§ 4.3 MOS模拟集成电路基础
引 言
与 BJT 相比，尽管 M O S F E T 的参数离散性大,g
m
低，
输入失调电压 U
IO
大，输入失调电压的温漂
dT
dU
IO
大，
频率特性差，低频噪声大，但 M O
S 管输入偏流极
低，输入电阻可高达 10
12
Ω,集成工艺简单，抗辐
射能力强,MOS 集成电路密度比双极型的密度高很
多，而功耗却低很多。 因此，自 80 年代以来，大
规模 MOS 集成电路发展十分迅速，使 MOS 集成电路
在当代大规模集成电路中占据主流地位。本章首先
讨论 MOS 单元电路。鉴于 M O S 和 BJT 电路结构对应
相似，工作原理也基本相同，同学们可在已有前几
章的理论基础和知识，对 M O S 模拟集成基本单元电
路作一些分析与研究。
§ 4.3 MOS模拟集成电路基础
（一） MOS 模拟集成基本单元电路
M O S 模拟集成电路与系统的基本组成与双极性的相似,常用的基
本单元电路有：差动放大输入级，中间放大级，输出级，电流源等基
本单元电路，而且单元电路的结构与双极型也相似。
1, MOS 电流源
（ 1 ） 镜像电流源
M OS 镜像电流源，结构与 B J T 相似，
由于在 MOS 工艺中制造 MOS 管占芯片面积
要比大电阻小的多，故电路中用 T 3 代替 R,
其中 T 1, T 2, T 3 为 E 型 N MOS FE T 。
由于 M O SF E T 管的大信号特性方程为：
)u1()Uu(21i DS2)o f f(GSGSnD ?? ???
其中,LWC o xnn ?? ?
β n, 管子的增益系数,n?,沟道中电子迁移率，
C o x,氧化层单位面积的电容量，
L
W,沟道宽
度与长度之比,一般当
L
W 一定时，
n? 为常数。
§ 4.3 MOS模拟集成电路基础
（ 1 ） 镜像电流源
∴有,)u1()Uu(i 1DS2)o ff(GS1GS1n1D ?? ???
)u1()Uu(i 2DS2)o f f(GS2GS2n2D ?? ???
iD1 iD2
IO
+
uGS
_
因为,GS2GS1GS uuu ??,且 R1D Ii ? 02D Ii ?
由上两式相除可得：
R
1DS11
2DS220 I)V1)(L/W( )V1)(L/W(I ?????
如果假设 2DS1DS uu ? 1122 // LWLW ?
则有 I 0 = I R
但实际中 1GS1DS uu ? 而 dsDS2DS uUu ??
其中 u ds 是 T 2 接入电路后漏源电压的变化,
+
uDS2
-
∴ IO ≠ IR
可修正为,R
A
ds
R0 IU
uII ???
而 T 2 的输出电阻 r 0 =r ds2
rO
IR
1 MOS电流源
(2) Mos 比例电流源
由于 M o s 管的 I D 与 W/L 成正比，因此用不同的尺寸就可以得到成比例的电流源。
如果忽略沟道调制效应 （即 λ =0 ），则由上面的关系可得：
R
11
2202 I
L/W
L/WI ?? R
11
3303 I
L/W
L/WI ??
若考虑 λ ≠ 0,可类推出 I 02, I 03 与 I R 的关系。
1L1W 2L2W 3L
3W
IO2 IO3
IR
(3) MOS 威尔逊电流源一高输出阻抗精密电流源
欲获得更好的恒流特性和更大的动态内阻，
可采用 M O S 威尔逊电流源，如图 6, 1, 3 所示, 它
的工作原理与 BJT 的 W i l s o n 电流源基本相同,设
I 0 因某种因素的变化而变大时,则 I D3,I D 2,I R 均随
之增大,则 V R 压降随之增大,导致 V G S 1 减少，反过
来促使 I 0 （即 I D3 ）回落, 因有内部负反馈,I 0 ≈ I R,
且误差很小。
IO
Id3
ID2
IR
+
uR
-
uGS1
ID2 ID3
用微变等效电路法可求得 W ilson M os 电流源的动态内阻 r
0 为：
)]rg1(gg1[rg 1r 2ds2m
3m
1m
1ds
3m
0 ????
