5.2 负反馈对放大器性能的影响
5.4 深度负反馈
5.3 负反馈放大器的性能分析
5.1 反馈放大器的基本概念
第五章 放大器中的负反馈
5.5 负反馈放大器的稳定性
5.1 反馈放大器的基本概念
5.1.1 反馈放大器的组成
将放大器输出信号的一部分或全部, 通过反馈网络回送
到电路输入端, 并对输入信号进行调整, 所形成的闭合回
路即反馈放大器 。
? 反馈放大器组成框图
基本放大器 A
反馈网络 kf
xoxi
x?i
xf
净输入信号 fii xxx ???输入信号
反馈信号 输出信号
? 反馈放大器增益一般表达式
基本放大器 A
反馈网络 kf
xoxi x?i
xf
iof / xxA ?
开环增益
io / xxA ??
反馈系数
off / xxk ?
闭环增益
fi
o
xx
x
??? F
A
Ak
A ?
?? f1xx
xx
??
??
/1
/
f
o
反馈深度
f1 AkF ?? T??1
环路增益
ff / AkxxT ???
反馈深度 F（ 或环路增益 T） 是衡量反馈强弱的一项重
要指标 。 其值直接影响电路性能 。
? 反馈极性
fii xxx ???
由于净输入信号
? 若 xf 削弱了 xi，使 x?i < xi 负反馈
? 若 xf 增强了 xi，使 x?i > xi 正反馈
说明
?负反馈具有自动调整作用，可改善放大器性能。
例：某原因 ??
ox ??fx )( fii xxx ???
?ox
?正反馈使放大器工作不稳定，多用于振荡器中。
负反馈的自动调整作用是以牺牲增益为代价的。
5.1.2 四种类型负反馈放大器
? 根据输出端连接方式
? 电压反馈
A
kf
RL +
-
voxi
xf
x?i
在输出端，凡反馈网络与基本放大器 并接,反馈信号取
自负载上输出电压的反馈称为电压反馈。 输出量 xo = vo
xi
xf
x?i
A
kf
RLio
在输出端，凡反馈网络与基本放大器 串接,反馈信号取
自负载中输出电流的反馈称为电流反馈。
? 电流反馈
输出量 xo = io
? 根据输入端连接方式
? 串联反馈
在输入端, 反馈网络与基本放大器 串接, 反馈信号以电压 vf
的形式出现, 并在输入端进行电压比较, 即 v?i=vi- vf 。
在输入端, 反馈网络与基本放大器 并接, 反馈信号以电流 if
的形式出现, 并在输入端进行电流比较, 即 ii?= ii- if 。
? 并联反馈
A
kf
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
xo A
kf
RSiS
ii
if
ii ?
xo
? 四种类型负反馈放大器增益表达式
Av
kfv
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RL +
-
vo
Ar
kfg
RL +
-
voRSiS
ii
if
ii ?
? 电压串联负反馈
io / vvA v ??
开环电压增益
电压反馈系数
offv / vvk ?
闭环电压增益 )1/(
ff vvvv kAAA ??
? 电压并联负反馈
io / ivAr ??
开环互阻增益
互导反馈系数
offg / vik ?
闭环互阻增益 )1/(
fgf kAAA rrr ??
Ag
kfr
RLio
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RSiS
ii
if
ii ?
Ai
kfi
RLio
? 电流串联负反馈
io / viA g ??
开环互导增益
互阻反馈系数
off / ivk r ?
闭环互导增益 )1/(
ff rggg kAAA ??
? 电流并联负反馈
io / iiAi ??
开环电流增益
电流反馈系数
off / iik i ?
闭环互阻增益 )1/(
ff iiii kAAA ??
注意：不同反馈类型对应不同输入、输出电量，因此不同类
型反馈电路的 A,kf, Af含义不同 。
A
kf
xoxi
xf
x?i
5.1.2 反馈极性与类型的判别
? 判断是否为反馈电路
看电路输出与输入之间是否接
有元件, 若有则为反馈电路, 该
元件即为反馈元件 。
vi
VCC
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2vi
VCC
RCR
f v
o
例 1
Rf为反馈元件 。
例 2
RE为反馈元件 。
? 判断反馈类型 — 采用短路法
假设输出端交流短路, 若反馈信号消失, 则为电压反
馈；反之为电流反馈 。
? 判断电压与电流反馈
? 判断串联与并联反馈
假设输入端交流短路，若反馈作用消失，则为并联反
馈；反之为串联反馈。
Av
kfv
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RL +
-
vo RSiS
ii
if
ii ?
Ai
kfi
RL
io
? 判断反馈极性 — 采用瞬时极性法
A
kf
xoxi
xf
xi?
?设 vi瞬时极性为
用正负号表示电路中各点电压的瞬时极性，或用箭头表示
各节点电流瞬时流向的方法称瞬时极性法。
?比较 xf与 xi的极性 （ xi?= xi- xf ）
若 xf与 xi同相, 使 xi?减小的, 为负反馈；
若 xf 与 xi反相，使 xi?增大的，为正反馈。
经 A 判断 v
o
？
？
经 kf 判断 x
f
？
？
说明
? 用瞬时极性法比较 xf 与 xi 极性时：
?若是并联反馈,则需根据电压的瞬时极性，标出 相 关支
路
的电流流向，然后用电流进行比较（ ii?=ii- if ）。
?若是串联反馈,则 直接 用电压进行比较（ vi?=vi- vf ）。
? 按交、直流性质分：
?直流反馈：
?交流反馈：
反馈信号为直流量，用于稳定电路静态工作点。
反馈信号为交流量，用于改善放大器动态性能。
? 多级放大器中的反馈：
?局部反馈：
?越级反馈：
反馈由本级输出信号产生，可忽略。
输出信号跨越一个以上放大级向输入端传送
的称为级间（或越级）反馈。
例 1 判断电路的反馈极性和反馈类型。
? 假设输出端交流短路,Rf引入的反馈消失 电压反馈。
? 假设输入端交流短路,Rf 的反馈作用消失 并联反馈。
分析：
vi
VCC
RCR
f
vo+
-
+
- Rf Rf
→ 则 vc为 ○ -? 假设 vi瞬时极性为 ○ +
○ + ○ -
→ 形成的 if 方向如图示。
ii
if
ib
因净输入电流 ib= ii- if < ii 负反馈。
结论,Rf引入电压并联负反馈
vi
RC
vo+
-
+
-
vi
VCC
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2
例 2 判断图示电路的反馈极性和反馈类型。
? 假设输出端交流短路,RE上的反馈依然存在 电流反馈。
? 假设输入端交流短路,RE上的反馈没有消失 串联反馈。
分析：
? 假设 vi瞬时极性为 ○ +
因净输入电压 vbe= vi- vf < vi 负反馈。
结论,RE引入电流串联负反馈
vi
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2
○ +
→ 则 ve（即 vf ） 极性为 ○ +
○ +
例 3 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
vi
VCCR
C1
vo
+
-
+
- RE1
RB RC2
RE2Rf vi
VCCR
C1
vo
+
-
+
- RE1
RB RC2
RE2Rf
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs vo
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs
vo
○ + ○ -
○ -
电流并联负反馈 电流串联正反馈
○ + ○ -
○ -○ -
○ + ○ -
电压并联负反馈 电压串联负反馈
○ + ○ +
○ +
vi
VCC
RC1 v
o
VEE
Rf
RE2R1
RC2 RC3
Rs
T1 T2
T3
例 4 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
vi
VCC
RC1
vo
VEE
RE
R1
RC2
RC3
RS T
1 T2
T3
Rf
○ +
○ -○ -
○ +
○ +○ + 电流串联负反馈
○ +
电流并联负反馈
vi
VCC
RD1
vo
+
-
+
-
RS1RG
RD2
RS2Rf
vi
VCC
RD1
vo
+
-
+
-
RS1RG
RD2
RS2Rf
例 4 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
○ +
○ +
○ + ○ +
○ -
电压并联正反馈
○ -
○ +
电压串联负反馈
5.2.1 降低增益
5.2 负反馈对放大器性能的影响
反馈越深，电路增益越小。
F
A
Ak
AA ?
