4.4 振幅调制与解调电路
4.4.1 振幅调制电路
地位,无线电发射机的重要组成部分 。
分类（按功率高低）,高电平调制 电路,低电平
调制 电路两大类。
功能：
(1) 高电平调制电路：置于发射机的 末端,要求产
生功率足够大的已调信号。
(2) 低电平调制电路：置于发射机的 前端,产生
小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大器放
大到所需的发射功率。
一、高电平调幅电路
1.优点,可不必采用效率较低的线性功率放大器，
使发射机整机效率高。
2.要求,(1) 要达到所需 调制线性 。
(2) 高效率 地输出足够大的已调信号功率。
3.电路,多采用高效率的 丙类谐振功放,包括：
(1) 集电极调幅 电路：根据谐振功率放大器的集电
极调制特性，调制信号加到集电极上；
(2) 基极调幅 电路：根据谐振功率放大器的基极调
制特性，调制信号加到基极上；
(3) 复合调幅 电路：将调制信号同时加到集电极和
基极上，以提高调制线性。
二、低电平调制电路 —— 单边带发射机
1.用途,主要用来实现双边带和单边带调制
2.要求,调制线性 好,载波抑制 能力强，功率和
效率的要求是次要的。
载波抑制能力的强弱可用 载漏 （输出泄漏的载波分
量低于边带分量的分贝数）表示，分贝数越大，载漏就
越小。
3.种类,前面介绍的各种乘法器均可构成性能优良
的平衡调制器，例 1596,AD630 平衡调制器等。
实用的低电平调制电路这里不再作讨论。下面仅
讨论 ——
4.采用滤波法的单边带发射机
(1) 原理
采用滤波法的 技术难度 与 载波频率 的高低密切相关。
例如,假设调制信号的最低频率为 100 Hz，
① 载波频率为 2000 kHz，则双边带调制信号的两
个边频分别为 2000.1 kHz和 1999.1 kHz，两边频的间隔
为 0.2 kHz。当取上边频,两边频的相对间隔 为
(0.2/2000.1)× 100% = 0.01%；
② 载频减小为 50 kHz，上、下边频间隔仍为 0.2
kHz，则 两边频的相对间隔 为 (0.2/50.1) × 100% = 0.4%。
相对间隔越大，滤波器就越容易实现 。故 单边带发
射机 在 低载波频率上产生单边带信号,而后用混频器将
载波频率 提升 到所需的载波频率上。
(2) 组成
平衡调制器
第一混频器
第二混频器
本振频率 (kHz) 相对频率间隔边带最小频率间隔 (kHz)
100(载波 )
2000
26000
0.2
200.2
4200.2
0.2%
9.4%
14.9%
两混频器的输出滤波器很容易取出所需分量，滤
除无用分量。
在某些单边带发射机中，为了使接收机便于产生
同步信号，还发射低功率的载波信号，称为 导频信号,
这个信号直接由 100 kHz的振荡信号通过载波抑制器衰
减 (10～ 30) dB后叠加在单边带调制信号上。
对于普通调幅信号，其 载波分量 未被抑制掉，可以
直接利用 非线性器件 实现相乘作用，得到所需的 解调电
压,而不必另加同步信号，通常将这种振幅检波器称为
包络检波器。
4.4.2 二极管包络检波电路
二极管包络检波器 (Envelope Detector)—— 目前应
用最广的检波电路 (在集成电路中，主要采用三极管射
极包络检波电路 )。
一、工作原理
1.电路
类似二极管整流电路，由二极管 D 和低通滤波器
RLC 相串接而构成。
2.原理
输入调幅信号电压 vS(t)=Vmc(1+Macos? t)cos?ct，
若其值足够大，可设二极管伏安特性用在原点转折的两
段折线逼近），且,则
L
1 R
ΩC ??
