第 4 章 振幅调制、解调
与混频电路
4.3 混频电路
4.3.1 通信接收机中的混频电路
4.3.2 三极管混频电路
4.3.3 混频失真
4.3 混频电路
混 频
地位,超外差接收机的重要组成部分。
作用,将天线上感生的输入高频信号变换为固定的中频
信号 。
重要性,靠近天线，直接影响接收音机的性能。
种类,
① 一般接收机中：三极管混频器。
② 高质量通信接收机：二极管环形混频器, 双差分对
平衡调制器混频器 。
4.3.1 通信接收机中的混频电路
一、主要性能指标
1．混频增益
定义,混频器的输出中频信号电压 Vi(或功率 PI)对输
入信号电压 Vs(或功率 PS)的比值, 用分贝表示 (与混频损
耗 Lc 类似 )
S
I
c lg10 P
PG ? 或
s
i
c lg20 V
V
A ?
2．噪声系数
定义,输入信号噪声功率比 (PS/Pn)i 对输出中频信号
噪声功率比 (PI/Pn)o 的比值, 即
onI
inS
)/(
)/(
lg10
PP
PP
NF ?
接收机的噪声系数 主要取决于它的前端电路, 若无高频
放大器, 主要由混频电路决定 。
3,1 dB 压缩电平 (PI1dB )
图 4-3-1 1 dB 压缩电平
当 PS 较小时,PI 随 PS 线性增大，混频增益为 定值 ；
当 PS 较大时,PI 随 PS 增大趋于缓慢。
定义,比线性增长低 1 dB 时
所对应的输出中频功率电平, 称
1dB 压缩电平, 用 PI1dB 表示 。
意义,PI1dB 所对应的 PS 是
混频器动态范围的上限电平 。
4,混频失真
来源,
① 接收机输入端存在的干扰信号；
② 混频器件非线性, 使输出电流包含众多无用组合频
率分量, 若某些靠近中频, 则中频滤波器无法将它们滤除,
叠加在有用中频信号上, 引起的失真称为 混频失真 。
5,隔离度
混频器各端口之间在理论上应相互隔离, 确保任一端
口上的功率不会窜到其他端口上 。
实际上，总有极少量功率在各端口之间窜通。
定义,本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比 (用
分贝表示 )。
意义,用来评价窜通大小的性能指标。
危害,在接收机中, 本振端口功率向输入端口的窜通
危害最大 。 为保证混频性能, 加在本振端口的本振功率都
比较大, 当它窜通到输入信号端口时, 就会通过输入信号
回路回到天线上, 产生本振功率的反向辐射, 严重干扰邻
近接收机 。
二、二极管环形混频器和双差分对混频器
高性能接收机
混频器种类
?
?
?
双差分对平衡混频器
二极管环型混频器
1,二极管环形混频器
已有系列产品, 以二极管开关工作所需本振功率电平
的高低分类,Level7,Level17,Level23, 所需的本振功率分
别为 7 dBm(5 mW),17 dBm(50 mW),23 dBm(200 mW)。
本振功率电平越高, 相应的 1 dB 压缩电平也就越高,
混频器的动态范围就越大 。
优点,频带宽、噪声低、混频失真小、动态范围大。
缺点,无混频增益、端口间的隔离度较低。
2,双差分对平衡混频器 (AD831)
图 4-3-2 AD831 的内部组成及构成混频器的外接电路
组成,双差分对平衡调制器, 输出低噪声放大器, 本
振驱动 。
特点,工作频
率达 500 MHz 以上；
混频增益高；输入
端只需电压激励,
不需匹配网络, 使
用方便；设有本振
驱动放大器, 为保
证开关工作所需的
本振功率小；且端
口间隔离度高 。 反
向辐射小 。
缺点,噪声系数较大，动态范围小。
4.3.2 三极管混频电路
一、作用原理
1,原理电路
图 4-3-3 三极管混频器
L1C1, 输入信号回路，调谐在 fc
L2C2,输出中频回路，调谐在 fI
本振电压 vL = VLmcos?Lt 接在基极回路中, VBB0 为 基极
静态偏置电压 。
vBE = VBB0 + vL + vS
2,工作原理
将 VBB0 + vL 作为 T的等效基极偏置电压, 用 vBB(t) 表示,
称为时变基极偏置电压, 当输入信号电压 vS = Vsmcos?ct 很
小, 满足 线性时变条件 时, 三极管集电极电流为
iC ? f(vBE) ? IC0(vL) + gm(vL) vS
iC ? f(vBE) ? IC0(vL) + gm(vL) vS
在时变偏压作用下,gm(vL) 的傅里叶级数展开式为
gm(vL) = gm(t) = g0 + gm1cos?Lt + gm2cos2?Lt + ???