?? ff 1
由 得知：
SfS
S
fs 1 F
A
kA
AA S?
??
注：当取源增益时，上式依然成立，即
5.2.2 减小增益灵敏度 （或提高增益稳定性）
A
A
A
A
A
A
A
A
AA
AAS A
A ?
???
?
???
?
?? f
f
f
f
ff
/
/
f
定义
f
f
1
1
AkA
A
??
由
2
f
f
)1(
1
AkA
A
???
?得
FAkS
A
A
1
1
1
f
f ???
(2)?(1)得
----(1) ----(2)
反馈越深，增益灵敏度越小。
5.2.3 改变输入、输出电阻
? 输入电阻
? 串联反馈 +
-
A
kf
RiR
s
vs +
-
+
- vf
vi?
+
-
vi
ii
xo
i
i
if i
vR ?
i
fii
i
Akvv ???? FRAk
i
v
if
i
i )1( ????
iii / ivR ??
基放输入电阻
fif / AkvvT ???
环路增益
反馈电路输入电阻：
i
fi
i
vv ???
引入串联反馈, 反馈越深, 输入电阻越大 。结论
? 并联反馈
i
i
if i
vR ?
反馈电路输入电阻：
引入并联反馈, 反馈越深, 输入电阻越小 。结论
A
kf
Ri
Rsis
if
ii?
+
-
vi
ii
xo基放输入电阻
i
i
i i
vR
??
环路增益
f
i
f Ak
i
iT ?
??
fii
i
Akii
v
???? F
R
Aki
v i
fi
i
)1(
1 ?
???
fi
i
ii
v
???
? 输出电阻
? 电压反馈
Ro,考虑反馈网络负载
效应后，基放输出电阻。
Ast,负载开路时，基本
放大器源增益。
令 xs=0
i
+
-v
基
放
Ro
xf
xs?
Ast xs?
反馈
网络
+
-
由定义得 Rof电路模型：
由图 osst /)( RxAvi ???
vkxx ?????? ffs
得
st
o
fst
o
of 1 F
R
kA
R
i
vR ?
???
引入电压反馈, 反馈越深, 输出电阻越小, vo越稳定 。结论
基
放
Ro
xf
xs?
Ast xs?
反馈
网络
+
- R
L
xs
vo+
-
? 电流反馈
Ro,考虑反馈网络负载
效应后，基放输出电阻。
Asn,负载短路时，基
本放大器源增益。
由定义得 Rof电路模型：
由图 ossn )( RxAiv ????
ikxx ?????? ffs
得
snofstoof )1( FRkARi
vR ????
引入电流反馈, 反馈越深, 输出电阻越大, io越稳定 。结论
基放
Ro
xs
xf
xs?
io
Asn xs?
RL
反馈
网络
令 xs=0
i
+
-v
基放
Rox
f
xs?
Asn xs?
反馈
网络
5.2.4 减小频率失真 （或扩展通频带）
由于负反馈降低了电路增益灵敏度, 因此放大器可在更
宽的通频带范围内维持增益不变 。
单极点系统引入负反馈后, 反馈越深, 上限角频率越大,
增益越小, 但其增益带宽积维持不变 。
设基放为单极点系统：
P
I
/1)( ?s
AsA
??
PH ?? ?
则
若反馈网络反馈系数为：
fk
则闭环系统：
Pf
fI
f
f /1)(1
)()(
?s
A
ksA
sAsA
?????
其中：
F
A
kA
AA I
fI
I
fI 1 ???
F)(1 HfIHHfPf ???? ???? kA
注意：通频带的扩展是以降低增益为代价的。
5.2.5 减小非线性失真
基本放大器 vovi
vf
v?i
例如：一基本放大器，
引入负反馈
反馈网络
注意：负反馈只能减小反馈环内的失真，若输入
信号本身产生失真，反馈电路无能为力。
输入正弦信号时，输出产生失真。
vo失真减小。
5.2.6 噪声性能不变
同减小非线性失真一样，引入负反馈可减小噪声。
注意,负反馈在减小噪声的同时，有用信号以同样的倍数
在减小，其信噪比不变。
因此，引入负反馈放大器噪声性能不变。
综上所述,负反馈对放大器性能影响主要表现为：
? 降低增益
?减小增益灵敏度 （ 或提高增益稳定性 ）
?改变电路输入, 输出电阻
?减小频率失真 （ 或扩展通频带 ）
?减小非线性失真
?噪声性能不变
?在电路输出端
基本放大器引入负反馈的原则
若要求电路 vo稳定或 Ro小 应引入电压负反馈。
若要求电路 io稳定或 Ro大 应引入电流负反馈。
?在电路输入端
若要求 Ri大或从信号源索取的电流小 引入串联负反馈。
若要求 Ri小或从信号源索取的电流大 引入并联负反馈。
?反馈效果与信号源内阻 RS的关系
若电路采用 RS较小的电压源激励 应引入串联负反馈
若电路采用 RS较大的电流源激励 应引入并联负反馈
反馈效果与 RS关系的说明：
? 串联负反馈
?采用电压源激励时，若 RS?0
则
fsfii vvvvv ?????