IO
若 g m1 =g m 2 =g m 3,g m 2 r d s 2 >> 1,
g m r ds1 r ds2 > > 1 /g m则 r 0 ≈ r ds2 g m 2 r ds1
一般 g m 2 r ds2 = 5 0 ～ 1 0 0,故 w i l s o n 电流源动态内阻约
为基本电流源的 50 ～ 1 0 0 倍。
2 MOS单级放大器
由 N M O S 管和 P M O S 管可组成各种形式的单级放大器，
其基本电路组态有：共源、共栅和共漏三种组态。
图 （ a ）是共源小信号放大电路中的 MOS 管，图 （ b ）为该 M O S 管的低频信号
微变等效电路，图中 g m 是转移跨导，即
Q
GS
D
m
V
i
g
?
?
?,反映了在静态工作点
Q 附近,V GS 对 i D 的控制作用,g m b 称为 背栅跨导,即
BS
D
mb
V
i
g
?
?
?,反映了 V B S
对 i
D
的控制能力，背栅控制特性表明了 MOS 管的四极管作用，这是 B J T 所没
有的，这一优点对 M O S 模拟集成电路的设计十分有用。
图 （ a） 图 （ b） MOS管低频小信号等效电路
在 MOS 集成电路中，因 M O S 管 g m 较低，故为提高增益以避免制作大电阻 R D,
大都采用有源负载电阻 R D 。有源负载 M O S 放大器主要介绍以下几种。
+
uGS
_
+
uBS
_
+
uDS
_
+
uGS
_
+
uDS
_
2 MOS单级放大器
① 增强型 （ E 型）有源负载 E/E 型电路
该电路的低频小信号微变等效电路如下图所示。
D2
S2
G2
D1
S1
G1
G1 D1
+
ui
-
+
uo
-
uGS2
uBS2
uDS2
+
uGS
_
+
uBS
_
+
uDS
_
+
uGS
_
+
uDS
_
因 V
G S2
=V
D S2
=V
B S2
=V
0
，
即对有源负载 T 2 管的等
效模型电路来说,压控
电流源 g
m 2
V
G S2
和 g
m b2
V
BS2
的端电压都等于端
电压 V 0,所以可等效成
电阻 1 / g
m 2
和 1/ g
m b2
。
1gsi vv ?
2gso vv ?
由图可以求出：
2mb2m
1m
2ds
2mb
2m1ds
1m
v
gg
g
gggg
g
A
?
??
???
?
?
2mb2m2ds2mb2m1ds
o gg
1
gggg
1r
??????
其中
1
1
1
ds
ds rg ?,
2
2
1
ds
ds rg ? 值相对很小，可以忽略
一般而言，总有 g mb2 << g m2,所以
22
11
2m
1mV L/W L/WggA ????
2m
0 g
1r ?
2 MOS单级放大器
② E 型 管 放大,D 型管有源负载的 E/D 电路
该电路可使电压增益大大提高，其原因是 T 2 管的 V G S 2 =0,消除了受
控电流源 g m 2 V G S 2,而 g m b2 又比较小。 下图是其低频小信号的微变等
效电路。
D2
S2
G2
D1
S1
G1
+
ui
-
+
uo
-
uGS2=0
uBS2 uDS2 +
ui
-
+
uo
-
可以看出,
2mb
1m
2ds2mb1ds
1m
V g
g
ggg
gA ??
??
??
2mb2ds2mb1ds
0 g
1
ggg
1r ?
???