二极管导通时,vS 向 C 充电
(充电时间常数为 RDC)；
截止时 C 向 RL 放电 (放
电常数为 RLC)；
充放电达到动态平衡后，输
出电压便将稳定在平均值 vAV 上下
按角频率 ?c 作锯齿状波动，如图
(a)所示。
相应地流过二极管的电流 i
为高度 按输入调幅信号包络变化
的窄脉冲序列，如图 (b)所示。
vAV = (iAVRL)由 直流电压 VAV
叠加 音频电压 v?=V?mcos? t 组成，
即 vAV = VAV + V?mcos? t
且其值与 输入调幅信号 包络 Vm0(1 + Macos?t) 成正比：
VAV = ?dVm0,V?m=?dMaVm0
?d：检波电压传输系数 (检波系数 ),恒小于 1。
3.讨论
原理上,D起着受载波电压控制的开关作用
实际上，受 RLC 电压反作用,D 仅在载波一个周
期中接近正峰值的一段时间 (vS ＞ vC)内导通 (开关闭合 )，
而在大部分时间内截止 (开关断开 )。导通与截止时间与
RLC 大小有关。
(1) D的作用
例,RLC ↑→C向 RL的 放电速度 ↓→ C的泄放电荷量
↓→ D 导通时间 ↓→ 锯齿波动 ↓→ vAV 增大 。
为提高检波性能,RLC 的取值应足够大，满足
和 RL>> RD 的条件。这时，根据上述讨论可以认为，
vAV 近似等于输入高频电压振幅，即 检波电压传输系数
?d 趋于 1，而叠加在 vAV 上的残余高频 (输出纹波 )电压
趋于 0。
CR cL ?
1??
二、输入电阻
1,等效电路
检波器前有中频放大器，等
效电路如图。
折算到检波器输入端的等效电流
源和输出谐振回路 (调谐在 ?c)。
iS 和 L1C1R1 — 中频放大器
2,负载效应
检波器作为中频放大器的
输出负载，可以用检波输入电
阻 Ri 来表示这种负载效应。
(1) Ri 定义,输入高频电
压振幅对二极管电流 i 中基波
分量振幅的比值。
(2) Ri 的求法,可近似从能量守恒原理求得。
设输入高频等幅电压 vS(t) = Vm cos?ct，相应的输出
为直流电压 VAV，则检波器从输入信号源获得的高频功
率为 Pi = / 2Ri,经过二极管的变换作用，一部分转
2mV
换 为有用的输出平均功率,其余部分全部消
耗在二极管正向导通电阻 RD 上。由于 D 的导通时间很
短,i 在 RD 上消耗的功率可以忽略，因而可近似认为
PL ? Pi，而 VAV ? Vm，由此可得
L
2
AV
L R
VP ?
Li 2
1 RR ?
结论,上式表明，二极管包络检波器的输入电阻
Ri与输出负载电阻 RL 直接相关。
(3) Ri 的作用,使中频谐振回路的谐振电阻由 R1
减小到 (R1 // Ri)，因此,iS 在谐振回路产生的高频电压
振幅由未接检波时的 下降到接检波后的 Vm。显然
Ri 越小,Vm 也就越小于 。
mV?
mV?
(4) 负载效应的抑制,减小负载
效应，须增大 Ri，即增大 RL。但增
大 RL，受检波器非线性失真 (下面介
绍 )的限制。有效方法是采用三极管
射极包络检波电路。
原理,利用发射结产生与二极管包络检波器相似的
工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了
(1+?)倍。该检波电路在集成电路中应用广泛。
三、并联型二极管包络检波电路
1,电路
C— 负载电容，兼作中频放
大器和检波器之间的 隔直电容,
RL— 负载电阻，与二极管
并接，故称之为 并联型电路。
2,原理 （与 串联型相同）
当 D 导通时,vS 通过 D 向 C 充电，充电常数为 RDC；
当 D 截止时,C 通过 RL放电，放电常数为 RLC。
动态平衡后：
(1) C 上产生与串联型电路相类似的锯齿状波动电压
vC，该电压的平均值为 vAV。
(2) 输出电压 vO 中还包括 (直接通过 C 在输出端产
生的 )高频电压，故检波后需加低通滤波器，滤除高频
成份。
Ri 值,根据 能量守恒原理,实际加到检波器中的高
频功率，一部分直接消耗在 RL 上，一部分转换为有用
的输出平均功率，即
L
2
AV
L
2
m
i
2
m
22 R
V
R
V
R
V ??
