1
一、微波放大器电路的基本元件
(A) 微带线和微带线段宽高比有效介电常数特性阻抗微带中的波长特性阻抗常用范围
h
w
h
w
Z
g
e e
W H
E
h
|? 0 =1
éù |? r
5~1.0/?hW
re ee )8.0~5.0(?
e
ZZg
e0?
e
g e
0?
150~20
§ 1.7.3 匹配电路设计
2
终端短路线段
Z = j X
Z
Z
g
0
4
g
l
<
4
g
l
4
g
l
>
l
l
)2( ltgjZZ
g
g?
终端开路线段
)2( lct gjZZ
g
g?
Z = j X
Z
0
4
g
l
<
4
g
l
4
g
l
>
l
l
Z
g
3
Z
0 |è
Z
0
|è
|è
·
§
shZ
0Z
)s in (02?jZZ?)2/(01?c t gjZZct gjZZ op 0tgjZZ sh 0?
opZ
1Z 1Z
2Z
C
L
C
微带分支与微带线段
4
(B) 微带线开路终端与短路终端元件示意等效电路微带微带
l
l l
el e
l
l?
开路终端 短路终端
5
μ? á÷
(C) 微带跳变电流连续
T
T T等效电路（无长度）
6
1T
2T
1T
2T
0W
W
W
2/bL 2/bL
bC
（ D）转角
W0=(1.4~1.6)W
7
3T 3T
1T
1T 2T
3T
1T
3T
1T
1T 2T
（ E） T形结
8
T 1
T 2
T 3
T 4
T 4
T 2
T 3
T 1
（ F）十字结
9
00Z
2/)( 000 ZZ e?
（ G）隔直流耦合线微带耦合器等效电路
4g
4g
4g
4g
10
（ H）扇形线
（ I）缝耦合微带缝隙 等效电路
11
输入 1
输入 2
输出
（ J）定向耦合器
（ K）低通滤波器
4g
12
（ L）带通滤波器
（ M）交叉指滤波器等效电路等效电路
13
4g
0Z
0Z
0Z02Z
02Z
02Z
0Z
0Z
0Z
02Z
20Z
2
1
4 3
2
1
4 3
（ N）分路器
（ O）电桥方形分支电桥 Lange耦合电桥
4g
4g
4g
4g
4g
14
（ P）集中参数元件
类型：电容 -- 贴片电容，陶瓷电容电感 -- 贴片电感，跳线电阻 -- 贴片电阻
频率,f < 5 GHz
注意,电容、电阻的尺寸和损耗
15
二、输入、输出匹配电路
ê? è￥
μ·
ê? 3￥
μ·
FET
Z
i n 1
( = Z
0
)
G
i n 1
( = 0 )
Z
o u t 1
(= Z
o p t
)
G
o u t 1
(= G
o p t
)
Z
0
Z
0
Z
o u t 2
(= Z
o
)
G
o u t 2
( =0 )
Z
T o u t
Z
i n 2
=Z
T o u t
*Z
T i n
输入匹配电路的任务,把微波晶体管的复数输入阻抗变换为信源实数阻抗 (即 50?电阻性的源阻抗 )
1) 最佳噪声,Gout1=Gopt (Zout1=Zopt=1/Yopt)
2) 最大功率增益,Zout1=ZTin*
16
ê? è￥
μ·
ê? 3￥
μ·
FET
Z
i n 1
( = Z
0
)
G
i n 1
( = 0 )
Z
o u t 1
(= Z
o p t
)
G
o u t 1
(= G
o p t
)
Z
0
Z
0
Z
o u t 2
(= Z
o
)
G
o u t 2
( =0 )
Z
T o u t
Z
i n 2
=Z
T o u t
*Z
T i n
输出匹配电路的任务,把微波晶体管的复数输出阻抗变换为负载实数阻抗 (50?)
1) 提高增益：在保持稳定的前提下有尽可能高的增益 (总增益大于 30dB以上，后级噪声很大时，要求 40~50dB以上 )
2) 改善整机增益平坦度
3) 满足放大器输出驻波比
4) 改善放大器稳定性
17
基本工具,Smith圆图
处理并联、沿线导纳变化时使用导纳圆图
处理沿线阻抗变化使用阻抗圆图方便
Smith圆图
￥ μ?
