1
§ 1.8 微波功率放大器
1,功率单位微波功率放大器一般指 P>1W。目前，商品可到百瓦 (厘米波段 )
单位,dBm，以 1毫瓦 (mW)为基准计量的倍数。
d B mmWWl 301 1g10?
§ 1.8.1 基本指标
mW
mWPld B mP
1
)(g10)( 0?
2,电源效率
DC
o u t
P
P
率直流电源供给的直流功功率晶体管放大器射频输出?
例如,1mW=0dBm 1W=1000mW=30dBm 10W=40dBm
反映了把直流功率转换成射频功率的能力,但不能反映功率放大能力 。
2
DC
ino u t
a d d P
PP3,功率附加效率 (Power added efficiency)
既反映功率转换能力又反映功率放大能力。
4,1dB压缩点 (1dB Gain Compressed Point)输出功率 P1dB
G1dB-- 增益下降 1dB点 P1dB-- G1dB对应的输出功率
Pin <1dB>-- P1dB对应的输入功率
P 1dB
P out ( dBm )
P in (dBm)
1dB
P in <1dB>0
G 0
G ( dB )
P in (dBm)
1dB
P in <1dB>0
G 1dB
3
输入功率较小时,增益为常数,称为小信号线性增益 G0；
输入功率继续增大,功放输出功率出现非线性,输出功率与输入功率的比值即增益减小；
当功放增益比小信号线性增益 G0下降 1dB时,称为,1dB压缩点增益,G1dB,对应的输出,输入功率称为,1dB压缩点输出功率,P1dB及,1dB压缩点输入功率,Pin <1dB> 。
有关定义：
在 P1dB点有：
10lgP1dB=10lg(G0·P in<1dB>)-1 dB 即
P1dB=Pin<1dB>+G0dB-1 dBm 或 G1dB=G0dB-1 dB
4
5,三阶交调 (Intermodulation)系数
w 1 w 2
2 w 1 - w 2 2 w 2- w 1
P
w
3 w 2- 2w 1w 1 w 2
P
w
放大特性出现非线性时，多个微波信号之间将出现交叉调制谐波。 21 ww nm
三阶交调分量 (|m|+|n|=3时 ),
212 ww122 ww?
最靠近有用信号的杂波分量，将造成话路串扰、误码率增加。
5
dB g203 输出基波电压幅度 三阶交调电压幅度lM?
3322100 VkVkVkkV
输入信号,tAV wc o s?
输出信号：
tAktAk
tAkAkAkkV
ww
w
3co s
4
1
2co s
2
1
co s
4
3
2
1
3
3
2
2
3
31
2
200
三阶交调系数
V 0
V0
放大器输入、输出曲线输入输出电压拟合：
衡量放大器非线性失真的程度
(k0,k1,?，为实常数,V<1)
6
110 lg20lg20)( kA
AkdBG小信号功率增益：
* k1为小信号电压增益； k3为负，代表压缩特性。
非线性基波功率增益：
)43l g (204/3lg20)( 231
3
31 Akk
A
AkAkdBG
非线性基波电压增益,2
31
3
31
4
34/3 Akk
A
AkAkG
V
7
d B clM dBdB 75.23g20 11 3 基波电压幅度三阶交调分量电压幅度
1dB压缩点三阶交调系数实际经验值略小，通常取
M3 1dB? -23dB
tAtAV 21 c o s2c o s2 ww
ttAkAk 21331 c o sc o s8921 ww
输入：
输出基波：
(使总功率保持不变 )
三阶交调分量,
ttAk 122133 2co s2co s8321 wwww
8
6,三阶交调截止点
A很小时的基波,三阶交调分量：
基波输出功率：
338321 AkAk121
dBidB
dBout
PG
Z
A
k
Z
Ak
P
n 0
0
2
2
1
0
2
1
2/
lg10lg10
2/
lg10
三阶交调输出功率：
dBi
dB
Pk
Z
A
Zk
Z
Ak
P
n
'
dB 3
3
0
2
2
03
0
2
3
3
3
3
2/
lg10)
2
3
l g (10
2/8/3
lg10
结论：当 Pin减小 1dB时,Pout减小 1dB,P3减小 3dB
即：输入功率每减小 1dB，三阶交调系数改善 2dB。
9
)1(275.23 dB 1 3 ou tdBdB PPM
)(275.23 dB 1 3 indBindB PPM
1dB 01 1 GPP dBindB
dB 0 dB dB GPP inout
P 1dB
P out ( dBm )
P in (dBm)
1dB
1
3
1
1
èy?× μ÷
1 μ?
IP 3
M 3 dB
P out a
P i n a
P 3 a
任意输入功率时的三阶交调系数由于
11dB dBout PP
小信号工作时
为获得高指标线性度常用 功率倒退法,
输入功率倒退 1dB,M3改善 2dB。
10
12 75.23)( dB 3dB 1 MPPP o u tdB
这个规律虽不严格但非常准确。
1213 dBPIP
倒退值：
三阶交调截止点
PPPMP dBdBo ut 11dB 3dB 12 75.23
dB 0dB dB n GPP outi
需要输入功率：
)(2 3dB 3 IPPM outdB
11
7,调幅、调相转换系数
2
31 4
3 AkkG
V
输入幅度变,相位变,输出则也会幅度变,相位变 。
输入幅度变,输出幅度和相位都会变,叫调幅,调相
(AM/PM)转换现象。
基波电压增益,23
4
3
Ak
VG
1k
2
3
4
3
Ak
V
G
1
k
q
微波有相移网络低频无相移网络
12
AM/PM转换系数输入单频等幅信号时,输出信号相位变化 (单位：弧度 )与输入信号功率变化 (单位,dB)的比值 。
)( 180 dBdPd
in
度q
调幅信号 (A变化 ),
输入
g(A),AM－ AM特性，输入输出幅度不成正比
q(A),AM－ PM特性，输入输出相位有变化
ttAV wc os)(?