由于 vS恒定，则 vf 的变化
量全部转化为 vi?的变化量，
此时反馈效果最强。
?采用电流源激励时，若 RS??
由于 iS恒定,vi?固定不变，
结果导致反馈作用消失。
+
- A
kf
RiRs
vs +
-
+
- vf
vi?+
-
vi
xo
（电压源激励）
is
+
- A
kf
Ri
Rs +
-vf
vi?+
-
vi
xo
（电流源激励）
则
isi Riv ??
恒定
if
ii?ii
A
kf
Ri
xo
Rs
vs+
-
vi?+-
（电压源激励）
if
ii?ii
A
kf
Ri
xo
is R
s
（电流源激励）
? 并联负反馈
?采用电压源激励时，若 RS?0
则
fsfii iiiii ?????
由于 iS恒定，则 if 的变化量
全部转化为 ii?的变化量，此时
反馈效果最强。
?采用电流源激励时，若 RS??
由于 vi?固定不变，结果导致
反馈作用消失。
则
si vv ??
恒定
? 深度负反馈条件
5.4 深度负反馈
当电路满足深度负反馈条件 时：
1??T 1??F或 称深度负反馈条件将
串联反馈电路输入电阻,??? FRR
iif
并联反馈电路输入电阻,0/
iif ?? FRR
电压反馈电路输出电阻：
电流反馈电路输出电阻,???
snoof FRR
0/ stoof ?? FRR
ff
f
1
1 kAk
AA ?
??ffs
s
fs
1
1 kkA
AA ?
??
增益,或
? 深度负反馈条件下 Avf的估算
? 根据反馈类型确定 kf含义，并计算 kf
分析步骤,
若并联反馈：将输入端交流短路
若串联反馈：将输入端交流开路
则反馈系数
? 确定 Afs(= xo / xs)含义，并计算 Afs = 1 / kf
? 将 Afs转换成 Avfs= vo / vs
kf = xf / xo
计算此时 xo产生的 xf
vs
RC1 vo
+
-+
-
RE1 RLRC2Rf
RS
T1
T2
+
-vf
例 1 图示电路，试 在深度负反馈条件下估算 Avfs
该电路为电压串联负反馈放大器。解：
将输入端交流开路，即将 T1管射极断开：
则
fE1
E1
o
f
f RR
R
v
vk
v ???
因此
E1fff /1/1 RRkA vsv ???
例 2 图示电路，试 在深度负反馈条件下估算 Avfs
该电路为电流并联负反馈放大器。解：
将输入端交流短路，即将 T1管基极交流接地：
则
fE2
E2
o
f
f RR
R
i
ik
i ????
因此
E2
f
f
f 1
1
R
R
kA isi ???
is
RC1 vo
+
-RLRC2Rf
RS
T1
T2
if RE2
io
s
L
E2
f
s
L
f
ss
LC2oo
f )1(
)//(
R
R
R
R
R
RA
Ri
RRi
v
vA
si
s
sv
???????????
例 3 图示电路，试在深度负反馈条件下估算 Avfs
该电路为电压并联负反馈。(1)解：
将反相输入端交流接地：
则
foff /1/ Rvik g ???
fff /1 RkA gsr ???
因此
1
f
1
f
1s
oo
f R
R
R
A
Ri
v
v
vA sr
s
sv ?????
该电路为电压串联负反馈。(2)解：
将反相输入端交流开路：
则
f1
1
o
f
f RR
R
v
vk
v ???
因此 1fff /1/1 RRkA vsv ???
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs vo
if
（图 1）
-
+
AR1
Rf
+
-
vs
vo
- +vf
（图 2）
5.5 负反馈放大器的稳定性
实际上, 放大器在中频区施加负反馈时, 有可能因 Akf在高
频区的附加相移使负反馈变为正反馈, 引起电路自激 。
5.5.1 判别稳定性的准则
反馈放大器频率特性：
)(j1
)(j)(j
f ?
??
T
AA
??
若在某一频率上 1)(j ???T 放大器自激
自激振幅条件
1)(j ???T
1)( ??T
π??)(T ?? 自激相位条件
说明 自激时，即使 xi=0，但由于 xi?= xf,因此反馈电路在无输入时，仍有信号输出。
? 不自激条件
1)( ??T π?)(T ???当 或 dB0)( ??T 时，
1)( ??Tπ??)(T ???或当 dB0)( ??T时,或
注意：只要设法破坏自激的振幅条件或相位条件之一，
放大器就不会产生自激。
? 稳定裕量
要保证负反馈放大器稳定工作, 还 需 使 它 远离自激状态,
远离程度可用稳定裕量表示 。
1)( g ??T
?当 时，相位裕量
ogTo 45)(180 ??? ??? ?
π??)(T ???
?当 时，增益裕量 dB0)(lg20)dB(
g ??? ??? T
?g— 增益交界角频率； ??— 相位交界角频率 。
? 相位裕量图解分析法
假设 放大器施加的是电阻性反馈, kf为实数：
)/1lg (20)(lg20 fg kA ??
得
1)()( fgg ??? kAT ??由
? 在 A(?)或 T(?)波特图上 —— 找 ?g
在 A(?)波特图上，作 1/kf (dB)的水平线，交点即 ?g
在 T(?)波特图上，与水平轴 [T(?)=0dB]的交点，即 ?g
?根据 ?g在相频曲线上 —— 找 ?T(?g)
?判断相位裕量
ogTo 45)(180 ??? ??? ?
若 放大器稳定工作
ogTo 45)(180 ??? ??? ?
若 放大器工作不稳定
注,1/kf (dB)的水平线称增益线。
例 1 已知 A(j?)波特图，判断电路是否自激。
(1/kf )dB
?g
???T(?g)
（ 1）在 A(?)波特图上作 1/kf (dB)的水平线。分析：
（ 2）找出交点，即 ?g
（ 3） 在 ?T(?)波特图上，找出 ?T(?g)
（ 4） o45?
??
因此电路稳定工作，不自激。由于
A(?)/dB
?o
?T(?)
?o
-180o
-90o
例 2 已知 T(j?)波特图，判断电路是否自激。
?T(?g)
（ 1）由 T(?)波特图与横轴的交点，找出 ?g分析：
（ 2）由 ?g在 ?T(?)波特图上，找出 ?T(?g)
（ 3） o0?
??
，因此电路自激。由于
T(?)/dB
?o
?T(?)
?o
-180o
?g
??
