第 2 章 谐振功率放大器
2.1 谐振功率放大器的工作原理
2.2 谐振功率放大器的性能特点
2.3 谐振功率放大器电路
第 2 章 谐振功率放大器
谐振功放 是一种用谐振系统作为匹配网络的功率
放大器，一般工作在 丙类（或丁类、乙类）,主要用
在无线电发射机中，用来对 载波或已调波 进行功率放
大。
用途：对载波或已调波进行功率放大
构成：匹配网络为谐振系统
应用状态：丙类（或丁类、乙类）
2.1 谐振功率放大器的工作原理
在谐振功率放大器中，它的管外电路由 直流馈电电
路 和 滤波匹配网络 两部分组成。
2.1.1 丙类谐振功率放大器
1,电路组成
ZL —— 外接负载,呈阻抗性，用 CL与 RL串联等
效电路表示。
Lr 和 Cr —— 匹配网络,
与 ZL 组成并联谐振回路。调
节 Cr 使回路谐振在输入信号
频率。
VBB—— 基极偏置电压,
设置在功率管的截止区，以
实现丙类工作。
2,集电极电流 ic
若忽略基区宽度调制效应及管
子结电容的影响，则在输入信号电
压 tVtv
sbmb c o s)( ??
的作用下，
根据, tVVtvVv
sbmBBbBBBE c o s)( ?????
在静态转移特性曲线 (ic～ vBE)上画
出的集电极电流波形是一串周期重
复的脉冲序列，脉冲宽度小于半
个周期。用 付里叶级数 可将电流
脉冲序列分解为 平均分量、基波
分量 和 各次谐波分量 之和,即
???????
????????
tItII
iiIi
sc 2 msc 1 m0C
c2c1C0C
c o s 2c o s ??
3,输出电压 vo
(1) 对基波分量
由于集电极谐振回路调谐在输入信号频率上，因而
它对 iC 中的基波分量呈现的阻抗最大，且为纯电阻，
称为 谐振电阻,在高 Q 回路中，其值 Re 近似为
Lt
r
L
2
r
2
0
e RC
L
R
LR ?? ?
式中，
Lr
Lr
t CC
CCC
??
—— 回路总电容
trs0 /1 CL?? ??
—— 回路谐振角频率
Lr0e / RLQ ??
—— 回路有载品质因数
(2) 对非基波分量
谐振回路对 iC 中的其它分量呈现的阻抗均很小,平
均分量和各次谐波分量 产生的电压均可忽略。
结论,回路上仅有由基波分量产生的电压 vc，因而
在负载上可得到所需的不失真信号功率。
小结,丙类谐振功率放大器的功能
(1) 选频,利用谐振回路的选频作用，可将失真的
集电极电流脉冲变换为不失真的输出余弦电压。
(2) 阻抗匹配,谐振回路将含有电抗分量的外接负
载变换为谐振电阻 Re，而且调节 Lr 和 Cr 还能保持回
路谐振时使 Re 等于放大管所需的集电极负载值，实现
阻抗匹配。
所以，谐振功率放大器中，谐振回路起到 选频 和 匹
配负载 的双重作用。
4,丙类功放的功率特性分析
(1) 丙类功放的问题
若提高集电极效率，管子
导通时间减小；但引起 iC 中基
波分量幅度 Icm 减小，从而导
致输出功率减小。
(2) 解决方法
① 将基极偏置电压 VBB 向负值方向增大，减少管
子导通时间。
② 增大集电极脉冲高度，即提高输入激励电压幅
度 Vbm,使减小导通时间的同时维持输出功率不变。
③ 后果,加到基极
上的最大反向电压 (VBB
－ Vbm)可能使功率管发
射结反向击穿。
在维持输出功率
的条件下，一味地减
管子导通时间来提高
集电极效率的做法往往是不现实的。为进一步提高效率，
可采用开关工作的 谐振功率放大器 —— 丁类。
2.1.2 丁类和戊类谐振功率放大器
1,丁类简介
(1) 电路
Tr 次级两绕组相同，极性相反。
T1 和 T2 特性配对，为 同型管 。
(2) 原理
若 vi 足够大，则
vi ＞ 0时, T1饱和导通,T2 截止，
C E ( s a t )CCA1 vVv ??
vi ＜ 0,T2 饱和导通,T1 截止，
C E ( s a t )A2 vv ?
A 点幅值：
vA = vA1? vA2 =
C E ( s a t )CC 2 vV ?
该电压加到 L,C,R 串联谐振
回路上，若谐振回路工作在输入信
号角频率上,且其 Q 值足够高，则
可近似认为通过回路的电流 iL 是
角频率为 ? 的余弦波,RL 上获得
不失真输出功率。
(3) 性能特点
① T1,T2 尽管导通电流很大，但相应的管压降很
小 ( )
CE(sat)v
，管耗小，放大器的效率高。 (90% 以上 )
② 考虑结电容、分布电容等影响，实际波形如 vA
虚线 所示，管子动态管耗增大，丁类功放效率受限。
2,戊类放大器
为了克服这个缺点，在开关
工作的基础上采用一个特殊设计
的集电极，保证 vCE 为最小值的
一段期间内，才有集电极电流流
通，这是正在发展的 戊类放大器 。
2,实现原理
在丙类谐振放大器中，将输出谐振回路调谐在输入
信号频率的 n 次谐波上，则输出谐振回路上仅有 iC 中
的 n次谐波分量产生的高频电压，而其它分量产生的
电压均可忽略，因而 RL 上得到了频率为输入信号频率
n 倍的输出信号功率。
2.1.3 倍频器
1,概念
倍频器 (Frequency Multiplier),将输入信号的频
率倍增 n 倍的电路。
3,倍频电路
② 滤波。 谐振回路需滤除高于 n 和低于 n 的各次分
量。低于 n 的分量幅度较大，滤除较难。倍频次数越高，
对谐振回路提出的滤波要求越苛刻，不易实现。
(2) 变容二极管、阶跃二极管 构成 参量倍频器,适用
于倍频次数较高时。
(1) 三极管倍频器
倍频次数不能太高，一般为 二倍或三倍频 。 原因：
① 效率。 集电极电流脉冲中包含的谐波分量的幅度
随着 n 的增加而迅速减小。倍频次数过高，倍频器的输
出功率和效率就会过低。
作业,2-1,2,4
2.2 谐振功率放大器的性能特点
2.2.1 近似分析方法
1,概述
非谐振功率放大器,集电极负载 为 纯电阻，在特性
曲线上作负载线，画出激励信号下的集电极电流和电压
? 求出功率性能
丙类谐振功率放大器,集电极负载为包含电抗元件
的谐振回路，使得集电极电压，电流波形不同。但二者
又互为确定 (vCE 由 iC 产生，而 vCE 通过基极宽度调制效
应影响 iC)。
要精确分析谐振功放，要解非线性方程，繁琐 。
2,谐振功放的近似分析方法 —— 准静态分析法
(1) 方法基于下面的两个假设
假设一,谐振回路具有 理想的滤波特性,只能产
生基波电压（在倍频器中，只能产生特定次数的谐波
电压），其它分量的电压均可忽略。 所以，尽管集电
极电流为脉冲波，但 集电极电压 却是 余弦 的。同理，
放大器输入端也有谐振回路，尽管基极电流为脉冲波，
但 基极电压 是 余弦 的,可表示为：
tVVv
tVVv
?
?
c o s
c o s
cmCCCE
bmBBBE
??
