第 9章 功率电路及系统第 9章 功率电路及系统
9—1 功率放大器
9—2 整流器和直流稳压电源
9—3 功率器件
9—4 高精度基准电压源第 9章 功率电路及系统
9— 1 功率放大器
9—1—1功率放大器的特点及工作状态分类一,特点
(1) 给负载提供足够大的功率 。
(2) 大信号工作 。
(3) 分析方法以图解法为主 。
(4) 非线性失真矛盾突出 。
(5) 提高效率成为重要的关注点 。
(6) 功率器件的安全问题必须考虑 。
第 9章 功率电路及系统二,工作状态分类根据直流工作点的位置不同,放大器的工作状态可分为 A类 (甲类 ),B类 (乙类 ),C类 (丙类 )等,如图 9—1所示 。 图 (a)中,工作点 Q较高 (ICQ大 ),信号在 360° 内变化,
管子均导通,称之为 A类工作状态 。 图 (b)中,工作点 Q
选在截止点,管子只有半周导通,另外半周截止,称之为 B类工作状态 。 而图 (c)中,工作点 Q选在截止点下面,
信号导通角小于 180°,称之为 C类工作状态 。
第 9章 功率电路及系统
i
C
t
0
i
C
u
BE
Q
( a )
0
图 9—1放大器的工作状态分类
(a)A类 (导通角为 360° );
(b)B类 (导通角为 180° );(c)C类 (导通角＜ 180° )
第 9章 功率电路及系统图 9—1放大器的工作状态分类
(a)A类 (导通角为 360° );
(b)B类 (导通角为 180° );(c)C类 (导通角＜ 180° )
i
C
t
0
i
C
u
BE
Q
( b )
π 2π 0
第 9章 功率电路及系统
i
C
t
0
i
C
u
BE
Q
( c )
π
0
图 9—1放大器的工作状态分类
(a)A类 (导通角为 360° );
(b)B类 (导通角为 180° );(c)C类 (导通角＜ 180° )
第 9章 功率电路及系统分析结果表明,A类工作时非线性失真虽小,但效率太低,且没有收到信号时,电源仍供给功率
(ICQ≠0),这些功率将转化为无用的管耗 。 B类工作时非线性失真虽大 (波形只有半周 ),但效率却很高,只要我们在电路结构上加以弥补,非线性失真是可以减小的,
所以,在功率放大器中大多采用 B类工作 。 C类工作主要用于高频功率放大器中,这里不予讨论 。
第 9章 功率电路及系统
9—1—2甲类 (A类 )功率放大器一,电路功率放大器的负载是各种各样的 。 若负载 RL很小,
则负载线很陡,电流摆幅大,而电压摆幅小,所得交流功率与电压,电流振幅乘积有关,所以不可能使功率最大；反之,若 RL很大,则电压摆幅大,电流摆幅小,功率也不可能大 。 如图 9—2(a)所示 。 图中,变压器初级接到功率管集电极回路,次级接负载 RL 。 若变压比为 n,则初级等效交流负载 R′L为第 9章 功率电路及系统式中,n=N1/N2。 若 RL太小,则要求 R′L＞ RL，
n＞ 1,变压器为降压变压器；反之,若 RL太大,而要求 R′L＜ RL,n＜ 1,则采用升压变压器 。 已知 RL和最佳 R′L，
即可确定变压比 n的值 。
图 9—2中 RB为偏置电阻,其值决定了 Q点的 ICQ及
IBQ 。 如果变压器是理想的,则直流工作点电压
UCEQ=UCC,直流负载线为一垂直线,而交流负载线通过 Q点,其斜率为 (-1/R′L),如图 9— 2(b)所示 。
LL RnR 2 (9— 1)
第 9章 功率电路及系统
U
CC
R
L
R
L
′
N
1
∶ N
2
R
B
V
＋
C
B
u
i
( a )
图 9—2甲类功放电路及交,直流负载线
(a)电路； (b)交,直流负载线第 9章 功率电路及系统图 9—2甲类功放电路及交,直流负载线
(a)电路； (b)交,直流负载线
i
C
t
0
I
C Q
I
C Q
I
C Q
u
CE
i
C
u
CE
t
0
0
U
CE Q
U
C
U
CC
( b )
Q
直流负载线交流负载线
i
B
1
R
L
′
－
I
C
第 9章 功率电路及系统二,功率与效率的计算
1.电源供出功率 PE
CQCC
CCQCC
T
E
IU
dttIIU
T
P
)s i n(
1
0
可见,PE是一个固定不变的值,与信号的有无或大小均无关 。
第 9章 功率电路及系统
2,负载得到的交流功率 PL
设变压器效率 ηT=1,则 PL=PRL=PR′L,即
L
C
CC
CC
T
L
R
U
IU
tdtItU
T
P
2
0
2
1
2
1
s i ns i n
1
(9— 3)
式中 UC和 IC分别为集电极交流电压和电流的振幅,信号越大,UC,IC越大,输出功率也将增大 。
在最佳负载和工作点的情况下,最大交流振幅为
CQCmCCCm IIUU,
(9— 4)
第 9章 功率电路及系统
3,管子功耗 PC
当信号为零时,PL=0,PCm=PE,电源功率全部变为管耗；而当信号增大时,部分电源直流功率转换为有用的交流功率,管耗反而下降 。
此时,最大输出功率 PLm为
CQCCLm IUP 2
1 (9— 5)
LEC PPP
(9— 6)
第 9章 功率电路及系统
4,转换能量的效率 η
CQCC
CC
E
L
IU
IU
P
P
2
1 (9— 7)
当信号最强,UCm=UCC,ICm=ICQ时,效率达到最高：
%5021m?
(9— 8)
可见,A类放大器无信号时,效率为零,而信号最强时最大效率也只有 50%。 这是 A类放大器的致命弱点,也是晶体管功率放大器极少采用 A类放大器的原因 。
第 9章 功率电路及系统
9—1—3 互补跟随乙类 (B类 )功率放大器一,双电源互补跟随乙类功率放大器 (OTL电路 )
1.电路此类功率放大器的电路如图 9—3所示,其电路形式和集成运放的输出级是相同的 。 其中二极管是为克服交越失真而设置的,ICO为前置级放大器有源集电极负载电流源 。 该电路由 VD1,VD2和 V1,V2构成跨导线性环,
是电流模电路 。 根据第八章的分析,当负载电流 IL
ICO时,输出管 V1,V2均工作在 B类,它们轮流导,通以给负载提供电流 。
第 9章 功率电路及系统
u
i
V
1
V
2
V
0
V D
1
V D
2
I
CO
i
C1
i
C2
U
CC
u
o
－ U
EE
0
u
o
R
L
i
C1
i
C2
图 9— 3 互补跟随乙类功率放大器 (OTL电路 )
第 9章 功率电路及系统
2,功率与效率的计算在 B类工作时,静态工作点 Q接近截止点,V1,V2
都是半周导通,其电流 iC1(或 iC2)为半波正弦 。 画出该电路的负载线和工作点位置如图 9—4所示 。
根据图 9—4的波形,我们可以计算该电路的功率和效率 。
第 9章 功率电路及系统
0
I
C m
u
CE
i
C1
0
U
Cm
( a )
T
2
Q
( 0,U
CC
)
U
CC
R
L
U
C
I
C
图 9—4互补跟随乙类功放负载线及工作点
(a)单管负载线； (b)双管负载线第 9章 功率电路及系统图 9—4互补跟随乙类功放负载线及工作点
(a)单管负载线； (b)双管负载线
t
0
i
C1
i
C2
0
i
C1
i
C2
u
CE 1
Q ( 0,U
CC
)
u
ce 1
( b )
i
C
第 9章 功率电路及系统
1)输出交流功率 PL
V1,V2为半周工作,但负载电流却是完整的正弦波 。
L
CC
L
L
o
ceCoLL
R
U
P
R
U
UIUIP
22
2
2
1
2
1
2
1
2
1
令,称之为电压利用系数,那么式 (9---9)可改写为 CC
o
U
U
(9— 9)
(9— 10)
信号越大,Uo增大,电压利用率也增大 。 若忽略集电极饱和电压,则最大 ξ=1,故最大输出功率 PLm为
L
CC
Lm R
UP 2
2
1? (9— 11)
第 9章 功率电路及系统
2)电源提供的功率当信号为零时,工作点接近于截止点,ICQ=0,电源不提供功率；而随着信号的增大,iC1增大,电源提供的功率也将随之增大 。 这点与 A类功放有本质的差别 。
PE=UCC·(iC1的直流分量 )+|UEE|·(iC2的直流分量 )
L
oCCC
CC
C
EE
C
CC
R
UUI
U
I
U
I
U
2
2
21
当信号最大时,Uom≈UCC，所以电源输出的最大功率为
L
CC
Em R
UP 22
(9— 13)
(9— 12)
第 9章 功率电路及系统
3)每管转换能量的效率 η
44
2
1
2
2
2
CC
o
L
oCC
L
o
E
L
E
L
U
U
R
UU
R
U
P
P
P
P
(9— 14)
当信号最大,ξ=1时，效率达到最高：
%5.784 m
可见,B类工作的效率远比 A类的高。
第 9章 功率电路及系统
4)每个管子损耗 PC
L
o
L
oCCLE
C R
U
R
UUPPP 2
4
1
22
可见,每个管子的损耗 PC是输出信号振幅的函数 。 将 PC对 Uo求导,可得出最大管耗 PCm。 令
L
CC
CCCC
CC
L
Cm
o
CC
Lo
C
R
U
UU
U
R
P
U
U
RdU
dP
2
2
2 1
])
2
(
4
12
[
1
0)
2
1
(
1
得出，当 时，每管的损耗最大：
CCo UU?
2?
第 9章 功率电路及系统那么,我们可以得出一个重要结论,即 PCm与最大输出功率的关系为
2.0
2
2
1
1
22
2
2
L
CC
L
CC
Lm
Cm
R
U
R
U
P
P (9— 18)
式 (9—18)提供了选择功率管功耗的依据 。 例如,
负载要求的最大功率 PLm=10W,那么只要选一个功耗
PCm大于 0.2PLm=2W的功率管就行了 。
第 9章 功率电路及系统
3.选择功率管为保证晶体功率管的安全和输出功率的要求,电源及输出功率管参数的选择原则如下：
(1)已知 PLm及 RL,选 UCC,则
LLmCC
L
CC
Lm
RPU
R
U
P
2
2
1 2
(9— 19)
(2)已知 PLm,选择管子允许的最大功耗 PCM。
管子允许的最大功耗
LmCmCM PPP 2.0
(9— 20)
第 9章 功率电路及系统
(3)管子的击穿电压 U(BR)CEO。
当信号最大时，一管趋于饱和，而另一管趋于截止，截止管承受的最大反压为 UCC+|UEE|=2UCC，所以
L
CC
CmCM
CCC E OBR
R
U
II
UU
2)(
(4)管子允许的最大电流 ICM。
(9— 21)
(9— 22)
第 9章 功率电路及系统二,单电源互补跟随乙类功率放大器单电源互补跟随乙类功率放大器电路如图 9—5所示 。
由图可见,静态时,a点电位,那么电容 C的直流电位也为 UCC/2,当 V1导通,V2截止时,V1
给负载 RL提供电流；而当 V1截止,V2导通时,电容 C充当 V2的电源,只要 C足够大,在信号变化一周内,电容电压可以保持基本恒定 UCC/2。
负载得到的交流电压振幅的最大值为
2
CC
om
UU?