其中，基波分量 gm1cos?Lt 与输入信号电压 vS 相乘
gm1cos?Lt Vsmcos?ct = gm1Vsm[cos(?L - ?c)t + cos(?L + ?c)t]
2
1
令 ?I = ?L - ?c，得中频电流分量为
iI = IImcos?It =
tVgtVg IsmcmIsm1m c o sc o s
2
1 ?? ?
其中 1m
m
Im
mc 2
1 g
V
Ig ??
s
称为 混频跨导, 定义为输出中频电流幅值 IIm 对输入信号
电压幅值 Vsm 之比, 其值等于 gm(t) 中基波分量幅度 gm1 的
一半 。
若设中频回路的谐振电阻为 Re, 则所需的中频输出电
压 vI = - iIRe, 相应的 混频增益 为
AC= = - gmc Re
sm
Im
V
V
3,gmc 与 VLm 和 VBB0 关系
在满足线性时变条件下, 三极管混频电路的 混频增益
与 混频跨导 gmc 成正比 。 而 gmc 又与 VLm 和静态偏置有关 。
三极管的转移特性曲性 iC-
vBE, 它的各点斜率的连线即为跨
导特性 gm(vBE) 。 在 vBE = VBB(t) 的
作用下, 便可画出 gm(t) 波形 。
图 4-3-4 gmc(t) 的图解分析
可见, VBB0 一定, VLm
由小增大时, gmc 也相应地
增大, 直到 gm(t) 趋近方波
时, 相应的 gmc 便达到最大
值 。
实际三极管混频电路采
用分压式偏置电路, 当 VLm
增大到一定值后, 由于特性
的非线性, 产生自给偏置效
应, 基极偏置电压将自静态
值 VBB0 向截止方向移动, 因
而相应的 gmc 也就比上述恒
定偏置时小 。
图 4-3-5 gmc随 VLm 变化的特性
结果使 gmc 随 VLm 的变化 如图 4-3-5 实线所示 。 可见,
相应于某一 VLm 值, gmc 和相应的混频增益达到最大值 。
实验指出, 在中波广播
收音机中, 这个最佳的 VLm
约为 20 ~ 200 mV。 反之, 当
VLm 一定时, 改变 VBB0(或
IEQ) 时, gmc 也会相应变化 。
实验指出, IEQ 在 0.2 ~ 1 mA
时, gmc 近似不变, 并接近最
大值 。
二、电路
电路组成, 工作原
理, 元件作用 。
图 4-3-6 晶体三极管混频电路
电感三点式电路 。
本振电压输出由耦合线
圈 Le 加到 T1 管的发射
极上 。
天线上感生的信号
电压通过耦合线圈 La 加
到输入信号回路, 再通
过耦合线圈 Lb 加到 T1
管的基极上 。
图 4-3-6 晶体三极管混频电路
La 和 Lb 的值较小,
对输入信号, 本振回路严
重失谐；对本振频率而言,
输入信号回路严重失谐,
避免反向辐射 。
4.3.3 混频失真
混频利用了器件特性的非线性, 而器件的非线性又是
混频器产生各种干扰的根源 。
一、干扰哨声和寄生通道干扰
1,干扰哨声 (组合频率干扰 )
(1)产生
混频器输入有用信号时, 混频器件输出电流将出现众
多组频率分量
fp,q =| ?pfL ? qfc |
犹如混频器中存在着无数个变换通道, 其中只有 p = q
= 1 的通道 是有用的, 它可以将输入信号频率变换为所需的
中频, 而其余大量的变换通道无用甚至有害 。 例如,
fs = 931 kHz,fI = 465 kHz,fL = fs + fI = 1 396 kHz
当 fs 与 fL 混合后, 输出可能存在 2fs - fL = (2 ? 931
- 1 396)kHz = 466 kHz 的 组合频率, 与 465 kHz 一起送到
检波器, 产生差拍现象, 在扬声器听到 1 kHz 的 哨叫 。
听到的声音：哨叫 —— 干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰,
显然，产生哨叫的条件,| ?pfL ? qfc | = fI ? F
式中,F 为音频
可分解为 四个关系式,
qfc - pfL = fI ? F
pfL - qfc = fI ? F
pfL + qfc,恒大于 fL
- pfL - qfc,无意义
合并前两式, 得产生干扰哨声的输入 有用信号频率 fc 为
pq
Ff
pq
pf
-
?
-
??
Ic
1f
I >> F，上式可简化为
Ic
1 f
pq
pf
-
??