?? (2-2-1)
假设二,功率管的特性用 输入 和 输出静态特性曲
线 表示，其 高频效应 可忽略。分析时的输出特性曲线，
其参变量采用 vBE，而不是通常的 iB。
(2) 分析步骤
① 由式 2-2-1 确定 vBE 和 vCE：
先设定 VBB,Vbm,VCC,Vcm 四个电量数值,并将 ωt
按等间隔 (ωt = 0o,± 15o,± 30 o,…… ) 给定不同的数
值，则 vBE 和 vCE 便确定 (图 a)。
tVVv
tVVv
?
?
c o s
c o s
cmCCCE
bmBBBE
??
?? (2-2-1)
② 由输出特性画 iC,根据不同间隔上的 vBE和 vCE 值，
在输出特性曲线上 （以 vBE 为参变量） 找到对应的动态
点，由此可以确定 iC 值的波形，其中动态点的连线称为
谐振功率放大器 的 动态线 。
(a) (b)
不到 VCC，因为
导通角小于 ?.
(3) 功率性能分析
① 谐振电阻
用付里叶变换对 iC 脉冲波进行分解，求出其中的
平均分量 IC0 和基波分量 Ic1m。由此可以确定所需的集
电极谐振回路谐振电阻 Re。
c 1 mcme / IVR ?
② 功率性能
DoC
oDC
m1Ccmo
0CCCD
/
2/
PP
PPP
IVP
IVP
?
??
?
?
?
(4) 讨论
四变量 VBB,Vbm,VCC,Vcm
不同,iC的波形和数值就不同，
由此求得的 Re 及相应的功率性能
就不同。应了解四变量的影响。
2.2.2 欠压、临界和过压状态
1,VBB,Vbm,VCC 不变,iC 随 Vcm 的变化规律
(1) iC 的宽度,由图所示,主要取决于 VBB,Vbm，
VBB,Vbm 一定,iC 脉宽近似确定，与 Vcm 关系不大。
(2) iC 的值：
由
tVVv
tVVv
?
?
c o s
c o s
cmCCCE
bmBBBE
??
?? ；
当 ? t = 0 时，
cmCCC E m i nCE
bmBBB E m a xBE,
VVVv
VVvv
???
???
当 VBB,Vbm 即 vBEmax 为 定值 时,Vcm↑→vCEmin↓
动态点 A左移
情况 ① —— A?,Vcm 的取值，使所对应的动态点
处在放大区。
情况 ② —— A?,Vcm 增大，使 ? t = 0 所对应的动
态点处在临界点,iCmax 略微减小。
情况 ③ —— A??,Vcm 继
续增大，使 ? t = 0 所对应的
动态点处在饱和区,iC迅速减
小，电流脉冲出现凹陷，且随
Vcm 增大，凹陷加深。
结论,当 VBB,Vbm,VCC
固定不变,Vcm由小增大时，
CEv 由大变小，故 动态线左移 。
2,欠压、临界、过压
欠压 (Undervoltage),vCEmin 对应的 动态点 处于 放
大区 。
临界 (Critical),vCEmin 对应的 动态点 处于放大区和
饱和区之间的 临界点 。
过压 (Overvoltage),vCEmin 对应的 动态点 处于 饱和
区 。
3,iC平均分量 IC0 与基波分量 Ic1m
ttiI
tiI
??
?
dc os
π
1
d
π2
1
π
π- Cc 1 m
π
π- C0C
?
?
?
?
由此可求功率性能。
由于丙类工作，在管子导通期间,iC 和 cosωt 均为
正值，因此,iC 脉冲越宽，高度越高, IC0 和 Ic1m 就越
大 。如果出现凹陷，则凹陷越深,IC0 和 Ic1m 就越小 。
作业 2-5,2-8
2.2.3 四个电量对性能影响的定性讨论
一、负载特性
1,含义：谐振功放的负载特性 是指 VBB,Vbm 和
VCC 一定，放大器性能随 Re 的变化特性。
2,特性
Re 的增加势必将引起 Vcm 增大 ( )
c 1 mecm IRV ?
Re↑→Vcm↑→vCEmin↓→放大器欠压 →过压 → iC 由 接近
余弦变化的电流脉冲 转变为 中间有凹陷的脉冲波 。
据此可以画出 Ic0 和 Ic1m 随 Re 变化的特性。
Vcm = ReIc1m
Po = VcmIc1m/2
PD = VCCIC0
PC = PD－ Po
?C = Po/ PD
由 IC0 和 Ic1m 的变化就可以画出 Vcm,Po,PD,PC、
?C 随 Re 变化的曲线。
3,讨论
(1) 欠压区,由 图 (a),Re 由小增大时,iC脉冲的高度
略有减小，相应的 IC0,Ic1m 也略有减小，因而由 图 (b)，
Vcm (＝ ReIc1m)和 Po(
e2c1 m RI?
)近似线性增大，而
PD(= VCCIC0) 略有减小,ηC增大,PC 减小。
(2) 过压区,随 Re 增大，电流脉冲高度减小，凹陷
加深，相应的 IC0,Ic1m 减小，结果使 Vcm 略有增加,Po、
PD 减小，且 Po比 PD减小的慢，从而 ?C 略有增加,PC略
有减小。
(3) 匹配负载,如果 Re 的取值使管子工作在临界
状态，则 Po 最大，且 ?C 较大, PC较小，放大器性
能接近最佳性能。将此时的 Re 称为谐振功放的 匹配
负载,用 Reopt 表示。
o
2
C E ( s a t )CC
o
2
cm
e o p t
)(
2
1
2
1
P
VV
P
VR ?????
二、调制特性
包括 集电极调制 和 基极调制 两种特性。
1,集电极调制特性
(1) 含义,VBB,Vbm和 Re一定，放大器性能随 VCC
变化的特性。
(2) 调制特性,VBB、
Vbm一定,则 VBEmax 和 iC
脉宽一定 。而对应于
VCEmin 的动态点必定在
vBE = VBEmax 的那条输出
特性曲线上移动。
① 欠压状态,随 VCC 减小,集电极电流脉冲高度
略有减小，因而 IC0 和 Ic1m 也将略有减小,Vcm( = ReIc1m)
也 略有减小 。
② 过压状态,随 VCC
减小,集电极电流脉冲的高
度降低，凹深加深，因而
IC0,Ic1m,Vcm 将 迅速减小 。
2,基极调制特性
(1) 含义,Vbm,VCC,Re 一定，放大器性能随
VBB 变化的特性。
(2) 调制特性,当 Vbm
一定,VBB 由负向正增大时，
iC不仅宽度增加，而且其高
度增加（因 VBEmax 增大），
因而 IC0 和 Ic1m,Vcm 增大，
结果使 VCEmin 减小，放大
器由欠压进入 过压状态 。
进入过压状态
后，随 VBB向正值
方向增大,集电极
电流 的 宽度和高度
均增加，使凹陷加
深，结果使 IC0 和
Ic1m,Vcm 均将增大，
但增大得十分缓慢，
可认为近似不变。
3,调幅电路
调制特性 是晶体三极管调幅电路的基本特性。
(1) 集电极调幅原理电路
图中,tVtv cbmb c o s)( ?? —— 输入高频载波电压，
ωc —— 载波频率
tVv ??? c o sm? —— 调制信号电压,? 为调制频率
它们与谐振功放电路的 不同 仅是 集电极回路接入
了调制信号电压 。
ttVtv ccmo ) c o s()( ?? 为 谐振回路上的输出电压 。
令 )()(
CC0CC tvVtV ???