CCa UU 2
1?
第 9章 功率电路及系统
u
i
V
1
V
2
V
0
V D
1
V D
2
I
CO
U
CC
u
o
R
L
i
C1
i
C2
a
＋
C
图 9-5 单电源互补跟随乙类功放电路第 9章 功率电路及系统故,该电路负载得到的最大交流功率 PLm为
LL
L
CC
L
CC
L
om
Lm
Rf
C
R
U
R
U
R
U
P
2
1
8
1
)
2
(
2
1
2
1
2
2
2
为保证功率放大器良好的低频响应，电容 C必须满足
(9— 23)
(9— 24)
式中 fL为放大器所要求的下限频率 。 有关放大器的其它指标,请读者自行分析 。
第 9章 功率电路及系统三,复合管及准互补乙类功率放大器 (OCL电路 )
在功率放大器中,输出功率大,输出电流也大 。
如要求输出功率 PLm=10W,负载电阻为 10Ω,那么,
功率管的电流峰值 ICm=1.414A。 若功率管的 β=30,则要求基极驱动电流 IBm=41.1mA。 前级晶体管放大器或运算放大器,若输不出这样大的电流来驱动后级功率管,则需要引入复合管 。 复合管又称达林顿电路 。 复合管的总 β值为
21总
(9— 25)
第 9章 功率电路及系统等效 β值的增大,意味着前级供给的电流可以减少 。
组成复合管的原则有以下几点：
(1)电流流向要一致 。
(2)各极电压必须保证所有管子工作在放大区,即保证 e结正偏,c结反偏 。
(3)因为复合管的基极电流 iB等于第一个管子的 iB1，
所以复合管的性质取决于第一个晶体管的性质 。 若第一个管子为 PNP,则复合管也为 PNP,反之为 NPN。 正确的复合管连接方式有四种,如图 9— 6所示 。
第 9章 功率电路及系统
( a )
＋
－
c
e
b
c
e
b
I
b
I
e
I
c
＋
－
图 9—6复合管的组成
(a)等效为 NPN管； (b)等效为 PNP管；
(c)等效为 PNP管； (d)等效为 NPN管第 9章 功率电路及系统图 9—6复合管的组成
(a)等效为 NPN管； (b)等效为 PNP管；
(c)等效为 PNP管； (d)等效为 NPN管
( b )
＋
－
c
e
b
＋
－
c
e
b
I
b
I
e
I
c
第 9章 功率电路及系统图 9—6复合管的组成
(a)等效为 NPN管； (b)等效为 PNP管；
(c)等效为 PNP管； (d)等效为 NPN管
( c )
＋
－
e
c
b
＋
－
e
c
b
I
b
I
c
I
e
第 9章 功率电路及系统图 9—6复合管的组成
(a)等效为 NPN管； (b)等效为 PNP管；
(c)等效为 PNP管； (d)等效为 NPN管
( d )
＋
－
e
c
b
＋
－
e
c
b
I
b
I
c
I
e
第 9章 功率电路及系统互补乙类功率放大器要求输出管 V1(NPN) 和
V2(PNP)性能对称匹配 。 所以,用复合管构成 V1和 V2管时,希望输出管都用 NPN管,因为 NPN管的性能一般比 PNP管好 。 用复合管组成的互补跟随乙类功放如图
9—7所示,其中 NPN管采用图 9—6(a)电路,PNP管采用图 9—6(c)电路 。 这样,承受大电流的管子均用大功率
NPN管,此类电路称之为准互补乙类功率放大器,简称 OCL电路 。 图中 R1和 R2是为了分流反向饱和电流而加的电阻,目的是提高功放的温度稳定性 。
第 9章 功率电路及系统
u
i
V
1
V
2
V
0
＋ U
CC
I
CO
R
1
R
2
R
L
V
4
V
3
－ U
EE
u
o
图 9—7 准互补乙类功率放大器电路第 9章 功率电路及系统
9—1—4集成功率放大器一,集成功率放大器
1.SHM1150Ⅱ 型双极晶体管与 MOS管混合的音频集成功率放大器集成化是功率放大器的发展必然,目前集成功率放大器大都工作在音频段 。 集成功率放大器的型号很多,
在此仅举例说明之 。
图 9—8(a)给出集成音频功率放大器 SHM1150Ⅱ 型的内部简化电路图 。 这是一个由双极型晶体管和 VMOS组成的功率放大器,允许电源电压为 ± 12V~± 50V,电路最大输出功率可达 150W,使用十分方便,其外部接线如图 9— 8(b)所示 。
第 9章 功率电路及系统
S H M 1 1 5 0 Ⅱ
R
L
＋ U
CC
－ U
EE
6
10
8
3
1
+
-
u
i
( b )
1
V
1
V
2
＋
－
u
i
3
R
1
I
1
R
2
e
1
e
2
( a )
c
1
R
6
R
7
R
8
V
4
R
4
R
10
C
R
9
V
5
V
6
I
2
R
12
R
11
R
13
V
8
V
7
V
10
V
9
＋ U
CC
6
8
＋
－
u
o
－ U
EE
10
c
2
u
o
图 9—8SHM1150Ⅱ 型 BiMOS集成功率放大器
(a)内部电路； (b)外部接线图第 9章 功率电路及系统由图 9—8(a)可见,输入级为带恒流源的双极型晶体管差分放大器 (V1,V2),双端输出 。 第二级为单端输出的差分电路 (由 PNP管 V4,V5组成 ),恒流源 I2为其有源负载电流 。
第 9章 功率电路及系统
2,桥式功率放大器由两个功率放大器构成的桥式功放可以增大输出功率 。 如图 9—9所示,负载 (扬声器 )RL跨接在 A1和 A2的输出端,故负载得到的交流输出功率 PL为
L
o
L
oo
L R
U
R
UUP 21211 )2(
2
1)(
2
1
可见,桥式功放使输出功率增大到单个功放的四倍 。 A1和 A2的同相端都加 2.5V的偏压,以保证 A1,
A2正常工作 。
(9— 26)
第 9章 功率电路及系统
＋
－
A
1
＋
－
A
2
u
i
R
1
1 0 k
L M 4 8 6 0
R
2
2 0 k
u
o2
0,1 μ 0,1 μ
＋ 5V
3 0 k
U
CC
3 0 k
R
3
4 0 k
u
o1
R
4
4 0 k
R
L
( 负 载)
图 9—9 桥式集成功放 LM4860及其外部电路第 9章 功率电路及系统
9—2 整流器和直流稳压电源流稳压电源是所有电子设备的重要组成部分,它的基本任务是将电力网交流电压变换为电子设备所需要的稳定的直流电源电压 。 直流电源的一般组成如图
9—10所示 。 其中变压器是将电网电压 (220V,50Hz)变换为所需的交流电压；整流是将变压器次级交流转换为单向脉动直流；滤波是将整流后的波纹滤除 。
第 9章 功率电路及系统
t t t t
电 源变压器整流电路滤波电路稳压器
2 2 0 V
5 0 H z a b c
u
o
u
i
u
a
t
u
b
u
c
u
o
图 9—10 直流稳压电源的基本框图第 9章 功率电路及系统
9—2—1整流滤波电路一,整流滤波电路利用二极管的单向导电性能可实现整流 。 常用的整流电路有半波整流,全波整流,桥式整流和倍压整流,如图 9—11所示 。
第 9章 功率电路及系统
2 2 0 V
5 0 H z
( a )
＋
－
R
L
V
图 9—11常用整流电路
(a)半波整流； (b)全波整流； (c)桥式整流； (d)倍压整流第 9章 功率电路及系统图 9—11常用整流电路
(a)半波整流； (b)全波整流； (c)桥式整流； (d)倍压整流
2 2 0 V
5 0 H z
( b )
＋
－
R
L
V
1
V
2
第 9章 功率电路及系统图 9—11常用整流电路
(a)半波整流； (b)全波整流； (c)桥式整流； (d)倍压整流
2 2 0 V
5 0 H z
( c )
U
2
V
1
V
2
V
3
V
4
＋
－
R
L
第 9章 功率电路及系统图 9—11常用整流电路
(a)半波整流； (b)全波整流； (c)桥式整流； (d)倍压整流
2 2 0 V
5 0 H z
( d )
U
2
2 U
2
＋ －
V
1
V
2
V
3
V
4
V
5
＋ － ＋ －
2 U
2
2 U
2
2 U
2
2 2 U
2
2
2 2
第 9章 功率电路及系统
C
( a )
C
L
( b )
C
2
R
( c )
C
1
＋ ＋ ＋ ＋
图 9—12 常用滤波电路
(a)电容滤波； (b)电感电容 Γ型滤波； (c)电阻电容 Π型滤波第 9章 功率电路及系统二,整流滤波电路的工作原理及主要性能
1,工作原理如图 9—13所示,全波整流的变压器有中心抽头,
且要求次级两绕组十分对称,整流管 V1,V2接于变压器次级两端和负载之间,采用简单电容滤波 。
设滤波电容电压初始值 uC(0)=0,当 u″i为正半周时,
V1导通,V２ 截止,u′i给 C充电 。 由于二极管内阻较小,
充电时常数较小,uC上升快 。 当 uC上升到等于 u′i(t1)时,
V1,V2均截止,电容 C通过负载 RL放电,uo下降 。
第 9章 功率电路及系统
2 2 0 V
5 0 H z
( a )
R
L
V
1
V
2
u
i
N
1
∶ N
2
C
＋
i
V1
i
V2
u
i
′
u
i
″
u
o
图 9—13全波整流电路及电压电流波形
(a)电路； (b)管子流过的电流及输入输出电压波形第 9章 功率电路及系统图 9—13全波整流电路及电压电流波形
(a)电路； (b)管子流过的电流及输入输出电压波形
t
u
i
′ u
i
″
0
i
V
t0
i
V1
i
V2
i
V1
( b )
u
o
u
i
′ u
i
″
u
o
t
1
t
2
第 9章 功率电路及系统
2μ 1 0 k
( c )
1 N 4 4 4 9
1 N 4 4 4 9
p q 4 - 1 0
2
2 2 0 V / 5 0 H z
/ 0 D e g
图 9—13全波整流电路及电压电流波形
(c)计算机仿真波形 (为看清输出波纹,故意将滤波电容值取得很小,
实际上要加几百 ~几千 μF)
第 9章 功率电路及系统
2,主要性能
1)输出直流电压 Uo
不接滤波电容 (C=0)时,
io
io
imimo
UU
UU
UUU
2.1
4 1 4.1
'9.0
2
当接入滤波电容 (C≠0),且负载 RL=∞时,输出电压可充电至输入电压峰值：
一般情况下 (RL≠∞,C≠0),Uo的估算值为
(9— 27)
(9— 28)
(9—29)
第 9章 功率电路及系统式中 U′i为变压器次级单边交流电压有效值,U′im
为交流振幅 。 根据式 (9—28),可以由 Uo算出 U′i,从而算出变压比
V
U
N
Nn
2 2 0
2
1
2
2)滤波电容估算值滤波电容的选择要满足下式,即
L
L
r p p
LL
C
TI
U
T
CR
2
2
)5~3(
此时,波纹电压峰峰值 Urpp约为
(9—30)
(9—31)
式中,T为交流电网信号周期； IL为负载电流。
第 9章 功率电路及系统
3)整流管的选择
(1)整流管最大允许电流
(2)整流管反向击穿电压 UBR＞ 2U′im。
半波整流只有一个整流管,所以 IM＞ IL,且波纹大,
所以一般用得不多 。
2LM
II?
