4.3 混频电路
地位,超外差接收机的重要组成部分。
作用,将天线上感生的输入高频信号变换为固定
的中频信号。
重要性,靠近天线，直接影响接收音机的性能。
种类：
(1) 一般接收机中,三极管混频器。
(2) 高质量通信接收机,二极管环形混频器、双
差分对平衡调制器混频器。
4.3.1 通信接收机中的混频电路
一、主要性能指标
1,混频增益
定义,混频器的输出中频信号电压 Vi（或功率 PI）
对输入信号电压 Vs（或功率 PS）的比值，用分贝表示
(与混频损耗 Lc 类似 )
或
S
I
c lg10 P
PG ?
s
i
c lg20 V
VA ?
2,噪声系数
定义,输入信号噪声功率比 (PS/Pn)i对输出中频信
号噪声功率比 (PI/Pn)o的比值，即
onI
inS
)/(
)/(lg10
PP
PPNF ?
接收机的噪声系数 主要取决于它的 前端电路,若
无高频放大器，主要由 混频电路 决定 。
3,1dB 压缩电平
当输入信号功率较小时，输出
中频功率随输入信号功率线性地增
大，混频增益为 定值 ；
以后由于非线性，输出功率
的增大趋于缓慢。
定义,比线性增长低 1 dB 时所对应的输出中频功
率电平，用 PI1dB 表示。
dBm,高于 1mW 的分贝数,P(dBm) = 10lgP(mW)。
意义,PI1dB所对应的输入信号功率 PS 是混频器
动态范围的上限电平。
4,混频失真
在接收机中，加在混频器输入端的除了有用输入信
号外，还往往存在着多个干扰信号。
由于非线性，混频器件输出电流中将包含众多组合
频率分量，其中，可能有某些组合频率分量的频率十分
靠近中频，中频滤波器无法将它们滤除。
它们叠加在有用中频信号上，引起失真，称 混频失
真,它将严重影响通信质量。
5,隔离度
理论上，混频器各端口之间相互隔离，任一端口上
的功率不会窜到其它端口上。
实际上，总有极少量功率在各端口之间窜通。
定义,本端口功率与其窜通到另一端口的功率之
比 (用分贝表示 )。
意义,用来评价窜通大小的性能指标。
危害,在接收机中，本振端口功率向输入端口的
窜通危害最大。为保证混频性能，加在本振端口的本
振功率都比较大，当它窜通到输入信号端口时，就会
通过输入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向
辐射，严重干扰邻近接收机。
二、二极管环形混频器和双差分对混频器
高性能通信接收机混频器种类,二极管环形混频
器、双差分对平衡调制器混频器。
1,二极管环形混频器
已形成完整的系列，常用的是 Level7,Level17、
Level23 三种系列，它们所需的本振功率分别为
7dBm(5mW),17dBm(50mW),23dBm(200mW)(用
保证二极管开关工作所需本振功率电平的高低进行分
类 )。显然，本振功率电平越高，相应的 1dB 压缩电平
也就越高，混频器的动态范围就越大。对于上述三种
系列,1dB 压缩电压所对应的最大输入信号功率分别为
1dBm(1.25mW),10dBm(10mW),15dBm(32mW)。
优点,工作频带宽、噪声系数低、混频失真小、动
态范围大。应用广泛。
缺点,没有混频增益、端口间的隔离度较低。
实际二极管环形混频器各端口的匹配阻抗均为 50
?。应用时，各端口都必须接入滤波匹配网络，分别实
现混频器与输入信号源，本振信号源，输出负载间的阻
抗匹配。
2,双差分对平衡混频器
继 XFC1596 后，已出现多种双差分对平衡调制器
产品，其中 AD831 的工作频率可达 500 MHz 以上，它
由 双差分对平衡调制器、输出低噪声放大器和本振驱
动 组成 (p205)。
特点,混频增益高，输入端只需电压激励，一般不
需匹配网络，使用方便。同时,AD831中设有本振驱动
放大器，为保证开关工作而所需的本振功率很小，且端
口间隔离度很高。不必考虑天线反向辐射的问题。
缺点,噪声系数较大，动态范围小。
4.3.2 三极管混频电路
一、作用原理
1,原理电路
L1C1 —— 输入信号回路，调谐在 fc
L2C2—— 输出中频回路，调谐在 fI
本振电压 vL = VLmcos?Lt 接在基极回路中,VBBO 为
基极静态偏置电压 。
vBE = VBBO + vL + vS
2,工作原理
将 VBB0 + vL 作为 三极管的等效基极偏置电压,用
vBB(t)表示，称为 时变基极偏置电压,则当输入信号电
压 vS = Vsmcos?ct 很小，满足线性时变条件时，三极管
集电极电流为
iC? f(vBE) ? IC0(vL) + gm(vL) vS
在时变偏压作用下,gm(vL)的 傅氏级数展开式 为：
gm(vL) = gm(t) = g0 + gm1cos?Lt + gm2cos2?Lt + ???
gm(t) 中的基波分量 gmlcos?Lt与输入信号电压 vS 相乘
gmlcos?Lt Vsmcos?ct =
令 ?I = ?L -?c，得中频电流分量为
iI = IImcos?It =
tVgtVg IsmcmIsm1m c o sc o s21 ?? ?