? 利用幅频特性渐近波特图判别稳定性
一无零三极系统波特图如下,分析 ?g落在何处系统稳定。
0
?p20.1?p1 10?p3?A(?)
?
- 90?
?p1 ?p3
- 180?
- 270?
?p2?p1
A(? )/dB
?
20
40
60
0 ?p3
-20dB/十倍频
-40dB/十倍频
-60dB/十倍频
80
放大器必稳定工作 。
或 ?g落在 ?P1与 ?P2之间
只要 ?g落在斜率为：
（ -20dB/十倍频）的
下降段内，
?g
o45???则 ??
??P2=10?P1,?P3 =10?P2
0
?p20.1?p1 10?p3?A(?)
?
- 90?
?p1 ?p3
- 180?
- 270?
?p2?p1
A(? )/dB
?
20
40
60
0 ?p3
-20dB/十倍频
-40dB/十倍频
-60dB/十倍频
80
? ?P2=10?P1,将 ?P3 靠近 ?P2 由于 |?T(?P2)|??????
则 ?g落在 ?P1与 ?P2之间时，放大器依然稳定工作。
??
结论,在多极点的低通系统中，若 ?P3 ?10?P2,则只要 ?g
落在斜率为（ -20dB/十倍频）的下降段内,或 ?g落在 ?P1
与 ?P2之间，放大器必稳定工作。
? 将 ?P2 靠近 ?P1 由于 |?T(?P2)|?????? ?上述结论不成立
??
0
?p20.1?p1 10?p3?A(?)
?
- 90?
?p1 ?p3
- 180?
- 270?
?p2?p1
A(? )/dB
?
20
40
60
0 ?p3
-20dB/十倍频
-40dB/十倍频
-60dB/十倍频
80
5.5.2 集成运放的相位补偿技术
解决方法：采用相位补偿技术 。
在中频区，反馈系数 kf 越大，反馈越深，电路性能越好。
在高频区,kf 越大，相位裕量越小，放大器工作越不稳定；
在中频增益 AI基本不变的前提下, 设法拉长
?P1与 ?P2之间的间距, 或加长斜率为, -20 dB/
十倍频, 线段的长度, 使得 kf增大时, 仍能获得
所需的相位裕量 。
相位补偿基本思想：
? 滞后补偿技术
? 简单电容补偿 — 降低 ?P1
补偿方法：将补偿电容 C?并接在集成运放产生第一个极点
角频率的节点上, 使 ?P1降低到 ?d。
Adi
R
C C?
RC
1
P1 ?? )( 1d
?
? CCR ??
?P1降低到 ?d?反馈增益线下移 ?稳定工作允许的 kf增大。
?p2?p1
A(? )/dB
?0 ?
p3
AvdI
?d
20lg(1/kf)
?p2?p1
A(? )/dB
?0 ?
p3
AvdI
?d
20lg(1/kfv)
?d与 kf 之间的关系：
由图
d B /20lglg )/1lg (20lg20
dP2
fdI ?
?
?
??
vv kA
十倍频
整理得 )/(
fdIP2d vv kA?? ?
?kfv ???d??反馈电路稳定性 ?，但 ?H?。
?kfv=1时，
dIP2d0d / vA??? ??
全补偿 (C?用 CS表示 )
?d0
此时 kfv无论取何值，电路均可稳定工作。
例 1,一集成运放 AvdI =105, fP1=200Hz,fP2=2MHz，
fP3=20MHz,产生 fP1节点上等效电路 R1=200K?,接成同
相放大器，采用简单电容补偿。
fp2fp1
Avd (f )/dB
f0 f
p3
100
20
40
60
80
解：
（ 1）求未补偿前，同相放大器提供的最小增益？
根据题意，可画出运放的幅频渐近波特图。
未补偿前，为保证稳定工作,
1
kfv
Avfmin = 104
1k
fv(dB)? 80dB
即
解：
（ 2）若要求 Avf =10，求所需的 补偿电容 C?=？
由 Avf = 10 得 kfv = 0.1
则
r a d/ s10221.010 1022 25
6
fdI
P2
d ????
???? ππ
kA vv
??
由
11
P1
1
CR??
得
PF41
P11
1 ?? ?RC
)(
1
d
?
? CCR ??
由 得
F4.01 1
d1
μCRC ??? ??
（ 3）若要求 Avf =1,求所需的 补偿电容 CS =？
解,由 Avf = 1 得 kfv = 1
则 r a d / s202/
dIP2do ??? πA v??
F41 1
d01
s μCRCC ???? ??
? 密勒电容补偿 — 降低 ?P1,增大 ?P2
补偿方法：将补偿电容 C?跨接在三极管 B极与 C
极之间, 利用密勒倍增效应, 使 ?P1降低, ?P2增
大, 拉长 ?P1与 ?P2之间的间距 。 这种补偿方法又
称极点分离术 。 （ 分析略 ）
简单电容补偿缺点：
补偿电容 C?数值较大（ ?F量级），集成较困难。
密勒电容补偿优点：
用较小的电容（ PF量级），即可达到补偿目的。
? 超前补偿技术 — 引入幻想零点
补偿思路：在 ?P2附近, 引入一个具有超前相移的零点,
以抵消原来的滞后相移, 使得在不降低 ?P1的前提下, 拉
长 ?P1与 ?P2之间的间距 。
? 在反馈电阻 Rf上并接补偿电容 C?。
补偿 方法,
-
+
A
R1
Rf
+
-Vs (s)
Vo(s)R2
)j//()j(
)j()j(
f1
1
o
f
f
???
??
CRR
R
V
Vk
v ???
P
Z
f1
1
/j1
/j1
??
??
?
??
?? RR
R
则
其中
?
? CR
f
Z
1?
?
? CRR )//( 1
1f
P ?
C?
P2
f
Z
1 ??
?
?? CR
利用零点角频率 ?Z将 ?P2抵消, 可将 斜率为, -
20dB/十倍频, 的下降段, 延长到 ?P3。
假设运放为无零三极系统，且 ?P1<?P2 < ?P3
选择合适的 C?, 使
P3
1f
P )//(
1 ??
?