当 VAV ? Vm 时，
Li 3
1 RR ?
输入电阻比串联型电路小。
四、大信号检波和小信号检波
(1) 大信号检波
① 条件,以上讨论，二极管伏安特性用原点转折
的两段折线逼近。即输入电压足够大，二极管工作在导
通区和截止区时。故二极管包络检波的这种工作状态称
为 大信号检波 。
② 实际电路,均外加正向偏置电压 (或电流 )，克
服 VD(on) 的影响。在这种情况下，工程上，可认为输入
高频电压振幅大于 500 mV以上就能保证二极管检波器
工作在大信号检波状态。
(2) 小信号检波
① 条件,vS 振幅 Vm 足够小 (几～十几 mV)，此时，
二极管应设有很小的偏置电流。
② 分析,二极管伏安特性采用幂级数逼近，即
i = a0 + a1vD + a2 +….
2Dv
这时，二极管在整个高频周期内导通，检波器从信
号源获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，加到二极管
上的电压 vD ? vS(t) = Vmcos?ct，将它带入 i 的展开式：
tVatVaVaa
t
VatVaa
tVatVaa
vavaai
c
2
m2cm1
2
m20
c2
m2cm10
c
22
m2cm10
2
2S10
2c os
2
1
c os
2
1
)
2
2c os1
(c os
c osc os
S
??
?
?
??
????
?
???
???
???
其中，所需的平均分量 IAV由 二次方项 产生，其值
为 a2Vm2/2，相应的输出平均电压 VAV也 与 Vm 的平方成
正比，故称之为 平方律检波 。
③ 讨论 —— 缺点
平方律检波，输出平均电压 VAV与 Vm 的平方成正
比，故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线
性失真。
检波器获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，因而
可近似认为
D
2
m
i
2
m
22 R
V
R
V ?
即 Ri ? RD，其值小于大信号检波时的数值。
由于小信号检波存在上述缺点，在接收机中，总是
先将输入信号放大到足够的强度后再进行检波，以保证
工作在大信号检波状态。
在有效值电压表等测量仪器中，利用小信号检波的
平方律特性，可以方便地测出被测信号的有效值电压。
在这类仪器中，小信号检波获得广泛应用。
五、二极管包络检波电路中的失真
为保证检波器不失真，检波器输入调幅电压 vS 须
足够大，使检波器始终工作在大信号检波状态。
设 vS(t) =Vm0(1+Macos?t)cos?ct
则包络的最小值 Vm0(1－ Ma) 应大于大信号检波时
所需的电压值。当二极管的导通电压 VD(on) 由外加偏置
电压予以克服时，该电压应在 500 mV 以上。因而这种
情况下，保证大信号检波的条件为
Vm0(1 - Ma) ? 500mV
其次，当输入为复杂信号调制的调幅波时，若设最
高调制频率为 Fmax，为了不产生失真,RLC的低通滤波
器带宽应大于 Fmax。
除此之外，当解调调幅波时，如果电路参数选择不
当，二极管包络检波器还会产生 惰性失真 和 负峰切割失
真 。
1,惰性失真
(1) 产生原因
增大 RL 和 C 值，可提高检波电压传输系数和高频
滤波能力。但过大，二极管截止期间 C 通过 RL的放电
速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出电
平就会产生 惰性失真 。 如图所示 。
内,C 通过 RL 的放电速度大于等于包络的下降速度，
即
11
mO
tttt t
V
t
v
?? ?
??
?
? (4-4-6)
当 Vm= Vm0(1+Macos? t) 时，包络在 t = t1 时刻的下
降速度为
1
m
ttt
V
??
? = - MaVm0?cos? t1
(2) 避免产生惰性失真的条件
为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期
而 C 自 t1 时刻开始的放电规律为
CR
tt
Vv L
1
eO1O
--
?
式中,VO1 表示检波器在 t1 时刻的输出电压。当 ?d ?1
时,VO1 ? Vm0(1+Macos? t1),因此,C 通过 RL的放电
速度为
O1
O
1
V
t
v
tt
-?
?
?
?
?
?
-
-
1
L
1
e
1
L
tt
CR
tt
CR CR
ΩtMV
L
1am0 )c o s1( ?-
于是,(4-4-6)式可表示为
L
Om
11
/
Ω C R
t
v
t
V
A
tttt
?