(2)减小干扰哨声的办法
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小, 因
而, 只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明
显的干扰哨声, 将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频
段之外, 就可大大减小干扰哨声的有害影响 。
例如, 由, 当 p = 0,q = 1 时干扰哨声强,
相应输入信号频率接近于中频, 即 fc ? fI,因此, 将接收机的
中频选在接收频段以外, 避免这个最强的干扰哨声 。 例如,
中频接收机, fI 规定为 465 kHz。 (中波,535 ~ 1 605 kHz)
Ic
1 f
pq
pf
-
??
2,寄生通道干扰 (副波道干扰 )
(1)产生
非接收频率的干扰台串入接收机所造成的干扰 。 当干
扰台的频率 fM 与本振频率 fL 满足
| ? pfL ? qfM | = fI (4-3-8)
时, 干扰信号就将其频率 fM 变换为 fI,顺利地通过中频放
大器, 造成干扰 (收音机听到干扰信号 )。 这种干扰称为 寄生
通道干扰 。
受 fL - fc = fI 的限制,式 (4-3-8) 中 只有下两式成立
pfL - qfM = fI, qfM - pfL = fI
合并，得形成寄生通道干扰的干扰信号频率为
(4-3-9) IcILM 1 f
q
pf
q
p
q
ff
q
pf ?????
寄生通道干扰的两种最强情况,
① 中频干扰 (p = 0,q = 1)
fM = fI, 故称 中频干扰 。 这时, 混频器起到中频放大器
的作用, 具有比有用信号更强的传输能力 。
② 镜像干扰 (p = 1,q = 1)
fK = fL + fI = fc + 2fI, 这时, 干扰信号 fK 在混频器中与
本振信号 fL混频后, 其差频接近中频, 与中频进行差拍检波,
出现哨叫 。
若将 fL 想象为一面镜子, 则 fK 就
是 fc 的镜像, 故称 镜像干扰 。
(2)解决办法
① 中频干扰,与消除干扰哨声一样,
中频应选在接收频段以外, 远离接收段 。
② 镜像干扰,fK - fc = 2fI, 可以采用两种措施,高中
频方案, 二次混频 。
3,高中频方案
中频的两种选择方案,
① 低中频方案, fI < f 。
② 高中频方案,fI > f。
4,二次混频
优点,fI 低, 中频放大器易实现高增益和高选择性；
如在短波接收机中, 接收频段为 2 ~ 30 MHz,中频选
在 70 MHz 附近 。 由于中频很高, 镜像干扰频率远高于有用
信号频率, 混频的滤波电路很容易将它滤除 。
图 4-3-10 二次混频接收机组成方框图
近代数字移动通信接收机, 第一中频很高, 为 240
MHz, 可以在一混频前将镜像频率干扰有效地滤除 。
二、交调失真和互调失真
交调失真和互调失真 会在混频器, 高频和中频放大器
中产生, 现以混频器为例讨论 。
1,交调失真
若接收机前端电路选择性不好, 使 有用信号 vS 和 干扰
信号 vM 同时串入混频器输入端, 且二者皆为调幅波, 则通
过混频器的非线性作用, 将产生 交叉调制失真 。
现象：不仅可听到有用信号, 同时也听到干扰信号 。
当接收机对有用信号失谐时, 干扰信号也随之消失 。 如同
干扰台调制信号调制在有用信号频率上, 故称 交叉调制干
扰 。
原因：混频器件非线性的高次方项引起的, 且与干扰
信号电压振幅的平方成正比 。
设混频器件在静态工作点上展开的伏安特性为
i = f (v) = a0 + a1v + a2v2 + a3v3 + a4v4 + ···
其中 v = v
L + vS + vM
= VLmcos?Lt + Vsmcos?ct + VMmcos?Mt
代入 上式可知, v 的二次方项 (展开式中的 2a1vLvS),四次
方项 (展开式中的 4a4 vS + 4a4vL + 12a4vLvS )及更高偶
次方项均会产生 中频电流分量 。 其中 12a4vLvS 产生的中
频电流分量振幅为 3a4vLmvSm, 其值与 VMm 有关 。
3
Lv
3Sv 2
Mv
2Mv
2
Mmv
表明该电流分量振幅中含有干扰信号的包络变化, 这
种失真是将干扰信号的包络交叉地转移到输出中频信号上
去的一种非线性失真, 故称为 交叉调制失真 。
2,互调失真
当混频器输入端同时作用着两个干扰信号 vM1 和 vM2
时, 混频器还可能产生 互调失真 。
令 v = vL + vS + vM1+ vM2
= VLmcos?Lt + Vsmcos?ct + VM1mcos?M1t
+ VM2mcos?M2t
则 i 中将包含的 组合频率分量
fp,q,r,s =
M2M1cL sfrfqfpf ????其中, 除了 f
L - fc = fI (p = q = 1,r = s = 0)的有用中频分量
