第 4 章 振幅调制、解调
与混频电路
4.4 振幅调制与解调电路
4.4.1 振幅调制电路
4.4.2 二极管包络检波电路
4.4.3 同步检波电路
4.4.1 振幅调制电路
地位,无线电发射机的重要组成部分。
高电平调制
低电平调制 分类 (按功率高低 ),
① 高电平调制：调制置于发射机的 末端, 产生大功率
的已调信号 。
② 低电平调制：调制置于发射机的 前端, 产生小功率
的已调信号, 再通过多级线性功率放大器放大 。
一、高电平调幅电路
1,优点
可不必采用效率较低的线性功率放大器, 使发射机整
机效率高 。
2,要求
① 要达到所需调制线性。
② 高效率地输出足够大的已调信号功率。
3,电路
多采用高效率的 丙类谐振功放,包括,
① 集电极调幅 电路：根据谐振功率放大器的集电极调制
特性, 调制信号加到集电极上；
② 基极调幅 电路：根据谐振功率放大器的基极调制特性,
调制信号加到基极上；
③ 复合调幅 电路：将调制信号同时加到集电极和基极上,
以提高调制线性 。
二、低电平调制电路
1,用途
主要用来实现双边带和单边带调制。
2,要求
调制线性 好, 载波抑制 能力强, 功率和效率的要求是次
要的 。
载波抑制能力的强弱可用 载漏 (输出泄漏的载波分量低
于边带分量的分贝数 )表示, 分贝数越大, 载漏就越小 。
3,种类
前介绍的各种相乘器均可构成性能优良的平衡调制器,
例如 1596,AD630 平衡调制器等 。
实用的低电平调制电路不再讨论 。 仅讨论以下内容 。
4,采用滤波法的单边带发射机
(1)原理
采用滤波法的技术难度与载波频率的高低密切相关 。
例如, 假设调制信号的最低频率为 100 Hz,若
① 载波频率为 2 000 kHz, 则双边带调制信号的两个
边频分别为 2 000.1 kHz 和 1 999.1 kHz,两边频间隔为 0.2
kHz。 取上边频, 两边频的相对间隔 为 (0.2/2 000.1)?100%
= 0.01%。
② 载频减小为 50 kHz,上, 下边频间隔仍为 0.2 kHz，
则两边频的相对间隔为 (0.2/50.1) ? 100% = 0.4%。
相对间隔越大, 滤波器就越容易实现 。 故单边带发射
机在低载波频率上产生单边带信号, 而后用混频器将载波
频率提升到所需的载波频率上 。
(2)组成
图 4-4-3(a) 采用滤波法的单边带发射机组成框图
图 4-4-3(b) 采用滤波法的单边带发射机组成框图
平衡调制器
第一混频器
第二混频器
本振频率 /kHz 相对频率间隔 边带最小频率间隔 /kHz
100(载波 )
2 000
26 000
0.2
200.2
4 200.2
0.2%
9.4%
14.9%
两混频器的输出滤波器很容易取出所需分量, 滤除无
用分量 。
在某些单边带发射机中, 为了使接收机便于产生同步
信号, 还发射低功率的载波信号, 称为 导频信号, 这个信
号直接由 100 kHz 的振荡信号通过载波抑制器衰减 10 ~ 30
dB 后叠加在单边带调制信号上 。
4.4.2 二极管包络检波电路
普通调幅波, 其载波分量未被抑制掉, 可直接利用非
线性器件实现相乘作用, 得到所需的解调电压, 无需另加
同步信号, 称为 包络检波器 。
最常用的检波器,二极管包络检波器 (在集成电路中,
主要采用三极管射极包络检波电路 )。
一、工作原理
1,电路
图 4-4-4 原理电路
类似二极管整流电路,
由二极管 D 和低通滤波器
RLC 相串接构成 。
特点：检波二极管与负载 RL 相串联。
2,原理
输入调幅信号,vS(t) = Vmc(1 + Macos? t)cos?ct,若其
值足够大, 可设二极管伏安特性用在原点转折的两段折线
逼近 。
(1)D 导通时, vS 向 C 充电, ? = RDC；
(2)D 截止时, C 向 RL 放电, ?