?
?
?
?
?
??
1
c os1
c os
1a
1a ?
? ΩtM
ΩtM (4-4-7)
实际上，不同的 t1 值,vO和 Vm 的下降速度不同。
因此避免产生惰性失真的充要条件是 A 出现最大值时
刻仍能保证其值小于或等于 1。为此 取 A 对 t1 的导数,
并令它等于零,求得 A 呈最大值的时刻所应满足的
条件为
cos? t1= - Ma
代入 (4-4-7)，即可求得单音调制时不产生惰性失真的
充要条件 为
1
1
m a x ?
-
?
2
a
aL
M
CMΩRA
(3) 分析
上式表明,Ma和 ? 越大，包络的下降速度越快，
不产生惰性失真所要求的 RLC值必须越小。在多音调
制时，作为工程估算,? 和 Ma 应取其中的最大值。一
般按 ? maxRLC≤1.5 计算 。
2,负峰切割失真
(1) 检波器的 交直流负载
检波器和下级放大器连接 —— 阻容耦合电路
目的,避免 vAV 中的直流分量 VAV 影响下级放大器
的静态工作点。
图中,CC — 隔直电容,
要求它对 ? 呈交流短路；
Ri2 — 下级电路的 输入电阻 。
如果 RLC 低通滤波器满足 RL<<1/(?C),由图知：
检波器的 交流负载,ZL( j? ) ? RL // Ri2
直流负载,ZL(0) = RL 说明在这种检波电路中，
ZL(j?) ? ZL(0)，且 ZL(j?) ? ZL(0)
(2) 负峰切割失真的概念
当输入调幅波电压的 Ma 较大
时，由于 交、直流负载 不等,输出
音频电压在其 负峰值附近 将被削平，
出现所谓的负峰切割失真，如图所
示。
(3) 负峰切割失真的原因
① 正常情况 —— 无负峰切割失真
当 vS(t) = Vm0(1 + Macos? t)cos?ct 时，输出平均电
压应为 vAV = VAV + V?mcos? t 。相应输出平均电流为 iAV
= IAV + I?mcos? t 。其中：
i2L
m
L
m
m
L
AV
L
AV
AV //)j()0( RR
V
ΩZ
VI
R
V
Z
VI ΩΩ
Ω ????,
② 不正常情况 —— 有负峰切割失真
二极管单向导电，须 iAV ＞ 0，即 I?m ≤ IAV。反之，
若 I?m > IAV，则 iAV 在一段时间内变为负值，使二极管截
止。检波器不能进行正常的充放电过程，输出的平均电
压也就不能跟随输入调幅波的包络变化，从而产生 负峰
切割失真 。
③ 避免负峰切割失真的条件
可见，要使检波器不产生负峰切割失真，必须使
I?m ? IAV 亦即
)0()( L
AV
L
m
Z
V
ΩZ
V Ω ?
若 ?d ? 1，即 VAV ? Vm0,V?m ? MaVm0 则上式所
示的不产生负峰切割失真条件可写为
i2L
i2
L
L
a )0(
)(
RR
R
Z
ΩZM
???
上式表明,交直流电阻越接
近，不产生负峰切割失真所允许
的 Ma 值就越接近于 1。反之，
Ma 一定时，交直流负载电阻的差
别就受到不产生负峰切割失真的
限制。
)0()( L
AV
L
m
Z
V
ΩZ
V Ω ?