第 9章 功率电路及系统
2 2 0 V
5 0 H z
＋
＋
U
o1
U
o2
－
正电压输出
＋
负电压输出图 9—14 用,硅桥,实现正,负两路直流输出的全波整流电路第 9章 功率电路及系统
9—2—2串联反馈型线性稳压电源的工作原理一,电路常用稳压电路有串联反馈型稳压电路和开关型稳压电路 。 首先,我们介绍最常用的串联型稳压电源 。
串联型稳压电源的框图如图 9—15所示 。 图中,调整环节,就是一个射极输出器 。 取样环节是将输出电压的变化样品取来,加到一个误差比较放大器的反相输入端,与同相输入端的基准电压相比较 。
第 9章 功率电路及系统
＋
－
A
U
B
调整环节比较放大环节
U
S
基准环节
R
1
R
2
取样环节
R
L
U
o
输出直流电压
( 稳定)
输入直流电压
( 不稳定)
U
i
R
W
U
RE F
图 9—15串联型稳压电源框图第 9章 功率电路及系统二,主要参数
1.主要指标
1)稳压系数 S
S表示输出电压相对变化量与输入电压相对变化量之比,即负载不变
i
i
o
o
U
U
U
U
S
(9— 32)
第 9章 功率电路及系统
2)输出电阻 Ro
Ro表示负载变化 (IL变化 )对输出电压的影响,即不变iU
L
o
o I
UR
(9— 33)
一般稳压器的 Ro为 mΩ数量级。
3)温度系数 ST
ST表示温度变化对输出电压的影响,其表达式为不变不变
L
i
I
U
o
T T
US
(9— 34)
第 9章 功率电路及系统
2,调整管参数
(1)调整管最大允许电流 ICM必须大于负载最大电流 ILM。
(2)调整管最大允许功耗 PCM必须大于调整管的实际最大功耗 。 当输入电压最大,而输出电压最小,负载电流最大时,调整管的实际功耗是最大的 。
(3)调整管必须工作在线性放大区,其管压降一般不能小于 3~4V。
(4)如果单管基极电流不够,则采用复合管；若单管输出电流不能满足负载电流的需要,则可使用多管并联 。
(5)电路必须具有过热保护,过流保护等措施,以免调整管损坏 。
第 9章 功率电路及系统
3.电路输出电压调节
(1)大波段调节依靠改变整流器变压器抽头 。
(2)波段内调节靠电位器 RW,如图 9—15所示 。 对于误差比较放大器,有
REFo
REFo
U
R
R
U
UUU
R
R
U
UU
)1(
)1(
2
1
2
1
(9— 35)
调节 R1和 R2的比例,即可调节输出电压值 。
第 9章 功率电路及系统三,集成三端稳压器集成三端稳压器是集成串联型稳压电源,用途十分广泛,而且非常方便 。 集成三端稳压器有 78×× 系列 (输出正电压 )和 79×× 系列 (输出负电压 ),后面两位数表示输出电压值,如 7812,即表示输出直流电压为
+12V。 图中,C1可以防止由于输入引线较长而带来的电感效应而产生的自激 。 C2用来减小由于负载电流瞬时变化而引起的高频干扰 。 C3为容量较大的电解电容,
用来进一步减小输出脉动和低频干扰 。
第 9章 功率电路及系统
L M 7 8 × ×＋
－
＋
－
U
o
U
i
C
1
C
2
1 3
2
( a )
0,1 μ
0,1 μ
C
3 ＋
1 0 0 μ
图 9—16三端集成稳压电源的典型接法
(a)78×× 系列典型接法； (b)79×× 系列典型接法；
(c)三端稳压器外形图第 9章 功率电路及系统图 9—16三端集成稳压电源的典型接法
(a)78×× 系列典型接法； (b)79×× 系列典型接法；
(c)三端稳压器外形图
L M 7 9 × ×
U
o
U
i
C
1
C
2
2 3
1
( b )
0,1 μ
0,1 μ
C
3
＋
100μ
( c )
321
＋
－
＋
－
第 9章 功率电路及系统三端稳压电源的功能可以扩展 。 图 9—17给出几个功能扩展电路 。 图 9—17(a)是一个扩流电路 。 图中 V为扩流晶体管,输出总电流 Io=I′o+IC。
图 9— 17(b)电路是一个扩大输出电压的电路，该电路输出电压 。式中,IQ为稳压器静态工作电流，通常比较小； UR1是稳压器输出电压 U′o。
所以
2121 )1( RIR
RUU
QRo
oRo UR
RU
R
RU )1()1(
1
2
1
1
2
(9—36)
第 9章 功率电路及系统图 9—17(c)电路是一个输出电压可调电路 。 只不过在三端稳压器和可调电位器之间加了隔离运放电路 。
所以,输出电压表达式同式 (9—36)。 调节 RW的中心抽头位置即可调节输出电压 Uo值 。
第 9章 功率电路及系统
L M 7 8 × ×U
i
U
o
I
o
＝ I
o
＋ I
C
′
C
2
2
1 3
I
C
I
o
′
C
1
R
V ( 扩流管)
( a )
图 9—17三端稳压器功能的扩展
(a)扩流电路； (b)扩压电路；
(c)输出电压可调电路第 9章 功率电路及系统图 9—17三端稳压器功能的扩展
(a)扩流电路； (b)扩压电路；
(c)输出电压可调电路
L M 7 8 × ×
U
o
U
i
C
1
R
2
1 3
2
( b )
C
2
R
1
I
Q
第 9章 功率电路及系统图 9—17三端稳压器功能的扩展
(a)扩流电路； (b)扩压电路；
(c)输出电压可调电路
L M 7 8 × ×
U
oU
i
C
1
( c )
C
2
＋
－
A
R
W
第 9章 功率电路及系统
9—2—3开关型稳压电源串联型反馈式稳压电源用途广泛,但存在以下两个问题：
(1)调整管总工作在线性放大状态,管压降大,流过的电流也大 (大于负载电流 ),所以功耗很大,效率较低 (一般为 40%~60%),且需要庞大的散热装置 。
(2)电源变压器的工作频率为 50Hz，频率低而使得变压器体积大、重量重。
第 9章 功率电路及系统开关稳压电源正是基于上述改革思路而发明的新型稳压电源 。 目前,开关稳压电源已广泛应用于计算机,电视机及其它电子设备中 。
开关稳压电源的电路形式很多,我们仅以下面的例子对其工作原理加以简要说明 。
开关稳压电源的一般框图如图 9— 18所示。
第 9章 功率电路及系统
U
G
R
U
o
稳压输出一次整流二次整流
＋
－
A＋
－
C
三角波发生器 基准 U
R
2 2 0 V
5 0 H z
V M O S
( 脉宽调制)
( 误差放大)
( 取样)
光耦合器隔离
(A C →D C )
(A C →D C ) (D C →A C ) 逆变器图 9— 18 开关稳压电源框图第 9章 功率电路及系统电网电压不稳使输出直流电压 Uo增大,经光耦合器隔离,误差放大器反相输入端电压增大,其输出减小 。 该电压 (UC+)与 UC-的三角波比较结果,会使其输出电压 (UG)的占空比减小,如图 9—19虚线所示,从而使
VMOS导通时间减小,截止时间增加 。 经二次整流后取出方波的平均值 (Uo)将随之减小 。 这就是开关电源稳压的原理 。 图 9—20给出一个实际的开关稳压电源的电原理图 。
第 9章 功率电路及系统
t0
U
C ＋
U
C －
U
G
0 t
U
G
0 t
U
C ＋
,U
C －
图 9— 19 脉宽调制器的各点波形第 9章 功率电路及系统
C
9
0,0 1 μ
F R 3 0 5
N
1
φ 0,3 1
90 匝
R
12
4,7 k
VD
1
VD
2
F R 3 0 5
N
2
φ 0,3 1
8 2 0 p
VD
3 R
11
2
.