其中
gmc = IIm/Vsm = gm1
2
1
称为 混频跨导,定义为输出中频电流幅值 IIm 对输入
信号电压幅值 Vsm 之比，其值等于 gm(t) 中基波分量幅
度 gm1 的一半。
= gmlVsm[cos(?L -?c)t + cos(?L + ?c)t]
2
1
若设中频回路的谐振电阻为 Re，则所需的中频
输出电压 vI = - iIRe,相应的 混频增益 为
AC= = - gmc Re
sm
Im
V
V
3,小结
(1) 在满足线性时变条件下，三极管混频电路的 混
频增益 与 混频跨导 gmc 成正比。而 gmc 又与 VLm 和静态
偏置有关。
(2) 三极管的转移特性曲性 (iC ～ vBE)，它的各点斜
率的连线即为跨导特性 gm(vBE)。在 vBE = VBB(t) 的作用
下，便可画出 gm(t) 波形。由图可见，当 VBB0 一定，
VLm 由小增大 时,gm1 即 gmc
也相应地由小增大，直到
gm(t) 趋近方波时，相应的
gmc 便达到最大值。
实际上，三极管混频电
路中，一般均采用分压式偏
置电路，因而，当 VLm 增大
到一定值后，由于特性的非
线性，产生自给偏置效应，基极偏置电压将自静态值
VBB0 向截止方向移动，因而相应的 gmc 也就比上述恒定
偏置时小，结果使 gmc 随 VLm 的变化如图实线所示。可
见，相应于某一 VLm 值,gmc 和相应的混频增益达到最
大值。
实验指出，在中波广播收音机
中，这个最佳的 VLm 约为 (20～
200)mV。反之，当 VLm 一定时，改
变 VBB0(或 IEQ) 时,gmc 也会相应变
化。实验指出,IEQ 在 (0.2～ 1)mA
时,gmc 近似不变，并接近最大值。
二、电路
1,本机振荡器
电感三点式电路。产生
的本机振荡电压通过耦合线
圈 Le 加到 T1 管的发射极上。
天线上感生的信号电压
通过耦合线圈 La 加到输入信
号回路，再通过耦合线圈 Lb
加到 T1 管的基极上。
在实际电路中,La 和 Lb 的取值较小，这样对输入
信号频率而言，本振回路严重失谐，它在 Le 两端呈现
的阻抗很小，可看成短路； 同理,对本振频率而言，
输入信号回路严重失谐，它在 Lb 两端呈现的阻抗很
小，也可成短路。因而保证了输入信号电压和本振电
压都有良好的通路，能有效地加到 T1 管发射结上，
同时有效地克服了本振电压经输入信号回路泄漏到天
线上，产生反向辐射。
4.3.3 混频失真
由于混频器件特性的非线性，混频器将产生各种
干扰和失真 (干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、
互相调制失真等 )，现以接收机为对象讨论其成因和危
害。
一、干扰哨声和寄生通道干扰
1,干扰哨声
混频器输入有用信号时，混频器件输出电流将出
现众多组频率分量：
fp,q =
cL qfpf ??
这种情况犹如混频器中存在着无数个变换通道，其
中只有一个变换通道 (p = q = 1)是有用的，它可以将输
入信号频率变换为所需的中频，而其余大量的变换通道
都是无用的，甚至有的还十分有害。例如对应于某一对
p 和 q 值的 fp,q(除 p = q = 1 以外 )，若其值十分接近于
中频,即
cL qfpf ??
= f1 ? F (4-3-5)
( F 为可听的音频频率 )则在混频器中，输入信号除了
通过 (p = q = 1)有用通道变换为中频信号以外，还可通
过 p 和 q 满足上式的那些通道变换为接近于中频的寄
生信号。它们都将顺利地通过中频放大器。这样，收
听者就会在听到有用信号声音的同时，还听到由检波
器检出的差拍信号 (频率为 F)所形成的哨叫声，故称这
种干扰为 混频器的干扰哨声 。
由 满足干扰哨声的频率关系式 (4-3-5)可见，它可
分解为 四个关系式：
qfc - pfL = fI ? F
pfL - qfc = fI ? F
pfL + qfc = fI ? F
- pfL - qfc = fI ? F
若令 fL - fc = fI，因 pfL + qfc 恒大于 fI,- pfL - qfc 是无
意义的负频率，则只有前两式有可能成立，后两式是无
效的。
将前两式合并，便可得到产生干扰哨声的输入 有用
信号频率 为：
pq
Ff
pq
pf
-
?
-
??
Ic
1
一般情况下,fI >> F，上式可简化为
Ic
1 f
pq
pf
-
??
讨论：
(1) 上式表明,若 p 和 q 取不同的正整数，则会产
生干扰哨声的输入有用信号频率有无限多个，并且其
值均接近于 fI 的整数倍或分数倍。
(2) 减小干扰哨声的办法
实际上，任何一部接收机的接收频段是有限的（ 例
如 中波段广播收音机的接收频段为 535～ 1605 kHz）。
因此，其中只有落在接受频段内的才会产生干扰哨声。
另外，由于组合频率分量电流的振幅随 (p + q)的增加而
迅速减小，因而，其中只有对应于 p 和 q 为较小值的输
入有用信号才会产生明显的干扰哨声，而对于 p 和 q 为
较大值产生的干扰哨声一般可以忽略 。
可见，只要将产生最强干扰哨声的信号频率移到接
收频段以外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
例如,由 可知，对应于 p = 0,q = 1
的干扰哨声最强，相应输入信号频率接近于中频，即
fc ? fI，因此，为了避免这个最强的干扰哨声，接收机
的中频总是选在接收频段以外。例如，上述中频接收
机,fI 规定为 465 kHz。
Ic
1 f
pq
pf
-
??
