪控制技术）
本节提要
问题的提出
空间矢量的定义
电压与磁链空间矢量的关系
六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场
电压空间矢量的线性组合与 SVPWM控制
问题的提出经典的 SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。
然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。
如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作,磁链跟踪控制,,下面的讨论将表明,磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的,所以又称,电压空间矢量 PWM（ SVPWM,Space Vector
PWM）控制,。
1,空间矢量的定义交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量 uA0,uB0,
uC0 。
图 6-25 电压空间矢量
电压空间矢量的相互关系
定子电压空间矢量,uA0,uB0,uC0 的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是 120° 。
合成空间矢量,由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电压值的
3/2倍。
电压空间矢量的相互关系（续）
当电源频率不变时，合成空间矢量 us 以电源角频率?1 为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量 us 就落在该相的轴线上。用公式表示，则有
C0B0A0s uuuu
（ 6-39）
与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量 Is 和 Ψs 。
2,电压与磁链空间矢量的关系三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为
t
R
d
d s
sss
ΨIu （ 6-40）
式中 us — 定子三相电压合成空间矢量；
Is — 定子三相电流合成空间矢量；
Ψs— 定子三相磁链合成空间矢量。
近似关系当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（ 6-40）中所占的成分很小，
可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为
td
d s
s
Ψu? （ 6-41）
tdss uΨ
（ 6-42）或
磁链轨迹当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形
（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。
tj 1eΨ
ms
Ψ （ 6-43）
其中 Ψm是磁链 Ψs的幅值,?1为其旋转角速度。
由式（ 6-41）和式（ 6-43）可得
)
2
π(
m1m1ms
111 ee)e(
d
d tjtjtj ΨΨjΨ
t
u （ 6-44）
上式表明，当磁链幅值一定时，的大小与
（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向，
磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动 2?弧度，其轨迹与磁链圆重合。
这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题 。
图 6-26 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹
3,六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场
（ 1）电压空间矢量运动轨迹在常规的 PWM 变压变频调速系统中，
异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？
为了讨论方便起见，再把三相逆变器 -异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，
图 6-27中六个功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种开关器件。
主电路原理图图 6-27 三相逆变器 -异步电动机调速系统主电路原理图
开关工作状态如果，图中的逆变器采用 180° 导通型，功率开关器件共有 8种工作状态（见附表）,其中
– 6 种有效开关状态；
– 2 种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电压）：
上桥臂开关 VT1,VT3,VT5 全部 导通
下 桥臂开关 VT2,VT4,VT6 全部导通开关状态表序号 开 关 状 态 开关代码
1 VT
6
V T
1
V T
2
100
2 V T
1
V T
2
V T
3
1 10
2 V T
2
V T
3
V T
4
010
4 V T
3
V T
4
V T
5
01 1
5 V T
4
V T
5
V T
6
001
6 VT
5
VT
6
V T
1
101
7 VT
1
V T
3
V T
5
111
8 VT
2
V T
4
V T
6
000
开关控制模式对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中 6 种有效的工作状态各出现一次。
逆变器每隔?/3 时刻就切换一次工作状态
（即换相），而在这?/3 时刻内则保持不变。
（ a）开关模式分析
设工作周期从 100
状态开始，这时
VT6,VT1,VT2导通，其等效电路如图所示。各相对直流电源中点的电压都是幅值为
UAO’ = Ud / 2
UBO’ = UCO’ = - Ud /2
O
+
-
iC
Ud
iA
iB
id VT1
VT6 VT2
（ b）工作状态 100的合成电压空间矢量
由图可知，三相的合成空间矢量为 u1，其幅值等于 Ud，方向沿
A轴（即 X轴）。
u1
uAO’
-uCO’
-uBO’
A
B
C
（ c）工作状态 110的合成电压空间矢量
u1 存在的时间为
/3，在这段时间以后，工作状态转为
110，和上面的分析相似，合成空间矢量变成图中的 u2,
它在空间上滞后于
u1 的相位为?/3 弧度，存在的时间也是?/3 。
u2
uAO’
-uCO’
uBO’
A
B
C
（ d）每个周期的六边形合成电压空间矢量
u1
u2
u3u4
u5
u6
u7 u8
依此类推，随着逆变器工作状态的切换，
电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转?/3,直到一个周期结束。
这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2? 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。
（ 2）定子磁链矢量端点的运动轨迹
电压空间矢量与磁链矢量的关系一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，
进一步说明如下：
图 6-29 六拍逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系设在逆变器工作开始时定子磁链空间矢量为
1，在第一个?/3 期间，
电动机上施加的电压空间矢量为图 6-28d中的
u1,把它们再画在图 6-
29中。按照式（ 6-41）
可以写成也就是说，在?/3 所对应的时间 Dt 内，施加 u1
的结果是使定子磁链?1 产生一个增量 D?,其幅值 |u1| 与成正比，方向与 u1一致，最后得到图 6-
29所示的新的磁链，而
11 Ψu D?D t
（ 6-45）
112 D
（ 6-46）
依此类推，可以写成 D? 的通式
ii Ψu D?D t
ii1i D
（ 6-47）6,2,1i
（ 6-48）
总之，在一个周期内,6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在 O点，其 顶端的运动轨迹也就是 6个电压空间矢量所围成的正六边形 。
磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系如果 u1 的作用时间
Dt 小于?/3,则 D?i
的幅值也按比例地减小，如图 6-30 中的矢量 。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。
AB
图 6-30 磁链矢量增量与电压矢量、
时间增量的关系
4,电压空间矢量的线性组合与 SVPWM控制如前分析，我们可以得到的结论是：
– 如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。
– 如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，
就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。为此，
必须对逆变器的控制模式进行改造。
圆形旋转磁场逼近方法
PWM控制显然可以适应上述要求，问题是，怎样控制 PWM的开关时间才能逼近圆形旋转磁场。
科技工作者已经提出过多种实现方法，
例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等 [31]，这里只介绍 线性组合法 。
基本思路图 6-31 逼近圆形时的磁链增量轨迹如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的 D?11,
D?12,D?13,D?14 这
4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。
线性组合的方法图 6-32 电压空间矢量的线性组合图 6-32表示由电压空间矢量和的线性组合构成新的电压矢量。
设在一段换相周期时间 T0 中，可以用两个矢量之和表示由两个矢量线性组合后的电压矢量
us,新矢量的相位为?。
（ 1）线性组合公式可根据各段磁链增量的相位求出所需的作用时间 t1和 t2 。在图 6-32中，可以看出
s i nco s ss2
0
2
1
0
1
s uuuuu jT
t
T
t （ 6-49）
（ 2）相电压合成公式根据式（ 6-39）用相电压表示合成电压空间矢量的定义，把相电压的时间函数和空间相位分开写，得
2
C0B0A0s e)(e)()(
jj ttt uuuu （ 6-50）
式中? = 120?。
（ 3）线电压合成公式若改用线电压表示，可得
jtt e)()(
BCABs uuu
（ 6-50）
几种表示法的比较：由图 6-27可见，当各功率开关处于不同状态时，线电压可取值为 Ud,0 或 –Ud，比用相电压表示时要明确一些。
作用时间的确定这样，根据各个开关状态的线电压表达式可以推出
0
2
0
2
0
1
d
0
2
0
1
d
0
2
0
1
d
3π
0
2
0
1
d
3π
d
0
2
d
0
1
s
2
3
2
2
3
2
1
3
π
s i n
3
π
c o s
ee
T
t
j
T
t
T
t
U
j
T
t
T
t
Uj
T
t
T
t
U
T
t
T
t
UU
T
t
U
T
t
jj
u
（ 6-52）
比较式（ 6-52）和式（ 6-49），令实数项和虚数项分别相等，则
d
0
2
0
1
s 2c o s UT
t
T
t
u
d
0
2
s 2
3s in U
T
tu
解 t1和 t2,得
d
s
d
s
0
1 s i n
3
1co s
UUT
t uu
d
s
0
2 s i n
3
2
UT
t?u
（ 6-53）
（ 6-54）
零矢量的使用换相周期 T0 应由旋转磁场所需的频率决定,T0 与 t1+ t2 未必相等，其间隙时间可用零矢量 u7 或 u8 来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般使 u7 和 u8 各占一半时间，因此
)(
2
1
21087 ttTtt
（ 6-55）≥ 0