5
k
F
R
3
0
5
C
8
R
9
0,3 3
1W
R
10
1k
R
8
2 0 k
R
7
22
C
2
10 μ
R
2
1 2 0 k
1W
C
7
4 7 0 p
C
1
2 2 0 μ
4 0 0 V
R
1
＋
电源噪声滤波器
P N F
补偿反馈
U C 3 8 4 2
R
4
1 5 0 k
1
2
C
4
U
RE F
R
6
1 0 k
8
4
R
R
/ C
T
G N D
电流检测
C
6
4 7 0 0 p
C
5
0,0 1 μ
5
R
3
2 0 k
R
4
3,6 k
FU
2A
2 2 0 V
5 0 H z
6 0 0 V / 3 A
＋ 3 0 0 V
＋
N
3
φ 1,0 × 4
＋ 5V
7 A ( 3 5 W )
1 0 V
2
2W
1 0 0 p 3
6
U
1
U
0
TR
VD
4
D 8 0 － 0 0 4
C
3
0,0 1μ7
V M O S
I R F P G 4 0 7
C
10
4 7 0 0 μ
11 匝
4 匝图 9—20 一个实际的开关稳压电源电路第 9章 功率电路及系统图 9—20中,VMOS源极电阻 R9为过流采样电阻 。 当过流时,UR9增大,经 R10送至 UC3842的 3端,以实现过流保护的目的 。 C8,VD3,R11,R12,VD2和 C9构成两级吸收回路,用以吸收尖峰干扰 。 VD1~VD3采用快恢复的二极管 FR305。 VD4为输出整流管,采用 D80-004型肖特基二极管,以满足高频,大电流整流的需要 。
该电路采用自馈绕组反馈,而不是像图 9—18所示的从输出电压经光耦合反馈,一般用于固定负载的情况 。
第 9章 功率电路及系统
U C 3 8 4 2
1
2
3
4
8
7
6
5
U
RE F
输入 U
1
输出 U
0
地R
T
/ C
T
电流检测反馈补偿
( a )
8
参考电压
≥1 6
7
4
振荡器内部基准
2
1
＋
－
＋
－
3
S
R
Q
5
( b )
图 9—21 脉宽调制器 UC3842框图第 9章 功率电路及系统
9— 3 功率器件
9—3—1双极型大功率晶体管 (BJT)
在低频功率放大器和串联型稳压电源中,我们都曾提到,功率管的最大工作电流必须小于该功率管的最大允许电流 ICM；最大工作反压必须小于允许的击穿电压 U(BR)CEO；功率管的功耗要小于允许的最大功耗 PCM。
这里有两个问题还需加以说明：一是散热与最大功耗的关系,二是有关二次击穿和安全工作区 。
第 9章 功率电路及系统一,散热与最大功耗 PCM的关系我们知道,电源供给的功率,一部分转换为负载的有用功率,另一部分则消耗在功率管的集电结,变为热能而使管芯的结温上升 。 如果晶体管管芯的温度超 过 管 芯材 料 的最 大 允 许结 温 TjM( 锗管 TjM 约为
75℃ ~100℃,硅管 TjM约为 150℃ ~200℃ ),则晶体管将永久损坏 。 我们把这个界限称为晶体管的最大允许功耗
PCM。
第 9章 功率电路及系统描述热传导阻力大小的物理量称为热阻 RT。 RT的量纲为 ℃ /W,它表示每消耗 1W功率结温上升的度数 。 为减小散热阻力,改善散热条件,通常采用加散热器的方法 。 图 9—22(a)给出一种铝型材散热器的示意图 。 加散热器后,热传导阻力等效通路如图 9—22(b)所示 。 图中：
RTj——内热阻,表示管芯到管壳的热阻；
RTfo——管壳到空间的热交换阻力；
RTc——管壳到散热器之间的接触热阻,与管壳和散热器之间的接触状况有关；
RTf——散热器到空间的热交换阻力,与散热器的形状,
材料以及面积有关 。
第 9章 功率电路及系统图 9—22散热器和热传导阻力等效通路
(a)铝型材散热器示意图；
(b)热传导阻力等效通路 (热阻计算 )
第 9章 功率电路及系统由图 9—22可见,不加散热器时,总热阻 RTo为由于管壳散热面积很小,RTfo是很大的 。
加散热器后,由于 (RTc+RTf)≤RTfo,所以,总热阻
RT为显然,RT<<RTo。
功率管的最大允许功耗 PCM与总热阻 RT,最高允许结温 TjM和环境温度 To有关,其关系式为
T foTjTo RRR
(9—37)
TfTcTjT RRRR
(9— 38)
T
ojM
CM R
TTP (9— 39)
第 9章 功率电路及系统二,二次击穿现象与安全工作区功率管在实际应用中,常发现功耗并未超额,管子也不发烫,但却突然失效 。 这种损坏不少是由于
,二次击穿,所致 。
所谓二次击穿现象可由图 9—23(a)来说明 。 当集电极电压 uCE增大时,首先可能出现一次击穿 (图中 AB段 )。
这种击穿是正常的雪崩击穿 。 二次击穿的起点与 iB大小有关 。 通常将其起,始点连线称为二次击穿临界线,
如图 9— 23(b)所示 。
第 9章 功率电路及系统图 9—23功率管的二次击穿现象
(a)二次击穿现象； (b)二次击穿临界线第 9章 功率电路及系统为保证功率管安全可靠地工作,除保证电流小于
ICM,功耗小于 PCM,工作反压小于一次击穿电压
U(BR)CEO外,还应避免进入二次击穿区 。 所以,功率管的安全工作区如图 9— 24所示 。
第 9章 功率电路及系统图 9—24 双极型功率管的安全工作区第 9章 功率电路及系统
9—3—2 功率 MOS器件有许多适合大功率运行的 MOS器件,其中突出的代表是 VMOS管和双扩散 MOS管 。
VMOS管的结构剖面图如图 9— 25所示。
第 9章 功率电路及系统图 9—25 VMOS管的结构剖面图第 9章 功率电路及系统与 BJT管比较,VMOS具有许多优点：
(1)输入阻抗大,所需驱动电流小,功率增益高 。
(2)温度稳定性好,漏极电阻为正温度系数,当器件温度上升时,电流受到限制,不可能产生热击穿,
也不可能产生二次击穿 。
(3)没有 BJT管的少子存贮问题,加之极间电容小,
所以开关速度快,适合高频工作 (工作频率达几百 kHz
甚至于几 MHz)。 在 VMOS基础上加以改进,目前又出现了双扩散 MOS管 (简称 DMOS)。 此类管子在承受高电压,大电流,速度快等性能方面又有不少提高 。
第 9章 功率电路及系统
9—3—3绝缘栅 —双极型功率管 (IGBT)及功率模块一,IGBT的等效电路及符号
IGBT的等效电路和符号如图 9—26所示 。 它综合了
MOS管输入阻抗大,驱动电流小和双极型管导通电阻小,高电压,大电流的优点 。 当 MOS管栅压大于开启电压后,出现漏极电流 。 该电流就是双极型晶体管的基极电流,从而使 BJT管导通,且趋向饱和 (管压降很低,电位很大 )。 当 MOS管栅压减小使沟道消失时,
ID=0,IB=0,管子截止 。
IGBT具有许多优点,但工作频率不太高,一般小于 50kHz左右 。
第 9章 功率电路及系统
g
V
1
( a )
V
2
g
e
c
c
e
( b )
V
图 9—26绝缘栅 —双极型功率管 (IGBT)
(a)等效电路； (b)符号第 9章 功率电路及系统二,功率模块功率模块有许多,有达林顿电路模块,各种 MOS
管或 BiFET组件等 。 图 9—27(a)给出一种高速大功率
CMOS器件 (TC4420/29系列 ),其脉冲峰值电流高达 6A，
开关速度高达 25ns,使用十分方便,而且能带动大电容负载 (CL≥1000pF)。 图 9—27(b)是由两块 TC4420组成的桥式电路,驱动电机或陀螺正,反向转动 。
第 9章 功率电路及系统
U
DD
O U T P U T
4,7 V
I N P U T
G N D
1
2
3
4
8
7
6
5
D I P
U
DD
O U T P U T
O U T P U T
G N DG N D
I N P U T
NC
U
DD
5 0 0 μ A
3 0 0 m V
T C 4 4 2 9
T C 4 4 2 0
( a )
T C 4 4 2 0 T C 4 4 2 0
U
DD
i
2
i
1
( b )
图 9—27 高速大功率 CMOS器件
(a)内部电路； (b)由 TC4420组成的桥式功率电路第 9章 功率电路及系统目前，还出现了许多高速大功率运算放大器
(PowerOperationalAmplifiers)，如 OPA2544,3583等。
OPA2544的最大输出电流为 2A，电源电压范围
± 10V~± 35V，压摆率为 8V/μs，其封装和引脚图如图
9—28所示。而 OPA3583的电源电压高达 ± 70V~± 150V，
输出电流为 75mA，压摆率达 30V/μs。 OPA2544和
OPA3583的输入级为场效应管，输出级为互补跟随器。
第 9章 功率电路及系统图 9—28功率运算放大器 OPA2544的外形图及 管脚图
(a)外形图； (b)管脚图第 9章 功率电路及系统
9—3—4 功率管的保护为保证功率管的正常运行,要附加一些保护电路,
包括安全区保护,过流保护,过热保护等等 。 例如,
在 VMOS的栅极加限流,限压电阻和反接二极管,在感性负载上并联电容和二极管,以限制过压或过流 。
又如,在功率管的 c,e间并联稳压二极管,以吸收瞬时过压等等 。
第 9章 功率电路及系统
9— 4 高精度基准电压源在集成电路或电子设备中,常需要基准电压源
(UREF)。 该类基准电压源要求精度高,温度稳定性好
(± 0.2× 10-6~± 20× 10-6左右 ),噪声电压低,长期稳定度好等,但其输出电流并不大,一般为几毫安 ~十几毫安 。 实现此类电压基准功能的电路和器件有两种,
简要介绍如下 。
第 9章 功率电路及系统
9—4—1能隙基准电压源一,能隙基准电压源的工作原理如图 9—29所示,UBE为负温度系数,UT发生器乘以系数 K为负温度系数,二者经相加器相加后得到基准电压 UREF：
q
kT
KCTUU
q
kT
U
CTUU
KUUU
gR E F
T
gBE
TBER E F
0
0
又知,结电压 UＢＥ 随温度上升而下降,即有
(9— 40)
(9— 41a)
(9— 41b)
(9— 42)
第 9章 功率电路及系统
U
BE
U
T
发生器
K
常数
＋
U
T
T
U
BE
T
U
R E F
＝ U
BE
＋ KU
T
图 9—29能隙基准电压源的工作原理第 9章 功率电路及系统式中,Ug0为半导体材料在绝对零度下 (0K)的带隙
(Band—Gap)电压,即禁带宽度 。 硅材料的 Ug0为 1.205V，
锗材料的 Ug0为 0.72V。 该值是一个固定不变的电压值 。
如式 (9—42)所示,若调整 K值使第二项与第三项相抵消,
则
0gREF UU?
(9— 43)
第 9章 功率电路及系统二,能隙基准电压源电路图 9—30给出一个能隙基准电压源的电路例子 。 设运算放大器是理想的,且 RA=RB
因此有
)l n (
)l n (
1
2
2
1
21
22
21
21
nU
I
I
I
I
UUUU
R
U
R
UU
II
T
S
S
TBEBEBE
BEBEBE
(9— 44)
(9— 45)
第 9章 功率电路及系统图 9— 30 能隙基准电压源电路
＋
－
I
2 I
1
I
1
＋ I
2
V
2
I
2
I
1
R
B
U
CC
R
3
V
1
R
4
U
R E F
U ′
R
A
R
1
R
2
第 9章 功率电路及系统运放输出电压即基准电压 UREF为
])[1(
)]l n (
2
)[1(
])()[1()1(
0
4
3
2
1
1
4
3
1211
4
3
4
3
Tg
TBE
BEREF
KUCTU
R
R
nU
R
R
U
R
R
RIIU
R
R
R
R
UU
(9— 46)
式中,).ln (2
2
1 nRRK?