作为放大器的 等效集电极电
源电压 。若要求 Vcm按调制信号规律变化，即 Vcm(t) 按
VCC(t) 的规律变换，则根据集电极调制特性，放大器必
须在 VCC(t) 的变化范围内工作在 过压状态 。
(2) 基极调幅原理电路
)()( B B 0BB tvVtV ??? —— 基极偏置电压
使 Vcm 按 VBB(t) 的规律变化，放大器工作在 欠压
状态 。
三、放大特性
1,含义,当 VBB,VCC 和 Re 一定,放大器性能随
Vbm 变化的特性。
2,特性,固定 VBB，增
大 Vbm 与上述固定 Vbm 增
大 VBB 的情况类似，它们
都使 iC 的宽度和高度增大，
放大器由欠压进入过压，
图 (a)。
(1) 谐振功放作为线性功放时
为了使输出信号振幅 Vcm
反映输入信号 Vbm 的变化，放
大器必须在 Vbm 变化范围内工
作在 欠压状态, 图 (b)。
(2) 谐振功放作为振幅限幅器 (Amplitude Limiter)
作用,将 Vbm 在较大范围内的变化转换为 振幅恒
定的输出信号 。
特点,根据放大特性，放大器必须在 Vbm 的变化
范围内工作在 过压状态,或 Vbm 的最小值应大于临界
状态对应的 Vbm 限幅门限电压。
四、四个特性在调试中的应用
在调试谐振功放时，上述 四个特性 十分有用。
例如,一丙类谐振功放，设计在临界状态，若制作
出后,Po 和 ?C 均不能达到要求，则应如何进行调整。
Po 达不到要求，表明放大
器 没在临界 。若增大 Re能使 Po
增大，则根据负载特性，断定
放大器工作在 欠压状态,此时
分别增大 Re,Vbm 和 VBB 或同
时或两两增大均可使放大器 由
欠压 进入 临界 。
若 增大 Re,Po 减小,放大器实际工作在 过压状态,
可 增大 VCC（同时，适当 增大 Re 或 Vbm 或 VBB），需
注意管子安全 。
实际上放大器的工作状态除了改变 Re 外还可以根
据实际情况通过改变 VCC,Vbm,VBB 来判断，不过改
变 Re 较普遍，但不论改变哪个量都必须保证回路谐
振在工作频率上。
2.3 谐振功率放大器电路
在谐振功率放大器中，它的管外电路由 直流馈电
电路 和 滤波匹配网络 两部分组成。
2.3.1 直流馈电电路
1,串馈与并馈
考虑到滤波匹配网络元件的安装方便,馈电电路
(Power Supply Circuit) 对滤波匹配网络的影响。
直流馈电电路分为
?
?
?
?
?
并馈
串馈
(1) 串馈,直流电源 VCC、滤波匹配网络和功率
管 在电路形式上为 串接 的一种馈电方式。
LC—— 高频扼流圈,与 CC 构成
电源滤波电路。
在信号频率上 LC 的感抗很大，接近
开路； CC 的容抗很小，接近短路，目的
是避免信号电流通过直流电源而产生级
间反馈，造成工作不稳定。
cCCCE vVv ??
(2) 并馈,直流电源 VCC、滤波匹配网络 和 功率管
在电路形式上为 并接 的一种馈电方式。
LC —— 高频扼流圈，
CC1 —— 隔直电容，
CC2 —— 电源滤波电容
要求在信号频率上,LC 的感抗很
大，接近开路,CC1,CC2 的容抗很小，
接近短路。
此时，虽然电源与滤波匹配网络在形式上是并联
的，但滤波匹配网络两端电压 vc (t) 直接反映在 LC 上，
因而有
cCCCE vVv ??
。与 串馈电路 相同。
(3) 串馈与并馈的比较：
相同点,两种馈电方式,VCC都能全部加到集电极
上；
不同点,滤波匹配网络的接入方式。
① 串馈,滤波匹配网络处于直流高电位上，网络
元件不能直接接地。
② 并馈,由于 CC1 隔断直流，匹配网络处于直流
地电位上，网络元件可直接接地，安装比串馈方便。
但 LC 和 CC1 与 匹配网络 相并联，它们的分布参数影响
网络调谐。
2,基极偏置电路
(1) 作用,为放大电路提供合适的偏置电压，使
功率管工作在丙类。
(2) 常用类型,三种常用的基极偏置电路 。
① 图 (a),基极偏置电压 由 VCC 通过 RB1 和 RB2 分压
提供，为保证丙类工作，其值应小于功率管的导通电压。
② 图 (b),（ c）,自给偏置电路。
图 (b) 偏置电路,LB,RB,CB1。 RB—— 产生压
降，提供自偏电压； LB —— 避免 RB,CB1对输入滤波
匹配网络的旁路影响
图 (c) 偏置电路,LB —— 产生压降，提供自偏电压；
3,自给偏置电路
(1) 自给偏压 IB0 的产生
以 图 (b) 为 例, ib 为脉冲电流，
可分解为 IB0,Ib1m,Ib2m…
由基尔霍夫定律得
21b iii ??
电流 i2 通路有高频扼流圈 LB，只有直流电流可以
通过，而 ib 中的直流分量为 IB0，故 i2 为 IB0。
ib
i2
i1
(2) 称为自给偏置的原因,当未加输入信号时，偏
置为零；当输入信号由小增大时，由于 IB0 相应增大，
加到 B-E 间的偏置电压 VBE = ? IB0RB 均将向负值方向
增大。这种偏置电压随输入信号电压振幅而变化的效应
称为 自给偏置效应 。
(3) 自给偏置电路的作用：
① 用于放大等幅载波信号的功率放大器，可以在
输入信号振幅变化时起到自动稳定输出电压振幅的作用。
② 用于正弦振荡器，可以提高振荡幅度的稳定性。
③ 若用于线性功率放大器，会使放大器偏离乙类
工作，造成输出信号失真，应当避免。
1,串联谐振回路
(1) 电路：
r —— 固有损耗电阻
(2) 分析
C
LR
VI
?
?
??
1jj
)j()(j S
??
?
式中,rRRR ???
LS 。 LC
1
0 ??
称为 谐振频
率 。此时，回路电流达到最大，并且与 电压同相 。
引入参数
CRR
LQ
0
0
e
1
?
? ?? —— 有载品质因数
Qe 越大，频率选择性越强，滤波效果越好。
.11 LS
0
LS
0
LS
0
e
r
R
r
R
Q
r
R
r
R
r
L
RRr
L
Q
??
?
??
?
??
?
?
?
r
LQ 0
0
?? —— 固有品质因数
由于 R0,RC使 Qe 小于 Q0，增加了通频带宽，要
改善必须增大 Re，除选用 Q0 大的电压外，还要电压
源 RS 小，并限制 RL。
2,并联谐振回路
(1) 电路
(2) 分析
LCRY ???
1jj1)j(
e
???
LSPe //// RRRR ?
)1(j1
)j(
)j(
1)j()j(
e
e
L
CR
RI
Y
IV
?
?
?
?
??
??
????
令回路总电导为 0，求得 谐振角频率
LC
1
0 ??
，
此时，输出电压 V最大，并与 I 同相。
令 CR
L
RQ
0e
0
e
0 ?? ??
L
P
S
P
0
e
1
R
R
R
R
Q
Q
??
? —— 有载品质因数
CRLRQ 0P
0
P
0 ?? ??
—— 固有品质因数
要增大 ?
eQ ? ?SR
的电流源，
?LR 的负载。
2.3.2 滤波匹配网络
1,位置,对交流通路而言，滤波匹配网络 (Filter-
Matched Network)介于功率管 T 和外接负载 RL 之间。
2,对滤波匹配网络的要求（ 3条）
(1) 变换 —— 将外接负载 RL 变换为放大管所要求的
负载 Re，以保证放大器高效率地输出所需功率。
(2) 滤波 —— 充分滤除不
需要的高次谐波分量，以保证
在外接负载上输出所需基波功
率 (在倍频器中为所需的倍频
功率 )。
工程上用 谐波抑制度 Hn表示滤波性能的好坏。
设 IL1m 和 ILnm 分别为通过外接负载 电流 中 基波 和
n 次谐波 分量的振幅，相应的基波和 n 次谐波 功率 分
别为 PL 和 PLn，则对 n 次谐波的 谐波抑制度 定义为
L 1 m
mL
L
L lg20lg10
I
I
P
PH nn
n ??