电压空间矢量的扇区划分为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用 6个电压空间矢量划分成 6个区域，称为扇区（ Sector），如图所示的 Ⅰ,
Ⅱ,…,Ⅵ,每个扇区对应的时间均为?/3 。
由于逆变器在各扇区的工作状态都是对称的，分析一个扇区的方法可以推广到其他扇区。
电压空间矢量的 6个扇区图 6-33 电压空间矢量的放射形式和 6个扇区
在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。
实现 SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间 T0 的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量 us，以获得优于正六边形的多边形
（逼近圆形）旋转磁场。
开关状态顺序原则在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则,每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以满足最小开关损耗。
插值举例每一个 T0 相当于 PWM电压波形中的一个脉冲波。
例如：
图 6-32所示扇区内的区间包含 t1,t2,t7 和
t8 共 4段，相应的电压空间矢量为 u1,u2，
u7 和 u8,即 100,110,111 和 000 共 4种开关状态。
为了使电压波形对称，把每种状态的作用时间都一分为二，因而形成电压空间矢量的作用序列为,12788721，其中 1表示作用 u1,2表示作用 u2,…… 。
这样，在这一个时间内，逆变器三相的开关状态序列为 100,110,111,000,000，
111,110,100。
按照最小开关损耗原则进行检查，发现上述 1278的顺序是不合适的。
为此，应该把切换顺序改为 81277218，
即开关状态序列为 000,100,110,111，
111,110,100,000，这样就能满足每次只切换一个开关的要求了。
T0 区间的电压波形图 6-34 第 Ⅰ 扇区内一段区间的开关序列与逆变器三相电压波形虚线间的每一小段表示一种工作状态
如上所述，如果一个扇区分成 4个小区间，
则一个周期中将出现 24个脉冲波，而功率器件的开关次数还更多，须选用高开关频率的功率器件。当然，一个扇区内所分的小区间越多，就越能逼近圆形旋转磁场。
小 结归纳起来,SVPWM控制模式有以下特点：
1) 逆变器的一个工作周期分成 6个扇区，每个扇区相当于常规六拍逆变器的一拍。为了使电动机旋转磁场逼近圆形，每个扇区再分成若干个小区间 T0,T0 越短，旋转磁场越接近圆形，但 T0 的缩短受到功率开关器件允许开关频率的制约。
2) 在每个小区间内虽有多次开关状态的切换，
但每次切换都只涉及一个功率开关器件，
因而开关损耗较小。
3) 每个小区间均以零电压矢量开始，又以零矢量结束。
4) 利用电压空间矢量直接生成三相 PWM波，
计算简便。
5) 采用 SVPWM控制时，逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，这比一般的
SPWM逆变器输出电压提高了 15%。 返回目录
---转差功率不变型的调速系统
VVVF调速系统主讲：易灵芝湘潭大学信息工程学院
概 述异步电机的变压变频调速系统一般简称为变频调速系统。由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。
因此现在应用面很广，是本篇的重点。
异步电动机变压变频调速系统
§ 6.6 基于动态模型按转子磁链控制的直接转矩控制系统
§ 6.1 变频调速的基本控制方式
§ 6.2 异步电动机电压,频率协调控制的稳态机械特性
§ 6.3 电力电子变压变频器的主要类型
§ 6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制（ PWM）技术
§ 6.5 基于 异步电动机的稳态数学模型变压变频调速系统
§ 6.7 基于动态模型按定子磁链控制的直接转矩控制系统
§ 6.6 异步电动机的动态数学模型和坐标变换要 求 及 重 点重点：
◆ 变频调速系统的工作原理及变频电路。
要 求：
◆ 掌握转速开环、恒压频比控制的变频调速系统和转速闭环、转差控制的变频调速系统的工作原理及组成结构。
◆ 掌握正旋波脉宽调制逆变器工作原理及组成结构。
◆ 了解几种常见的静止式变频装置组成结构及各自优缺点。
◆ 了解异步电动机的多变量数学模型坐标变换变换方法及其意义。
回 顾
p
60f1 (1-s)n=
变频调速变极调速变转差率调速异步电机调速方式有哪些？
回 顾
p
60f1 (1-s)n=
异步电机调速方式有哪些？ 异步电机调速方式：
变频调速 f1
变极调速 p
变转差率调速 s
§ 6.1 变频调速的基本控制方式
Eg=4.44f1N1kN1Φm
气隙磁通在定子每相中感应电动势有效值 定子频率定子每相绕组串联匝数基波绕组系数每极气隙磁通量
Φm =K
f1
Eg恒磁通调速
◎ 基频以下为什么采用恒磁通调速？
磁通太弱,没有充分利用铁心；
磁通太强,会导致铁心饱和，产生过大的励磁电流，
严重时会损坏电机。
要保持 直流电机 的磁通恒定，因为其 励磁系统是独立 的，只要对电枢反应的补偿合适，容易做到保持磁通恒定。
磁通?m 由定子和转子磁势合成产生,
要保持 交流异步电机的磁通恒定，必须采用恒压频比控制。
◎ 直流电机和交流异步电动机，分别采用什么方法使电机每极的磁通恒定？
▲ 三种恒压频比控制方式
Eg / f1=K
Eg /f1=K
E2/f1=K
U1/f1=K
加定子电压补偿的 U1/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
0
U
f
恒值电动势频率比的控制方式恒压频比的控制方式
Eg/f1=K
气隙磁链在每相定子中的感应电动势 /输入频率
U1/f1=K
定子相电压 /输入频率
E2/f1=K
转子磁链在每相定子中的感应电动势 /输入频率
◎ 交流异步电动机的恒压频比控制有哪几种方式？
三种恒压频比控制方式（之一）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
Eg气隙磁链在每相定子中的感应电动势。
难实现,加定子电压补偿的目标，改善低速性能 。
机械特性非线性
Eg /f1=K
0
U
f
然而，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 U1 ≈ Eg，则,U1/f1=K
Tmax,Dnm与频率无关，机械特性平行，硬度相同，
类似于直流电动机的降压调速，属于 恒转矩调速 。
三种恒压频比控制方式（之一）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
eT
O
n
N0n
03n
02n
01n
N1?
11?
12?
13?
131211N1
补偿定子压降后的特性
U1定子相电压
（忽略定子电阻损耗）
易实现，
但低速时效果差，
机械特性非线性。
三种恒压频比控制方式（之二）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
U1/f1=K
加定子电压补偿的 U1/f1=K
0
U
f
f1接近额定频率时,Tmax变化不大,f1的降低，
Tmax变化较大，在低速时甚至拖不动负载。
三种恒压频比控制方式（之二）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
eT
O
n
N0n
03n
02n
01n
N1?
11?
12?
13?
131211N1
补偿定子压降后的特性实际上 U1/f1=常数,由于频率很低时定子电阻损耗相对较大，不可忽略，故必须进行定子电压补偿。
三种恒压频比控制方式（之二）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
O
Us
f 1
图 6-1 恒压频比控制特性
UsN
f 1N
a — 无补偿
b — 带定子压降补偿三种恒压频比控制方式（之三）
Eg/f1=K
U1/f1=K
E2/f1=K
E2转子磁链在每相定子中的感应电动势（忽略转子电阻损耗）转子磁链恒值，机械特性线性，稳态性能和动态性能好，最难实现。矢量控制追求的目标。
E2/f1=K
0
U
f
恒功率调速恒磁通调速
▲ 分段变频调速
φnm
U1 φ
恒磁通调速
（ 基频以下）
恒功率调速
（ 基频以上）
◎ 交流异步电动机变压变频调速系统在基速以上和基速以下分别采用什么控制方法，磁通、转矩、功率呈现怎样的变化规率？并请用图形表示。
1f1n
U1n
f
0
恒磁通调速
（ 基频以下）
恒功率调速
（ 基频以上）
恒磁通调速
（恒转矩调速）
Eg/f1=常数
U1≈ Eg
忽略定子电阻损耗
U1/f1=常数
φnm
U1
1f1n
U1n
f
0
恒磁通调速恒磁通调速
（ 基频以下）
恒功率调速
（ 基频以上）
恒磁通调速
（恒转矩调速）
补偿定子电阻损耗
U1/f1=常数
O
Us
f 1
图 6-1 恒压频比控制特性
Us
N
f 1N
a — 无补偿
b — 带定子压降补偿恒磁通调速
（ 基频以下）
恒功率调速
（ 基频以上）
恒功率调速
U1 = U1 n
P1 = P1 n
φnm
U1 φ
1f1n
U1n
f
0
恒功率调速频率应该从 f1N 向上升高,但定子电压
Us 却不可能超过额定电压 UsN,最多只能 保持 Us = UsN,这将迫使磁通与频率成反比地降低,
频率越大,磁通就越小,类似于直流电动机的 弱磁增速 。
变频调速的特点：
总 结
(4) 无级调速。
(1) 从基频向下调时，为恒转矩调速方式；
从基频向上调时，为近似恒功率调速方式
(2) 调速范围大。
(3) 调速稳定性好。
如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，
磁通恒定时转矩也恒定，
属于,恒转矩调速,性质，
而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于
,恒功率调速,
6.2 异步电动机电压－频率协调控制时的机械特性本节提要
恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性
基频以下电压 -频率协调控制时的机械特性
基频以上恒压变频时的机械特性
恒流正弦波供电时的机械特性
6.2.1 恒压恒频正弦波供电时异步电动机的机械特性第 5章式（ 5-3）已给出异步电机在恒压恒频正弦波供电时的机械特性方程式 Te= f (s)。 当定子电压
Us 和电源角频率?1 恒定时，可以改写成如下形式：
2'
rs
2
1
22'
rs
'
r1
2
1
s
pe )()(3
ll LLsRsR
RsUnT
（ 6-4）
特性分析当 s很小时，可忽略上式分母中含 s各项，则
（ 6-5）
也就是说，当 s很小时，转矩近似与 s成正比，
机械特性 Te = f（ s）是一段直线，见图 6-3。
s
R
sU
nT
'
r
1
2
1
s
pe 3
特性分析（续）
当 s 接近于 1时，可忽略式（ 6-4）分母中的 Rr',
则
sLLRs
RUnT
ll
1
])([
3 2'
rs
2
1
2
s
'
r1
2
1
s
pe
（ 6-6）
即 s接近于 1时转矩近似与 s成反比,这时,
Te = f（ s） 是对称于原点的一段双曲线 。
机械特性当 s 为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。
sm
n
n0
s
Te0 1
0 Te
Temax
Temax
图 6-3 恒压恒频时异步电机的机械特性
6.2.2 基频以下电压 -频率协调控制时的机械特性由式（ 6-4）机械特性方程式可以看出，对于同一组转矩 Te 和转速 n（或转差率 s）的要求，
电压 Us 和频率?1 可以有多种配合。
在 Us 和?1 的不同配合下机械特性也是不一样的，因此可以有不同方式的电压－频率协调控制。
1,恒压频比控制（ Us /?1 ）
在第 6-1节中已经指出，为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速自然要随频率变化。
p
1
0 2
60
n
n
（ 6-7）
在式（ 6-5）所表示的机械特性近似直线段上，
可以导出
2
1
s
p
er
1
3
U
n
TR
s
'
（ 6-9）
带负载时的转速降落为
1
p
0 2
60?