调节 R1和 R2的值,使 KUT=CT,那么
0
4
3 )1(
gREF UR
RU (9— 47)
第 9章 功率电路及系统若 R4固定,则改变 R3,即可得到不同的基准电压值 。
美国 AD公司的 AD580,AD581,AD584,AD680系列电压基准的原理电路与图 9—30相同 。 例如,AD581的基准电压 UREF=10V± 0.005V,温度系数 ST为 5× 10-6/℃,
长期稳定度为 25× 10-6/1000h,输出噪声电压的峰峰值小于 40μV。
第 9章 功率电路及系统
9—4—2 以埋层齐纳管为参考的超高精度基准电压源能隙基准电压源的 ST≤3× 10-6/℃,噪声电压
UNpp≥20μV。对于高分辨率的 A/D,D/A(16位以上 )，仍感不足。以埋层齐纳管为参考的基准电压源的精度和稳定度有望更高。
普通齐纳管的击穿机理发生在硅晶体表面,如图 9—
31(a)所示,表面存在更多的杂质,易受机械压力和晶格错位等因素影响,导致击穿噪声大,长期稳定性不好 。
第 9章 功率电路及系统图 9—31普通齐纳管和埋层齐纳管的击穿部位
(a)普通齐纳管； (b)埋层齐纳管
9—1 功率放大器
9—2 整流器和直流稳压电源
9—3 功率器件
9—4 高精度基准电压源第 9章 功率电路及系统
9— 1 功率放大器
9—1—1功率放大器的特点及工作状态分类一,特点
(1) 给负载提供足够大的功率 。
(2) 大信号工作 。
(3) 分析方法以图解法为主 。
(4) 非线性失真矛盾突出 。
(5) 提高效率成为重要的关注点 。
(6) 功率器件的安全问题必须考虑 。
第 9章 功率电路及系统二,工作状态分类根据直流工作点的位置不同,放大器的工作状态可分为 A类 (甲类 ),B类 (乙类 ),C类 (丙类 )等,如图 9—1所示 。 图 (a)中,工作点 Q较高 (ICQ大 ),信号在 360° 内变化,
管子均导通,称之为 A类工作状态 。 图 (b)中,工作点 Q
选在截止点,管子只有半周导通,另外半周截止,称之为 B类工作状态 。 而图 (c)中,工作点 Q选在截止点下面,
信号导通角小于 180°,称之为 C类工作状态 。
第 9章 功率电路及系统
i
C
t
0
i
C
u
BE
Q
( a )
0
图 9—1放大器的工作状态分类
(a)A类 (导通角为 360° );
(b)B类 (导通角为 180° );(c)C类 (导通角＜ 180° )
第 9章 功率电路及系统图 9—1放大器的工作状态分类
(a)A类 (导通角为 360° );
(b)B类 (导通角为 180° );(c)C类 (导通角＜ 180° )
i
C
t
0
i
C
u
BE
Q
( b )
π 2π 0
第 9章 功率电路及系统
i
C
t
0
i
C
u
BE
Q
( c )
π
0
图 9—1放大器的工作状态分类
(a)A类 (导通角为 360° );
(b)B类 (导通角为 180° );(c)C类 (导通角＜ 180° )
第 9章 功率电路及系统分析结果表明,A类工作时非线性失真虽小,但效率太低,且没有收到信号时,电源仍供给功率
(ICQ≠0),这些功率将转化为无用的管耗 。 B类工作时非线性失真虽大 (波形只有半周 ),但效率却很高,只要我们在电路结构上加以弥补,非线性失真是可以减小的,
所以,在功率放大器中大多采用 B类工作 。 C类工作主要用于高频功率放大器中,这里不予讨论 。
第 9章 功率电路及系统
9—1—2甲类 (A类 )功率放大器一,电路功率放大器的负载是各种各样的 。 若负载 RL很小,
则负载线很陡,电流摆幅大,而电压摆幅小,所得交流功率与电压,电流振幅乘积有关,所以不可能使功率最大；反之,若 RL很大,则电压摆幅大,电流摆幅小,功率也不可能大 。 如图 9—2(a)所示 。 图中,变压器初级接到功率管集电极回路,次级接负载 RL 。 若变压比为 n,则初级等效交流负载 R′L为第 9章 功率电路及系统式中,n=N1/N2。 若 RL太小,则要求 R′L＞ RL，
n＞ 1,变压器为降压变压器；反之,若 RL太大,而要求 R′L＜ RL,n＜ 1,则采用升压变压器 。 已知 RL和最佳 R′L，
即可确定变压比 n的值 。
图 9—2中 RB为偏置电阻,其值决定了 Q点的 ICQ及
IBQ 。 如果变压器是理想的,则直流工作点电压
UCEQ=UCC,直流负载线为一垂直线,而交流负载线通过 Q点,其斜率为 (-1/R′L),如图 9— 2(b)所示 。
LL RnR 2 (9— 1)
第 9章 功率电路及系统
U
CC
R
L
R
L
′
N
1
∶ N
2
R
B
V
＋
C
B
u
i
( a )
图 9—2甲类功放电路及交,直流负载线
(a)电路； (b)交,直流负载线第 9章 功率电路及系统图 9—2甲类功放电路及交,直流负载线
(a)电路； (b)交,直流负载线
i
C
t
0
I
C Q
I
C Q
I
C Q
u
CE
i
C
u
CE
t
0
0
U
CE Q
U
C
U
CC
( b )
Q
直流负载线交流负载线
i
B
1
R
L
′
－
I
C
第 9章 功率电路及系统二,功率与效率的计算
1.电源供出功率 PE
CQCC
CCQCC
T
E
IU
dttIIU
T
P
)s i n(
1
0
可见,PE是一个固定不变的值,与信号的有无或大小均无关 。
第 9章 功率电路及系统
2,负载得到的交流功率 PL
设变压器效率 ηT=1,则 PL=PRL=PR′L,即
L
C
CC
CC
T
L
R
U
IU
tdtItU
T
P
2
0
2
1
2
1
s i ns i n
1
(9— 3)
式中 UC和 IC分别为集电极交流电压和电流的振幅,信号越大,UC,IC越大,输出功率也将增大 。
在最佳负载和工作点的情况下,最大交流振幅为
CQCmCCCm IIUU,
(9— 4)
第 9章 功率电路及系统
3,管子功耗 PC
当信号为零时,PL=0,PCm=PE,电源功率全部变为管耗；而当信号增大时,部分电源直流功率转换为有用的交流功率,管耗反而下降 。
此时,最大输出功率 PLm为
CQCCLm IUP 2
1 (9— 5)
LEC PPP
(9— 6)
第 9章 功率电路及系统
4,转换能量的效率 η
CQCC
CC
E
L
IU
IU
P
P
2
1 (9— 7)
当信号最强,UCm=UCC,ICm=ICQ时,效率达到最高：
%5021m?
(9— 8)
可见,A类放大器无信号时,效率为零,而信号最强时最大效率也只有 50%。 这是 A类放大器的致命弱点,也是晶体管功率放大器极少采用 A类放大器的原因 。
第 9章 功率电路及系统
9—1—3 互补跟随乙类 (B类 )功率放大器一,双电源互补跟随乙类功率放大器 (OTL电路 )
1.电路此类功率放大器的电路如图 9—3所示,其电路形式和集成运放的输出级是相同的 。 其中二极管是为克服交越失真而设置的,ICO为前置级放大器有源集电极负载电流源 。 该电路由 VD1,VD2和 V1,V2构成跨导线性环,
是电流模电路 。 根据第八章的分析,当负载电流 IL
ICO时,输出管 V1,V2均工作在 B类,它们轮流导,通以给负载提供电流 。
第 9章 功率电路及系统
u
i
V
1
V
2
V
0
V D
1
V D
2
I
CO
i
C1
i
C2
U
CC
u
o
－ U
EE
0
u
o
R
L
i
C1
i
C2
图 9— 3 互补跟随乙类功率放大器 (OTL电路 )
第 9章 功率电路及系统
2,功率与效率的计算在 B类工作时,静态工作点 Q接近截止点,V1,V2
都是半周导通,其电流 iC1(或 iC2)为半波正弦 。 画出该电路的负载线和工作点位置如图 9—4所示 。
根据图 9—4的波形,我们可以计算该电路的功率和效率 。
第 9章 功率电路及系统
0
I
C m
u
CE
i
C1
0
U
Cm
( a )
T
2
Q
( 0,U
CC
)
U
CC
R
L
U
C
I
C
图 9—4互补跟随乙类功放负载线及工作点
(a)单管负载线； (b)双管负载线第 9章 功率电路及系统图 9—4互补跟随乙类功放负载线及工作点
(a)单管负载线； (b)双管负载线
t
0
i
C1
i
C2
0
i
C1
i
C2
u
CE 1
Q ( 0,U
CC
)
u
ce 1
( b )
i
C
第 9章 功率电路及系统
1)输出交流功率 PL
V1,V2为半周工作,但负载电流却是完整的正弦波 。
L
CC
L
L
o
ceCoLL
R
U
P
R
U
UIUIP
22
2
2
1
2
1
2
1
2
1
令,称之为电压利用系数,那么式 (9---9)可改写为 CC
o
U
U
(9— 9)
(9— 10)
信号越大,Uo增大,电压利用率也增大 。 若忽略集电极饱和电压,则最大 ξ=1,故最大输出功率 PLm为
L
CC
Lm R
UP 2
2
1? (9— 11)
第 9章 功率电路及系统
2)电源提供的功率当信号为零时,工作点接近于截止点,ICQ=0,电源不提供功率；而随着信号的增大,iC1增大,电源提供的功率也将随之增大 。 这点与 A类功放有本质的差别 。
PE=UCC·(iC1的直流分量 )+|UEE|·(iC2的直流分量 )
L
oCCC
CC
C
EE
C
CC
R
UUI
U
I
U
I
U
2
2
21
当信号最大时,Uom≈UCC，所以电源输出的最大功率为
L
CC
Em R
UP 22
(9— 13)
(9— 12)
第 9章 功率电路及系统
3)每管转换能量的效率 η
44
2
1
2
2
2
CC
o
L
oCC
L
o
E
L
E
L
U
U
R
UU
R
U
P
P
P
P
(9— 14)
当信号最大,ξ=1时，效率达到最高：
%5.784 m
可见,B类工作的效率远比 A类的高。
第 9章 功率电路及系统
4)每个管子损耗 PC
L
o
L
oCCLE
C R
U
R
UUPPP 2
4
1
22
可见,每个管子的损耗 PC是输出信号振幅的函数 。 将 PC对 Uo求导,可得出最大管耗 PCm。 令
L
CC
CCCC
CC
L
Cm
o
CC
Lo
C
R
U
UU
U
R
P
U
U
RdU
dP
2
2
2 1
])
2
(
4
12
[
1
0)
2
1
(
1
得出，当 时，每管的损耗最大：
CCo UU?
2?
第 9章 功率电路及系统那么,我们可以得出一个重要结论,即 PCm与最大输出功率的关系为
2.0
2
2
1
1
22
2
2
L
CC
L
CC
Lm
Cm
R
U
R
U
P
P (9— 18)
式 (9—18)提供了选择功率管功耗的依据 。 例如,
负载要求的最大功率 PLm=10W,那么只要选一个功耗
PCm大于 0.2PLm=2W的功率管就行了 。
第 9章 功率电路及系统
3.选择功率管为保证晶体功率管的安全和输出功率的要求,电源及输出功率管参数的选择原则如下：
(1)已知 PLm及 RL,选 UCC,则
LLmCC
L
CC
Lm
RPU
R
U
P
2
2
1 2
(9— 19)
(2)已知 PLm,选择管子允许的最大功耗 PCM。
管子允许的最大功耗
LmCmCM PPP 2.0
(9— 20)
第 9章 功率电路及系统
(3)管子的击穿电压 U(BR)CEO。
当信号最大时，一管趋于饱和，而另一管趋于截止，截止管承受的最大反压为 UCC+|UEE|=2UCC，所以
L
CC
CmCM
CCC E OBR
R
U
II
UU
2)(
(4)管子允许的最大电流 ICM。
(9— 21)
(9— 22)
第 9章 功率电路及系统二,单电源互补跟随乙类功率放大器单电源互补跟随乙类功率放大器电路如图 9—5所示 。
由图可见,静态时,a点电位,那么电容 C的直流电位也为 UCC/2,当 V1导通,V2截止时,V1
给负载 RL提供电流；而当 V1截止,V2导通时,电容 C充当 V2的电源,只要 C足够大,在信号变化一周内,电容电压可以保持基本恒定 UCC/2。
负载得到的交流电压振幅的最大值为
2
CC
om
UU?