Hn 越小，网络对 n 次谐
波的抑制能力越强。通常 n
选 2，即 对二次谐波的抑制度 。
(3) 高效 —— 将功率管给出的信号功率 Po 高效地传
送到外接负载上，即要求网络的 传输效率
oLK / PP??
接近 1。
3,讨论
(1) 谐波抑制度 Hn和传输效率 ηK
间的矛盾
在实际滤波匹配网络中，提高谐波
抑制度 Hn，就会牺牲传输效率 ηK，反
之亦然。
(2) 说明
通过 LC 并联谐振回路来简要说明。
图 中 L 和 C 为滤波网络 (在谐振功放中，简称 L 型
网络 ),rL为 L 中的 固有损耗电阻, RL 为外接 负载电阻 。
令
L00 /)( rLQ ??
为回路 固有品质因数,在高 Q 条
件下，它的 有载品质因数 Qe 近似为
)(
LL
L
0
LL
0
e Rr
rQ
Rr
LQ
????
?
显然，当 Q0 一定时,Qe 越小，即 RL 越大于 rL，
相应的 ηK就越大。但 Qe 越小，回路谐振曲线越平坦，
对谐波的抑制能力就越差。
谐振功放 匹配滤波网络 的基本
形式两种（ F2-3-4,F2-1-4）。
其作用：阻抗匹配、选频滤波。
满足上述要求的匹配滤波网络
形式有多种。
不论形式有何不同，均可由下
述串 -并联阻抗变换公式将其等效
为上述两种基本网络的组合。
常用滤波匹配网络的结构、组
成元件的表达式参阅教材表 2-3-1。
4,串、并联阻抗转换公式
若将一个由电抗和电阻相串接的电路与相并接的
电路等效转换，根据 等效原理,令两者的 端导纳相等,
即
sspp j
1
j
11
XRXR ???
(1) 串转并公式
由此得
?
?
?
?
?
)1( 2es
s
2
s
2
s
p QRR
XRR ????
s
sp
s
2
e
2
s
s
2
s
2
s
p
)1(
X
RR
X
QR
X
XR
X ?
?
?
?
?
(2) 并转串公式
?
?
?
?
?
2
e
p
s 1 Q
RR
?
?
p
ps
s X
RRX ?(3) 说明
① 式中,
p
p
s
s
e X
R
R
XQ ?? ② Xp 和 Xs 为实数
③ 电容,XＣ
C?
1?? 电感,XL＝ ?L
上述各式表明, Qe 取定后,Rp 和 Rs,Xp 和 Xs
之间可以相互转换。转换前后的电抗性质不变 (Xs 和
Xp 有相同的正负号 )。
5,滤波匹配网络的设计
在谐振功率放大器中，为了提高传输效率，回路
的有载品质因数都较小，一般在 10 以下。考虑到谐波
抑制度，常用的滤波匹配网络除了上述最简单的 L 型
外，更多的是由三个电抗元件组成的 ?,T 型 以及由
它们组成的多级混合网络。下面就介绍 滤波匹配网络
的阻抗变换特性 。
假设滤波匹配网络的固有损
耗电阻为零，即 回路传输效率 趋
近于 1,外接负载电阻 为 RL，
要求与 Re 和 C0 的串接或并接阻
抗相匹配,C0为 功率管的
分布电容 。利用串并联阻抗转换公式，就可以导出各
种滤波匹配网络的元件表达式。
例 1,图 (a)为 T 型滤波匹配网络,要求与 Re 和
C0 串接阻抗匹配,求各元件表达式 。
)1( e22Lp2 QRR ??
e2
p2
2
Lp2
p2 Q
R
X
RRX
C
??? (注意 XC2 含负号 )
111 LCC X//XX ???
解,将 T 型网络 分割成两个串接的 L 型网络,图
中 。
再对这两个 L 型网络 进行分析。
在后一个 L 型网络 中，将 XC2 和 RL 的串接阻抗转
换为 Xp2 和 Rp2 的并接阻抗, 分别取值为
其中，
L2e2 R/XQ C?
0' p21 ?? XX L
令,回路并联谐振，则 L 型网络 呈现
的 谐振电阻 为
)1(' e22Lp2e QRRR ???
且网络元件的表达式为
Le22 RQX C ??, e2p2p21 /' QRXX L ???
1e
2
e
s1 1
'
Q
RR
?
?
再来分析前一个 L
型网络,它的负载电阻
为 。将
e'R 1'CX e'R
和
的并接阻抗转换为 Xs1
和 Rs1 的串接阻抗，分
别为
s1e1
1
e1s1
s1 '
' RQ
X
RRX
C
???
其中 1ee1 '/' CXRQ ? 。令 0
s110 ??? XXX LC
，回路
串联谐振，则 L 型网络 呈现的谐振电阻
e12
e22
L
e12
e
s1e 1
1
1
'
Q
QR
Q
RRR
?
??
???
或
1)1( 1e2
L
e
e2 ??? QR
RQ,
由于 Qe2 为正实数，因而
Le12e )1( RQR ??
根号内的值应大于零，
故有
相应网络元件的表达式 为
e1e1 /'' QRX C ??
ee1s1e1s101 RQRQXXX CL ?????
? 若已知 Re,C0 与 RL，并选定 Qe1，则 T 型网络
的各元件值由下列各式确定：
式中,
1)1( e12
L
e ??? Q
R
RA )1( e12e QRB ??
AQ
B
QBAB
ABQB
XXX LCC
?
??
?
?
??
e1e1
e1
111
)/()/(
)/)(/(
'//'
0ee11 CL XRQX ??
L2 ARX C ??
的匹配要
求。但由于 Re 越接近 RL，
A 越趋近 Qe1,XC1 就越大，
相应 C1 就越小，而过
讨论,该网络仅适用于
)1/( e12Le QRR ??
小的 C1，在实践上是难以实现的，故此处,Re 不易接
近 RL。
例 2,图示 ? 型滤波匹配网络,要求与 Re,C0
的并接阻抗匹配，求各元件表达式。
解,首先取
001 ?? CL XX
,L1 和 C0 并联谐振，网络
得到简化，然后将 XL2 用虚线分成两个串联电感，即
222 "' LLL XXX ??
。在由
2"LX
与 XC2 组成的 L 型网络 中，
它的负载为 RL，现将 XC2与 RL 并联阻抗转换为串联阻
抗 Xs2和 Rs2。并令 0"
s22 ?? XX L
，网络串联谐振，
结果是网络呈现的 谐振电阻 为：
e22
L
S2e 1' Q
RRR
???
且
e2Ls2Le2 //' QRXRRX C ???
Le22Le2 /'" RQXRRX CL ???
在由 XC1 和
2"LX
组成的网络中，它的负载为
e'R
，
现令
0' 21 ?? LC XX 回路串联谐振,因而
e22
L
ee 1' Q
RRR
???
或
e
eL
e2 R
RRQ ??
由于
e2Q
恒为正实数，故有 RL＞
eR
设
e1e1 / RXQ C?
，则
ee10 RQX C ??
，
ee112 RQXX CL ????
若已知 Re,C0 和 RL，并选定
e1Q
，则网络元件值
下列各式确定
2Le12
eL
e
L2
ee11
01
/
CCL
C
C
CL
XRRXX
RR
R
RX
RQX
XX
???
?
???
??
??