?? CRR
?p2?p1
A(? )/dB
?0 ?
p3
AvdI -20dB/十倍频
相位补偿技术在宽带放大器中的应用
密勒电
容补偿
超前电
容补偿
vI
VCC
R1
vo
R2
T1
T2
T3
RL
RE1 RE3
Rf
Cf
Cc T4 T
5
R3 R4
R5 T
6 T7
T8
CB
MC-1553集成宽带放大器内部电路
Av=100 fH =45MHz
5.4 深度负反馈
5.3 负反馈放大器的性能分析
5.1 反馈放大器的基本概念
第五章 放大器中的负反馈
5.5 负反馈放大器的稳定性
5.1 反馈放大器的基本概念
5.1.1 反馈放大器的组成
将放大器输出信号的一部分或全部, 通过反馈网络回送
到电路输入端, 并对输入信号进行调整, 所形成的闭合回
路即反馈放大器 。
? 反馈放大器组成框图
基本放大器 A
反馈网络 kf
xoxi
x?i
xf
净输入信号 fii xxx ???输入信号
反馈信号 输出信号
? 反馈放大器增益一般表达式
基本放大器 A
反馈网络 kf
xoxi x?i
xf
iof / xxA ?
开环增益
io / xxA ??
反馈系数
off / xxk ?
闭环增益
fi
o
xx
x
??? F
A
Ak
A ?
?? f1xx
xx
??
??
/1
/
f
o
反馈深度
f1 AkF ?? T??1
环路增益
ff / AkxxT ???
反馈深度 F（ 或环路增益 T） 是衡量反馈强弱的一项重
要指标 。 其值直接影响电路性能 。
? 反馈极性
fii xxx ???
由于净输入信号
? 若 xf 削弱了 xi，使 x?i < xi 负反馈
? 若 xf 增强了 xi，使 x?i > xi 正反馈
说明
?负反馈具有自动调整作用，可改善放大器性能。
例：某原因 ??
ox ??fx )( fii xxx ???
?ox
?正反馈使放大器工作不稳定，多用于振荡器中。
负反馈的自动调整作用是以牺牲增益为代价的。
5.1.2 四种类型负反馈放大器
? 根据输出端连接方式
? 电压反馈
A
kf
RL +
-
voxi
xf
x?i
在输出端，凡反馈网络与基本放大器 并接,反馈信号取
自负载上输出电压的反馈称为电压反馈。 输出量 xo = vo
xi
xf
x?i
A
kf
RLio
在输出端，凡反馈网络与基本放大器 串接,反馈信号取
自负载中输出电流的反馈称为电流反馈。
? 电流反馈
输出量 xo = io
? 根据输入端连接方式
? 串联反馈
在输入端, 反馈网络与基本放大器 串接, 反馈信号以电压 vf
的形式出现, 并在输入端进行电压比较, 即 v?i=vi- vf 。
在输入端, 反馈网络与基本放大器 并接, 反馈信号以电流 if
的形式出现, 并在输入端进行电流比较, 即 ii?= ii- if 。
? 并联反馈
A
kf
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
xo A
kf
RSiS
ii
if
ii ?
xo
? 四种类型负反馈放大器增益表达式
Av
kfv
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RL +
-
vo
Ar
kfg
RL +
-
voRSiS
ii
if
ii ?
? 电压串联负反馈
io / vvA v ??
开环电压增益
电压反馈系数
offv / vvk ?
闭环电压增益 )1/(
ff vvvv kAAA ??
? 电压并联负反馈
io / ivAr ??
开环互阻增益
互导反馈系数
offg / vik ?
闭环互阻增益 )1/(
fgf kAAA rrr ??
Ag
kfr
RLio
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RSiS
ii
if
ii ?
Ai
kfi
RLio
? 电流串联负反馈
io / viA g ??
开环互导增益
互阻反馈系数
off / ivk r ?
闭环互导增益 )1/(
ff rggg kAAA ??
? 电流并联负反馈
io / iiAi ??
开环电流增益
电流反馈系数
off / iik i ?
闭环互阻增益 )1/(
ff iiii kAAA ??
注意：不同反馈类型对应不同输入、输出电量，因此不同类
型反馈电路的 A,kf, Af含义不同 。
A
kf
xoxi
xf
x?i
5.1.2 反馈极性与类型的判别
? 判断是否为反馈电路
看电路输出与输入之间是否接
有元件, 若有则为反馈电路, 该
元件即为反馈元件 。
vi
VCC
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2vi
VCC
RCR
f v
o
例 1
Rf为反馈元件 。
例 2
RE为反馈元件 。
? 判断反馈类型 — 采用短路法
假设输出端交流短路, 若反馈信号消失, 则为电压反
馈；反之为电流反馈 。
? 判断电压与电流反馈
? 判断串联与并联反馈
假设输入端交流短路，若反馈作用消失，则为并联反
馈；反之为串联反馈。
Av
kfv
RS
+
-vs
+
-vi
vf
v?i+-
+
-
RL +
-
vo RSiS
ii
if
ii ?
Ai
kfi
RL
io
? 判断反馈极性 — 采用瞬时极性法
A
kf
xoxi
xf
xi?
?设 vi瞬时极性为
用正负号表示电路中各点电压的瞬时极性，或用箭头表示
各节点电流瞬时流向的方法称瞬时极性法。
?比较 xf与 xi的极性 （ xi?= xi- xf ）
若 xf与 xi同相, 使 xi?减小的, 为负反馈；
若 xf 与 xi反相，使 xi?增大的，为正反馈。
经 A 判断 v
o
？
？
经 kf 判断 x
f
？
？
说明
? 用瞬时极性法比较 xf 与 xi 极性时：
?若是并联反馈,则需根据电压的瞬时极性，标出 相 关支
路
的电流流向，然后用电流进行比较（ ii?=ii- if ）。
?若是串联反馈,则 直接 用电压进行比较（ vi?=vi- vf ）。
? 按交、直流性质分：
?直流反馈：
?交流反馈：
反馈信号为直流量，用于稳定电路静态工作点。
反馈信号为交流量，用于改善放大器动态性能。
? 多级放大器中的反馈：
?局部反馈：
?越级反馈：
反馈由本级输出信号产生，可忽略。
输出信号跨越一个以上放大级向输入端传送
的称为级间（或越级）反馈。
例 1 判断电路的反馈极性和反馈类型。
? 假设输出端交流短路,Rf引入的反馈消失 电压反馈。
? 假设输入端交流短路,Rf 的反馈作用消失 并联反馈。
分析：
vi
VCC
RCR
f
vo+
-
+
- Rf Rf
→ 则 vc为 ○ -? 假设 vi瞬时极性为 ○ +
○ + ○ -
→ 形成的 if 方向如图示。
ii
if
ib
因净输入电流 ib= ii- if < ii 负反馈。
结论,Rf引入电压并联负反馈
vi
RC
vo+
-
+
-
vi
VCC
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2
例 2 判断图示电路的反馈极性和反馈类型。
? 假设输出端交流短路,RE上的反馈依然存在 电流反馈。
? 假设输入端交流短路,RE上的反馈没有消失 串联反馈。
分析：
? 假设 vi瞬时极性为 ○ +
因净输入电压 vbe= vi- vf < vi 负反馈。
结论,RE引入电流串联负反馈
vi
RC
vo+
-+- RE
RB1
RB2
○ +
→ 则 ve（即 vf ） 极性为 ○ +
○ +
例 3 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
vi
VCCR
C1
vo
+
-
+
- RE1
RB RC2
RE2Rf vi
VCCR
C1
vo
+
-
+
- RE1
RB RC2
RE2Rf
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs vo
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs
vo
○ + ○ -
○ -
电流并联负反馈 电流串联正反馈
○ + ○ -
○ -○ -
○ + ○ -
电压并联负反馈 电压串联负反馈
○ + ○ +
○ +
vi
VCC
RC1 v
o
VEE
Rf
RE2R1
RC2 RC3
Rs
T1 T2
T3
例 4 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
vi
VCC
RC1
vo
VEE
RE
R1
RC2
RC3
RS T
1 T2
T3
Rf
○ +
○ -○ -
○ +
○ +○ + 电流串联负反馈
○ +
电流并联负反馈
vi
VCC
RD1
vo
+
-
+
-
RS1RG
RD2
RS2Rf
vi
VCC
RD1
vo
+
-
+
-
RS1RG
RD2
RS2Rf
例 4 判断下列电路的反馈极性和反馈类型。
○ +
○ +
○ + ○ +
○ -
电压并联正反馈
○ -
○ +
电压串联负反馈
5.2.1 降低增益
5.2 负反馈对放大器性能的影响
反馈越深，电路增益越小。
F
A
Ak
AA ?