2,寄生通道干扰
当接收机接收频率为 fc 的信号时，本振频率应为 fL，
且 fL - fc = fI。这时，若干扰信号 (频率为 fM)加到混频器
输入端，则混频器输出电流中将出现由下列频率通式表
示的众多 组合频率分量,
fp,q=
ML qfpf ??
其中，某些通道的 p 和 q 值及其所取的正、负号
满足下列关系式
IML fqfpf ???
(4-3-8)
则干扰信号就将其频率 fM 变换为 fI，顺利地通过中频
放大器，造成干扰 (收音机听到干扰信号 )。这种干扰
称为 寄生通道干扰 。
由于受到 fL - fc = fI 的限制，因而产生 寄生通道干
扰的频率关系式 (4-3-8)只有下列两式才能成立
pfL - qfM = fI, qfM - pfL = fI
将它们 合并,就得到能形成寄生通道干扰的输入干扰
信号频率为
fM =
Ic
I
L
1 f
q
pf
q
p
q
ff
q
p ????
(4-3-9)
上式表明, fM 对称地分布在 pfL/q 的左右，并且与
pfL/q 的间隔均为 fI/q 。当接收机调谐于给定信号频率 fc
时,fL 则定，混频器就能为频率满足上式的干扰信号提
供寄生通道，将它变换为中频。
根据 (4-3-9)式,可以求得两个形成最强寄生通道干
扰的频率。一个是对应于 p = 0,q = 1 的寄生通道，相
应的 fM = fI,故称 中频干扰 。对于这种干扰信号，混
频器实际上起到了中频放大器的作用，具有比有用信号
更强的传输能力。
另一个是对应于 p = 1,q = 1 的寄生通道，相应的
fM 用 fK 表示，其值为 fK = fL + fI = fc + 2fI
如果将 fL 想象为一面镜子，则 fK
就是 fc 的镜像,如图所示,故称 镜像频
率干扰 或 对象频率干扰 。对于这种干
扰信号，它所通过的寄生通道具有与有用通道相同的 p
和 q 值 (p = q = 1)，因而具有与有用信号通道相同的变
换能力。
可见，如果上述两种干扰信号能够加到混频器的输
入端，混频器就能有效地将它们变为中频。因而必须在
混频器前将它们抑制掉。鉴于它们的危害性，接收机的
性能指标中一般都要列出对它们抑制的要求。
如果将 (4-3-9)改写为
fc =
IM
1 f
p
pf
p
q ?-
还可判断,当 fM 一定时，接收机能够在哪些 fc 上收听
到该干扰信号的声音。 例如,当混频器输入端作用
fM=1000 kHz 的干扰信号时，由上式求得接收机能够在
1070 kHz(p = 1,q = 2)和 767.5 kHz(p = 2,q = 2)等频
率刻度上收听到这个干扰信号的声音。
3,小结
干扰哨声是由频率满足 的输入有用信
号产生的。而寄生通道干扰则是由频率满足
fM = 的输入干扰信号产生的，
Ic
I
L
1 f
q
pf
q
p
q
ff
q
p ????
Ic
1 f
pq
pf
-
??
它们都是 混频器中特有的干扰现象 。
要消除干扰哨声,就必须将产生较强干扰哨声的信
号频率移到接收频段以外，其中接近于中频的信号所产
生的干扰哨声最强，因而必须 首先将中频移到接收频段
以外 。
要消除寄生通道干扰,就必须加大寄生通道干扰信
号与有用输入信号之间的频率间隔，以便混频器前滤波
器将寄生通道干扰信号滤除。不让它们加到混频器输入
端。
中频干扰是 最强的寄生通道干扰,为了消除它，
与干扰哨声一样，中频应选在接收频段以外，且远离
接收频段。
镜像频率干扰 是 另一个强寄生通道干扰,鉴于它与
有用信号之间的频率间隔为 中频的二倍,可以采用 两种
措施 来消除它,一是 高中频方案, 二是 二次混频结构 。
4,高中频方案
中频 有 两种选择方案, 一 是将中频选在低于接收频
段的范围内，称为 低中频方案,这是通常采用的一种方
案。在这种方案中，由于中频低，中频放大器容易实现
高增益 和 高选择性 ；
另一种 是将中频选在高于接收频段的范围内，称为
高中频方案 。 例如 在短波通信接收机中，接收频段为
(2～ 30) MHz，中频选在 70 MHz 附近。显然，采用这
种方案时，中频很高，镜像频率干扰的频率远高于有
用信号频率，混频的滤波电路很容易将它滤除。
5,二次混频
图中标注 的频率是近
代数字移动通信接收机广
泛采用的频率。第一中频
很高，为 240 MHz，可以
在一混频前将镜像频率干
扰有效地滤除。
二、交调失真和互调失真
交调失真和互调失真 不仅会在混频器中产生，也会
在高频和中频放大器中产生。下面将以混频器为例讨论
它们的 表现形式及其成因 。
1,交叉调制失真
当混频器输入端同时作用着 有用信号 vS和 干扰信
号 vM 时，混频器除了对某些特定频率的干扰形成寄
生通道干扰外，还会对任意频率的干扰信号产生 交调
失真 。
若设混频器件在静态工作点上展开的 伏安特性 为
i = f(v) = a0 + a1v + a2v2 + a3v3 + a4v4 +…
其中
v = vL + vS + vM
= VLmcos?Lt + Vsmcos?ct + VMmcos?Mt
代入上式可知,v 的二次方项 (展开式中的 2a1vLvS)、四
次方项 (展开式中的 4a4 vS + 4a4vL + 12a4vLvS )及