CCa UU 2
1?
第 9章 功率电路及系统
u
i
V
1
V
2
V
0
V D
1
V D
2
I
CO
U
CC
u
o
R
L
i
C1
i
C2
a
＋
C
图 9-5 单电源互补跟随乙类功放电路第 9章 功率电路及系统故,该电路负载得到的最大交流功率 PLm为
LL
L
CC
L
CC
L
om
Lm
Rf
C
R
U
R
U
R
U
P
2
1
8
1
)
2
(
2
1
2
1
2
2
2
为保证功率放大器良好的低频响应，电容 C必须满足
(9— 23)
(9— 24)
式中 fL为放大器所要求的下限频率 。 有关放大器的其它指标,请读者自行分析 。
第 9章 功率电路及系统三,复合管及准互补乙类功率放大器 (OCL电路 )
在功率放大器中,输出功率大,输出电流也大 。
如要求输出功率 PLm=10W,负载电阻为 10Ω,那么,
功率管的电流峰值 ICm=1.414A。 若功率管的 β=30,则要求基极驱动电流 IBm=41.1mA。 前级晶体管放大器或运算放大器,若输不出这样大的电流来驱动后级功率管,则需要引入复合管 。 复合管又称达林顿电路 。 复合管的总 β值为
21总
(9— 25)
第 9章 功率电路及系统等效 β值的增大,意味着前级供给的电流可以减少 。
组成复合管的原则有以下几点：
(1)电流流向要一致 。
(2)各极电压必须保证所有管子工作在放大区,即保证 e结正偏,c结反偏 。
(3)因为复合管的基极电流 iB等于第一个管子的 iB1，
所以复合管的性质取决于第一个晶体管的性质 。 若第一个管子为 PNP,则复合管也为 PNP,反之为 NPN。 正确的复合管连接方式有四种,如图 9— 6所示 。
第 9章 功率电路及系统
( a )
＋
－
c
e
b
c
e
b
I
b
I
e
I
c
＋
－
图 9—6复合管的组成
(a)等效为 NPN管； (b)等效为 PNP管；
(c)等效为 PNP管； (d)等效为 NPN管第 9章 功率电路及系统图 9—6复合管的组成
(a)等效为 NPN管； (b)等效为 PNP管；
(c)等效为 PNP管； (d)等效为 NPN管
( b )
＋
－
c
e
b
＋
－
c
e
b
I
b
I
e
I
c
第 9章 功率电路及系统图 9—6复合管的组成
(a)等效为 NPN管； (b)等效为 PNP管；
(c)等效为 PNP管； (d)等效为 NPN管
( c )
＋
－
e
c
b
＋
－
e
c
b
I
b
I
c
I
e
第 9章 功率电路及系统图 9—6复合管的组成
(a)等效为 NPN管； (b)等效为 PNP管；
(c)等效为 PNP管； (d)等效为 NPN管
( d )
＋
－
e
c
b
＋
－
e
c
b
I
b
I
c
I
e
第 9章 功率电路及系统互补乙类功率放大器要求输出管 V1(NPN) 和
V2(PNP)性能对称匹配 。 所以,用复合管构成 V1和 V2管时,希望输出管都用 NPN管,因为 NPN管的性能一般比 PNP管好 。 用复合管组成的互补跟随乙类功放如图
9—7所示,其中 NPN管采用图 9—6(a)电路,PNP管采用图 9—6(c)电路 。 这样,承受大电流的管子均用大功率
NPN管,此类电路称之为准互补乙类功率放大器,简称 OCL电路 。 图中 R1和 R2是为了分流反向饱和电流而加的电阻,目的是提高功放的温度稳定性 。
第 9章 功率电路及系统
u
i
V
1
V
2
V
0
＋ U
CC
I
CO
R
1
R
2
R
L
V
4
V
3
－ U
EE
u
o
图 9—7 准互补乙类功率放大器电路第 9章 功率电路及系统
9—1—4集成功率放大器一,集成功率放大器
1.SHM1150Ⅱ 型双极晶体管与 MOS管混合的音频集成功率放大器集成化是功率放大器的发展必然,目前集成功率放大器大都工作在音频段 。 集成功率放大器的型号很多,
在此仅举例说明之 。
图 9—8(a)给出集成音频功率放大器 SHM1150Ⅱ 型的内部简化电路图 。 这是一个由双极型晶体管和 VMOS组成的功率放大器,允许电源电压为 ± 12V~± 50V,电路最大输出功率可达 150W,使用十分方便,其外部接线如图 9— 8(b)所示 。
第 9章 功率电路及系统
S H M 1 1 5 0 Ⅱ
R
L
＋ U
CC
－ U
EE
6
10
8
3
1
+
-
u
i
( b )
1
V
1
V
2
＋
－
u
i
3
R
1
I
1
R
2
e
1
e
2
( a )
c
1
R
6
R
7
R
8
V
4
R
4
R
10
C
R
9
V
5
V
6
I
2
R
12
R
11
R
13
V
8
V
7
V
10
V
9
＋ U
CC
6
8
＋
－
u
o
－ U
EE
10
c
2
u
o
图 9—8SHM1150Ⅱ 型 BiMOS集成功率放大器
(a)内部电路； (b)外部接线图第 9章 功率电路及系统由图 9—8(a)可见,输入级为带恒流源的双极型晶体管差分放大器 (V1,V2),双端输出 。 第二级为单端输出的差分电路 (由 PNP管 V4,V5组成 ),恒流源 I2为其有源负载电流 。
第 9章 功率电路及系统
2,桥式功率放大器由两个功率放大器构成的桥式功放可以增大输出功率 。 如图 9—9所示,负载 (扬声器 )RL跨接在 A1和 A2的输出端,故负载得到的交流输出功率 PL为
L
o
L
oo
L R
U
R
UUP 21211 )2(
2
1)(
2
1
可见,桥式功放使输出功率增大到单个功放的四倍 。 A1和 A2的同相端都加 2.5V的偏压,以保证 A1,
A2正常工作 。
(9— 26)
第 9章 功率电路及系统
＋
－
A
1
＋
－
A
2
u
i
R
1
1 0 k
L M 4 8 6 0
R
2
2 0 k
u
o2
0,1 μ 0,1 μ
＋ 5V
3 0 k
U
CC
3 0 k
R
3
4 0 k
u
o1
R
4
4 0 k
R
L
( 负 载)
图 9—9 桥式集成功放 LM4860及其外部电路第 9章 功率电路及系统
9—2 整流器和直流稳压电源流稳压电源是所有电子设备的重要组成部分,它的基本任务是将电力网交流电压变换为电子设备所需要的稳定的直流电源电压 。 直流电源的一般组成如图
9—10所示 。 其中变压器是将电网电压 (220V,50Hz)变换为所需的交流电压；整流是将变压器次级交流转换为单向脉动直流；滤波是将整流后的波纹滤除 。
第 9章 功率电路及系统
t t t t
电 源变压器整流电路滤波电路稳压器
2 2 0 V
5 0 H z a b c
u
o
u
i
u
a
t
u
b
u
c
u
o
图 9—10 直流稳压电源的基本框图第 9章 功率电路及系统
9—2—1整流滤波电路一,整流滤波电路利用二极管的单向导电性能可实现整流 。 常用的整流电路有半波整流,全波整流,桥式整流和倍压整流,如图 9—11所示 。
第 9章 功率电路及系统
2 2 0 V
5 0 H z
( a )
＋
－
R
L
V
图 9—11常用整流电路
(a)半波整流； (b)全波整流； (c)桥式整流； (d)倍压整流第 9章 功率电路及系统图 9—11常用整流电路
(a)半波整流； (b)全波整流； (c)桥式整流； (d)倍压整流
2 2 0 V
5 0 H z
( b )
＋
－
R
L
V
1
V
2
第 9章 功率电路及系统图 9—11常用整流电路
(a)半波整流； (b)全波整流； (c)桥式整流； (d)倍压整流
2 2 0 V
5 0 H z
( c )
U
2
V
1
V
2
V
3
V
4
＋
－
R
L
第 9章 功率电路及系统图 9—11常用整流电路
(a)半波整流； (b)全波整流； (c)桥式整流； (d)倍压整流
2 2 0 V
5 0 H z
( d )
U
2
2 U
2
＋ －
V
1
V
2
V
3
V
4
V
5
＋ － ＋ －
2 U
2
2 U
2
2 U
2
2 2 U
2
2
2 2
第 9章 功率电路及系统
C
( a )
C
L
( b )
C
2
R
( c )
C
1
＋ ＋ ＋ ＋
图 9—12 常用滤波电路
(a)电容滤波； (b)电感电容 Γ型滤波； (c)电阻电容 Π型滤波第 9章 功率电路及系统二,整流滤波电路的工作原理及主要性能
1,工作原理如图 9—13所示,全波整流的变压器有中心抽头,
且要求次级两绕组十分对称,整流管 V1,V2接于变压器次级两端和负载之间,采用简单电容滤波 。
设滤波电容电压初始值 uC(0)=0,当 u″i为正半周时,
V1导通,V２ 截止,u′i给 C充电 。 由于二极管内阻较小,
充电时常数较小,uC上升快 。 当 uC上升到等于 u′i(t1)时,
V1,V2均截止,电容 C通过负载 RL放电,uo下降 。
第 9章 功率电路及系统
2 2 0 V
5 0 H z
( a )
R
L
V
1
V
2
u
i
N
1
∶ N
2
C
＋
i
V1
i
V2
u
i
′
u
i
″
u
o
图 9—13全波整流电路及电压电流波形
(a)电路； (b)管子流过的电流及输入输出电压波形第 9章 功率电路及系统图 9—13全波整流电路及电压电流波形
(a)电路； (b)管子流过的电流及输入输出电压波形
t
u
i
′ u
i
″
0
i
V
t0
i
V1
i
V2
i
V1
( b )
u
o
u
i
′ u
i
″
u
o
t
1
t
2
第 9章 功率电路及系统
2μ 1 0 k
( c )
1 N 4 4 4 9
1 N 4 4 4 9
p q 4 - 1 0
2
2 2 0 V / 5 0 H z
/ 0 D e g
图 9—13全波整流电路及电压电流波形
(c)计算机仿真波形 (为看清输出波纹,故意将滤波电容值取得很小,
实际上要加几百 ~几千 μF)
第 9章 功率电路及系统
2,主要性能
1)输出直流电压 Uo
不接滤波电容 (C=0)时,
io
io
imimo
UU
UU
UUU
2.1
4 1 4.1
'9.0
2
当接入滤波电容 (C≠0),且负载 RL=∞时,输出电压可充电至输入电压峰值：
一般情况下 (RL≠∞,C≠0),Uo的估算值为
(9— 27)
(9— 28)
(9—29)
第 9章 功率电路及系统式中 U′i为变压器次级单边交流电压有效值,U′im
为交流振幅 。 根据式 (9—28),可以由 Uo算出 U′i,从而算出变压比
V
U
N
Nn
2 2 0
2
1
2
2)滤波电容估算值滤波电容的选择要满足下式,即
L
L
r p p
LL
C
TI
U
T
CR
2
2
)5~3(
此时,波纹电压峰峰值 Urpp约为
(9—30)
(9—31)
式中,T为交流电网信号周期； IL为负载电流。
第 9章 功率电路及系统
3)整流管的选择
(1)整流管最大允许电流
(2)整流管反向击穿电压 UBR＞ 2U′im。
半波整流只有一个整流管,所以 IM＞ IL,且波纹大,
所以一般用得不多 。
2LM
II?