?? ff 1
由 得知：
SfS
S
fs 1 F
A
kA
AA S?
??
注：当取源增益时，上式依然成立，即
5.2.2 减小增益灵敏度 （或提高增益稳定性）
A
A
A
A
A
A
A
A
AA
AAS A
A ?
???
?
???
?
?? f
f
f
f
ff
/
/
f
定义
f
f
1
1
AkA
A
??
由
2
f
f
)1(
1
AkA
A
???
?得
FAkS
A
A
1
1
1
f
f ???
(2)?(1)得
----(1) ----(2)
反馈越深，增益灵敏度越小。
5.2.3 改变输入、输出电阻
? 输入电阻
? 串联反馈 +
-
A
kf
RiR
s
vs +
-
+
- vf
vi?
+
-
vi
ii
xo
i
i
if i
vR ?
i
fii
i
Akvv ???? FRAk
i
v
if
i
i )1( ????
iii / ivR ??
基放输入电阻
fif / AkvvT ???
环路增益
反馈电路输入电阻：
i
fi
i
vv ???
引入串联反馈, 反馈越深, 输入电阻越大 。结论
? 并联反馈
i
i
if i
vR ?
反馈电路输入电阻：
引入并联反馈, 反馈越深, 输入电阻越小 。结论
A
kf
Ri
Rsis
if
ii?
+
-
vi
ii
xo基放输入电阻
i
i
i i
vR
??
环路增益
f
i
f Ak
i
iT ?
??
fii
i
Akii
v
???? F
R
Aki
v i
fi
i
)1(
1 ?
???
fi
i
ii
v
???
? 输出电阻
? 电压反馈
Ro,考虑反馈网络负载
效应后，基放输出电阻。
Ast,负载开路时，基本
放大器源增益。
令 xs=0
i
+
-v
基
放
Ro
xf
xs?
Ast xs?
反馈
网络
+
-
由定义得 Rof电路模型：
由图 osst /)( RxAvi ???
vkxx ?????? ffs
得
st
o
fst
o
of 1 F
R
kA
R
i
vR ?
???
引入电压反馈, 反馈越深, 输出电阻越小, vo越稳定 。结论
基
放
Ro
xf
xs?
Ast xs?
反馈
网络
+
- R
L
xs
vo+
-
? 电流反馈
Ro,考虑反馈网络负载
效应后，基放输出电阻。
Asn,负载短路时，基
本放大器源增益。
由定义得 Rof电路模型：
由图 ossn )( RxAiv ????
ikxx ?????? ffs
得
snofstoof )1( FRkARi
vR ????
引入电流反馈, 反馈越深, 输出电阻越大, io越稳定 。结论
基放
Ro
xs
xf
xs?
io
Asn xs?
RL
反馈
网络
令 xs=0
i
+
-v
基放
Rox
f
xs?
Asn xs?
反馈
网络
5.2.4 减小频率失真 （或扩展通频带）
由于负反馈降低了电路增益灵敏度, 因此放大器可在更
宽的通频带范围内维持增益不变 。
单极点系统引入负反馈后, 反馈越深, 上限角频率越大,
增益越小, 但其增益带宽积维持不变 。
设基放为单极点系统：
P
I
/1)( ?s
AsA
??
PH ?? ?
则
若反馈网络反馈系数为：
fk
则闭环系统：
Pf
fI
f
f /1)(1
)()(
?s
A
ksA
sAsA
?????
其中：
F
A
kA
AA I
fI
I
fI 1 ???
F)(1 HfIHHfPf ???? ???? kA
注意：通频带的扩展是以降低增益为代价的。
5.2.5 减小非线性失真
基本放大器 vovi
vf
v?i
例如：一基本放大器，
引入负反馈
反馈网络
注意：负反馈只能减小反馈环内的失真，若输入
信号本身产生失真，反馈电路无能为力。
输入正弦信号时，输出产生失真。
vo失真减小。
5.2.6 噪声性能不变
同减小非线性失真一样，引入负反馈可减小噪声。
注意,负反馈在减小噪声的同时，有用信号以同样的倍数
在减小，其信噪比不变。
因此，引入负反馈放大器噪声性能不变。
综上所述,负反馈对放大器性能影响主要表现为：
? 降低增益
?减小增益灵敏度 （ 或提高增益稳定性 ）
?改变电路输入, 输出电阻
?减小频率失真 （ 或扩展通频带 ）
?减小非线性失真
?噪声性能不变
?在电路输出端
基本放大器引入负反馈的原则
若要求电路 vo稳定或 Ro小 应引入电压负反馈。
若要求电路 io稳定或 Ro大 应引入电流负反馈。
?在电路输入端
若要求 Ri大或从信号源索取的电流小 引入串联负反馈。
若要求 Ri小或从信号源索取的电流大 引入并联负反馈。
?反馈效果与信号源内阻 RS的关系
若电路采用 RS较小的电压源激励 应引入串联负反馈
若电路采用 RS较大的电流源激励 应引入并联负反馈
反馈效果与 RS关系的说明：
? 串联负反馈
?采用电压源激励时，若 RS?0
则
fsfii vvvvv ?????