+
uGS
_
+
uBS
_
+
uDS
_
+
uGS
_
+
uDS
_
2 MOS单级放大器
③ CMOS 型放大电路
一般把由 NMOS 和 PMOS 相组合的互补放大电路称为 C MO S 型放大电路。
右图是以 E 型
P M O S F E T 管 T 2,
T 3 构成的镜像
电流源为有源
负载,E 型
N M O S F E T 管 T 1
为放大管，
由于与放大管 T 1 互
补的有源负载具有很
高的输出阻抗，因而
低频电压增益很高
S2
S1
D2
D1
+
ui
-
+
ui
-+
uo
-
+
uo
-
由电路图可知,
2ds1ds
1m
V rr
gA
???
2ds1ds
0 rr
1r
??
+
uGS
_
+
uBS
_
+
uDS
_
+
uGS
_
+
uDS
_
3 MOS源极耦合对差动放大器
常用的有源负载 MOS 源耦差动放大器有三种形式,如下图 所示。
其中图 ( a ) 所示为 E/E 型 ;( b ) 所示为 E/D 型 ;( c ) 所示为 C M O S 型。
由于 E/E 型和 E/D 型的电路对称，利用半边差模等效电路的概念，可分
别等效成图 6.1.6 和图 6, 1, 7 所示的单极 MOS 放大电路来分析,结果也
相同,
但对图 ( C ) 所示的 CMOS 差动电路,由于镜像电流源对 T 1 和 T 2 是
不对称的,分析比较复杂, 电路特点是可实现单端一双端的输出转换
功能,且其增益与双端输出一样。
1iv 1iv1iv2iv 2iv2iv
ov
ov
ov
偏压 偏压
偏压
i1 i2
i4 io
4 CMOS互补输出级
在 CMOS 集成电路中，常见的输出级有工作于甲类的源随器，
工作于甲、乙类的互补输出级，源随器的优点是电路简单，输出阻
抗低，失真小，缺点是效率低，且在有负载时正负输出摆幅不对称。
甲乙类互补输出级的效率高，负载能力强，主要适用于 C M O S 工艺。
图 6, 1, 1 4 所示为共漏 C M O S 互补输出
级，其基本结构与 BJT 电路的甲乙类推挽输
出极一样。其中 T
1
和 T
2
组成互补 推挽输出
级,T
3
,T
4
是 T
1
和 T
2
的偏置电路，使 T
1
,T
2
偏置在甲乙类工作状态,以消除交越失真。 T
5
，
T
6
组成 CMOS 推动放大级，其中 T
5
是 N M O S 放
大管，而 T
6
是 P M O S 有源负载。图 6.1.14 所
示电路的主要缺点是输出电压幅度 V
O m
不够
大,因 V
O m
可简单的决定于正、负电源电压减
去 T
1
和 T
2
的 V
G S （ th ）
，当 V
G S （ th ）
大则 V
o m
就减少。为了得到尽可能大的 V
o m
，可采用
图 6, 1, 1 5 所示共源 C M O S 输出级。
D2
D1
S1
S2
+
ui
-
+
uo
-
4 CMOS互补输出级
图 6,1,15 所示电路中 T
1
和 T
2
构成共
源极互补输出电路,T
1
和 T
2
的源与衬
底均短接。 T
3
为源极输出器,T
4
电流源
作为 T
3
的有源负载。适当设计 V
GS1
和
V
GS 2
可使 i
1
和 i
2
的静态电流很低，工
作在甲乙类状态。当 V
i
为正极性时，
T
3
的 i
D3
增加,V
S3
增加,T
2
的 i
D2
增
加,R
L
上电压负向增加，同时 T
1
的 i
D1
减少；当 V
i
为负极性时,T
2
的 i
D2
减
少,T
1
的 i
D1
增加,V
0
正向增加。
偏压
iv ov
图 6.1.15共源 CMOS输出级
S1
S2
S3
S4
iD3
iD1
iD2
简单的 CMOS集成运算放大器
1, P M O S 输入级低功耗运放
图 6,2,1 所示为大规模集成 PCM （脉冲编码调制）编 / 译码器中 C MOS