输出 )](c o s [)(
0 AtAgV qw
输入信号幅度变化引起：交调失真、群时延失真、频谱展宽
13
§ 1.8.2 功率放大器设计原则
1,线性功率放大器与小信号高增益放大器设计的 S参数公式完全一样。
L
L
in S
SSS
22
2112
11 1
S
S
o ut S
SSS
11
2112
22 1
区别仅是：由于功率管输入阻抗很低，匹配电路形式有少许不同。
14
S参数随 Pin变化规律：
S11 只变相位 S21 只降模值
S22 只降模值 S12 只升模值
S参数测量困难：
a,大功率的测量设备
b,不同功率、不同频率下测量，数据量大
c,容易损坏功率管
一般用模型法
2,大信号 S参数法
输入信号加大，功率管呈非线性
15
3,动态阻抗法没有模型也没有 S参数的晶体管,可先测得最佳 Zin,Zout，
再设计微带匹配电路 。
在一定频率及输入电平下,调整工作点及调配器,使输出功率最大,同时效率较高 (偏置电流小 )时,得最佳负载状态 。
用共轭替代法,用网络分析仪测出此状态下两端输入,输出阻抗,用于功放匹配网络设计 。
μ÷÷1
FET
μ÷÷2
VSWR 1 Z out (f) VSWR 2Z i n (f)
这种方法的功放非线性是不可预估的,故对线性功放的设计一般不用 。
16
FET 等效电路
4,大信号非线性模型法 (谐波平衡法 )
R g
C gs
R gs
C dg
C dc
I D
G ds
C ds
R d
Rs
G
D
S
L g
R g
L d
L S
I B
I G
V gi
电路中 5个非线性元件：
ID---f1(Vgi,VDS) 跨导非线性
Gds--f2(Vgi,VDS) 输出电导
Cgs--f3(Vgi) 栅源结变电容
IG---f4(Vgi) 输入功率加大后出现的正栅压导致正向栅极电流
IB---f5(Vgi) 大漏压导致栅漏之间的反向击穿电流
17
第二章 微波混频器
§ 2.1微波混频器件
§ 2.2肖特基势垒二极管
§ 2.3非线性电阻混频原理
§ 2.4微波混频器电路
§ 2.5谐波混频器 (书 § 2.8.2)
§ 2.6混频器的数值分析法 (书 § 2.5)
§ 2.7混频器噪声系数
§ 2.8 上变频器
18
§ 2.1 微波混频器件
二极管混频性能稳定动态范围大结构简单，无电源成本低
三极管混频有混频增益可实现自振荡混频
19
微波二极管
混频 肖特基势垒管 (面接触 )，点接触
振荡 体效应管 (甘氏管 )，雪崩管
控制 PIN管
调频 变容管
倍频 变容管，阶跃恢复管
放大 变容管，体效应管
检波 反向管，低势垒管
整流 平面管，闸流管
控温 致冷 PN结
20
§ 2.2 肖特基势垒二极管
(Schottky Barrier Diode)
混频管基本要求噪声小，变频损耗小，结构外形合理
管芯结构
N+ 基片 (Si),0.1~0.2mm
外延：纯度高，结构细，
晶格错位少
保护绝缘层 SiO2
开窗
蒸发金属构成势垒
欧姆接触
2
SiO
2
SiO
·? o?
ù
N
ía?ó 2?N
ía?ó 2?N
ù
N
·? ·?ó ′￥
·? ·?ó ′￥D¤ìù?á
·?·?ó ′￥
òy
21
混频二极管封装
环氧树脂封装
塑料封装
陶瓷封装梁式引线管
· ê÷
′éù
1ü D?
òy 3? 1ü
ùGaAs
±￡?¤2?
2
S iO
D¤ìù?á
Ga AsN
ùGaAs
áo ê? òy
· ê÷
′éù
1ü D?
òy 3? 1ü
ùGaAs
±￡?¤2?
2
S iO
D¤ìù?á
GaA sN
ùGaAs
áo ê? òy
22
混频二极管封装和等效电路
LS --- 引线电感，要短
CP --- 管壳寄生电容 (与管壳材料、形状有关 )
RS --- 串联电阻，包括 N型半导体层的体电阻、衬底电阻、
电极的欧姆接触电阻 (与材料、工艺有关 )
Cj --- 结电容，结面积要小
Rj --- 结电阻
òy
1ü D?
é? μ
′é 1ü
μ
s
L
p
C
j
C
j
R
s
R
23
封装形式比较
陶瓷封装
性能好 (CP,LS小 )
稳定、可靠、抗震、抗湿
尺寸大
结构复杂，成本高
微带塑封
适用于混合集成
成本低、尺寸小
电容大、频率低
梁式引线
寄生参数小，频率高
工艺难度大，成本高
24
混频二极管电特性
nKT
e
)1()1( VSn K TeVS eIeII?
mA129 10~10 )10( 10?
5.1~1 )1.1(
KJ /1038.1 23
C1910602.1
40~25 )30(
V4~2
B
V
S
I
I
V
S
I
1,I-V 特性
IS－反向饱和电流，
n－工艺理想因子
K－波尔兹曼常数
e－电子电荷
VB－击穿电压
25
2
1
)1(
)0(
)(
V
C
VC jj
)9.0(
)(
)()(
9.0
9.0
V
dV
VdC
VCVC
V
j
Vjj
C
)0(
j
C
V
2,C-V 特性
Cj(0) -- V=0时的结电容,0.05~0.3pF
V-- 外电压
-- 接触势垒电位,GaAs--0.8 ~1.1V,Si--0.4 ~ 0.6V
公式有效范围 V<0.9?
V? 0.9?时,
26
3,串联电阻 RS
取决于半导体材料和工艺
N型半导体电导率, eND?n
ND--施主杂质浓度
n--N型半导体电子迁移率
P型半导体电导率, eNA?p
NA--受主杂质浓度
p--P型半导体电子迁移率
N型比 P型迁移率高
GaAs比 Si高 (6倍 ),InP更好。
常用 N型 GaAs
RS引起有用信号损失,降低截止频率,增加热噪声
27
IeIdVdIg VS
gRj
1?