s
n
snnD
（ 6-8）
由此可见，当 Us /?1 为恒值时，对于同一转矩 Te,s?1 是基本不变的，因而 Dn 也是基本不变的。这就是说，在恒压频比的条件下改变频率?1 时，机械特性基本上是平行下移，如图
6-4所示。它们和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。
所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小，可参看第 5章式
（ 5-5），对式（ 5-5）稍加整理后可得
2'
rs
2
1
s
1
s
2
1
sp
m a xe
)(
1
2
3
ll LL
RR
Un
T
（ 6-10）
可见最大转矩 Temax 是随着的?1 降低而减小的。频率很低时,Temax太小将限制电机的带载能力，采用定子压降补偿，适当地提高电压
Us，可以增强带载能力，见图 6-4。
机械特性曲线
eT
O
n
N0n
03n
02n
01n
N1?
11?
12?
13?
131211N1
图 6-4 恒压频比控制时变频调速的机械特性补 偿 定 子 压降后的特性
2,恒 Eg /?1 控制下图再次绘出异步电机的稳态等效电路，
图中几处感应电动势的意义如下：
Eg — 气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中的感应电动势；
Es — 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势；
Er — 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势
（折合到定子边）。
图 6-5 异步电动机稳态等效电路和感应电动势
Us
1
Rs Lls L’lr
Lm R’r /s
Is
I0
I’r
异步电动机等效电路
EgEs Er
特性分析如果在电压－频率协调控制中，恰当地提高电压 Us 的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持 Eg /?1 为恒值（基频以下），则由式（ 6-1）可知，无论频率高低，每极磁通?m
均为常值。
特性分析（续）
由等效电路可以看出
2'
r
2
1
2
'
r
g'
r
lL
s
R
E
I
（ 6-11）
代入电磁转矩关系式,得
2'
r
2
1
22'
r
'
r1
2
1
g
p
'
r
2'
r
2
1
2'
r
2
g
1
p
e 3
3
l
l
LsR
RsE
n
s
R
L
s
R
En
T
（ 6-12）
特性分析（续）
利用与前相似的分析方法，当 s很小时，可忽略式（ 6-12）分母中含 s 项，则
s
R
sE
nT
'
r
1
2
1
g
pe 3
（ 6-13）
这表明机械特性的这一段近似为一条直线。
特性分析（续）
当 s 接近于 1时，可忽略式（ 6-12）分母中的 Rr'2 项，则
sLs
RE
nT
l
1
3
2'
r1
'
r
2
1
g
pe
（ 6-14）
s 值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。
性能比较但是，对比式（ 6-4）和式（ 6-12）可以看出，恒 Eg /?1 特性分母中含 s 项的参数要小于恒 Us /?1 特性中的同类项，也就是说,s 值要更大一些才能使该项占有显著的份量，从而不能被忽略，因此恒 Eg
/?1 特性的线性段范围更宽。
将式（ 6-12）对 s 求导，并令 dTe / ds = 0，可得恒 Eg /?1控制特性在最大转矩时的转差率
'
r1
'
r
m
lL
Rs
（ 6-15）
性能比较（续）
值得注意的是，在式（ 6-16）中，当 Eg /?1
为恒值时,Temax 恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒 Us /?1 控制的性能。
这正是恒 Eg /?1 控制中补偿定子压降所追求的目标。
和最大转矩
'
r
2
1
g
pm a xe
1
2
3
lL
E
nT
（ 6-16）
机械特性曲线
eT
O
n
N0n
03n
02n
01n
N1?
11?
12?
13?
131211N1
Temax
恒 Eg /?1 控制时变频调速的机械特性
3,恒 Er /?1 控制如果把电压－频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒 Er
/?1 控制，那么，机械特性会怎样呢？由此可写出
sR
EI
/'r
r'
r?
（ 6-17）
代入电磁转矩基本关系式，得
'
r
1
2
1
r
p
'
r
2
'
r
2
r
1
p
e 3
3
R
sE
n
s
R
s
R
En
T
（ 6-18）
现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线，见图 6-6。
0
s
1 0 T
e
几种电压－频率协调控制方式的特性比较图 6-6 不同电压－频率协调控制方式时的机械特性恒 Er /?1 控制恒 Eg /?1 控制恒 Us /?1 控制
a b
c
显然，恒 Er /?1 控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。
现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的 Er /?1 呢？
按照式（ 6-1）电动势和磁通的关系，可以看出，
当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（ 6-
1）中，气隙磁通的感应电动势 Eg 对应于气隙磁通幅值?m,那么，转子全磁通的感应电动势 Er
就应该对应于转子全磁通幅值?rm,
由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值?rm
= Constant 进 行控制，就可以获得恒 Er /?1 了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，
下面在第 6-7节中将详细讨论 。
rmNs1r Φ44.4 skNfE?
（ 6-19）
4．几种协调控制方式的比较综上所述，在正弦波供电时，按不同规律实现电压－频率协调控制可得不同类型的机械特性。
（ 1）恒压频比（ Us /?1 = Constant ）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，
但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。
（ 2）恒 Eg /?1 控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到?rm =
Constant，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能力仍受到限制。
（ 3）恒 Er /?1 控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通?rm 恒定进行控制，即得
Er /?1 = Constant
而且，在动态中也尽可能保持?rm 恒定是矢量控制系统的目标，当然实现起来是比较复杂的。
6.2.3 基频以上恒压变频时的机械特性
性能分析在基频以上变频调速时，由于定子电压
Us= UsN 不变，式（ 6-4）的机械特性方程式可写成
2' rs2122'rs1
'
r2
sNpe )()(3
ll LLsRsR
sRUnT
（ 6-20）
性能分析（续）
而式（ 6-10）的最大转矩表达式可改写成
（ 6-21）
同步转速的表达式仍和式（ 6-7）一样。
2' rs212ss12sNpm a xe )(123 ll LLRRUnT
机械特性曲线恒功率调速
eT
O
n
N0n
c0n
b0n
a0n
N1?
a1?
b1?
c1?
c1?b1?a1?N1? < < <
由此可见，
当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，
机械特性上移，
而形状基本不变，如图所示。
图 6-7 基频以上恒压变频调速的机械特性由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。
最后，应该指出，以上所分析的机械特性都是在正弦波电压供电下的情况。如果电压源含有谐波，将使机械特性受到扭曲，并增加电机中的损耗。因此在设计变频装置时，
应尽量减少输出电压中的谐波。
6.2.4 恒流正弦波供电时的机械特性在变频调速时，保持异步电机定子电流的幅值恒定，叫作恒流控制，电流幅值恒定是通过带 PI调节器的电流闭环控制实现的，这种系统不仅安全可靠而且具有良好的动静态性能。
恒流供电时的机械特性与上面分析的恒压机械特性不同，现进行分析。
转子电流计算
设电流波形为正弦波，即忽略电流谐波，
由异步电动机等效电路图所示的等效电路在恒流供电情况下可得
)(
)(
'
rm1
'
r
m1
s
'
r1
'
r
'
r1
'
r
m1
'
r1
'
r
m1
s
'
r
ll
l
l
LLj
s
R
Lj
I
Lj
s
R
Lj
s
R
Lj
Lj
s
R
Lj
II
转子电流计算（续）
电流幅值为
（ 6-22）
2'
rm
2
1
2
'
r
sm1'
r
)(
l
LL
s
R
IL
I
电磁转矩公式
将式（ 6-22）代入电磁转矩表达式得
（ 6-23）
2'
rm
2
1
2
'
r
'
r
2
s
2
m
2
1
1
p
'
r2'
r
1
p
e
)()(
33
lLL
s
R
s
R
IL
n
s
R
I
n
T
2'
rm
2
1
22'
r
'
r2
s
2
m1p )(3
lLLsR
sRILn
最大转矩及其转差率取 dTe /dt = 0，可求出恒流机械特性的最大转矩值
（ 6-24）
产生最大转矩时的转差率为
（ 6-25）
)(2
3
'
rm
2
s
2
mp
.c o n s tm a xe s
l
I LL
ILn
T
)( ' rm1
'
r
.c o n s tm s
l
I LL
Rs
机械特性曲线按上式绘出不同电流、不同频率下的恒流机械特性示于图 6-8。
图 6-8 恒流供电时异步电动机的机械特性
TeO
n
a1sb,?I
b1a1
sbsa
II
a1sa,?I
b1sb,?I
b1sa,?I
性能比较第 5章式 （ 5-4） 和 （ 5-5） 给出了恒压机械特性的最大转差率和最大转矩,现再录如下：
（ 5-4）
（ 5-5）2' rs212ss
2
sp
.c o n s tm a xe )(2
3
1
s
ll
U LLRR
Un
T
2'
rs
2
1
2
s
'
r
.c o ns tm )(s
ll
U LLR
Rs
性能比较（续）
比较恒流机械特性与恒压机械特性,由上述表达式和特性曲线可得以下的结论：
（ 1） 恒流机械特性与恒压机械特性的形状相似,都有理想空载转速点 （ s=0,Te= 0）
和最大转矩点 （ sm,Temax ） 。
性能比较（续）
（ 3） 恒流机械特性的最大转矩值与频率无关,
恒流变频时最大转矩不变,但改变定子电流时,
最大转矩与电流的平方成正比 。
（ 2） 两类特性的特征有所不同,比较式 （ 6-25）
和式 （ 5-4） 可知,由于 Lls << Lm,所以,sm|
<< sm| 因此恒流机械特性的线性段比较平,
而最大转矩处形状很尖 。
Is = const,Us = const.