ò ê
ò
终端 (负载 )方向：视入方向向终端 (向负载端 )：看着负载向负载前进向始端 (向信号源 )：看着负载向后倒退
18
ì?·μ¨?·μ?
￥ μ?
′? μ? ×è
′? μ2
r=1? 2
z=r+jx
x=1? 2
x=-1? 2
x<-1
x>1
-1<x<0
0<x<1
×è2 í?
ò ê
ò
(1) 匹配点,|G|=0,z=1,
SWR=1
(2) 纯电抗圆、开路点、
短路点
(3) 纯电阻线
(4) 感性与容性半圆
(5) r=1圆,通过匹配点
(6) G的幅度的标注
(7) G的相位的标注：周期为半波长，最大相对波长为 0.5，相位
00~?1800
(8) r值的标注：开路点为?、短路点为 0，匹配点为 1
19
ì?·μ?
¨?·μ?
￥ μ?
′? μ? μ
′? μé?2
g=1? 2
y=1/z=g+jb
b=1? 2
b=-1? 2
b<-1
b>1
-1<b<0
0<b<1
μé?2 í?
ò
ò ê
阻抗圆图?导纳圆图
G? -G
匹配点不变
r=1圆?g=1圆纯电阻线?纯电导线开路点?短路点短路点?开路点电抗圆?电纳圆电阻圆?电导圆上半圆内的点表示 b>0呈容性、下半圆内的点 b<0呈感性
20
opt
G
o p t
G
3
Y1
0
Y
1
l
2
l
0
Y
o p t
Y
3
Y
2
l
1
l
ò ê
ò
05171.0G o p t 8.18.0 jZ o p t 46.02.0 jY opt
由 Yopt沿等 |G|圆向终端转 l1 =0.118?g与 g=1圆交于 Y3 点,得
Y3 =1-j 2
在 Y3 点并联 (-j2)，得到匹配点 Y0
用短路微带线，由短路点向始端转 l2=0.073?g,得 Yin=-j2
例 1 并联分支电路限制：微带均为 50?
用导纳圆图
21
Y=-jb
Y=0
Y=-jb
jY
￠ ′÷
22
例 2：微带 -阻抗变换
l 1
Z 1 Z 0
o p t
G
Z 0 =1 Z 1
l 1
Z r
50
opt
G
4
g
用阻抗圆图
05171.0G o p t 8.18.0 jZ o p t
由 Gopt沿等 |G|圆向终端转 l1=0.179?g 到 Z1=R+j0=0.17
为实现 Z1=0.17可用?g/4阻抗变换器
4 1 2.017.010 ZZZ r
反归一化, 6.204 1 2.050'rZ
缺点：低频时线太长，主要用于高频
23
例 3：电感 -阻抗变换 用阻抗圆图
Z 0 =1 Z 1
L
Zr
o p t
G
4
g
Z 1
Z 0
j 1.8
r= 0.8
o p t
G
05171.0G o p t 8.18.0 jZ o p t
先用集中元件电感 L实现 j1.8，向前跨过电感到 Z1=R+j0=0.8
变换线段为?g/4阻抗变换器
894.08.010 ZZZ r
反归一化, 72.44894.050'
rZ
nHLLL 5.350'1007.01042 8.1 99
好处：尺寸减小。g/4阻抗变换器还是 太长
G Hz4?f
24
opt
G
opt
G
1
Y
1
Y
1
Z
0
Y
1
Z
C
L
例 4：集中参数元件匹配
串接电感 L,移到 Z1 (匹配圆的对称圆的圆周上 )，
换为导纳圆图，得
并联电容 C,(减去电纳 j0.48)，匹配到原点。
4.08.01 jZ
,2.24.08.1 jjjLj nHL 3 7 7.4502.2'
G H z4?f
48.011 jY
,48.0jCj pFC 382.050/48.0'
05171.0G o p t
8.18.0 jZ o p t
25
2
1
2
1
m
Z
m
Z
m
Z '
1
Z
2
Z m
Z '
n
Z
n
Z '
n
Z
n
Z '
opt
Z
opt
Z '
o pt
Z ' optZ
例 5,串接微带线已知
对 50?归一化改为对 Z1 （ 85.6?）归一化，得
6.851Z 54.172Z 01 7.61 0