该网络适用于 RL＞
eR
的匹配要求。
2.1 谐振功率放大器的工作原理
2.2 谐振功率放大器的性能特点
2.3 谐振功率放大器电路
第 2 章 谐振功率放大器
谐振功放 是一种用谐振系统作为匹配网络的功率
放大器，一般工作在 丙类（或丁类、乙类）,主要用
在无线电发射机中，用来对 载波或已调波 进行功率放
大。
用途：对载波或已调波进行功率放大
构成：匹配网络为谐振系统
应用状态：丙类（或丁类、乙类）
2.1 谐振功率放大器的工作原理
在谐振功率放大器中，它的管外电路由 直流馈电电
路 和 滤波匹配网络 两部分组成。
2.1.1 丙类谐振功率放大器
1,电路组成
ZL —— 外接负载,呈阻抗性，用 CL与 RL串联等
效电路表示。
Lr 和 Cr —— 匹配网络,
与 ZL 组成并联谐振回路。调
节 Cr 使回路谐振在输入信号
频率。
VBB—— 基极偏置电压,
设置在功率管的截止区，以
实现丙类工作。
2,集电极电流 ic
若忽略基区宽度调制效应及管
子结电容的影响，则在输入信号电
压 tVtv
sbmb c o s)( ??
的作用下，
根据, tVVtvVv
sbmBBbBBBE c o s)( ?????
在静态转移特性曲线 (ic～ vBE)上画
出的集电极电流波形是一串周期重
复的脉冲序列，脉冲宽度小于半
个周期。用 付里叶级数 可将电流
脉冲序列分解为 平均分量、基波
分量 和 各次谐波分量 之和,即
???????
????????
tItII
iiIi
sc 2 msc 1 m0C
c2c1C0C
c o s 2c o s ??
3,输出电压 vo
(1) 对基波分量
由于集电极谐振回路调谐在输入信号频率上，因而
它对 iC 中的基波分量呈现的阻抗最大，且为纯电阻，
称为 谐振电阻,在高 Q 回路中，其值 Re 近似为
Lt
r
L
2
r
2
0
e RC
L
R
LR ?? ?
式中，
Lr
Lr
t CC
CCC
??
—— 回路总电容
trs0 /1 CL?? ??
—— 回路谐振角频率
Lr0e / RLQ ??
—— 回路有载品质因数
(2) 对非基波分量
谐振回路对 iC 中的其它分量呈现的阻抗均很小,平
均分量和各次谐波分量 产生的电压均可忽略。
结论,回路上仅有由基波分量产生的电压 vc，因而
在负载上可得到所需的不失真信号功率。
小结,丙类谐振功率放大器的功能
(1) 选频,利用谐振回路的选频作用，可将失真的
集电极电流脉冲变换为不失真的输出余弦电压。
(2) 阻抗匹配,谐振回路将含有电抗分量的外接负
载变换为谐振电阻 Re，而且调节 Lr 和 Cr 还能保持回
路谐振时使 Re 等于放大管所需的集电极负载值，实现
阻抗匹配。
所以，谐振功率放大器中，谐振回路起到 选频 和 匹
配负载 的双重作用。
4,丙类功放的功率特性分析
(1) 丙类功放的问题
若提高集电极效率，管子
导通时间减小；但引起 iC 中基
波分量幅度 Icm 减小，从而导
致输出功率减小。
(2) 解决方法
① 将基极偏置电压 VBB 向负值方向增大，减少管
子导通时间。
② 增大集电极脉冲高度，即提高输入激励电压幅
度 Vbm,使减小导通时间的同时维持输出功率不变。
③ 后果,加到基极
上的最大反向电压 (VBB
－ Vbm)可能使功率管发
射结反向击穿。
在维持输出功率
的条件下，一味地减
管子导通时间来提高
集电极效率的做法往往是不现实的。为进一步提高效率，
可采用开关工作的 谐振功率放大器 —— 丁类。
2.1.2 丁类和戊类谐振功率放大器
1,丁类简介
(1) 电路
Tr 次级两绕组相同，极性相反。
T1 和 T2 特性配对，为 同型管 。
(2) 原理
若 vi 足够大，则
vi ＞ 0时, T1饱和导通,T2 截止，
C E ( s a t )CCA1 vVv ??
vi ＜ 0,T2 饱和导通,T1 截止，
C E ( s a t )A2 vv ?
A 点幅值：
vA = vA1? vA2 =
C E ( s a t )CC 2 vV ?
该电压加到 L,C,R 串联谐振
回路上，若谐振回路工作在输入信
号角频率上,且其 Q 值足够高，则
可近似认为通过回路的电流 iL 是
角频率为 ? 的余弦波,RL 上获得
不失真输出功率。
(3) 性能特点
① T1,T2 尽管导通电流很大，但相应的管压降很
小 ( )
CE(sat)v
，管耗小，放大器的效率高。 (90% 以上 )
② 考虑结电容、分布电容等影响，实际波形如 vA
虚线 所示，管子动态管耗增大，丁类功放效率受限。
2,戊类放大器
为了克服这个缺点，在开关
工作的基础上采用一个特殊设计
的集电极，保证 vCE 为最小值的
一段期间内，才有集电极电流流
通，这是正在发展的 戊类放大器 。
2,实现原理
在丙类谐振放大器中，将输出谐振回路调谐在输入
信号频率的 n 次谐波上，则输出谐振回路上仅有 iC 中
的 n次谐波分量产生的高频电压，而其它分量产生的
电压均可忽略，因而 RL 上得到了频率为输入信号频率
n 倍的输出信号功率。
2.1.3 倍频器
1,概念
倍频器 (Frequency Multiplier),将输入信号的频
率倍增 n 倍的电路。
3,倍频电路
② 滤波。 谐振回路需滤除高于 n 和低于 n 的各次分
量。低于 n 的分量幅度较大，滤除较难。倍频次数越高，
对谐振回路提出的滤波要求越苛刻，不易实现。
(2) 变容二极管、阶跃二极管 构成 参量倍频器,适用
于倍频次数较高时。
(1) 三极管倍频器
倍频次数不能太高，一般为 二倍或三倍频 。 原因：
① 效率。 集电极电流脉冲中包含的谐波分量的幅度
随着 n 的增加而迅速减小。倍频次数过高，倍频器的输
出功率和效率就会过低。
作业,2-1,2,4
2.2 谐振功率放大器的性能特点
2.2.1 近似分析方法
1,概述
非谐振功率放大器,集电极负载 为 纯电阻，在特性
曲线上作负载线，画出激励信号下的集电极电流和电压
? 求出功率性能
丙类谐振功率放大器,集电极负载为包含电抗元件
的谐振回路，使得集电极电压，电流波形不同。但二者
又互为确定 (vCE 由 iC 产生，而 vCE 通过基极宽度调制效
应影响 iC)。
要精确分析谐振功放，要解非线性方程，繁琐 。
2,谐振功放的近似分析方法 —— 准静态分析法
(1) 方法基于下面的两个假设
假设一,谐振回路具有 理想的滤波特性,只能产
生基波电压（在倍频器中，只能产生特定次数的谐波
电压），其它分量的电压均可忽略。 所以，尽管集电
极电流为脉冲波，但 集电极电压 却是 余弦 的。同理，
放大器输入端也有谐振回路，尽管基极电流为脉冲波，
但 基极电压 是 余弦 的,可表示为：
tVVv
tVVv
?
?
c o s
c o s
cmCCCE
bmBBBE
??