= RLC。
图 4-4-5 检波电路波形
充放电达到动态平衡后, 输出电
压便将稳定在平均值 vAV 上下按角频
率 ?c 作锯齿状波动 图 4-4-5(a)。
电流 i 为高度按输入调幅信号包
络变化的窄脉冲序列, 如 图 4-4-5(b)
所示 。
图 4-4-5 检波电路波形
即 vAV = VAV + V?mcos? t
且其值与输入调幅信号包络
Vm0(1 + Macos? t) 成正比
VAV = ?dVm0,V?m= ?dMaVm0
?d,检波电压传输系数 (检
波系数 ),恒小于 1。
二极管包络检波
3,讨论
(1)D 的作用
原理上,D 起着受 载波电压控制的开关作用 。
实际上, 受 RLC 电压反作用, D 仅在载波一个周期中
接近正峰值的一段时间 (vS > vC)内导通 (开关闭合 ),而在大
部分时间内截止 (开关断开 )。
(2)D 导通与截止时间与 RLC 大小有关
RLC ? ? C 向 RL的放电速度 ? ? C 的泄放电荷量 ? ?
D 导通时间 ? ? 锯齿波动 ? ? vAV 增大 。
CR cL
1
??? 为提高检波性能, RLC 取值应足够大, 要满足
和 RL>> RD 的条件 。 这时, 根据上述讨论可以认为, VAV ?
Vm,即检波电压传输系数 ?d 趋于 1,而叠加在 vAV 上的残余
高频 (输出纹波 )电压趋于 0。
二、输入电阻
1,等效电路
图 4-4-6 中频放大器和检波器级联
如图 4-4-6(a)所示, 检
波器前有中频放大器, 其等效
电路如图 4-4-6(b)所示 。
iS 和 L1C1R1 — 中频放大
器折算到检波器输入端的等效
电流源和输出谐振回路 (调谐
在 ?c )。
2,负载效应
检波器作为中频放大器的
输出负载, 可以用检波输入电
阻 Ri 来表示这种负载效应 。
(1)Ri 定义
输入高频电压振幅对二极管电流 i 中基波分量振幅的比
值。
(2)Ri 的求法 可近似从能量守恒原理求得。
i2mi 2/ RVP ?
设输入高频等幅电压 vS(t) = Vm cos?ct,则检波器从输
入信号源获得的高频功率为
L
2
AV
L R
V
P ?
输出平均功率
设 D 导通时间很短, i 在 RD 上消耗的功率可以忽略,
故 PL ? Pi, 又 VAV ? Vm(检波电压传输系数 ?d 趋于 1),由
此可得
Li 2
1 RR ?
(3)Ri 的作用
mV?
使中频谐振回路的谐振电阻由 R1 减小到 (R1 // Ri), 因
此, iS 在谐振回路产生的高频电压振幅由未接检波时的
下降到接检波后的 Vm。显然 Ri 越小,Vm 也就越小于,
称 负载效应。 m
V?
图 4-4-7 三极管射极
包络检波电路
(4)负载效应的抑制
减小负载效应, 必须增大 Ri，
即增大 RL。 但增大 RL,受检波器
惰性失真 (下面介绍 )的限制 。 解
决办法：采用三极管射极包络检
波电路 。
原理,
① 发射结等效检波二极管；
② 输入电阻比二极管检波器增
大了 (1 + ?)倍 (该检波电路广泛应用于在集成电路中 )。
可见, 二极管包络检波器的输入电阻 Ri 与输出负载
电阻 RL 直接相关 。
三、并联型二极管包络检波电路
1,电路
图 4-4-8 并联型二极管
包络检波电路
特点,中放 -检波工作点隔离。
C,负载电容, 兼作中频放
大器和检波器之间的 隔直电容 ；
RL：负载电阻, 与二极管并
接, 故称之为 并联型电路 。
2,原理 (与 串联型 相同 )
当 D 导通时, vS 通过 D 向 C 充电, 充电常数为 RDC；
当 D 截止时, C 通过 RL 放电, 放电常数为 RLC。
动态平衡后,
① C 上产生与串联型电路相类似的锯齿状波动电压 vC，
该电压的平均值为 vAV (电流,, 负半周输出, )。
② 输出电压 vO 中还包括 (直接通过 C 在输出端产生的 )
高频电压，故检波后需加低通滤波器，滤除高频成分。
Ri 值,根据 能量守恒原理, 实际加到检波器中的高频
功率, 一部分直接消耗在 RL 上, 一部分转换为有用的输出
平均功率, 即
L
2
AV
L
2
m
i
2
m
22 R
V
R
V
R
V
??