性能比较（续）
Is = const.
Us = const.
（ 4）由于恒流控制限制了电流 Is，而恒压供电时随着转速的降低 Is会不断增大，所以在额定电流时 Temax| 的要比额定电压时的 Temax| 小得多，用同一台电机的参数代入式（ 6-24）和式（ 5-5）可以证明这个结论。但这并不影响恒流控制的系统承担短时过载的能力，因为过载时可以短时加大定子电流，以产生更大的转矩，参看图 6-8。
小 结
电压 Us与频率?1是变频器 —异步电动机调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。
在基频以下，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒 Er /?1控制的性能最好。
在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。
返回目录一、间接变频装置二、直接变频装置三、电压源变频器电流源变频器 交 -交变频装置
*6.3 电力电子变压变频器的主要类型目的,调节电压、频率、相位整流 逆变
DC ACAC
CVCF VVVF
交 -直 -交变频装置
引 言如前所述，对于异步电机的变压变频调速，必须具备能够同时控制电压幅值和频率的交流电源，而电网提供的是恒压恒频的电源，因此应该配置变压变频器，又称
VVVF（ Variable Voltage Variable Frequency）装置。
最早的 VVVF装置是旋转变频机组，即由直流电动机拖动交流同步发电机，调节直流电动机的转速就能控制交流发电机输出电压和频率。自从电力电子器件获得广泛应用以后，旋转变频机组已经无例外地让位给静止式的变压变频器了。
6.3.1 交 -直 -交和交 -交变压变频器从整体结构上看,电力电子变压变频器可分为交 -直 -交和交 -交两大类 。
1.交 -直 -交变压变频器交 -直 -交变压变频器先将工频交流电源通过整流器变换成直流，再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流，如下图所示。
交 -直 -交变压变频器基本结构图 7-9 交 -直 -交（间接）变压变频器变压变频
(VVVF)
中间直流环节恒压恒频
(CVCF)
逆变DC ACAC50Hz~ 整流由于这类变压变频器在恒频交流电源和变频交流输出之间有一个“中间直流环节”，所以又称间接式的变压变频器。
具体的整流和逆变电路种类很多，当前应用最广的是由二极管组成不控整流器和由功率开关器件（ P-MOSFET,IGBT等）
组成的脉宽调制（ PWM）逆变器，简称
PWM变压变频器，如下图所示。
交 -直 -交 PWM变压变频器基本结构图 7-10 交 -直 -交 PWM变压变频器变压变频
(VVVF)
中间直流环节恒压恒频
(CVCF)
PWM
逆变器
DC
ACAC50Hz~
调压调频
C
PWM变压变频器具有如下的一系列优点
PWM变压变频器的应用之所以如此广泛,是由于它具有如下的一系列优点：
（ 1） 在主电路整流和逆变两个单元中,只有逆变单元可控,通过它同时调节电压和频率,结构简单 。 采用全控型的功率开关器件,只通过驱动电压脉冲进行控制,
电路也简单,效率高 。
（ 2）输出电压波形虽是一系列的 PWM波，但由于采用了恰当的 PWM控制技术，正弦基波的比重较大，影响电机运行的低次谐波受到很大的抑制，因而转矩脉动小，
提高了系统的调速范围和稳态性能。
（ 3） 逆变器同时实现调压和调频,动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响,系统的动态性能也得以提高 。
（ 4）采用不可控的二极管整流器，电源侧功率因素较高，
且不受逆变输出电压大小的影响。
PWM变压变频器常用的功率开关器件有,P-
MOSFET,IGBT,GTO和替代 GTO的电压控制器件如
IGCT,IEGT等。
受到开关器件额定电压和电流的限制，对于特大容量电机的变压变频调速仍只好采用半控型的晶闸管
（ SCR），并用可控整流器调压和六拍逆变器调频的交 -
直 -交变压变频器，见下图。
普通交 -直 -交变压变频器的基本结构
SCR可控整流器六 拍逆变器
DC ACAC50Hz~
调频调压图 7-11 可控整流器调压、六拍逆变器调频的交 -直 -交变压变频器
▲ 间接变频间接变频装置（第一种）
可控整流逆变器
DC ACAC
调压 调频优点,结构简单、控制方便。
缺点,
输入环节用可控整流，电压和频率较低时，电网的功率因数较小。 输出环节多由晶闸管组成的三相六拍逆变器（每周换流六次），输出的谐波较大。
优点,不控整流,输入功率因数高，控制较方便。
缺点,输出环节多由晶闸管组成的三相六拍逆变器
（每周换流六次），输出的谐波较大。
不控整流逆变器
DC ACAC
调压 调频斩波器
DC
▲ 间接变频间接变频装置（第二种）
优点,不控整流，
输入功率因数高，
控制较方便。
PWM逆变器 输出谐波减少 。
缺点,谐波减少程度取决 PWM逆变器的开关频率,
开关频率受功率器件开关时间限制。
不控整流
PWM
逆变器
DC ACAC
调压调频解决,采用全控器件，提高 开关频率,组成 SPWM
（正弦波脉宽调制）逆变器
▲ 间接变频间接变频装置（第三种）
2,交 -交变压变频器交 -交变压变频器的基本结构如下图所示，
它只有一个变换环节，把恒压恒频
（ CVCF）的交流电源直接变换成 VVVF输出，因此又称直接式变压变频器。
有时为了突出其变频功能，也称作周波变换器（ Cycloconveter）。
交 -交变压变频器的基本结构图 7-12 交 -交（直接）变压变频器交－交变频AC50Hz~ AC
CVCF VVVF
常用的交 -交变压变频器输出的每一相都是一个由正、反两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。
也就是说，每一相都相当于一套直流可逆调速系统的反并联可逆线路（下图 a）。
交 -交变压变频器的基本电路结构
VRVF Id
-Id
+
-
-
+
a) 电路结构负载50Hz~ 50Hz~
u0
图 7-13-a 交 -交变压变频器每一相的可逆线路
交 -交变压变频器的控制方式
整半周控制方式正、反两组按一定周期相互切换，在负载上就获得交变的输出电压 u0,u0 的幅值决定于各组可控整流装置的控制角?,u0 的频率决定于正、反两组整流装置的切换频率。如果控制角一直不变，则输出平均电压是方波，如下图 b 所示。
图 7-13 -b 方波型平均输出电压波形
t
u0
正组通反组通正组通反组通
输出电压波形
控制方式（ 2 ）
调制控制方式要获得正弦波输出，就必须在每一组整流装置导通期间不断改变其控制角。
例如,在正向组导通的半个周期中，使控制角? 由?/2（对应于平均电压 u0 = 0）逐渐减小到 0（对应于 u0 最大），然后再逐渐增加到?/2（ u0 再变为 0），如下图所示。
2
A
O? t
0? 2
B
C
D
E
F
u0
图 7-14 交 -交变压变频器的单相正弦波输出电压波形
输出电压波形
单相交交变频电路输出电压和电流波形当?角按正弦规律变化时,半周中的平均输出电压即为图中虚线所示的正弦波 。 对反向组负半周的控制也是这样 。
1
O
O
2
3 4
5
6
图 7-15
uo
io
t
t
三相交交变频电路三相交交变频电路可以由 3个单相交交变频电路组成，其基本结构如下图所示。
如果每组可控整流装置都用桥式电路，含
6个晶闸管（当每一桥臂都是单管时），则三相可逆线路共需 36个晶闸管，即使采用零式电路也须 18个晶闸管。
三相交交变频器的基本结构
输出星形联结方式三相交交变频电路三相桥式 交交变频电路因此，这样的交 -交变压变频器虽然在结构上只有一个变换环节，省去了中间直流环节，看似简单，但所用的器件数量却很多，总体设备相当庞大。
不过这些设备都是直流调速系统中常用的可逆整流装置，在技术上和制造工艺上都很成熟，目前国内有些企业已有可靠的产品。
这类交 -交变频器的其他缺点是：输入功率因数较低，
谐波电流含量大，频谱复杂，因此须配置谐波滤波和无功补偿设备。其最高输出频率不超过电网频率的 1/3 ~ 1/2，
一般主要用于轧机主传动、球磨机、水泥回转窑等大容量、
低转速的调速系统，供电给低速电机直接传动时，可以省去庞大的齿轮减速箱。
近年来又出现了一种采用全控型开关器件的矩阵式交 -
交变压变频器，类似于 PWM控制方式，输出电压和输入电流的低次谐波都较小，输入功率因数可调，能量可双向流动，以获得四象限运行，但当输出电压必须为正弦波时，
最大输出输入电压比只有 0.866。目前这类变压变频器尚处于开发阶段，其发展前景是很好的。
应用领域：
大功率、低速交流传动
（轧钢机、矿井提升机、
造纸、冶炼等）
分类：
–单相、三相
–桥式、零式
–有环流、无环流
–高频 ( f0 > fi )、低频 ( f0 < fi )
▲ 直接变频 （三相）
常用零式及桥式交－交变频器比较：
元件 整流 脉波 输出 谐波 功率个数 形式 数 电压 含量 等级零式－－ 18支 半波 少 低 较高 中桥式－－ 36支 全波 多 高 较低 大交－交变频器的优点：
无中间直流环节，损耗小，效率高。
开关器件采用晶闸管，以利于大功率应用，
采用电源自然 换相，不需强迫换流电路。
可以实现能量反馈，使电机作四象限运行。
输出低频时，谐波含量小，负载转矩脉动低。
因此适用于大功率、低速交流传动领域。
交－交变频器的缺点：
晶闸管元件数量多，成本高，控制复杂。
最高输出频率受限制,f0 / fi < 1 / 3 。