?? (2-2-1)
假设二,功率管的特性用 输入 和 输出静态特性曲
线 表示，其 高频效应 可忽略。分析时的输出特性曲线，
其参变量采用 vBE，而不是通常的 iB。
(2) 分析步骤
① 由式 2-2-1 确定 vBE 和 vCE：
先设定 VBB,Vbm,VCC,Vcm 四个电量数值,并将 ωt
按等间隔 (ωt = 0o,± 15o,± 30 o,…… ) 给定不同的数
值，则 vBE 和 vCE 便确定 (图 a)。
tVVv
tVVv
?
?
c o s
c o s
cmCCCE
bmBBBE
??
?? (2-2-1)
② 由输出特性画 iC,根据不同间隔上的 vBE和 vCE 值，
在输出特性曲线上 （以 vBE 为参变量） 找到对应的动态
点，由此可以确定 iC 值的波形，其中动态点的连线称为
谐振功率放大器 的 动态线 。
(a) (b)
不到 VCC，因为
导通角小于 ?.
(3) 功率性能分析
① 谐振电阻
用付里叶变换对 iC 脉冲波进行分解，求出其中的
平均分量 IC0 和基波分量 Ic1m。由此可以确定所需的集
电极谐振回路谐振电阻 Re。
c 1 mcme / IVR ?
② 功率性能
DoC
oDC
m1Ccmo
0CCCD
/
2/
PP
PPP
IVP
IVP
?
??
?
?
?
(4) 讨论
四变量 VBB,Vbm,VCC,Vcm
不同,iC的波形和数值就不同，
由此求得的 Re 及相应的功率性能
就不同。应了解四变量的影响。
2.2.2 欠压、临界和过压状态
1,VBB,Vbm,VCC 不变,iC 随 Vcm 的变化规律
(1) iC 的宽度,由图所示,主要取决于 VBB,Vbm，
VBB,Vbm 一定,iC 脉宽近似确定，与 Vcm 关系不大。
(2) iC 的值：
由
tVVv
tVVv
?
?
c o s
c o s
cmCCCE
bmBBBE
??
?? ；
当 ? t = 0 时，
cmCCC E m i nCE
bmBBB E m a xBE,
VVVv
VVvv
???
???
当 VBB,Vbm 即 vBEmax 为 定值 时,Vcm↑→vCEmin↓
动态点 A左移
情况 ① —— A?,Vcm 的取值，使所对应的动态点
处在放大区。
情况 ② —— A?,Vcm 增大，使 ? t = 0 所对应的动
态点处在临界点,iCmax 略微减小。
情况 ③ —— A??,Vcm 继
续增大，使 ? t = 0 所对应的
动态点处在饱和区,iC迅速减
小，电流脉冲出现凹陷，且随
Vcm 增大，凹陷加深。
结论,当 VBB,Vbm,VCC
固定不变,Vcm由小增大时，
CEv 由大变小，故 动态线左移 。
2,欠压、临界、过压
欠压 (Undervoltage),vCEmin 对应的 动态点 处于 放
大区 。
临界 (Critical),vCEmin 对应的 动态点 处于放大区和
饱和区之间的 临界点 。
过压 (Overvoltage),vCEmin 对应的 动态点 处于 饱和
区 。
3,iC平均分量 IC0 与基波分量 Ic1m
ttiI
tiI
??
?
dc os
π
1
d
π2
1
π
π- Cc 1 m
π
π- C0C
?
?
?
?
由此可求功率性能。
由于丙类工作，在管子导通期间,iC 和 cosωt 均为
正值，因此,iC 脉冲越宽，高度越高, IC0 和 Ic1m 就越
大 。如果出现凹陷，则凹陷越深,IC0 和 Ic1m 就越小 。
作业 2-5,2-8
2.2.3 四个电量对性能影响的定性讨论
一、负载特性
1,含义：谐振功放的负载特性 是指 VBB,Vbm 和
VCC 一定，放大器性能随 Re 的变化特性。
2,特性
Re 的增加势必将引起 Vcm 增大 ( )
c 1 mecm IRV ?
Re↑→Vcm↑→vCEmin↓→放大器欠压 →过压 → iC 由 接近
余弦变化的电流脉冲 转变为 中间有凹陷的脉冲波 。
据此可以画出 Ic0 和 Ic1m 随 Re 变化的特性。
Vcm = ReIc1m
Po = VcmIc1m/2
PD = VCCIC0
PC = PD－ Po
?C = Po/ PD
由 IC0 和 Ic1m 的变化就可以画出 Vcm,Po,PD,PC、
?C 随 Re 变化的曲线。
3,讨论
(1) 欠压区,由 图 (a),Re 由小增大时,iC脉冲的高度
略有减小，相应的 IC0,Ic1m 也略有减小，因而由 图 (b)，
Vcm (＝ ReIc1m)和 Po(
e2c1 m RI?
)近似线性增大，而
PD(= VCCIC0) 略有减小,ηC增大,PC 减小。
(2) 过压区,随 Re 增大，电流脉冲高度减小，凹陷
加深，相应的 IC0,Ic1m 减小，结果使 Vcm 略有增加,Po、
PD 减小，且 Po比 PD减小的慢，从而 ?C 略有增加,PC略
有减小。
(3) 匹配负载,如果 Re 的取值使管子工作在临界
状态，则 Po 最大，且 ?C 较大, PC较小，放大器性
能接近最佳性能。将此时的 Re 称为谐振功放的 匹配
负载,用 Reopt 表示。
o
2
C E ( s a t )CC
o
2
cm
e o p t
)(
2
1
2
1
P
VV
P
VR ?????
二、调制特性
包括 集电极调制 和 基极调制 两种特性。
1,集电极调制特性
(1) 含义,VBB,Vbm和 Re一定，放大器性能随 VCC
变化的特性。
(2) 调制特性,VBB、
Vbm一定,则 VBEmax 和 iC
脉宽一定 。而对应于
VCEmin 的动态点必定在
vBE = VBEmax 的那条输出
特性曲线上移动。
① 欠压状态,随 VCC 减小,集电极电流脉冲高度
略有减小，因而 IC0 和 Ic1m 也将略有减小,Vcm( = ReIc1m)
也 略有减小 。
② 过压状态,随 VCC
减小,集电极电流脉冲的高
度降低，凹深加深，因而
IC0,Ic1m,Vcm 将 迅速减小 。
2,基极调制特性
(1) 含义,Vbm,VCC,Re 一定，放大器性能随
VBB 变化的特性。
(2) 调制特性,当 Vbm
一定,VBB 由负向正增大时，
iC不仅宽度增加，而且其高
度增加（因 VBEmax 增大），
因而 IC0 和 Ic1m,Vcm 增大，
结果使 VCEmin 减小，放大
器由欠压进入 过压状态 。
进入过压状态
后，随 VBB向正值
方向增大,集电极
电流 的 宽度和高度
均增加，使凹陷加
深，结果使 IC0 和
Ic1m,Vcm 均将增大，
但增大得十分缓慢，
可认为近似不变。
3,调幅电路
调制特性 是晶体三极管调幅电路的基本特性。
(1) 集电极调幅原理电路
图中,tVtv cbmb c o s)( ?? —— 输入高频载波电压，
ωc —— 载波频率
tVv ??? c o sm? —— 调制信号电压,? 为调制频率
它们与谐振功放电路的 不同 仅是 集电极回路接入
了调制信号电压 。
ttVtv ccmo ) c o s()( ?? 为 谐振回路上的输出电压 。
令 )()(
CC0CC tvVtV ???