当 VAV ? Vm 时,输入电阻比串联型电路小。
Li 3
1 RR ?
四、大信号检波和小信号检波
(1)大信号检波 (包络检波 )
① 条件,二极管伏安特性可用原点转折的两段折线逼
近 (即输入电压足够大, 二极管工作在导通区和截止区时 )故
二极管包络检波的这种工作状态称为 大信号检波 。
② 实际电路,均外加正向偏置电压 (或电流 ),克服
VD(on) 的影响 。 在这种情况下, 工程上, 可认为输入高频电
压振幅大于 500 mV 以上就能保证二极管检波器工作在大信
号检波状态 。
(2)小信号检波
① 条件,vS 振幅 Vm 足够小 (几至十几毫伏 ),此时, 二
极管应设有很小的偏置电流 。
② 分析,二极管伏安特性采用幂级数逼近, 即
????? 2D2D10 vavaai
这时, 二极管在整个高频周期内导通, 检波器从信号源
获得到高频功率大部分消耗在 RD 上, 加到二极管上的电压
vD ? vS(t) = Vmcos?ct,将它带入 i 的展开式
tVatVaVaa
t
VatVaa
tVatVaa
vavaai
c
2
m2cm1
2
m20
c2
m2cm10
c
22
m2cm10
2
2S10
2c o s
2
1
c o s
2
1
)
2
2c o s1
(c o s
c o sc o s
S
??
?
?
??
????
?
???
???
???
tVatVaVaai c2m2cm12m20 2c o s21c o s21 ?? ????
其中, 所需的平均分量 IAV 由 二次方项 产生, 其值为
a2Vm2/2,相应的输出平均电压 VAV 也 与 Vm 的平方成正比,
故称之为 平方律检波 。
③ 讨论 —— 缺点
平方律检波, 输出平均电压 VAV 与 Vm 的平方成正比,
故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线性失真 。
检波器获得到高频功率大部分消耗在 RD 上, 因而可近
似认为
D
2
m
i
2
m
22 R
V
R
V
?
2
1 即 Ri ? RD，其值小于大信号检波 (Ri ? RL)时的数值。
由于小信号检波存在上述缺点, 故接收机中先将输入信
号放大再进行检波, 以保证工作在大信号检波状态 。
在有效值电压表等测量仪器中, 利用小信号检波的平方
律特性, 可以方便地测出被测信号的有效值电压 。 在这类仪
器中, 小信号检波获得广泛应用 。
五、二极管包络检波电路中的失真
为保证检波器不失真, 检波器输入调幅电压 vS 必 须足
够大, 使检波器始终工作在大信号检波状态 。
设 vS(t) =Vm0(1+Macos? t)cos?ct
则包络的最小值 Vm0(1－ Ma) 应大于大信号检波时所需
的电压值 。 当二极管的导通电压 VD(on) 由外加偏置电压予以
克服时, 该电压应在 500 mV 以上 。 因而这种情况下, 保证
大信号检波的条件为
Vm0(1 - Ma) ≥ 500 mV
其次, 当输入为复杂信号调制的调幅波时, 若设最高调
制频率为 Fmax,为了不产生失真, RLC 的低通滤波器带宽
应大于 Fmax。
除此之外, 当解调调幅波时, 如果电路参数选择不当,
二极管包络检波器还会产生 惰性失真 和 负峰切割失真 。
1,惰性失真
(1)产生原因
增大 RL 和 C 值, 可提高检波电压传输系数和高频滤波
能力 。 但过大, 二极管截止期间 C 通过 RL 的放电速度过慢
跟不上输入调幅波包络的下降速度, 输出电平就会产生 惰性
失真 。
(a) (b)
图 4-4-9 惰性失真
(a)不产生惰性失真 (b)产生惰性失真
(2)避免产生惰性失真的条件
为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内，
C 通过 RL 的放电速度大于等于包络的下降速度，即
(4-4-6)
1
m
ttt
V
??