更高偶次方项均会产生 中频电流分量 。其中 12a4vLvS
产生的中频电流分量振幅为 3a4vLmvSm,其值与
VMm有关。
3Lv 3Sv 2Mv
2Mv
2Mmv
这就表明,该电流分量振幅中含有 干扰信号的包
络变化 。换句话说，这种失真是将干扰信号的包络交
叉地转移到输出中频信号上去的一种非线性失真，故
称它为 交叉调制失真,简称 交调失真 。
当存在这种失真时，人们不仅听到有用信号的声音，
同时也叫听到干扰信号的声音。但是，当有用电台停止
发送时，干扰信号的声音也就随之消失。
2,互相调制失真
当混频器输入端同时作用着两个干扰信号 vM1和
vM2 时，混频器还可能产生 互调失真 。
令 v = vL + vS + vM1+ vM2
= VLmcos?Lt + Vsmcos?ct + VM1mcos?M1t
+ VM2mcos?M2t
则 i 中将包含频率由下列通式表示的 组合频率分量
fp,q,r,s=
M2M1cL sfrfqfpf ????
其中，除了 fL - fc = fI(p = q = 1,r = s = 0)的有用中频分
量外，还可能在着某些特定的 r 和 s 值上存在着
IM21ML fsfrff ????
的寄生中频分量，引起混频器输出中频信号失真。这
种失真称为 互相调制失真,简称 互调失真 。
显然,VM1m 和 VM2m一定时,r 和 s 值越小，相应
产生的寄生中频电流分量振幅就越大，互调失真也就
越严重。其中，若两个干扰信号的频率 fM1,fM2十分
靠近有用信号频率，则在 r 和 s 为小值时 (r = 1,s = 2
或 r = 2,s = 1)的组合频率分量的频率有可能趋近 于 fI，
即
fL -(2fM1- fM2) ? fI 或 fL - (2fM2- fM1) ? fI
亦即 2fM1 - fM2 ? fc 或 2fM2 - fM1 ? fc
因而这种互调失真最严重。由于 r + s = 3，故将这种失
真称为 三阶互调失真,它是由 v 四次方项中的 12a4vL
vM2 或 12a4vLvM1 产生的。
2M1v 2M2v
当 VM1m = VM2m = VMm
时，它们的幅度均为 。
3
MmLm42
3 Vva
3,三阶互调失真截点
接收机天线上感生众多干扰信号，其强度往远大
于有用信号强度，而产生三阶互调失真的干扰信号频率
又都十分靠近有用信号频率，混频前滤波器不能有效
地予以滤除，几乎全部加到混频器输入端，产生 三阶互
调失真,使收听者听到的有用信号处于干扰背景下，严
重影响收听质量。因此，与交调失真和其它非线性失真
比较，三阶互调失真的危害最严重，往往将允许的最大
三阶互调失真作为混频器的 重要性能指标,且将其对应
的最大输入干扰强度作为 动态范围的上限 。
鉴于由有用输入信号产生的中频电流分量幅值为
smLm22
1 VVa (由 伏安特性 的二次方项产生 )，它与 Vsm
成正比，而三阶互调失真分量的幅度与输入干扰信号幅
度 VMm的三次方成正比。
如果用 分贝数 表示，则输出中频功率分贝数与输入
信号功率分贝数 呈线性 关系（增加 10dB，相应的也
增加 10dB），直到 1dB压缩点,以后就趋于平坦。
而输出 三阶互调功率 分贝数与 输入干扰功率 分贝数
成 三倍 的关系 (增加
10dB，相应的增加
30dB)，或者说，它的
斜率为前一特性斜率的
三倍。通常将中频功率
延长线与三阶互调失真
功率线的交点称为 三阶
互调截点,相应的互调
失真功率用 PIM3表示。
实践表明,PIM3大体上比 PI1dB高 (10～ 15)dBm，
若厂家提供 1dB压缩电平，就可按上述确定 PIM3 。
PIM3是混频器的
重要性能指标，用来
比较各种混频器三阶
互调失真大小。实际
上，根据 PIM3可估计
某一输入干扰电平所
对应的输出三阶互调
失真电平 。
例,某一混频器，已知 PI1dB =10 dBm，对应的输入
信号功率为 0 dBm，试求两个输入干扰电平均为－ －
20dBm时的输出 三阶互调失真 电平。
解,已知 PI1dB,因而
PIM3 = PI1dB +(10～ 15) dBm
= (20～ 25) dBm，现取 25 dBm，
①先画出 PI线,(斜率为 1)
② 画出 PIM线,[斜率为 3，与
线交于 (15,25)点 ]
③ 当 PM = － 20 dBm，即自
15 dBm下降 35 dBm时，相应的
PIM自 PIM3 25 dBm下降到－ 80 dBm,下降了 105 dBm。
地位,超外差接收机的重要组成部分。
作用,将天线上感生的输入高频信号变换为固定
的中频信号。
重要性,靠近天线，直接影响接收音机的性能。
种类：
(1) 一般接收机中,三极管混频器。
(2) 高质量通信接收机,二极管环形混频器、双
差分对平衡调制器混频器。
4.3.1 通信接收机中的混频电路
一、主要性能指标
1,混频增益
定义,混频器的输出中频信号电压 Vi（或功率 PI）
对输入信号电压 Vs（或功率 PS）的比值，用分贝表示
(与混频损耗 Lc 类似 )
或
S
I
c lg10 P
PG ?
s
i
c lg20 V
VA ?