外, 还可能在着某些特定的 r 和 s 值上存在着
IM21ML fsfrff ????的寄生中频分量, 引起混频器输出中频信号失真 。 这种失
真由两个干扰信号互相调制产生的, 故称 互调失真 。
当 VM1m 和 VM2m一定时, r 和 s 值越小, 相应产生的寄
生中频电流分量振幅就越大, 互调失真也就越严重 。 其中,
若两个干扰信号的频率 fM1,fM2 十分靠近有用信号频率,
则在 r 和 s 为小值时 (r = 1,s = 2 或 r = 2,s = 1)的组合频
率分量的频率有可能趋近于 fI,即
fL - (2fM1- fM2) ? fI 或 fL - (2fM2- fM1) ? fI
亦即 2fM1 - fM2 ? fc 或 2fM2 - fM1 ? fc
因而这种互调失真最严重 。 由于 r + s = 3, 故将这种失真
称为 三阶互调失真, 它是由 v 四次方项中的 12a4vL vM2
或 12a4vLvM1 产生的 。 当 VM1m = VM2m = VMm时, 它们的
幅度均为 。
2
M1v
2M2v
3
MmLm42
3 Vva
3,三阶互调失真截点
三阶互调失真的干扰信号频率十分靠近有用信号频率,
混频前滤波器不能有效滤除, 与交调失真和其他非线性失真
比较, 三阶互调失真的危害最严重, 往往将允许的最大三阶
互调失真作为混频器的重要性能指标, 且将其对应的最大输
入干扰强度作为动态范围的上限 。
设有用输入信号产生的中频电流分量幅值为
smLm22
1 VVa
(由 伏安特性 的二次方项产生 ),与 Vsm 成正比, 三阶互调失
真分量的幅度与输入干扰信号幅度 VMm 的三次方成正比 。
若用 分贝 表示, 则输出中频功率分贝数与输入信号功率
分贝数 呈线性 关系 (增加 10 dB,相应的也增加 10 dB),直
到 1 dB 压缩点, 以后就趋于平坦 。
图 4-3-11 PI1dB 和 PM3 的含义
实践表明, PIM3 大体上比 PI1dB 高 10 ~ 15 dBm，若厂
家提供 1 dB 压缩电平, 就可按上述确定 PIM3 。
PIM3 是混频器的重要性能指标, 根据 PIM3 可估计某一
输入干扰电平所对应的输出三阶互调失真电平 。
而输出 三阶互调功率 分
贝数与 输入干扰功率 分贝数
成 三倍 的关系 (增加 10 dB，
相应的增加 30 dB),即斜率
为前一特性斜率的三倍 。 通
常将中频功率延长线与三阶
互调失真功率线的交点称为
三阶互调截点, 相应的 互调
失真功率 用 PIM3 表示 。
图 4-3-12 例题特性
例,某一混频器, 已知 PI1dB = 10 dBm,对应的输入
信号功率为 0 dBm,试求两个输入干扰电平均为 - 20 dBm
时的输出 三阶互调失真 电平 。
解,已知 PI1dB, 因而 PIM3
= PI1dB + (10 ~ 15) dBm = (20 ~
25)dBm,现取 25 dBm。
① 先画出 PI线, [过 (0,10)，
斜率为 1]。
② 再画出 PIM 线, [在 PI
线上定 PIM3, 斜率为 3]。
③ 当 PM = - 20 dBm(即 PM
自 15 dBm下降 35 dBm)时, 相
应的 PIM 自 PIM3 25 dBm下降到
- 80 dBm, 下降了 105 dBm。
作用到混频器上的本振信号, 有用信号, 干扰信号等,
它们之间任意两者都可能产生组合频率, 形成干扰 。 不同
原因产生的干扰在接收机中有特定的名称, 如下图所示,
fs
干扰哨声 -组合频率
fL
寄生通道
fM1
交叉调制
互相调制
fM2
抑制干扰的措施,
1,提高混频器前端电路的选择性
例如：中频干扰, 加中频陷波器
2,适当选择中频频率
① 将中频选在接收频段之外 。
② 采用高中频方案, 使镜像干扰频率远离有用信号频
率
3．合理选择混频器工作点
将 Q 点设置在混频器件特性的二次方区域, 尽量减少
三次方项或更高次项所引起的交叉调制干扰
尽量采用组合频率分量少的混频电路与器件,模拟相
乘器, 二极管平衡混频器等, 具有输出组合频率分量数量
少的特点 。
与混频电路
4.3 混频电路
4.3.1 通信接收机中的混频电路
4.3.2 三极管混频电路
4.3.3 混频失真
4.3 混频电路
混 频
地位,超外差接收机的重要组成部分。
作用,将天线上感生的输入高频信号变换为固定的中频
信号 。
重要性,靠近天线，直接影响接收音机的性能。
种类,
① 一般接收机中：三极管混频器。
② 高质量通信接收机：二极管环形混频器, 双差分对
平衡调制器混频器 。
4.3.1 通信接收机中的混频电路
一、主要性能指标
1．混频增益
定义,混频器的输出中频信号电压 Vi(或功率 PI)对输
入信号电压 Vs(或功率 PS)的比值, 用分贝表示 (与混频损
耗 Lc 类似 )
S
I
c lg10 P
PG ? 或
s
i
c lg20 V
V
A ?