输入侧功率因数低，当输出电压较低时，功率因数更低。
*6.3.2 电压源型和电流源型逆变器在交 -直 -交变压变频器中,按照中间直流环节直流电源性质的不同,逆变器可以分成 电压源型和 电流源型 两类,两种类型的 实际区别在于直流环节采用怎样的滤波器 。 下图绘出了电压源型和电流源型逆变器的示意图 。
两种类型逆变器结构逆变器逆变器
Ld
IdC
d UdUd
++
--
a) 电压源逆变器 b) 电流源逆变器图 7-16 电压源型和电流源型逆变器示意图
电压源型逆变器 （ Voltage Source Inverter
--VSI ），直流环节采用大电容滤波，因而直流电压波形比较平直，在理想情况下是一个内阻为零的恒压源，输出交流电压是矩形波或阶梯波，
有时简称电压型逆变器。
电流源型逆变器 （ Current Source Inverter-- CSI），
直流环节采用大电感滤波，直流电流波形比较平直，相当于一个恒流源，输出交流电流是矩形波或阶梯波，或简称电流型逆变器。
性能比较两类逆变器在主电路上虽然只是滤波环节的不同,在性能上却带来了明显的差异,主要表现如下：
（ 1）无功能量的缓冲 在调速系统中，逆变器的负载是异步电机，属感性负载。在中间直流环节与负载电机之间，
除了有功功率的传送外，还存在无功功率的交换。滤波器除滤波外还起着对无功功率的缓冲作用，使它不致影响到交流电网。
因此，两类逆变器的区别还表现在采用什么储能元件（电容器或电感器）来缓冲无功能量。
（ 2）能量的回馈 用电流源型逆变器给异步电机供电的电流源型变压变频调速系统有一个显著特征，就是容易实现能量的回馈，从而便于四象限运行，适用于需要回馈制动和经常正、反转的生产机械。
图 6-16-a 电流源型交 -直 -交变压变频调速系统的两种运行状态
M
3~
+
-
Ud
Id
Ld
CSI
α< 90o
整流
ω1 > ω
电动
Te
ω
逆变
UCR
a）电动运行?电动运行状态
P
（自学） 下面以由晶闸管可控整流器 UCR和电流源型串联二极管式晶闸管逆变器 CSI构成的交 -直 -交变压变频调速系统（如下图所示）为例，说明电动运行和回馈制动两种状态。
当电动运行时,UCR的控制角? < 90?,
工作在整流状态，直流回路电压 Ud 的极性为上正下负，电流 Id 由正端流入逆变器 CSI，
CSI工作在逆变状态，输出电压的频率?1 >?，
电动机以转速运行，电功率的传送方向如上图 a所示。
图 6-16-b 电流源型交 -直 -交变压变频调速系统的两种运行状态
M
3~
+
-
Ud
Id
Ld
CSI
α > 90o
有源逆变
ω1 < ω
发电
Te
ω
整流
UCR
b）逆变运行
逆变运行状态
P
如果降低变压变频器的输出频率?1，或从机械上抬高电机转速?,使?1 <?，同时使 UCR的控制角? > 90?,则异步电机转入发电状态，逆变器转入整流状态，而可控整流器转入有源逆变状态，此时直流电压 Ud 立即反向，而电流
Id 方向不变，电能由电机回馈给交流电网（图 b）。
与此相反，采用电压源型的交 -直 -交变压变频调速系统要实现回馈制动和四象限运行却很困难，因为其中间直流环节有大电容钳制着电压的极性，不可能迅速反向，
而电流受到器件单向导电性的制约也不能反向，所以在原装置上无法实现回馈制动。
必须制动时，只得在直流环节中并联电阻实现能耗制动，或者与 UCR反并联一组反向的可控整流器，用以通过反向的制动电流，而保持电压极性不变，实现回馈制动。这样做，设备要复杂多了。
性能比较（续）
（ 3） 动态响应 正由于交 -直 -交电流源型变压变频调速系统的直流电压可以迅速改变,所以动态响应比较快,而电压源型变压变频调速系统的动态响应就慢得多 。
（ 4） 输出波形 电压源型逆变器输出的电压波形为方波,电流源型逆变器输出的电流波形为方波 （ 见下表 ） 。
性能比较（续）
表 6-1 两种逆变器输出波形比较性能比较（续）
（ 5）应用场合 电压源型逆变器属恒压源，
电压控制响应慢，不易波动，所以适于做多台电机同步运行时的供电电源，或单台电机调速但不要求快速起制动和快速减速的场合。
采用电流源型逆变器的系统则相反，不适用于多电机传动，但可以满足快速起制动和可逆运行的要求。
6.3.3 180o导通型和 120o导通型逆变器交 -直 -交变压变频器中的逆变器一般接成三相桥式电路，以便输出三相交流变频电源，下图为 6个电力电子开关器件 VT1 ~
VT6 组成的三相逆变器主电路，图中用开关符号代表任何一种电力电子开关器件。
三相桥式逆变器主电路结构
Cd
VT1 VT3 VT5
VT4 VT6 VT2
A
B
C
Ud
2
Ud
2
R L
图 6-17 三相桥式逆变器主电路
控制方式控制各开关器件轮流导通和关断，可使输出端得到三相交流电压。在某一瞬间，
控制一个开关器件关断，同时使另一个器件导通，就实现了两个器件之间的换流。
在三相桥式逆变器中，有 180° 导通型和
120° 导通型两种换流方式。
（ 1） 180° 导通型控制方式同一桥臂上、下两管之间互相换流的逆变器称作 180°
导通型逆变器。
– 例如，当 VT1关断后，使 VT4导通，而当 VT4关断后，又使 VT1导通。这时，每个开关器件在一个周期内导通的区间是 180°,其他各相亦均如此。由于每隔 60° 有一个器件开关，在 180° 导通型逆变器中，除换流期间外，每一时刻总有 3个开关器件同时导通。
但须注意，必须防止同一桥臂的上、下两管同时导通，否则将造成直流电源短路，谓之“直通”。为此，
在换流时，必须采取“先断后通”的方法，即先给应关断的器件发出关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，
叫做“死区时间”，再给应导通的器件发出开通信号。
输出波形
tO
tO
tO
tO
tO
tO
tO
tO
a)
b)
c)
d)
e)
f)
g)
h)
u AO'
u AO
u AB
i A
i d
u BO'
u CO'
u OO'
U d
U d
2
U d
3
U d
6
2 U d
3
电压型逆变电路的波形死区时间的长短视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快时，所留的死区时间可以越短。
为了安全起见，设置死区时间是非常必要的，但它会造成输出电压波形的畸变。
（ 2） 120° 导通型控制方式
120° 导通型逆变器的换流是在不同桥臂中同一排左、右两管之间进行的。
– 例如,VT1关断后使 VT3导通,VT3关断后使
VT5导通,VT4关断后使 VT6导通等等。这时，
每个开关器件一次连续导通 120°,在同一时刻只有两个器件导通，如果负载电机绕组是 Y
联结，则只有两相导电，另一相悬空。
电流型三相桥式逆变电路的输出波形
tO
tO
tO
tO
I d
i V
i W
u UV
i U
返回目录三相交 — 交变频电源仿真模型
▲ 直接变频仿真仿真得到的波形从上至下依次为：输入相电压、触发脉冲、输出相电压，输出线电压
▲ 直接变频仿真问题 1：
在电动机调速时，为什么要保持每极磁通量为额定值不变？对直流电机和交流异步电动机，分别采用什么方法使电机每极的磁通恒定？
问题 2：
交流异步电动机的恒压频比控制有哪三种 方式？试就其实现难易程度、机械特性等方面进行比较。
问题 3：
交流异步电动机变压变频调速系统在基速以上和基速以下分别采用什么控制方法，磁通、转矩、功率呈现怎样的变化规率？并请用图形表示。
思考题
§ 6.4 变压变频调速系统中的脉宽调制
（ PWM）技术一、正弦波 脉宽调制技术 SPWM
二、消除指定次数谐波的 PWM(SHEPWM)
控制技术三、电流滞环跟踪 PWM(CHBPWM)控制技术四,电压空间矢量 PWM(SVPWM)控制技术
（或称磁链跟踪控制技术）
问题的提出早期的交 -直 -交变压变频器所输出的交流波形都是六拍阶梯波（对于电压型逆变器）或矩形波（对于电流型逆变器），这是因为当时逆变器只能采用半控式的晶闸管，其关断的不可控性和较低的开关频率导致逆变器的输出波形不可能近似按正弦波变化，从而会有较大的低次谐波，使电机输出转矩存在脉动分量，影响其稳态工作性能，在低速运行时更为明显。
六拍逆变器主电路结构
N'
N
+
-
U
V
W
图5 - 9
V
1
V
2
V
3
V
4
V
5
V
6
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
VD
5
VD
6
U
d
2
U
d
2
VT1~VT6―― 主电路开关器件 VD1~VD6―― 续流二极管
VT3 VT5
VT4 VT6 VT2
VT1
六拍逆变器的谐波为了改善交流电动机变压变频调速系统的性能，在出现了全控式电力电子开关器件之后，科技工作者在 20世纪 80年代开发了应用 PWM技术的逆变器。
由于它的优良技术性能，当今国内外各厂商生产的变压变频器都已采用这种技术，只有在全控器件尚未能及的特大容量时才属例外。
解决办法,
正弦波脉宽调制 (SPWM)逆变器交 -直 -交变压变频调速存在问题,
电压 /频率协调控制,要求调速时同时控制整流器和逆变器,
(1) 主电路有两个可控的功率环节,较复杂 ;
(2) 中间直流环节存在大惯性元件 (电感或电容 ),系统的动态响应缓慢
(3) 整流器可控,产生高次谐波 ;
(4) 逆变器输出为阶梯波输出电压 (或电流 ),产生脉动转矩,影响电机稳定工作 ;
6.4.1 正弦波脉宽调制 (SPWM)技术
SPWM交 -直 -交变压变频器特点,
(1) 主电路只有一个可控的功率环节,简化了结构 ;