2,噪声系数
定义,输入信号噪声功率比 (PS/Pn)i对输出中频信
号噪声功率比 (PI/Pn)o的比值，即
onI
inS
)/(
)/(lg10
PP
PPNF ?
接收机的噪声系数 主要取决于它的 前端电路,若
无高频放大器，主要由 混频电路 决定 。
3,1dB 压缩电平
当输入信号功率较小时，输出
中频功率随输入信号功率线性地增
大，混频增益为 定值 ；
以后由于非线性，输出功率
的增大趋于缓慢。
定义,比线性增长低 1 dB 时所对应的输出中频功
率电平，用 PI1dB 表示。
dBm,高于 1mW 的分贝数,P(dBm) = 10lgP(mW)。
意义,PI1dB所对应的输入信号功率 PS 是混频器
动态范围的上限电平。
4,混频失真
在接收机中，加在混频器输入端的除了有用输入信
号外，还往往存在着多个干扰信号。
由于非线性，混频器件输出电流中将包含众多组合
频率分量，其中，可能有某些组合频率分量的频率十分
靠近中频，中频滤波器无法将它们滤除。
它们叠加在有用中频信号上，引起失真，称 混频失
真,它将严重影响通信质量。
5,隔离度
理论上，混频器各端口之间相互隔离，任一端口上
的功率不会窜到其它端口上。
实际上，总有极少量功率在各端口之间窜通。
定义,本端口功率与其窜通到另一端口的功率之
比 (用分贝表示 )。
意义,用来评价窜通大小的性能指标。
危害,在接收机中，本振端口功率向输入端口的
窜通危害最大。为保证混频性能，加在本振端口的本
振功率都比较大，当它窜通到输入信号端口时，就会
通过输入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向
辐射，严重干扰邻近接收机。
二、二极管环形混频器和双差分对混频器
高性能通信接收机混频器种类,二极管环形混频
器、双差分对平衡调制器混频器。
1,二极管环形混频器
已形成完整的系列，常用的是 Level7,Level17、
Level23 三种系列，它们所需的本振功率分别为
7dBm(5mW),17dBm(50mW),23dBm(200mW)(用
保证二极管开关工作所需本振功率电平的高低进行分
类 )。显然，本振功率电平越高，相应的 1dB 压缩电平
也就越高，混频器的动态范围就越大。对于上述三种
系列,1dB 压缩电压所对应的最大输入信号功率分别为
1dBm(1.25mW),10dBm(10mW),15dBm(32mW)。
优点,工作频带宽、噪声系数低、混频失真小、动
态范围大。应用广泛。
缺点,没有混频增益、端口间的隔离度较低。
实际二极管环形混频器各端口的匹配阻抗均为 50
?。应用时，各端口都必须接入滤波匹配网络，分别实
现混频器与输入信号源，本振信号源，输出负载间的阻
抗匹配。
2,双差分对平衡混频器
继 XFC1596 后，已出现多种双差分对平衡调制器
产品，其中 AD831 的工作频率可达 500 MHz 以上，它
由 双差分对平衡调制器、输出低噪声放大器和本振驱
动 组成 (p205)。
特点,混频增益高，输入端只需电压激励，一般不
需匹配网络，使用方便。同时,AD831中设有本振驱动
放大器，为保证开关工作而所需的本振功率很小，且端
口间隔离度很高。不必考虑天线反向辐射的问题。
缺点,噪声系数较大，动态范围小。
4.3.2 三极管混频电路
一、作用原理
1,原理电路
L1C1 —— 输入信号回路，调谐在 fc
L2C2—— 输出中频回路，调谐在 fI
本振电压 vL = VLmcos?Lt 接在基极回路中,VBBO 为
基极静态偏置电压 。
vBE = VBBO + vL + vS
2,工作原理
将 VBB0 + vL 作为 三极管的等效基极偏置电压,用
vBB(t)表示，称为 时变基极偏置电压,则当输入信号电
压 vS = Vsmcos?ct 很小，满足线性时变条件时，三极管
集电极电流为
iC? f(vBE) ? IC0(vL) + gm(vL) vS
在时变偏压作用下,gm(vL)的 傅氏级数展开式 为：
gm(vL) = gm(t) = g0 + gm1cos?Lt + gm2cos2?Lt + ???
gm(t) 中的基波分量 gmlcos?Lt与输入信号电压 vS 相乘
gmlcos?Lt Vsmcos?ct =
令 ?I = ?L -?c，得中频电流分量为
iI = IImcos?It =
tVgtVg IsmcmIsm1m c o sc o s21 ?? ?