2．噪声系数
定义,输入信号噪声功率比 (PS/Pn)i 对输出中频信号
噪声功率比 (PI/Pn)o 的比值, 即
onI
inS
)/(
)/(
lg10
PP
PP
NF ?
接收机的噪声系数 主要取决于它的前端电路, 若无高频
放大器, 主要由混频电路决定 。
3,1 dB 压缩电平 (PI1dB )
图 4-3-1 1 dB 压缩电平
当 PS 较小时,PI 随 PS 线性增大，混频增益为 定值 ；
当 PS 较大时,PI 随 PS 增大趋于缓慢。
定义,比线性增长低 1 dB 时
所对应的输出中频功率电平, 称
1dB 压缩电平, 用 PI1dB 表示 。
意义,PI1dB 所对应的 PS 是
混频器动态范围的上限电平 。
4,混频失真
来源,
① 接收机输入端存在的干扰信号；
② 混频器件非线性, 使输出电流包含众多无用组合频
率分量, 若某些靠近中频, 则中频滤波器无法将它们滤除,
叠加在有用中频信号上, 引起的失真称为 混频失真 。
5,隔离度
混频器各端口之间在理论上应相互隔离, 确保任一端
口上的功率不会窜到其他端口上 。
实际上，总有极少量功率在各端口之间窜通。
定义,本端口功率与其窜通到另一端口的功率之比 (用
分贝表示 )。
意义,用来评价窜通大小的性能指标。
危害,在接收机中, 本振端口功率向输入端口的窜通
危害最大 。 为保证混频性能, 加在本振端口的本振功率都
比较大, 当它窜通到输入信号端口时, 就会通过输入信号
回路回到天线上, 产生本振功率的反向辐射, 严重干扰邻
近接收机 。
二、二极管环形混频器和双差分对混频器
高性能接收机
混频器种类
?
?
?
双差分对平衡混频器
二极管环型混频器
1,二极管环形混频器
已有系列产品, 以二极管开关工作所需本振功率电平
的高低分类,Level7,Level17,Level23, 所需的本振功率分
别为 7 dBm(5 mW),17 dBm(50 mW),23 dBm(200 mW)。
本振功率电平越高, 相应的 1 dB 压缩电平也就越高,
混频器的动态范围就越大 。
优点,频带宽、噪声低、混频失真小、动态范围大。
缺点,无混频增益、端口间的隔离度较低。
2,双差分对平衡混频器 (AD831)
图 4-3-2 AD831 的内部组成及构成混频器的外接电路
组成,双差分对平衡调制器, 输出低噪声放大器, 本
振驱动 。
特点,工作频
率达 500 MHz 以上；
混频增益高；输入
端只需电压激励,
不需匹配网络, 使
用方便；设有本振
驱动放大器, 为保
证开关工作所需的
本振功率小；且端
口间隔离度高 。 反
向辐射小 。
缺点,噪声系数较大，动态范围小。
4.3.2 三极管混频电路
一、作用原理
1,原理电路
图 4-3-3 三极管混频器
L1C1, 输入信号回路，调谐在 fc
L2C2,输出中频回路，调谐在 fI
本振电压 vL = VLmcos?Lt 接在基极回路中, VBB0 为 基极
静态偏置电压 。
vBE = VBB0 + vL + vS
2,工作原理
将 VBB0 + vL 作为 T的等效基极偏置电压, 用 vBB(t) 表示,
称为时变基极偏置电压, 当输入信号电压 vS = Vsmcos?ct 很
小, 满足 线性时变条件 时, 三极管集电极电流为
iC ? f(vBE) ? IC0(vL) + gm(vL) vS
iC ? f(vBE) ? IC0(vL) + gm(vL) vS
在时变偏压作用下,gm(vL) 的傅里叶级数展开式为
gm(vL) = gm(t) = g0 + gm1cos?Lt + gm2cos2?Lt + ???