(2) 逆变器在调频的同时实现调压,而与中间直流环节的元件参数无关,加快了系统的动态响应 ;
(3) 整流器不可控,电网功率因数接近于 1;
(4) 可获得更好的输出电压波形,抑制或消除低次谐波,
转矩脉动小,扩大调速范围,提高系统性能。
不控整流
SPWM
逆变器
DC ACAC
调压调频以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（ Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波
（ Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。
1,PWM调制原理
t
O
u
a )
b )
图 6 - 3
O
u
t
图 7-18 PWM调制原理按照波形面积相等的原则，每一个矩形波的面积与相应位置的正弦波面积相等，因而这个序列的矩形波与期望的正弦波等效。
这种调制方法称作正弦波脉宽调制
（ Sinusoidal pulse width modulation，简称
SPWM），这种序列的矩形波称作 SPWM波。
2,SPWM控制方式
如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的
SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。
如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则 SPWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。
单相桥式 PWM逆变电路信号波载波图6 - 4
调制电路
U
d
+
V
1
V
2
V
3
V
4
VD
1
VD
2
VD
3
VD
4
u
o
R L
u
r
u
c
单相桥式 PWM逆变电路
VT1
VT2
VT3
VT4
图6 - 5
u
r
u
c
u
O
t
O
t
u
o
u
of
u
o
U
d
- U
d
（ 1）单极性 PWM控制方式
（ 2）双极性 PWM控制方式图6 - 6
u
r
u
cu
O
t
O
t
u
o
u
ofu
o
U
d
- U
d
3,PWM控制电路
模拟电子电路采用正弦波发生器、三角波发生器和比较器来实现上述的 SPWM控制；
数字控制电路
–硬件电路；
–软件实现。
模拟电子电路
数字控制电路
自然采样法 ——只是把同样的方法数字化,自然采样法的运算比较复杂；
规则采样法 ——在工程上更实用的简化方法，由于简化方法的不同，衍生出多种规则采样法。
（ 1）自然采样法原理
（ 2）规则采样法图6 - 1 2
u
c
u
O
t
u
r
T
c
A D
B
O t
u
o
t
A
t
D
t
B
'? '
2
2
规则采样法原理
三角波两个正峰值之间为一个采样周期 Tc
自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期的中点（即负峰点）重合
规则采样法使两者重合，每个脉冲的中点都以相应的三角波中点为对称，使计算大为简化
在三角波的负峰时刻 tD对正弦信号波采样得 D点，过 D
作水平直线和三角波分别交于 A,B点，在 A点时刻 tA
和 B点时刻 tB控制开关器件的通断
脉冲宽度 d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近规则采样法原理正弦调制信号波式中,M 称为 调制度,0 ≤a <1；?r为信号波角频率。
从图中可得
2/
2
2/
s i n1
c
Dr
T
tM
tMu rr s i n
因此可得
三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度
)s i n1(421' Drcc tMTT
)s i n1(2 Drc tMT
根据上述采样原理和计算公式，可以用计算机实时控制产生 SPWM波形，具体实现方法有：
实时计算法 ——事先在内存中存放正弦函数和 Tc /2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度 M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的 Tc /2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。
由于 PWM变压变频器的应用非常广泛，已制成多种专用集成电路芯片作为 SPWM信号的发生器，后来更进一步把它做在微机芯片里面，生产出多种带 PWM信号输出口的电机控制用的 8位,16位微机芯片和 DSP。
查表法 ——可以先离线计算出相应的脉宽 d 等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。
4,PWM调制方法
载波比 ——载波频率 fc与调制信号频率 fr
之比 N,既 N = fc / fr
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况,PWM调制方式分为异步调制 和 同步调制 。
分段同步调制方式,混合调制
（ 1）异步调制
通常保持 fc 固定不变，当 fr 变化时，载波比 N 是变化的；
在信号波的半周期内,PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称；
异步调制 ——载波信号和调制信号不同步的调制方式。
当 fr 较低时,N 较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小；
当 fr 增高时,N 减小，一周期内的脉冲数减少，
PWM 脉冲不对称的影响就变大。
（ 2）同步调制
基本同步调制方式,fr 变化时 N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定；
三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为 3的整数倍，使三相输出对称,
同步调制 ——N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。
为使一相的 PWM波正负半周镜对称,N应取奇数；
fr 很低时,fc 也很低，由调制带来的谐波不易滤除；
fr 很高时,fc 会过高，使开关器件难以承受。
同步调制三相 PWM波形
ucurU urV urWu
uUN'
uVN'
O t
t
t
t0
0
0
uWN'
2
Ud
2Ud
（ 3）分段同步调制
把 fr 范围划分成若干个频段，每个频段内保持 N恒定，不同频段 N不同；
在 fr 高的频段采用较低的 N，使载波频率不致过高；
在 fr 低的频段采用较高的 N，使载波频率不致过低；
分段同步调制方式
0
0,4
0,8
1,2
1,6
2,0
2,4
10 20 30 40 50 60 70 80
2
0
1
1
4
7
99
69 45
33
21
图6 - 1 1
f
r
/ H z
f
c
/
k
H
z
（ 4）混合调制可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。
问题 9：
什么是 SPWM，它有何特点？请简述其工作原理。
问题 10：
什么是 SPWM的同步调制和异步调制？各有何特点？请简述分段同步调制的工作原理。
问题 11：
SPWM波形有那几种常用的方法？试对其中一种进行具体说明。
5,PWM逆变器主电路及输出波形图 7-19 三相桥式 PWM逆变器主电路原理图调制电路
V1
V2
V3
V4
VD1
VD2
VD3
VD4
uc
V6 VD6
V5 VD5
V
U
W
NN'
C+
C+
urUu
rVu
rW
2
Ud
2
Ud
VT1
VT4
VT3
VT6
VT5
VT2
图 7-20 三相桥式 PWM逆变器的双极性 SPWM波形
u
uUN’
O? t
O
O
O
O
Ud
2
-Ud
2
uVN’
uWN’
uUV
uUN
t
t
t
t
O? t
urU urV urWuc
Ud
23Ud2
图 7-20为三相 PWM波形，其中
urU,urV,urW为 U,V,W三相的正弦调制波，
uc为双极性三角载波；
uUN’,uVN’,uWN’ 为 U,V,W三相输出与电源中性点 N’之间的相电压矩形波形；
uUV为输出线电压矩形波形，其脉冲幅值为 +Ud和
- Ud ；
uUN为三相输出与电机中点 N之间的相电压。
脉宽调制（ PWM）的目的是使变压变频器输出的电压波形尽量接近正弦波，减少谐波，以满足交流电机的需要。要达到这一目的，除了上述采用正弦波调制三角波的方法以外，还可以采用直接计算的下图中各脉冲起始与终了相位?1,?2,…
2m的方法，以消除指定次数的谐波，构成近似正弦的 PWM波形（ Selected Harmonics
Elimination PWM―SHEPWM ）。
*6.4.2 消除指定次数谐波的 PWM(SHEPWM)
控制技术
特定谐波消去法的输出波形图6 - 9
O
t
u
o
U
d
- U
d
2
a
1
a
2
a
3
图 7-21 特定谐波消去法的输出 PWM波形对图 6-21的 PWM波形作傅氏分析可知,其
k次谐波相电压幅值的表达式为
（ 7-26）
式中 Ud― 变压变频器直流侧电压；
1― 以相位角表示的 PWM波形第 i个起始或终了时刻 。
m
k
k
UU
1i
i
id
km c os)1(21π
2?