其中
gmc = IIm/Vsm = gm1
2
1
称为 混频跨导,定义为输出中频电流幅值 IIm 对输入
信号电压幅值 Vsm 之比，其值等于 gm(t) 中基波分量幅
度 gm1 的一半。
= gmlVsm[cos(?L -?c)t + cos(?L + ?c)t]
2
1
若设中频回路的谐振电阻为 Re，则所需的中频
输出电压 vI = - iIRe,相应的 混频增益 为
AC= = - gmc Re
sm
Im
V
V
3,小结
(1) 在满足线性时变条件下，三极管混频电路的 混
频增益 与 混频跨导 gmc 成正比。而 gmc 又与 VLm 和静态
偏置有关。
(2) 三极管的转移特性曲性 (iC ～ vBE)，它的各点斜
率的连线即为跨导特性 gm(vBE)。在 vBE = VBB(t) 的作用
下，便可画出 gm(t) 波形。由图可见，当 VBB0 一定，
VLm 由小增大 时,gm1 即 gmc
也相应地由小增大，直到
gm(t) 趋近方波时，相应的
gmc 便达到最大值。
实际上，三极管混频电
路中，一般均采用分压式偏
置电路，因而，当 VLm 增大
到一定值后，由于特性的非
线性，产生自给偏置效应，基极偏置电压将自静态值
VBB0 向截止方向移动，因而相应的 gmc 也就比上述恒定
偏置时小，结果使 gmc 随 VLm 的变化如图实线所示。可
见，相应于某一 VLm 值,gmc 和相应的混频增益达到最
大值。
实验指出，在中波广播收音机
中，这个最佳的 VLm 约为 (20～
200)mV。反之，当 VLm 一定时，改
变 VBB0(或 IEQ) 时,gmc 也会相应变
化。实验指出,IEQ 在 (0.2～ 1)mA
时,gmc 近似不变，并接近最大值。
二、电路
1,本机振荡器
电感三点式电路。产生
的本机振荡电压通过耦合线
圈 Le 加到 T1 管的发射极上。
天线上感生的信号电压
通过耦合线圈 La 加到输入信
号回路，再通过耦合线圈 Lb
加到 T1 管的基极上。
在实际电路中,La 和 Lb 的取值较小，这样对输入
信号频率而言，本振回路严重失谐，它在 Le 两端呈现
的阻抗很小，可看成短路； 同理,对本振频率而言，
输入信号回路严重失谐，它在 Lb 两端呈现的阻抗很
小，也可成短路。因而保证了输入信号电压和本振电
压都有良好的通路，能有效地加到 T1 管发射结上，
同时有效地克服了本振电压经输入信号回路泄漏到天
线上，产生反向辐射。
4.3.3 混频失真
由于混频器件特性的非线性，混频器将产生各种
干扰和失真 (干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、
互相调制失真等 )，现以接收机为对象讨论其成因和危
害。
一、干扰哨声和寄生通道干扰
1,干扰哨声
混频器输入有用信号时，混频器件输出电流将出
现众多组频率分量：
fp,q =
cL qfpf ??
这种情况犹如混频器中存在着无数个变换通道，其
中只有一个变换通道 (p = q = 1)是有用的，它可以将输
入信号频率变换为所需的中频，而其余大量的变换通道
都是无用的，甚至有的还十分有害。例如对应于某一对
p 和 q 值的 fp,q(除 p = q = 1 以外 )，若其值十分接近于
中频,即
cL qfpf ??
= f1 ? F (4-3-5)
( F 为可听的音频频率 )则在混频器中，输入信号除了
通过 (p = q = 1)有用通道变换为中频信号以外，还可通
过 p 和 q 满足上式的那些通道变换为接近于中频的寄
生信号。它们都将顺利地通过中频放大器。这样，收
听者就会在听到有用信号声音的同时，还听到由检波
器检出的差拍信号 (频率为 F)所形成的哨叫声，故称这
种干扰为 混频器的干扰哨声 。
由 满足干扰哨声的频率关系式 (4-3-5)可见，它可
分解为 四个关系式：
qfc - pfL = fI ? F
pfL - qfc = fI ? F
pfL + qfc = fI ? F
- pfL - qfc = fI ? F
若令 fL - fc = fI，因 pfL + qfc 恒大于 fI,- pfL - qfc 是无
意义的负频率，则只有前两式有可能成立，后两式是无
效的。
将前两式合并，便可得到产生干扰哨声的输入 有用
信号频率 为：
pq
Ff
pq
pf
-
?
-
??
Ic
1
一般情况下,fI >> F，上式可简化为
Ic
1 f
pq
pf
-
??
讨论：
(1) 上式表明,若 p 和 q 取不同的正整数，则会产
生干扰哨声的输入有用信号频率有无限多个，并且其
值均接近于 fI 的整数倍或分数倍。
(2) 减小干扰哨声的办法
实际上，任何一部接收机的接收频段是有限的（ 例
如 中波段广播收音机的接收频段为 535～ 1605 kHz）。
因此，其中只有落在接受频段内的才会产生干扰哨声。
另外，由于组合频率分量电流的振幅随 (p + q)的增加而
迅速减小，因而，其中只有对应于 p 和 q 为较小值的输
入有用信号才会产生明显的干扰哨声，而对于 p 和 q 为
较大值产生的干扰哨声一般可以忽略 。
可见，只要将产生最强干扰哨声的信号频率移到接
收频段以外，就可大大减小干扰哨声的有害影响。
例如,由 可知，对应于 p = 0,q = 1
的干扰哨声最强，相应输入信号频率接近于中频，即
fc ? fI，因此，为了避免这个最强的干扰哨声，接收机
的中频总是选在接收频段以外。例如，上述中频接收
机,fI 规定为 465 kHz。
Ic
1 f
pq
pf
-
??