④ 实际措施
例如,将 RL 分成 RL1 和 RL2，当 RL维持一定时，
RL1 越大，交、直流负载电阻的差值就越小，但输出音
频电压也就越小。为了折衷地解决这个矛盾，实用电
路中常取 RL1/ RL2 = 0.1～ 0.2。
C2— 进一步滤除高频分量，提高高频滤波能力。
多种措施以减小交、直流
负载电阻的差别。
当 Ri2 过小时，减小交、直流负载电阻差别的最有
效方法是在 RL和 Ri2 之间插入高输入阻抗的射极跟随
器。
作业,4-1,3,6,8,9,11,16,23,24，
27,30
4.4.3 同步检波电路
自己看
4.4.1 振幅调制电路
地位,无线电发射机的重要组成部分 。
分类（按功率高低）,高电平调制 电路,低电平
调制 电路两大类。
功能：
(1) 高电平调制电路：置于发射机的 末端,要求产
生功率足够大的已调信号。
(2) 低电平调制电路：置于发射机的 前端,产生
小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大器放
大到所需的发射功率。
一、高电平调幅电路
1.优点,可不必采用效率较低的线性功率放大器，
使发射机整机效率高。
2.要求,(1) 要达到所需 调制线性 。
(2) 高效率 地输出足够大的已调信号功率。
3.电路,多采用高效率的 丙类谐振功放,包括：
(1) 集电极调幅 电路：根据谐振功率放大器的集电
极调制特性，调制信号加到集电极上；
(2) 基极调幅 电路：根据谐振功率放大器的基极调
制特性，调制信号加到基极上；
(3) 复合调幅 电路：将调制信号同时加到集电极和
基极上，以提高调制线性。
二、低电平调制电路 —— 单边带发射机
1.用途,主要用来实现双边带和单边带调制
2.要求,调制线性 好,载波抑制 能力强，功率和
效率的要求是次要的。
载波抑制能力的强弱可用 载漏 （输出泄漏的载波分
量低于边带分量的分贝数）表示，分贝数越大，载漏就
越小。
3.种类,前面介绍的各种乘法器均可构成性能优良
的平衡调制器，例 1596,AD630 平衡调制器等。
实用的低电平调制电路这里不再作讨论。下面仅
讨论 ——
4.采用滤波法的单边带发射机
(1) 原理
采用滤波法的 技术难度 与 载波频率 的高低密切相关。
例如,假设调制信号的最低频率为 100 Hz，
① 载波频率为 2000 kHz，则双边带调制信号的两
个边频分别为 2000.1 kHz和 1999.1 kHz，两边频的间隔
为 0.2 kHz。当取上边频,两边频的相对间隔 为
(0.2/2000.1)× 100% = 0.01%；
② 载频减小为 50 kHz，上、下边频间隔仍为 0.2
kHz，则 两边频的相对间隔 为 (0.2/50.1) × 100% = 0.4%。
相对间隔越大，滤波器就越容易实现 。故 单边带发
射机 在 低载波频率上产生单边带信号,而后用混频器将
载波频率 提升 到所需的载波频率上。
(2) 组成
平衡调制器
第一混频器
第二混频器
本振频率 (kHz) 相对频率间隔边带最小频率间隔 (kHz)
100(载波 )
2000
26000
0.2
200.2
4200.2
0.2%
9.4%
14.9%
两混频器的输出滤波器很容易取出所需分量，滤
除无用分量。
在某些单边带发射机中，为了使接收机便于产生
同步信号，还发射低功率的载波信号，称为 导频信号,
这个信号直接由 100 kHz的振荡信号通过载波抑制器衰
减 (10～ 30) dB后叠加在单边带调制信号上。
对于普通调幅信号，其 载波分量 未被抑制掉，可以
直接利用 非线性器件 实现相乘作用，得到所需的 解调电
压,而不必另加同步信号，通常将这种振幅检波器称为
包络检波器。
4.4.2 二极管包络检波电路
二极管包络检波器 (Envelope Detector)—— 目前应
用最广的检波电路 (在集成电路中，主要采用三极管射
极包络检波电路 )。
一、工作原理
1.电路
类似二极管整流电路，由二极管 D 和低通滤波器
RLC 相串接而构成。
2.原理
输入调幅信号电压 vS(t)=Vmc(1+Macos? t)cos?ct，
若其值足够大，可设二极管伏安特性用在原点转折的两
段折线逼近），且,则
L
1 R
ΩC ??