其中，基波分量 gm1cos?Lt 与输入信号电压 vS 相乘
gm1cos?Lt Vsmcos?ct = gm1Vsm[cos(?L - ?c)t + cos(?L + ?c)t]
2
1
令 ?I = ?L - ?c，得中频电流分量为
iI = IImcos?It =
tVgtVg IsmcmIsm1m c o sc o s
2
1 ?? ?
其中 1m
m
Im
mc 2
1 g
V
Ig ??
s
称为 混频跨导, 定义为输出中频电流幅值 IIm 对输入信号
电压幅值 Vsm 之比, 其值等于 gm(t) 中基波分量幅度 gm1 的
一半 。
若设中频回路的谐振电阻为 Re, 则所需的中频输出电
压 vI = - iIRe, 相应的 混频增益 为
AC= = - gmc Re
sm
Im
V
V
3,gmc 与 VLm 和 VBB0 关系
在满足线性时变条件下, 三极管混频电路的 混频增益
与 混频跨导 gmc 成正比 。 而 gmc 又与 VLm 和静态偏置有关 。
三极管的转移特性曲性 iC-
vBE, 它的各点斜率的连线即为跨
导特性 gm(vBE) 。 在 vBE = VBB(t) 的
作用下, 便可画出 gm(t) 波形 。
图 4-3-4 gmc(t) 的图解分析
可见, VBB0 一定, VLm
由小增大时, gmc 也相应地
增大, 直到 gm(t) 趋近方波
时, 相应的 gmc 便达到最大
值 。
实际三极管混频电路采
用分压式偏置电路, 当 VLm
增大到一定值后, 由于特性
的非线性, 产生自给偏置效
应, 基极偏置电压将自静态
值 VBB0 向截止方向移动, 因
而相应的 gmc 也就比上述恒
定偏置时小 。
图 4-3-5 gmc随 VLm 变化的特性
结果使 gmc 随 VLm 的变化 如图 4-3-5 实线所示 。 可见,
相应于某一 VLm 值, gmc 和相应的混频增益达到最大值 。
实验指出, 在中波广播
收音机中, 这个最佳的 VLm
约为 20 ~ 200 mV。 反之, 当
VLm 一定时, 改变 VBB0(或
IEQ) 时, gmc 也会相应变化 。
实验指出, IEQ 在 0.2 ~ 1 mA
时, gmc 近似不变, 并接近最
大值 。
二、电路
电路组成, 工作原
理, 元件作用 。
图 4-3-6 晶体三极管混频电路
电感三点式电路 。
本振电压输出由耦合线
圈 Le 加到 T1 管的发射
极上 。
天线上感生的信号
电压通过耦合线圈 La 加
到输入信号回路, 再通
过耦合线圈 Lb 加到 T1
管的基极上 。
图 4-3-6 晶体三极管混频电路
La 和 Lb 的值较小,
对输入信号, 本振回路严
重失谐；对本振频率而言,
输入信号回路严重失谐,
避免反向辐射 。
4.3.3 混频失真
混频利用了器件特性的非线性, 而器件的非线性又是
混频器产生各种干扰的根源 。
一、干扰哨声和寄生通道干扰
1,干扰哨声 (组合频率干扰 )
(1)产生
混频器输入有用信号时, 混频器件输出电流将出现众
多组频率分量
fp,q =| ?pfL ? qfc |
犹如混频器中存在着无数个变换通道, 其中只有 p = q
= 1 的通道 是有用的, 它可以将输入信号频率变换为所需的
中频, 而其余大量的变换通道无用甚至有害 。 例如,
fs = 931 kHz,fI = 465 kHz,fL = fs + fI = 1 396 kHz
当 fs 与 fL 混合后, 输出可能存在 2fs - fL = (2 ? 931
- 1 396)kHz = 466 kHz 的 组合频率, 与 465 kHz 一起送到
检波器, 产生差拍现象, 在扬声器听到 1 kHz 的 哨叫 。
听到的声音：哨叫 —— 干扰哨声
干扰的原因：组合频率干扰,
显然，产生哨叫的条件,| ?pfL ? qfc | = fI ? F
式中,F 为音频
可分解为 四个关系式,
qfc - pfL = fI ? F
pfL - qfc = fI ? F
pfL + qfc,恒大于 fL
- pfL - qfc,无意义
合并前两式, 得产生干扰哨声的输入 有用信号频率 fc 为
pq
Ff
pq
pf
-
?
-
??
Ic
1f
I >> F，上式可简化为
Ic
1 f
pq
pf
-
??