4,微分电导动态电阻
g大，变频损耗低 (即工作点电流愈大变频损耗愈低 )
5,截止频率
j
C
j
R
s
R
工作频率增高时,损耗加大,当管的品质因数降为 1时,
将失去混频作用而成为纯损耗器件 。
1)0(1
Sjc RC
Q w
)0(2
1
jS
C CRf
时，损耗极大，定义为截止频率
28
6,混频器变频损耗定义：
)()()(
lg10)(
dBdBdB
dB
gr
m
中频输出信号功率微波输入信号功率
失配损耗：取决于混频器微波输入和中频输出端口的匹配程度。 (0.5~1dB)
i
i
S
SdB
4
)1(lg10
4
)1(lg10)( 22
S,?i 是 微波输入和中频输出端口的驻波比 。
混频二极管的管芯结损耗?r：
)( )1l g (10)( 22 dBRRCRRdB jSjS
j
S
r w
Cj,Rj 随本振激励功率变化而变化。
混频器的非线性电导净变频损耗?g
29
7,中频阻抗当二极管加上额定本振功率 (通常为 1mW)时,对指定中频所呈现的阻抗 。 典型值在 200~600?。
8,商品混频管提供的参数变频损耗：典型值 3~5dB
噪声系数：典型值 4~8dB
中频阻抗：典型值 200~600?
30
§ 2.3 非线性电阻混频原理
tV LL wc o s
dV
V
i
t
t
i
g
V
t
t
g
tVtv LLL wc o s)(?
tVtv SSS wc o s)(?
]c o s)c o s[()( tVtVVfvfi SSLLd ww
i
)( tv
s
L
Z
d
V
)( tv
L
i
)( tv
s
L
Z
d
V
)( tv
L
Vd--直流工作点
肖特基势垒二极管：
本振 1mW
信号 10-3~10-8mW
31
tVtVVf
tVtVVftVVfi
SSLLd
SSLLdLLd
ww
www
22''
'
co s)co s(
2
1
co s)co s()co s(
1
0 c os2
]1)c os([ e xp)c os(
n
Ln
LLdSLLd
tnII
tVVItVVf
w
w?w
)(c os)c os(2 1 20 ttdntVVfI LLLLdn www
由于 VL>>VS，工作点随 VL周期变化
在工作点 (Vd+VLcoswLt)上展开成泰勒级数式中
)()c o s(2 1 200 tdtVVfI LLLd ww
32
)()]co s(ex p [
)]1([)co s( '
tgtVVI
eIeI
dv
d
dv
di
tVVf
LLdS
v
S
v
SLLd
w
w
1
0 co s2)(
n
Ln tnggtg w
ww? 20 )(c o s)(2 1 ttdntgg LLn
2
2
c os)(1
T
T Ln t d tntgTg w
或
w? 200 )()(2 1 tdtgg L
33
二极管电流中的交流小信号成分：
LS
ww?2
SL
ww?3
L
w2LS ww?
SL
ww?2
L
w
SL
ww?
L
w3
SL
ww?2
S
w f
1
0
210
'
)c o s (c o s
c o s)2c o s2c o s2(
c o s)c o s(
n
SLSnSS
SSLL
SSLLd
tnVgtVg
tVtgtgg
tVtVVf
www
www
ww
tVVVf SSLLd ww 22'' co s)co s( —— 各高次谐波
34
中频,wif = wS- wL (wS > wL)
wif = wL- wS (wL > wS)
信号的镜频 (wS > wL),wi = 2wL- wS
(image frequency) = wL- wif
= wS- 2wif
中频成分：
tVgti ifSif wco s)( 1?
镜频幅度由 g2VS决定,由于 wif << wS,而镜频距信频仅
2倍中频,往往在信号通带之内,镜频分量在信号源内阻上会造成功率损耗 。
S
w
S
R
L
w
L
R
￥
￥
if
w
35
如果信号源端设计成电抗终端,如果相位合适,使镜频能量反射回二极管,镜频和本振再混频,产生中频 (wL- wi
= wif),减小净变频损耗,叫镜频能量回收 。
A,相位不合适,损耗在 RS上；
B,高次谐波能量很小,回收效率太低,意义不大 。
本振二次谐波以上各分量很小,且其频率往往在信号通带之外,简化分析时可以忽略不计 。
分析和设计混频器电路时要特别考虑：
信号 wS，本振频率 wL，中频 wif，镜频 wi
输出电路抑制掉 wS,wL,wi
36
§ 2.4 微波混频器电路
§ 2.4.1 单管混频器 (书 § 2.4.1~2)
基本组成部分：
混频管 ----- fC > 10fS
混合隔离电路 --- 信号与本振隔离，互不影响充分利用信号，防止反射。
* 隔离度不足：本振反射发射信号；信号被漏掉，
变频损耗大。
* 隔离度太大：本振功率源浪费；本振功率不足，
变频损耗大。
37
中频、滤波 ----- 取出 fif,滤除 fS,fL
直流与中频通路：保证二极管正常工作。
* 直流工作点 V高，节省本振功率，变频损耗大,Zin降低。
匹配 ----- fS,fL
* 由于信号电平较小，首先应保证信号路匹配，定向耦合器和阻抗变换器设计时中心频率按信号频率考虑。
s
f
L
f
if
f
38
s
f
L
f
if
f
4
S
l
39
§ 2.4.2 平衡混频器 (书 § 2.4.3)
优点：
电桥 -- 改善隔离，充分利用信号、本振功率，增大信号动态范围
减弱本振噪声，改善噪声系数
抑制谐波，减少失真、干扰与损耗
s
f
L
f
1
2
3
4
if
f
4
l
1
D
2
D
￥
一,900移相型
混频管两只，特性一致
混频管经匹配电路变为与电桥输出口阻抗匹配
分支电桥，均分功率，隔离本振和信号
微波接地用四分之一波长开路微带
两混频管直流闭合
需中频通路
40
s
f
L
f
1
2
3
4
if
f
4
l
1
D
2
D
￥
4
l
41
90移相变阻抗电桥
混频管阻抗经移相成纯阻 RD
变阻抗电桥 3,4 口阻抗为 RD
微波接地用扇形线
s
f
L
f
1
2
3
4
if
f
4
l
1
D
2
D
òà
4
l
42
常用电桥
3
Z
3
3
1
1
1
2
2
2
4
4
4
Z
Z
Z
Z
Z
Z
Z
Z Z
Z
Z
Z
Z
4
l
2Z
2Z
Z2
4
l
l
4
3
μè ×a?1 μè ·? 1|?ê
2? μè ×a?1 μè ·? 1|?ê
·D? μè ×a?1 μè ·? 1|?ê?· D? 2? μè ×a?1
Z
R
2
Z
R
2
RZ
R
R
RZ2
Z
RZ
RZ
43
1,混频管上的相位关系
)2c o s ()(1?w tVtv SSS
tVtv SSS wc o s)(2?