2 98.58
05.14 67.0)8.18.0(6.85 50' jjZ o p t
8.18.0 jZ o p t
已知电路尺寸，用圆图分析为什么匹配
26
向终端转?1= 61.70到 Zm，得 Zm=0.22-j0.22
对 85.6?归一化改为对 17.54?归一化
向终端转?2= 58.980,得 Zn=2.85+j 0
改为对 50?归一化，
获得匹配。
08.108.1)22.022.0(54.17 6.85' jjZ m
01)08 5 2.2(50 54.17' jjZ n
2
1
2
1
m
Z
m
Z
m
Z '
1
Z
2
Z m
Z '
n
Z
n
Z '
n
Z
n
Z '
opt
Z
opt
Z '
o pt
Z ' optZ
27
匹配电路适用频段
集中参数电感 f = 1 ~ 4 GHz
并联分支线 f = 3 ~ 8 GHz
串接微带线、阻抗变换器 f = 5 ~ 18 GHz
28
1,频率高时不能用集中参数电感 。
2,并联分支线 用于低频段,频率低,波长大,每个单元微带较长,若用阻抗变换类型结构则电路尺寸过长 。 由于线条长度较大,T形结构不均匀区相对很小,计算误差减弱 。
3,串接微带线,阻抗变换器 用于高频段,微带阶梯跳变的不均匀区计算容易,频率高时,由于工作波长短,微带线段机械尺寸往往既短又宽,若用分支线,则太短,T形结构不均匀区的电磁场高次模影响很大,计算精度相对要下降 。
29
三,级间匹配电路已知：
要求匹配到,
opt
opt
out S
SSS
G?
GG
11
2112
221 1
*
22
2112*
11
*
2 1
G?
GG
L
L
in S
SSS
Gout1,Gin2二者模值 很接近,相角有一定的差别 。 长度?起移相作用,Z影响阻抗变换比 。
级间匹配电路的任务,使后级微波晶体管的输入阻抗与前级微波晶体管的输出阻抗共轭匹配以获得较大增益。
级间匹配和输入匹配区别是：把 Gout1(而不是 GS=0)变换为 Gin2*
opt
G
1o u t
G
*
2in
G
2in
G
L
G
Z
尺寸短小、结构紧凑，
难获宽频带匹配
30
四、偏压馈电与隔直流电路
隔直流耦合线 > 8 GHz
隔直流电容 < 5 GHz
+E
-E
C
偏压馈电,要求对主电路的微波特性影响应尽可能小，即不应造成大的附加损耗、反射及高频能量沿偏压电路泄漏，结构紧凑。
隔直流电路,使各直流部分隔开，但对微波工作频率的影响又必须尽可能小。
1,频率高不能用集中参数电容，因为损耗大
2,扇形线：频带宽、长度短比外焊电容方便简单，加工工艺一致性好。
低频段由于尺寸大不适用。
高阻低阻
4g
4g
4g?
A
B
31
偏压馈电：偏压由 B点处加入,经?g/4后为短路,高频为 0
电位,此处加入偏压线对电路无影响 。 由 B点再经?g/4高阻线到达主线时就得一无限大阻抗,对主线无影响 。 由于制作公差及频率偏离中心等原因,理想情况不能得到,但因线的特性阻抗很高,仍能得到较高的高频阻抗,对主线影响较小 。
实际高阻 100?左右,低阻 10?左右 。
靠近主线处应为高阻段 。 因为低阻段相当于并联电容,其输入阻抗较低,相当于主线被旁路,对高频性能将产生影响 。
4
g
4
g
4
g
4
g
00
Z
2
0
oooe
ZZ
Z
0
Z
0
Z
隔直流耦合线
32
五、放大器频带特性以上讲述的是点频原理，频带设计用计算机。
全频带内不可能都匹配到原点
电抗匹配，低频段失配
低频段带外可能有振荡
全频域分析，检查稳定性、驻波比
SWR,G,?G,NF…,折中取舍
¨ 1
f
2
f
f
f
f
f
f
MAG
G
K
1
|S 11 |
1
SWR
33
六、放大器系统稳定性
（ 1）串联负反馈
负反馈结果
* K增加
* |S21 |下降
* |S11 |略下降
* |S22 |略下降
* L过大时变成正反馈,|S21 |,|S11 | |S22 |上升,K下降
jX
Zs
L
原理图结构图?