由于 vS恒定，则 vf 的变化
量全部转化为 vi?的变化量，
此时反馈效果最强。
?采用电流源激励时，若 RS??
由于 iS恒定,vi?固定不变，
结果导致反馈作用消失。
+
- A
kf
RiRs
vs +
-
+
- vf
vi?+
-
vi
xo
（电压源激励）
is
+
- A
kf
Ri
Rs +
-vf
vi?+
-
vi
xo
（电流源激励）
则
isi Riv ??
恒定
if
ii?ii
A
kf
Ri
xo
Rs
vs+
-
vi?+-
（电压源激励）
if
ii?ii
A
kf
Ri
xo
is R
s
（电流源激励）
? 并联负反馈
?采用电压源激励时，若 RS?0
则
fsfii iiiii ?????
由于 iS恒定，则 if 的变化量
全部转化为 ii?的变化量，此时
反馈效果最强。
?采用电流源激励时，若 RS??
由于 vi?固定不变，结果导致
反馈作用消失。
则
si vv ??
恒定
? 深度负反馈条件
5.4 深度负反馈
当电路满足深度负反馈条件 时：
1??T 1??F或 称深度负反馈条件将
串联反馈电路输入电阻,??? FRR
iif
并联反馈电路输入电阻,0/
iif ?? FRR
电压反馈电路输出电阻：
电流反馈电路输出电阻,???
snoof FRR
0/ stoof ?? FRR
ff
f
1
1 kAk
AA ?
??ffs
s
fs
1
1 kkA
AA ?
??
增益,或
? 深度负反馈条件下 Avf的估算
? 根据反馈类型确定 kf含义，并计算 kf
分析步骤,
若并联反馈：将输入端交流短路
若串联反馈：将输入端交流开路
则反馈系数
? 确定 Afs(= xo / xs)含义，并计算 Afs = 1 / kf
? 将 Afs转换成 Avfs= vo / vs
kf = xf / xo
计算此时 xo产生的 xf
vs
RC1 vo
+
-+
-
RE1 RLRC2Rf
RS
T1
T2
+
-vf
例 1 图示电路，试 在深度负反馈条件下估算 Avfs
该电路为电压串联负反馈放大器。解：
将输入端交流开路，即将 T1管射极断开：
则
fE1
E1
o
f
f RR
R
v
vk
v ???
因此
E1fff /1/1 RRkA vsv ???
例 2 图示电路，试 在深度负反馈条件下估算 Avfs
该电路为电流并联负反馈放大器。解：
将输入端交流短路，即将 T1管基极交流接地：
则
fE2
E2
o
f
f RR
R
i
ik
i ????
因此
E2
f
f
f 1
1
R
R
kA isi ???
is
RC1 vo
+
-RLRC2Rf
RS
T1
T2
if RE2
io
s
L
E2
f
s
L
f
ss
LC2oo
f )1(
)//(
R
R
R
R
R
RA
Ri
RRi
v
vA
si
s
sv
???????????
例 3 图示电路，试在深度负反馈条件下估算 Avfs
该电路为电压并联负反馈。(1)解：
将反相输入端交流接地：
则
foff /1/ Rvik g ???
fff /1 RkA gsr ???
因此
1
f
1
f
1s
oo
f R
R
R
A
Ri
v
v
vA sr
s
sv ?????
该电路为电压串联负反馈。(2)解：
将反相输入端交流开路：
则
f1
1
o
f
f RR
R
v
vk
v ???
因此 1fff /1/1 RRkA vsv ???
-
+
A
R1
Rf
+
-
vs vo
if
（图 1）
-
+
AR1
Rf
+
-
vs
vo
- +vf
（图 2）
5.5 负反馈放大器的稳定性
实际上, 放大器在中频区施加负反馈时, 有可能因 Akf在高
频区的附加相移使负反馈变为正反馈, 引起电路自激 。
5.5.1 判别稳定性的准则
反馈放大器频率特性：
)(j1
)(j)(j
f ?
??
T
AA
??
若在某一频率上 1)(j ???T 放大器自激
自激振幅条件
1)(j ???T
1)( ??T
π??)(T ?? 自激相位条件
说明 自激时，即使 xi=0，但由于 xi?= xf,因此反馈电路在无输入时，仍有信号输出。
? 不自激条件
1)( ??T π?)(T ???当 或 dB0)( ??T 时，
1)( ??Tπ??)(T ???或当 dB0)( ??T时,或
注意：只要设法破坏自激的振幅条件或相位条件之一，
放大器就不会产生自激。
? 稳定裕量
要保证负反馈放大器稳定工作, 还 需 使 它 远离自激状态,
远离程度可用稳定裕量表示 。
1)( g ??T
?当 时，相位裕量
ogTo 45)(180 ??? ??? ?
π??)(T ???
?当 时，增益裕量 dB0)(lg20)dB(
g ??? ??? T
?g— 增益交界角频率； ??— 相位交界角频率 。
? 相位裕量图解分析法
假设 放大器施加的是电阻性反馈, kf为实数：
)/1lg (20)(lg20 fg kA ??
得
1)()( fgg ??? kAT ??由
? 在 A(?)或 T(?)波特图上 —— 找 ?g
在 A(?)波特图上，作 1/kf (dB)的水平线，交点即 ?g
在 T(?)波特图上，与水平轴 [T(?)=0dB]的交点，即 ?g
?根据 ?g在相频曲线上 —— 找 ?T(?g)
?判断相位裕量
ogTo 45)(180 ??? ??? ?
若 放大器稳定工作
ogTo 45)(180 ??? ??? ?
若 放大器工作不稳定
注,1/kf (dB)的水平线称增益线。
例 1 已知 A(j?)波特图，判断电路是否自激。
(1/kf )dB
?g
???T(?g)
（ 1）在 A(?)波特图上作 1/kf (dB)的水平线。分析：
（ 2）找出交点，即 ?g
（ 3） 在 ?T(?)波特图上，找出 ?T(?g)
（ 4） o45?
??
因此电路稳定工作，不自激。由于
A(?)/dB
?o
?T(?)
?o
-180o
-90o
例 2 已知 T(j?)波特图，判断电路是否自激。
?T(?g)
（ 1）由 T(?)波特图与横轴的交点，找出 ?g分析：
（ 2）由 ?g在 ?T(?)波特图上，找出 ?T(?g)
（ 3） o0?
??
，因此电路自激。由于
T(?)/dB
?o
?T(?)
?o
-180o
?g
??