)c os ()(1?w tVtv LLL
)2c o s (2?w tVv LLL
101 )(co s2)( n Ln tnggtg?w
102 )2(c o s2)( n Ln tnggtg?w
)2c os ()]()2c os [ ()( 111?w?w?w tVgttVgti ifSLSSif
)2c os ()]2(c os [)( 112?w?ww tVgttVgti ifSLSSif
)2c o s (2)()()( 121?w tVgtititi ifSififif
sf
Lf
1
2
3
4
iff
4
l
1D
2D
￥
规定二极管上电压、电流以二极管导通方向为正方向信号本振中频输出电导 假设 wS > wL,wif = wS- wL
44
sf
Lf
1
2
3
4
iff
4
l
1D
2D
￥
)2c o s ()(1?w tVtv SSS
tVtv SSS wc o s)(2?
)c os ()(1?w tVtv LLL
)2c o s (2?w tVv LLL
101 )(co s2)( n Ln tnggtg?w
102 )2(c o s2)( n Ln tnggtg?w
)2c os ()]()2c os [ ()( 111?w?w?w tVgttVgti ifSLSSif
)2c os ()]2(c os [)( 112?w?ww tVgttVgti ifSLSSif
)2c o s (2)()()( 121?w tVgtititi ifSififif
信号本振中频输出电导输入信号,本振功率平分加到两个混频管,得到充分利用 。 降低了对本振输出功率的要求,增加了输入信号的动态范围一倍 。
45
2,混频器噪声
])co s [ ()(1?ww tVtv ifLnn
]2)c o s [ ()(2?ww tVtv ifLnn
tVgttVgti ifnLifLnn w?w?ww c o s)}(])c o s { [ ()( 111
tVgttVgti ifnLifLnn w?w?ww c o s)}2(]2)c o s { [ ()( 112
0)()()( 21 tititi nnn
L
w
w?
if
w
i
w
s
w
w?
if
w
本振携带的信频噪声分成 2路加在两只混频管上
两管产生的中频噪声
输出的中频噪声
* 本振携带的信频噪声在两管产生的中频噪声相互抵消 。
46
本振携带的镜频噪声 ---- 同样情况
])co s [ ()(1?ww tVtv ifLnn
]2)c o s [ ()(2?ww tVtv ifLnn
)c o s ()}(])c o s { [ ()( 111 tVgttVgti ifnLifLnn w?w?ww
)c o s ()}2(]2)c o s { [ ()( 112 tVgttVgti ifnLifLnn w?w?ww
0)()()( 21 tititi nnn
* 本振携带的镜频噪声在两管产生的中频噪声相互抵消 。
47
3,混频器的组合频率 (自学书 p.74)
)]()2(c os [)(1?w?w tntmVgti LSSn
)]2((c o s [)(2?ww tntmVgti LSSn
n
LS
m
nm tnmn
mjIti ])ex p [ j ()]
2(ex p [)(1 ww?
n
LS
m
nm tnmj
njIti ])(ex p []
2ex p [)(2 ww
n LSm nm jnjmjntnmjItiti )]2e x p ()2] [ e x p (e x p [])(e x p [)()( 21ww
两管输出端电流表示成傅立叶级数总电流
m = n各项不存在
相差 2?的各项不存在 （例 m=1,n=3,…..)
二,1800移相型混频器本振反相型 （ 1800） 信号同相（ 00）
特点,
尺寸大
本振偶次谐波组合频率 (nwL?wS,n=2,4,6,?)无输出
结构复杂
L
f
S
f
if
f
l
4
3
4
l
4
l
1
2
3
4
4
l
1
D
2
D
4
l
49
tVtv SSS wco s)(1?
tVtv SSS wc o s)(2?
)c o s ()(2?w tVtv LLL
tVv LLL wc o s1?
1
01 )co s (2)(
n
Ln tnggtg w
1
02 )(co s2)(
n
Ln tnggtg?w
)co s ()co s ()( 111 tVgttVgti ifSLSSif www
)co s ()](co s [)( 112 tVgttVgti ifSLSSif w?ww
)co s (2)()()( 121 tVgtititi ifSififif w
规定二极管上电压、电流以二极管导通方向为正方向信号本振中频输出电导 假设 wS > wL,wif = wS- wL
L
f
S
f
if
f
l
4
3
4
l
4
l
1
2
3
4
4
l
1
D
2
D
4
l
50
信号反相型 (避免线路交叉 )
信号反相、本振同相
偶次谐波抵消
尺寸小
L
f
4
l
S
f
if
f
Z
R
2
Z
R
2
Z RZ
RZ
RZ
Z
Z
1
2
3
4
信号对本振隔离度高：本振功率由 4和 3端口反射的信号在 1端口抵消。
驻波比差：本振、信号的两管反射在各自输入端口叠加。
§ 1.8 微波功率放大器
1,功率单位微波功率放大器一般指 P>1W。目前，商品可到百瓦 (厘米波段 )
单位,dBm，以 1毫瓦 (mW)为基准计量的倍数。
d B mmWWl 301 1g10?