LtgjZjX
s
2?
ó μ× í¨?×
￠ ′
§¤
ó μ× í¨?×
F E T
改善稳定性措施反馈电抗
FET源极串联电感接地构成反馈。
管腿有长度、孔有深度?高频时负反馈。 从管根处接地。
34
jX
[S 0 ]
[S L ]
[S ']
F E T
等效网络
35
串联负反馈引起 K的变化
K
1
f 1 f 2 f
L = 0
L 1L 2
L 2 > L 1
反馈线不宜太长
在较宽频带内，满足 K>0.8即可
高频率时，接地孔产生负反馈，将引起增益损失
jX
Zs
L
36
（ 2）铁氧体隔离器放大器反射系数加隔离器后例：放大器要求又知得
·ó?÷
V 20 V 2
V 1V 10
G in G a
|á
|?
a
in V
V
V
V GG
2
1
20
10 /
8.0?Ga )9(?SWR
)4.26048.0( dBinG
dB15.0 )03 5.1(
dB
in
a 244.2681
2
G
G?
2
1VVa?G
1.1?SWR
37
·ó?÷
aG ou tGR 0 R 0
R 1 R 1
R 2
2
01
01
RR
RR
r?
2?r?
r
a
out?
G?G
25.0?G?G
r
a
out?
)12( dB?
5.0?Ga )6( dB?
（ 3） 电阻稳定隔离器
* 隔离效果电阻衰减量加衰减器后例：
得
2
0
2
1
2
01
2
2
RR
RRR
电阻隔离器只能置于放大器后以改善输出反射损耗，不能用于输入隔离、功放。
38
R 2
R 1
|á ( d B )
( |· )
( |· )
1 2 3 4 5
8 6 9,7 4 3 6,2 2 9 2,4 2 2 1 1 7 8,5
5,77 1 1,6 1 1 7,6 1 2 3,85 3 0,4
|á 1,2 6 1,58 2,0 2,5 3,1 6
匹配型电阻隔离器（特性阻抗 50?）
39
（ 4）频带外低端的衰耗电路
R=10~60? R=30~50?
R
4
h
微带主线偏压引入
A
B
微带主线
R
偏压引入
4
h
A
B
分支线口 A点对高频是开路,无微带电流,电阻对高频无影响 。
对带外低频,A点不再开路,有电流损耗,可以压低增益 。
电阻对高频无影响 。 对带外低频,是分路损耗电阻 。
40
七、低噪声放大器常规设计步骤
(A) 检查稳定系数 K，加源级负反馈，使 K>0.8
由于实际 FET为 2个源级，需加 2个反馈微带。
(B) 选电路拓扑（必要时用史密斯圆粗估可行性）。
对噪声重加权，优化输入、输出电路。
F E T
F E T
41
(C) 插入第二只 FET，再优化全电路使满足指标。
(D) 判断微带线物理尺寸与拓扑合理性
传输线 W>L时，改为分支线
接 FET管脚处保持 W>0.5
级间要有足够长度，为加偏压电路与隔直流元件
F E TF E T
W
L
·? í×
W 1
L 1
42
(E) 全频段频率特性分析检查低频带外有没有：
(F) 加入偏置电路和隔直流元件
稍加优化调整
f > 8 GHz时注意隔直电容尺寸和衰减
f > 8 GHz，宜采用四分之一波长隔直耦合器
宜选用低损耗瓷介电容，电容量不宜大
t ìù?a μ? èY
1
f
2
f
f
f
|S 11 |
G
G 0
111 >S
0GG >>
一、微波放大器电路的基本元件
(A) 微带线和微带线段宽高比有效介电常数特性阻抗微带中的波长特性阻抗常用范围
h
w
h
w
Z
g
e e
W H
E
h
|? 0 =1
éù |? r
5~1.0/?hW
re ee )8.0~5.0(?
e
ZZg
e0?
e
g e
0?