二极管导通时,vS 向 C 充电
(充电时间常数为 RDC)；
截止时 C 向 RL 放电 (放
电常数为 RLC)；
充放电达到动态平衡后，输
出电压便将稳定在平均值 vAV 上下
按角频率 ?c 作锯齿状波动，如图
(a)所示。
相应地流过二极管的电流 i
为高度 按输入调幅信号包络变化
的窄脉冲序列，如图 (b)所示。
vAV = (iAVRL)由 直流电压 VAV
叠加 音频电压 v?=V?mcos? t 组成，
即 vAV = VAV + V?mcos? t
且其值与 输入调幅信号 包络 Vm0(1 + Macos?t) 成正比：
VAV = ?dVm0,V?m=?dMaVm0
?d：检波电压传输系数 (检波系数 ),恒小于 1。
3.讨论
原理上,D起着受载波电压控制的开关作用
实际上，受 RLC 电压反作用,D 仅在载波一个周
期中接近正峰值的一段时间 (vS ＞ vC)内导通 (开关闭合 )，
而在大部分时间内截止 (开关断开 )。导通与截止时间与
RLC 大小有关。
(1) D的作用
例,RLC ↑→C向 RL的 放电速度 ↓→ C的泄放电荷量
↓→ D 导通时间 ↓→ 锯齿波动 ↓→ vAV 增大 。
为提高检波性能,RLC 的取值应足够大，满足
和 RL>> RD 的条件。这时，根据上述讨论可以认为，
vAV 近似等于输入高频电压振幅，即 检波电压传输系数
?d 趋于 1，而叠加在 vAV 上的残余高频 (输出纹波 )电压
趋于 0。
CR cL ?
1??
二、输入电阻
1,等效电路
检波器前有中频放大器，等
效电路如图。
折算到检波器输入端的等效电流
源和输出谐振回路 (调谐在 ?c)。
iS 和 L1C1R1 — 中频放大器
2,负载效应
检波器作为中频放大器的
输出负载，可以用检波输入电
阻 Ri 来表示这种负载效应。
(1) Ri 定义,输入高频电
压振幅对二极管电流 i 中基波
分量振幅的比值。
(2) Ri 的求法,可近似从能量守恒原理求得。
设输入高频等幅电压 vS(t) = Vm cos?ct，相应的输出
为直流电压 VAV，则检波器从输入信号源获得的高频功
率为 Pi = / 2Ri,经过二极管的变换作用，一部分转
2mV
换 为有用的输出平均功率,其余部分全部消
耗在二极管正向导通电阻 RD 上。由于 D 的导通时间很
短,i 在 RD 上消耗的功率可以忽略，因而可近似认为
PL ? Pi，而 VAV ? Vm，由此可得
L
2
AV
L R
VP ?
Li 2
1 RR ?
结论,上式表明，二极管包络检波器的输入电阻
Ri与输出负载电阻 RL 直接相关。
(3) Ri 的作用,使中频谐振回路的谐振电阻由 R1
减小到 (R1 // Ri)，因此,iS 在谐振回路产生的高频电压
振幅由未接检波时的 下降到接检波后的 Vm。显然
Ri 越小,Vm 也就越小于 。
mV?
mV?
(4) 负载效应的抑制,减小负载
效应，须增大 Ri，即增大 RL。但增
大 RL，受检波器非线性失真 (下面介
绍 )的限制。有效方法是采用三极管
射极包络检波电路。
原理,利用发射结产生与二极管包络检波器相似的
工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了
(1+?)倍。该检波电路在集成电路中应用广泛。
三、并联型二极管包络检波电路
1,电路
C— 负载电容，兼作中频放
大器和检波器之间的 隔直电容,
RL— 负载电阻，与二极管
并接，故称之为 并联型电路。
2,原理 （与 串联型相同）
当 D 导通时,vS 通过 D 向 C 充电，充电常数为 RDC；
当 D 截止时,C 通过 RL放电，放电常数为 RLC。
动态平衡后：
(1) C 上产生与串联型电路相类似的锯齿状波动电压
vC，该电压的平均值为 vAV。
(2) 输出电压 vO 中还包括 (直接通过 C 在输出端产
生的 )高频电压，故检波后需加低通滤波器，滤除高频
成份。
Ri 值,根据 能量守恒原理,实际加到检波器中的高
频功率，一部分直接消耗在 RL 上，一部分转换为有用
的输出平均功率，即
L
2
AV
L
2
m
i
2
m
22 R
V
R
V
R
V ??