2,寄生通道干扰
当接收机接收频率为 fc 的信号时，本振频率应为 fL，
且 fL - fc = fI。这时，若干扰信号 (频率为 fM)加到混频器
输入端，则混频器输出电流中将出现由下列频率通式表
示的众多 组合频率分量,
fp,q=
ML qfpf ??
其中，某些通道的 p 和 q 值及其所取的正、负号
满足下列关系式
IML fqfpf ???
(4-3-8)
则干扰信号就将其频率 fM 变换为 fI，顺利地通过中频
放大器，造成干扰 (收音机听到干扰信号 )。这种干扰
称为 寄生通道干扰 。
由于受到 fL - fc = fI 的限制，因而产生 寄生通道干
扰的频率关系式 (4-3-8)只有下列两式才能成立
pfL - qfM = fI, qfM - pfL = fI
将它们 合并,就得到能形成寄生通道干扰的输入干扰
信号频率为
fM =
Ic
I
L
1 f
q
pf
q
p
q
ff
q
p ????
(4-3-9)
上式表明, fM 对称地分布在 pfL/q 的左右，并且与
pfL/q 的间隔均为 fI/q 。当接收机调谐于给定信号频率 fc
时,fL 则定，混频器就能为频率满足上式的干扰信号提
供寄生通道，将它变换为中频。
根据 (4-3-9)式,可以求得两个形成最强寄生通道干
扰的频率。一个是对应于 p = 0,q = 1 的寄生通道，相
应的 fM = fI,故称 中频干扰 。对于这种干扰信号，混
频器实际上起到了中频放大器的作用，具有比有用信号
更强的传输能力。
另一个是对应于 p = 1,q = 1 的寄生通道，相应的
fM 用 fK 表示，其值为 fK = fL + fI = fc + 2fI
如果将 fL 想象为一面镜子，则 fK
就是 fc 的镜像,如图所示,故称 镜像频
率干扰 或 对象频率干扰 。对于这种干
扰信号，它所通过的寄生通道具有与有用通道相同的 p
和 q 值 (p = q = 1)，因而具有与有用信号通道相同的变
换能力。
可见，如果上述两种干扰信号能够加到混频器的输
入端，混频器就能有效地将它们变为中频。因而必须在
混频器前将它们抑制掉。鉴于它们的危害性，接收机的
性能指标中一般都要列出对它们抑制的要求。
如果将 (4-3-9)改写为
fc =
IM
1 f
p
pf
p
q ?-
还可判断,当 fM 一定时，接收机能够在哪些 fc 上收听
到该干扰信号的声音。 例如,当混频器输入端作用
fM=1000 kHz 的干扰信号时，由上式求得接收机能够在
1070 kHz(p = 1,q = 2)和 767.5 kHz(p = 2,q = 2)等频
率刻度上收听到这个干扰信号的声音。
3,小结
干扰哨声是由频率满足 的输入有用信
号产生的。而寄生通道干扰则是由频率满足
fM = 的输入干扰信号产生的，
Ic
I
L
1 f
q
pf
q
p
q
ff
q
p ????
Ic
1 f
pq
pf
-
??
它们都是 混频器中特有的干扰现象 。
要消除干扰哨声,就必须将产生较强干扰哨声的信
号频率移到接收频段以外，其中接近于中频的信号所产
生的干扰哨声最强，因而必须 首先将中频移到接收频段
以外 。
要消除寄生通道干扰,就必须加大寄生通道干扰信
号与有用输入信号之间的频率间隔，以便混频器前滤波
器将寄生通道干扰信号滤除。不让它们加到混频器输入
端。
中频干扰是 最强的寄生通道干扰,为了消除它，
与干扰哨声一样，中频应选在接收频段以外，且远离
接收频段。
镜像频率干扰 是 另一个强寄生通道干扰,鉴于它与
有用信号之间的频率间隔为 中频的二倍,可以采用 两种
措施 来消除它,一是 高中频方案, 二是 二次混频结构 。
4,高中频方案
中频 有 两种选择方案, 一 是将中频选在低于接收频
段的范围内，称为 低中频方案,这是通常采用的一种方
案。在这种方案中，由于中频低，中频放大器容易实现
高增益 和 高选择性 ；
另一种 是将中频选在高于接收频段的范围内，称为
高中频方案 。 例如 在短波通信接收机中，接收频段为
(2～ 30) MHz，中频选在 70 MHz 附近。显然，采用这
种方案时，中频很高，镜像频率干扰的频率远高于有
用信号频率，混频的滤波电路很容易将它滤除。
5,二次混频
图中标注 的频率是近
代数字移动通信接收机广
泛采用的频率。第一中频
很高，为 240 MHz，可以
在一混频前将镜像频率干
扰有效地滤除。
二、交调失真和互调失真
交调失真和互调失真 不仅会在混频器中产生，也会
在高频和中频放大器中产生。下面将以混频器为例讨论
它们的 表现形式及其成因 。
1,交叉调制失真
当混频器输入端同时作用着 有用信号 vS和 干扰信
号 vM 时，混频器除了对某些特定频率的干扰形成寄
生通道干扰外，还会对任意频率的干扰信号产生 交调
失真 。
若设混频器件在静态工作点上展开的 伏安特性 为