运放的实例。图中列出了每个管的 W/L 。 PMOS 的 T
1
和 T
2
作差动输入对
管，与 NM OS T
3
和 T
4
镜像电流源负载构成 CMOS 差放输入级，并完成单
端一双端转换功能。 N MOS T
8
（放大）与 PMO S T
9
（有源负载） 构成 C M O S
单级放大器，为运放第二级。 PMO S T
10,
T
11
和 T
5
,T
6
, T
9
构成比例电
流源,T
5
为输入级编置； T
9
为第二级偏置； T
6
为 T
7
偏置。 T
7
和 T
6
构成有源负载射随器，它相当于单位增益的缓冲器,它将相位补偿 C
ф
电
容与输出级隔离，而不使 C
ф
直接跨接于 T
8
的漏极和栅极 G
8
之间，以
消除运放补偿后传输函数的零点,使运放在工作频率 3, 2MH Z 上有足够高
的相位裕度 64 °。
1030
5100
5.7200 5.7200
5.7150
5.7400
5100
5.7400
5.7300
5.7150
Cф
简单的 CMOS集成运算放大器
2, NMOS 输入级低功耗运放
上述 C M O S 运放输出级功耗较大，约 22 mw,而图 6, 2, 2 所示电路
N M O S 输入级的运放功耗为 1, 6 m w 。其工作原理说明如下。 T 1 2, T 13, T 5
和 T 7 组成偏置电流源。 T 1 - T 4 构成有源负载 C M O S 差动输入级，并完
成单端一双端输出转换功能。 T 6 和 T 7 组成源随器。 T 8, T 9 组成共源
C M O S 互补输出级。 T 10 和 T 11 组成 CMOS 动态电阻 （相当 R 4 ）与 C ф 相
联，并且经过 T 6 和 T 7 组成的射随器把 R 4 C 4 网络接在 T 9 栅极，从而使
补偿后传输函数中的零点是负实数，保证该运放有足够的相位裕度。
引 言
与 BJT 相比，尽管 M O S F E T 的参数离散性大,g
m
低，
输入失调电压 U
IO
大，输入失调电压的温漂
dT
dU
IO
大，
频率特性差，低频噪声大，但 M O
S 管输入偏流极
低，输入电阻可高达 10
12
Ω,集成工艺简单，抗辐
射能力强,MOS 集成电路密度比双极型的密度高很
多，而功耗却低很多。 因此，自 80 年代以来，大
规模 MOS 集成电路发展十分迅速，使 MOS 集成电路
在当代大规模集成电路中占据主流地位。本章首先
讨论 MOS 单元电路。鉴于 M O S 和 BJT 电路结构对应
相似，工作原理也基本相同，同学们可在已有前几
章的理论基础和知识，对 M O S 模拟集成基本单元电
路作一些分析与研究。
§ 4.3 MOS模拟集成电路基础
（一） MOS 模拟集成基本单元电路
M O S 模拟集成电路与系统的基本组成与双极性的相似,常用的基
本单元电路有：差动放大输入级，中间放大级，输出级，电流源等基
本单元电路，而且单元电路的结构与双极型也相似。
1, MOS 电流源
（ 1 ） 镜像电流源
M OS 镜像电流源，结构与 B J T 相似，
由于在 MOS 工艺中制造 MOS 管占芯片面积
要比大电阻小的多，故电路中用 T 3 代替 R,
其中 T 1, T 2, T 3 为 E 型 N MOS FE T 。
由于 M O SF E T 管的大信号特性方程为：
)u1()Uu(21i DS2)o f f(GSGSnD ?? ???
其中,LWC o xnn ?? ?
β n, 管子的增益系数,n?,沟道中电子迁移率，
C o x,氧化层单位面积的电容量，
L
W,沟道宽
度与长度之比,一般当
L
W 一定时，
n? 为常数。
§ 4.3 MOS模拟集成电路基础
（ 1 ） 镜像电流源
∴有,)u1()Uu(i 1DS2)o ff(GS1GS1n1D ?? ???