150~20
§ 1.7.3 匹配电路设计
2
终端短路线段
Z = j X
Z
Z
g
0
4
g
l
<
4
g
l
4
g
l
>
l
l
)2( ltgjZZ
g
g?
终端开路线段
)2( lct gjZZ
g
g?
Z = j X
Z
0
4
g
l
<
4
g
l
4
g
l
>
l
l
Z
g
3
Z
0 |è
Z
0
|è
|è
·
§
shZ
0Z
)s in (02?jZZ?)2/(01?c t gjZZct gjZZ op 0tgjZZ sh 0?
opZ
1Z 1Z
2Z
C
L
C
微带分支与微带线段
4
(B) 微带线开路终端与短路终端元件示意等效电路微带微带
l
l l
el e
l
l?
开路终端 短路终端
5
μ? á÷
(C) 微带跳变电流连续
T
T T等效电路（无长度）
6
1T
2T
1T
2T
0W
W
W
2/bL 2/bL
bC
（ D）转角
W0=(1.4~1.6)W
7
3T 3T
1T
1T 2T
3T
1T
3T
1T
1T 2T
（ E） T形结
8
T 1
T 2
T 3
T 4
T 4
T 2
T 3
T 1
（ F）十字结
9
00Z
2/)( 000 ZZ e?
（ G）隔直流耦合线微带耦合器等效电路
4g
4g
4g
4g
10
（ H）扇形线
（ I）缝耦合微带缝隙 等效电路
11
输入 1
输入 2
输出
（ J）定向耦合器
（ K）低通滤波器
4g
12
（ L）带通滤波器
（ M）交叉指滤波器等效电路等效电路
13
4g
0Z
0Z
0Z02Z
02Z
02Z
0Z
0Z
0Z
02Z
20Z
2
1
4 3
2
1
4 3
（ N）分路器
（ O）电桥方形分支电桥 Lange耦合电桥
4g
4g
4g
4g
4g
14
（ P）集中参数元件
类型：电容 -- 贴片电容，陶瓷电容电感 -- 贴片电感，跳线电阻 -- 贴片电阻
频率,f < 5 GHz
注意,电容、电阻的尺寸和损耗
15
二、输入、输出匹配电路
ê? è￥
μ·
ê? 3￥
μ·
FET
Z
i n 1
( = Z
0
)
G
i n 1
( = 0 )
Z
o u t 1
(= Z
o p t
)
G
o u t 1
(= G
o p t
)
Z
0
Z
0
Z
o u t 2
(= Z
o
)
G
o u t 2
( =0 )
Z
T o u t
Z
i n 2
=Z
T o u t
*Z
T i n
输入匹配电路的任务,把微波晶体管的复数输入阻抗变换为信源实数阻抗 (即 50?电阻性的源阻抗 )
1) 最佳噪声,Gout1=Gopt (Zout1=Zopt=1/Yopt)
2) 最大功率增益,Zout1=ZTin*
16
ê? è￥
μ·
ê? 3￥
μ·
FET
Z
i n 1
( = Z
0
)
G
i n 1
( = 0 )
Z
o u t 1
(= Z
o p t
)
G
o u t 1
(= G
o p t
)
Z
0
Z
0
Z
o u t 2
(= Z
o
)
G
o u t 2
( =0 )
Z
T o u t
Z
i n 2
=Z
T o u t
*Z
T i n
输出匹配电路的任务,把微波晶体管的复数输出阻抗变换为负载实数阻抗 (50?)
1) 提高增益：在保持稳定的前提下有尽可能高的增益 (总增益大于 30dB以上，后级噪声很大时，要求 40~50dB以上 )
2) 改善整机增益平坦度
3) 满足放大器输出驻波比
4) 改善放大器稳定性
17
基本工具,Smith圆图
处理并联、沿线导纳变化时使用导纳圆图
处理沿线阻抗变化使用阻抗圆图方便
Smith圆图
￥ μ?