(2)减小干扰哨声的办法
组合频率分量电流振幅随 (p + q) 的增加而迅速减小, 因
而, 只有对应于 p 和 q 为较小值的输入有用信号才会产生明
显的干扰哨声, 将产生最强干扰哨声的信号频率移到接收频
段之外, 就可大大减小干扰哨声的有害影响 。
例如, 由, 当 p = 0,q = 1 时干扰哨声强,
相应输入信号频率接近于中频, 即 fc ? fI,因此, 将接收机的
中频选在接收频段以外, 避免这个最强的干扰哨声 。 例如,
中频接收机, fI 规定为 465 kHz。 (中波,535 ~ 1 605 kHz)
Ic
1 f
pq
pf
-
??
2,寄生通道干扰 (副波道干扰 )
(1)产生
非接收频率的干扰台串入接收机所造成的干扰 。 当干
扰台的频率 fM 与本振频率 fL 满足
| ? pfL ? qfM | = fI (4-3-8)
时, 干扰信号就将其频率 fM 变换为 fI,顺利地通过中频放
大器, 造成干扰 (收音机听到干扰信号 )。 这种干扰称为 寄生
通道干扰 。
受 fL - fc = fI 的限制,式 (4-3-8) 中 只有下两式成立
pfL - qfM = fI, qfM - pfL = fI
合并，得形成寄生通道干扰的干扰信号频率为
(4-3-9) IcILM 1 f
q
pf
q
p
q
ff
q
pf ?????
寄生通道干扰的两种最强情况,
① 中频干扰 (p = 0,q = 1)
fM = fI, 故称 中频干扰 。 这时, 混频器起到中频放大器
的作用, 具有比有用信号更强的传输能力 。
② 镜像干扰 (p = 1,q = 1)
fK = fL + fI = fc + 2fI, 这时, 干扰信号 fK 在混频器中与
本振信号 fL混频后, 其差频接近中频, 与中频进行差拍检波,
出现哨叫 。
若将 fL 想象为一面镜子, 则 fK 就
是 fc 的镜像, 故称 镜像干扰 。
(2)解决办法
① 中频干扰,与消除干扰哨声一样,
中频应选在接收频段以外, 远离接收段 。
② 镜像干扰,fK - fc = 2fI, 可以采用两种措施,高中
频方案, 二次混频 。
3,高中频方案
中频的两种选择方案,
① 低中频方案, fI < f 。
② 高中频方案,fI > f。
4,二次混频
优点,fI 低, 中频放大器易实现高增益和高选择性；
如在短波接收机中, 接收频段为 2 ~ 30 MHz,中频选
在 70 MHz 附近 。 由于中频很高, 镜像干扰频率远高于有用
信号频率, 混频的滤波电路很容易将它滤除 。
图 4-3-10 二次混频接收机组成方框图
近代数字移动通信接收机, 第一中频很高, 为 240
MHz, 可以在一混频前将镜像频率干扰有效地滤除 。
二、交调失真和互调失真
交调失真和互调失真 会在混频器, 高频和中频放大器
中产生, 现以混频器为例讨论 。
1,交调失真
若接收机前端电路选择性不好, 使 有用信号 vS 和 干扰
信号 vM 同时串入混频器输入端, 且二者皆为调幅波, 则通
过混频器的非线性作用, 将产生 交叉调制失真 。
现象：不仅可听到有用信号, 同时也听到干扰信号 。
当接收机对有用信号失谐时, 干扰信号也随之消失 。 如同
干扰台调制信号调制在有用信号频率上, 故称 交叉调制干
扰 。
原因：混频器件非线性的高次方项引起的, 且与干扰
信号电压振幅的平方成正比 。
设混频器件在静态工作点上展开的伏安特性为
i = f (v) = a0 + a1v + a2v2 + a3v3 + a4v4 + ···
其中 v = v
L + vS + vM
= VLmcos?Lt + Vsmcos?ct + VMmcos?Mt
代入 上式可知, v 的二次方项 (展开式中的 2a1vLvS),四次
方项 (展开式中的 4a4 vS + 4a4vL + 12a4vLvS )及更高偶
次方项均会产生 中频电流分量 。 其中 12a4vLvS 产生的中
频电流分量振幅为 3a4vLmvSm, 其值与 VMm 有关 。
3
Lv
3Sv 2
Mv
2Mv
2
Mmv
表明该电流分量振幅中含有干扰信号的包络变化, 这
种失真是将干扰信号的包络交叉地转移到输出中频信号上
去的一种非线性失真, 故称为 交叉调制失真 。
2,互调失真
当混频器输入端同时作用着两个干扰信号 vM1 和 vM2
时, 混频器还可能产生 互调失真 。
令 v = vL + vS + vM1+ vM2