? 利用幅频特性渐近波特图判别稳定性
一无零三极系统波特图如下,分析 ?g落在何处系统稳定。
0
?p20.1?p1 10?p3?A(?)
?
- 90?
?p1 ?p3
- 180?
- 270?
?p2?p1
A(? )/dB
?
20
40
60
0 ?p3
-20dB/十倍频
-40dB/十倍频
-60dB/十倍频
80
放大器必稳定工作 。
或 ?g落在 ?P1与 ?P2之间
只要 ?g落在斜率为：
（ -20dB/十倍频）的
下降段内，
?g
o45???则 ??
??P2=10?P1,?P3 =10?P2
0
?p20.1?p1 10?p3?A(?)
?
- 90?
?p1 ?p3
- 180?
- 270?
?p2?p1
A(? )/dB
?
20
40
60
0 ?p3
-20dB/十倍频
-40dB/十倍频
-60dB/十倍频
80
? ?P2=10?P1,将 ?P3 靠近 ?P2 由于 |?T(?P2)|??????
则 ?g落在 ?P1与 ?P2之间时，放大器依然稳定工作。
??
结论,在多极点的低通系统中，若 ?P3 ?10?P2,则只要 ?g
落在斜率为（ -20dB/十倍频）的下降段内,或 ?g落在 ?P1
与 ?P2之间，放大器必稳定工作。
? 将 ?P2 靠近 ?P1 由于 |?T(?P2)|?????? ?上述结论不成立
??
0
?p20.1?p1 10?p3?A(?)
?
- 90?
?p1 ?p3
- 180?
- 270?
?p2?p1
A(? )/dB
?
20
40
60
0 ?p3
-20dB/十倍频
-40dB/十倍频
-60dB/十倍频
80
5.5.2 集成运放的相位补偿技术
解决方法：采用相位补偿技术 。
在中频区，反馈系数 kf 越大，反馈越深，电路性能越好。
在高频区,kf 越大，相位裕量越小，放大器工作越不稳定；
在中频增益 AI基本不变的前提下, 设法拉长
?P1与 ?P2之间的间距, 或加长斜率为, -20 dB/
十倍频, 线段的长度, 使得 kf增大时, 仍能获得
所需的相位裕量 。
相位补偿基本思想：
? 滞后补偿技术
? 简单电容补偿 — 降低 ?P1
补偿方法：将补偿电容 C?并接在集成运放产生第一个极点
角频率的节点上, 使 ?P1降低到 ?d。
Adi
R
C C?
RC
1
P1 ?? )( 1d
?
? CCR ??
?P1降低到 ?d?反馈增益线下移 ?稳定工作允许的 kf增大。
?p2?p1
A(? )/dB
?0 ?
p3
AvdI
?d
20lg(1/kf)
?p2?p1
A(? )/dB
?0 ?
p3
AvdI
?d
20lg(1/kfv)
?d与 kf 之间的关系：
由图
d B /20lglg )/1lg (20lg20
dP2
fdI ?
?
?
??
vv kA
十倍频
整理得 )/(
fdIP2d vv kA?? ?
?kfv ???d??反馈电路稳定性 ?，但 ?H?。
?kfv=1时，
dIP2d0d / vA??? ??
全补偿 (C?用 CS表示 )
?d0
此时 kfv无论取何值，电路均可稳定工作。
例 1,一集成运放 AvdI =105, fP1=200Hz,fP2=2MHz，
fP3=20MHz,产生 fP1节点上等效电路 R1=200K?,接成同
相放大器，采用简单电容补偿。
fp2fp1
Avd (f )/dB
f0 f
p3
100
20
40
60
80
解：
（ 1）求未补偿前，同相放大器提供的最小增益？
根据题意，可画出运放的幅频渐近波特图。
未补偿前，为保证稳定工作,
1
kfv
Avfmin = 104
1k
fv(dB)? 80dB
即
解：
（ 2）若要求 Avf =10，求所需的 补偿电容 C?=？
由 Avf = 10 得 kfv = 0.1
则
r a d/ s10221.010 1022 25
6
fdI
P2
d ????
???? ππ
kA vv
??
由
11
P1
1
CR??
得
PF41
P11
1 ?? ?RC
)(
1
d
?
? CCR ??
由 得
F4.01 1
d1
μCRC ??? ??
（ 3）若要求 Avf =1,求所需的 补偿电容 CS =？
解,由 Avf = 1 得 kfv = 1
则 r a d / s202/
dIP2do ??? πA v??
F41 1
d01
s μCRCC ???? ??
? 密勒电容补偿 — 降低 ?P1,增大 ?P2
补偿方法：将补偿电容 C?跨接在三极管 B极与 C
极之间, 利用密勒倍增效应, 使 ?P1降低, ?P2增
大, 拉长 ?P1与 ?P2之间的间距 。 这种补偿方法又
称极点分离术 。 （ 分析略 ）
简单电容补偿缺点：
补偿电容 C?数值较大（ ?F量级），集成较困难。
密勒电容补偿优点：
用较小的电容（ PF量级），即可达到补偿目的。
? 超前补偿技术 — 引入幻想零点
补偿思路：在 ?P2附近, 引入一个具有超前相移的零点,
以抵消原来的滞后相移, 使得在不降低 ?P1的前提下, 拉
长 ?P1与 ?P2之间的间距 。
? 在反馈电阻 Rf上并接补偿电容 C?。
补偿 方法,
-
+
A
R1
Rf
+
-Vs (s)
Vo(s)R2
)j//()j(
)j()j(
f1
1
o
f
f
???
??
CRR
R
V
Vk
v ???
P
Z
f1
1
/j1
/j1
??
??
?
??
?? RR
R
则
其中
?
? CR
f
Z
1?
?
? CRR )//( 1
1f
P ?
C?
P2
f
Z
1 ??
?
?? CR
利用零点角频率 ?Z将 ?P2抵消, 可将 斜率为, -
20dB/十倍频, 的下降段, 延长到 ?P3。
假设运放为无零三极系统，且 ?P1<?P2 < ?P3
选择合适的 C?, 使
P3
1f
P )//(
1 ??
?
?? CRR
?p2?p1
A(? )/dB
?0 ?
p3
AvdI -20dB/十倍频
相位补偿技术在宽带放大器中的应用
密勒电
容补偿
超前电
容补偿
vI
VCC
R1
vo
R2
T1
T2
T3
RL
RE1 RE3
Rf
Cf
Cc T4 T
5
R3 R4
R5 T
6 T7
T8
CB
MC-1553集成宽带放大器内部电路
Av=100 fH =45MHz