§ 1.8.1 基本指标
mW
mWPld B mP
1
)(g10)( 0?
2,电源效率
DC
o u t
P
P
率直流电源供给的直流功功率晶体管放大器射频输出?
例如,1mW=0dBm 1W=1000mW=30dBm 10W=40dBm
反映了把直流功率转换成射频功率的能力,但不能反映功率放大能力 。
2
DC
ino u t
a d d P
PP3,功率附加效率 (Power added efficiency)
既反映功率转换能力又反映功率放大能力。
4,1dB压缩点 (1dB Gain Compressed Point)输出功率 P1dB
G1dB-- 增益下降 1dB点 P1dB-- G1dB对应的输出功率
Pin <1dB>-- P1dB对应的输入功率
P 1dB
P out ( dBm )
P in (dBm)
1dB
P in <1dB>0
G 0
G ( dB )
P in (dBm)
1dB
P in <1dB>0
G 1dB
3
输入功率较小时,增益为常数,称为小信号线性增益 G0；
输入功率继续增大,功放输出功率出现非线性,输出功率与输入功率的比值即增益减小；
当功放增益比小信号线性增益 G0下降 1dB时,称为,1dB压缩点增益,G1dB,对应的输出,输入功率称为,1dB压缩点输出功率,P1dB及,1dB压缩点输入功率,Pin <1dB> 。
有关定义：
在 P1dB点有：
10lgP1dB=10lg(G0·P in<1dB>)-1 dB 即
P1dB=Pin<1dB>+G0dB-1 dBm 或 G1dB=G0dB-1 dB
4
5,三阶交调 (Intermodulation)系数
w 1 w 2
2 w 1 - w 2 2 w 2- w 1
P
w
3 w 2- 2w 1w 1 w 2
P
w
放大特性出现非线性时，多个微波信号之间将出现交叉调制谐波。 21 ww nm
三阶交调分量 (|m|+|n|=3时 ),
212 ww122 ww?
最靠近有用信号的杂波分量，将造成话路串扰、误码率增加。
5
dB g203 输出基波电压幅度 三阶交调电压幅度lM?
3322100 VkVkVkkV
输入信号,tAV wc o s?
输出信号：
tAktAk
tAkAkAkkV
ww
w
3co s
4
1
2co s
2
1
co s
4
3
2
1
3
3
2
2
3
31
2
200
三阶交调系数
V 0
V0
放大器输入、输出曲线输入输出电压拟合：
衡量放大器非线性失真的程度
(k0,k1,?，为实常数,V<1)
6
110 lg20lg20)( kA
AkdBG小信号功率增益：
* k1为小信号电压增益； k3为负，代表压缩特性。
非线性基波功率增益：
)43l g (204/3lg20)( 231
3
31 Akk
A
AkAkdBG
非线性基波电压增益,2
31
3
31
4
34/3 Akk
A
AkAkG
V
7
d B clM dBdB 75.23g20 11 3 基波电压幅度三阶交调分量电压幅度
1dB压缩点三阶交调系数实际经验值略小，通常取
M3 1dB? -23dB
tAtAV 21 c o s2c o s2 ww
ttAkAk 21331 c o sc o s8921 ww
输入：
输出基波：
(使总功率保持不变 )
三阶交调分量,
ttAk 122133 2co s2co s8321 wwww
8
6,三阶交调截止点
A很小时的基波,三阶交调分量：
基波输出功率：
338321 AkAk121
dBidB
dBout
PG
Z
A
k
Z
Ak
P
n 0
0
2
2
1
0
2
1
2/
lg10lg10
2/
lg10
三阶交调输出功率：
dBi
dB
Pk
Z
A
Zk
Z
Ak
P
n
'
dB 3
3
0
2
2
03
0
2
3
3
3
3
2/
lg10)
2
3
l g (10
2/8/3
lg10
结论：当 Pin减小 1dB时,Pout减小 1dB,P3减小 3dB
即：输入功率每减小 1dB，三阶交调系数改善 2dB。
9
)1(275.23 dB 1 3 ou tdBdB PPM
)(275.23 dB 1 3 indBindB PPM
1dB 01 1 GPP dBindB
dB 0 dB dB GPP inout
P 1dB
P out ( dBm )
P in (dBm)
1dB
1
3
1
1
èy?× μ÷
1 μ?
IP 3
M 3 dB
P out a
P i n a
P 3 a
任意输入功率时的三阶交调系数由于
11dB dBout PP
小信号工作时
为获得高指标线性度常用 功率倒退法,
输入功率倒退 1dB,M3改善 2dB。
10
12 75.23)( dB 3dB 1 MPPP o u tdB
这个规律虽不严格但非常准确。
1213 dBPIP
倒退值：
三阶交调截止点
PPPMP dBdBo ut 11dB 3dB 12 75.23
dB 0dB dB n GPP outi
需要输入功率：
)(2 3dB 3 IPPM outdB
11
7,调幅、调相转换系数
2
31 4
3 AkkG
V
输入幅度变,相位变,输出则也会幅度变,相位变 。
输入幅度变,输出幅度和相位都会变,叫调幅,调相
(AM/PM)转换现象。
基波电压增益,23
4
3
Ak
VG
1k
2
3
4
3
Ak
V
G
1
k
q
微波有相移网络低频无相移网络
12
AM/PM转换系数输入单频等幅信号时,输出信号相位变化 (单位：弧度 )与输入信号功率变化 (单位,dB)的比值 。
)( 180 dBdPd
in
度q
调幅信号 (A变化 ),
输入
g(A),AM－ AM特性，输入输出幅度不成正比
q(A),AM－ PM特性，输入输出相位有变化
ttAV wc os)(?