= VLmcos?Lt + Vsmcos?ct + VM1mcos?M1t
+ VM2mcos?M2t
则 i 中将包含的 组合频率分量
fp,q,r,s =
M2M1cL sfrfqfpf ????其中, 除了 f
L - fc = fI (p = q = 1,r = s = 0)的有用中频分量
外, 还可能在着某些特定的 r 和 s 值上存在着
IM21ML fsfrff ????的寄生中频分量, 引起混频器输出中频信号失真 。 这种失
真由两个干扰信号互相调制产生的, 故称 互调失真 。
当 VM1m 和 VM2m一定时, r 和 s 值越小, 相应产生的寄
生中频电流分量振幅就越大, 互调失真也就越严重 。 其中,
若两个干扰信号的频率 fM1,fM2 十分靠近有用信号频率,
则在 r 和 s 为小值时 (r = 1,s = 2 或 r = 2,s = 1)的组合频
率分量的频率有可能趋近于 fI,即
fL - (2fM1- fM2) ? fI 或 fL - (2fM2- fM1) ? fI
亦即 2fM1 - fM2 ? fc 或 2fM2 - fM1 ? fc
因而这种互调失真最严重 。 由于 r + s = 3, 故将这种失真
称为 三阶互调失真, 它是由 v 四次方项中的 12a4vL vM2
或 12a4vLvM1 产生的 。 当 VM1m = VM2m = VMm时, 它们的
幅度均为 。
2
M1v
2M2v
3
MmLm42
3 Vva
3,三阶互调失真截点
三阶互调失真的干扰信号频率十分靠近有用信号频率,
混频前滤波器不能有效滤除, 与交调失真和其他非线性失真
比较, 三阶互调失真的危害最严重, 往往将允许的最大三阶
互调失真作为混频器的重要性能指标, 且将其对应的最大输
入干扰强度作为动态范围的上限 。
设有用输入信号产生的中频电流分量幅值为
smLm22
1 VVa
(由 伏安特性 的二次方项产生 ),与 Vsm 成正比, 三阶互调失
真分量的幅度与输入干扰信号幅度 VMm 的三次方成正比 。
若用 分贝 表示, 则输出中频功率分贝数与输入信号功率
分贝数 呈线性 关系 (增加 10 dB,相应的也增加 10 dB),直
到 1 dB 压缩点, 以后就趋于平坦 。
图 4-3-11 PI1dB 和 PM3 的含义
实践表明, PIM3 大体上比 PI1dB 高 10 ~ 15 dBm，若厂
家提供 1 dB 压缩电平, 就可按上述确定 PIM3 。
PIM3 是混频器的重要性能指标, 根据 PIM3 可估计某一
输入干扰电平所对应的输出三阶互调失真电平 。
而输出 三阶互调功率 分
贝数与 输入干扰功率 分贝数
成 三倍 的关系 (增加 10 dB，
相应的增加 30 dB),即斜率
为前一特性斜率的三倍 。 通
常将中频功率延长线与三阶
互调失真功率线的交点称为
三阶互调截点, 相应的 互调
失真功率 用 PIM3 表示 。
图 4-3-12 例题特性
例,某一混频器, 已知 PI1dB = 10 dBm,对应的输入
信号功率为 0 dBm,试求两个输入干扰电平均为 - 20 dBm
时的输出 三阶互调失真 电平 。
解,已知 PI1dB, 因而 PIM3
= PI1dB + (10 ~ 15) dBm = (20 ~
25)dBm,现取 25 dBm。
① 先画出 PI线, [过 (0,10)，
斜率为 1]。
② 再画出 PIM 线, [在 PI
线上定 PIM3, 斜率为 3]。
③ 当 PM = - 20 dBm(即 PM
自 15 dBm下降 35 dBm)时, 相
应的 PIM 自 PIM3 25 dBm下降到
- 80 dBm, 下降了 105 dBm。
作用到混频器上的本振信号, 有用信号, 干扰信号等,
它们之间任意两者都可能产生组合频率, 形成干扰 。 不同
原因产生的干扰在接收机中有特定的名称, 如下图所示,
fs
干扰哨声 -组合频率
fL
寄生通道
fM1
交叉调制
互相调制
fM2
抑制干扰的措施,
1,提高混频器前端电路的选择性
例如：中频干扰, 加中频陷波器
2,适当选择中频频率
① 将中频选在接收频段之外 。
② 采用高中频方案, 使镜像干扰频率远离有用信号频
率
3．合理选择混频器工作点
将 Q 点设置在混频器件特性的二次方区域, 尽量减少
三次方项或更高次项所引起的交叉调制干扰
尽量采用组合频率分量少的混频电路与器件,模拟相
乘器, 二极管平衡混频器等, 具有输出组合频率分量数量
少的特点 。