当 VAV ? Vm 时，
Li 3
1 RR ?
输入电阻比串联型电路小。
四、大信号检波和小信号检波
(1) 大信号检波
① 条件,以上讨论，二极管伏安特性用原点转折
的两段折线逼近。即输入电压足够大，二极管工作在导
通区和截止区时。故二极管包络检波的这种工作状态称
为 大信号检波 。
② 实际电路,均外加正向偏置电压 (或电流 )，克
服 VD(on) 的影响。在这种情况下，工程上，可认为输入
高频电压振幅大于 500 mV以上就能保证二极管检波器
工作在大信号检波状态。
(2) 小信号检波
① 条件,vS 振幅 Vm 足够小 (几～十几 mV)，此时，
二极管应设有很小的偏置电流。
② 分析,二极管伏安特性采用幂级数逼近，即
i = a0 + a1vD + a2 +….
2Dv
这时，二极管在整个高频周期内导通，检波器从信
号源获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，加到二极管
上的电压 vD ? vS(t) = Vmcos?ct，将它带入 i 的展开式：
tVatVaVaa
t
VatVaa
tVatVaa
vavaai
c
2
m2cm1
2
m20
c2
m2cm10
c
22
m2cm10
2
2S10
2c os
2
1
c os
2
1
)
2
2c os1
(c os
c osc os
S
??
?
?
??
????
?
???
???
???
其中，所需的平均分量 IAV由 二次方项 产生，其值
为 a2Vm2/2，相应的输出平均电压 VAV也 与 Vm 的平方成
正比，故称之为 平方律检波 。
③ 讨论 —— 缺点
平方律检波，输出平均电压 VAV与 Vm 的平方成正
比，故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线
性失真。
检波器获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，因而
可近似认为
D
2
m
i
2
m
22 R
V
R
V ?
即 Ri ? RD，其值小于大信号检波时的数值。
由于小信号检波存在上述缺点，在接收机中，总是
先将输入信号放大到足够的强度后再进行检波，以保证
工作在大信号检波状态。
在有效值电压表等测量仪器中，利用小信号检波的
平方律特性，可以方便地测出被测信号的有效值电压。
在这类仪器中，小信号检波获得广泛应用。
五、二极管包络检波电路中的失真
为保证检波器不失真，检波器输入调幅电压 vS 须
足够大，使检波器始终工作在大信号检波状态。
设 vS(t) =Vm0(1+Macos?t)cos?ct
则包络的最小值 Vm0(1－ Ma) 应大于大信号检波时
所需的电压值。当二极管的导通电压 VD(on) 由外加偏置
电压予以克服时，该电压应在 500 mV 以上。因而这种
情况下，保证大信号检波的条件为
Vm0(1 - Ma) ? 500mV
其次，当输入为复杂信号调制的调幅波时，若设最
高调制频率为 Fmax，为了不产生失真,RLC的低通滤波
器带宽应大于 Fmax。
除此之外，当解调调幅波时，如果电路参数选择不
当，二极管包络检波器还会产生 惰性失真 和 负峰切割失
真 。
1,惰性失真
(1) 产生原因
增大 RL 和 C 值，可提高检波电压传输系数和高频
滤波能力。但过大，二极管截止期间 C 通过 RL的放电
速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出电
平就会产生 惰性失真 。 如图所示 。
内,C 通过 RL 的放电速度大于等于包络的下降速度，
即
11
mO
tttt t
V
t
v
?? ?
??
?
? (4-4-6)
当 Vm= Vm0(1+Macos? t) 时，包络在 t = t1 时刻的下
降速度为
1
m
ttt
V
??
? = - MaVm0?cos? t1
(2) 避免产生惰性失真的条件
为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期
而 C 自 t1 时刻开始的放电规律为
CR
tt
Vv L
1
eO1O
--
?
式中,VO1 表示检波器在 t1 时刻的输出电压。当 ?d ?1
时,VO1 ? Vm0(1+Macos? t1),因此,C 通过 RL的放电
速度为
O1
O
1
V
t
v
tt
-?
?
?
?
?
?
-
-
1
L
1
e
1
L
tt
CR
tt
CR CR
ΩtMV
L
1am0 )c o s1( ?-
于是,(4-4-6)式可表示为
L
Om
11
/
Ω C R
t
v
t
V
A
tttt
?