第 9章 功率电路及系统
2 2 0 V
5 0 H z
＋
＋
U
o1
U
o2
－
正电压输出
＋
负电压输出图 9—14 用,硅桥,实现正,负两路直流输出的全波整流电路第 9章 功率电路及系统
9—2—2串联反馈型线性稳压电源的工作原理一,电路常用稳压电路有串联反馈型稳压电路和开关型稳压电路 。 首先,我们介绍最常用的串联型稳压电源 。
串联型稳压电源的框图如图 9—15所示 。 图中,调整环节,就是一个射极输出器 。 取样环节是将输出电压的变化样品取来,加到一个误差比较放大器的反相输入端,与同相输入端的基准电压相比较 。
第 9章 功率电路及系统
＋
－
A
U
B
调整环节比较放大环节
U
S
基准环节
R
1
R
2
取样环节
R
L
U
o
输出直流电压
( 稳定)
输入直流电压
( 不稳定)
U
i
R
W
U
RE F
图 9—15串联型稳压电源框图第 9章 功率电路及系统二,主要参数
1.主要指标
1)稳压系数 S
S表示输出电压相对变化量与输入电压相对变化量之比,即负载不变
i
i
o
o
U
U
U
U
S
(9— 32)
第 9章 功率电路及系统
2)输出电阻 Ro
Ro表示负载变化 (IL变化 )对输出电压的影响,即不变iU
L
o
o I
UR
(9— 33)
一般稳压器的 Ro为 mΩ数量级。
3)温度系数 ST
ST表示温度变化对输出电压的影响,其表达式为不变不变
L
i
I
U
o
T T
US
(9— 34)
第 9章 功率电路及系统
2,调整管参数
(1)调整管最大允许电流 ICM必须大于负载最大电流 ILM。
(2)调整管最大允许功耗 PCM必须大于调整管的实际最大功耗 。 当输入电压最大,而输出电压最小,负载电流最大时,调整管的实际功耗是最大的 。
(3)调整管必须工作在线性放大区,其管压降一般不能小于 3~4V。
(4)如果单管基极电流不够,则采用复合管；若单管输出电流不能满足负载电流的需要,则可使用多管并联 。
(5)电路必须具有过热保护,过流保护等措施,以免调整管损坏 。
第 9章 功率电路及系统
3.电路输出电压调节
(1)大波段调节依靠改变整流器变压器抽头 。
(2)波段内调节靠电位器 RW,如图 9—15所示 。 对于误差比较放大器,有
REFo
REFo
U
R
R
U
UUU
R
R
U
UU
)1(
)1(
2
1
2
1
(9— 35)
调节 R1和 R2的比例,即可调节输出电压值 。
第 9章 功率电路及系统三,集成三端稳压器集成三端稳压器是集成串联型稳压电源,用途十分广泛,而且非常方便 。 集成三端稳压器有 78×× 系列 (输出正电压 )和 79×× 系列 (输出负电压 ),后面两位数表示输出电压值,如 7812,即表示输出直流电压为
+12V。 图中,C1可以防止由于输入引线较长而带来的电感效应而产生的自激 。 C2用来减小由于负载电流瞬时变化而引起的高频干扰 。 C3为容量较大的电解电容,
用来进一步减小输出脉动和低频干扰 。
第 9章 功率电路及系统
L M 7 8 × ×＋
－
＋
－
U
o
U
i
C
1
C
2
1 3
2
( a )
0,1 μ
0,1 μ
C
3 ＋
1 0 0 μ
图 9—16三端集成稳压电源的典型接法
(a)78×× 系列典型接法； (b)79×× 系列典型接法；
(c)三端稳压器外形图第 9章 功率电路及系统图 9—16三端集成稳压电源的典型接法
(a)78×× 系列典型接法； (b)79×× 系列典型接法；
(c)三端稳压器外形图
L M 7 9 × ×
U
o
U
i
C
1
C
2
2 3
1
( b )
0,1 μ
0,1 μ
C
3
＋
100μ
( c )
321
＋
－
＋
－
第 9章 功率电路及系统三端稳压电源的功能可以扩展 。 图 9—17给出几个功能扩展电路 。 图 9—17(a)是一个扩流电路 。 图中 V为扩流晶体管,输出总电流 Io=I′o+IC。
图 9— 17(b)电路是一个扩大输出电压的电路，该电路输出电压 。式中,IQ为稳压器静态工作电流，通常比较小； UR1是稳压器输出电压 U′o。
所以
2121 )1( RIR
RUU
QRo
oRo UR
RU
R
RU )1()1(
1
2
1
1
2
(9—36)
第 9章 功率电路及系统图 9—17(c)电路是一个输出电压可调电路 。 只不过在三端稳压器和可调电位器之间加了隔离运放电路 。
所以,输出电压表达式同式 (9—36)。 调节 RW的中心抽头位置即可调节输出电压 Uo值 。
第 9章 功率电路及系统
L M 7 8 × ×U
i
U
o
I
o
＝ I
o
＋ I
C
′
C
2
2
1 3
I
C
I
o
′
C
1
R
V ( 扩流管)
( a )
图 9—17三端稳压器功能的扩展
(a)扩流电路； (b)扩压电路；
(c)输出电压可调电路第 9章 功率电路及系统图 9—17三端稳压器功能的扩展
(a)扩流电路； (b)扩压电路；
(c)输出电压可调电路
L M 7 8 × ×
U
o
U
i
C
1
R
2
1 3
2
( b )
C
2
R
1
I
Q
第 9章 功率电路及系统图 9—17三端稳压器功能的扩展
(a)扩流电路； (b)扩压电路；
(c)输出电压可调电路
L M 7 8 × ×
U
oU
i
C
1
( c )
C
2
＋
－
A
R
W
第 9章 功率电路及系统
9—2—3开关型稳压电源串联型反馈式稳压电源用途广泛,但存在以下两个问题：
(1)调整管总工作在线性放大状态,管压降大,流过的电流也大 (大于负载电流 ),所以功耗很大,效率较低 (一般为 40%~60%),且需要庞大的散热装置 。
(2)电源变压器的工作频率为 50Hz，频率低而使得变压器体积大、重量重。
第 9章 功率电路及系统开关稳压电源正是基于上述改革思路而发明的新型稳压电源 。 目前,开关稳压电源已广泛应用于计算机,电视机及其它电子设备中 。
开关稳压电源的电路形式很多,我们仅以下面的例子对其工作原理加以简要说明 。
开关稳压电源的一般框图如图 9— 18所示。
第 9章 功率电路及系统
U
G
R
U
o
稳压输出一次整流二次整流
＋
－
A＋
－
C
三角波发生器 基准 U
R
2 2 0 V
5 0 H z
V M O S
( 脉宽调制)
( 误差放大)
( 取样)
光耦合器隔离
(A C →D C )
(A C →D C ) (D C →A C ) 逆变器图 9— 18 开关稳压电源框图第 9章 功率电路及系统电网电压不稳使输出直流电压 Uo增大,经光耦合器隔离,误差放大器反相输入端电压增大,其输出减小 。 该电压 (UC+)与 UC-的三角波比较结果,会使其输出电压 (UG)的占空比减小,如图 9—19虚线所示,从而使
VMOS导通时间减小,截止时间增加 。 经二次整流后取出方波的平均值 (Uo)将随之减小 。 这就是开关电源稳压的原理 。 图 9—20给出一个实际的开关稳压电源的电原理图 。
第 9章 功率电路及系统
t0
U
C ＋
U
C －
U
G
0 t
U
G
0 t
U
C ＋
,U
C －
图 9— 19 脉宽调制器的各点波形第 9章 功率电路及系统
C
9
0,0 1 μ
F R 3 0 5
N
1
φ 0,3 1
90 匝
R
12
4,7 k
VD
1
VD
2
F R 3 0 5
N
2
φ 0,3 1
8 2 0 p
VD
3 R
11
2
.