?
1
O
ttt
v
??
?
≥
可推得单音调制时不产生惰性失真的充要条件
CRL ≤
a
2
a1
ΩM
M-
(3) 分析
Ma和 ? 越大, 包络的下降速度越快, 不产生惰性失真
所要求的 RLC 值必须越小 。
多音调制时, 作为工程估算, ? 和 Ma 应取其中的最大
值 。 一般按 ?maxRLC ≤ 1.5 计算 。
惰性失真
2,负峰切割失真
(a)
图 4-4-10 负峰的切割失真
(1)检波器的 交直流负载
检波器与下级放大器连接采用 阻容耦合电路,避免 vAV
中的直流分量 VAV 影响下级放大器的静态工作点。
CC, 隔直电容, 要求它对
? 呈交流短路；
Ri2, 下级电路的 输入电阻 。
检波器的 交流负载,
ZL( j? ) ? RL // Ri2
直流负载,ZL(0) = RL
说明在这种检波电路中,
ZL(j?) ? ZL(0)，且 ZL(j?) ? ZL(0)
(2)负峰切割失真
图 4-4-10 负峰的切割失真
当输入调幅波电压的 Ma 较大
时, 由于 交, 直流负载 不等, 输出
音频电压在其 负峰值附近 将被削平,
出现, 负峰切割失真,, 如图 4-
4-10 所示 。
(3)失真的原因
① 正常情况 —— 无负峰切割
若等幅波输入, CC 上产生直
流电压,Vm0
i2L
L
0mL RR
RVV
R ??
加到 D 的负端
当 Ma 较小时, 加到 D 正端的
包络电压在一个周期内总是大于
VRL,二极管导通, 工作正常 。
② 异常情况 —— 有负峰切割
若 Ma 较大, 可能在 t1 - t2
内, 包络电压 Vm < VRL,D 截止,
低部出现切割失真, 故称 负峰切
割失真, 直到包络电压 Vm > VRL，
D 重新导通 。
Ma 越大，或 Ri2 越小，失真越大
③ 避免负峰切割失真的条件
(Vm0－ Ma Vm0) ≥VRL
i2L
i2
RR
R
?Ma ≤
可见, 交直流电阻越接近,
不产生负峰切割失真所允许的 Ma
值就越接近于 1。 负峰切割失真
图 4-4-11 二极管检波器的改进电路
④ 改进措施
出发点：减小交, 直流
负载电阻的差别 。
方法 1,将 RL 分成 RL1
和 RL2，当 RL 维持一定时,RL1 越大，交、直流负载电阻的
差值就越小，但输出音频电压也就越小。为了折中地解决这
个矛盾，实用电路中常取 RL1/ RL2 = 0.1 ~ 0.2。
C2：进一步滤除高频分量，提高高频滤波能力。
方法 2,当 Ri2 过小时, 在 RL 和 Ri2 之间插入高输入阻
抗的射随器 。
4.4.3 同步检波电路
1,作用, 解调双 /单边带信号
图 4-4-13 用二极管包络检波器
构成的同步检波器
2,电路, 相乘器 + 低通 二极管包络检波
3,原理, vS 与 vr 叠加，合成为普通调幅信号
例：单音调制的双边带调制
tt
V
V
V
ttVtVtvtvtv
c
rm
m0
rm
c0mcrmSr
c o s)c o s1(
c o sc o sc o s)()()(
??
???
??
????
若 Vrm > Vm0, Ma < 1,合成了不失真的调幅信号, 可
通过包络检波器检波 。 同步解调
4,同步检波的关键, 产生与载波同频同相的同步信号
① 对双边带, 可从调制信号取出
例：双边带调制信号
ttvktv caS c o s)()( ???
取平方,, 取角频率为 2?c 的分量
ttvktv c222a2S c o s)()( ???
ttvk c22a 2c o s)(
2
1 ?
?