?
?
?
?
?
??
1
c os1
c os
1a
1a ?
? ΩtM
ΩtM (4-4-7)
实际上，不同的 t1 值,vO和 Vm 的下降速度不同。
因此避免产生惰性失真的充要条件是 A 出现最大值时
刻仍能保证其值小于或等于 1。为此 取 A 对 t1 的导数,
并令它等于零,求得 A 呈最大值的时刻所应满足的
条件为
cos? t1= - Ma
代入 (4-4-7)，即可求得单音调制时不产生惰性失真的
充要条件 为
1
1
m a x ?
-
?
2
a
aL
M
CMΩRA
(3) 分析
上式表明,Ma和 ? 越大，包络的下降速度越快，
不产生惰性失真所要求的 RLC值必须越小。在多音调
制时，作为工程估算,? 和 Ma 应取其中的最大值。一
般按 ? maxRLC≤1.5 计算 。
2,负峰切割失真
(1) 检波器的 交直流负载
检波器和下级放大器连接 —— 阻容耦合电路
目的,避免 vAV 中的直流分量 VAV 影响下级放大器
的静态工作点。
图中,CC — 隔直电容,
要求它对 ? 呈交流短路；
Ri2 — 下级电路的 输入电阻 。
如果 RLC 低通滤波器满足 RL<<1/(?C),由图知：
检波器的 交流负载,ZL( j? ) ? RL // Ri2
直流负载,ZL(0) = RL 说明在这种检波电路中，
ZL(j?) ? ZL(0)，且 ZL(j?) ? ZL(0)
(2) 负峰切割失真的概念
当输入调幅波电压的 Ma 较大
时，由于 交、直流负载 不等,输出
音频电压在其 负峰值附近 将被削平，
出现所谓的负峰切割失真，如图所
示。
(3) 负峰切割失真的原因
① 正常情况 —— 无负峰切割失真
当 vS(t) = Vm0(1 + Macos? t)cos?ct 时，输出平均电
压应为 vAV = VAV + V?mcos? t 。相应输出平均电流为 iAV
= IAV + I?mcos? t 。其中：
i2L
m
L
m
m
L
AV
L
AV
AV //)j()0( RR
V
ΩZ
VI
R
V
Z
VI ΩΩ
Ω ????,
② 不正常情况 —— 有负峰切割失真
二极管单向导电，须 iAV ＞ 0，即 I?m ≤ IAV。反之，
若 I?m > IAV，则 iAV 在一段时间内变为负值，使二极管截
止。检波器不能进行正常的充放电过程，输出的平均电
压也就不能跟随输入调幅波的包络变化，从而产生 负峰
切割失真 。
③ 避免负峰切割失真的条件
可见，要使检波器不产生负峰切割失真，必须使
I?m ? IAV 亦即
)0()( L
AV
L
m
Z
V
ΩZ
V Ω ?
若 ?d ? 1，即 VAV ? Vm0,V?m ? MaVm0 则上式所
示的不产生负峰切割失真条件可写为
i2L
i2
L
L
a )0(
)(
RR
R
Z
ΩZM
???
上式表明,交直流电阻越接
近，不产生负峰切割失真所允许
的 Ma 值就越接近于 1。反之，
Ma 一定时，交直流负载电阻的差
别就受到不产生负峰切割失真的
限制。
)0()( L
AV
L
m
Z
V
ΩZ
V Ω ?
④ 实际措施
例如,将 RL 分成 RL1 和 RL2，当 RL维持一定时，
RL1 越大，交、直流负载电阻的差值就越小，但输出音
频电压也就越小。为了折衷地解决这个矛盾，实用电
路中常取 RL1/ RL2 = 0.1～ 0.2。
C2— 进一步滤除高频分量，提高高频滤波能力。
多种措施以减小交、直流
负载电阻的差别。
当 Ri2 过小时，减小交、直流负载电阻差别的最有
效方法是在 RL和 Ri2 之间插入高输入阻抗的射极跟随
器。
作业,4-1,3,6,8,9,11,16,23,24，
27,30
4.4.3 同步检波电路
自己看