ò ê
ò
终端 (负载 )方向：视入方向向终端 (向负载端 )：看着负载向负载前进向始端 (向信号源 )：看着负载向后倒退
18
ì?·μ¨?·μ?
￥ μ?
′? μ? ×è
′? μ2
r=1? 2
z=r+jx
x=1? 2
x=-1? 2
x<-1
x>1
-1<x<0
0<x<1
×è2 í?
ò ê
ò
(1) 匹配点,|G|=0,z=1,
SWR=1
(2) 纯电抗圆、开路点、
短路点
(3) 纯电阻线
(4) 感性与容性半圆
(5) r=1圆,通过匹配点
(6) G的幅度的标注
(7) G的相位的标注：周期为半波长，最大相对波长为 0.5，相位
00~?1800
(8) r值的标注：开路点为?、短路点为 0，匹配点为 1
19
ì?·μ?
¨?·μ?
￥ μ?
′? μ? μ
′? μé?2
g=1? 2
y=1/z=g+jb
b=1? 2
b=-1? 2
b<-1
b>1
-1<b<0
0<b<1
μé?2 í?
ò
ò ê
阻抗圆图?导纳圆图
G? -G
匹配点不变
r=1圆?g=1圆纯电阻线?纯电导线开路点?短路点短路点?开路点电抗圆?电纳圆电阻圆?电导圆上半圆内的点表示 b>0呈容性、下半圆内的点 b<0呈感性
20
opt
G
o p t
G
3
Y1
0
Y
1
l
2
l
0
Y
o p t
Y
3
Y
2
l
1
l
ò ê
ò
05171.0G o p t 8.18.0 jZ o p t 46.02.0 jY opt
由 Yopt沿等 |G|圆向终端转 l1 =0.118?g与 g=1圆交于 Y3 点,得
Y3 =1-j 2
在 Y3 点并联 (-j2)，得到匹配点 Y0
用短路微带线，由短路点向始端转 l2=0.073?g,得 Yin=-j2
例 1 并联分支电路限制：微带均为 50?
用导纳圆图
21
Y=-jb
Y=0
Y=-jb
jY
￠ ′÷
22
例 2：微带 -阻抗变换
l 1
Z 1 Z 0
o p t
G
Z 0 =1 Z 1
l 1
Z r
50
opt
G
4
g
用阻抗圆图
05171.0G o p t 8.18.0 jZ o p t
由 Gopt沿等 |G|圆向终端转 l1=0.179?g 到 Z1=R+j0=0.17
为实现 Z1=0.17可用?g/4阻抗变换器
4 1 2.017.010 ZZZ r
反归一化, 6.204 1 2.050'rZ
缺点：低频时线太长，主要用于高频
23
例 3：电感 -阻抗变换 用阻抗圆图
Z 0 =1 Z 1
L
Zr
o p t
G
4
g
Z 1
Z 0
j 1.8
r= 0.8
o p t
G
05171.0G o p t 8.18.0 jZ o p t
先用集中元件电感 L实现 j1.8，向前跨过电感到 Z1=R+j0=0.8
变换线段为?g/4阻抗变换器
894.08.010 ZZZ r
反归一化, 72.44894.050'
rZ
nHLLL 5.350'1007.01042 8.1 99
好处：尺寸减小。g/4阻抗变换器还是 太长
G Hz4?f
24
opt
G
opt
G
1
Y
1
Y
1
Z
0
Y
1
Z
C
L
例 4：集中参数元件匹配
串接电感 L,移到 Z1 (匹配圆的对称圆的圆周上 )，
换为导纳圆图，得
并联电容 C,(减去电纳 j0.48)，匹配到原点。
4.08.01 jZ
,2.24.08.1 jjjLj nHL 3 7 7.4502.2'
G H z4?f
48.011 jY
,48.0jCj pFC 382.050/48.0'
05171.0G o p t
8.18.0 jZ o p t
25
2
1
2
1
m
Z
m
Z
m
Z '
1
Z
2
Z m
Z '
n
Z
n
Z '
n
Z
n
Z '
opt
Z
opt
Z '
o pt
Z ' optZ
例 5,串接微带线已知
对 50?归一化改为对 Z1 （ 85.6?）归一化，得
6.851Z 54.172Z 01 7.61 0