作为放大器的 等效集电极电
源电压 。若要求 Vcm按调制信号规律变化，即 Vcm(t) 按
VCC(t) 的规律变换，则根据集电极调制特性，放大器必
须在 VCC(t) 的变化范围内工作在 过压状态 。
(2) 基极调幅原理电路
)()( B B 0BB tvVtV ??? —— 基极偏置电压
使 Vcm 按 VBB(t) 的规律变化，放大器工作在 欠压
状态 。
三、放大特性
1,含义,当 VBB,VCC 和 Re 一定,放大器性能随
Vbm 变化的特性。
2,特性,固定 VBB，增
大 Vbm 与上述固定 Vbm 增
大 VBB 的情况类似，它们
都使 iC 的宽度和高度增大，
放大器由欠压进入过压，
图 (a)。
(1) 谐振功放作为线性功放时
为了使输出信号振幅 Vcm
反映输入信号 Vbm 的变化，放
大器必须在 Vbm 变化范围内工
作在 欠压状态, 图 (b)。
(2) 谐振功放作为振幅限幅器 (Amplitude Limiter)
作用,将 Vbm 在较大范围内的变化转换为 振幅恒
定的输出信号 。
特点,根据放大特性，放大器必须在 Vbm 的变化
范围内工作在 过压状态,或 Vbm 的最小值应大于临界
状态对应的 Vbm 限幅门限电压。
四、四个特性在调试中的应用
在调试谐振功放时，上述 四个特性 十分有用。
例如,一丙类谐振功放，设计在临界状态，若制作
出后,Po 和 ?C 均不能达到要求，则应如何进行调整。
Po 达不到要求，表明放大
器 没在临界 。若增大 Re能使 Po
增大，则根据负载特性，断定
放大器工作在 欠压状态,此时
分别增大 Re,Vbm 和 VBB 或同
时或两两增大均可使放大器 由
欠压 进入 临界 。
若 增大 Re,Po 减小,放大器实际工作在 过压状态,
可 增大 VCC（同时，适当 增大 Re 或 Vbm 或 VBB），需
注意管子安全 。
实际上放大器的工作状态除了改变 Re 外还可以根
据实际情况通过改变 VCC,Vbm,VBB 来判断，不过改
变 Re 较普遍，但不论改变哪个量都必须保证回路谐
振在工作频率上。
2.3 谐振功率放大器电路
在谐振功率放大器中，它的管外电路由 直流馈电
电路 和 滤波匹配网络 两部分组成。
2.3.1 直流馈电电路
1,串馈与并馈
考虑到滤波匹配网络元件的安装方便,馈电电路
(Power Supply Circuit) 对滤波匹配网络的影响。
直流馈电电路分为
?
?
?
?
?
并馈
串馈
(1) 串馈,直流电源 VCC、滤波匹配网络和功率
管 在电路形式上为 串接 的一种馈电方式。
LC—— 高频扼流圈,与 CC 构成
电源滤波电路。
在信号频率上 LC 的感抗很大，接近
开路； CC 的容抗很小，接近短路，目的
是避免信号电流通过直流电源而产生级
间反馈，造成工作不稳定。
cCCCE vVv ??
(2) 并馈,直流电源 VCC、滤波匹配网络 和 功率管
在电路形式上为 并接 的一种馈电方式。
LC —— 高频扼流圈，
CC1 —— 隔直电容，
CC2 —— 电源滤波电容
要求在信号频率上,LC 的感抗很
大，接近开路,CC1,CC2 的容抗很小，
接近短路。
此时，虽然电源与滤波匹配网络在形式上是并联
的，但滤波匹配网络两端电压 vc (t) 直接反映在 LC 上，
因而有
cCCCE vVv ??
。与 串馈电路 相同。
(3) 串馈与并馈的比较：
相同点,两种馈电方式,VCC都能全部加到集电极
上；
不同点,滤波匹配网络的接入方式。
① 串馈,滤波匹配网络处于直流高电位上，网络
元件不能直接接地。
② 并馈,由于 CC1 隔断直流，匹配网络处于直流
地电位上，网络元件可直接接地，安装比串馈方便。
但 LC 和 CC1 与 匹配网络 相并联，它们的分布参数影响
网络调谐。
2,基极偏置电路
(1) 作用,为放大电路提供合适的偏置电压，使
功率管工作在丙类。
(2) 常用类型,三种常用的基极偏置电路 。
① 图 (a),基极偏置电压 由 VCC 通过 RB1 和 RB2 分压
提供，为保证丙类工作，其值应小于功率管的导通电压。
② 图 (b),（ c）,自给偏置电路。
图 (b) 偏置电路,LB,RB,CB1。 RB—— 产生压
降，提供自偏电压； LB —— 避免 RB,CB1对输入滤波
匹配网络的旁路影响
图 (c) 偏置电路,LB —— 产生压降，提供自偏电压；
3,自给偏置电路
(1) 自给偏压 IB0 的产生
以 图 (b) 为 例, ib 为脉冲电流，
可分解为 IB0,Ib1m,Ib2m…
由基尔霍夫定律得
21b iii ??
电流 i2 通路有高频扼流圈 LB，只有直流电流可以
通过，而 ib 中的直流分量为 IB0，故 i2 为 IB0。
ib
i2
i1
(2) 称为自给偏置的原因,当未加输入信号时，偏
置为零；当输入信号由小增大时，由于 IB0 相应增大，
加到 B-E 间的偏置电压 VBE = ? IB0RB 均将向负值方向
增大。这种偏置电压随输入信号电压振幅而变化的效应
称为 自给偏置效应 。
(3) 自给偏置电路的作用：
① 用于放大等幅载波信号的功率放大器，可以在
输入信号振幅变化时起到自动稳定输出电压振幅的作用。
② 用于正弦振荡器，可以提高振荡幅度的稳定性。
③ 若用于线性功率放大器，会使放大器偏离乙类
工作，造成输出信号失真，应当避免。
1,串联谐振回路
(1) 电路：
r —— 固有损耗电阻
(2) 分析
C
LR
VI
?
?
??
1jj
)j()(j S
??
?
式中,rRRR ???
LS 。 LC
1
0 ??
称为 谐振频
率 。此时，回路电流达到最大，并且与 电压同相 。
引入参数
CRR
LQ
0
0
e
1
?
? ?? —— 有载品质因数
Qe 越大，频率选择性越强，滤波效果越好。
.11 LS
0
LS
0
LS
0
e
r
R
r
R
Q
r
R
r
R
r
L
RRr
L
Q
??
?
??
?
??
?
?
?
r
LQ 0
0
?? —— 固有品质因数
由于 R0,RC使 Qe 小于 Q0，增加了通频带宽，要
改善必须增大 Re，除选用 Q0 大的电压外，还要电压
源 RS 小，并限制 RL。
2,并联谐振回路
(1) 电路
(2) 分析
LCRY ???
1jj1)j(
e
???
LSPe //// RRRR ?
)1(j1
)j(
)j(
1)j()j(
e
e
L
CR
RI
Y
IV
?
?
?
?
??
??
????
令回路总电导为 0，求得 谐振角频率
LC
1
0 ??
，
此时，输出电压 V最大，并与 I 同相。
令 CR
L
RQ
0e
0
e
0 ?? ??
L
P
S
P
0
e
1
R
R
R
R
Q
Q
??
? —— 有载品质因数
CRLRQ 0P
0
P
0 ?? ??
—— 固有品质因数
要增大 ?
eQ ? ?SR
的电流源，
?LR 的负载。
2.3.2 滤波匹配网络
1,位置,对交流通路而言，滤波匹配网络 (Filter-
Matched Network)介于功率管 T 和外接负载 RL 之间。
2,对滤波匹配网络的要求（ 3条）
(1) 变换 —— 将外接负载 RL 变换为放大管所要求的
负载 Re，以保证放大器高效率地输出所需功率。
(2) 滤波 —— 充分滤除不
需要的高次谐波分量，以保证
在外接负载上输出所需基波功
率 (在倍频器中为所需的倍频
功率 )。
工程上用 谐波抑制度 Hn表示滤波性能的好坏。
设 IL1m 和 ILnm 分别为通过外接负载 电流 中 基波 和
n 次谐波 分量的振幅，相应的基波和 n 次谐波 功率 分
别为 PL 和 PLn，则对 n 次谐波的 谐波抑制度 定义为
L 1 m
mL
L
L lg20lg10
I
I
P
PH nn
n ??