从理论上讲，要消除第 k次谐波分量，只须令式（ 7-26）
中的，并满足基波幅值为所要求的电压值，从而解出相应的值即可。
然而，图 7-21的输出电压波形为一组正负相间的
PWM波，它不仅半个周期对称，而且有 1/4周期按纵轴对称的性质。在 1/4周期内，有 m 个值，即 m 个待定参数，
这些参数代表了可以用于消除指定谐波的自由度。
其中除了必须满足的基波幅值外，尚有（ m-1）个可选的参数，它们分别代表了可消除谐波的数量。
– 例如，取 m=5，可消除 4 个不同次数的谐波。常常希望消除影响最大的 5,7,11,13 次谐波，就让这些谐波电压的幅值为零，并令基波幅为需要值，代入式
（ 7-26）可得一组三角函数的联立方程。
需要值 54321dm1 c os2c os2c os2c os2c os21π2UU
05c os25c os25c os25c os25c os21π52 54321dm5UU
07c o s27c o s27c o s27c o s27c o s21π72 54321dm7UU
……? 可采用数值法迭代，在上述方程组求解出开关时刻相位角?1,?2,…,然后再利用 1/4 周期对称性，计算出?2m =?-?1，以及?2m-1,.,各值。
这样的数值计算法在理论上虽能消除所指定的次数的谐波，但更高次数的谐波却可能反而增大，不过它们对电机电流和转矩的影响已经不大，所以这种控制技术的效果还是不错的。
由于上述数值求解方法的复杂性，而且对应于不同基波频率应有不同的基波电压幅值，求解出的脉冲开关时刻也不一样，所以这种方法不宜用于实时控制，须用计算机离线求出开关角的数值，放入微机内存，以备控制时调用。
应用 PWM控制技术的变压变频器一般都是电压源型的，它可以按需要方便地控制其输出电压，为此前面两小节所述的 PWM控制技术都是以输出电压近似正弦波为目标的。
但是，在电流电机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能使合成的电磁转矩为恒定值，不含脉动分量。
因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，
显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。
常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪 PWM
（ Current Hysteresis Band PWM ——CHBPWM）控制，具有电流滞环跟踪 PWM 控制的 PWM 变压变频器的 A相控制原理图示于图 7-22。
*6.4.3 电流滞环跟踪 PWM(CHBPWM)控制技术
1,滞环比较方式电流跟踪控制原理图 7-22 电流滞环跟踪控制的 A相原理图负载
L
+
-
i
ia
ia*
V1
V4
2
Ud
2
Ud VD4
VD1 HBCVT1
VT4
图中，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为 2h。
将给定电流 i*a 与输出电流 ia 进行比较，电流偏差 Dia
超过时?h，经滞环控制器 HBC控制逆变器 A相上（或下）
桥臂的功率器件动作。 B,C 二相的原理图均与此相同。
采用电流滞环跟踪控制时，变压变频器的电流波形与
PWM电压波形示于图 7-23。
如果,ia < i*a,且 i*a - ia ≥ h，滞环控制器 HBC输出正电平，驱动上桥臂功率开关器件 V1导通，变压变频器输出正电压，使增大。当增长到与相等时，虽然，但 HBC仍保持正电平输出，保持导通，使继续增大
直到达到 ia = i*a + h,Dia = –h,使滞环翻转,HBC输出负电平，关断 V1,并经延时后驱动 V4
但此时未必能够导通，由於电机绕组的电感作用，电流不会反向，而是通过二极管续流，使受到反向钳位而不能导通。此后，逐渐减小，直到时，，到达滞环偏差的下限值，使 HBC 再翻转，又重复使导通。这样，与交替工作，使输出电流给定值之间的偏差保持在范围内，在正弦波上下作锯齿状变化。从图 7-23 中可以看到，
输出电流是十分接近正弦波的。
滞环比较方式的指令电流和输出电流
O
图6 - 2 3
t
i i i *
+ D Ii
*
- D Ii
*
图 7-23 电流滞环跟踪控制时的电流波形图 7-23给出了在给定正弦波电流半个周期内的输出电流波形和相应的相电压波形。可以看出，
在半个周期内围绕正弦波作脉动变化，不论在的上升段还是下降段，它都是指数曲线中的一小部分，其变化率与电路参数和电机的反电动势有关。
三相电流跟踪型 PWM逆变电路图 7-24 三相电流跟踪型 PWM逆变电路
+
- iU
i*U
V4
+
- iV
i*V +
- iW
i*W
V1
V6
V3
V2
V5
Ud
U V W
VT1
VT4 VT6 VT2
VT3 VT5
三相电流跟踪型 PWM逆变电路输出波形图6 - 2 5
O
t
i
*
U
O
t
u
AB
i
U
i
因此，输出相电压波形呈 PWM状，但与两侧窄中间宽的 SPWM波相反，两侧增宽而中间变窄，这说明为了使电流波形跟踪正弦波，应该调整一下电压波形。
电流跟踪控制的精度与滞环的环宽有关，同时还受到功率开关器件允许开关频率的制约。当环宽选得较大时，可降低开关频率，但电流波形失真较多，谐波分量高；如果环宽太小，电流波形虽然较好，却使开关频率增大了。这是一对矛盾的因素，实用中，应在充分利用器件开关频率的前提下，正确地选择尽可能小的环宽。
小 结电流滞环跟踪控制方法的精度高,响应快,且易于实现 。 但受功率开关器件允许开关频率的限制,仅在电机堵转且在给定电流峰值处才发挥出最高开关频率,在其他情况下,器件的允许开关频率都未得到充分利用 。 为了克服这个缺点,可以采用具有恒定开关频率的电流控制器,或者在局部范围内限制开关频率,但这样对电流波形都会产生影响 。
简单的 SPWM仿真问题 5：
什么是直接变频？晶闸管的触发控制角采用怎样的变化规律能得到正弦输出电压？
问题 4：
什么是间接变频？按照控制方式不同，请画出三种间接变频的结构图，并说明其优缺点。
问题 6：
请从换能形式、换流方式、元件数量、调频范围、电网功率因数和适用场合等方面比较交直交间接变频器和交交直接变频器。
思考题
6.4.4 电压空间矢量 PWM(SVPWM)控制技术
（或称磁链跟踪控制技术）
本节提要
问题的提出
空间矢量的定义
电压与磁链空间矢量的关系
六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场
电压空间矢量的线性组合与 SVPWM控制
问题的提出经典的 SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。
然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。
如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作,磁链跟踪控制,,下面的讨论将表明,磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的,所以又称,电压空间矢量 PWM（ SVPWM,Space Vector
PWM）控制,。
1,空间矢量的定义交流电动机绕组的电压、电流、磁链等物理量都是随时间变化的，分析时常用时间相量来表示，但如果考虑到它们所在绕组的空间位置，也可以如图所示，定义为空间矢量 uA0,uB0,
uC0 。
图 6-25 电压空间矢量
电压空间矢量的相互关系
定子电压空间矢量,uA0,uB0,uC0 的方向始终处于各相绕组的轴线上，而大小则随时间按正弦规律脉动，时间相位互相错开的角度也是 120° 。
合成空间矢量,由三相定子电压空间矢量相加合成的空间矢量 us 是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电压值的
3/2倍。
电压空间矢量的相互关系（续）
当电源频率不变时，合成空间矢量 us 以电源角频率?1 为电气角速度作恒速旋转。当某一相电压为最大值时，合成电压矢量 us 就落在该相的轴线上。用公式表示，则有
C0B0A0s uuuu
（ 6-39）
与定子电压空间矢量相仿，可以定义定子电流和磁链的空间矢量 Is 和 Ψs 。
2,电压与磁链空间矢量的关系三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为
t
R
d
d s
sss
ΨIu （ 6-40）
式中 us — 定子三相电压合成空间矢量；
Is — 定子三相电流合成空间矢量；
Ψs— 定子三相磁链合成空间矢量。
近似关系当电动机转速不是很低时，定子电阻压降在式（ 6-40）中所占的成分很小，
可忽略不计，则定子合成电压与合成磁链空间矢量的近似关系为
td
d s
s
Ψu? （ 6-41）
tdss uΨ
（ 6-42）或
磁链轨迹当电动机由三相平衡正弦电压供电时，电动机定子磁链幅值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形
（一般简称为磁链圆）。这样的定子磁链旋转矢量可用下式表示。
tj 1eΨ
ms
Ψ （ 6-43）
其中 Ψm是磁链 Ψs的幅值,?1为其旋转角速度。
由式（ 6-41）和式（ 6-43）可得
)
2
π(
m1m1ms
111 ee)e(
d
d tjtjtj ΨΨjΨ
t
u （ 6-44）
上式表明，当磁链幅值一定时，的大小与
（或供电电压频率）成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向，
磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系如图所示，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动 2?弧度，其轨迹与磁链圆重合。
这样，电动机旋转磁场的轨迹问题就可转化为电压空间矢量的运动轨迹问题 。
图 6-26 旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹
3,六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场
（ 1）电压空间矢量运动轨迹在常规的 PWM 变压变频调速系统中，
异步电动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间矢量运动轨迹是怎样的呢？
为了讨论方便起见，再把三相逆变器 -异步电动机调速系统主电路的原理图绘出，
图 6-27中六个功率开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种开关器件。
主电路原理图图 6-27 三相逆变器 -异步电动机调速系统主电路原理图
开关工作状态如果，图中的逆变器采用 180° 导通型，功率开关器件共有 8种工作状态（见附表）,其中