二分频，可获同步信号 ?c 。
② 对单边带, 若发射导频信号, 可通过窄带滤波器从
接收信号中取出, 放大后作为同步信号；若不发射导频信号,
接收端只能采用高稳定度晶体振荡器产生指定的同步信号 。
与混频电路
4.4 振幅调制与解调电路
4.4.1 振幅调制电路
4.4.2 二极管包络检波电路
4.4.3 同步检波电路
4.4.1 振幅调制电路
地位,无线电发射机的重要组成部分。
高电平调制
低电平调制 分类 (按功率高低 ),
① 高电平调制：调制置于发射机的 末端, 产生大功率
的已调信号 。
② 低电平调制：调制置于发射机的 前端, 产生小功率
的已调信号, 再通过多级线性功率放大器放大 。
一、高电平调幅电路
1,优点
可不必采用效率较低的线性功率放大器, 使发射机整
机效率高 。
2,要求
① 要达到所需调制线性。
② 高效率地输出足够大的已调信号功率。
3,电路
多采用高效率的 丙类谐振功放,包括,
① 集电极调幅 电路：根据谐振功率放大器的集电极调制
特性, 调制信号加到集电极上；
② 基极调幅 电路：根据谐振功率放大器的基极调制特性,
调制信号加到基极上；
③ 复合调幅 电路：将调制信号同时加到集电极和基极上,
以提高调制线性 。
二、低电平调制电路
1,用途
主要用来实现双边带和单边带调制。
2,要求
调制线性 好, 载波抑制 能力强, 功率和效率的要求是次
要的 。
载波抑制能力的强弱可用 载漏 (输出泄漏的载波分量低
于边带分量的分贝数 )表示, 分贝数越大, 载漏就越小 。
3,种类
前介绍的各种相乘器均可构成性能优良的平衡调制器,
例如 1596,AD630 平衡调制器等 。
实用的低电平调制电路不再讨论 。 仅讨论以下内容 。
4,采用滤波法的单边带发射机
(1)原理
采用滤波法的技术难度与载波频率的高低密切相关 。
例如, 假设调制信号的最低频率为 100 Hz,若
① 载波频率为 2 000 kHz, 则双边带调制信号的两个
边频分别为 2 000.1 kHz 和 1 999.1 kHz,两边频间隔为 0.2
kHz。 取上边频, 两边频的相对间隔 为 (0.2/2 000.1)?100%
= 0.01%。
② 载频减小为 50 kHz,上, 下边频间隔仍为 0.2 kHz，
则两边频的相对间隔为 (0.2/50.1) ? 100% = 0.4%。
相对间隔越大, 滤波器就越容易实现 。 故单边带发射
机在低载波频率上产生单边带信号, 而后用混频器将载波
频率提升到所需的载波频率上 。
(2)组成
图 4-4-3(a) 采用滤波法的单边带发射机组成框图
图 4-4-3(b) 采用滤波法的单边带发射机组成框图
平衡调制器
第一混频器
第二混频器
本振频率 /kHz 相对频率间隔 边带最小频率间隔 /kHz
100(载波 )
2 000
26 000
0.2
200.2
4 200.2
0.2%
9.4%
14.9%
两混频器的输出滤波器很容易取出所需分量, 滤除无
用分量 。
在某些单边带发射机中, 为了使接收机便于产生同步
信号, 还发射低功率的载波信号, 称为 导频信号, 这个信
号直接由 100 kHz 的振荡信号通过载波抑制器衰减 10 ~ 30
dB 后叠加在单边带调制信号上 。
4.4.2 二极管包络检波电路
普通调幅波, 其载波分量未被抑制掉, 可直接利用非
线性器件实现相乘作用, 得到所需的解调电压, 无需另加
同步信号, 称为 包络检波器 。
最常用的检波器,二极管包络检波器 (在集成电路中,
主要采用三极管射极包络检波电路 )。
一、工作原理
1,电路
图 4-4-4 原理电路
类似二极管整流电路,
由二极管 D 和低通滤波器
RLC 相串接构成 。
特点：检波二极管与负载 RL 相串联。
2,原理
输入调幅信号,vS(t) = Vmc(1 + Macos? t)cos?ct,若其
值足够大, 可设二极管伏安特性用在原点转折的两段折线
逼近 。
(1)D 导通时, vS 向 C 充电, ? = RDC；
(2)D 截止时, C 向 RL 放电, ?