Hn 越小，网络对 n 次谐
波的抑制能力越强。通常 n
选 2，即 对二次谐波的抑制度 。
(3) 高效 —— 将功率管给出的信号功率 Po 高效地传
送到外接负载上，即要求网络的 传输效率
oLK / PP??
接近 1。
3,讨论
(1) 谐波抑制度 Hn和传输效率 ηK
间的矛盾
在实际滤波匹配网络中，提高谐波
抑制度 Hn，就会牺牲传输效率 ηK，反
之亦然。
(2) 说明
通过 LC 并联谐振回路来简要说明。
图 中 L 和 C 为滤波网络 (在谐振功放中，简称 L 型
网络 ),rL为 L 中的 固有损耗电阻, RL 为外接 负载电阻 。
令
L00 /)( rLQ ??
为回路 固有品质因数,在高 Q 条
件下，它的 有载品质因数 Qe 近似为
)(
LL
L
0
LL
0
e Rr
rQ
Rr
LQ
????
?
显然，当 Q0 一定时,Qe 越小，即 RL 越大于 rL，
相应的 ηK就越大。但 Qe 越小，回路谐振曲线越平坦，
对谐波的抑制能力就越差。
谐振功放 匹配滤波网络 的基本
形式两种（ F2-3-4,F2-1-4）。
其作用：阻抗匹配、选频滤波。
满足上述要求的匹配滤波网络
形式有多种。
不论形式有何不同，均可由下
述串 -并联阻抗变换公式将其等效
为上述两种基本网络的组合。
常用滤波匹配网络的结构、组
成元件的表达式参阅教材表 2-3-1。
4,串、并联阻抗转换公式
若将一个由电抗和电阻相串接的电路与相并接的
电路等效转换，根据 等效原理,令两者的 端导纳相等,
即
sspp j
1
j
11
XRXR ???
(1) 串转并公式
由此得
?
?
?
?
?
)1( 2es
s
2
s
2
s
p QRR
XRR ????
s
sp
s
2
e
2
s
s
2
s
2
s
p
)1(
X
RR
X
QR
X
XR
X ?
?
?
?
?
(2) 并转串公式
?
?
?
?
?
2
e
p
s 1 Q
RR
?
?
p
ps
s X
RRX ?(3) 说明
① 式中,
p
p
s
s
e X
R
R
XQ ?? ② Xp 和 Xs 为实数
③ 电容,XＣ
C?
1?? 电感,XL＝ ?L
上述各式表明, Qe 取定后,Rp 和 Rs,Xp 和 Xs
之间可以相互转换。转换前后的电抗性质不变 (Xs 和
Xp 有相同的正负号 )。
5,滤波匹配网络的设计
在谐振功率放大器中，为了提高传输效率，回路
的有载品质因数都较小，一般在 10 以下。考虑到谐波
抑制度，常用的滤波匹配网络除了上述最简单的 L 型
外，更多的是由三个电抗元件组成的 ?,T 型 以及由
它们组成的多级混合网络。下面就介绍 滤波匹配网络
的阻抗变换特性 。
假设滤波匹配网络的固有损
耗电阻为零，即 回路传输效率 趋
近于 1,外接负载电阻 为 RL，
要求与 Re 和 C0 的串接或并接阻
抗相匹配,C0为 功率管的
分布电容 。利用串并联阻抗转换公式，就可以导出各
种滤波匹配网络的元件表达式。
例 1,图 (a)为 T 型滤波匹配网络,要求与 Re 和
C0 串接阻抗匹配,求各元件表达式 。
)1( e22Lp2 QRR ??
e2
p2
2
Lp2
p2 Q
R
X
RRX
C
??? (注意 XC2 含负号 )
111 LCC X//XX ???
解,将 T 型网络 分割成两个串接的 L 型网络,图
中 。
再对这两个 L 型网络 进行分析。
在后一个 L 型网络 中，将 XC2 和 RL 的串接阻抗转
换为 Xp2 和 Rp2 的并接阻抗, 分别取值为
其中，
L2e2 R/XQ C?
0' p21 ?? XX L
令,回路并联谐振，则 L 型网络 呈现
的 谐振电阻 为
)1(' e22Lp2e QRRR ???
且网络元件的表达式为
Le22 RQX C ??, e2p2p21 /' QRXX L ???
1e
2
e
s1 1
'
Q
RR
?
?
再来分析前一个 L
型网络,它的负载电阻
为 。将
e'R 1'CX e'R
和
的并接阻抗转换为 Xs1
和 Rs1 的串接阻抗，分
别为
s1e1
1
e1s1
s1 '
' RQ
X
RRX
C
???
其中 1ee1 '/' CXRQ ? 。令 0
s110 ??? XXX LC
，回路
串联谐振，则 L 型网络 呈现的谐振电阻
e12
e22
L
e12
e
s1e 1
1
1
'
Q
QR
Q
RRR
?
??
???
或
1)1( 1e2
L
e
e2 ??? QR
RQ,
由于 Qe2 为正实数，因而
Le12e )1( RQR ??
根号内的值应大于零，
故有
相应网络元件的表达式 为
e1e1 /'' QRX C ??
ee1s1e1s101 RQRQXXX CL ?????
? 若已知 Re,C0 与 RL，并选定 Qe1，则 T 型网络
的各元件值由下列各式确定：
式中,
1)1( e12
L
e ??? Q
R
RA )1( e12e QRB ??
AQ
B
QBAB
ABQB
XXX LCC
?
??
?
?
??
e1e1
e1
111
)/()/(
)/)(/(
'//'
0ee11 CL XRQX ??
L2 ARX C ??
的匹配要
求。但由于 Re 越接近 RL，
A 越趋近 Qe1,XC1 就越大，
相应 C1 就越小，而过
讨论,该网络仅适用于
)1/( e12Le QRR ??
小的 C1，在实践上是难以实现的，故此处,Re 不易接
近 RL。
例 2,图示 ? 型滤波匹配网络,要求与 Re,C0
的并接阻抗匹配，求各元件表达式。
解,首先取
001 ?? CL XX
,L1 和 C0 并联谐振，网络
得到简化，然后将 XL2 用虚线分成两个串联电感，即
222 "' LLL XXX ??
。在由
2"LX
与 XC2 组成的 L 型网络 中，
它的负载为 RL，现将 XC2与 RL 并联阻抗转换为串联阻
抗 Xs2和 Rs2。并令 0"
s22 ?? XX L
，网络串联谐振，
结果是网络呈现的 谐振电阻 为：
e22
L
S2e 1' Q
RRR
???
且
e2Ls2Le2 //' QRXRRX C ???
Le22Le2 /'" RQXRRX CL ???
在由 XC1 和
2"LX
组成的网络中，它的负载为
e'R
，
现令
0' 21 ?? LC XX 回路串联谐振,因而
e22
L
ee 1' Q
RRR
???
或
e
eL
e2 R
RRQ ??
由于
e2Q
恒为正实数，故有 RL＞
eR
设
e1e1 / RXQ C?
，则
ee10 RQX C ??
，
ee112 RQXX CL ????
若已知 Re,C0 和 RL，并选定
e1Q
，则网络元件值
下列各式确定
2Le12
eL
e
L2
ee11
01
/
CCL
C
C
CL
XRRXX
RR
R
RX
RQX
XX
???
?
???
??
??
该网络适用于 RL＞
eR
的匹配要求。