输出 )](c o s [)(
0 AtAgV qw
输入信号幅度变化引起：交调失真、群时延失真、频谱展宽
13
§ 1.8.2 功率放大器设计原则
1,线性功率放大器与小信号高增益放大器设计的 S参数公式完全一样。
L
L
in S
SSS
22
2112
11 1
S
S
o ut S
SSS
11
2112
22 1
区别仅是：由于功率管输入阻抗很低，匹配电路形式有少许不同。
14
S参数随 Pin变化规律：
S11 只变相位 S21 只降模值
S22 只降模值 S12 只升模值
S参数测量困难：
a,大功率的测量设备
b,不同功率、不同频率下测量，数据量大
c,容易损坏功率管
一般用模型法
2,大信号 S参数法
输入信号加大，功率管呈非线性
15
3,动态阻抗法没有模型也没有 S参数的晶体管,可先测得最佳 Zin,Zout，
再设计微带匹配电路 。
在一定频率及输入电平下,调整工作点及调配器,使输出功率最大,同时效率较高 (偏置电流小 )时,得最佳负载状态 。
用共轭替代法,用网络分析仪测出此状态下两端输入,输出阻抗,用于功放匹配网络设计 。
μ÷÷1
FET
μ÷÷2
VSWR 1 Z out (f) VSWR 2Z i n (f)
这种方法的功放非线性是不可预估的,故对线性功放的设计一般不用 。
16
FET 等效电路
4,大信号非线性模型法 (谐波平衡法 )
R g
C gs
R gs
C dg
C dc
I D
G ds
C ds
R d
Rs
G
D
S
L g
R g
L d
L S
I B
I G
V gi
电路中 5个非线性元件：
ID---f1(Vgi,VDS) 跨导非线性
Gds--f2(Vgi,VDS) 输出电导
Cgs--f3(Vgi) 栅源结变电容
IG---f4(Vgi) 输入功率加大后出现的正栅压导致正向栅极电流
IB---f5(Vgi) 大漏压导致栅漏之间的反向击穿电流
17
第二章 微波混频器
§ 2.1微波混频器件
§ 2.2肖特基势垒二极管
§ 2.3非线性电阻混频原理
§ 2.4微波混频器电路
§ 2.5谐波混频器 (书 § 2.8.2)
§ 2.6混频器的数值分析法 (书 § 2.5)
§ 2.7混频器噪声系数
§ 2.8 上变频器
18
§ 2.1 微波混频器件
二极管混频性能稳定动态范围大结构简单，无电源成本低
三极管混频有混频增益可实现自振荡混频
19
微波二极管
混频 肖特基势垒管 (面接触 )，点接触
振荡 体效应管 (甘氏管 )，雪崩管
控制 PIN管
调频 变容管
倍频 变容管，阶跃恢复管
放大 变容管，体效应管
检波 反向管，低势垒管
整流 平面管，闸流管
控温 致冷 PN结
20
§ 2.2 肖特基势垒二极管
(Schottky Barrier Diode)
混频管基本要求噪声小，变频损耗小，结构外形合理
管芯结构
N+ 基片 (Si),0.1~0.2mm
外延：纯度高，结构细，
晶格错位少
保护绝缘层 SiO2
开窗
蒸发金属构成势垒
欧姆接触
2
SiO
2
SiO
·? o?
ù
N
ía?ó 2?N
ía?ó 2?N
ù
N
·? ·?ó ′￥
·? ·?ó ′￥D¤ìù?á
·?·?ó ′￥
òy
21
混频二极管封装
环氧树脂封装
塑料封装
陶瓷封装梁式引线管
· ê÷
′éù
1ü D?
òy 3? 1ü
ùGaAs
±￡?¤2?
2
S iO
D¤ìù?á
Ga AsN
ùGaAs
áo ê? òy
· ê÷
′éù
1ü D?
òy 3? 1ü
ùGaAs
±￡?¤2?
2
S iO
D¤ìù?á
GaA sN
ùGaAs
áo ê? òy
22
混频二极管封装和等效电路
LS --- 引线电感，要短
CP --- 管壳寄生电容 (与管壳材料、形状有关 )
RS --- 串联电阻，包括 N型半导体层的体电阻、衬底电阻、
电极的欧姆接触电阻 (与材料、工艺有关 )
Cj --- 结电容，结面积要小
Rj --- 结电阻
òy
1ü D?
é? μ
′é 1ü
μ
s
L
p
C
j
C
j
R
s
R
23
封装形式比较
陶瓷封装
性能好 (CP,LS小 )
稳定、可靠、抗震、抗湿
尺寸大
结构复杂，成本高
微带塑封
适用于混合集成
成本低、尺寸小
电容大、频率低
梁式引线
寄生参数小，频率高
工艺难度大，成本高
24
混频二极管电特性
nKT
e
)1()1( VSn K TeVS eIeII?
mA129 10~10 )10( 10?
5.1~1 )1.1(
KJ /1038.1 23
C1910602.1
40~25 )30(
V4~2
B
V
S
I
I
V
S
I
1,I-V 特性
IS－反向饱和电流，
n－工艺理想因子
K－波尔兹曼常数
e－电子电荷
VB－击穿电压
25
2
1
)1(
)0(
)(
V
C
VC jj
)9.0(
)(
)()(
9.0
9.0
V
dV
VdC
VCVC
V
j
Vjj
C
)0(
j
C
V
2,C-V 特性
Cj(0) -- V=0时的结电容,0.05~0.3pF
V-- 外电压
-- 接触势垒电位,GaAs--0.8 ~1.1V,Si--0.4 ~ 0.6V
公式有效范围 V<0.9?
V? 0.9?时,
26
3,串联电阻 RS
取决于半导体材料和工艺
N型半导体电导率, eND?n
ND--施主杂质浓度
n--N型半导体电子迁移率
P型半导体电导率, eNA?p
NA--受主杂质浓度
p--P型半导体电子迁移率
N型比 P型迁移率高
GaAs比 Si高 (6倍 ),InP更好。
常用 N型 GaAs
RS引起有用信号损失,降低截止频率,增加热噪声
27
IeIdVdIg VS
gRj
1?