= RLC。
图 4-4-5 检波电路波形
充放电达到动态平衡后, 输出电
压便将稳定在平均值 vAV 上下按角频
率 ?c 作锯齿状波动 图 4-4-5(a)。
电流 i 为高度按输入调幅信号包
络变化的窄脉冲序列, 如 图 4-4-5(b)
所示 。
图 4-4-5 检波电路波形
即 vAV = VAV + V?mcos? t
且其值与输入调幅信号包络
Vm0(1 + Macos? t) 成正比
VAV = ?dVm0,V?m= ?dMaVm0
?d,检波电压传输系数 (检
波系数 ),恒小于 1。
二极管包络检波
3,讨论
(1)D 的作用
原理上,D 起着受 载波电压控制的开关作用 。
实际上, 受 RLC 电压反作用, D 仅在载波一个周期中
接近正峰值的一段时间 (vS > vC)内导通 (开关闭合 ),而在大
部分时间内截止 (开关断开 )。
(2)D 导通与截止时间与 RLC 大小有关
RLC ? ? C 向 RL的放电速度 ? ? C 的泄放电荷量 ? ?
D 导通时间 ? ? 锯齿波动 ? ? vAV 增大 。
CR cL
1
??? 为提高检波性能, RLC 取值应足够大, 要满足
和 RL>> RD 的条件 。 这时, 根据上述讨论可以认为, VAV ?
Vm,即检波电压传输系数 ?d 趋于 1,而叠加在 vAV 上的残余
高频 (输出纹波 )电压趋于 0。
二、输入电阻
1,等效电路
图 4-4-6 中频放大器和检波器级联
如图 4-4-6(a)所示, 检
波器前有中频放大器, 其等效
电路如图 4-4-6(b)所示 。
iS 和 L1C1R1 — 中频放大
器折算到检波器输入端的等效
电流源和输出谐振回路 (调谐
在 ?c )。
2,负载效应
检波器作为中频放大器的
输出负载, 可以用检波输入电
阻 Ri 来表示这种负载效应 。
(1)Ri 定义
输入高频电压振幅对二极管电流 i 中基波分量振幅的比
值。
(2)Ri 的求法 可近似从能量守恒原理求得。
i2mi 2/ RVP ?
设输入高频等幅电压 vS(t) = Vm cos?ct,则检波器从输
入信号源获得的高频功率为
L
2
AV
L R
V
P ?
输出平均功率
设 D 导通时间很短, i 在 RD 上消耗的功率可以忽略,
故 PL ? Pi, 又 VAV ? Vm(检波电压传输系数 ?d 趋于 1),由
此可得
Li 2
1 RR ?
(3)Ri 的作用
mV?
使中频谐振回路的谐振电阻由 R1 减小到 (R1 // Ri), 因
此, iS 在谐振回路产生的高频电压振幅由未接检波时的
下降到接检波后的 Vm。显然 Ri 越小,Vm 也就越小于,
称 负载效应。 m
V?
图 4-4-7 三极管射极
包络检波电路
(4)负载效应的抑制
减小负载效应, 必须增大 Ri，
即增大 RL。 但增大 RL,受检波器
惰性失真 (下面介绍 )的限制 。 解
决办法：采用三极管射极包络检
波电路 。
原理,
① 发射结等效检波二极管；
② 输入电阻比二极管检波器增
大了 (1 + ?)倍 (该检波电路广泛应用于在集成电路中 )。
可见, 二极管包络检波器的输入电阻 Ri 与输出负载
电阻 RL 直接相关 。
三、并联型二极管包络检波电路
1,电路
图 4-4-8 并联型二极管
包络检波电路
特点,中放 -检波工作点隔离。
C,负载电容, 兼作中频放
大器和检波器之间的 隔直电容 ；
RL：负载电阻, 与二极管并
接, 故称之为 并联型电路 。
2,原理 (与 串联型 相同 )
当 D 导通时, vS 通过 D 向 C 充电, 充电常数为 RDC；
当 D 截止时, C 通过 RL 放电, 放电常数为 RLC。
动态平衡后,
① C 上产生与串联型电路相类似的锯齿状波动电压 vC，
该电压的平均值为 vAV (电流,, 负半周输出, )。
② 输出电压 vO 中还包括 (直接通过 C 在输出端产生的 )
高频电压，故检波后需加低通滤波器，滤除高频成分。
Ri 值,根据 能量守恒原理, 实际加到检波器中的高频
功率, 一部分直接消耗在 RL 上, 一部分转换为有用的输出
平均功率, 即
L
2
AV
L
2
m
i
2
m
22 R
V
R
V
R
V
??