2 98.58
05.14 67.0)8.18.0(6.85 50' jjZ o p t
8.18.0 jZ o p t
已知电路尺寸，用圆图分析为什么匹配
26
向终端转?1= 61.70到 Zm，得 Zm=0.22-j0.22
对 85.6?归一化改为对 17.54?归一化
向终端转?2= 58.980,得 Zn=2.85+j 0
改为对 50?归一化，
获得匹配。
08.108.1)22.022.0(54.17 6.85' jjZ m
01)08 5 2.2(50 54.17' jjZ n
2
1
2
1
m
Z
m
Z
m
Z '
1
Z
2
Z m
Z '
n
Z
n
Z '
n
Z
n
Z '
opt
Z
opt
Z '
o pt
Z ' optZ
27
匹配电路适用频段
集中参数电感 f = 1 ~ 4 GHz
并联分支线 f = 3 ~ 8 GHz
串接微带线、阻抗变换器 f = 5 ~ 18 GHz
28
1,频率高时不能用集中参数电感 。
2,并联分支线 用于低频段,频率低,波长大,每个单元微带较长,若用阻抗变换类型结构则电路尺寸过长 。 由于线条长度较大,T形结构不均匀区相对很小,计算误差减弱 。
3,串接微带线,阻抗变换器 用于高频段,微带阶梯跳变的不均匀区计算容易,频率高时,由于工作波长短,微带线段机械尺寸往往既短又宽,若用分支线,则太短,T形结构不均匀区的电磁场高次模影响很大,计算精度相对要下降 。
29
三,级间匹配电路已知：
要求匹配到,
opt
opt
out S
SSS
G?
GG
11
2112
221 1
*
22
2112*
11
*
2 1
G?
GG
L
L
in S
SSS
Gout1,Gin2二者模值 很接近,相角有一定的差别 。 长度?起移相作用,Z影响阻抗变换比 。
级间匹配电路的任务,使后级微波晶体管的输入阻抗与前级微波晶体管的输出阻抗共轭匹配以获得较大增益。
级间匹配和输入匹配区别是：把 Gout1(而不是 GS=0)变换为 Gin2*
opt
G
1o u t
G
*
2in
G
2in
G
L
G
Z
尺寸短小、结构紧凑，
难获宽频带匹配
30
四、偏压馈电与隔直流电路
隔直流耦合线 > 8 GHz
隔直流电容 < 5 GHz
+E
-E
C
偏压馈电,要求对主电路的微波特性影响应尽可能小，即不应造成大的附加损耗、反射及高频能量沿偏压电路泄漏，结构紧凑。
隔直流电路,使各直流部分隔开，但对微波工作频率的影响又必须尽可能小。
1,频率高不能用集中参数电容，因为损耗大
2,扇形线：频带宽、长度短比外焊电容方便简单，加工工艺一致性好。
低频段由于尺寸大不适用。
高阻低阻
4g
4g
4g?
A
B
31
偏压馈电：偏压由 B点处加入,经?g/4后为短路,高频为 0
电位,此处加入偏压线对电路无影响 。 由 B点再经?g/4高阻线到达主线时就得一无限大阻抗,对主线无影响 。 由于制作公差及频率偏离中心等原因,理想情况不能得到,但因线的特性阻抗很高,仍能得到较高的高频阻抗,对主线影响较小 。
实际高阻 100?左右,低阻 10?左右 。
靠近主线处应为高阻段 。 因为低阻段相当于并联电容,其输入阻抗较低,相当于主线被旁路,对高频性能将产生影响 。
4
g
4
g
4
g
4
g
00
Z
2
0
oooe
ZZ
Z
0
Z
0
Z
隔直流耦合线
32
五、放大器频带特性以上讲述的是点频原理，频带设计用计算机。
全频带内不可能都匹配到原点
电抗匹配，低频段失配
低频段带外可能有振荡
全频域分析，检查稳定性、驻波比
SWR,G,?G,NF…,折中取舍
¨ 1
f
2
f
f
f
f
f
f
MAG
G
K
1
|S 11 |
1
SWR
33
六、放大器系统稳定性
（ 1）串联负反馈
负反馈结果
* K增加
* |S21 |下降
* |S11 |略下降
* |S22 |略下降
* L过大时变成正反馈,|S21 |,|S11 | |S22 |上升,K下降
jX
Zs
L
原理图结构图?