)u1()Uu(i 2DS2)o f f(GS2GS2n2D ?? ???
iD1 iD2
IO
+
uGS
_
因为,GS2GS1GS uuu ??,且 R1D Ii ? 02D Ii ?
由上两式相除可得：
R
1DS11
2DS220 I)V1)(L/W( )V1)(L/W(I ?????
如果假设 2DS1DS uu ? 1122 // LWLW ?
则有 I 0 = I R
但实际中 1GS1DS uu ? 而 dsDS2DS uUu ??
其中 u ds 是 T 2 接入电路后漏源电压的变化,
+
uDS2
-
∴ IO ≠ IR
可修正为,R
A
ds
R0 IU
uII ???
而 T 2 的输出电阻 r 0 =r ds2
rO
IR
1 MOS电流源
(2) Mos 比例电流源
由于 M o s 管的 I D 与 W/L 成正比，因此用不同的尺寸就可以得到成比例的电流源。
如果忽略沟道调制效应 （即 λ =0 ），则由上面的关系可得：
R
11
2202 I
L/W
L/WI ?? R
11
3303 I
L/W
L/WI ??
若考虑 λ ≠ 0,可类推出 I 02, I 03 与 I R 的关系。
1L1W 2L2W 3L
3W
IO2 IO3
IR
(3) MOS 威尔逊电流源一高输出阻抗精密电流源
欲获得更好的恒流特性和更大的动态内阻，
可采用 M O S 威尔逊电流源，如图 6, 1, 3 所示, 它
的工作原理与 BJT 的 W i l s o n 电流源基本相同,设
I 0 因某种因素的变化而变大时,则 I D3,I D 2,I R 均随
之增大,则 V R 压降随之增大,导致 V G S 1 减少，反过
来促使 I 0 （即 I D3 ）回落, 因有内部负反馈,I 0 ≈ I R,
且误差很小。
IO
Id3
ID2
IR
+
uR
-
uGS1
ID2 ID3
用微变等效电路法可求得 W ilson M os 电流源的动态内阻 r
0 为：
)]rg1(gg1[rg 1r 2ds2m
3m
1m
1ds
3m
0 ????
IO
若 g m1 =g m 2 =g m 3,g m 2 r d s 2 >> 1,
g m r ds1 r ds2 > > 1 /g m则 r 0 ≈ r ds2 g m 2 r ds1
一般 g m 2 r ds2 = 5 0 ～ 1 0 0,故 w i l s o n 电流源动态内阻约
为基本电流源的 50 ～ 1 0 0 倍。
2 MOS单级放大器
由 N M O S 管和 P M O S 管可组成各种形式的单级放大器，
其基本电路组态有：共源、共栅和共漏三种组态。
图 （ a ）是共源小信号放大电路中的 MOS 管，图 （ b ）为该 M O S 管的低频信号
微变等效电路，图中 g m 是转移跨导，即
Q
GS
D
m
V
i
g
?
?
?,反映了在静态工作点
Q 附近,V GS 对 i D 的控制作用,g m b 称为 背栅跨导,即
BS
D
mb
V
i
g
?
?
?,反映了 V B S
对 i
D
的控制能力，背栅控制特性表明了 MOS 管的四极管作用，这是 B J T 所没
有的，这一优点对 M O S 模拟集成电路的设计十分有用。
图 （ a） 图 （ b） MOS管低频小信号等效电路
在 MOS 集成电路中，因 M O S 管 g m 较低，故为提高增益以避免制作大电阻 R D,
大都采用有源负载电阻 R D 。有源负载 M O S 放大器主要介绍以下几种。
+
uGS
_
+
uBS
_
+
uDS
_
+
uGS
_
+
uDS
_
2 MOS单级放大器
① 增强型 （ E 型）有源负载 E/E 型电路
该电路的低频小信号微变等效电路如下图所示。
D2
S2
G2
D1
S1
G1
G1 D1
+
ui
-
+
uo
-
uGS2
uBS2
uDS2
+
uGS
_
+
uBS
_
+
uDS
_
+
uGS
_
+
uDS
_
因 V
G S2
=V
D S2
=V
B S2
=V
0
，
即对有源负载 T 2 管的等
效模型电路来说,压控
电流源 g
m 2
V
G S2
和 g
m b2
V
BS2
的端电压都等于端
电压 V 0,所以可等效成
电阻 1 / g
m 2
和 1/ g
m b2
。
1gsi vv ?