5
k
F
R
3
0
5
C
8
R
9
0,3 3
1W
R
10
1k
R
8
2 0 k
R
7
22
C
2
10 μ
R
2
1 2 0 k
1W
C
7
4 7 0 p
C
1
2 2 0 μ
4 0 0 V
R
1
＋
电源噪声滤波器
P N F
补偿反馈
U C 3 8 4 2
R
4
1 5 0 k
1
2
C
4
U
RE F
R
6
1 0 k
8
4
R
R
/ C
T
G N D
电流检测
C
6
4 7 0 0 p
C
5
0,0 1 μ
5
R
3
2 0 k
R
4
3,6 k
FU
2A
2 2 0 V
5 0 H z
6 0 0 V / 3 A
＋ 3 0 0 V
＋
N
3
φ 1,0 × 4
＋ 5V
7 A ( 3 5 W )
1 0 V
2
2W
1 0 0 p 3
6
U
1
U
0
TR
VD
4
D 8 0 － 0 0 4
C
3
0,0 1μ7
V M O S
I R F P G 4 0 7
C
10
4 7 0 0 μ
11 匝
4 匝图 9—20 一个实际的开关稳压电源电路第 9章 功率电路及系统图 9—20中,VMOS源极电阻 R9为过流采样电阻 。 当过流时,UR9增大,经 R10送至 UC3842的 3端,以实现过流保护的目的 。 C8,VD3,R11,R12,VD2和 C9构成两级吸收回路,用以吸收尖峰干扰 。 VD1~VD3采用快恢复的二极管 FR305。 VD4为输出整流管,采用 D80-004型肖特基二极管,以满足高频,大电流整流的需要 。
该电路采用自馈绕组反馈,而不是像图 9—18所示的从输出电压经光耦合反馈,一般用于固定负载的情况 。
第 9章 功率电路及系统
U C 3 8 4 2
1
2
3
4
8
7
6
5
U
RE F
输入 U
1
输出 U
0
地R
T
/ C
T
电流检测反馈补偿
( a )
8
参考电压
≥1 6
7
4
振荡器内部基准
2
1
＋
－
＋
－
3
S
R
Q
5
( b )
图 9—21 脉宽调制器 UC3842框图第 9章 功率电路及系统
9— 3 功率器件
9—3—1双极型大功率晶体管 (BJT)
在低频功率放大器和串联型稳压电源中,我们都曾提到,功率管的最大工作电流必须小于该功率管的最大允许电流 ICM；最大工作反压必须小于允许的击穿电压 U(BR)CEO；功率管的功耗要小于允许的最大功耗 PCM。
这里有两个问题还需加以说明：一是散热与最大功耗的关系,二是有关二次击穿和安全工作区 。
第 9章 功率电路及系统一,散热与最大功耗 PCM的关系我们知道,电源供给的功率,一部分转换为负载的有用功率,另一部分则消耗在功率管的集电结,变为热能而使管芯的结温上升 。 如果晶体管管芯的温度超 过 管 芯材 料 的最 大 允 许结 温 TjM( 锗管 TjM 约为
75℃ ~100℃,硅管 TjM约为 150℃ ~200℃ ),则晶体管将永久损坏 。 我们把这个界限称为晶体管的最大允许功耗
PCM。
第 9章 功率电路及系统描述热传导阻力大小的物理量称为热阻 RT。 RT的量纲为 ℃ /W,它表示每消耗 1W功率结温上升的度数 。 为减小散热阻力,改善散热条件,通常采用加散热器的方法 。 图 9—22(a)给出一种铝型材散热器的示意图 。 加散热器后,热传导阻力等效通路如图 9—22(b)所示 。 图中：
RTj——内热阻,表示管芯到管壳的热阻；
RTfo——管壳到空间的热交换阻力；
RTc——管壳到散热器之间的接触热阻,与管壳和散热器之间的接触状况有关；
RTf——散热器到空间的热交换阻力,与散热器的形状,
材料以及面积有关 。
第 9章 功率电路及系统图 9—22散热器和热传导阻力等效通路
(a)铝型材散热器示意图；
(b)热传导阻力等效通路 (热阻计算 )
第 9章 功率电路及系统由图 9—22可见,不加散热器时,总热阻 RTo为由于管壳散热面积很小,RTfo是很大的 。
加散热器后,由于 (RTc+RTf)≤RTfo,所以,总热阻
RT为显然,RT<<RTo。
功率管的最大允许功耗 PCM与总热阻 RT,最高允许结温 TjM和环境温度 To有关,其关系式为
T foTjTo RRR
(9—37)
TfTcTjT RRRR
(9— 38)
T
ojM
CM R
TTP (9— 39)
第 9章 功率电路及系统二,二次击穿现象与安全工作区功率管在实际应用中,常发现功耗并未超额,管子也不发烫,但却突然失效 。 这种损坏不少是由于
,二次击穿,所致 。
所谓二次击穿现象可由图 9—23(a)来说明 。 当集电极电压 uCE增大时,首先可能出现一次击穿 (图中 AB段 )。
这种击穿是正常的雪崩击穿 。 二次击穿的起点与 iB大小有关 。 通常将其起,始点连线称为二次击穿临界线,
如图 9— 23(b)所示 。
第 9章 功率电路及系统图 9—23功率管的二次击穿现象
(a)二次击穿现象； (b)二次击穿临界线第 9章 功率电路及系统为保证功率管安全可靠地工作,除保证电流小于
ICM,功耗小于 PCM,工作反压小于一次击穿电压
U(BR)CEO外,还应避免进入二次击穿区 。 所以,功率管的安全工作区如图 9— 24所示 。
第 9章 功率电路及系统图 9—24 双极型功率管的安全工作区第 9章 功率电路及系统
9—3—2 功率 MOS器件有许多适合大功率运行的 MOS器件,其中突出的代表是 VMOS管和双扩散 MOS管 。
VMOS管的结构剖面图如图 9— 25所示。
第 9章 功率电路及系统图 9—25 VMOS管的结构剖面图第 9章 功率电路及系统与 BJT管比较,VMOS具有许多优点：
(1)输入阻抗大,所需驱动电流小,功率增益高 。
(2)温度稳定性好,漏极电阻为正温度系数,当器件温度上升时,电流受到限制,不可能产生热击穿,
也不可能产生二次击穿 。
(3)没有 BJT管的少子存贮问题,加之极间电容小,
所以开关速度快,适合高频工作 (工作频率达几百 kHz
甚至于几 MHz)。 在 VMOS基础上加以改进,目前又出现了双扩散 MOS管 (简称 DMOS)。 此类管子在承受高电压,大电流,速度快等性能方面又有不少提高 。
第 9章 功率电路及系统
9—3—3绝缘栅 —双极型功率管 (IGBT)及功率模块一,IGBT的等效电路及符号
IGBT的等效电路和符号如图 9—26所示 。 它综合了
MOS管输入阻抗大,驱动电流小和双极型管导通电阻小,高电压,大电流的优点 。 当 MOS管栅压大于开启电压后,出现漏极电流 。 该电流就是双极型晶体管的基极电流,从而使 BJT管导通,且趋向饱和 (管压降很低,电位很大 )。 当 MOS管栅压减小使沟道消失时,
ID=0,IB=0,管子截止 。
IGBT具有许多优点,但工作频率不太高,一般小于 50kHz左右 。
第 9章 功率电路及系统
g
V
1
( a )
V
2
g
e
c
c
e
( b )
V
图 9—26绝缘栅 —双极型功率管 (IGBT)
(a)等效电路； (b)符号第 9章 功率电路及系统二,功率模块功率模块有许多,有达林顿电路模块,各种 MOS
管或 BiFET组件等 。 图 9—27(a)给出一种高速大功率
CMOS器件 (TC4420/29系列 ),其脉冲峰值电流高达 6A，
开关速度高达 25ns,使用十分方便,而且能带动大电容负载 (CL≥1000pF)。 图 9—27(b)是由两块 TC4420组成的桥式电路,驱动电机或陀螺正,反向转动 。
第 9章 功率电路及系统
U
DD
O U T P U T
4,7 V
I N P U T
G N D
1
2
3
4
8
7
6
5
D I P
U
DD
O U T P U T
O U T P U T
G N DG N D
I N P U T
NC
U
DD
5 0 0 μ A
3 0 0 m V
T C 4 4 2 9
T C 4 4 2 0
( a )
T C 4 4 2 0 T C 4 4 2 0
U
DD
i
2
i
1
( b )
图 9—27 高速大功率 CMOS器件
(a)内部电路； (b)由 TC4420组成的桥式功率电路第 9章 功率电路及系统目前，还出现了许多高速大功率运算放大器
(PowerOperationalAmplifiers)，如 OPA2544,3583等。
OPA2544的最大输出电流为 2A，电源电压范围
± 10V~± 35V，压摆率为 8V/μs，其封装和引脚图如图
9—28所示。而 OPA3583的电源电压高达 ± 70V~± 150V，
输出电流为 75mA，压摆率达 30V/μs。 OPA2544和
OPA3583的输入级为场效应管，输出级为互补跟随器。
第 9章 功率电路及系统图 9—28功率运算放大器 OPA2544的外形图及 管脚图
(a)外形图； (b)管脚图第 9章 功率电路及系统
9—3—4 功率管的保护为保证功率管的正常运行,要附加一些保护电路,
包括安全区保护,过流保护,过热保护等等 。 例如,
在 VMOS的栅极加限流,限压电阻和反接二极管,在感性负载上并联电容和二极管,以限制过压或过流 。
又如,在功率管的 c,e间并联稳压二极管,以吸收瞬时过压等等 。
第 9章 功率电路及系统
9— 4 高精度基准电压源在集成电路或电子设备中,常需要基准电压源
(UREF)。 该类基准电压源要求精度高,温度稳定性好
(± 0.2× 10-6~± 20× 10-6左右 ),噪声电压低,长期稳定度好等,但其输出电流并不大,一般为几毫安 ~十几毫安 。 实现此类电压基准功能的电路和器件有两种,
简要介绍如下 。
第 9章 功率电路及系统
9—4—1能隙基准电压源一,能隙基准电压源的工作原理如图 9—29所示,UBE为负温度系数,UT发生器乘以系数 K为负温度系数,二者经相加器相加后得到基准电压 UREF：
q
kT
KCTUU
q
kT
U
CTUU
KUUU
gR E F
T
gBE
TBER E F
0
0
又知,结电压 UＢＥ 随温度上升而下降,即有
(9— 40)
(9— 41a)
(9— 41b)
(9— 42)
第 9章 功率电路及系统
U
BE
U
T
发生器
K
常数
＋
U
T
T
U
BE
T
U
R E F
＝ U
BE
＋ KU
T
图 9—29能隙基准电压源的工作原理第 9章 功率电路及系统式中,Ug0为半导体材料在绝对零度下 (0K)的带隙
(Band—Gap)电压,即禁带宽度 。 硅材料的 Ug0为 1.205V，
锗材料的 Ug0为 0.72V。 该值是一个固定不变的电压值 。
如式 (9—42)所示,若调整 K值使第二项与第三项相抵消,
则
0gREF UU?
(9— 43)
第 9章 功率电路及系统二,能隙基准电压源电路图 9—30给出一个能隙基准电压源的电路例子 。 设运算放大器是理想的,且 RA=RB
因此有
)l n (
)l n (
1
2
2
1
21
22
21
21
nU
I
I
I
I
UUUU
R
U
R
UU
II
T
S
S
TBEBEBE
BEBEBE
(9— 44)
(9— 45)
第 9章 功率电路及系统图 9— 30 能隙基准电压源电路
＋
－
I
2 I
1
I
1
＋ I
2
V
2
I
2
I
1
R
B
U
CC
R
3
V
1
R
4
U
R E F
U ′
R
A
R
1
R
2
第 9章 功率电路及系统运放输出电压即基准电压 UREF为
])[1(
)]l n (
2
)[1(
])()[1()1(
0
4
3
2
1
1
4
3
1211
4
3
4
3
Tg
TBE
BEREF
KUCTU
R
R
nU
R
R
U
R
R
RIIU
R
R
R
R
UU
(9— 46)
式中,).ln (2
2
1 nRRK?
调节 R1和 R2的值,使 KUT=CT,那么
0
4
3 )1(
gREF UR
RU (9— 47)
第 9章 功率电路及系统若 R4固定,则改变 R3,即可得到不同的基准电压值 。
美国 AD公司的 AD580,AD581,AD584,AD680系列电压基准的原理电路与图 9—30相同 。 例如,AD581的基准电压 UREF=10V± 0.005V,温度系数 ST为 5× 10-6/℃,
长期稳定度为 25× 10-6/1000h,输出噪声电压的峰峰值小于 40μV。
第 9章 功率电路及系统
9—4—2 以埋层齐纳管为参考的超高精度基准电压源能隙基准电压源的 ST≤3× 10-6/℃,噪声电压
UNpp≥20μV。对于高分辨率的 A/D,D/A(16位以上 )，仍感不足。以埋层齐纳管为参考的基准电压源的精度和稳定度有望更高。
普通齐纳管的击穿机理发生在硅晶体表面,如图 9—
31(a)所示,表面存在更多的杂质,易受机械压力和晶格错位等因素影响,导致击穿噪声大,长期稳定性不好 。
第 9章 功率电路及系统图 9—31普通齐纳管和埋层齐纳管的击穿部位
(a)普通齐纳管； (b)埋层齐纳管