4,微分电导动态电阻
g大，变频损耗低 (即工作点电流愈大变频损耗愈低 )
5,截止频率
j
C
j
R
s
R
工作频率增高时,损耗加大,当管的品质因数降为 1时,
将失去混频作用而成为纯损耗器件 。
1)0(1
Sjc RC
Q w
)0(2
1
jS
C CRf
时，损耗极大，定义为截止频率
28
6,混频器变频损耗定义：
)()()(
lg10)(
dBdBdB
dB
gr
m
中频输出信号功率微波输入信号功率
失配损耗：取决于混频器微波输入和中频输出端口的匹配程度。 (0.5~1dB)
i
i
S
SdB
4
)1(lg10
4
)1(lg10)( 22
S,?i 是 微波输入和中频输出端口的驻波比 。
混频二极管的管芯结损耗?r：
)( )1l g (10)( 22 dBRRCRRdB jSjS
j
S
r w
Cj,Rj 随本振激励功率变化而变化。
混频器的非线性电导净变频损耗?g
29
7,中频阻抗当二极管加上额定本振功率 (通常为 1mW)时,对指定中频所呈现的阻抗 。 典型值在 200~600?。
8,商品混频管提供的参数变频损耗：典型值 3~5dB
噪声系数：典型值 4~8dB
中频阻抗：典型值 200~600?
30
§ 2.3 非线性电阻混频原理
tV LL wc o s
dV
V
i
t
t
i
g
V
t
t
g
tVtv LLL wc o s)(?
tVtv SSS wc o s)(?
]c o s)c o s[()( tVtVVfvfi SSLLd ww
i
)( tv
s
L
Z
d
V
)( tv
L
i
)( tv
s
L
Z
d
V
)( tv
L
Vd--直流工作点
肖特基势垒二极管：
本振 1mW
信号 10-3~10-8mW
31
tVtVVf
tVtVVftVVfi
SSLLd
SSLLdLLd
ww
www
22''
'
co s)co s(
2
1
co s)co s()co s(
1
0 c os2
]1)c os([ e xp)c os(
n
Ln
LLdSLLd
tnII
tVVItVVf
w
w?w
)(c os)c os(2 1 20 ttdntVVfI LLLLdn www
由于 VL>>VS，工作点随 VL周期变化
在工作点 (Vd+VLcoswLt)上展开成泰勒级数式中
)()c o s(2 1 200 tdtVVfI LLLd ww
32
)()]co s(ex p [
)]1([)co s( '
tgtVVI
eIeI
dv
d
dv
di
tVVf
LLdS
v
S
v
SLLd
w
w
1
0 co s2)(
n
Ln tnggtg w
ww? 20 )(c o s)(2 1 ttdntgg LLn
2
2
c os)(1
T
T Ln t d tntgTg w
或
w? 200 )()(2 1 tdtgg L
33
二极管电流中的交流小信号成分：
LS
ww?2
SL
ww?3
L
w2LS ww?
SL
ww?2
L
w
SL
ww?
L
w3
SL
ww?2
S
w f
1
0
210
'
)c o s (c o s
c o s)2c o s2c o s2(
c o s)c o s(
n
SLSnSS
SSLL
SSLLd
tnVgtVg
tVtgtgg
tVtVVf
www
www
ww
tVVVf SSLLd ww 22'' co s)co s( —— 各高次谐波
34
中频,wif = wS- wL (wS > wL)
wif = wL- wS (wL > wS)
信号的镜频 (wS > wL),wi = 2wL- wS
(image frequency) = wL- wif
= wS- 2wif
中频成分：
tVgti ifSif wco s)( 1?
镜频幅度由 g2VS决定,由于 wif << wS,而镜频距信频仅
2倍中频,往往在信号通带之内,镜频分量在信号源内阻上会造成功率损耗 。
S
w
S
R
L
w
L
R
￥
￥
if
w
35
如果信号源端设计成电抗终端,如果相位合适,使镜频能量反射回二极管,镜频和本振再混频,产生中频 (wL- wi
= wif),减小净变频损耗,叫镜频能量回收 。
A,相位不合适,损耗在 RS上；
B,高次谐波能量很小,回收效率太低,意义不大 。
本振二次谐波以上各分量很小,且其频率往往在信号通带之外,简化分析时可以忽略不计 。
分析和设计混频器电路时要特别考虑：
信号 wS，本振频率 wL，中频 wif，镜频 wi
输出电路抑制掉 wS,wL,wi
36
§ 2.4 微波混频器电路
§ 2.4.1 单管混频器 (书 § 2.4.1~2)
基本组成部分：
混频管 ----- fC > 10fS
混合隔离电路 --- 信号与本振隔离，互不影响充分利用信号，防止反射。
* 隔离度不足：本振反射发射信号；信号被漏掉，
变频损耗大。
* 隔离度太大：本振功率源浪费；本振功率不足，
变频损耗大。
37
中频、滤波 ----- 取出 fif,滤除 fS,fL
直流与中频通路：保证二极管正常工作。
* 直流工作点 V高，节省本振功率，变频损耗大,Zin降低。
匹配 ----- fS,fL
* 由于信号电平较小，首先应保证信号路匹配，定向耦合器和阻抗变换器设计时中心频率按信号频率考虑。
s
f
L
f
if
f
38
s
f
L
f
if
f
4
S
l
39
§ 2.4.2 平衡混频器 (书 § 2.4.3)
优点：
电桥 -- 改善隔离，充分利用信号、本振功率，增大信号动态范围
减弱本振噪声，改善噪声系数
抑制谐波，减少失真、干扰与损耗
s
f
L
f
1
2
3
4
if
f
4
l
1
D
2
D
￥
一,900移相型
混频管两只，特性一致
混频管经匹配电路变为与电桥输出口阻抗匹配
分支电桥，均分功率，隔离本振和信号
微波接地用四分之一波长开路微带
两混频管直流闭合
需中频通路
40
s
f
L
f
1
2
3
4
if
f
4
l
1
D
2
D
￥
4
l
41
90移相变阻抗电桥
混频管阻抗经移相成纯阻 RD
变阻抗电桥 3,4 口阻抗为 RD
微波接地用扇形线
s
f
L
f
1
2
3
4
if
f
4
l
1
D
2
D
òà
4
l
42
常用电桥
3
Z
3
3
1
1
1
2
2
2
4
4
4
Z
Z
Z
Z
Z
Z
Z
Z Z
Z
Z
Z
Z
4
l
2Z
2Z
Z2
4
l
l
4
3
μè ×a?1 μè ·? 1|?ê
2? μè ×a?1 μè ·? 1|?ê
·D? μè ×a?1 μè ·? 1|?ê?· D? 2? μè ×a?1
Z
R
2
Z
R
2
RZ
R
R
RZ2
Z
RZ
RZ
43
1,混频管上的相位关系
)2c o s ()(1?w tVtv SSS
tVtv SSS wc o s)(2?