当 VAV ? Vm 时,输入电阻比串联型电路小。
Li 3
1 RR ?
四、大信号检波和小信号检波
(1)大信号检波 (包络检波 )
① 条件,二极管伏安特性可用原点转折的两段折线逼
近 (即输入电压足够大, 二极管工作在导通区和截止区时 )故
二极管包络检波的这种工作状态称为 大信号检波 。
② 实际电路,均外加正向偏置电压 (或电流 ),克服
VD(on) 的影响 。 在这种情况下, 工程上, 可认为输入高频电
压振幅大于 500 mV 以上就能保证二极管检波器工作在大信
号检波状态 。
(2)小信号检波
① 条件,vS 振幅 Vm 足够小 (几至十几毫伏 ),此时, 二
极管应设有很小的偏置电流 。
② 分析,二极管伏安特性采用幂级数逼近, 即
????? 2D2D10 vavaai
这时, 二极管在整个高频周期内导通, 检波器从信号源
获得到高频功率大部分消耗在 RD 上, 加到二极管上的电压
vD ? vS(t) = Vmcos?ct,将它带入 i 的展开式
tVatVaVaa
t
VatVaa
tVatVaa
vavaai
c
2
m2cm1
2
m20
c2
m2cm10
c
22
m2cm10
2
2S10
2c o s
2
1
c o s
2
1
)
2
2c o s1
(c o s
c o sc o s
S
??
?
?
??
????
?
???
???
???
tVatVaVaai c2m2cm12m20 2c o s21c o s21 ?? ????
其中, 所需的平均分量 IAV 由 二次方项 产生, 其值为
a2Vm2/2,相应的输出平均电压 VAV 也 与 Vm 的平方成正比,
故称之为 平方律检波 。
③ 讨论 —— 缺点
平方律检波, 输出平均电压 VAV 与 Vm 的平方成正比,
故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线性失真 。
检波器获得到高频功率大部分消耗在 RD 上, 因而可近
似认为
D
2
m
i
2
m
22 R
V
R
V
?
2
1 即 Ri ? RD，其值小于大信号检波 (Ri ? RL)时的数值。
由于小信号检波存在上述缺点, 故接收机中先将输入信
号放大再进行检波, 以保证工作在大信号检波状态 。
在有效值电压表等测量仪器中, 利用小信号检波的平方
律特性, 可以方便地测出被测信号的有效值电压 。 在这类仪
器中, 小信号检波获得广泛应用 。
五、二极管包络检波电路中的失真
为保证检波器不失真, 检波器输入调幅电压 vS 必 须足
够大, 使检波器始终工作在大信号检波状态 。
设 vS(t) =Vm0(1+Macos? t)cos?ct
则包络的最小值 Vm0(1－ Ma) 应大于大信号检波时所需
的电压值 。 当二极管的导通电压 VD(on) 由外加偏置电压予以
克服时, 该电压应在 500 mV 以上 。 因而这种情况下, 保证
大信号检波的条件为
Vm0(1 - Ma) ≥ 500 mV
其次, 当输入为复杂信号调制的调幅波时, 若设最高调
制频率为 Fmax,为了不产生失真, RLC 的低通滤波器带宽
应大于 Fmax。
除此之外, 当解调调幅波时, 如果电路参数选择不当,
二极管包络检波器还会产生 惰性失真 和 负峰切割失真 。
1,惰性失真
(1)产生原因
增大 RL 和 C 值, 可提高检波电压传输系数和高频滤波
能力 。 但过大, 二极管截止期间 C 通过 RL 的放电速度过慢
跟不上输入调幅波包络的下降速度, 输出电平就会产生 惰性
失真 。
(a) (b)
图 4-4-9 惰性失真
(a)不产生惰性失真 (b)产生惰性失真
(2)避免产生惰性失真的条件
为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期内，
C 通过 RL 的放电速度大于等于包络的下降速度，即
(4-4-6)
1
m
ttt
V
??