– 6 种有效开关状态；
– 2 种无效状态（因为逆变器这时并没有输出电压）：
上桥臂开关 VT1,VT3,VT5 全部 导通
下 桥臂开关 VT2,VT4,VT6 全部导通开关状态表序号 开 关 状 态 开关代码
1 VT
6
V T
1
V T
2
100
2 V T
1
V T
2
V T
3
1 10
2 V T
2
V T
3
V T
4
010
4 V T
3
V T
4
V T
5
01 1
5 V T
4
V T
5
V T
6
001
6 VT
5
VT
6
V T
1
101
7 VT
1
V T
3
V T
5
111
8 VT
2
V T
4
V T
6
000
开关控制模式对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中 6 种有效的工作状态各出现一次。
逆变器每隔?/3 时刻就切换一次工作状态
（即换相），而在这?/3 时刻内则保持不变。
（ a）开关模式分析
设工作周期从 100
状态开始，这时
VT6,VT1,VT2导通，其等效电路如图所示。各相对直流电源中点的电压都是幅值为
UAO’ = Ud / 2
UBO’ = UCO’ = - Ud /2
O
+
-
iC
Ud
iA
iB
id VT1
VT6 VT2
（ b）工作状态 100的合成电压空间矢量
由图可知，三相的合成空间矢量为 u1，其幅值等于 Ud，方向沿
A轴（即 X轴）。
u1
uAO’
-uCO’
-uBO’
A
B
C
（ c）工作状态 110的合成电压空间矢量
u1 存在的时间为
/3，在这段时间以后，工作状态转为
110，和上面的分析相似，合成空间矢量变成图中的 u2,
它在空间上滞后于
u1 的相位为?/3 弧度，存在的时间也是?/3 。
u2
uAO’
-uCO’
uBO’
A
B
C
（ d）每个周期的六边形合成电压空间矢量
u1
u2
u3u4
u5
u6
u7 u8
依此类推，随着逆变器工作状态的切换，
电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转?/3,直到一个周期结束。
这样，在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2? 弧度，形成一个封闭的正六边形，如图所示。
（ 2）定子磁链矢量端点的运动轨迹
电压空间矢量与磁链矢量的关系一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹也可以看作是异步电动机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，
进一步说明如下：
图 6-29 六拍逆变器供电时电动机电压空间矢量与磁链矢量的关系设在逆变器工作开始时定子磁链空间矢量为
1，在第一个?/3 期间，
电动机上施加的电压空间矢量为图 6-28d中的
u1,把它们再画在图 6-
29中。按照式（ 6-41）
可以写成也就是说，在?/3 所对应的时间 Dt 内，施加 u1
的结果是使定子磁链?1 产生一个增量 D?,其幅值 |u1| 与成正比，方向与 u1一致，最后得到图 6-
29所示的新的磁链，而
11 Ψu D?D t
（ 6-45）
112 D
（ 6-46）
依此类推，可以写成 D? 的通式
ii Ψu D?D t
ii1i D
（ 6-47）6,2,1i
（ 6-48）
总之，在一个周期内,6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在 O点，其 顶端的运动轨迹也就是 6个电压空间矢量所围成的正六边形 。
磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系如果 u1 的作用时间
Dt 小于?/3,则 D?i
的幅值也按比例地减小，如图 6-30 中的矢量 。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值则正比于施加电压的时间。
AB
图 6-30 磁链矢量增量与电压矢量、
时间增量的关系
4,电压空间矢量的线性组合与 SVPWM控制如前分析，我们可以得到的结论是：
– 如果交流电动机仅由常规的六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不象在正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场那样能使电动机获得匀速运行。
– 如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，
就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。为此，
必须对逆变器的控制模式进行改造。
圆形旋转磁场逼近方法
PWM控制显然可以适应上述要求，问题是，怎样控制 PWM的开关时间才能逼近圆形旋转磁场。
科技工作者已经提出过多种实现方法，
例如线性组合法，三段逼近法，比较判断法等 [31]，这里只介绍 线性组合法 。
基本思路图 6-31 逼近圆形时的磁链增量轨迹如果要逼近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的 D?11,
D?12,D?13,D?14 这
4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。
线性组合的方法图 6-32 电压空间矢量的线性组合图 6-32表示由电压空间矢量和的线性组合构成新的电压矢量。
设在一段换相周期时间 T0 中，可以用两个矢量之和表示由两个矢量线性组合后的电压矢量
us,新矢量的相位为?。
（ 1）线性组合公式可根据各段磁链增量的相位求出所需的作用时间 t1和 t2 。在图 6-32中，可以看出
s i nco s ss2
0
2
1
0
1
s uuuuu jT
t
T
t （ 6-49）
（ 2）相电压合成公式根据式（ 6-39）用相电压表示合成电压空间矢量的定义，把相电压的时间函数和空间相位分开写，得
2
C0B0A0s e)(e)()(
jj ttt uuuu （ 6-50）
式中? = 120?。
（ 3）线电压合成公式若改用线电压表示，可得
jtt e)()(
BCABs uuu
（ 6-50）
几种表示法的比较：由图 6-27可见，当各功率开关处于不同状态时，线电压可取值为 Ud,0 或 –Ud，比用相电压表示时要明确一些。
作用时间的确定这样，根据各个开关状态的线电压表达式可以推出
0
2
0
2
0
1
d
0
2
0
1
d
0
2
0
1
d
3π
0
2
0
1
d
3π
d
0
2
d
0
1
s
2
3
2
2
3
2
1
3
π
s i n
3
π
c o s
ee
T
t
j
T
t
T
t
U
j
T
t
T
t
Uj
T
t
T
t
U
T
t
T
t
UU
T
t
U
T
t
jj
u
（ 6-52）
比较式（ 6-52）和式（ 6-49），令实数项和虚数项分别相等，则
d
0
2
0
1
s 2c o s UT
t
T
t
u
d
0
2
s 2
3s in U
T
tu
解 t1和 t2,得
d
s
d
s
0
1 s i n
3
1co s
UUT
t uu
d
s
0
2 s i n
3
2
UT
t?u
（ 6-53）
（ 6-54）
零矢量的使用换相周期 T0 应由旋转磁场所需的频率决定,T0 与 t1+ t2 未必相等，其间隙时间可用零矢量 u7 或 u8 来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般使 u7 和 u8 各占一半时间，因此
)(
2
1
21087 ttTtt
（ 6-55）≥ 0
电压空间矢量的扇区划分为了讨论方便起见，可把逆变器的一个工作周期用 6个电压空间矢量划分成 6个区域，称为扇区（ Sector），如图所示的 Ⅰ,
Ⅱ,…,Ⅵ,每个扇区对应的时间均为?/3 。
由于逆变器在各扇区的工作状态都是对称的，分析一个扇区的方法可以推广到其他扇区。
电压空间矢量的 6个扇区图 6-33 电压空间矢量的放射形式和 6个扇区
在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。
实现 SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间 T0 的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量 us，以获得优于正六边形的多边形
（逼近圆形）旋转磁场。
开关状态顺序原则在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则,每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以满足最小开关损耗。
插值举例每一个 T0 相当于 PWM电压波形中的一个脉冲波。
例如：
图 6-32所示扇区内的区间包含 t1,t2,t7 和
t8 共 4段，相应的电压空间矢量为 u1,u2，
u7 和 u8,即 100,110,111 和 000 共 4种开关状态。
为了使电压波形对称，把每种状态的作用时间都一分为二，因而形成电压空间矢量的作用序列为,12788721，其中 1表示作用 u1,2表示作用 u2,…… 。
这样，在这一个时间内，逆变器三相的开关状态序列为 100,110,111,000,000，
111,110,100。
按照最小开关损耗原则进行检查，发现上述 1278的顺序是不合适的。
为此，应该把切换顺序改为 81277218，
即开关状态序列为 000,100,110,111，
111,110,100,000，这样就能满足每次只切换一个开关的要求了。
T0 区间的电压波形图 6-34 第 Ⅰ 扇区内一段区间的开关序列与逆变器三相电压波形虚线间的每一小段表示一种工作状态
如上所述，如果一个扇区分成 4个小区间，
则一个周期中将出现 24个脉冲波，而功率器件的开关次数还更多，须选用高开关频率的功率器件。当然，一个扇区内所分的小区间越多，就越能逼近圆形旋转磁场。
小 结归纳起来,SVPWM控制模式有以下特点：
1) 逆变器的一个工作周期分成 6个扇区，每个扇区相当于常规六拍逆变器的一拍。为了使电动机旋转磁场逼近圆形，每个扇区再分成若干个小区间 T0,T0 越短，旋转磁场越接近圆形，但 T0 的缩短受到功率开关器件允许开关频率的制约。
2) 在每个小区间内虽有多次开关状态的切换，
但每次切换都只涉及一个功率开关器件，
因而开关损耗较小。
3) 每个小区间均以零电压矢量开始，又以零矢量结束。
4) 利用电压空间矢量直接生成三相 PWM波，
计算简便。
5) 采用 SVPWM控制时，逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，这比一般的
SPWM逆变器输出电压提高了 15%。 返回目录