)c os ()(1?w tVtv LLL
)2c o s (2?w tVv LLL
101 )(co s2)( n Ln tnggtg?w
102 )2(c o s2)( n Ln tnggtg?w
)2c os ()]()2c os [ ()( 111?w?w?w tVgttVgti ifSLSSif
)2c os ()]2(c os [)( 112?w?ww tVgttVgti ifSLSSif
)2c o s (2)()()( 121?w tVgtititi ifSififif
sf
Lf
1
2
3
4
iff
4
l
1D
2D
￥
规定二极管上电压、电流以二极管导通方向为正方向信号本振中频输出电导 假设 wS > wL,wif = wS- wL
44
sf
Lf
1
2
3
4
iff
4
l
1D
2D
￥
)2c o s ()(1?w tVtv SSS
tVtv SSS wc o s)(2?
)c os ()(1?w tVtv LLL
)2c o s (2?w tVv LLL
101 )(co s2)( n Ln tnggtg?w
102 )2(c o s2)( n Ln tnggtg?w
)2c os ()]()2c os [ ()( 111?w?w?w tVgttVgti ifSLSSif
)2c os ()]2(c os [)( 112?w?ww tVgttVgti ifSLSSif
)2c o s (2)()()( 121?w tVgtititi ifSififif
信号本振中频输出电导输入信号,本振功率平分加到两个混频管,得到充分利用 。 降低了对本振输出功率的要求,增加了输入信号的动态范围一倍 。
45
2,混频器噪声
])co s [ ()(1?ww tVtv ifLnn
]2)c o s [ ()(2?ww tVtv ifLnn
tVgttVgti ifnLifLnn w?w?ww c o s)}(])c o s { [ ()( 111
tVgttVgti ifnLifLnn w?w?ww c o s)}2(]2)c o s { [ ()( 112
0)()()( 21 tititi nnn
L
w
w?
if
w
i
w
s
w
w?
if
w
本振携带的信频噪声分成 2路加在两只混频管上
两管产生的中频噪声
输出的中频噪声
* 本振携带的信频噪声在两管产生的中频噪声相互抵消 。
46
本振携带的镜频噪声 ---- 同样情况
])co s [ ()(1?ww tVtv ifLnn
]2)c o s [ ()(2?ww tVtv ifLnn
)c o s ()}(])c o s { [ ()( 111 tVgttVgti ifnLifLnn w?w?ww
)c o s ()}2(]2)c o s { [ ()( 112 tVgttVgti ifnLifLnn w?w?ww
0)()()( 21 tititi nnn
* 本振携带的镜频噪声在两管产生的中频噪声相互抵消 。
47
3,混频器的组合频率 (自学书 p.74)
)]()2(c os [)(1?w?w tntmVgti LSSn
)]2((c o s [)(2?ww tntmVgti LSSn
n
LS
m
nm tnmn
mjIti ])ex p [ j ()]
2(ex p [)(1 ww?
n
LS
m
nm tnmj
njIti ])(ex p []
2ex p [)(2 ww
n LSm nm jnjmjntnmjItiti )]2e x p ()2] [ e x p (e x p [])(e x p [)()( 21ww
两管输出端电流表示成傅立叶级数总电流
m = n各项不存在
相差 2?的各项不存在 （例 m=1,n=3,…..)
二,1800移相型混频器本振反相型 （ 1800） 信号同相（ 00）
特点,
尺寸大
本振偶次谐波组合频率 (nwL?wS,n=2,4,6,?)无输出
结构复杂
L
f
S
f
if
f
l
4
3
4
l
4
l
1
2
3
4
4
l
1
D
2
D
4
l
49
tVtv SSS wco s)(1?
tVtv SSS wc o s)(2?
)c o s ()(2?w tVtv LLL
tVv LLL wc o s1?
1
01 )co s (2)(
n
Ln tnggtg w
1
02 )(co s2)(
n
Ln tnggtg?w
)co s ()co s ()( 111 tVgttVgti ifSLSSif www
)co s ()](co s [)( 112 tVgttVgti ifSLSSif w?ww
)co s (2)()()( 121 tVgtititi ifSififif w
规定二极管上电压、电流以二极管导通方向为正方向信号本振中频输出电导 假设 wS > wL,wif = wS- wL
L
f
S
f
if
f
l
4
3
4
l
4
l
1
2
3
4
4
l
1
D
2
D
4
l
50
信号反相型 (避免线路交叉 )
信号反相、本振同相
偶次谐波抵消
尺寸小
L
f
4
l
S
f
if
f
Z
R
2
Z
R
2
Z RZ
RZ
RZ
Z
Z
1
2
3
4
信号对本振隔离度高：本振功率由 4和 3端口反射的信号在 1端口抵消。
驻波比差：本振、信号的两管反射在各自输入端口叠加。