?
1
O
ttt
v
??
?
≥
可推得单音调制时不产生惰性失真的充要条件
CRL ≤
a
2
a1
ΩM
M-
(3) 分析
Ma和 ? 越大, 包络的下降速度越快, 不产生惰性失真
所要求的 RLC 值必须越小 。
多音调制时, 作为工程估算, ? 和 Ma 应取其中的最大
值 。 一般按 ?maxRLC ≤ 1.5 计算 。
惰性失真
2,负峰切割失真
(a)
图 4-4-10 负峰的切割失真
(1)检波器的 交直流负载
检波器与下级放大器连接采用 阻容耦合电路,避免 vAV
中的直流分量 VAV 影响下级放大器的静态工作点。
CC, 隔直电容, 要求它对
? 呈交流短路；
Ri2, 下级电路的 输入电阻 。
检波器的 交流负载,
ZL( j? ) ? RL // Ri2
直流负载,ZL(0) = RL
说明在这种检波电路中,
ZL(j?) ? ZL(0)，且 ZL(j?) ? ZL(0)
(2)负峰切割失真
图 4-4-10 负峰的切割失真
当输入调幅波电压的 Ma 较大
时, 由于 交, 直流负载 不等, 输出
音频电压在其 负峰值附近 将被削平,
出现, 负峰切割失真,, 如图 4-
4-10 所示 。
(3)失真的原因
① 正常情况 —— 无负峰切割
若等幅波输入, CC 上产生直
流电压,Vm0
i2L
L
0mL RR
RVV
R ??
加到 D 的负端
当 Ma 较小时, 加到 D 正端的
包络电压在一个周期内总是大于
VRL,二极管导通, 工作正常 。
② 异常情况 —— 有负峰切割
若 Ma 较大, 可能在 t1 - t2
内, 包络电压 Vm < VRL,D 截止,
低部出现切割失真, 故称 负峰切
割失真, 直到包络电压 Vm > VRL，
D 重新导通 。
Ma 越大，或 Ri2 越小，失真越大
③ 避免负峰切割失真的条件
(Vm0－ Ma Vm0) ≥VRL
i2L
i2
RR
R
?Ma ≤
可见, 交直流电阻越接近,
不产生负峰切割失真所允许的 Ma
值就越接近于 1。 负峰切割失真
图 4-4-11 二极管检波器的改进电路
④ 改进措施
出发点：减小交, 直流
负载电阻的差别 。
方法 1,将 RL 分成 RL1
和 RL2，当 RL 维持一定时,RL1 越大，交、直流负载电阻的
差值就越小，但输出音频电压也就越小。为了折中地解决这
个矛盾，实用电路中常取 RL1/ RL2 = 0.1 ~ 0.2。
C2：进一步滤除高频分量，提高高频滤波能力。
方法 2,当 Ri2 过小时, 在 RL 和 Ri2 之间插入高输入阻
抗的射随器 。
4.4.3 同步检波电路
1,作用, 解调双 /单边带信号
图 4-4-13 用二极管包络检波器
构成的同步检波器
2,电路, 相乘器 + 低通 二极管包络检波
3,原理, vS 与 vr 叠加，合成为普通调幅信号
例：单音调制的双边带调制
tt
V
V
V
ttVtVtvtvtv
c
rm
m0
rm
c0mcrmSr
c o s)c o s1(
c o sc o sc o s)()()(
??
???
??
????
若 Vrm > Vm0, Ma < 1,合成了不失真的调幅信号, 可
通过包络检波器检波 。 同步解调
4,同步检波的关键, 产生与载波同频同相的同步信号
① 对双边带, 可从调制信号取出
例：双边带调制信号
ttvktv caS c o s)()( ???
取平方,, 取角频率为 2?c 的分量
ttvktv c222a2S c o s)()( ???
ttvk c22a 2c o s)(
2
1 ?
?
二分频，可获同步信号 ?c 。
② 对单边带, 若发射导频信号, 可通过窄带滤波器从
接收信号中取出, 放大后作为同步信号；若不发射导频信号,
接收端只能采用高稳定度晶体振荡器产生指定的同步信号 。