i = f(v) = a0 + a1v + a2v2 + a3v3 + a4v4 +…
其中
v = vL + vS + vM
= VLmcos?Lt + Vsmcos?ct + VMmcos?Mt
代入上式可知,v 的二次方项 (展开式中的 2a1vLvS)、四
次方项 (展开式中的 4a4 vS + 4a4vL + 12a4vLvS )及
更高偶次方项均会产生 中频电流分量 。其中 12a4vLvS
产生的中频电流分量振幅为 3a4vLmvSm,其值与
VMm有关。
3Lv 3Sv 2Mv
2Mv
2Mmv
这就表明,该电流分量振幅中含有 干扰信号的包
络变化 。换句话说，这种失真是将干扰信号的包络交
叉地转移到输出中频信号上去的一种非线性失真，故
称它为 交叉调制失真,简称 交调失真 。
当存在这种失真时，人们不仅听到有用信号的声音，
同时也叫听到干扰信号的声音。但是，当有用电台停止
发送时，干扰信号的声音也就随之消失。
2,互相调制失真
当混频器输入端同时作用着两个干扰信号 vM1和
vM2 时，混频器还可能产生 互调失真 。
令 v = vL + vS + vM1+ vM2
= VLmcos?Lt + Vsmcos?ct + VM1mcos?M1t
+ VM2mcos?M2t
则 i 中将包含频率由下列通式表示的 组合频率分量
fp,q,r,s=
M2M1cL sfrfqfpf ????
其中，除了 fL - fc = fI(p = q = 1,r = s = 0)的有用中频分
量外，还可能在着某些特定的 r 和 s 值上存在着
IM21ML fsfrff ????
的寄生中频分量，引起混频器输出中频信号失真。这
种失真称为 互相调制失真,简称 互调失真 。
显然,VM1m 和 VM2m一定时,r 和 s 值越小，相应
产生的寄生中频电流分量振幅就越大，互调失真也就
越严重。其中，若两个干扰信号的频率 fM1,fM2十分
靠近有用信号频率，则在 r 和 s 为小值时 (r = 1,s = 2
或 r = 2,s = 1)的组合频率分量的频率有可能趋近 于 fI，
即
fL -(2fM1- fM2) ? fI 或 fL - (2fM2- fM1) ? fI
亦即 2fM1 - fM2 ? fc 或 2fM2 - fM1 ? fc
因而这种互调失真最严重。由于 r + s = 3，故将这种失
真称为 三阶互调失真,它是由 v 四次方项中的 12a4vL
vM2 或 12a4vLvM1 产生的。
2M1v 2M2v
当 VM1m = VM2m = VMm
时，它们的幅度均为 。
3
MmLm42
3 Vva
3,三阶互调失真截点
接收机天线上感生众多干扰信号，其强度往远大
于有用信号强度，而产生三阶互调失真的干扰信号频率
又都十分靠近有用信号频率，混频前滤波器不能有效
地予以滤除，几乎全部加到混频器输入端，产生 三阶互
调失真,使收听者听到的有用信号处于干扰背景下，严
重影响收听质量。因此，与交调失真和其它非线性失真
比较，三阶互调失真的危害最严重，往往将允许的最大
三阶互调失真作为混频器的 重要性能指标,且将其对应
的最大输入干扰强度作为 动态范围的上限 。
鉴于由有用输入信号产生的中频电流分量幅值为
smLm22
1 VVa (由 伏安特性 的二次方项产生 )，它与 Vsm
成正比，而三阶互调失真分量的幅度与输入干扰信号幅
度 VMm的三次方成正比。
如果用 分贝数 表示，则输出中频功率分贝数与输入
信号功率分贝数 呈线性 关系（增加 10dB，相应的也
增加 10dB），直到 1dB压缩点,以后就趋于平坦。
而输出 三阶互调功率 分贝数与 输入干扰功率 分贝数
成 三倍 的关系 (增加
10dB，相应的增加
30dB)，或者说，它的
斜率为前一特性斜率的
三倍。通常将中频功率
延长线与三阶互调失真
功率线的交点称为 三阶
互调截点,相应的互调
失真功率用 PIM3表示。
实践表明,PIM3大体上比 PI1dB高 (10～ 15)dBm，
若厂家提供 1dB压缩电平，就可按上述确定 PIM3 。
PIM3是混频器的
重要性能指标，用来
比较各种混频器三阶
互调失真大小。实际
上，根据 PIM3可估计
某一输入干扰电平所
对应的输出三阶互调
失真电平 。
例,某一混频器，已知 PI1dB =10 dBm，对应的输入
信号功率为 0 dBm，试求两个输入干扰电平均为－ －
20dBm时的输出 三阶互调失真 电平。
解,已知 PI1dB,因而
PIM3 = PI1dB +(10～ 15) dBm
= (20～ 25) dBm，现取 25 dBm，
①先画出 PI线,(斜率为 1)
② 画出 PIM线,[斜率为 3，与
线交于 (15,25)点 ]
③ 当 PM = － 20 dBm，即自
15 dBm下降 35 dBm时，相应的
PIM自 PIM3 25 dBm下降到－ 80 dBm,下降了 105 dBm。