2gso vv ?
由图可以求出：
2mb2m
1m
2ds
2mb
2m1ds
1m
v
gg
g
gggg
g
A
?
??
???
?
?
2mb2m2ds2mb2m1ds
o gg
1
gggg
1r
??????
其中
1
1
1
ds
ds rg ?,
2
2
1
ds
ds rg ? 值相对很小，可以忽略
一般而言，总有 g mb2 << g m2,所以
22
11
2m
1mV L/W L/WggA ????
2m
0 g
1r ?
2 MOS单级放大器
② E 型 管 放大,D 型管有源负载的 E/D 电路
该电路可使电压增益大大提高，其原因是 T 2 管的 V G S 2 =0,消除了受
控电流源 g m 2 V G S 2,而 g m b2 又比较小。 下图是其低频小信号的微变等
效电路。
D2
S2
G2
D1
S1
G1
+
ui
-
+
uo
-
uGS2=0
uBS2 uDS2 +
ui
-
+
uo
-
可以看出,
2mb
1m
2ds2mb1ds
1m
V g
g
ggg
gA ??
??
??
2mb2ds2mb1ds
0 g
1
ggg
1r ?
???
+
uGS
_
+
uBS
_
+
uDS
_
+
uGS
_
+
uDS
_
2 MOS单级放大器
③ CMOS 型放大电路
一般把由 NMOS 和 PMOS 相组合的互补放大电路称为 C MO S 型放大电路。
右图是以 E 型
P M O S F E T 管 T 2,
T 3 构成的镜像
电流源为有源
负载,E 型
N M O S F E T 管 T 1
为放大管，
由于与放大管 T 1 互
补的有源负载具有很
高的输出阻抗，因而
低频电压增益很高
S2
S1
D2
D1
+
ui
-
+
ui
-+
uo
-
+
uo
-
由电路图可知,
2ds1ds
1m
V rr
gA
???
2ds1ds
0 rr
1r
??
+
uGS
_
+
uBS
_
+
uDS
_
+
uGS
_
+
uDS
_
3 MOS源极耦合对差动放大器
常用的有源负载 MOS 源耦差动放大器有三种形式,如下图 所示。
其中图 ( a ) 所示为 E/E 型 ;( b ) 所示为 E/D 型 ;( c ) 所示为 C M O S 型。
由于 E/E 型和 E/D 型的电路对称，利用半边差模等效电路的概念，可分
别等效成图 6.1.6 和图 6, 1, 7 所示的单极 MOS 放大电路来分析,结果也
相同,
但对图 ( C ) 所示的 CMOS 差动电路,由于镜像电流源对 T 1 和 T 2 是
不对称的,分析比较复杂, 电路特点是可实现单端一双端的输出转换
功能,且其增益与双端输出一样。
1iv 1iv1iv2iv 2iv2iv
ov
ov
ov
偏压 偏压
偏压
i1 i2
i4 io
4 CMOS互补输出级
在 CMOS 集成电路中，常见的输出级有工作于甲类的源随器，
工作于甲、乙类的互补输出级，源随器的优点是电路简单，输出阻
抗低，失真小，缺点是效率低，且在有负载时正负输出摆幅不对称。
甲乙类互补输出级的效率高，负载能力强，主要适用于 C M O S 工艺。
图 6, 1, 1 4 所示为共漏 C M O S 互补输出
级，其基本结构与 BJT 电路的甲乙类推挽输
出极一样。其中 T
1
和 T
2
组成互补 推挽输出
级,T
3
,T
4
是 T
1
和 T
2
的偏置电路，使 T
1
,T
2
偏置在甲乙类工作状态,以消除交越失真。 T
5