LtgjZjX
s
2?
ó μ× í¨?×
￠ ′
§¤
ó μ× í¨?×
F E T
改善稳定性措施反馈电抗
FET源极串联电感接地构成反馈。
管腿有长度、孔有深度?高频时负反馈。 从管根处接地。
34
jX
[S 0 ]
[S L ]
[S ']
F E T
等效网络
35
串联负反馈引起 K的变化
K
1
f 1 f 2 f
L = 0
L 1L 2
L 2 > L 1
反馈线不宜太长
在较宽频带内，满足 K>0.8即可
高频率时，接地孔产生负反馈，将引起增益损失
jX
Zs
L
36
（ 2）铁氧体隔离器放大器反射系数加隔离器后例：放大器要求又知得
·ó?÷
V 20 V 2
V 1V 10
G in G a
|á
|?
a
in V
V
V
V GG
2
1
20
10 /
8.0?Ga )9(?SWR
)4.26048.0( dBinG
dB15.0 )03 5.1(
dB
in
a 244.2681
2
G
G?
2
1VVa?G
1.1?SWR
37
·ó?÷
aG ou tGR 0 R 0
R 1 R 1
R 2
2
01
01
RR
RR
r?
2?r?
r
a
out?
G?G
25.0?G?G
r
a
out?
)12( dB?
5.0?Ga )6( dB?
（ 3） 电阻稳定隔离器
* 隔离效果电阻衰减量加衰减器后例：
得
2
0
2
1
2
01
2
2
RR
RRR
电阻隔离器只能置于放大器后以改善输出反射损耗，不能用于输入隔离、功放。
38
R 2
R 1
|á ( d B )
( |· )
( |· )
1 2 3 4 5
8 6 9,7 4 3 6,2 2 9 2,4 2 2 1 1 7 8,5
5,77 1 1,6 1 1 7,6 1 2 3,85 3 0,4
|á 1,2 6 1,58 2,0 2,5 3,1 6
匹配型电阻隔离器（特性阻抗 50?）
39
（ 4）频带外低端的衰耗电路
R=10~60? R=30~50?
R
4
h
微带主线偏压引入
A
B
微带主线
R
偏压引入
4
h
A
B
分支线口 A点对高频是开路,无微带电流,电阻对高频无影响 。
对带外低频,A点不再开路,有电流损耗,可以压低增益 。
电阻对高频无影响 。 对带外低频,是分路损耗电阻 。
40
七、低噪声放大器常规设计步骤
(A) 检查稳定系数 K，加源级负反馈，使 K>0.8
由于实际 FET为 2个源级，需加 2个反馈微带。
(B) 选电路拓扑（必要时用史密斯圆粗估可行性）。
对噪声重加权，优化输入、输出电路。
F E T
F E T
41
(C) 插入第二只 FET，再优化全电路使满足指标。
(D) 判断微带线物理尺寸与拓扑合理性
传输线 W>L时，改为分支线
接 FET管脚处保持 W>0.5
级间要有足够长度，为加偏压电路与隔直流元件
F E TF E T
W
L
·? í×
W 1
L 1
42
(E) 全频段频率特性分析检查低频带外有没有：
(F) 加入偏置电路和隔直流元件
稍加优化调整
f > 8 GHz时注意隔直电容尺寸和衰减
f > 8 GHz，宜采用四分之一波长隔直耦合器
宜选用低损耗瓷介电容，电容量不宜大
t ìù?a μ? èY
1
f
2
f
f
f
|S 11 |
G
G 0
111 >S
0GG >>