，
T
6
组成 CMOS 推动放大级，其中 T
5
是 N M O S 放
大管，而 T
6
是 P M O S 有源负载。图 6.1.14 所
示电路的主要缺点是输出电压幅度 V
O m
不够
大,因 V
O m
可简单的决定于正、负电源电压减
去 T
1
和 T
2
的 V
G S （ th ）
，当 V
G S （ th ）
大则 V
o m
就减少。为了得到尽可能大的 V
o m
，可采用
图 6, 1, 1 5 所示共源 C M O S 输出级。
D2
D1
S1
S2
+
ui
-
+
uo
-
4 CMOS互补输出级
图 6,1,15 所示电路中 T
1
和 T
2
构成共
源极互补输出电路,T
1
和 T
2
的源与衬
底均短接。 T
3
为源极输出器,T
4
电流源
作为 T
3
的有源负载。适当设计 V
GS1
和
V
GS 2
可使 i
1
和 i
2
的静态电流很低，工
作在甲乙类状态。当 V
i
为正极性时，
T
3
的 i
D3
增加,V
S3
增加,T
2
的 i
D2
增
加,R
L
上电压负向增加，同时 T
1
的 i
D1
减少；当 V
i
为负极性时,T
2
的 i
D2
减
少,T
1
的 i
D1
增加,V
0
正向增加。
偏压
iv ov
图 6.1.15共源 CMOS输出级
S1
S2
S3
S4
iD3
iD1
iD2
简单的 CMOS集成运算放大器
1, P M O S 输入级低功耗运放
图 6,2,1 所示为大规模集成 PCM （脉冲编码调制）编 / 译码器中 C MOS
运放的实例。图中列出了每个管的 W/L 。 PMOS 的 T
1
和 T
2
作差动输入对
管，与 NM OS T
3
和 T
4
镜像电流源负载构成 CMOS 差放输入级，并完成单
端一双端转换功能。 N MOS T
8
（放大）与 PMO S T
9
（有源负载） 构成 C M O S
单级放大器，为运放第二级。 PMO S T
10,
T
11
和 T
5
,T
6
, T
9
构成比例电
流源,T
5
为输入级编置； T
9
为第二级偏置； T
6
为 T
7
偏置。 T
7
和 T
6
构成有源负载射随器，它相当于单位增益的缓冲器,它将相位补偿 C
ф
电
容与输出级隔离，而不使 C
ф
直接跨接于 T
8
的漏极和栅极 G
8
之间，以
消除运放补偿后传输函数的零点,使运放在工作频率 3, 2MH Z 上有足够高
的相位裕度 64 °。
1030
5100
5.7200 5.7200
5.7150
5.7400
5100
5.7400
5.7300
5.7150
Cф
简单的 CMOS集成运算放大器
2, NMOS 输入级低功耗运放
上述 C M O S 运放输出级功耗较大，约 22 mw,而图 6, 2, 2 所示电路
N M O S 输入级的运放功耗为 1, 6 m w 。其工作原理说明如下。 T 1 2, T 13, T 5
和 T 7 组成偏置电流源。 T 1 - T 4 构成有源负载 C M O S 差动输入级，并完
成单端一双端输出转换功能。 T 6 和 T 7 组成源随器。 T 8, T 9 组成共源
C M O S 互补输出级。 T 10 和 T 11 组成 CMOS 动态电阻 （相当 R 4 ）与 C ф 相
联，并且经过 T 6 和 T 7 组成的射随器把 R 4 C 4 网络接在 T 9 栅极，从而使
补偿后传输函数中的零点是负实数，保证该运放有足够的相位裕度。
